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技術 電力変換回路の制御装置

出願人 イサハヤ電子株式会社
発明者 黒川不二雄
出願日 2015年4月14日 (6年2ヶ月経過) 出願番号 2016-513801
公開日 2017年4月13日 (4年2ヶ月経過) 公開番号 WO2015-159902
状態 特許登録済
技術分野 DC‐DCコンバータ
主要キーワード 不連続制御 数値定数 アナログ出力電流 回路タイプ 入出力電圧比 電流予測値 予測電流 出力電流検出用抵抗
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図面 (9)

課題

出力電流検出せずに、当該出力電流の値を予測し、当該予測電流出力電圧入力電圧とに基づき、オンタイムまたはターンオフ時刻を決定する。

解決手段

制御部は、ディジタル入力電圧値Ei(n)、前記ディジタル出力電圧値Eo(n)およびディジタル出力電流予測値Io(n)*に基づきオンタイムを決定する。 制御部は、(i)n回(通常、今回)のスイッチング周期における、ディジタル入力電圧値Ei(n)およびディジタル出力電圧値Eo(n)と、(ii)(n−1)回のスイッチング周期における、前記オンタイムの計算結果Ton(n−1)とから、n回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値を予測し、前記予測したディジタル出力電流予測値Io(n)*を用いてn回のスイッチング周期におけるオンタイムNTon(n)を生成する。

概要

背景

図1に、電力変換回路9の出力電流ioを検出して制御を行う制御装置8を示す。
電力変換回路9は、直流電源91と、電力スイッチ92と、転流ダイオード93と、リアクトル94と、キャパシタ95と、出力電流検出用抵抗96とからなる。
直流電源91(「Eia」としても示す)の一端子(図1では(+)端子)に、入力端子a1を介して電力スイッチ92が接続されている。直流電源91の他端子(図1では(−)端子)は、入力端子a2を介してグランドGNDに接続されている。

電力スイッチ92の出力端子とグランドGNDとの間に転流ダイオード93(「DF」としても示す)が接続されている。転流ダイオード93は、カソードが電力スイッチ92(「Tr」としても示す)の出力端子に接続され、アノードがグランドGNDに接続されている。
電力スイッチ92の出力端子および転流ダイオード93のカソード端子にはリアクトル94(「L」としても示す)の一端子が接続されている。

リアクトル94の他端子は、電力変換回路9の出力端子b1に接続されている。
リアクトル94の他端子および出力端子b1にはキャパシタ95(「C」としても示す)の一端子が接続され、キャパシタ95の他端子はグランドGNDに接続されている。
負荷96(「R」としても示す)は出力端子b1,b2間に接続されている。出力端子b2とグランドGNDとの間には出力電流検出用抵抗96(「rd」としても示す)が接続されている。

図1に示す電力変換回路9の制御装置8は、増幅部81、AD変換部82、制御部83および駆動部(PWM信号生成回路)84を備えている。
増幅部81は、電力変換回路9の、アナログ入力電圧Eiaを増幅するプリアンプ811と、アナログ出力電流ioを増幅するプリアンプ812と、アナログ出力電圧eoを増幅するプリアンプ813とからなる。
AD変換部82は、プリアンプ811からのアナログ入力電圧Eiaをディジタル入力電圧値Eiに変換するAD変換器821と、プリアンプ812からのアナログ出力電流ioをディジタル出力電圧値Ioに変換するAD変換器822と、プリアンプ813からのアナログ出力電圧eoをディジタル出力電圧値Eoに変換するAD変換器823とからなる。

制御部83は、ディジタル入力電圧値Ei、ディジタル出力電流値Ioおよびディジタル出力電圧値Eoを入力する。
本実施形態では、制御部83は、バイアス量計算部831、PID制御量生成部832およびスイッチング制御量生成部833からなる。
PID制御量生成部832は、ディジタル出力電圧値Eoを入力し、PID制御量N_PIDTon(n)を生成する。
PID制御量N_PIDTon(n)は、式(A1)で表される。
N_PIDTon(n)=−{KP(Neo(n)−NR)
KIΣNI(k)+KD(Neo(n)−Neo(n−1))}+bias
(A1)

式(A1)において、変数定数等は以下のように定義される。
KP:比例制御量ゲイ
KI:積分制御量ゲイン
KD:微分制御量ゲイン
Neo(n):今回のサンプリングにおけるディジタル出力電圧値(予測値)に相当する数値
Neo(n−1):1回前のディジタル出力電圧値(実測値)に相当する数値
NR:比例制御定数
NI(k):積分値(数値)

バイアス量計算部831は、ディジタル入力電圧値Ei(n)およびディジタル出力電流値Io(n)を入力し、PID制御量N_PIDTon(n)に加えるべきバイアス量NTon_m(n)を計算する。
スイッチング制御量生成部833は、式(A2)を計算することで、最適なオンタイム制御量NTon(n)を生成している。
NTon(n)=NTon_m(n)+N_PIDTon(n)
(A2)
式(A2)において、NTon_m(n)は以下のように定義される。
NTon_m(n):オンタイムのバイアス量

バイアス量計算部831は、電流連続モードでは、式(A3)によってバイアス量NTon_m(n)を計算することができる。
NTon_m(n)=(NTS/Ei)rdEo*+NBC
(A3)
出力電流予測部831は、電流不連続モードでは、式(A4)によってバイアス量NTon_m(n)を計算することができる。
NTon_m(n)=NTS〔(2Eo*LIo(n))/{Ei(Ei−Eo*)Ts}〕1/2+NBD
(A4)

式(A3)および式(A4)における変数,定数等は以下のように定義される。
NTS:スイッチング周期Tsの大きさについて決められた数値
Ei:ディジタル入力電圧値
Eo*:出力電圧目標値ディジタル値
rd:出力電流検出用抵抗に相当するディジタル値
Io(n):実測したディジタル出力電流値
n1:時間により増大する変数
Ts:スイッチング周期
NBC,NBD:数値定数
L:リアクトルのインダクタンス

概要

出力電流を検出せずに、当該出力電流の値を予測し、当該予測電流出力電圧入力電圧とに基づき、オンタイムまたはターンオフ時刻を決定する。 制御部は、ディジタル入力電圧値Ei(n)、前記ディジタル出力電圧値Eo(n)およびディジタル出力電流予測値Io(n)*に基づきオンタイムを決定する。 制御部は、(i)n回(通常、今回)のスイッチング周期における、ディジタル入力電圧値Ei(n)およびディジタル出力電圧値Eo(n)と、(ii)(n−1)回のスイッチング周期における、前記オンタイムの計算結果Ton(n−1)とから、n回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値を予測し、前記予測したディジタル出力電流予測値Io(n)*を用いてn回のスイッチング周期におけるオンタイムNTon(n)を生成する。

目的

ところで、図1の電力制御装置では、上述したように電力変換回路9の出力側に出力電流検出用抵抗96を設け、電流検出用抵抗96に生じる電圧降下を検出している。
このため、電力損失が常に生じるという問題がある。
本発明の目的は、出力電流の検出をせずに(すなわち、電流検出用抵抗を備えずに)、出力電流の値を予測し、出力電流の予測電流と出力電圧と入力電圧とに基づきオンタイムまたはターンオフ時刻を決定する電力変換回路の制御装置を提供することである。

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

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請求項1

電力スイッチターンオンターンオフを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギー蓄積と、前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路制御装置において、前記電力変換回路のアナログ入力電圧Eiaをディジタル入力電圧値Eiに変換し、前記電力変換回路のアナログ出力電圧eoをディジタル出力電圧値Eoにそれぞれ変換するAD変換部と、前記ディジタル入力電圧値Ei、前記ディジタル出力電圧値Eoおよびディジタル出力電流予測値Io*に基づきオンタイムTon、オフタイムToff、スイッチング周期Tsまたはこれらのうちの複数をスイッチング制御NTxとして決定する制御部と、前記制御部から制御信号受け取り、当該制御信号に基づき前記電力スイッチにターンオンおよびターンオフ信号を送出する駆動部と、を備え、前記制御部は、前記スイッチング制御量NTxについての基本制御量N_BTxを生成する基本制御量生成部と、前記ディジタル入力電圧値Ei、および、過去のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量NTxの計算結果から、前記将来のスイッチング周期における出力電流値予測計算する出力電流予測部と、前記出力電流予測部により予測計算されたディジタル出力電流予測値Io*またはさらに既に予測計算されたディジタル出力電流予測値Io*用いて、モデル制御量MODELを生成するモデル制御量生成部と、前記モデル制御量MODELが前記基本制御量N_BTxに組み込まれた前記スイッチング制御量NTxを生成するスイッチング制御量生成部と、を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。

請求項2

請求項1に記載の電力変換回路の制御装置において、出力電流予測部は、さらに最新のディジタル出力電圧値Eoを前記ディジタル出力電流値の予測に用いる、ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。

請求項3

前記電力変換回路が、前記リアクトルを流れる電流が連続する電流連続制御領域および前記リアクトルを流れる電流が不連続となる電流不連続制御領域で遷移して動作する請求項1に記載の電力変換回路の制御装置において、前記出力電流予測部が、前記ディジタル出力電流予測値Io*と、前記ディジタル出力電圧値Eoとに基づき、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作か、前記電流不連続領域での動作かを監視し、前記出力電流予測部は、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、前記モデル制御量生成部は、前記出力電流予測部から電流連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数CM(Io(n)*)を用いて前記モデル制御量MODELを生成し、前記出力電流予測部から電流不連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数DM(Io(n)*)を用いて前記モデル制御量MODELを生成することを特徴とする電力変換回路の制御装置。

請求項4

請求項1に記載の電力変換回路の制御装置において、モデル制御量生成部は、モデル制御量MODELの計算において、前記電流連続制御用関数CM(Io(n)*)または前記電流連続制御用関数DM(Io(n)*)の前記ディジタル出力電流予測値Io(n)*に上限しきい値または/および下限しきい値を設定することを特徴とする電力変換回路の制御装置。

請求項5

請求項1に記載の電力変換回路の制御装置において、モデル制御量生成部は、前記モデル制御量NTx_mの計算において、前記電流連続制御用関数CM(Io(n)*)または前記電流連続制御用関数DM(Io(n)*)の前記ディジタル出力電流予測値Io(n)*を含む項に、時間減衰項を含めることを特徴とする電力変換回路の制御装置。

請求項6

電力スイッチのターンオンとターンオフを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギーの蓄積と、前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路の制御装置において、前記電力変換回路のアナログ入力電圧Eiaおよびアナログ出力電圧eoをディジタル入力電圧値Eiおよびディジタル出力電圧値Eoにそれぞれ変換するAD変換部と、前記ディジタル入力電圧値Ei、前記ディジタル出力電圧値Eoおよびディジタル出力電流予測値Io*に基づきオンタイムTx、オフタイムToff、スイッチング周期Tsまたはこれらのうちの複数をスイッチング制御量NTxとして決定する制御部と、前記制御部から制御信号を受け取り、当該制御信号に基づき前記電力スイッチにターンオンおよびターンオフ信号を送出する駆動部と、を備え、前記制御部は、(n+1)回(nは正の整数)のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量NTxについての基本制御量N_BTxを生成する基本制御量生成部と、最新のディジタル入力電圧値Ei、および、n回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量NTxの計算結果Tx(n)から、(n+1)回のスイッチング周期における出力電流値を予測計算する出力電流予測部と、前記出力電流予測部により予測計算したディジタル出力電流予測値Io(n+1)*を用いて、モデル制御量MODEL(たとえば、NTx_m(n+1))を生成するモデル制御量生成部と、前記モデル制御量MODELが前記基本制御量N_BTxに組み込まれた前記スイッチング制御量NTxを生成するスイッチング制御量生成部と、を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。

請求項7

請求項6に記載の電力変換回路の制御装置において、出力電流予測部は、さらに最新のディジタル出力電圧値Eoを前記ディジタル出力電流値の予測に用いる、ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。

請求項8

前記電力変換回路が、前記リアクトルを流れる電流が連続する電流連続制御領域および前記リアクトルを流れる電流が不連続となる電流不連続制御領域で遷移して動作する請求項6に記載の電力変換回路の制御装置において、前記出力電流予測部が、前記ディジタル出力電流予測値Io*と、前記ディジタル出力電圧値Eoとに基づき、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作か、前記電流不連続領域での動作かを監視し、前記出力電流予測部は、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、前記モデル制御量生成部は、前記出力電流予測部から電流連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数CM(Io(n)*)を用いて前記モデル制御量MODELを生成し、前記出力電流予測部から電流不連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数DM(Io(n)*)を用いて前記モデル制御量MODELを生成することを特徴とする電力変換回路の制御装置。

請求項9

請求項6に記載の電力変換回路の制御装置において、モデル制御量生成部は、モデル制御量MODELの計算において、前記電流連続制御用関数CM(Io(n)*)または前記電流連続制御用関数DM(Io(n)*)の前記ディジタル出力電流予測値Io(n)*に上限しきい値または/および下限しきい値を設定することを特徴とする電力変換回路の制御装置。

請求項10

請求項6に記載の電力変換回路の制御装置において、モデル制御量生成部は、前記モデル制御量NTx_mの計算において、前記電流連続制御用関数CM(Io(n)*)または前記電流連続制御用関数DM(Io(n)*)の前記ディジタル出力電流予測値Io(n)*を含む項に、時間減衰項を含めることを特徴とする電力変換回路の制御装置。

請求項11

電力スイッチのターンオンとターンオフを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギーの蓄積と、前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路の制御装置において、前記電力変換回路のアナログ入力電圧Eiaおよびアナログ出力電圧eoをディジタル入力電圧値Eiおよびディジタル出力電圧値Eoにそれぞれ変換するAD変換部と、前記ディジタル入力電圧値Ei、前記ディジタル出力電圧値Eoおよびディジタル出力電流予測値Io*に基づきオンタイムTx、オフタイムToff、スイッチング周期Tsまたはこれらのうちの複数をスイッチング制御量NTxとして決定する制御部と、前記制御部から制御信号を受け取り、当該制御信号に基づき前記電力スイッチにターンオンおよびターンオフ信号を送出する駆動部と、を備え、前記制御部は、(n+1)回(nは正の整数)のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量NTxについての基本制御量N_BTxを生成する基本制御量生成部と、最新のスイッチング周期における、ディジタル入力電圧値Ei、および、n回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量NTxの計算結果Tx(n)、(n−1)回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量NTxの計算結果Tx(n−1)、・・・(n−k+1)回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量NTxの計算結果Tx(n−k+1)、から(ただし、k=2,3,・・・)、(n+1)回のスイッチング周期における出力電流値を予測計算する出力電流予測部と、前記出力電流予測部により予測計算したディジタル出力電流予測値Io(n+1)*を用いて、モデル制御量MODEL(たとえば、NTx_m(n+1))を生成するモデル制御量生成部と、前記モデル制御量MODELが前記基本制御量N_BTxに組み込まれた前記スイッチング制御量NTxを生成するスイッチング制御量生成部と、を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。

請求項12

請求項11に記載の電力変換回路の制御装置において、出力電流予測部は、さらに最新のディジタル出力電圧値Eoを前記ディジタル出力電流値の予測に用いる、ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。

請求項13

前記電力変換回路が、前記リアクトルを流れる電流が連続する電流連続制御領域および前記リアクトルを流れる電流が不連続となる電流不連続制御領域で遷移して動作する請求項11に記載の電力変換回路の制御装置において、前記出力電流予測部が、前記ディジタル出力電流予測値Io*と、前記ディジタル出力電圧値Eoとに基づき、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作か、前記電流不連続領域での動作かを監視し、前記出力電流予測部は、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、前記モデル制御量生成部は、前記出力電流予測部から電流連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数CM(Io(n)*)を用いて前記モデル制御量MODELを生成し、前記出力電流予測部から電流不連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数DM(Io(n)*)を用いて前記モデル制御量MODELを生成する電力変換回路の制御装置。

請求項14

請求項11に記載の電力変換回路の制御装置において、モデル制御量生成部は、モデル制御量MODELの計算において、前記電流連続制御用関数CM(Io(n)*)または前記電流連続制御用関数DM(Io(n)*)の前記ディジタル出力電流予測値Io(n)*に上限しきい値または/および下限しきい値を設定することを特徴とする電力変換回路の制御装置。

請求項15

請求項11に記載の電力変換回路の制御装置において、モデル制御量生成部は、前記モデル制御量NTx_mの計算において、前記電流連続制御用関数CM(Io(n)*)または前記電流連続制御用関数DM(Io(n)*)の前記ディジタル出力電流予測値Io(n)*を含む項に、時間減衰項を含めることを特徴とする電力変換回路の制御装置。

技術分野

0001

本発明は、電力スイッチターンオンターンオフとを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギー蓄積と前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路の制御技術に関する。
具体的には、本発明は、出力電流検出せずに、当該出力電流の値を予測し、当該予測電流出力電圧入力電圧とに基づき、オンタイムまたはターンオフ時刻を決定する電力変換回路の制御技術に関する。

背景技術

0002

図1に、電力変換回路9の出力電流ioを検出して制御を行う制御装置8を示す。
電力変換回路9は、直流電源91と、電力スイッチ92と、転流ダイオード93と、リアクトル94と、キャパシタ95と、出力電流検出用抵抗96とからなる。
直流電源91(「Eia」としても示す)の一端子図1では(+)端子)に、入力端子a1を介して電力スイッチ92が接続されている。直流電源91の他端子(図1では(−)端子)は、入力端子a2を介してグランドGNDに接続されている。

0003

電力スイッチ92の出力端子とグランドGNDとの間に転流ダイオード93(「DF」としても示す)が接続されている。転流ダイオード93は、カソードが電力スイッチ92(「Tr」としても示す)の出力端子に接続され、アノードがグランドGNDに接続されている。
電力スイッチ92の出力端子および転流ダイオード93のカソード端子にはリアクトル94(「L」としても示す)の一端子が接続されている。

0004

リアクトル94の他端子は、電力変換回路9の出力端子b1に接続されている。
リアクトル94の他端子および出力端子b1にはキャパシタ95(「C」としても示す)の一端子が接続され、キャパシタ95の他端子はグランドGNDに接続されている。
負荷96(「R」としても示す)は出力端子b1,b2間に接続されている。出力端子b2とグランドGNDとの間には出力電流検出用抵抗96(「rd」としても示す)が接続されている。

0005

図1に示す電力変換回路9の制御装置8は、増幅部81、AD変換部82、制御部83および駆動部(PWM信号生成回路)84を備えている。
増幅部81は、電力変換回路9の、アナログ入力電圧Eiaを増幅するプリアンプ811と、アナログ出力電流ioを増幅するプリアンプ812と、アナログ出力電圧eoを増幅するプリアンプ813とからなる。
AD変換部82は、プリアンプ811からのアナログ入力電圧Eiaをディジタル入力電圧値Eiに変換するAD変換器821と、プリアンプ812からのアナログ出力電流ioをディジタル出力電圧値Ioに変換するAD変換器822と、プリアンプ813からのアナログ出力電圧eoをディジタル出力電圧値Eoに変換するAD変換器823とからなる。

0006

制御部83は、ディジタル入力電圧値Ei、ディジタル出力電流値Ioおよびディジタル出力電圧値Eoを入力する。
本実施形態では、制御部83は、バイアス量計算部831、PID制御量生成部832およびスイッチング制御量生成部833からなる。
PID制御量生成部832は、ディジタル出力電圧値Eoを入力し、PID制御量N_PIDTon(n)を生成する。
PID制御量N_PIDTon(n)は、式(A1)で表される。
N_PIDTon(n)=−{KP(Neo(n)−NR)
KIΣNI(k)+KD(Neo(n)−Neo(n−1))}+bias
(A1)

0007

式(A1)において、変数定数等は以下のように定義される。
KP:比例制御量ゲイ
KI:積分制御量ゲイン
KD:微分制御量ゲイン
Neo(n):今回のサンプリングにおけるディジタル出力電圧値(予測値)に相当する数値
Neo(n−1):1回前のディジタル出力電圧値(実測値)に相当する数値
NR:比例制御定数
NI(k):積分値(数値)

0008

バイアス量計算部831は、ディジタル入力電圧値Ei(n)およびディジタル出力電流値Io(n)を入力し、PID制御量N_PIDTon(n)に加えるべきバイアス量NTon_m(n)を計算する。
スイッチング制御量生成部833は、式(A2)を計算することで、最適なオンタイム制御量NTon(n)を生成している。
NTon(n)=NTon_m(n)+N_PIDTon(n)
(A2)
式(A2)において、NTon_m(n)は以下のように定義される。
NTon_m(n):オンタイムのバイアス量

0009

バイアス量計算部831は、電流連続モードでは、式(A3)によってバイアス量NTon_m(n)を計算することができる。
NTon_m(n)=(NTS/Ei)rdEo*+NBC
(A3)
出力電流予測部831は、電流不連続モードでは、式(A4)によってバイアス量NTon_m(n)を計算することができる。
NTon_m(n)=NTS〔(2Eo*LIo(n))/{Ei(Ei−Eo*)Ts}〕1/2+NBD
(A4)

0010

式(A3)および式(A4)における変数,定数等は以下のように定義される。
NTS:スイッチング周期Tsの大きさについて決められた数値
Ei:ディジタル入力電圧値
Eo*:出力電圧目標値ディジタル値
rd:出力電流検出用抵抗に相当するディジタル値
Io(n):実測したディジタル出力電流値
n1:時間により増大する変数
Ts:スイッチング周期
NBC,NBD:数値定数
L:リアクトルのインダクタンス

発明が解決しようとする課題

0011

ところで、図1電力制御装置では、上述したように電力変換回路9の出力側に出力電流検出用抵抗96を設け、電流検出用抵抗96に生じる電圧降下を検出している。
このため、電力損失が常に生じるという問題がある。
本発明の目的は、出力電流の検出をせずに(すなわち、電流検出用抵抗を備えずに)、出力電流の値を予測し、出力電流の予測電流と出力電圧と入力電圧とに基づきオンタイムまたはターンオフ時刻を決定する電力変換回路の制御装置を提供することである。

課題を解決するための手段

0012

本発明の電力変換回路の制御装置は、電流制御電圧制御または電力制御を行なうもので、以下を要旨とする。
〔1〕
電力スイッチのターンオンとターンオフを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギーの蓄積と、前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路の制御装置において、
前記電力変換回路のアナログ入力電圧Eiaをディジタル入力電圧値Eiに変換し、前記電力変換回路のアナログ出力電圧eoをディジタル出力電圧値Eoにそれぞれ変換するAD変換部と、
前記ディジタル入力電圧値Ei、前記ディジタル出力電圧値Eoおよびディジタル出力電流予測値Io*に基づきオンタイムTon、オフタイムToff、スイッチング周期Tsまたはこれらのうちの複数をスイッチング制御量NTxとして決定する制御部と、
前記制御部から制御信号受け取り、当該制御信号に基づき前記電力スイッチにターンオンおよびターンオフ信号を送出する駆動部と、
を備え、
前記制御部は、
前記スイッチング制御量NTxについての基本制御量N_BTxを生成する基本制御量生成部と、
前記ディジタル入力電圧値Ei、および、過去のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量NTxの計算結果から、前記将来のスイッチング周期における出力電流値予測計算する出力電流予測部と、
前記出力電流予測部により予測計算されたディジタル出力電流予測値Io*またはさらに既に予測計算されたディジタル出力電流予測値Io*用いて、モデル制御量MODELを生成するモデル制御量生成部と、
前記モデル制御量MODELが前記基本制御量N_BTxに組み込まれた前記スイッチング制御量NTxを生成するスイッチング制御量生成部と、
を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。

0013

〔2〕
〔1〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
出力電流予測部は、
さらに最新のディジタル出力電圧値Eoを前記ディジタル出力電流値の予測に用いる、
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。

0014

〔3〕
前記電力変換回路が、前記リアクトルを流れる電流が連続する電流連続制御領域および前記リアクトルを流れる電流が不連続となる電流不連続制御領域で遷移して動作する〔1〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記出力電流予測部が、前記ディジタル出力電流予測値Io*と、前記ディジタル出力電圧値Eoとに基づき、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作か、前記電流不連続領域での動作かを監視し、
前記出力電流予測部は、
前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
前記モデル制御量生成部は、
前記出力電流予測部から電流連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数CM(Io(n)*)を用いて前記モデル制御量MODELを生成し、
前記出力電流予測部から電流不連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数DM(Io(n)*)を用いて前記モデル制御量MODELを生成する
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。

0015

〔4〕
〔1〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
モデル制御量生成部は、モデル制御量MODELの計算において、前記電流連続制御用関数CM(Io(n)*)または前記電流連続制御用関数DM(Io(n)*)の前記ディジタル出力電流予測値Io(n)*に上限しきい値または/および下限しきい値を設定することを特徴とする電力変換回路の制御装置。

0016

〔5〕
〔1〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
モデル制御量生成部は、前記モデル制御量NTx_mの計算において、前記電流連続制御用関数CM(Io(n)*)または前記電流連続制御用関数DM(Io(n)*)の前記ディジタル出力電流予測値Io(n)*を含む項に、時間減衰項を含めることを特徴とする電力変換回路の制御装置。

0017

〔6〕
電力スイッチのターンオンとターンオフを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギーの蓄積と、前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路の制御装置において、
前記電力変換回路のアナログ入力電圧Eiaおよびアナログ出力電圧eoをディジタル入力電圧値Eiおよびディジタル出力電圧値Eoにそれぞれ変換するAD変換部と、
前記ディジタル入力電圧値Ei、前記ディジタル出力電圧値Eoおよびディジタル出力電流予測値Io*に基づきオンタイムTx、オフタイムToff、スイッチング周期Tsまたはこれらのうちの複数をスイッチング制御量NTxとして決定する制御部と、
前記制御部から制御信号を受け取り、当該制御信号に基づき前記電力スイッチにターンオンおよびターンオフ信号を送出する駆動部と、
を備え、
前記制御部は、
(n+1)回(nは正の整数)のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量NTxについての基本制御量N_BTxを生成する基本制御量生成部と、
最新のディジタル入力電圧値Ei、および、
n回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量NTxの計算結果Tx(n)から、
(n+1)回のスイッチング周期における出力電流値を予測計算する出力電流予測部と、
前記出力電流予測部により予測計算したディジタル出力電流予測値Io(n+1)*を用いて、モデル制御量MODEL(たとえば、NTx_m(n+1))を生成するモデル制御量生成部と、
前記モデル制御量MODELが前記基本制御量N_BTxに組み込まれた前記スイッチング制御量NTxを生成するスイッチング制御量生成部と、
を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。

0018

〔7〕
〔6〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
出力電流予測部は、
さらに最新のディジタル出力電圧値Eoを前記ディジタル出力電流値の予測に用いる、
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。

0019

〔8〕
前記電力変換回路が、前記リアクトルを流れる電流が連続する電流連続制御領域および前記リアクトルを流れる電流が不連続となる電流不連続制御領域で遷移して動作する〔6〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記出力電流予測部が、前記ディジタル出力電流予測値Io*と、前記ディジタル出力電圧値Eoとに基づき、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作か、前記電流不連続領域での動作かを監視し、
前記出力電流予測部は、
前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
前記モデル制御量生成部は、
前記出力電流予測部から電流連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数CM(Io(n)*)を用いて前記モデル制御量MODELを生成し、
前記出力電流予測部から電流不連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数DM(Io(n)*)を用いて前記モデル制御量MODELを生成する
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。

0020

〔9〕
〔6〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
モデル制御量生成部は、モデル制御量MODELの計算において、前記電流連続制御用関数CM(Io(n)*)または前記電流連続制御用関数DM(Io(n)*)の前記ディジタル出力電流予測値Io(n)*に上限しきい値または/および下限しきい値を設定することを特徴とする電力変換回路の制御装置。

0021

〔10〕
〔6〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
モデル制御量生成部は、前記モデル制御量NTx_mの計算において、前記電流連続制御用関数CM(Io(n)*)または前記電流連続制御用関数DM(Io(n)*)の前記ディジタル出力電流予測値Io(n)*を含む項に、時間減衰項を含めることを特徴とする電力変換回路の制御装置。

0022

〔11〕
電力スイッチのターンオンとターンオフを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギーの蓄積と、前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路の制御装置において、
前記電力変換回路のアナログ入力電圧Eiaおよびアナログ出力電圧eoをディジタル入力電圧値Eiおよびディジタル出力電圧値Eoにそれぞれ変換するAD変換部と、
前記ディジタル入力電圧値Ei、前記ディジタル出力電圧値Eoおよびディジタル出力電流予測値Io*に基づきオンタイムTx、オフタイムToff、スイッチング周期Tsまたはこれらのうちの複数をスイッチング制御量NTxとして決定する制御部と、
前記制御部から制御信号を受け取り、当該制御信号に基づき前記電力スイッチにターンオンおよびターンオフ信号を送出する駆動部と、
を備え、
前記制御部は、
(n+1)回(nは正の整数)のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量NTxについての基本制御量N_BTxを生成する基本制御量生成部と、
最新のスイッチング周期における、ディジタル入力電圧値Ei、および、
n回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量NTxの計算結果Tx(n)、
(n−1)回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量NTxの計算結果Tx(n−1)、
・・・
(n−k+1)回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量NTxの計算結果Tx(n−k+1)、
から(ただし、k=2,3,・・・)、(n+1)回のスイッチング周期における出力電流値を予測計算する出力電流予測部と、
前記出力電流予測部により予測計算したディジタル出力電流予測値Io(n+1)*を用いて、モデル制御量MODEL(たとえば、NTx_m(n+1))を生成するモデル制御量生成部と、
前記モデル制御量MODELが前記基本制御量N_BTxに組み込まれた前記スイッチング制御量NTxを生成するスイッチング制御量生成部と、
を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。

0023

〔12〕
〔11〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
出力電流予測部は、
さらに最新のディジタル出力電圧値Eoを前記ディジタル出力電流値の予測に用いる、
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。

0024

〔13〕
前記電力変換回路が、前記リアクトルを流れる電流が連続する電流連続制御領域および前記リアクトルを流れる電流が不連続となる電流不連続制御領域で遷移して動作する〔11〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記出力電流予測部が、前記ディジタル出力電流予測値Io*と、前記ディジタル出力電圧値Eoとに基づき、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作か、前記電流不連続領域での動作かを監視し、
前記出力電流予測部は、
前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
前記モデル制御量生成部は、
前記出力電流予測部から電流連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数CM(Io(n)*)を用いて前記モデル制御量MODELを生成し、
前記出力電流予測部から電流不連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数DM(Io(n)*)を用いて前記モデル制御量MODELを生成する電力変換回路の制御装置。

0025

〔14〕
〔11〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
モデル制御量生成部は、モデル制御量MODELの計算において、前記電流連続制御用関数CM(Io(n)*)または前記電流連続制御用関数DM(Io(n)*)の前記ディジタル出力電流予測値Io(n)*に上限しきい値または/および下限しきい値を設定することを特徴とする電力変換回路の制御装置。

0026

〔15〕
〔11〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
モデル制御量生成部は、前記モデル制御量NTx_mの計算において、前記電流連続制御用関数CM(Io(n)*)または前記電流連続制御用関数DM(Io(n)*)の前記ディジタル出力電流予測値Io(n)*を含む項に、時間減衰項を含めることを特徴とする電力変換回路の制御装置。

0027

電流連続制御領域における出力電流は以下のように算出される。
ディジタル出力電流予測値Io*は、下記の式(B1)〜(B8)に示す回路タイプに応じた入出力電圧比を表す式に基づき計算することができる。
なお、式(B1)〜(B8)において各要素は次のように定義されている。
Ton:オンタイム
Toff:オフタイム
Ts:スイッチング周期
R:負荷抵抗
r:回路抵抗
n:トランスの巻き線

0028

昇圧型回路の入出力電圧比Eo/Eiは、式(B1)で表される。



(B1)

0029

降圧型回路の入出力電圧比Eo/Eiは、式(B2)で表される。



(B2)

0030

フォワード型回路の入出力電圧比Eo/Eiは、式(B3)で表される。



(B3)

0031

昇降圧型回路の入出力電圧比Eo/Eiは、式(B4)で表される。



(B4)

0032

たとえば、式(B1)から、昇圧型回路における出力電流値Ioの計算式(B5)が得られる。



(B5)

0033

式(B2)から、降圧型回路における出力電流値Ioの計算式(B6)が得られる。



(B6)

0034

式(B3)から、フォワード型回路における出力電流値Ioの計算式(B7)が得られる。



(B7)

0035

式(B4)から、昇降圧型回路における出力電流値Ioの計算式(B8)が得られる。



(B8)

0036

電流不連続制御領域における出力電流は以下のように算出される。
ディジタル出力電流予測値Io*は、下記の式(B9)〜(B16)に示す回路タイプに応じた入出力電圧比を表す式に基づき計算することができる。
なお、式(B9)〜(B16)において各要素は次のように定義されている。
Ton:オンタイム
Toff:オフタイム
Ts:スイッチング周期
R:負荷抵抗
r:回路抵抗
n:トランスの巻き線

0037

昇圧型回路の入出力電圧比Eo/Eiは、式(B9−1),(B9−2)で表される。



(B9−1)



(B9−2)

0038

降圧型回路の入出力電圧比Eo/Eiは、式(B10−1),(B10−2)で表される。



(B10−1)



(B10−2)

0039

フォワード型回路の入出力電圧比Eo/Eiは、式(B11−1),(B11−2)で表される。



(B11−1)



(B11−2)

0040

昇降圧型回路の入出力電圧比Eo/Eiは、式(B12−1),(B12−2)で表される。



(B12−1)



(B12−2)

0041

たとえば、式(B9−1),(B9−2)から、昇圧型回路における出力電流値Ioの計算式(B13)が得られる。



(B13)

0042

式(B10−1),(B10−2)から、降圧型回路における出力電流値Ioの計算式(B14)が得られる。



(B14)

0043

式(B11−1),(B11−2)から、フォワード型回路における出力電流値Ioの計算式(B15)が得られる。



(B15)

0044

なお、式(B12−1),(B12−2)から、昇降圧型回路における出力電流値Ioの計算式が得られる。

発明の効果

0045

出力電流を検出せずに、出力電流の値を予測し、この予測電流(ディジタル出力電流予測値Io*)と入力電圧(ディジタル入力電圧値Ei)と出力電圧(ディジタル出力電圧値Eo)とに基づきオンタイムTon、オフタイムToff、スイッチング周期Tsを決定することができる。
本発明の制御装置では、モデル制御量生成部が基本制御量N_BTxに組み込まれているので、負荷の急速な変化や外乱に対して応答性が高い制御が行われる。

図面の簡単な説明

0046

従来の出力電流予測式の電力変換回路および制御装置を示す図である。
図2は本発明の一実施形態にかかる電力変換回路および制御装置を示す図である。
図3は、本発明における制御部の動作を示すタイムチャートである。
図4は本発明の第2実施形態にかかる電力変換回路および制御装置を示す図である。
図5は、本発明の電力変換回路の制御装置の動作例を示す図である。
図6図2の制御装置1Aの変形例を示す制御装置1Bの説明図である。
図7は本発明の他の実施形態にかかる電力変換回路2および制御装置1Cを示す図である。
図8図7の制御装置1Cの変形例を示す制御装置1Dの説明図である。

発明を実施するための最良の形態

0047

図2は本発明の電力変換回路の制御装置の実施形態を示す説明図である。
図2において、電力変換回路2は、直流電源21と、電力スイッチ22と、転流ダイオード23と、リアクトル24と、キャパシタ25とからなる。
直流電源21(「Eia」としても示す)の一端子(図1では(+)端子)に、入力端子a1を介して電力スイッチ22が接続されている。直流電源21の他端子(図2では(−)端子)は、入力端子a2を介してグランドGNDに接続されている。

0048

電力スイッチ22の出力端子とグランドGNDとの間に転流ダイオード23(「DF」としても示す)が接続されている。転流ダイオード23は、カソードが電力スイッチ22(「Tr」としても示す)の出力端子に接続され、アノードがグランドGNDに接続されている。
電力スイッチ22の出力端子および転流ダイオード23のカソード端子にはリアクトル24(「L」としても示す)の一端子が接続されている。
リアクトル24の他端子は、電力変換回路2の出力端子b1に接続されている。
リアクトル24の他端子および出力端子b1にはキャパシタ25(「C」としても示す)の一端子が接続され、キャパシタ25の他端子はグランドGNDに接続されている。
負荷26(「R」としても示す)は出力端子b1,b2間に接続されている。

0049

電力変換回路2は、電力スイッチ22のターンオンとターンオフとを繰り返して行うことで、リアクトル24へのエネルギーの蓄積と、リアクトル24からのエネルギーの放出を繰り返して行う。

0050

制御装置1Aは、増幅部11、AD変換部12、制御部13および駆動部14を備えている。
増幅部11は、電力変換回路2のアナログ入力電圧Eiaを増幅するプリアンプ111と、アナログ出力電圧eoを増幅するプリアンプ112とからなる。
AD変換部12は、プリアンプ111からのアナログ入力電圧Eiaをディジタル入力電圧値Eiに変換するAD変換器121と、プリアンプ112からのアナログ出力電圧eoをディジタル出力電圧値Eoに変換するAD変換器122とからなる。

0051

以下、制御部13による制御を説明する。なお、図3に、制御部のタイムチャートを併記する。
本実施形態では、制御部13は、基本制御量生成部131、出力電流予測部132、モデル制御量生成部133およびスイッチング制御量生成部134からなる。
基本制御量生成部131は、ディジタル出力電圧値Eoを入力し、基本制御量N_BTonを生成する。
図2では、(n+1)回のスイッチング周期におけるスイッチのターンオフのタイミングを生成する場合を図2により説明する。

0052

図2では、(n+1)回のスイッチング周期における基本制御量N_BTonが、N_BTon(n+1)で表されている。
本実施形態では、基本制御量N_BTonは、PID制御量N_PIDTonである。
本明細書では、PID制御とは、比例・積分・微分制御を含むことはもちろん、比例・積分制御、比例・微分制御等、2つの制御要素からなる制御をも含む。

0053

基本制御量生成部131は、式(C1)に示す制御量を生成する。
N_BTon(n+1)=N_PIDTon(n+1)
=−{KP(Neo(n)−NR)+KIΣNI(k)
+KD(Neo(n)−Neo(n−1))}+bias (C1)

0054

出力電流予測部132は、(n+1)回のスイッチング周期におけるスイッチングサイクル(n回のスイッチングサイクル)より1回前(n回)のスイッチング周期におけるオンタイムの計算結果NTon(n)を入力している。
オンタイムの計算結果NTon(n)は、n回のサンプリング期間が開始するときには、既に終了している(図3の符号Aを参照)。

0055

また、出力電流予測部132は、ディジタル入力電圧値Eiおよびディジタル出力電圧値Eoを取得している。
ディジタル入力電圧値Eiおよびディジタル出力電圧値Eoは、図3では、n回のスイッチング周期におけるサンプリングにより求めているので、(n)の添え字を付加して示されている。

0056

ディジタル入力電圧値Eiおよびディジタル出力電圧値Eoは、一スイッチング周期中に何度も行なわれることがある。この場合には、ディジタル入力電圧値Eiおよびディジタル出力電圧値Eoとして、最も新しいサンプリング値を採用することができる。たとえば、ディジタル入力電圧値Eiおよびディジタル出力電圧値Eoとして、(n+1)回のスイッチング周期の初期におけるサンプリング値を採用することができる(符号B参照)。

0057

出力電流予測部132は、ディジタル入力電圧値Eiおよびディジタル出力電圧値Eoと、n回のスイッチング周期における、オンタイムの計算結果Ton(n)とから、(n+1)回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値Io(n+1)を予測することができる。たとえば、ディジタル出力電流予測値Io(n+1)*は、具体的には、後述する式(C3)で与えられる。

0058

出力電流予測部132は、Io(n+1)*とディジタル出力電圧値Eoとに基づき、電力変換回路2の現在の動作が、電流連続制御領域での動作か、電流不連続領域での動作かを検出している。
そして、出力電流予測部132は、電力変換回路2の現在の動作が、電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行をモデル制御量生成部133に指示し、電力変換回路2の現在の動作が、電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行をモデル制御量生成部133に指示する。図2では、指示のための信号をM_SETで示す。

0059

モデル制御量生成部133は、ディジタル出力電流予測値Io(n+1)*を用いて(n+1)回のスイッチング周期におけるモデル制御量MODL(本実施形態では、MODEL(n+1)=NTon_m(n+1))を生成することができる。
たとえば、モデル制御量MODEL(n+1)(NTon_m(n+1))は、具体的には、後述する式(C4)で与えられる。

0060

スイッチング制御量生成部134には、オンタイムNTon(n)を決定することができる。
スイッチング制御量生成部134において、生成されるオンタイムNTon(n+1)は、
NTon(n+1)=NTon_m(n+1)+N_PIDTon(n+1)
(C2)
NTon(n+1):(n+1)回のスイッチング周期におけるオンタイム
N_PIDTon(n+1):(n+1)回のスイッチング周期におけるPID制御量
NTon_m(n+1):(n+1)回のスイッチング周期におけるモデル制御量(モデル制御量MODEL(n+1)(=NTon_m(n+1)))
で表される。
これにより、スイッチング制御量生成部134は、式(C2)のNTon(n+1)を駆動部14に送出し、駆動部14は電力スイッチにターンオフ信号SOFFを送出する。本実施形態では、駆動部14は、PWM信号生成回路である。

0061

以下、制御装置1Aの動作を説明する。
N_BTx=N_PIDTon(n)
=−{KP(Neo(n)−NR)+KIΣNI(k)
+KD(Neo(n)−Neo(n−1))}+bias
として定義されたとき、
NTx=MODEL+N_BTx
=MODEL−{KP(Neo(n)−NR)+KIΣNI(k)
+KD(Neo(n)−Neo(n−1))}+bias
として、NTxが定義されている
制御装置1Aが電力変換回路2を電流連続モードで制御する場合には、出力電流予測部132は、(n+1)回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値Io(n+1)を、n回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値Io(n)に基づき予測する。
ディジタル出力電流の予測値Io(n+1)*として、式(C3)で表されたものを採用することができる。
Io(n+1)*=Ton(n){Ei(n+1)/(TsrEo(n+1))}
(C3)
そして、モデル制御量生成部133は、オンタイムのバイアス量NTon_m(n+1)を式(C4)により決定する。
NTon_m(n+1)
=(NTS/Ei)〔Eo+r{Io(n+1)*+k1(Io(n+1)*−Io(n)*)
exp(−k2×n1)}〕+NBC
(C4)

0062

Ts:スイッチング周期
r:電流経路中の抵抗
NTS:スイッチング周期Tsの大きさについて決められた数値
Ei:ディジタル入力電圧値
Eo:ディジタル出力電圧値
Io(n):計算により求めたn回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値
Io(n+1)*:(n+1)回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流予測値
Io(n)*:n回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流予測値
k1:定数
k2:時定数
n1:時間が経過に対応する変数
NBC:定数

0063

制御装置1Aが電力変換回路2を電流不連続モードで制御する場合にも、出力電流予測部132は、(n+1)回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値Io(n+1)を、n回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値Io(n)に基づき予測する。この場合には、ディジタル出力電流の予測値Io(n+1)*として、式(C5)で表されるものを採用することができる。
そして、モデル制御量生成部133は、オンタイムのバイアス量(MODEL(n+1)=)NTon_m(n+1)を式(C6)により決定する。
Io(n+1)*=Ton(n)Ei(n+1)(Ei(n+1)−Eo(n+1)Ts)
/(Ts22LEo(n+1))
(C5)



(C6)

0064

Ts:スイッチング周期
L:リアクトルのインダクタンス
r:リアクトルの抵抗
NTS:スイッチング周期Tsの大きさについて決められた数値
Ei:ディジタル入力電圧値
Eo*:出力電圧目標値(ディジタル値)
Io(n):計算により求めたn回のスイッチング周期におけるディジタル出力電
Io(n+1):(n+1)回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値
Io(n)*:n回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値
k1:定数
k2:時定数
n1:時間が経過に対応する変数
NBD:定数

0065

式(C3)および式(C4)で示した予測値はデューティ比出力電圧変化の影響を大きく受け、システムが不安定になることがある。
このような事態を想定して、オンタイムのバイアス量NTon_m(n)に閾値(上限または下限)を設けておくことができる。

0066

図4(A),(B)に、無負荷の状態から負荷を接続ときの、本実施形態による、出力電圧eoおよびリアクトル電流iLの制御の様子を示す(ただし、KP=4,KI=0.0008,KD=4とした)。
参考のため、図4(C),(D)に、無負荷の状態から負荷を接続ときの、従来技術による、出力電圧eoおよびリアクトル電流iLの制御の様子を示す(ただし、KP=4,KI=0.016,KD=4とした)。

0067

また、システムが発振してしまい、不安定になることを防止するために、以下に示すように予測値を修整することができる。
予測値修正部133は、n回の出力電流予測値io(n)に定数を付加した値を、(n+1)回の出力電流予測値io(n+1)の値としている。

0068

具体的には、(n+1)回の出力電流予測値io(n)*と、前回の出力電流予測値io(n)*との差分(io(n+1)*−io(n)*)に変化率CRを乗算し、これをGAPと定義する。
そして、1回前の出力電流予測値io(n)の値にGAPを加算し、これを今回(n回)の出力電流予測値io(n+1)と定義する。
こうすることで、システムの発振が防止される。
予測値修正部133は、上記のGAPの加算に限らず、適宜の方法で出力電流予測値io(n)を修整することができる。

0069

図5に、本発明の電力変換回路の制御装置の動作例を示す。
図5(A)は負荷がステップ変化したときの出力電圧eoを示す図、図5(B)は、このときの出力電流Ioと出力予測電流Io*を示す図である。
ここでは、k1=30,k2=30、KP=4,KD=4,KI=0.0008としてある。
図5からわかるように、本発明によれば、優れた過渡特性を得ることができる。

0070

図5では、過渡特性のオーバーシュート(あるいはアンダシュート)の抑制および収束を早めるために、変化直後に、Tonの幅を任意の時間、最小(あるいは最大)とし、その後、Ioの変化分にk1exp(−k2・t)を乗じて収束させる。これにより、出力電圧およびリアクトル電流ともに良好な過渡特性を得ることができる。

0071

図6図2の制御装置1Aの変形例を示す説明図である。
図2の制御装置1Aでは、出力電流予測部132は、出力電圧Eoを入力して、ディジタル出力電流予測値Io*を生成したが、図6の制御装置1Bでは、出力電流予測部132は、出力電圧目標値Eo*を使用している。

0072

図7および図8は、本発明の電力変換回路の制御装置の他の実施形態を示す説明図である。
図7の制御装置1Cおよび図8の制御装置1Dにおいては、
N_BTx=N_PIDTon(n)
=−{KP(Neo(n)−NR)+KIΣNI(k)
+KD(Neo(n)−Neo(n−1))}+bias
として定義されたとき、
NTx=−{KP(Neo(n)−MODEL)+KIΣNI(k)
+KD(Neo(n)−Neo(n−1))}+bias
として、NTxが定義されてよい。

0073

1制御装置
11増幅部
12AD変換部
13 制御部
131出力電流予測部
132PID制御量生成部
133スイッチング制御量生成部
134予測値修正部
14 駆動部
2電力変換回路
21直流電源
22電力スイッチ
23転流ダイオード
24リアクトル
25キャパシタ
26 負荷

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