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技術 発光負荷駆動装置及びこれを用いた照明用光源装置

出願人 ローム株式会社
発明者 澤田陽信
出願日 2015年3月12日 (5年9ヶ月経過) 出願番号 2016-507826
公開日 2017年4月6日 (3年8ヶ月経過) 公開番号 WO2015-137453
状態 特許登録済
技術分野
  • -
主要キーワード Nチャンネル RLCフィルタ 波形整形動作 デューティ範囲 マイクロトランス 電圧帰還回路 磁気結合方式 電流伝達率
関連する未来課題
重要な関連分野

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図面 (20)

課題・解決手段

発光負荷駆動装置に組み込まれた調光回路A11は、調光マイコンA113の入力バッファA113xよりも低い閾値電圧VthCMPと調光信号S20とを比較して比較信号S20yを生成し、調光信号S20の代わりに比較信号S20yを調光用マイコンA113に送出する前段コンパレータCMP21を含む。

概要

背景

近年、白熱灯蛍光灯代わる照明器具として、LED[light emitting diode]素子有機EL[electro-luminescence]素子を用いた照明用光源装置が実用化されている。

なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献1を挙げることができる。

概要

発光負荷駆動装置に組み込まれた調光回路A11は、調光マイコンA113の入力バッファA113xよりも低い閾値電圧VthCMPと調光信号S20とを比較して比較信号S20yを生成し、調光信号S20の代わりに比較信号S20yを調光用マイコンA113に送出する前段コンパレータCMP21を含む。

目的

上記の課題に鑑み、本明細書中に開示された発明は、過電圧保護機能の改善、調光比高精細化、ないし、調光ばらつきの低減を実現することのできる発光負荷駆動装置、及びこれを用いた照明用光源装置を提供する

効果

実績

技術文献被引用数
1件
牽制数
2件

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請求項1

入力電圧から出力電圧を生成して発光負荷に供給するスイッチングコンバータと、前記発光負荷に直列接続されて一定の出力電流を生成する定電流回路と、調光信号に応じて前記出力電流を変えるように前記定電流回路を制御する調光回路と、を有し、前記調光回路は、調光マイコン入力バッファよりも低い閾値電圧と前記調光信号とを比較して比較信号を生成し、前記調光信号の代わりに前記比較信号を前記調光用マイコンに送出する前段コンパレータを含むことを特徴とする発光負荷駆動装置

請求項2

前記調光回路は、前記調光用マイコンの電源電圧から前記閾値電圧を生成する閾値電圧生成部をさらに含むことを特徴とする請求項1に記載の発光負荷駆動装置。

請求項3

前記調光信号は、アイソレータを介して前記調光回路に入力されることを特徴とする請求項1または請求項2に記載の発光負荷駆動装置。

請求項4

前記アイソレータは、フォトカプラであることを特徴とする請求項3に記載の発光負荷駆動装置。

請求項5

前記発光負荷の端子電圧と所定の基準電圧との差分を増幅して誤差信号を生成する電圧帰還回路と、をさらに有し、前記スイッチングコンバータは、前記端子電圧と前記基準電圧とが一致するように、前記誤差信号に応じた出力帰還制御を行うことを特徴とする請求項1〜請求項4のいずれか一項に記載の発光負荷駆動装置。

請求項6

入力電圧から出力電圧を生成して発光負荷に供給するスイッチングコンバータと、前記出力電圧を監視して前記出力電圧が第1上限電圧を上回ったときに前記出力電圧を前記第1上限電圧よりも低い第2上限電圧まで引き下げるように前記スイッチングコンバータを制御する過電圧保護回路と、を有することを特徴とする発光負荷駆動装置。

請求項7

前記第2上限電圧は、前記発光負荷の順方向降下電圧よりも低いことを特徴とする請求項6に記載の発光負荷駆動装置。

請求項8

前記過電圧保護回路は、前記出力電圧またはその分圧電圧と所定の閾値電圧とを比較して過電圧保護信号を生成するコンパレータと、前記出力電圧が前記第1上限電圧を上回ったときに前記閾値電圧を引き下げる閾値電圧切替部と、を含むことを特徴とする請求項6または請求項7に記載の発光負荷駆動装置。

請求項9

前記閾値電圧切替部は、前記発光負荷の装着が検出されたとき、若しくは、前記閾値電圧を引き下げてから所定のタイマ時間が経過したときに、前記閾値電圧を引き上げることを特徴とする請求項8に記載の発光負荷駆動装置。

請求項10

前記発光負荷に直列接続されて一定の出力電流を生成する定電流回路と、前記発光負荷の端子電圧と所定の基準電圧との差分を増幅して誤差信号を生成する電圧帰還回路と、をさらに有し、前記スイッチングコンバータは、前記端子電圧と前記基準電圧とが一致するように、前記誤差信号に応じた出力帰還制御を行うことを特徴とする請求項6〜請求項9のいずれか一項に記載の発光負荷駆動装置。

請求項11

入力電圧から出力電圧を生成して発光負荷に供給するスイッチングコンバータと、前記発光負荷に直列接続されて一定の出力電流を生成する定電流回路と、調光信号に応じて前記出力電流を変えるように前記定電流回路を制御する調光回路と、を有し、前記調光回路は、DC調光部と、バースト調光部と、マイコンと、を含み、前記マイコンは、前記発光負荷の目標輝度閾値輝度よりも高い第1デューティ範囲では、バースト調光比を最大値に維持したままDC調光比を変化させる一方、前記発光負荷の目標輝度が前記閾値輝度よりも低い第2デューティ範囲では、前記DC調光比を最小値に維持したまま前記バースト調光比を変化させるように、前記DC調光部と前記バースト調光部を制御することを特徴とする発光負荷駆動装置。

請求項12

前記DC調光部は、前記マイコンからの指示に応じてDC値が変化する第1調光電圧を生成し、前記バースト調光部は、前記マイコンからの指示に応じて前記第1調光電圧をバースト駆動した第2調光電圧を生成し、前記定電流回路は、前記第2調光電圧を電圧/電流変換することにより前記出力電流を生成する、ことを特徴とする請求項11に記載の発光負荷駆動装置。

請求項13

前記DC調光部は、前記マイコンから入力される第1PWM[pulsewidthmodulation]信号に応じて分圧比が切り替わる分圧部と、前記分圧部で生成された分圧電圧を平滑化して第1調光電圧を生成する平滑部と、を含むことを特徴とする請求項12に記載の発光負荷駆動装置。

請求項14

前記バースト調光部は、前記第1調光電圧の入力端接地端との間に接続されたキャパシタと、前記第1調光電圧の入力端と前記第2調光電圧の出力端との間を導通遮断する第1スイッチと、前記第2調光電圧の出力端と前記接地端との間を導通/遮断する第2スイッチと、を含み、前記第1スイッチと前記第2スイッチは、前記マイコンから入力される第2PWM信号に応じて相補的オンオフされる、ことを特徴とする請求項12または請求項13に記載の発光負荷駆動装置。

請求項15

前記発光負荷の端子電圧と所定の基準電圧との差分を増幅して誤差信号を生成する電圧帰還回路と、をさらに有し、前記スイッチングコンバータは、前記端子電圧と前記基準電圧とが一致するように、前記誤差信号に応じた出力帰還制御を行うことを特徴とする請求項11〜請求項14のいずれか一項に記載の発光負荷駆動装置。

請求項16

前記スイッチングコンバータによって一次巻線が駆動される絶縁トランスと、絶縁トランスの二次巻線に現れる誘起電圧整流平滑して前記出力電圧を生成する整流平滑回路と、をさらに有することを特徴とする請求項1〜請求項15のいずれか一項に記載の発光負荷駆動装置。

請求項17

前記スイッチングコンバータは、DC/DC制御力率改善制御を一元的に行うことを特徴とする請求項1〜請求項16のいずれか一項に記載の発光負荷駆動装置。

請求項18

請求項1〜請求項17のいずれか一項に記載の発光負荷駆動装置と、前記発光負荷駆動装置に着脱される発光負荷と、を有することを特徴とする照明用光源装置

請求項19

前記発光負荷は、LED[lightemittingdiode]素子、または、有機EL[electro-luminescence]素子を含むことを特徴とする請求項18に記載の照明用光源装置。

請求項20

電球形ランプ環形ランプ直管形ランプシーリングライト、または、ダウンライトに用いられることを特徴とする請求項18に記載の照明用光源装置。

技術分野

0001

本発明は、発光負荷駆動装置及びこれを用いた照明用光源装置に関する。

背景技術

0002

近年、白熱灯蛍光灯代わる照明器具として、LED[light emitting diode]素子有機EL[electro-luminescence]素子を用いた照明用光源装置が実用化されている。

0003

なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献1を挙げることができる。

先行技術

0004

特開2011−34728号公報

発明が解決しようとする課題

0005

しかしながら、従来の照明用光源装置には、さらなる改良の余地(過電圧保護機能の改善、調光比高精細化、ないし、調光ばらつきの低減など)があった。

0006

上記の課題に鑑み、本明細書中に開示された発明は、過電圧保護機能の改善、調光比の高精細化、ないし、調光ばらつきの低減を実現することのできる発光負荷駆動装置、及びこれを用いた照明用光源装置を提供することを主たる目的とする。

課題を解決するための手段

0007

本明細書中に開示された発光負荷駆動装置の一つは、入力電圧から出力電圧を生成して発光負荷に供給するスイッチングコンバータと、前記出力電圧を監視して前記出力電圧が第1上限電圧を上回ったときに前記出力電圧を前記第1上限電圧よりも低い第2上限電圧まで引き下げるように前記スイッチングコンバータを制御する過電圧保護回路と、を有する構成とされている。

0008

また、本明細書中に開示された発光負荷駆動装置の一つは、入力電圧から出力電圧を生成して発光負荷に供給するスイッチングコンバータと、前記発光負荷に直列接続されて一定の出力電流を生成する定電流回路と、調光信号に応じて前記出力電流を変えるように前記定電流回路を制御する調光回路と、を有し、前記調光回路は、DC調光部と、バースト調光部と、マイコンと、を含み、前記マイコンは、前記発光負荷の目標輝度閾値輝度よりも高い第1デューティ範囲では、バースト調光比を最大値に維持したままDC調光比を変化させる一方、前記発光負荷の目標輝度が前記閾値輝度よりも低い第2デューティ範囲では、前記DC調光比を最小値に維持したまま前記バースト調光比を変化させるように、前記DC調光部と前記バースト調光部を制御する構成とされている。

0009

また、本明細書中に開示された発光負荷駆動装置の一つは、入力電圧から出力電圧を生成して発光負荷に供給するスイッチングコンバータと、前記発光負荷に直列接続されて一定の出力電流を生成する定電流回路と、調光信号に応じて前記出力電流を変えるように前記定電流回路を制御する調光回路と、を有し、前記調光回路は、調光用マイコンの入力バッファよりも低い閾値電圧と前記調光信号とを比較して比較信号を生成し、前記調光信号の代わりに前記比較信号を前記調光用マイコンに送出する前段コンパレータを含む構成とされている。

0010

なお、本発明のその他の特徴、要素、ステップ、利点、及び、特性については、以下に続く発明の詳細な説明やこれに関する添付の図面によって明らかとなる。

発明の効果

0011

本明細書中に開示された発明によれば、過電圧保護機能の改善、調光比の高精細化、ないし、調光ばらつきの低減を実現することのできる発光負荷駆動装置、及び、これを用いた照明用光源装置を提供することが可能となる。

図面の簡単な説明

0012

本発明の第1実施形態に係る照明用光源装置を示す図
本発明の第2実施形態に係る照明用光源装置を示す図
本発明の照明用光源装置に用いる定電流回路を示す図
MOSトランジスタ及びバイポーラトランジスタ回路動作点を説明するためのトランジスタ特性
本発明の第1実施形態に係るタイミングチャート
LED照明機器構成比較テーブル
電流リップル発生原理及び除去原理を説明するためのテーブル
本発明の第3実施形態に係る照明用光源装置を示す図
過電圧保護回路の第1構成例を示す回路
第1構成例の過電圧保護動作を示すタイミングチャート
過電圧保護回路の第2構成例を示す回路図
第2構成例の過電圧保護動作を示すタイミングチャート
過電圧保護回路の第3構成例を示す回路図
第3構成例の過電圧保護動作を示すタイミングチャート
過電圧保護回路の第4構成例を示す回路図
第4構成例の過電圧保護動作を示すタイミングチャート
調光回路の一構成例を示すブロック図
DC調光部の一構成例を示す回路図
バースト調光部の一構成例を示す回路図
バースト調光動作の一例を示すタイミングチャート
DC調光とバースト調光との連携動作を示す図
調光回路における信号入力段の第1構成例を示す回路図
第1構成例の波形整形動作を示すタイミングチャート
第1構成例のデューティばらつきを示す入出力特性図
調光回路における信号入力段の第2構成例を示す回路図
第2構成例の波形整形動作を示すタイミングチャート
第2構成例のデューティばらつきを示す入出力特性図
照明用光源装置の適用例を示す外観図

実施例

0013

<第1実施形態>
以下、本発明の実施の形態を説明する。図1は、本発明の第1実施形態に係る照明用光源装置を示す図である。

0014

本装置は、照明用光源素子を定電流で駆動する照明用光源装置であり、発光負荷であるLED負荷1、電源部3、定電流回路13、基準電圧源14、誤差増幅器15、フォトカプラ16、及び、PWM[pulse width modulation]制御回路17を有する。

0015

LED負荷1は、複数個LED素子が直列接続された光源素子直列回路であるLED直列回路2を単独接続して構成される。第1実施形態の照明用光源装置では、LED直列回路2が単独構成であるので、LED直列回路2は、LED負荷1そのものに相当することになる。また、第1実施形態の照明用光源装置では、照明用光源素子としてLED素子が用いられているが、照明用光源素子は有機EL素子などの定電流で駆動される発光デバイスであってもよい。このような発光デバイスは、直流電圧又は直流電流で駆動される。

0016

電源部3は、交流電源4を備えるが、LED負荷1を直流電圧又は直流電流で駆動するために交流電源4の交流電圧を直流電圧に変換しなければならない。そのため、電源部3は、交流電源4の交流電圧を整流平滑化して出力電圧VOUTを生成するための手段として、整流ブリッジDB、平滑キャパシタC3、及び、絶縁型のスイッチングコンバータ18を含む。なお、交流電源4の替わりに直流電源を用いてもよく、その場合には整流ブリッジDB及び平滑キャパシタC3が不要となる。絶縁型のスイッチングコンバータ18は、1次巻線Ta及び2次巻線Tbを有するトランスTを備える。1次巻線Ta側には、交流電源4の交流電圧を直流電圧に変換するための整流ブリッジDB及びスイッチング素子19などが接続される。2次巻線Tb側には、LED負荷1(LED直列回路2)、定電流回路13、誤差増幅器15、及び、フォトカプラ16の発光素子16aなどが接続される。フォトカプラ16の受光素子16bは、1次巻線Ta側に接続される。第1実施形態に係る照明用光源装置全体1次側2次側は、境界線S12によって画定され、1次側が光源部100A、2次側が光源部100Bである。境界線S12は、トランスTの1次巻線Taと2次巻線Tbとの境界、及び、フォトカプラ16の発光素子16aと受光素子16bとの境界を結ぶ線上に設けている。

0017

スイッチングコンバータ18は、光源部100Aにスイッチング素子19、光源部100Bに出力電圧VOUTを整流するダイオードD1、及び、出力電圧VOUTを平滑化する平滑キャパシタC4を備え、スイッチング素子19を後述するPWM制御回路17によりオンオフさせることで、所定の出力電圧VOUTをLED負荷1に供給する。スイッチング素子19は、例えば、MOS[metal oxide semiconductor]トランジスタ又はバイポーラトランジスタで構成する。

0018

定電流回路13は、LED負荷1を構成するLED直列回路2のカソード側に直列接続されている。もちろん、定電流回路13は、LED直列回路2のアノード側に接続してもよい。定電流回路13は、LED直列回路2を構成するLED素子の順方向降下電圧Vfのばらつきに依存することなく、LED直列回路2に一定電流を流すことになる。また、別の観点から見ると、定電流回路13は、LED負荷1に流れる出力電流のリップル成分を除去するリップル除去回路としても機能する。

0019

基準電圧源14は、基準電圧Vrefを後述する誤差増幅器15の反転入力端子(−)に入力するために用意される。基準電圧源14は、例えばバンドギャップ型定電圧回路で構成することができる。基準電圧源14で生成される基準電圧Vrefの大きさは、できる限りに近いことが理想的である。なぜならば、定電流回路13に生じる定電流回路電圧VLED(LED直列回路2のカソード電圧に相当)は、基準電圧Vrefと等しくなるように制御され、定電流回路電圧VLEDが小さいほど消費電力が小さくなり、照明用光源装置全体の電力効率が高められるからである。

0020

誤差増幅器15は、非反転入力端子(+)及び反転入力端子(−)を備える。非反転入力端子(+)には定電流回路13に生じる定電流回路電圧VLEDが入力され、反転入力端子(−)には基準電圧源14から基準電圧Vrefが入力される。誤差増幅器15は、入力された両者の誤差電圧増幅して出力信号EOUTを出力する。

0021

フォトカプラ16は、照明用光源装置の光源部100Aと光源部100Bとの間を絶縁しつつ、光源部100Bから光源部100Aへ信号を伝達するアイソレータとしての役割を持つ。フォトカプラ16は、発光素子16aと受光素子16bとを結合し、1つのパッケージ内に組み込まれた光複合デバイスである。発光素子16aとしては、発光ダイオード(LED)、赤外発光ダイオードなどが用いられ、受光素子16bとしては、フォトダイオードフォトトランジスタCdSセルなどが用いられる。発光素子16aと受光素子16bの組み合わせは、フォトカプラ16の用途によって各種各様である。第1実施形態では、フォトカプラ16としてLEDとフォトトランジスタとの組み合わせから成るものを用いた。フォトカプラ16を用いることで各電源系間を絶縁した状態で信号を伝達することができる。スイッチングコンバータ18を絶縁型とするためにもトランスT及びフォトカプラ16を用いて照明用光源装置の光源部100Aと光源部100Bとを結合するようにした。照明用光源装置の光源部100Bに設けられた誤差増幅器15の出力信号EOUTは、アイソレータであるフォトカプラ16によって、照明用光源装置の光源部100Aに設けられたPWM制御回路17に供給される。アイソレータは、フォトカプラ16以外にも磁気結合方式のアイソレータIC、容量結合方式のアイソレータIC、及びトランスなどであってもよい。該トランスとしてマイクロトランスを用いた場合、スイッチングコンバータ18のスイッチング素子19とマイクロトランスを1つの集積回路上で作ることができ、装置の小型化が図れる。

0022

PWM制御回路17は、誤差増幅器15から出力された出力信号EOUTに基づき、基準電圧Vrefと定電流回路13に生じる定電流回路電圧VLEDとの誤差電圧が小さくなるように、スイッチングコンバータ18のスイッチング素子19のオンオフを制御する制御部としての役割を備える。スイッチング素子19をオンオフさせることによってスイッチングコンバータ18から出力される出力電圧VOUTが制御され、基準電圧Vrefと定電流回路13に生じる定電流回路電圧VLEDとの誤差が小さくなるため、定電流回路13での電力損失抑制が図られることになる。

0023

このように、第1実施形態の照明用光源装置であれば、定電流回路13に生じる定電流回路電圧VLEDが基準電圧Vrefと一致するように調整されるため、定電流回路13での電力損失抑制が図られ、延いては、照明用光源装置全体のLED電力効率が改善されることになる。

0024

たとえば、1個あたりの順方向降下電圧Vfが3.3V±σ(σはばらつきを表す)のLED素子を10個直列接続したLED直列回路2に流れる電流を150mA、及び、基準電圧Vrefの値(定電流回路電圧VLEDの目標値に相当)を0.5Vと設定した場合、LED負荷1に印加される出力電圧VOUTの値を(33.5±σ)Vと設定することができる。なお、誤差増幅器15は、電源電圧が5Vで作動する。なお、本発明に係る照明用電源装置の光源部100Aと光源部100Bとの間は、トランスT及びフォトカプラ16によって電気的に絶縁されているので、光源部100BのLED負荷1の取り替えメンテンナンスを行う場合であっても、光源部100Aの比較的高い電圧が光源部100Bに伝達されるという不具合を排除することができる。これによって、作業者が不意に高電圧にさらされるという不具合を排除することができ作業安全性が高められる。

0025

<第2実施形態>
図2は、本発明の第2実施形態に係る照明用光源装置の構成図である。本装置も第1実施形態と同じく照明用光源素子としてLED素子を用いた照明用光源装置であり、発光負荷であるLED負荷1、電源部3、定電流回路13、基準電圧源14、誤差増幅器15、フォトカプラ16、及び、制御部であるPWM制御回路17より構成される。第2実施形態は第1実施形態と基本的に同一であるが、LED直列回路2が3回路並列に接続されていること、各々のLED直列回路2に各々直列に定電流回路13が接続されていること、誤差増幅器15の非反転入力端子(+)として3つの端子を用意し各々の非反転入力端子(+)に各々の定電流回路13に生じる定電流回路電圧VLED1、VLED2、及びVLED3が各別に入力されること、及び、スイッチング素子19にMOSトランジスタから成るスイッチング素子19aを用いていることが異なる。

0026

LED負荷1は、複数個のLED素子が直列接続された光源素子直列回路であるLED直列回路2が3回路並列に接続されて構成される。このように、LED負荷1としては、LED直列回路2を並列に接続して用いることが可能である。LED負荷1には、電源部3から出力電圧VOUTが供給される。各々のLED直列回路2のカソード側に各々定電流回路13が直列に接続されている。もちろん、定電流回路13は、LED直列回路2のアノード側に各々接続してもよい。

0027

電源部3は、交流電源4を備えるが、LED負荷1を直流電圧又は直流電流で駆動するために交流電源4の出力電圧を直流電圧に変換しなければならない。そのため、電源部3は、交流電源4の交流電圧を整流・平滑化して出力電圧VOUTを生成するための手段として、整流ブリッジDB、平滑キャパシタC3、及び、絶縁型のスイッチングコンバータ18を含む。なお、交流電源4の替わりに直流電源を用いてもよく、その場合には整流ブリッジDB及び平滑キャパシタC3が不要となる。第2実施形態に係る照明用光源装置全体の1次側と2次側は境界線S12によって画定され、1次側が光源部200A、2次側が光源部200Bである。スイッチングコンバータ18は、光源部200AにNチャンネル型のMOSトランジスタから成るスイッチング素子19aを備える一方、光源部200Bに出力電圧VOUTを整流するダイオードD1、及び、出力電圧VOUTを平滑化する平滑キャパシタC4を備え、スイッチング素子19aとして用いられるMOSトランジスタのゲートに印加する電圧を制御することによって、MOSトランジスタのドレインソース間に流れる電流を制御し、所定の出力電圧VOUTをLED負荷1に供給する。スイッチング素子19aをNPN型のバイポーラトランジスタとしたときは、ベースに印加する電圧を増減させるとよい。

0028

定電流回路13は、LED直列回路2が並列構成で用いられるので、各々のLED直列回路2に対して各々直列に接続されている。定電流回路13に生じる定電流回路電圧VLED1、VLED2、及び、VLED3は、誤差増幅器15に各別に入力される。

0029

基準電圧源14は、基準電圧Vrefを誤差増幅器15の反転入力端子(−)に入力するために用意される。基準電圧源14は、例えばバンドギャップ型の定電圧回路で構成することができる。

0030

誤差増幅器15は、LED直列回路2が並列構成で用いられているため、複数のLED直列回路2に応じた複数個の入力端子を備える。より具体的に述べると、第2実施形態の照明用光源装置は、3回路のLED直列回路2を備えているため、誤差増幅器15は、3つの非反転入力端子(+)及び1つの反転入力端子(−)を備えるようにしている。第1の非反転入力端子(+)には定電流回路電圧VLED1が、第2の非反転入力端子(+)には定電流回路電圧VLED2が、第3の非反転入力端子(+)には定電流回路電圧VLED3がそれぞれ入力され、反転入力端子(−)には基準電圧Vrefが入力される。誤差増幅器15は、定電流回路電圧VLED1、VLED2、及び、VLED3のうちの最も低い電圧と基準電圧Vrefとを比較して両者の誤差電圧を増幅する。こうした構成を有する誤差増幅器15は、常に3つの定電流回路電圧VLED1〜VLED3の中で最も電力消費が小さくなるものを選択することになるので、照明用光源装置全体からみると省電力化が図られることになる。言い換えると、誤差増幅器15は、3つのLED直列回路2のうちで最も順方向降下電圧Vfの大きいLED直列回路2に直列接続された定電流回路13に生じる定電流回路電圧(VLED1〜VLED3の最低値)と基準電圧Vrefとを比較して両者の誤差電圧を増幅することになる。そして、誤差増幅器15の出力信号EOUTは、フォトカプラ16の発光素子16a側に入力される。

0031

フォトカプラ16は、照明用光源装置の光源部200Bに設けられた誤差増幅器15の出力信号EOUTを照明用光源装置の光源部200Aに設けられたPWM制御回路17に伝達する。

0032

PWM制御回路17は、誤差増幅器15から出力された出力信号EOUTの大きさに基づき、スイッチングコンバータ18の一部を成すスイッチング素子19aとして用いられるMOSトランジスタのゲートに印加する電圧を制御する。スイッチング素子19aとして用いられるMOSトランジスタのドレイン・ソース間に流れる電流値を制御することにより、スイッチングコンバータ18から出力される出力電圧VOUTが調整・制御され、出力信号EOUTが小さくなるため、定電流回路13での電力損失抑制が図られる。

0033

このように、第2実施形態の照明用光源装置であれば、定電流回路13に生じる定電流回路電圧VLED1〜VLED3の最低値が基準電圧Vrefと一致するように制御されるため、定電流回路13での電力損失抑制が図られ、延いては、照明用光源装置全体の電力効率が改善されることになる。

0034

<定電流回路>
図3は、本発明に係る定電流回路13の一実施例を示す。図3(a)欄で示された定電流回路13は、トランジスタTr1、Tr2、及び、定電流源CRを含む。定電流回路13は、図1及び図2のLED直列回路2に接続され、定電流I2aを供給する。LED直列回路2と定電流回路13との接続点に生じる定電流回路電圧VLは、図1でいう定電流回路電圧VLEDに相当し、また、図2でいう定電流回路電圧VLED1、VLED2、及び、VLED3にそれぞれ相当する。そして、LED直列回路2に流れる定電流I2aの電流値は、定電流源CRに流れる電流Ic1によって決めることができる。

0035

トランジスタTr2がMOSトランジスタである場合、その動作状態飽和領域又は線形(非飽和)領域のいずれで作動させるかは、定電流回路電圧VLと定電流I2aによって定まる。本明細書中では、飽和領域を定電流動作領域であると定義し、線形領域を非定電流動作領域として定義する。定電流動作領域でトランジスタTr2を作動させるには、定電流回路電圧VLを比較的大きな値に設定しなければならない。しかしながら、定電流回路電圧VLを大きくすることは、照明用光源装置全体の電力効率の観点から見て好ましいことではない。

0036

一方、トランジスタTr2を線形領域、すなわち非定電流動作領域で作動させれば、定電流回路13は比較的低い電圧で駆動することができるので、電力効率を高めるという観点では好ましい。しかし、比較的大きな定電流I2aを得るのが難しくなるという不具合が生じる。こうした不具合を克服するには、トランジスタTr1のソース又はドレインと接地端子GNDとの間に抵抗を接続すれば、トランジスタTr2に流れる定電流I2aを比較的大きく設定することができる。

0037

トランジスタTr2がバイポーラトランジスタである場合には、比較的低い定電流回路電圧VLでもトランジスタTr2を活性領域で作動させることができる。すなわち、比較的低い動作電圧であっても定電流動作領域で作動させることが容易となる。しかし、定電流動作領域でバイポーラトランジスタを作動させることは、MOSトランジスタの構成と同様に、電力効率の観点から見て好ましいとは言い難い。このため、バイポーラトランジスタであっても、飽和領域すなわち非定電流動作領域で作動させることが考えられる。しかし、バイポーラトランジスタを非定電流動作領域すなわち飽和領域で作動させると、ベース電流飛躍的に大きくなるので、電力効率が低下する。こうしたことに鑑み、トランジスタTr2を非定電流動作領域で作動させる場合には、MOSトランジスタで定電流回路13を構成することが好ましいといえる。

0038

図3(b)欄に示すように、オペアンプOP1、トランジスタTr3、抵抗R1、及び、定電圧源Vc1の組合せで構成した定電流回路13を光源素子直列回路であるLED直列回路2に直列接続して、LED直列回路2に定電流I2bを供給してもよい。図3(b)欄においては、図3(a)欄と同様に、LED直列回路2と定電流回路13の接続点に生じる定電流回路電圧VLが図1でいう定電流回路電圧VLEDに相当し、図2でいう定電流回路電圧VLED1、VLED2、及び、VLED3に相当する。図3(b)欄のLED直列回路2に流れる定電流I2bの大きさは、定電圧源Vc1及び抵抗R1の値を調整することによって所定の大きさに決定することができる。

0039

なお、図3(b)欄に示す定電流回路13に用いられるトランジスタTr3は、先のトランジスタTr2と同様に、非定電流領域(すなわち、MOSトランジスタの場合には線形領域(非飽和領域)、バイポーラトランジスタの場合には飽和領域)で作動するようにすると、定電流回路13での電力損失を抑制することができる。

0040

また、定電流回路13をLED負荷1のアノード側に設けたソース型とする場合には、図3(c)欄で示すように、オペアンプOP2、トランジスタTr4、抵抗R2、及び、定電圧源Vc2によって、定電流回路13を構成すればよい。なお、当該構成を採用する場合には、差分アンプAMPを用いて定電流回路13の両端間電圧に応じた定電流回路電圧VLを生成し、これを誤差増幅器15に出力すればよい。

0041

図4は、図3(a)欄及び図3(b)欄に示した定電流回路13に用いられるトランジスタTr2及びトランジスタTr3のトランジスタ動作特性を示している。図4(a)欄は、図3(a)欄及び図3(b)欄に示したトランジスタTr2及びトランジスタTr3をMOS型で構成した場合の特性を示す。図4(a)欄において、横軸はトランジスタTr2及びトランジスタTr3のドレイン−ソース間に与えられる電圧VDS、縦軸はドレイン−ソース間に流れる電流IDSをそれぞれ示す。動作領域X1では、トランジスタTr2及びトランジスタTr3が非飽和領域で作動するので、電流IDSはドレイン−ソース間電圧VDSの大きさに依存する。一方、動作領域X2では、トランジスタTr2及びトランジスタTr3が飽和領域、すなわち、定電流動作領域で作動するので、ドレイン−ソース間電圧VDSの大きさに殆ど依存せずにほぼ一定の電流IDSが得られる。したがって、定電流回路13としては、一般的にはトランジスタTr2及びトランジスタTr3を動作領域X2で作動させるのが好ましいということになる。しかし、ドレイン−ソース間電圧VDSに比例して、定電流回路13での電力消費は増大する。定電流回路13での電力消費と照明用光源装置全体の電力効率とはトレードオフの関係を有する。このため、電力効率からみると定電流回路13での電力消費はできるだけ小さく抑えることが望ましい。そのためにも、本発明はあえてトランジスタTr2及びトランジスタTr3を非飽和領域、すなわち、非定電流動作領域である動作領域X1で作動させるものとした。

0042

なお、動作点P1に相当する電圧Vrefaが基準電圧Vrefとして誤差増幅器15の反転入力端子(−)に与えられる。これによって、定電流回路電圧VLED1、VLED2、及びVLED3のうち最も低い電圧が電圧Vrefaと同じ大きさに制御され、定電流回路13が最も小さな電力で作動する状態が得られ、照明用光源装置全体の電力効率を高めることができる。

0043

トランジスタTr2及びトランジスタTr3の具体的な動作点は、動作領域X1のほぼ中間点である動作点P1に選ぶのが好ましい。電力効率からみると電圧VDSが零に近いほど好ましいことになる。しかし、あまり零に近づけると定電流回路13の製造上のばらつきによって、所定の電流が得られなくなるという不具合が生じ得る。したがって、定電流回路13の製造上のばらつきを案すると、非飽和領域、すなわち動作領域X1のほぼ中間の動作点P1に設定するとよい。

0044

図4(b)欄は、図3(a)欄及び図3(b)欄に示したトランジスタTr2及びトランジスタTr3をバイポーラトランジスタで構成した場合の特性を示す。図4(b)欄において、横軸はトランジスタのコレクタエミッタ間に与えられる電圧VCE、縦軸はコレクタ電流Icをそれぞれ示す。これらのバイポーラトランジスタは、動作領域Y1又はY2で作動するような電圧VCEが選ばれる。バイポーラトランジスタの動作領域は、MOSトランジスタとは逆の呼び方で区別されるので誤解されないようにしなければならない。すなわち、図4(b)欄で動作領域Y1は飽和領域である非定電流動作領域、動作領域Y2は活性領域である定電流動作領域であるとして区別される。本発明に用いる定電流回路13をバイポーラトランジスタで構成する場合には、これらのトランジスタを飽和領域、すなわち動作領域Y1で作動させることによって、定電流回路13での電力損失を抑制させることができる。しかし、バイポーラトランジスタを飽和領域で作動させるとベース電流が大幅に増加し、無駄な電力を消費するので留意しなければならない。

0045

バイポーラトランジスタの動作点は、飽和領域である動作領域Y1のほぼ中間点である動作点P2付近に選ぶのが好ましい。電力効率からみると電圧VCEが零に近いほど好ましいことになる。しかし、零に近づけると定電流回路13の製造上のばらつきによって、所定の電流が得られなくなるという不具合が生じ得る。従って、定電流回路13の製造上のばらつきを勘案すると、飽和領域のほぼ中間の動作点、すなわち動作領域Y1のほぼ中間点である動作点P2に設定するとよい。なお、動作領域Y2はバイポーラトランジスタの活性領域に相当し、安定した定電流特性を得るには好ましい領域ではある。しかし、照明用電源装置全体の電力効率からみると好ましい領域とは言い難い。

0046

なお、動作点P2に相当する電圧Vrefbが基準電圧Vrefとして誤差増幅器15の反転入力端子(−)に与えられる。これによって、定電流回路電圧VLED1、VLED2、及びVLED3のうち最も低い電圧が電圧Vrefbと同じ大きさに制御され、定電流回路13が最も小さな電力で作動する状態が得られ、照明用光源装置全体の電力効率を高めることができる。

0047

<タイミングチャート>
図5は、第1実施形態で示した図1の照明用光源装置におけるタイミングチャートを模式的に示す。図5参照符号t1、t2、t3、t4、t5、及び、t6は時刻を示す。図5(a)欄に示す電源は、本発明に係る照明用光源装置全体を指し、時刻t1で装置全体の電源がオンとなり、それ以降は時刻t6を越えるまでオン状態は続く。図5(b)欄は、PWM制御回路17のパルス幅変調信号SPWMを示す。図5(c)欄は、LED負荷1に供給する出力電圧VOUTを示す。図5(d)欄は、LED直列回路2と定電流回路13との共通接続点、すなわち、誤差増幅器15の非反転入力端子(+)に入力される定電流回路電圧VLEDと、誤差増幅器15の反転入力端子(−)に入力される基準電圧Vrefをそれぞれ示す。図5(e)欄は、LED負荷1に流れる電流、すなわち、LED直列回路2に流れる電流ILEDを示す。図5(f)欄は、誤差増幅器15の出力信号EOUTを示す。図5(g)欄は、PWM制御回路17の内部で設定される基準電流IREFと、フォトカプラ16に流れる電流IPHをそれぞれ示す。PWM制御回路17は、基準電流IREFと電流IPHとを比較してパルス幅変調信号SPWMのオンデューティ比を制御する。

0048

図5(a)欄に示す時刻t1で照明用光源装置全体の電源がオンされると、図5(b)欄に示すように、PWM制御回路17は、パルス幅変調信号SPWMのオンデューティ比を大きくし、スイッチングコンバータ18のスイッチング素子19のオンオフを制御し、電源部3が供給する出力電圧VOUTを増加させる。図5(c)欄に示すように、スイッチングコンバータ18が通常の動作状態に近づくにつれて出力電圧VOUTは徐々に増加し、時刻t2に達すると出力電圧VOUTはほぼ安定し所定の値に落ち着く。

0049

図5(d)欄に示すように、時刻t2に達し、出力電圧VOUTが所定の値でほぼ安定すると、定電流回路13に供給される定電流回路電圧VLEDはほぼ所定の値に落ち着く。なお、基準電圧源14で生成される基準電圧Vrefは、比較的電源電圧が低くとも作動する。たとえばバンドギャップ型の定電圧回路で生成されるので、時刻t1の電源オン状態からほぼ所定の値に維持される。しかし、誤差増幅器15の反転入力端子(−)に入力される定電流回路電圧VLEDは時刻t2でほぼ所定の値で安定するので、誤差増幅器15が本格的に作動し始めるのは時刻t2以降となる。

0050

図5(e)欄に示すように、LED直列回路2に流れる電流ILEDは、時刻t1から時刻t2までは、定電流回路13が正規の状態で作動していないため、所定の大きさまでは達していない。時刻t2に至るまでは定電流回路電圧VLEDの値が基準電圧Vrefより低いため、図5(f)欄に示すように誤差増幅器15の出力信号EOUTは、ローレベルの信号を出力する。このとき、LED負荷1に流れる電流ILEDの値は小さく、出力信号EOUTもローレベルであるため、フォトカプラ16に流れる電流IPHは小さい。

0051

図5(e)欄に示すように、時刻t2に到達しさらに時刻t2を経過すると、定電流回路13が正規の状態で作動し定電流を生成するので、LED直列回路2には定電流ILEDが流れる。電流ILEDが時刻の経過とともに徐々に大きくなると、フォトカプラ16には誤差増幅器15の出力信号EOUTに応じた電流IPHが流れる。

0052

図5(d)欄に示すように、時刻t3になると、定電流回路13に生じる定電流回路電圧VLEDが基準電圧Vrefと等しくなるため、誤差増幅器15の出力信号EOUTは図5(f)欄に示すようにハイレベルになり、電流IPHが増加し、図5(g)欄のように電流IPHは基準電流IREFと等しい値となる。基準電流IREFは例えば2mAといった値に設定する。

0053

図5(b)欄に示すように、時刻t3に到達し、電流IPHが基準電流IREFと等しい状態になると、PWM制御回路17は、電源部3から出力される出力電圧VOUTを減少させるため、パルス幅変調信号SPWMのオンデューティ比を減少させる。パルス幅変調信号SPWMのオンデューティ比によってスイッチングコンバータ18のスイッチング素子19が制御され、延いては電源部3が制御される。

0054

図5(d)欄の時刻t3〜時刻t4に示すように、定電流回路電圧VLEDが基準電圧Vrefと等しくなった後、定電流回路電圧VLEDはしばらく上昇し基準電圧Vrefより大きくなり、その後減少していく。図5(c)欄のように出力電圧VOUTの値も定電流回路電圧VLEDよりLED直列回路2の順方向降下電圧Vf分大きい値で同じように増減する。また、図5(g)欄に示すように、電流IPHも基準電流IREFを上回る領域でわずかに増減する。PWM制御回路17は、このような電流IPHの増減に応じてパルス幅変調信号SPWMのオンデューティ比を変化させる。

0055

図5(d)欄の時刻t4に示すように、定電流回路電圧VLEDが基準電圧Vrefよりわずかに小さくなると、出力信号EOUTは図5(f)欄に示すようにローレベルになり、電流IPHの値も図5(g)欄のように減少して基準電流IREFを下回る。このとき、パルス幅変調信号SPWMのオンデューティ比が図5(b)欄に示すように大きくなり、電源部3が供給する出力電圧VOUTが増加する。

0056

その後、時刻t5から時刻t6では、時刻t3から時刻t4と同様の変化をし、以後も同様に変化し安定することになる。

0057

以上の動作が繰り返されることにより、定電流回路電圧VLEDが比較的低い電圧に設定される基準電圧Vrefとほぼ等しくなるよう制御されるため、定電流回路13での電力損失抑制が図られ、LED光源装置の電力効率が改善される。

0058

なお、図5のタイミングチャートは、第1実施形態に係る図1の照明用光源装置について示したものである。しかし、第2実施形態に係る図2の照明用光源装置において、定電流回路13に生じる定電流回路電圧VLED1、VLED2、及びVLED3のうち最も低い電圧、又は、LED直列回路2で生じる順方向降下電圧Vfの最大値をもつLED直列回路2に直列接続された定電流回路13に生じる電圧を定電流回路電圧VLEDとし、定電流回路電圧VLEDが生じるLED直列回路2に流れる電流をILEDとすると、第1実施形態のタイミングチャートでのタイミングと同じタイミングで同様の動作をする。

0059

<定電流回路のリップル除去機能
LED負荷に直列接続された定電流回路(第1ないし第2実施形態の定電流回路13)は、照明用光源装置全体の電力効率向上に寄与し得るだけでなく、LED負荷に流れる出力電流のリップル除去手段(ゼロリップル定電流回路)としても有効に機能する。以下では、先に説明した定電流回路について、そのリップル除去機能に着目した別の視点から、本発明の優位性について改めて詳述する。

0060

消費電力が25W以上のLED照明機器は、高調波電流規制IEC[international electrotechnical commission]61000−3−2)で最も厳しいクラスCに分類されており、電源回路における力率改善が必須とされている。力率改善の方式としては、PFC[power factor correction]回路とDC/DCコンバータの2段構成から成る2コンバータ方式のほか、DC/DC制御とPFC制御を単一のスイッチングコンバータで実現する1コンバータ方式を挙げることができる。なお、省スペース化や省電力化が重視されるLED照明機器では、後者の1コンバータ方式が多く採用されている。

0061

図6は、LED照明機器(先の照明用光源装置に相当)の構成比較テーブルである。図6(a)欄には、1コンバータ方式を採用した絶縁型LED照明機器の一般的な構成が示されている。本構成例のLED照明機器A100は、全波整流回路A1と、スイッチングコンバータ(フライバックコンバータ)A2と、絶縁トランスA3と、整流平滑回路A4と、LED負荷A5と、フォトカプラA6と、電流帰還回路A7とを有する。

0062

スイッチングコンバータA2は、入力電圧Viから出力電圧Voを生成してLED負荷A5に供給するように絶縁トランスA3を駆動する主体であり、DC/DC制御とPFC制御を一元的に行う機能のほか、電流帰還回路A7からフォトカプラA6を介して入力される電流帰還信号に応じて、LED負荷A5に流れる出力電流Ioの定電流制御を行う機能も備えている。

0063

1コンバータ方式を採用したLED照明機器A100によれば、2コンバータ方式を採用した場合よりも回路規模コンパクト化して電力損失を防ぐことができるので、より高い電源効率を実現することが可能となる。

0064

ところで、本構成例のLED照明機器A100において、入力電圧をVi、入力電流をIi、出力電圧をVo、出力電流をIo、電力効率をEffとした場合、各パラメータの間には、Vi×Ii=Vo×Io×Effで表される関係式成立する。

0065

上式において、入力電圧Viと入力電流Iiは、スイッチングコンバータA2のPFC制御により互いに同位相Sin波となる。従って、出力電圧Voと電力効率Effがいずれも一定値であると仮定した場合、出力電流Ioには理論的にSin2波のリップルが発生する(図7(a)欄を参照)。

0066

なお、照明光にリップル成分が含まれている場合、人の目には認識されなくても、その照明下撮影された写真には意図しない縞模様が写ってしまうことがある(いわゆるストロボ効果)。そのため、空間の光演出陳列商品照明などに用いられるLED照明機器(LEDダウンライトLEDスポットライトなど)には、高効率なだけでなく、できるだけ高品質の照明光(リップル成分を含まない照明光)を出力することが求められる。

0067

図6(b)欄のLED照明機器A200は、先の第1ないし第2実施形態の照明用光源装置に相当するものであり、電流帰還回路A7に代えて、電圧帰還回路A8(先の基準電圧源14及び誤差増幅器15に相当)と、定電流回路A9(先の定電流回路13に相当)と、を有する。

0068

本構成例のLED照明機器A200では、LED負荷A5のカソード電圧VLED(定電流回路A9の電源電圧に相当)が最小となるように、スイッチングコンバータA2での出力帰還制御が行われるので、定電流回路A9での電力損失を必要最小限に抑えることが可能となる。これは先に説明した通りである。

0069

また、本構成例のLED照明機器A200では、出力電流Ioを一定値に固定する定電流回路A9が追加されているので、LED負荷A5のカソード電圧VLEDがSin2波を吸収するように制御される(図7(b)欄を参照)。従って、1コンバータ方式で高効率を維持しつつ、出力電流Ioのリップル除去を実現することができるので、LED照明機器A200の使用範囲を広げることが可能となる。

0070

なお、LED照明機器が市場に出回り始めたには、LED素子の多並列接続大電流かつ低電圧での駆動)が主流であった。そのため、LED照明機器全体の消費電力に対して定電流回路A9での電力損失(例えばVo=20V、VLED=1.5Vでは7%の電力損失)が相対的に大きく、また、LED照明機器に対する光品質要求も低かったことから、定電流回路A9を積極的に導入することの意義に乏しかった。

0071

一方、LED照明機器が普及段階に至った近年では、LED素子の多直列接続(小電流かつ高電圧での駆動)が主流である。そのため、LED照明機器全体の消費電力に対して定電流回路A9での電力損失(例えばVo=100V、VLED=1.5Vでは1%の電力損失)は相対的に小さくなっており、また、LED照明機器に対する光品質要求も高まっていることから、定電流回路A9を導入することの意義が大きくなったと言える。

0072

なお、出力平滑回路A4に含まれる出力平滑キャパシタ(図1ないし図2の平滑キャパシタC4)は、一般的に低耐圧であるほど大容量化が容易である。そのため、LED負荷A5を大電流かつ低電圧(例えばVo=10V、Io=1A)で駆動する場合には、図6(a)欄の回路構成を採用したとしても、比較的低耐圧(例えば63V耐圧)で大容量の出力平滑キャパシタを用いて出力電流Ioのリップル成分を除去することも可能である。

0073

しかしながら、LED負荷A5を小電流かつ高電圧(例えば、Vo=100V、Io=0.1A)で駆動する場合には、より高耐圧(例えば160V耐圧)の出力平滑キャパシタが必要となるので、大容量の出力平滑キャパシタを用意することが困難となる。そのため、図6(a)欄の回路構成を採用すると、出力電流Ioのリップル成分を十分に除去することができなくなる。

0074

一方、図6(b)欄の回路構成を採用すれば、大容量の出力平滑キャパシタを用いず、定電流回路A9を用いて出力電流Ioのリップル成分を除去することが可能となる。このことからも、小電流かつ高電圧駆動のLED照明機器においては、出力電流Ioのリップル除去手段として定電流回路A9を導入することが有効であると言える。

0075

<第3実施形態>
図8は、本発明の第3実施形態に係る照明用光源装置を示す図である。本実施形態の照明用光源装置A300(以下、LED照明機器A300と呼ぶ)は、先出のLED照明機器A200(図6(b)欄を参照)と基本的に同様の構成であり、過電圧保護回路A10と、調光回路A11と、フォトカプラA12と、YキャパシタA13とをさらに有する。そこで、LED照明機器A200と同様の構成については、図6(b)と同一の符号を付すことで重複した説明を割愛し、以下では、LED照明機器A300で追加された構成要素についての重点的な説明を行う。

0076

過電圧保護回路A10は、出力電圧Voを監視して過電圧保護を行うように電圧帰還回路A8の出力調整を行う。過電圧保護回路A10の構成及び動作については、後ほど詳細に説明する。

0077

調光回路A11は、フォトカプラA12を介して入力される調光信号に応じて出力電流Ioを変えるように定電流回路A9を制御する。調光回路A11の構成及び動作については、後ほど詳細に説明する。

0078

フォトカプラA12は、LED照明機器A300の一次側回路APと二次側回路ASとの間を絶縁しつつ、一次側回路APから二次側回路ASへ調光信号を伝達するアイソレータである。

0079

YキャパシタA13は、一次側回路APの接地端(GND1)と、二次側回路ASの接地端(GND2)との間に挿入されたノイズ対策素子(例えば2200pF、耐圧400V)である。なお、一次側回路APと2次側回路ASとの絶縁距離は、6mm以上に設計することが望ましい。また、絶縁トランスA3、フォトカプラA6及びA12、並びに、YキャパシタA13は、一直線上に配列することが望ましい。

0080

なお、LED照明機器A300において、LED負荷A5を除く構成要素は、LEDドライバモジュールA310(発光負荷駆動装置に相当)に組み込まれている。なお、LED負荷A5は、LEDドライバモジュールA310に対して着脱することが可能である。

0081

<過電圧保護回路>
図9は、過電圧保護回路A10の第1構成例を示す回路図である。第1構成例の過電圧保護回路A10は、抵抗R11〜R14と、コンパレータCMP11と、npn型バイポーラトランジスタQ11及びQ12と、を含む。

0082

抵抗R11及びR12は、出力電圧Voの印加端と接地端との間に接続されており、互いの接続ノードから分圧電圧Vx(出力電圧Voの分圧電圧)を出力する。

0083

抵抗R13及びR14は、定電圧Vregの印加端と接地端との間に接続されており、互いの接続ノードから閾値電圧Vy(定電圧Vregの分圧電圧)を出力する。

0084

コンパレータCMP11は、非反転入力端(+)に印加される分圧電圧Vxと反転入力端(−)に印加される閾値電圧Vyとを比較して過電圧保護信号S12を生成する。過電圧保護信号S12は、分圧電圧Vxが閾値電圧Vyよりも高いときにハイレベルとなり、分圧電圧Vxが閾値電圧Vyよりも低いときにローレベルとなる。なお、出力電圧Voが低い場合には、コンパレータCMP11の非反転入力端(+)に出力電圧Voを直接入力しても構わない。

0085

過電圧保護が掛かる出力電圧Voの上限電圧Vlimitは、閾値電圧Vyによって定められる。なお、上限電圧Vlimitは、LED負荷A5の順方向降下電圧Vfよりも少し高い電圧値に設定すればよい。一つの具体例として、Vf=40〜100Vである場合には、Vlimit=110V程度に設定することが望ましい。

0086

トランジスタQ11及びQ12のコレクタは、いずれもフォトカプラA6を形成するフォトダイオードに接続されている。トランジスタQ11及びQ12のエミッタは、いずれも接地端に接続されている。トランジスタQ11のベースは、電圧帰還回路A8の出力端誤差信号S11の印加端)に接続されている。トランジスタQ12のベースは、コンパレータCMP11の出力端(過電圧保護信号S12の印加端)に接続されている。

0087

トランジスタQ11は、誤差信号S11の信号レベル(電圧値)に応じた第1電流Is11を生成する。より具体的に述べると、コレクタ電流Is11は、誤差信号S11の信号レベルが高いほど大きくなり、誤差信号S11の信号レベルが低いほど小さくなる。

0088

トランジスタQ12は、過電圧保護信号S12の論理レベルに応じて第2電流Is12の電流経路導通遮断する。より具体的に述べると、トランジスタQ12は、過電圧保護信号S12がハイレベルであるときに第2電流Is12の電流経路を導通する一方、過電圧保護信号S12がローレベルであるときに第2電流Is12の電流経路を遮断する。

0089

フォトカプラA6を形成するフォトダイオードは、第1電流Is11と第2電流Is12とを足し合わせた入力電流Is10に応じて発光する。フォトカプラA6を形成するフォトトランジスタは、フォトダイオードの発光を受けて出力電流Ip10を生成する。

0090

スイッチングコンバータA2は、フォトカプラA6の出力電流Ip10に応じて出力帰還制御を行う。より具体的に述べると、スイッチングコンバータA2は、出力電流Ip10が大きいほど出力電圧Voを下げる一方、出力電流Ip10が小さいほど出力電圧Voを上げるように、絶縁トランスA3の一次巻線を駆動する。

0091

図10は、第1構成例の過電圧保護動作を示すタイミングチャートであり、上から順番に、出力電圧Vo、誤差信号S11、過電圧保護信号S12、及び、出力電流Ioが描写されている。

0092

時刻t11以前には、出力電圧Voが正常値Vnormal(≒Vf)に維持されており、過電圧保護信号S12がローレベルとなっているので、トランジスタQ12には第2電流Is12が流れない。従って、スイッチングコンバータA2では、第1電流Is11(延いては誤差信号S11)に応じた出力帰還制御が実施される。

0093

一方、時刻t11において、LED負荷A5がオープン状態(例えば装着不良や内部断線が生じた状態)となった場合には、LED負荷A5に出力電流Ioが流れなくなり、LED負荷A5のカソード電圧VLEDがほぼ0Vまで低下する。このような状態に陥ると誤差信号S11がローレベルに張り付いてしまうので、トランジスタQ11がフルオフ状態となり、第1電流Is11が全く流れなくなる。その結果、スイッチングコンバータA2は、出力電圧Voが目標値よりも低いと誤認して出力電圧Voを高めていく。なお、この時点では、出力電圧Voが上限電圧Vlimitを上回っていないので、過電圧保護信号S12はローレベルのままである。

0094

その後、時刻t12において、出力電圧Voが上限電圧Vlimitを上回ると、過電圧保護信号S12がハイレベルとなるので、トランジスタQ12がオンして第2電流Is12が流される。その結果、スイッチングコンバータA2では、出力電圧Voを引き下げるように出力帰還制御が実施される。

0095

なお、出力電圧Voが引き下げられて上限電圧Vlimitを下回ると、過電圧保護信号S12がローレベルに戻るので、出力電圧Voは再び上昇に転じる。このように、時刻t12以降においては、過電圧保護信号S12の論理レベルが切り替わる毎に、出力電圧Voの上昇と低下が繰り返されて、出力電圧Voが上限電圧Vlimitに維持される。

0096

第1構成例の過電圧保護回路A10によれば、LED負荷A5がオープン状態になった場合であっても、出力電圧Voが際限なく上昇することはないので、LEDドライバモジュールA310自体の異常発熱発火を未然に回避することが可能となる。

0097

ただし、第1構成例の過電圧保護回路A10を搭載したLED照明機器A300では、内部断線が生じていた古いLED負荷A5を新品交換したときや、装着不良が生じていたLED負荷A5を正しく装着し直したときに、意図しない過電流が流れてLED負荷A5を損傷してしまうおそれがある。以下では、その理由について説明する。

0098

先にも述べたように、LED負荷A5がオープン状態となって出力電圧Voが異常に上昇すると、過電圧保護動作が発動して出力電圧Voが上限電圧Vlimitに維持される(図10の時刻t12〜t13を参照)。

0099

このとき、出力平滑回路A4の出力キャパシタ(1000μF程度の電解キャパシタ)は、先の上限電圧Vlimit(例えば110V)に相当する電荷を蓄えた状態となっている。このような状態において、内部断線が生じていた古いLED負荷A5を新品に交換したときや、装着不良が生じていたLED負荷A5を正しく装着し直したときには、LED負荷A5(例えばVf=90V)に定格以上の過電流が流れるので、LED負荷A5が故障してしまう(図10の時刻t13を参照)。

0100

なお、LED負荷A5に流れる過電流は、出力キャパシタの充電電圧に起因して生じるものである。従って、スイッチングコンバータA2に過電流保護機能具備されていたとしても、当該保護機能は何ら有効に働かない。また、上記問題の解決策としては、出力キャパシタの放電経路別途用意しておくことも考えられる。しかしながら、定常動作時の電力損失を抑えるためには、放電経路の抵抗値を十分に高く設計しなければならず、出力キャパシタを急速に放電することは難しい。また、放電経路の導通/遮断をスイッチで切り替える場合には、非常に高耐圧のスイッチが必要となるので、半導体装置への集積化に際して阻害要因となり得る。

0101

以下では、上記の問題点を解消すべく、さらなる改良を加えた過電圧保護回路A10について詳細に説明する。

0102

図11は、過電圧保護回路A10の第2構成例を示す回路図である。第2構成例の過電圧保護回路A10は、基本的に先の第1構成例と同様であるが、新たな構成要素として、抵抗R15と、NチャネルMOS電界効果トランジスタN11と、マイコンB11と、を含む点に特徴を有する。そこで、第1構成例と同様の構成要素については、図9と同一の符号を付すことで重複した説明を割愛し、以下では、第2構成例の特徴部分について詳細な説明を行う。

0103

抵抗R15の第1端は、閾値電圧Vyの印加端(コンパレータCMP11の反転入力端(−))に接続されている。抵抗R15の第2端は、トランジスタN11のドレインに接続されている。トランジスタN11のソースは、接地端に接続されている。トランジスタN11のゲートは、マイコンB11に接続されている。

0104

マイコンB11は、誤差信号S11と過電圧保護信号S12を監視して閾値電圧切替信号S13を生成し、これをトランジスタN11のゲートに送出する。トランジスタN11は、閾値電圧切替信号S13がハイレベルであるときにオンし、閾値電圧切替信号S13がローレベルであるときにオフする。

0105

なお、トランジスタN11がオフしている場合、定電圧Vregから閾値電圧Vyを生成する分圧回路は、先の第1構成例(図9)と同様、抵抗R13及びR14によって形成される。一方、トランジスタN11がオンしている場合には、上記の分圧回路を形成する回路要素として抵抗R15が加わる。その結果、トランジスタN11がオンしている場合には、トランジスタN11がオフしている場合と比べて、分圧回路の分圧比が低下する。

0106

従って、閾値電圧切替信号S13がローレベルであるときには、閾値電圧Vyが第1電圧値Vy1(第1上限電圧VlimitHに対応)となり、閾値電圧切替信号S13がハイレベルであるときには、閾値電圧Vyが第1電圧値Vy1よりも低い第2電圧値Vy2(第2上限電圧VlimitLに対応)となる。

0107

第1電圧値Vy1は、第1上限電圧VlimitHがLED負荷A5の順方向降下電圧Vf(例えば40〜90V)よりも少し高い電圧値(例えば110V)となるように設定すればよい。また、第2電圧値Vy2は、第2上限電圧VlimitLがLED負荷A5の順方向降下電圧Vf(例えば40〜90V)よりも少し低い電圧値(例えば30V)となるように設定すればよい。

0108

なお、上記した抵抗R13〜R15、トランジスタN11、及び、マイコンB11は、閾値電圧Vyを第1電圧値Vy1と第2電圧値Vy2のいずれか一方に切り替える閾値電圧切替部として機能する。特に、本構成例の閾値電圧切替部は、出力電圧Voが第1上限電圧VlimitHを上回ったときに閾値電圧Vyを第2電圧値Vy2に引き下げるとともに、その後、LED負荷A5の装着(オープン状態の解消)が検出されたときには閾値電圧Vyを第1電圧値Vy1に引き上げるように、閾値電圧Vyの切替動作を行う。

0109

図12は、第2構成例の過電圧保護動作を示すタイミングチャートであり、上から順番に、出力電圧Vo、誤差信号S11、過電圧保護信号S12、閾値電圧切替信号S13、及び、出力電流Ioが描写されている。

0110

時刻t21以前には、出力電圧Voが正常値Vnormal(≒Vf)に維持されており、過電圧保護信号S12がローレベルとなっているので、トランジスタQ12には第2電流Is12が流れない。従って、スイッチングコンバータA2では、第1電流Is11(延いては誤差信号S11)に応じた出力帰還制御が実施される。また、時刻t21以前には、閾値電圧切替信号S13がローレベルとなっているので、閾値電圧Vyが第1電圧値Vy1に切り替えられている。その結果、過電圧保護回路A10は、出力電圧Voが第1上限電圧VlimitHを上回っているか否かを監視する状態となっている。

0111

一方、時刻t21において、LED負荷A5がオープン状態となった場合には、LED負荷A5に出力電流Ioが流れなくなり、LED負荷A5のカソード電圧VLEDがほぼ0Vまで低下する。このような状態に陥ると、誤差信号S11がローレベルに張り付いてしまうので、トランジスタQ11がフルオフ状態となり、第1電流Is11が全く流れなくなる。その結果、スイッチングコンバータA2は、出力電圧Voが目標値よりも低いと誤認して出力電圧Voを高めていく。なお、この時点では、出力電圧Voが第1上限電圧VlimitHを上回っていないので、過電圧保護信号S12及び閾値電圧切替信号S13はローレベルのままである。

0112

その後、時刻t22において、出力電圧Voが第1上限電圧VlimitHを上回ると過電圧保護信号S12がハイレベルとなるので、トランジスタQ12がオンして第2電流Is12が流される。その結果、スイッチングコンバータA2では、出力電圧Voを引き下げるように出力帰還制御が実施される。

0113

また、時刻t22では、マイコンB11が過電圧保護信号S12の立ち上がりを検出して閾値電圧切替信号S13をハイレベルに切り替える。その結果、閾値電圧Vyが第2電圧値Vy2に引き下げられるので、過電圧保護回路A10は、出力電圧Voが第2上限電圧VlimitLを上回っているか否かを監視する状態に切り替わる。

0114

なお、出力電圧Voが引き下げられた結果、時刻t23において、出力電圧Voが第2上限電圧VlimitLを下回ると、過電圧保護信号S12がローレベルに立ち下がるので、出力電圧Voは再び上昇に転じる。このとき、マイコンB11は、LED負荷A5の装着(オープン状態の解消)が検出されるまで、閾値電圧切替信号S13をハイレベルに維持している。従って、過電圧保護回路A10は、出力電圧Voが第2上限電圧VlimitLを上回っているか否かの監視を継続している状態であり、時刻t22以降においては、過電圧保護信号S12の論理レベルが切り替わる毎に、出力電圧Voの上昇と低下が繰り返されて、出力電圧Voが第2上限電圧VlimitLに維持される。

0115

このように、第2構成例の過電圧保護回路A10によれば、先の第1構成例と同じく、LED負荷A5がオープン状態になった場合であっても、出力電圧Voが際限なく上昇することはないので、LEDドライバモジュールA310自体の異常発熱や発火を未然に回避することが可能となる。

0116

また、第2構成例の過電圧保護回路A10では、過電圧保護動作の発動時において、出力電圧Voが第1上限電圧VlimitHに維持されるのではなく、より低い第2上限電圧VlimitLに引き下げられてから維持される。従って、時刻t24において、内部断線が生じていた古いLED負荷A5を新品に交換したときや、装着不良が生じていたLED負荷A5を正しく装着し直したときに、意図しない過電流が流れ難いので、LED負荷A5の故障を未然に回避することができる(図中の破線を参照)。

0117

なお、マイコンB11は、LED負荷A5が装着された時刻t24以降、それまでローレベルに張り付いていた誤差信号S11の信号レベルが所定の閾値を上回ったことを検出した時点で、LED負荷A5の装着(オープン状態の解消)が検出されたものと認定し、閾値電圧Vyを第1電圧値Vy1に引き上げるように、閾値電圧切替信号S13をローレベルに立ち下げる。その結果、過電圧保護回路A10は、出力電圧Voが第1上限電圧VlimitLを上回っているか否かを監視する状態に復帰する。

0118

なお、閾値電圧切替動作の主体となるマイコンB11としては、必ずしも専用のマイコンを用意する必要はなく、調光回路A11に含まれる調光用マイコン(後出のマイコンA113を参照)を流用すればよい。

0119

図13は、過電圧保護回路A10の第3構成例を示す回路図である。第3構成例の過電圧保護回路A10は、基本的に先の第2構成例と同様であるが、マイコンB11に代わる新たな構成要素として、コンパレータCMP12とフリップフロップB12を含む点に特徴を有する。そこで、第2構成例と同様の構成要素については、図11と同一の符号を付すことで重複した説明を割愛し、以下では、第3構成例の特徴部分について詳述する。

0120

コンパレータCMP12は、非反転入力端(+)に印加されるカソード電圧VLEDと反転入力端(−)に印加される閾値電圧Vthとを比較して装着検出信号S14を生成する。なお、装着検出信号S14は、カソード電圧VLEDが閾値電圧Vth(ただし、0<Vth<Vref)よりも高いときにハイレベルとなり、カソード電圧VLEDが閾値電圧Vthよりも低いときにローレベルとなる。

0121

フリップフロップB12は、過電圧保護信号S12と装着検出信号S14の入力を受けて閾値電圧切替信号S13を生成する。具体的に述べると、フリップフロップB12は、過電圧保護信号S12がハイレベルに立ち上がったときに閾値電圧切替信号S13をハイレベルにセットし、装着検出信号S14がハイレベルに立ち上がったときに閾値電圧切替信号S13をローレベルにリセットする。

0122

このように、第3構成例の過電圧保護回路A10では、コンパレータCMP12とフリップフロップB12を用いて、マイコンレスの閾値電圧切替部が形成されている。

0123

図14は、第3構成例の過電圧保護動作を示すタイミングチャートであり、上から順番に、出力電圧Vo、カソード電圧VLED、誤差信号S11、過電圧保護信号S12、閾値電圧切替信号S13、装着検出信号S14、及び、出力電流Ioが描写されている。

0124

時刻t31以前には、出力電圧Voが正常値Vnormal(≒Vf)に維持されており、過電圧保護信号S12がローレベルとなっているので、トランジスタQ12には第2電流Is12が流れない。従って、スイッチングコンバータA2では、第1電流Is11(延いては誤差信号S11)に応じた出力帰還制御が実施される。また、時刻t31以前には、閾値電圧切替信号S13がローレベルとなっているので、閾値電圧Vyが第1電圧値Vy1に切り替えられている。その結果、過電圧保護回路A10は、出力電圧Voが第1上限電圧VlimitHを上回っているか否かを監視する状態となっている。また、時刻t31以前には、カソード電圧VLEDが閾値電圧Vthよりも高い基準電圧Vrefとほぼ一致しているので、装着検出信号S14はハイレベルとなっている。

0125

一方、時刻t31において、LED負荷A5がオープン状態となった場合には、LED負荷A5に出力電流Ioが流れなくなり、LED負荷A5のカソード電圧VLEDがほぼ0Vまで低下する。このような状態に陥ると、誤差信号S11がローレベルに張り付いてしまうので、トランジスタQ11がフルオフ状態となり、第1電流Is11が全く流れなくなる。その結果、スイッチングコンバータA2は、出力電圧Voが目標値よりも低いと誤認して出力電圧Voを高めていく。なお、この時点では、出力電圧Voが第1上限電圧VlimitHを上回っていないので、過電圧保護信号S12及び閾値電圧切替信号S13はローレベルのままである。また、時刻t31において、カソード電圧VLEDが閾値電圧Vthを下回ると、装着検出信号S14はローレベルとなる。

0126

その後、時刻t32において、出力電圧Voが第1上限電圧VlimitHを上回ると過電圧保護信号S12がハイレベルとなるので、トランジスタQ12がオンして第2電流Is12が流される。その結果、スイッチングコンバータA2では、出力電圧Voを引き下げるように出力帰還制御が実施される。

0127

また、時刻t32では、フリップフロップB12が過電圧保護信号S12の立ち上がりを受けて閾値電圧切替信号S13をハイレベルに切り替える。その結果、閾値電圧Vyが第2電圧値Vy2に引き下げられるので、過電圧保護回路A10は、出力電圧Voが第2上限電圧VlimitLを上回っているか否かを監視する状態に切り替わる。

0128

なお、出力電圧Voが引き下げられた結果、時刻t33において、出力電圧Voが第2上限電圧VlimitLを下回ると、過電圧保護信号S12がローレベルに立ち下がるので、出力電圧Voは再び上昇に転じる。このとき、フリップフロップB12は、装着検出信号S14がハイレベルに立ち上がるまで、閾値電圧切替信号S13をハイレベルに維持している。従って、過電圧保護回路A10は、出力電圧Voが第2上限電圧VlimitLを上回っているか否かの監視を継続している状態であり、時刻t32以降においては、過電圧保護信号S12の論理レベルが切り替わる毎に、出力電圧Voの上昇と低下が繰り返されて、出力電圧Voが第2上限電圧VlimitLに維持される。

0129

このように、第3構成例の過電圧保護回路A10によれば、第1構成例や第2構成例と同じく、LED負荷A5がオープン状態になった場合であっても、出力電圧Voが際限なく上昇することはないので、LEDドライバモジュールA310自体の異常発熱や発火を未然に回避することが可能となる。

0130

また、第3構成例の過電圧保護回路A10では、第2構成例と同様、過電圧保護動作の発動時において、出力電圧Voが第1上限電圧VlimitHに維持されるのではなく、より低い第2上限電圧VlimitLに引き下げられてから維持される。従って、時刻t34において、内部断線が生じていた古いLED負荷A5を新品に交換したときや、装着不良が生じていたLED負荷A5を正しく装着し直したときに、意図しない過電流が流れ難いので、LED負荷A5の故障を未然に回避することができる(図中の破線を参照)。

0131

なお、時刻t34において、LED負荷A5が装着されると、カソード電圧VLEDが0Vから基準電圧Vref近傍まで上昇して閾値電圧Vthを上回るので、装着検出信号S14がハイレベルに立ち上がる。これを受け付けたフリップフロップB12は、閾値電圧Vyを第1電圧値Vy1に引き上げるように、閾値電圧切替信号S13をローレベルに立ち下げる。その結果、過電圧保護回路A10は、出力電圧Voが第1上限電圧VlimitLを上回っているか否かを監視する状態に復帰する。

0132

このように、第3構成例の過電圧保護回路A10によれば、マイコンレスで閾値電圧切替動作を実現することが可能となる。なお、当該構成は、LEDドライバモジュールA310に調光機能(調光用マイコン)が具備されていない場合に有用であると言える。

0133

図15は、過電圧保護回路A10の第4構成例を示す回路図である。第4構成例の過電圧保護回路A10は、基本的に先の第2構成例と同様であるが、マイコンB11に代わる新たな構成要素として、タイマ回路TM11と論理和演算器OR11を含む点に特徴を有する。そこで、第2構成例と同様の構成要素については、図11と同一の符号を付すことで重複した説明を割愛し、以下では、第4構成例の特徴部分について詳述する。

0134

タイマ回路TM11は、過電圧保護信号S12の入力を受けてタイマ信号S12Tを生成する。なお、タイマ信号S12Tは、過電圧保護信号S12がハイレベルに立ち上がると同時にハイレベルとなった後、タイマ時間TMが経過した時点でローレベルとなる。

0135

論理和演算器OR11は、過電圧保護信号S12とタイマ信号S12Tとの論理和演算を行って閾値電圧切替信号S13を生成する。従って、閾値電圧切替信号S13は、過電圧保護信号S12とタイマ信号S12Tの少なくとも一方がハイレベルであるときにハイレベルとなり、過電圧保護信号S12とタイマ信号S12Tの両方がローレベルである時にローレベルとなる。

0136

このように、第4構成例の過電圧保護回路A10では、タイマ回路TM11と論理和演算器OR11を用いて、マイコンレスの閾値電圧切替部が形成されている。

0137

図16は、第4構成例の過電圧保護動作を示すタイミングチャートであり、上から順番に、出力電圧Vo、誤差信号S11、過電圧保護信号S12、タイマ信号S12T、及び閾値電圧切替信号S13が描写されている。ここでは、時刻t41以前にLED負荷A5がオープン状態に陥っているものとして詳細な説明を行う。

0138

これまでにも述べてきたように、LED負荷A5がオープン状態になると、誤差信号S11がローレベルに張り付いてしまうので、出力電圧Voが誤上昇し続ける状態に陥る。ただし、時刻t41において、出力電圧Voが第1上限電圧VlimitHを上回ると、過電圧保護信号S12がハイレベルとなるので、トランジスタQ12がオンして第2電流Is12が流される。その結果、スイッチングコンバータA2では、出力電圧Voを引き下げるように出力帰還制御が実施される。

0139

また、時刻t41では、論理和演算器OR11が過電圧保護信号S12の立ち上がりを受けて閾値電圧切替信号S13をハイレベルに切り替える。その結果、閾値電圧Vyが第2電圧値Vy2に引き下げられるので、過電圧保護回路A10は、出力電圧Voが第2上限電圧VlimitLを上回っているか否かを監視する状態に切り替わる。また、タイマ回路TM11は、過電圧保護信号S12がハイレベルに立ち上がると同時に、タイマ信号S12Tをハイレベルに切り替える。

0140

なお、出力電圧Voが引き下げられた結果、時刻t42において、出力電圧Voが第2上限電圧VlimitLを下回ると、過電圧保護信号S12がローレベルに立ち下がるので、出力電圧Voは再び上昇に転じる。このとき、論理和演算器OR11は、タイマ信号S12Tがタイマ時間TMに亘ってハイレベルとされている間、閾値電圧切替信号S13をハイレベルに維持する。従って、過電圧保護回路A10は、出力電圧Voが第2上限電圧VlimitLを上回っているか否かの監視を継続している状態であり、時刻t42以降においては、過電圧保護信号S12の論理レベルが切り替わる毎に、出力電圧Voの上昇と低下が繰り返されて、出力電圧Voが第2上限電圧VlimitLに維持される。

0141

その後、タイマ時間TMのカウントが完了し、時刻t43において、タイマ信号S12Tがローレベルに立ち下げられると、論理和演算器OR11は、過電圧保護信号S12とタイマ信号S12Tの双方がローレベルとなるタイミングで、閾値電圧Vyを第1電圧値Vy1に引き上げるように、閾値電圧切替信号S13をローレベルに立ち下げる。その結果、過電圧保護回路A10は、出力電圧Voが第1上限電圧VlimitLを上回っているか否かを監視する通常状態自己復帰する。

0142

時刻t43以降も、LED負荷A5のオープン状態が解消されていなければ、上記と同様、過電圧保護動作の発動と自己復帰が定期的に繰り返される。ただし、過電圧保護動作中(時刻t44〜t46)にLED負荷A5のオープン状態が解消されていた場合、当該過電圧保護動作から自己復帰して以後、出力電圧Voは第1上限電圧VlimitHを上回ることなく正常値Vnormal(≒Vf)に維持される(時刻t46以降を参照)。

0143

このように、第4構成例の過電圧保護回路A10によれば、第1〜第3構成例と同様、LED負荷A5がオープン状態になった場合であっても、出力電圧Voが際限なく上昇することはないので、LEDドライバモジュールA310自体の異常発熱や発火を未然に回避することが可能となる。

0144

また、第4構成例の過電圧保護回路A10では、第2構成例や第3構成例と同様、過電圧保護動作の発動時において、出力電圧Voが第1上限電圧VlimitHに維持されるのではなく、より低い第2上限電圧VlimitLに引き下げられてから維持される。従って、内部断線が生じていた古いLED負荷A5を新品に交換したときや、装着不良が生じていたLED負荷A5を正しく装着し直したときに、意図しない過電流が流れにくいので、LED負荷A5の故障を未然に回避することができる。

0145

また、第4構成例の過電圧保護回路A10によれば、第3構成例よりもさらに簡易な構成によって、上記の閾値電圧切替動作を実現することが可能となる。ただし、第4構成例の過電圧保護回路A10では、LED負荷A5の装着を検出したときに閾値電圧Vyを通常値に戻すのではなく、閾値電圧Vyを引き下げてから所定のタイマ時間TMが経過したときに閾値電圧Vyを通常値に引き上げる構成を採用しており、LED負荷A5が装着されているか否かに依らず、過電圧保護動作の発動と自己復帰が定期的に繰り返される。

0146

そのため、タイマ時間TMが短過ぎると、不要に高い頻度で過電圧保護動作から自己復帰してしまうので、出力電圧Voを十分に引き下げておくことができず、LED負荷A5の装着時に過電流を生じる危険性が高まる。一方、タイマ時間TMが長過ぎると、LED負荷A5を装着した後も、タイマ時間TMのカウントが完了するまでLED負荷A5を発光させることができないので利便性が低くなる。そのため、第4構成例を採用する場合には、タイマ時間TMの最適化が重要となる。

0147

<調光回路>
図17は、調光回路A11の一構成例を示すブロック図である。本構成例の調光回路A11は、DC調光部A111と、バースト調光部A112と、マイコンA113を含む。

0148

DC調光部A111は、第1PWM信号S21に応じてDC値が変化する第1調光電圧V111を生成する。

0149

バースト調光部A112は、第2PWM信号S22に応じて第1調光電圧V111をバースト駆動した第2調光電圧V112を生成する。

0150

マイコンA113は、フォトカプラA12を介して入力される調光信号S20に応じて第1PWM信号S21と第2PWM信号S22を生成することにより、DC調光部A111とバースト調光部A112を制御する。

0151

一方、調光回路A11の制御対象となる定電流回路A9は、先の図3(b)欄と同様、オペアンプA91と、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタA92と、抵抗A93とを含み、第2調光電圧V112を電圧/電流変換することにより出力電流Ioを生成する。

0152

図18は、DC調光部A111の一構成例を示す回路図である。本構成例のDC調光部A111は、分圧部A111xと、平滑部A111yと、バッファA111zとを含む。

0153

分圧部A111xは、マイコンA113から入力される第1PWM信号S21に応じて分圧比が切り替わる分圧回路であり、抵抗R21〜R23とNチャネル型MOS電界効果トランジスタN21を含む。抵抗R21の第1端は、定電圧V20の印加端に接続されている。抵抗R21の第2端と、抵抗R22の第1端と、抵抗R23の第1端は、いずれも分圧電圧V21の出力端に接続されている。抵抗R22の第2端は、接地端に接続されている。抵抗R23の第2端は、トランジスタN21のドレインに接続されている。トランジスタN21のソースは、接地端に接続されている。トランジスタN21のゲートは、第1PWM信号S21の印加端に接続されている。

0154

トランジスタN21は、第1PWM信号S21がハイレベルであるときにオンし、第1PWM信号S21がローレベルであるときにオフする。トランジスタN21がオフしている場合、分圧部A111xは、抵抗R21及びR22によって形成されることになる。一方、トランジスタN21がオンしている場合には、分圧部A111xを形成する回路要素として抵抗R23が加わる。その結果、トランジスタN21がオンしている場合には、トランジスタN21がオフしている場合と比べて、分圧部A111xの分圧比が低下する。従って、分圧部A111xで生成される分圧電圧V21は、第1PWM信号S21に応じたパルス電圧論理反転信号)となる。つまり、本構成例の分圧部A111xは、第1PWM信号S21の論理レベルを反転させるインバータとして機能するとともに、第1PWM信号S21のDC値を任意にシフトさせるレベルシフタとしても機能する。

0155

平滑部A111yは、抵抗R24とキャパシタC21を含み、分圧部A111xで生成された分圧電圧V21を平滑化して平滑電圧V22を生成する。抵抗R24の第1端は、分圧部A111xの出力端(分圧電圧V21の印加端)に接続されている。抵抗R24の第2端とキャパシタC21の第1端は、いずれも平滑電圧V22の出力端に接続されている。キャパシタC21の第2端は、接地端に接続されている。なお、平滑部A111yとしては、他形式アナログフィルタLCフィルタRLCフィルタなど)を用いることも可能である。

0156

バッファA111zは、平滑部A111yで生成された平滑電圧V22を第1調光電圧V111として後段に出力する。

0157

このように、本構成例のDC調光部A111は、第1PWM信号S21に応じてDC値が変化する第1調光電圧V111を生成する。なお、出力電流IoのDC値は、第1調光電圧V111のDC値に応じて変化する。従って、第1調光電圧V111のDC値を可変制御することにより、LED負荷A5のDC調光を行うことが可能となる。

0158

また、上記のDC調光に際して、マイコンA113は、調光信号S20に応じて第1PMW信号S21のデューティ制御を行う。このように、マイコンA113を用いて調光信号S20に応じた第1PWM信号S21を生成し、これを平滑化して第1調光電圧V111を得る構成であれば、DAC[digital-to-analog converter]を用いて調光信号S20から第1調光電圧V111を生成する構成よりも、第1調光電圧V111を細かく制御することができるので、DC調光比を容易に高精細化することが可能となる。

0159

図19は、バースト調光部A112の一構成例を示す回路図である。本構成例のバースト調光部A112は、第1調光電圧V111の入力端と接地端との間に接続されたキャパシタC22と、第1調光電圧V111の入力端と第2調光電圧V112の出力端との間を導通/遮断する第1スイッチSW21と、第2調光電圧V112の出力端と接地端との間を導通/遮断する第2スイッチSW22と、を含む。

0160

第1スイッチSW21及び第2スイッチSW22は、マイコンA113から入力される第2PWM信号S22(ここでは、互いに差動で入力される差動パルス信号S22a及びS22bを例示)に応じて相補的排他的)にオン/オフされる。具体的に述べると、第1スイッチSW21は、差動パルス信号S22aがハイレベルであるときにオンとなり、差動パルス信号S22aがローレベルであるときにオフとなる。また、第2スイッチSW22は、差動パルス信号S22bがハイレベルであるときにオンとなり、差動パルス信号S22bがローレベルであるときにオフとなる。

0161

なお、上記で用いた「相補的(排他的)」という文言は、第1スイッチSW21と第2スイッチSW22のオン/オフが完全に逆転している場合のほか、両スイッチのオン/オフ遷移タイミングに所定の遅延が与えられている場合(同時オフ期間が設けられている場合)も含む。

0162

図20は、バースト調光動作の一例を示すタイミングチャートであり、上から順に、差動パルス信号S22a及びS22b、第2調光電圧V112、及び、出力電流Ioが描写されている。

0163

時刻t51以前には、差動パルス信号S22aがローレベルであり、差動パルス信号S22bがハイレベルであることから、第1スイッチSW21がオフであり、第2スイッチSW22がオンである。従って、第2調光電圧V112が第2スイッチSW22を介して0Vに引き下げられており、これを受けて出力電流Ioが0Aとなっている。

0164

時刻t51において、差動パルス信号S22bがローレベルに立ち下げられると、第2スイッチSW22がオフとなる。ただし、この時点では、差動パルス信号S22aがローレベルに維持されているので、第1スイッチSW21はオフのままである。このように、第1スイッチSW21と第2スイッチSW22との同時オフ期間(時刻t51〜t52、例えば100ns)を設けることにより、接地端に向けた突入電流の発生を未然に防止することが可能となる。

0165

時刻t52において、差動パルス信号S22aがハイレベルに立ち上げられると、第1スイッチSW21がオンとなる。この時点まで、キャパシタC22の両端間には、第1調光電圧V111に相当する電荷が既に蓄積されている。従って、第1スイッチSW21がオンとなった後、第2調光電圧V112を0Vから第1調光電圧V111まで高速に立ち上げることができるので、第2調光電圧V112の最小パルス幅を小さく設定することが可能となり、延いては、バースト調光比の高精細化を実現することが可能となる。

0166

なお、出力電流Ioの時間平均値は、第2調光電圧V112のオンデューティに応じて変化する。従って、第2調光電圧V112のオンデューティを可変制御することにより、LED負荷A5のバースト調光を行うことが可能となる。

0167

仮に、第1スイッチSW21とキャパシタC22が設けられていなかった場合には、第2スイッチSW22をオンする毎に第1調光電圧V111の入力端(図18で示したバッファA111zの出力端)が接地されるので、第2調光電圧V112を高速に立ち上げるために能力の高いバッファA111zが必要となる(図中の破線を参照)。一方、本構成例のバースト調光部A112によれば、バッファA111zの能力を不必要に高めずに済むので、バッファA112zの消費電力を低減することが可能となる。

0168

時刻t53において、差動パルス信号S22aがローレベルに立ち下げられると、第1スイッチSW21がオフとなる。このように、第1スイッチSW21を用いて第1調光電圧V111の入力端と第2調光電圧V112の出力端との間を遮断することにより、キャパシタC22の両端間電圧を第1調光電圧V111に維持しておくことが可能となる。なお、この時点では、差動パルス信号S22bがローレベルに維持されているので、第2スイッチSW22はオフのままである。

0169

時刻t54において、差動パルス信号S22bがハイレベルに立ち上げられると、第2スイッチSW22がオンとなる。従って、第2調光電圧V112が第2スイッチSW22を介して0Vに引き下げられ、これを受けて出力電流Ioが0Aとなる。

0170

時刻t55以降も、基本的に上記と同様の動作が繰り返されて、第2調光電圧V112のバースト駆動が行われる。

0171

図21は、DC調光とバースト調光との連携動作(シームレス切替制御)を示す図であり、調光信号S20のデューティと調光比(上から順に、DC調光比、バースト調光比、及び、トータル調光比)との相関関係が描写されている。

0172

アナログ制御によるDC調光は、DC調光比を下げるほどノイズの影響を受けやすくなる。一方、パルス制御デジタル制御)によるバースト調光は、DC調光よりもノイズ耐性が高い反面、人間の可聴域に含まれる音鳴りを生じやすい。

0173

そこで、本構成例の調光回路A11において、両調光方式の各々の長所を活かすべく、DC調光とバースト調光とのシームレス切替制御を行う構成とされている。より詳細に述べると、マイコンA113は、LED負荷A5の目標輝度が閾値輝度よりも高い第1デューティ範囲X11では、バースト調光比を最大値(100%)に維持したまま、DC調光比を所定の範囲(例えば10%〜100%)で変化させる一方、LED負荷A5の目標輝度が閾値輝度よりも低い第2デューティ範囲X12では、DC調光比を最小値(例えば10%)に維持したまま、バースト調光比を所定の範囲(例えば0.1%〜100%)で変化させるように、DC調光部A111とバースト調光部A112を制御する。

0174

第1デューティ範囲X11では、DC調光比が10%〜100%の範囲で設定されるので、ノイズの影響を心配する必要がない。また、第1デューティ範囲X11では、バースト調光比が100%(第2調光電圧V112のバースト駆動なし)に固定されるので、音鳴りを心配する必要もない。

0175

一方、第2デューティ範囲X12では、DC調光比が10%に固定されるので、ノイズの影響を心配する必要がない。また、第2デューティ範囲X12では、第1調光電圧V111のDC値(延いては出力電流IoのDC値)が小さいので、バースト調光による音鳴りも小さい。

0176

なお、デューティ0%〜100%の範囲で調光比1%(100階調)のバースト調光を実現しようとした場合、第2調光電圧V112の最小パルス幅を10μsとすると、バースト周波数を1kHz程度に設定する必要があるので、可聴域(一般には20Hz〜15kHz程度)の音鳴りを生じやすい。

0177

これに対して、デューティ0〜10%の範囲で調光比1%(10階調)のバースト調光を実現するのであれば、バースト周波数を10kHz程度まで高めることができるので、バースト調光に伴う音鳴りが人間の可聴域からほぼ外れたものとなり聞こえにくくなる。

0178

また、バースト周波数を1kHzに維持するのであれば、デューティ0〜10%の範囲で調光比0.1%(100階調)を実現することができるので、LED負荷A5の低輝度領域をより高精度に制御することが可能となる。

0179

なお、非絶縁型の照明用光源装置では、20k〜200kHzのスイッチング周波数で出力電流Ioをオン/オフする必要があるので、上記のように短いパルス幅のバースト駆動を行うことはできない。従って、バースト調光比の高精細化を実現するためには、絶縁型の照明用光源装置を用いることが望ましい。

0180

図22は、調光回路A11における信号入力段の第1構成例を示す回路図である。先にも述べたように、調光回路A11に含まれる調光用のマイコンA113には、フォトカプラA12を介して調光信号S20が入力されている。

0181

フォトカプラA12は、一次側回路APと二次側回路ASとの間を絶縁しつつ、入力電流Ip20(例えばセット規格により最大2mA)に応じた出力電流Is20(=CTR[current transfer ratio]×Ip20)を生成する。

0182

調光信号S20は、出力電流Is20を抵抗R25に流すことで生成された電圧信号である。マイコンA113は、調光信号S20を入力バッファA113xで受けて内部調光信号S20xを生成し、これに応じて先に説明したDC調光とバースト調光とのシームレス切替制御を行う。

0183

図23は、第1構成例の波形整形動作を示すタイミングチャートであり、上から順に、一次電流Ip20、調光信号S20(二次電流Is20)、及び、内部調光信号S20xが描写されている。

0184

フォトカプラA12の電流伝達率CTRには、非常に大きなばらつき(50%〜400%程度)があるので、出力電流Is20のDC値はセット毎に大きく異なる。また、調光信号S20は、抵抗R25を用いた電流/電圧変換によって生成されているので、その立上がりが大きく鈍る。さらに、調光信号S20の入力を受ける入力バッファA113xの閾値電圧VthBUF自体にも大きなばらつきがある。そのため、調光信号S20を単純に入力バッファA113xで受けると、内部調光信号S20xのデューティが大きくばらつくことになる。

0185

図24は、第1構成例のデューティばらつきを示す入出力特性図である。なお、横軸は入力デューティ(入力電流Ip20のオンデューティ)を示しており、縦軸は出力デューティ(内部調光信号S20xのオンデューティ)を示している。本図に示すように、第1構成例では、入力デューティDIに対して出力デューティがΔDO(=DOH−DOL)の範囲で大きくばらついてしまう。

0186

なお、抵抗R25の抵抗値を小さく設定すれば、調光信号S20の立ち上がりを高速化することは可能である。ただし、このような対策では、抵抗R25を介して流れる動作電流が大きくなってしまうので、省電力化の流れに逆行してしまう。

0187

図25は、調光回路A11における信号入力段の第2構成例を示す回路図である。本構成例の調光回路A11は、先述の問題点を解消するための手段として、前段コンパレータCMP21と抵抗R26及びR27を含む。

0188

前段コンパレータCMP21は、非反転入力端(+)に印加される調光信号S20と、反転入力端(−)に印加される閾値電圧VthCMP(<VthBUF)とを比較して比較信号S20yを生成し、調光信号S20の代わりに比較信号S20yをマイコンA113の入力バッファA113xに送出する。なお、比較信号S20yは、調光信号S20が閾値電圧VthCMPよりも高いときにハイレベルとなり、調光信号S20が閾値電圧VthCMPよりも低いときにローレベルとなる。

0189

抵抗R26及びR27は、マイコンA113や前段コンパレータCMP21に供給される高精度(例えば±1%)の電源電圧VLDO(例えば+3.3V)を分圧して閾値電圧VthCMP(例えば+0.2V)を生成する閾値電圧生成部として機能する。

0190

図26は、第2構成例の波形整形動作を示すタイミングチャートであり、上から順に、一次電流Ip20、信号S20(二次電流Is20)、及び、信号S20y(信号S20x)が描写されている。本図で示すように、閾値電圧VthBUFよりも低い閾値電圧VthCMPを用いて比較信号S20yの生成処理(調光信号S20の2値化処理)を行うことにより、調光信号S20のDCばらつきや鈍りの影響を受けにくくなる。

0191

図27は、第2構成例のデューティばらつきを示す入出力特性図である。なお、横軸は入力デューティ(入力電流Ip20のオンデューティ)を示しており、縦軸は出力デューティ(内部調光信号S20xのオンデューティ)を示している。本図に示すように、第2構成例の信号入力段を持つ調光回路A11であれば、入力デューティDIに対して出力デューティのばらつきΔDO(=DOH−DOL)を大幅に低減することが可能となる。

0192

なお、前段コンパレータCMP21の挿入については、一見すると当業者にとって容易に想到し得る構成のようにも思われる。しかしながら、コンパレータは、そもそも2値信号波形整形手段として一般的に用いられるものではなく、このような使用形態自体が新規であると言える。ましてや、マイコンA113に入力バッファA113xが備わっているにも関わらず、さらに波形整形専用の前段コンパレータCMP21を設ける構成については、上記の諸問題に起因する調光ばらつきを低減すべく、本願発明者が鋭意研究の末に創作したものであり、当業者と言えども容易に想到し得る構成ではない。

0193

<LED照明機器への具体的な適用例>
図28は、先に説明した照明用光源装置の適用例を示す外観図である。図28(a)欄には、電球形LEDランプA401、環形LEDランプA402、及び、直管形LEDランプA403が示されている。また、図28(b)欄には、LEDシーリングライトA404が示されており、図28(c)欄には、LEDダウンライトA404が示されている。これらの図示はいずれも例示であり、先に説明した照明用光源装置は、多種多様な形態で用いることが可能である。

0194

<その他の変形例>
本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

0195

本発明に係る照明用光源装置は、例えば、電球形LEDランプ、環形LEDランプ、直管形LEDランプ、LEDシーリングライト、または、LEDダウンライトに利用することが可能である。

0196

C3、C4キャパシタ
D1ダイオード
DB整流ブリッジ
Tトランス
OP1、OP2オペアンプ
R1、R2抵抗
Tr1、Tr2、Tr3、Tr4トランジスタ
Vc1、Vc2定電圧源
DAMP差動アンプ
1LED負荷
2LED直列回路
3電源部
4交流電源
18スイッチングコンバータ
19、19aスイッチング素子
13定電流回路
14基準電圧源
15誤差増幅器
16フォトカプラ
17PWM制御回路
100A、200A光源部(1次側)
100B、200B 光源部(2次側)
A100、A200、A300LED照明機器(照明用光源装置)
A310LEDドライバモジュール(発光負荷駆動装置)
A1全波整流回路
A2 スイッチングコンバータ
A3絶縁トランス
A4整流平滑回路
A5 LED負荷
A6 フォトカプラ
A7電流帰還回路
A8電圧帰還回路
A9 定電流回路
A91 オペアンプ
A92Nチャネル型MOS電界効果トランジスタ
A93 抵抗
A10過電圧保護回路
A11調光回路
A111DC調光部
A111x分圧部
A111y 平滑部
A111zバッファ
A112バースト調光部
A113マイコン
A113x入力バッファ
A12 フォトカプラ
A13 Yキャパシタ
AP一次側回路
AS 二次側回路
A401電球形LEDランプ
A402環形LEDランプ
A403直管形LEDランプ
A404LEDシーリングライト
A405 LEDダウンライト
Q11、Q12npn型バイポーラトランジスタ
R11〜R15、R21〜R27 抵抗
CMP11、CMP12コンパレータ
CMP21前段コンパレータ
N11、N21 Nチャネル型MOS電界効果トランジスタ
B11 マイコン
B12フリップフロップ
TM11タイマ回路
OR11論理和演算器
C21、C22 キャパシタ
SW21、SW22 スイッチ

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