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技術 可変フィルタ回路および無線通信装置

出願人 株式会社村田製作所
発明者 谷将和杉山将三
出願日 2015年2月5日 (5年10ヶ月経過) 出願番号 2015-561020
公開日 2017年3月23日 (3年9ヶ月経過) 公開番号 WO2015-119178
状態 特許登録済
技術分野 フィルタ・等化器 圧電・機械振動子,遅延・フィルタ回路 弾性表面波素子とその回路網
主要キーワード 可変フィルタ回路 固定インダクタンス 近傍周波数 インピーダンス波形 並列キャパシタ IL特性 表面弾性波共振子 各基本回路
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重要な関連分野

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図面 (20)

課題・解決手段

ポート(P1−P2)間に接続された直列腕(11)と、ポート(P1−P3)間に直列に接続された共振子(Re_p1)を含む並列腕(12)と、ポート(P2−P3)間に直列に接続された共振子(Re_p2)を含む並列腕(13)と、を備え、直列腕(11)は、ポート(P1−P2)間に接続されたインダクタ(Ls1)を含み、並列腕(12,13)は、共振子(Re_p1,Re_p2)に対して直列に接続された可変容量(Cs_p1,Cs_p2)を含む、可変フィルタ回路(10)。

概要

背景

従来の可変フィルタ回路は、SAW共振子やBAW共振子等の共振子に対して、並列および直列可変容量を接続して基本回路を構成し、この基本回路を多段に組み合わせたラダー型にされていた(例えば特許文献1参照。)。該可変フィルタ回路では、共振子に並列接続された可変容量の制御によって各基本回路反共振周波数をそれぞれ調整し、共振子に並列接続された可変容量と直列接続された可変容量との双方の制御によって各基本回路の共振周波数をそれぞれ調整し、これにより所望の帯域通過帯域としていた。

概要

ポート(P1−P2)間に接続された直列腕(11)と、ポート(P1−P3)間に直列に接続された共振子(Re_p1)を含む並列腕(12)と、ポート(P2−P3)間に直列に接続された共振子(Re_p2)を含む並列腕(13)と、を備え、直列腕(11)は、ポート(P1−P2)間に接続されたインダクタ(Ls1)を含み、並列腕(12,13)は、共振子(Re_p1,Re_p2)に対して直列に接続された可変容量(Cs_p1,Cs_p2)を含む、可変フィルタ回路(10)。

目的

本発明は、通過帯域の高周波側近傍で急峻な減衰特性を得ることが容易であり、多段化しても回路サイズの大型化と制御システムの複雑化が生じ難い可変フィルタ回路および無線通信装置の提供を目的とする

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

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請求項1

第1の入出力端と第2の入出力端との間に接続された直列腕と、前記第1の入出力端とグランド接続端との間に直列に接続された共振子を含む第1の並列腕と、前記第2の入出力端と前記グランド接続端との間に直列に接続された共振子を含む第2の並列腕と、を備え、前記直列腕は、前記第1の入出力端と前記第2の入出力端との間に直列に接続された第1のインダクタを含み、前記第1及び第2の並列腕のそれぞれは、前記共振子に対して直列に接続された可変リアクタンスを含む、可変フィルタ回路

請求項2

前記第1の並列腕と前記第2の並列腕とのうちの少なくとも一方は、前記共振子に対して直列に接続された第2のインダクタを更に含む、請求項1に記載の可変フィルタ回路。

請求項3

前記第1の並列腕と前記第2の並列腕とのうちの少なくとも一方は、前記共振子に対して並列に接続された第3のインダクタを更に含む、請求項1または請求項2に記載の可変フィルタ回路。

請求項4

前記第1の並列腕と前記第2の並列腕とのうちの少なくとも一方は、前記共振子に対して並列に接続された第3のインダクタと、前記共振子と前記第3のインダクタとが並列に接続された回路に対して直列に接続された第2のインダクタと、を備える構成である、請求項1に記載の可変フィルタ回路。

請求項5

前記第1の並列腕と前記第2の並列腕とのうちの少なくとも一方は、前記共振子に対して直列に接続された第2のインダクタと、前記共振子と前記第2のインダクタとが直列に接続された回路に対して並列に接続された第3のインダクタと、を備える構成である、請求項1に記載の可変フィルタ回路。

請求項6

前記第1の並列腕と前記第2の並列腕とのうちの少なくとも一方は、前記第3のインダクタの接続状態オンまたはオフ切り替えるスイッチを更に含む、請求項3乃至請求項5のいずれかに記載の可変フィルタ回路。

請求項7

前記第1の並列腕と前記第2の並列腕とのうちの少なくとも一方は、前記共振子に対して並列に接続された並列キャパシタを更に含む、請求項1乃至請求項6のいずれかに記載の可変フィルタ回路。

請求項8

前記第1の並列腕と前記第2の並列腕とは、それぞれ、前記共振子に対して並列に接続された第3のインダクタを更に含み、前記第1の並列腕は、前記共振子に対して直列に接続された第2のインダクタを含み、前記第2の並列腕は、前記共振子に対して直列に接続される第2のインダクタが省かれている、請求項1に記載の可変フィルタ回路。

請求項9

前記第1の並列腕が含む共振子の共振点および反共振点は、前記第2の並列腕が含む共振子の共振点および反共振点よりも、高周波側にある、請求項8に記載の可変フィルタ回路。

請求項10

前記第2の並列腕が含む並列インダクタインダクタンスは、前記第1の並列腕が含む並列インダクタのインダクタンスよりも、小さい、請求項8または請求項9に記載の可変フィルタ回路。

請求項11

前記第1の並列腕と前記第2の並列腕とのうちの少なくとも一方は、複数の前記共振子と、前記複数の共振子からいずれか一つを選択して前記可変リアクタンスに直列に接続する選択部を含む、請求項1乃至請求項10のいずれかに記載の可変フィルタ回路。

請求項12

前記第1の並列腕と前記第2の並列腕とのうちの少なくとも一方は、前記複数の共振子それぞれに直列に接続される複数の前記直列インダクタを含み、前記選択部は、前記複数の直列インダクタおよび前記複数の共振子からいずれかを一組選択して前記可変リアクタンスに直列に接続する、請求項11に記載の可変フィルタ回路。

請求項13

前記第1の並列腕と前記第2の並列腕とのうちの少なくとも一方は、前記複数の共振子それぞれに対して並列に接続される複数の前記並列インダクタを含み、前記選択部は、前記複数の並列インダクタおよび前記複数の共振子からいずれかを一組選択して前記可変リアクタンスに直列に接続する、請求項11または請求項12に記載の可変フィルタ回路。

請求項14

請求項1乃至請求項13のいずれかに記載の可変フィルタ回路を有するフロントエンド回路と、アンテナと、前記フロントエンド回路を介して前記アンテナに接続した通信回路と、を備える無線通信装置

請求項15

前記通信回路が、複数の通信バンドに対応しており、少なくとも一つの並列腕の前記可変リアクタンスがない場合の反共振点は、前記複数の通信バンドのうちの最も高周波側の通信バンドの阻止帯域の高周波側の上限の周波数よりも高く、少なくとも一つの並列腕の前記可変リアクタンスがない場合の共振点は、前記複数の通信バンドのうちの最も低周波側の通信バンドの阻止帯域の低周波側の下限の周波数よりも低い、請求項14に記載の無線通信装置。

請求項16

前記可変フィルタ回路が、前記共振子それぞれに対して直列に接続された第2のインダクタを含み、前記通信回路が、複数の通信バンドに対応しており、少なくとも一つの並列腕の前記可変リアクタンスがない場合の副共振点は、前記複数の通信バンドのうちの最も低周波側の通信バンドの阻止帯域の低周波側の下限の周波数よりも低い、請求項14に記載の無線通信装置。

技術分野

0001

本発明は、可変フィルタ回路、および、可変フィルタ回路を備える無線通信装置に関する。

背景技術

0002

従来の可変フィルタ回路は、SAW共振子やBAW共振子等の共振子に対して、並列および直列可変容量を接続して基本回路を構成し、この基本回路を多段に組み合わせたラダー型にされていた(例えば特許文献1参照。)。該可変フィルタ回路では、共振子に並列接続された可変容量の制御によって各基本回路反共振周波数をそれぞれ調整し、共振子に並列接続された可変容量と直列接続された可変容量との双方の制御によって各基本回路の共振周波数をそれぞれ調整し、これにより所望の帯域通過帯域としていた。

先行技術

0003

特許第4053504号

発明が解決しようとする課題

0004

従来の可変フィルタ回路は、可変容量の制御によって通過帯域を調整できるが、所望の減衰特性を得ることが難しかった。具体的には、通過帯域の高周波側近傍で急峻な減衰特性を得ることが難しかった。また、一つの共振子に対して2つの可変容量を接続して通過帯域の周波数可変にしているため、n個の共振子を設ける場合には2×n個の可変容量が必要となって可変容量の総数が多くなりがちであり、回路サイズの大型化と制御システムの複雑化が招かれていた。

0005

そこで、本発明は、通過帯域の高周波側近傍で急峻な減衰特性を得ることが容易であり、多段化しても回路サイズの大型化と制御システムの複雑化が生じ難い可変フィルタ回路および無線通信装置の提供を目的とする。

課題を解決するための手段

0006

この発明の可変フィルタ回路は、第1の入出力端と第2の入出力端との間に接続された直列腕と、前記第1の入出力端とグランド接続端との間に直列に接続された共振子を含む第1の並列腕と、前記第2の入出力端と前記グランド接続端との間に直列に接続された共振子を含む第2の並列腕と、を備える。

0007

また、前記直列腕は、前記第1の入出力端と前記第2の入出力端との間に直列に接続された第1のインダクタを含む。この第1のインダクタのインダクタンスを適切に調整することによって、通過帯域の高周波側近傍で急峻な減衰特性が得られる。

0008

また、前記第1及び第2の並列腕のそれぞれは、前記共振子に対して直列に接続された可変リアクタンスを含む。可変リアクタンスを制御することにより、通過帯域の高周波側近傍で減衰特性の急峻さを高めた状態のまま、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を調整できる。

0009

そして、このような可変フィルタ回路においてフィルタの減衰特性の急峻性を増すためには、直列腕および並列腕を一つずつ追加し、第1の入出力端または第2の入出力端に、追加の直列腕の一端を接続するとともに、その直列腕の他端に追加の並列腕を接続するとよい。したがって、可変フィルタ回路をn段の直列腕で構成する場合でも、並列腕および可変リアクタンスの数はn+1個でよく、従来構成よりも回路サイズの大型化や制御システムの複雑化を抑制できる。

0010

この発明に係る可変フィルタ回路は、前記共振子それぞれに対して直列に接続された第2のインダクタ(以下、直列インダクタと言う。)を更に含むことが好ましい。このように共振子に直列インダクタを接続すると、共振子の共振点をより低周波側に調整して、共振点と反共振点との周波数間隔を拡げられる。

0011

また、この発明に係る可変フィルタ回路は、前記共振子に対して並列に接続された第3のインダクタ(以下、並列インダクタと言う。)を更に含むことが好ましい。このように共振子に並列インダクタを接続すると、共振子の反共振点をより高周波側に調整して、共振点と反共振点との周波数間隔を拡げられる。

0012

これらのようにして共振子の共振点と反共振点との周波数間隔を拡げると、可変リアクタンスの制御によって調整可能な、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数の可変範囲を拡げられる。

0013

この発明に係る可変フィルタ回路は、前記共振子に対して並列に接続された第3のインダクタと、前記共振子と前記第3のインダクタとが並列に接続された回路に対して直列に接続された第2のインダクタとをともに含む構成であってもよい。また、前記共振子に対して直列に接続された第2のインダクタと、前記共振子と前記第2のインダクタとが直列に接続された回路に対して並列に接続された第3のインダクタとをともに含む構成であってもよい。このように第2のインダクタ(直列インダクタ)および第3のインダクタ(並列インダクタ)の接続構成を変えると、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数の可変範囲を調整したり、通過帯域の高周波側近傍の減衰特性をより急峻にしたりといった調整ができる。

0014

また、この発明に係る可変フィルタ回路は、前記並列インダクタの接続状態オンまたはオフ切り替えるスイッチを更に含むことが好ましい。これにより、並列インダクタの接続状態を切り替えて通過特性を変化させられる。

0015

また、この発明に係る可変フィルタ回路は、前記第1の並列腕と前記第2の並列腕とが、それぞれ、前記共振子に対して並列に接続された第3のインダクタ(並列インダクタ)を更に含み、前記第1の並列腕が、前記共振子に対して直列に接続された第2のインダクタ(直列インダクタ)を含み、前記第2の並列腕が、前記共振子に対して直列に接続された第2のインダクタ(直列インダクタ)が省かれている構成であってもよい。このようにすると、第1の並列腕と第2の並列腕とのそれぞれに直列インダクタと並列インダクタとを設ける場合よりも、第2の並列腕から省かれる直列インダクタの分だけ回路サイズを小型化することができる。そして、このような場合には、前記第1の並列腕が含む共振子の共振点および反共振点は、前記第2の並列腕が含む共振子の共振点および反共振点よりも、高周波側にあることが好ましい。また、前記第2の並列腕が含む並列インダクタのインダクタンスは、前記第1の並列腕が含む並列インダクタのインダクタンスよりも、小さいことが好ましい。このようにすると、第2の並列腕から直列インダクタを省いても、可変フィルタ回路におけるフィルタ特性の大幅な劣化や、カットオフ周波数の可変範囲が大幅に狭まることなどを抑制することができる。

0016

また、この発明に係る可変フィルタ回路は、複数の前記共振子と、前記複数の共振子からいずれか一つを選択して前記可変リアクタンスに直列に接続する選択部を含む構成であってもよい。また、複数の第2のインダクタや複数の第3のインダクタを含み、選択部で、共振子とともにいずれかを選択して可変リアクタンスに直列に接続する構成であってもよい。このような場合には、各共振子が対応する通信バンドを異ならせておくことで、可変フィルタ回路が多数の通信バンドに対応可能になり、選択部の制御によって通信バンドを選択することができる。通常は、多数の通信バンドに可変フィルタ回路を対応可能にするためには、通信バンドとほぼ同数の並列腕を設ける必要があるが、上記のように選択部を設けて可変リアクタンスに接続する共振子を選択するようにすれば、並列腕を通信バンド毎に個別に設ける必要が無くなり、いくつかの通信バンドで可変リアクタンスを共用することができる。したがって、可変リアクタンスの総数を抑制することができ、回路サイズの大型化や可変リアクタンスの制御の複雑化を抑制できる。

0017

この発明に係る無線通信装置は、上述の可変フィルタ回路を有するフロントエンド回路と、アンテナと、前記フロントエンド回路を介して前記アンテナに接続した通信回路と、を備えることが好ましい。特に、前記無線通信装置は、前記通信回路が、複数の通信バンドに対応しており、少なくとも一つの並列腕の前記可変リアクタンスがない場合の反共振点は、前記複数の通信バンドのうちの最も高周波側の通信バンドの阻止帯域の高周波側の上限の周波数よりも高いことが望ましい。また、少なくとも一つの並列腕の前記可変リアクタンスがない場合の共振点は、前記複数の通信バンドのうちの最も低周波側の通信バンドの阻止帯域の低周波側の下限の周波数よりも低いことが望ましい。

0018

通信回路が対応する複数の通信バンドそれぞれには阻止帯域と通過帯域とを設ける必要がある。上記のように複数の通信バンドと各並列腕の共振点や反共振点との関係を設定することにより、可変フィルタ回路の通過帯域における高周波側のカットオフ周波数を、通信回路が対応する複数の通信バンドそれぞれの通過帯域の高周波側に調整することが可能になる。また、通信バンドの阻止帯域が通過帯域の高周波側の近傍に位置するような場合に、その阻止帯域に対して可変フィルタ回路で大きな減衰を得ることができる。

0019

または、前記無線通信装置は、前記可変フィルタ回路が、前記並列腕の共振子それぞれに対して直列に接続された第2のインダクタを含み、前記通信回路が、複数の通信バンドに対応しており、少なくとも一つの並列腕の前記可変リアクタンスがない場合の副共振点は、前記複数の通信バンドのうちの最も低周波側の通信バンドの阻止帯域の低周波側の下限の周波数よりも低いことが望ましい。

0020

共振子に直列インダクタを接続すると、共振子の反共振点よりも高周波側にも共振点(副共振点と言う。)が現れる。すると、通過特性において、低周波側の第1の通過帯域に加えて高周波側に第2の通過帯域が生じる。そして、高周波側の第2の通過帯域も、可変リアクタンスを制御することにより、高周波側のカットオフ周波数を調整できる。そして、上記のように複数の通信バンドと各並列腕の副共振点との関係を設定することにより、通信回路が対応する複数の通信バンドの通過帯域に対して、可変フィルタ回路の高周波側の第2の通過帯域を合わせるように調整することが可能になる。

発明の効果

0021

本発明によれば、通過帯域の高周波側近傍で急峻な減衰特性が得られ、可変リアクタンスの制御によって通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を調整できる。その上、可変フィルタ回路をn段の直列腕で構成する場合にも、可変リアクタンスの数がn+1個でよく、従来構成よりも回路サイズの大型化や制御システムの複雑化を抑制できる。

図面の簡単な説明

0022

第1の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。
第1の実施形態に係る可変フィルタ回路を構成する第1のインダクタの機能を説明する特性図である。
第1の実施形態に係る可変フィルタ回路を構成する可変容量の機能を説明する特性図である。
第2の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。
第2の実施形態に係る可変フィルタ回路を構成する直列インダクタの機能を説明する特性図である。
第2の実施形態に係る可変フィルタ回路を構成する第1のインダクタの機能を説明する特性図である。
第2の実施形態に係る可変フィルタ回路を構成する可変容量の機能を説明する特性図である。
第3の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。
第3の実施形態に係る可変フィルタ回路を構成する並列インダクタおよび直列インダクタの機能を説明する特性図である。
第3の実施形態に係る可変フィルタ回路を構成する第1のインダクタおよび可変容量の機能を説明する特性図である。
変形例に係る可変フィルタ回路の回路図である。
第4の実施形態に係る可変フィルタ回路を説明する図である。
第4の実施形態に係る可変フィルタ回路の特性試験の結果を示す図である。
第5の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。
第6の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。
第6の実施形態に係る可変フィルタ回路の機能を模式的に説明する特性図である。
第7の実施形態に係る無線通信装置の回路図である。
第7の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。
第7の実施形態に係る可変フィルタ回路を構成するスイッチの機能を説明する特性図である。

実施例

0023

以下、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。各実施形態は例示であり、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることは言うまでもない。

0024

≪第1の実施形態≫
図1は、本発明の第1の実施形態に係る可変フィルタ回路10を示す回路図である。

0025

可変フィルタ回路10は、ポートP1,P2,P3と、直列腕11と、並列腕12,13とを備えている。ポートP1は、可変フィルタ回路10の第1の入出力端である。ポートP2は、可変フィルタ回路10の第2の入出力端である。ポートP3は、可変フィルタ回路10のグランド接続端である。直列腕11は、ポートP1とポートP2との間に直列に接続されている。並列腕12は、ポートP1とポートP3との間に直列に接続されている。並列腕13は、ポートP2とポートP3との間に直列に接続されている。

0026

直列腕11は、第1のインダクタLs1を備えている。第1のインダクタLs1は、ポートP1とポートP2との間に設けられ、その一端は並列腕12の一端に接続され、他端は並列腕13の一端に接続されている。並列腕12は、共振子Re_p1と可変容量Cs_p1とを備えている。可変容量Cs_p1は、特許請求の範囲に記載の可変リアクタンスに相当するものであって、ポートP1に一端が接続されている。共振子Re_p1はポートP3に一端が接続されている。可変容量Cs_p1の他端と共振子Re_p1の他端とは互いに接続されている。並列腕13は、共振子Re_p2と可変容量Cs_p2とを備えている。可変容量Cs_p2は、特許請求の範囲に記載の可変リアクタンスに相当するものであって、ポートP2に一端が接続されている。共振子Re_p2はポートP3に一端が接続されている。可変容量Cs_p1の他端と共振子Re_p1の他端とは互いに接続されている。

0027

第1のインダクタLs1、共振子Re_p1,Re_p2、および可変容量Cs_p1,Cs_p2の素子値や特性は適宜の設定とすることができる。

0028

以下の説明では、共振子Re_p1と共振子Re_p2とはともに、共振点Mfrの周波数が約885MHzで反共振点Mfaの周波数が約915MHzの表面弾性波共振子とするまた、第1のインダクタLs1は、約8nHの固定インダクタンスとする。

0029

図2(A)は、第1のインダクタLs1の機能を説明するインピーダンス特性図である。図2(A)中の点線は、共振子Re_p1の単体でのインピーダンス特性Im1である。また、図2(A)中の実線は、第1のインダクタLs1を接続した状態での共振子Re_p1のインピーダンス特性Im2である。

0030

第1のインダクタLs1を設けたインピーダンス特性Im2と、第1のインダクタLs1を省いたインピーダンス特性Im1とを比較すると、共振点Mfrは周波数約885MHzで同じであるが、インピーダンス特性Im1で周波数約915MHzにあった反共振点Mfaは、インピーダンス特性Im2では周波数915MHzから移動している。そして、インピーダンス特性Im2では、共振点Mfrの低周波側の近傍周波数約870MHzに副反共振点Sfaが現れている。

0031

したがって、第1のインダクタLs1は、並列腕12の共振子Re_p1における反共振点を、共振点Mfrの高周波側から低周波側に移動させるような機能を有している。なお、第1のインダクタLs1は、並列腕13の共振子Re_p2に対しても同様の機能を有している。

0032

図2(B)は、第1のインダクタLs1の機能を説明する通過特性図である。図2(B)中の点線は、第1のインダクタLs1および可変容量Cs_p1,Cs_p2を省き共振子Re_p1,Re_p2のみを設けた場合の通過特性IL1である。また、図2(B)中の実線は、可変容量Cs_p1,Cs_p2を省き第1のインダクタLs1と共振子Re_p1,Re_p2のみを設けた場合の通過特性IL2である。

0033

第1のインダクタLs1を設けた通過特性IL2と、第1のインダクタLs1を省いた通過特性IL1とを比較すると、共振点Mfrよりも低周波側に位置する通過特性IL2の通過帯域において、通過帯域の高周波側近傍の減衰特性は通過特性IL1よりも急峻である。これは、前述したようにインピーダンス特性Im2で副反共振点Sfaが共振点Mfrの低周波側の近傍に現れるようになるためである。なお、第1のインダクタLs1のインダクタンスが大きいほど、減衰特性がより急峻になり、第1のインダクタLs1のインダクタンスが小さいほど、減衰特性の減衰レベルが良化する傾向がある。

0034

したがって、第1のインダクタLs1を設けることで、共振点Mfrよりも低周波側に位置する通過帯域の高周波側近傍で減衰特性の急峻性を向上させることができる。

0035

図3は、並列腕12における可変容量Cs_p1の機能を説明する通過特性図である。図3中の実線に示す可変フィルタ回路10の通過特性IL3,IL4,IL5は、可変容量Cs_p1のキャパシタンスを異なるように設定している。通過特性IL3は、可変容量Cs_p1が10.0pFである。通過特性IL4は、可変容量Cs_p1が2.5pFである。通過特性IL5は、可変容量Cs_p1が1.0pFである。

0036

ここでは、可変容量Cs_p1のキャパシタンスを1.0pF〜10.0pFの間で制御することにより、共振点Mfrよりも低周波側に位置する通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を15MHz程度(885〜900MHz)の帯域で調整できている。具体的には、可変容量Cs_p1のキャパシタンスを制御して小さくすると、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数をより高周波側に調整できる。可変容量Cs_p1のキャパシタンスを制御して大きくすると、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数をより低周波側に調整できる。

0037

ただし、可変容量Cs_p1のキャパシタンスを極めて小さくなるように制御したとしても、共振点Mfrよりも低周波側に位置する通過帯域の高周波側のカットオフ周波数は、所定の周波数(約915MHz)を超えて高周波側に調整することはできない。より具体的には、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数の可変範囲は、可変容量Cs_p1が無い場合の共振点Mfrと反共振点Mfaとの間の帯域、およそ30MHz(885〜915MHz)以内に制限される。

0038

ここでは、並列腕12における可変容量Cs_p1の機能について説明したが、並列腕13における可変容量Cs_p2の機能についても同様である。

0039

以上に説明したように、可変フィルタ回路10において、第1のインダクタLs1を設けて通過帯域の高周波側近傍で減衰特性の急峻さを高めた状態で、可変容量Cs_p1,Cs_p2の制御によって、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を調整することができる。

0040

このような可変フィルタ回路10で、フィルタの減衰特性の急峻性を増すためには、フィルタを構成する直列腕や並列腕の段数を増やすとよく、例えば、あらたな直列腕14および並列腕15を一つずつ追加し、ポートP1またはポートP2に、追加した直列腕14の一端を接続するとともに、その追加した直列腕14の他端に並列腕15を接続してもよい。この際、追加した並列腕15の可変容量Cs_p3を容量値が変化しない固定容量に置き換えても良い。したがって、可変フィルタ回路10をn段の直列腕で構成する場合でも、並列腕および可変容量の総数が最大でn+1個で済むため、従来構成よりも回路サイズの大型化や制御システムの複雑化を抑制できる。本実施形態の可変フィルタ回路10も、n+1個の並列腕とn個の直列腕とを設けるようにしてもよい。

0041

≪第2の実施形態≫
図4は、第2の実施形態に係る可変フィルタ回路10Aの回路図である。

0042

可変フィルタ回路10Aは、前述の第1の実施形態に係る構成と殆ど同じ構成であるが、並列腕12,13に、共振子Re_p1,Re_p2および可変容量Cs_p1,Cs_p2に加えて直列インダクタ(第2のインダクタ)Ls_p1,Ls_p2を備えている。直列インダクタLs_p1は、共振子Re_p1と可変容量Cs_p1との間に直列に接続されている。直列インダクタLs_p2は、共振子Re_p2と可変容量Cs_p2との間に直列に接続されている。

0043

以下の説明では、直列インダクタLs_p1,Ls_p2は、それぞれ、約50nHの固定インダクタンスとする。その他の共振子Re_p1,Re_p2や可変容量Cs_p1,Cs_p2、第1のインダクタLs1などは第1の実施形態と同様の素子値とする。

0044

図5(A)は、直列インダクタLs_p1の機能を説明するインピーダンス特性図である。図5(A)中の点線は、共振子Re_p1のインピーダンス特性Im1Aである。また、図5(A)中の実線は、直列インダクタLs_p1を接続した状態での共振子Re_p1のインピーダンス特性Im2Aである。

0045

直列インダクタLs_p1を設けたインピーダンス特性Im2Aと、直列インダクタLs_p1を省いたインピーダンス特性Im1Aとを比較すると、反共振点Mfaは周波数約915MHzで同じであるが、インピーダンス特性Im1Aで周波数約885MHzにあった共振点Mfrは、インピーダンス特性Im2Aではより低周波側の周波数約690MHzに移動している。そして、インピーダンス特性Im2Aでは、反共振点Mfaよりも高周波側近傍の周波数約970MHzに副共振点Sfrが現れている。

0046

このように、並列腕12において直列インダクタLs_p1は、共振点Mfrを低周波側に移動させる機能と、反共振点Mfaよりも高周波側に副共振点Sfrを生じさせる機能と、を有している。なお、並列腕13において直列インダクタLs_p2も同様の機能を有している。

0047

図5(B)は、直列インダクタLs_p1,Ls_p2の機能を説明する通過特性図である。図5(B)中の点線は、第1のインダクタLs1、可変容量Cs_p1,Cs_p2、および、直列インダクタLs_p1,Ls_p2を省き共振子Re_p1,Re_p2のみを設けた場合の通過特性IL1Aである。また、図5(B)中の実線は、第1のインダクタLs1、および、可変容量Cs_p1,Cs_p2を省き共振子Re_p1,Re_p2と直列インダクタLs_p1,Ls_p2のみを設けた場合の通過特性IL2Aである。

0048

直列インダクタLs_p1,Ls_p2を設けた通過特性IL2Aと、直列インダクタLs_p1,Ls_p2を省いた通過特性IL1Aとを比較すると、通過特性IL1Aにおいて共振点Mfrに現れていた減衰極は、通過特性IL2Aにおいては、より低周波側に移動している。これにより、共振点Mfrよりも低周波側に現れていた通過帯域とその高周波側のカットオフ周波数もより低周波側に移動している。また、通過特性IL2Aにおいては、共振点Mfrよりも高周波数側の第2の通過帯域において、低周波側のカットオフ周波数がより低周波側に移動するとともに、高周波側にもカットオフ周波数が現れるようになる。これは、前述したようにインピーダンス特性Im2Aにおいて共振点Mfrがより低周波側に現れるとともに、新たに副共振点Sfrが現れるようになるためである。

0049

このように、可変フィルタ回路10Aにおいて、直列インダクタLs_p1,Ls_p2は第1の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を低周波側に移動させる機能と、第1の通過帯域に加えて第2の通過帯域を生じさせる機能と、を有している。

0050

図6(A)は、この可変フィルタ回路10Aでの第1のインダクタLs1の機能を説明するインピーダンス特性図である。図6(A)中の点線は、直列インダクタLs_p1を接続した状態での共振子Re_p1のインピーダンス特性Im2Aである。また、図6(A)中の実線は、直列インダクタLs_p1と第1のインダクタLs1を接続した状態での共振子Re_p1のインピーダンス特性Im3Aである。

0051

第1のインダクタLs1を設けたインピーダンス特性Im3Aと、第1のインダクタLs1を省いたインピーダンス特性Im2Aとを比較すると、共振点Mfrは周波数約690MHzで同じであり、副共振点Sfrも周波数約970MHzで同じであるが、インピーダンス特性Im2Aで周波数約915MHzにあった反共振点Mfaは、インピーダンス特性Im3Aではより高周波側の周波数約930MHzに移動している。また、インピーダンス特性Im3Aでは、共振点Mfrよりも低周波側近傍の周波数約660MHzに副反共振点Sfaが現れている。

0052

図6(B)は、この可変フィルタ回路10Aでの第1のインダクタLs1の機能を説明する通過特性図である。図6(B)中の点線は、第1のインダクタLs1および可変容量Cs_p1,Cs_p2を省き共振子Re_p1,Re_p2と直列インダクタLs_p1,Ls_p2のみを設けた場合の通過特性IL2Aである。また、図6(B)中の実線は、可変容量Cs_p1,Cs_p2を省き共振子Re_p1,Re_p2と直列インダクタLs_p1,Ls_p2と第1のインダクタLs1のみを設けた場合の通過特性IL3Aである。

0053

第1のインダクタLs1を設けた通過特性IL3Aと第1のインダクタLs1を省いた通過特性IL2Aとを比較すると、共振点Mfrよりも低周波側の第1の通過帯域において高周波側近傍の減衰特性が通過特性IL2Aよりも通過特性IL3Aで急峻なものになる。また、共振点Mfrよりも高周波側の第2の通過帯域においても高周波側近傍の減衰特性が通過特性IL2Aよりも通過特性IL3Aで急峻なものになる。これは、前述したようにインピーダンス特性Im3Aで副反共振点Sfaが共振点Mfrの低周波側の近傍に現れるようになるとともに、反共振点Mfaが副共振点Sfrの低周波側の近傍に移動するためである。

0054

このように、この可変フィルタ回路10Aにおいて、第1のインダクタLs1は第1及び第2の通過帯域の高周波側近傍の減衰特性を急峻にする機能を有している。

0055

図7は、この可変フィルタ回路10Aでの可変容量Cs_p1,Cs_p2の機能を説明する通過特性図である。図7中の実線に示す通過特性IL4A,IL5A,IL6Aのうち、通過特性IL4Aは、可変容量Cs_p1,Cs_p2が10.0pFである。通過特性IL5Aは、可変容量Cs_p1,Cs_p2が2.5pFである。通過特性IL6Aは、可変容量Cs_p1,Cs_p2が1.0pFである。

0056

ここでは、可変容量Cs_p1,Cs_p2のキャパシタンスを1.0pF〜10.0pFの間で制御することにより、低周波側の第1の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を150MHz程度(690〜840MHz)の帯域で調整できている。また、高周波側の第2の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を90MHz程度(970〜1060MHz)の帯域で調整できている。このように、可変容量Cs_p1,Cs_p2の制御によって、第1の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数、および、第2の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を、それぞれの高周波側近傍での減衰特性の急峻さを高めた状態で調整できる。

0057

このように、この可変フィルタ回路10Aにおいて可変容量Cs_p1,Cs_p2は、第1及び第2の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を調整する機能を有している。

0058

ただし、第1の実施形態での説明と同様、第2の実施形態の構成においても、第1の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数の可変範囲は、可変容量Cs_p1,Cs_p2が無い場合の共振点Mfrと反共振点Mfaとの間の帯域に制限されることになる。しかしながら、前述のように直列インダクタLs_p1,Ls_p2を設けると、可変容量Cs_p1,Cs_p2を設けていない状態での共振点Mfrと反共振点Mfaとの間の帯域を広帯域化することができるので、第1の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数の可変範囲を広帯域化することができる。本実施形態では、共振点Mfrと反共振点Mfaとの周波数間隔が、第1の実施形態での30MHz程度の帯域幅よりも広い270MHz(690MHz〜960MHz)程度の帯域幅に拡がっており、第1の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数の可変範囲を拡げることができている。

0059

このように、この可変フィルタ回路10Aでは、第1の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数の可変範囲を拡げることができる上に、低周波側の第1の通過帯域と高周波側の第2の通過帯域とが存在するので、これら2つの通過帯域を共に利用して、対応可能な通過帯域の範囲を拡げることができる。

0060

≪第3の実施形態≫
図8は、第3の実施形態に係る可変フィルタ回路10Bの回路図である。

0061

可変フィルタ回路10Bは、前述の第2の実施形態に係る構成と殆ど同じ構成であるが、並列腕12,13に、共振子Re_p1,Re_p2、直列インダクタLs_p1,Ls_p2および可変容量Cs_p1,Cs_p2に加えて並列インダクタ(第3のインダクタ)Lp_p1,Lp_p2を備えている。並列インダクタLp_p1は、共振子Re_p1と並列に接続されており、一端を直列インダクタLs_p1と共振子Re_p1との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。並列インダクタLp_p2は、共振子Re_p2と並列に接続されており、一端を直列インダクタLs_p2と共振子Re_p2との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。

0062

以下の説明では、共振子Re_p1,Re_p2は、それぞれ、共振周波数が約835MHzで反共振周波数が約865MHzの表面弾性波共振子とする。並列インダクタLp_p1,Lp_p2は、それぞれ、約5nHの固定インダクタンスとする。その他の可変容量Cs_p1,Cs_p2や、第1のインダクタLs1、直列インダクタLs_p1,Ls_p2などは第2の実施形態と同様の素子値とする。

0063

図9(A)は、並列インダクタLp_p1の機能を説明するインピーダンス特性図である。図9(A)中の点線は、共振子Re_p1の単体でのインピーダンス特性Im1Bである。また、図9(A)中の実線は、並列インダクタLp_p1を接続した状態での共振子Re_p1のインピーダンス特性Im2Bである。

0064

並列インダクタLp_p1を設けたインピーダンス特性Im2Bと、並列インダクタLp_p1を省いたインピーダンス特性Im1Bとを比較すると、共振点Mfrは周波数約835MHzで同じであるが、インピーダンス特性Im1Bで周波数約865MHzにあった反共振点Mfaは、インピーダンス特性Im2Bではより高周波側の周波数約920MHzに移動している。そして、インピーダンス特性Im2Bでは、共振点Mfrよりも低周波側近傍の周波数約660MHzに副反共振点Sfaが現れている。

0065

このように、並列腕12において並列インダクタLp_p1は、反共振点Mfaを高周波側に移動させる機能と、共振点Mfrよりも低周波側に副反共振点Sfaを生じさせる機能と、を有している。なお、並列腕13においては、並列インダクタLp_p2が同様の機能を有している。

0066

図9(B)は、この可変フィルタ回路10Bでの直列インダクタLs_p1の機能を説明するインピーダンス特性図である。図9(B)中の点線は、並列インダクタLp_p1を接続した状態での共振子Re_p1のインピーダンス特性Im2Bである。また、図9(B)中の実線は、並列インダクタLp_p1と直列インダクタLs_p1を接続した状態での共振子Re_p1のインピーダンス特性Im3Bである。

0067

直列インダクタLs_p1を設けたインピーダンス特性Im3Bと、直列インダクタLs_p1を省いたインピーダンス特性Im2Bとを比較すると、反共振点Mfaは周波数約920MHzで同じであるが、インピーダンス特性Im2Bで周波数約835MHzにあった共振点Mfrは、インピーダンス特性Im3Bではより低周波側の周波数約710MHzに移動している。そして、インピーダンス特性Im3Bでは、反共振点Mfaよりも高周波側近傍の周波数約950MHzに副共振点Sfrが現れている。

0068

このように、この可変フィルタ回路10Bにおいても、直列インダクタLs_p1,Ls_p2は通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を低周波側に移動させる機能と、第1の通過帯域に加えて第2の通過帯域を生じさせる機能と、を有している。

0069

図10(A)は、この可変フィルタ回路10Bでの第1のインダクタLs1の機能を説明する通過特性図である。図10(A)中の点線は、第1のインダクタLs1、可変容量Cs_p1,Cs_p2、直列インダクタLs_p1,Ls_p2、および、並列インダクタLp_p1,Lp_p2を省き共振子Re_p1,Re_p2のみを設けた場合の通過特性IL1Bである。また、図10(A)中の実線は、第1のインダクタLs1、および、可変容量Cs_p1,Cs_p2を省き共振子Re_p1,Re_p2と直列インダクタLs_p1,Ls_p2と並列インダクタLp_p1,Lp_p2のみを設けた場合の通過特性IL2B、および、可変容量Cs_p1,Cs_p2を省き共振子Re_p1,Re_p2と直列インダクタLs_p1,Ls_p2と並列インダクタLp_p1,Lp_p2と第1のインダクタLs1とのみを設けた場合の通過特性IL3Bである。

0070

直列インダクタLs_p1,Ls_p2および並列インダクタLp_p1,Lp_p2を設けた通過特性IL2Bと、直列インダクタLs_p1,Ls_p2および並列インダクタLp_p1,Lp_p2を省いた通過特性IL1Bとを比較すると、通過特性IL1Bで共振点Mfrよりも低周波側に現れていた第1の通過帯域は、通過特性IL2Bでは、高周波側のカットオフ周波数が低周波側に移動する。また、通過特性IL1Bで共振点Mfrよりも高周波側に現れていた第2の通過帯域は、通過特性IL2Bでは、低周波側のカットオフ周波数が低周波側に移動するとともに高周波側のカットオフ周波数が現れるようになる。これは、前述したようにインピーダンス特性Im3Bで共振点Mfrがより低周波側に移動するとともに、新たに副共振点Sfrが現れるようになるためである。

0071

また、第1のインダクタLs1を設けた通過特性IL3Bと、第1のインダクタLs1を省いた通過特性IL2Bとを比較すると、共振点Mfrよりも低周波側の第1の通過帯域において高周波側近傍の減衰特性が通過特性IL2Bよりも通過特性IL3Bで急峻なものになる。また、共振点Mfrよりも高周波側の第2の通過帯域においても高周波側近傍の減衰特性が通過特性IL2Bよりも通過特性IL3Bで急峻なものになる。

0072

このように、この可変フィルタ回路10Bにおいても、第1のインダクタLs1は第1及び第2の通過帯域の高周波側近傍の減衰特性を急峻にする機能を有している。

0073

図10(B)は、この可変フィルタ回路10Bでの可変容量Cs_p1,Cs_p2の機能を説明する通過特性図である。図10(B)中の点線は、第1のインダクタLs1および可変容量Cs_p1,Cs_p2を省き共振子Re_p1,Re_p2と直列インダクタLs_p1,Ls_p2と並列インダクタLp_p1,Lp_p2のみを設けた場合の通過特性IL2Bである。また、図10(B)中の実線は、共振子Re_p1,Re_p2と直列インダクタLs_p1,Ls_p2と第1のインダクタLs1と並列インダクタLp_p1,Lp_p2と可変容量Cs_p1,Cs_p2とを設けた場合の通過特性IL4B,IL5B,IL6Bである。通過特性IL4Bは、可変容量Cs_p1,Cs_p2が10.0pFである。通過特性IL5Bは、可変容量Cs_p1,Cs_p2が2.0pFである。通過特性IL6Bは、可変容量Cs_p1,Cs_p2が1.0pFである。

0074

ここでは、可変容量Cs_p1,Cs_p2のキャパシタンスを1.0pF〜10.0pFの間で制御することにより、低周波側の第1の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を160MHz程度(710〜870MHz)の帯域で調整できている。また、高周波側の第2の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を150MHz程度(950〜1100MHz)の帯域で調整できている。

0075

このように、この可変フィルタ回路10Bにおいても、可変容量Cs_p1,Cs_p2は第1及び第2の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を調整する機能を有している。そして、並列インダクタLp_p1,Lp_p2は、前述の直列インダクタLs_p1,Ls_p2と同様に、共振点Mfrと反共振点Mfaとの周波数間隔を拡げて、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数の可変範囲を拡げる機能を有している。

0076

なお、本実施形態では、並列インダクタLp_p1,Lp_p2と直列インダクタLs_p1,Ls_p2とをともに設ける例を示したが、直列インダクタLs_p1,Ls_p2は設けずに、並列インダクタLp_p1,Lp_p2のみを設けるようにしてもよい。

0077

≪変形例≫
図11は、第2の実施形態または第3の実施形態に係る可変フィルタ回路の変形例を示す回路図である。

0078

図11(A)に示す可変フィルタ回路10Cは、前述の第3の実施形態に係る構成と殆ど同じ構成であるが、並列インダクタLp_p1の一端を、可変容量Cs_p1と直列インダクタLs_p1との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。すなわち、並列インダクタLp_p1は、共振子Re_p1と直列インダクタLs_p1との直列回路に対して並列に接続されている。また、並列インダクタLp_p2の一端を、可変容量Cs_p2と直列インダクタLs_p2との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。すなわち、並列インダクタLp_p2は、共振子Re_p2と直列インダクタLs_p2との直列回路に対して並列に接続されている。

0079

図11(B)に示す可変フィルタ回路10Dは、前述の第3の実施形態に係る構成と殆ど同じ構成であるが、並列インダクタLp_p1,Lp_p2は、可変容量Cs_p1,Cs_p2と直列インダクタLs_p1,Ls_p2と共振子Re_p1,Re_p2との直列回路に対して並列に接続されている。具体的には、並列インダクタLp_p1の一端を、並列腕12と直列腕11との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。並列インダクタLp_p2の一端を、並列腕13と直列腕11との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。

0080

なお、前述の図8に示した可変フィルタ回路10Bと、可変フィルタ回路10C,10Dとを比べると、可変フィルタ回路10Bのほうが、通過帯域の高周波側近傍での減衰特性の減衰レベルが良化され、また、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を調整可能な帯域が広い傾向をもつ。

0081

図11(C)に示す可変フィルタ回路10Eは、前述の第3の実施形態に係る構成と殆ど同じ構成であるが、並列腕12,13にさらに並列キャパシタCp_p1,Cp_p2を備えている。並列キャパシタCp_p1の一端は、並列腕12と直列腕11との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。並列キャパシタCp_p2の一端は、並列腕13と直列腕11との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。

0082

なお、前述の図8に示した可変フィルタ回路10Bと、この可変フィルタ回路10Eとを比べると、可変フィルタ回路10Eのほうが、通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻になる傾向をもつ。

0083

図11(D)に示す可変フィルタ回路10Fは、前述の図11(A)に係る可変フィルタ回路10Cと殆ど同じ構成であるが、並列腕12,13にさらに並列キャパシタCp_p1,Cp_p2を備えている。並列キャパシタCp_p1の一端は、並列腕12と直列腕11との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。また、並列キャパシタCp_p2の一端は、並列腕13と直列腕11との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。

0084

なお、前述の図11(A)に示した可変フィルタ回路10Cと、この可変フィルタ回路10Fとを比べても、可変フィルタ回路10Fのほうが、通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻になる傾向をもつ。

0085

図11(E)に示す可変フィルタ回路10Gは、前述の第2の実施形態に係る構成と殆ど同じ構成であるが、並列腕12,13にさらに並列キャパシタCp_p1,Cp_p2を備えている。並列キャパシタCp_p1の一端は、並列腕12と直列腕11との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。また、並列キャパシタCp_p2の一端は、並列腕13と直列腕11との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。

0086

なお、前述の図4に示した可変フィルタ回路10Aと、この可変フィルタ回路10Gとを比べても、可変フィルタ回路10Gのほうが、通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻になる傾向をもつ。

0087

以上の各実施形態および各変形例で示したように、第1のインダクタを設けることで、第1のインダクタを設けない場合よりも、通過帯域の高周波側近傍での減衰特性の急峻性を高められる。

0088

≪第4の実施形態≫
図12(A)は、第4の実施形態に係る可変フィルタ回路20の回路図である。

0089

可変フィルタ回路20は、直列腕21と、並列腕22,23とを備えている。並列腕22は、可変容量Cs_p1と共振子Re_p1を備えている。並列腕23は、可変容量Cs_p2と共振子Re_p2を備えている。共振子Re_p1は、共振子Re_p2に比較してより高周波側に共振点および反共振点を有しており、共振子Re_p2は、共振子Re_p1に比較してより低周波側に共振点および反共振点を有している。すなわち、並列腕22,23のうち、並列腕22はより高周波側の通信バンドに対応するものであり、並列腕23はより低周波側の通信バンドに対応するものである。可変容量Cs_p1,Cs_p2は、各々が設けられる並列腕22,23が対応する通信バンドに対して通過帯域の低周波側のカットオフ周波数を適切に調整するために、素子値が制御されるものである。

0090

また、並列腕22は、可変容量Cs_p1の制御により調整可能なカットオフ周波数の可変範囲を拡げるために、直列インダクタLs_p1と並列インダクタLp_p1とを更に備えている。並列腕23は、可変容量Cs_p2の制御により調整可能なカットオフ周波数の可変範囲を拡げるために、並列インダクタLp_p2を更に備えている。このように本実施形態に係る可変フィルタ回路20においては、一方の並列腕22には直列インダクタLs_p1を設け、他方の並列腕23からは直列インダクタを省き、非対称回路構成を採用している。このように並列腕23の直列インダクタを省くことで、可変フィルタ回路20の回路サイズを小型化することができる。

0091

図12(B)および図12(C)は、共振子のインピーダンス特性に対して各インダクタが及ぼす作用を模式的に示す概念図である。図中点線で示すインピーダンス波形は、それぞれ並列腕22,23の共振子単独での波形であり、実線で示すインピーダンス波形は、インダクタLs_p1,Lp_1,Lp_p2を共振子に付加した波形である。

0092

例えば、高周波側に対応する並列腕22においては、図12(B)に示すように、共振子Re_p1のインピーダンス波形に対して、並列インダクタLp_p1が及ぼす影響で反共振点Mfaの近傍に生じる波形の変化と、直列インダクタLs_p1が及ぼす影響で共振点Mfrの近傍に生じる波形の変化とは同程度である。言い換えると、高周波側に対応する並列腕22では、直列インダクタLs_p1によるカットオフ周波数の可変範囲の伸長作用と、並列インダクタLp_p1によるカットオフ周波数の可変範囲の伸長作用とは同程度に働く。

0093

一方、低周波側に対応する並列腕23においては、図12(C)に示すように、共振子Re_p2のインピーダンス波形に対して、並列インダクタLp_p2の影響で反共振点Mfaの近傍に生じる波形の変化は大きく、直列インダクタ(図8:Ls_p2参照)が及ぼす影響で共振点Mfrの近傍に生じる波形の変化は小さい。したがって、低周波側の共振点Mfrの近傍では、インピーダンス変化の急峻性が維持され易い。言い換えると、低周波側に対応する並列腕23では、並列インダクタLp_p2によるカットオフ周波数の可変範囲の伸長作用はより大きく働きやすく、直列インダクタ(Ls_p2)によるカットオフ周波数の可変範囲の伸長作用はより小さくしか働かない。

0094

したがって、可変フィルタ回路20の回路サイズを小型化するために省くインダクタとしては、より低周波側に対応する並列腕23における直列インダクタ(Ls_p2)が最も望ましい。並列腕23の直列インダクタ(Ls_p2)のみを省くことで、可変フィルタ回路20のフィルタ特性に大幅な劣化を生じさせることなく、可変フィルタ回路20の回路サイズを抑制することができる。

0095

なお、並列腕23の直列インダクタ(Ls_p2)を省くことで、並列腕23において可変容量Cs_p2の制御により調整可能なカットオフ周波数の可変範囲には狭まる傾向がでてしまう。このため、並列腕23に設ける並列インダクタLp_p2としては、他方の並列腕22に設ける並列インダクタLp_p1よりも、よりインダクタンスを小さいものに設定することが好ましい。このように並列インダクタLp_p2を設定することにより、並列腕23において可変容量Cs_p2の制御により調整可能なカットオフ周波数の可変範囲が大幅に狭まることを防ぐことができる。

0096

ここで、所定の通信バンドに通過帯域を有する複数の異なる回路構成毎に用意した複数のサンプルデータを用いたフィルタ特性の試験結果について説明する。図13は、同一の通信バンドに対応するように設定した可変フィルタ回路の各種構成で、通過帯域における挿入損失最小点減衰量を比較して示す図である。なお、図13中の各プロットは、異なる回路構成毎に用意した複数のサンプルのデータ平均値を示している。また、各回路構成に対して可変容量の調整量(可変容量の制御により通過帯域の中心周波数が変化する割合にあたる周波数調整率)を一定ずつ異ならせた複数のサンプルを用意した。このため、実際の可変フィルタ回路の製造においては、各可変容量の微調整を行うことで、所望のフィルタ特性が得られる。また、ここでは、第3の実施形態に係る可変フィルタ回路10B(図8参照)と、第4の実施形態に係る可変フィルタ回路20(図12(A)参照)と、のIL特性を比較して示している。

0097

この試験結果から、可変フィルタ回路の周波数調整率が15%程度までであれば、低周波側に対応する並列腕23の直列インダクタ(Ls_p2)を省いた可変フィルタ回路20の構成であっても、全てのインダクタを設けた可変フィルタ回路10Bから大幅に劣化しないことがわかる。

0098

このように、サンプルデータを用いた試験からも、本実施形態に係る可変フィルタ回路20のように、並列腕23の直列インダクタ(Ls_p2)のみを省くことで、可変フィルタ回路20のフィルタ特性に大幅な劣化を生じさせることなく、可変フィルタ回路20の回路サイズを抑制することができるが確認できる。

0099

≪第5の実施形態≫
図14は、第5の実施形態に係る可変フィルタ回路30の回路図である。

0100

可変フィルタ回路30は、第1回路部30Aと第2回路部30Bとを備えている。第1回路部30Aと第2回路部30Bとは、それぞれ先に第3の実施形態で示した可変フィルタ回路10Bと同じ回路構成である。第1回路部30Aは、直列腕31と、並列腕32,33とを備えている。第2回路部30Bは、直列腕34と、並列腕35,36とを備えている。

0101

ここで、並列腕32は、共振子Re_p1と可変容量Cs_p1と直列インダクタLs_p1と並列インダクタLp_p1とを備えている。並列腕33は、共振子Re_p2と可変容量Cs_p2と直列インダクタLs_p2と並列インダクタLp_p2とを備えている。並列腕35は、共振子Re_p3と可変容量Cs_p3と直列インダクタLs_p3と並列インダクタLp_p3とを備えている。並列腕36は、共振子Re_p4と可変容量Cs_p4と直列インダクタLs_p4と並列インダクタLp_p4とを備えている。

0102

共振子Re_p1,Re_p2と共振子Re_p3,Re_p4とは、それぞれ、異なる通過帯域と阻止帯域とを有する通信バンドに対応するものである。また、可変容量Cs_p1,Cs_p2と可変容量Cs_p3,Cs_p4とは、各々が接続される共振子Re_p1,Re_p2または共振子Re_p3,Re_p4が対応する通信バンドでのフィルタ特性を適切に設定するために、適宜の素子値に制御されるものである。直列インダクタLs_p1,Ls_p2および直列インダクタLs_p3,Ls_p4と並列インダクタLp_p1,Lp_p2および並列インダクタLp_p3,Lp_p4とは、各々が接続される共振子Re_p1,Re_p2または共振子Re_p3,Re_p4が対応する通信バンドでのフィルタ特性を適切に設定するために、各々適宜の素子値に設定されたものである。

0103

このように、複数のフィルタ回路10Bに相当する回路部30A,30Bを接続して可変フィルタ回路は多段化することができる。回路部30A,30Bそれぞれの対応する周波数バンドを異ならせることで、回路部30A,30Bそれぞれのフィルタ特性を向上させることができる。その結果、より多くの通信バンドに対して可変フィルタ回路を対応させることができる。

0104

また、ここでは、第1回路部30Aと第2回路部30Bとのそれぞれを、第3の実施形態に示した可変フィルタ回路10Bと同じ回路構成としたが、その他の変形例に係る回路構成や、その他の実施形態に係る回路構成を適宜組み合わせるようにしてもよい。また、より多くの回路部を接続して利用するようにしてもよい。

0105

≪第6の実施形態≫
図15は、第6の実施形態に係る可変フィルタ回路40の回路図である。

0106

可変フィルタ回路40は、直列腕41と、並列腕42,43とを備えている。並列腕42は、可変容量Cs_p1と選択部SW1と共振子Re_p1,Re_p3と直列インダクタLs_p1,Ls_p3と並列インダクタLp_p1,Lp_p3とを備えている。並列腕43は、可変容量Cs_p2と選択部SW2と共振子Re_p2,Re_p4と直列インダクタLs_p2,Ls_p4と並列インダクタLp_p2,Lp_p4とを備えている。

0107

選択部SW1は、可変容量Cs_p1のポートP3(グランド接続端)側に接続されている。選択部SW1は、接続切替ポートPsw1と接続切替ポートPsw3とを備え、接続切替ポートPsw1と接続切替ポートPsw3とを切り替えて可変容量Cs_p1に接続することができる。共振子Re_p1と直列インダクタLs_p1と並列インダクタLp_p1とは、接続切替ポートPsw1に接続されている。共振子Re_p3と直列インダクタLs_p3と並列インダクタLp_p3とは、接続切替ポートPsw3に接続されている。

0108

選択部SW2は、可変容量Cs_p2のポートP3(グランド接続端)側に接続されている。選択部SW2は、接続切替ポートPsw2と接続切替ポートPsw4とを備え、接続切替ポートPsw2と接続切替ポートPsw4とを切り替えて可変容量Cs_p2に接続することができる。共振子Re_p2と直列インダクタLs_p2と並列インダクタLp_p2とは、接続切替ポートPsw2に接続されている。共振子Re_p4と直列インダクタLs_p4と並列インダクタLp_p4とは、接続切替ポートPsw4に接続されている。

0109

本実施形態においても、第5の実施形態と同様に、共振子Re_p1,Re_p2,Re_p3,Re_p4は、それぞれ、異なる通過帯域と阻止帯域とを有する通信バンドに対応するものである。また、可変容量Cs_p1,Cs_p2は、各々が接続される共振子Re_p1,Re_p2,Re_p3,Re_p4が対応する通信バンドでのフィルタ特性を適切に設定するために、適宜の素子値に制御される。直列インダクタLs_p1,Ls_p2,Ls_p3,Ls_p4と並列インダクタLp_p1,Lp_p2,Lp_p3,Lp_p4とは、各々が接続される共振子Re_p1,Re_p2,Re_p3,Re_p4が対応する通信バンドでのフィルタ特性を適切に設定するために、各々適宜の素子値に設定されている。

0110

そして、この可変フィルタ回路40では、選択部SW1を制御して接続切替ポートPsw1,Psw3のいずれかを可変容量Cs_p1に接続するとともに、選択部SW2を制御して接続切替ポートPsw2,Psw4のいずれかを可変容量Cs_p2に接続することで、フィルタ特性を変化させ、対応する通信バンドを変更する。図16は、選択部SW1,SW2の制御状態と、可変フィルタ回路40のフィルタ特性との対応関係について模式的に説明する特性図である。図16(A)は、共振子選択部SW1,SW2の制御状態の設定例を示す図であり、図16(B)は、共振子選択部SW1,SW2の制御状態の設定に応じて定まる通過帯域の変化を示す特性図である。

0111

例えば、可変フィルタ回路40のフィルタ特性を、複数の通信バンドのうちの低周波側の第1バンドまたは第2バンドに対応させる際には、選択部SW1,SW2を制御し、選択部SW1では接続切替ポートPsw1を選択して接続し、選択部SW2では接続切替ポートPsw2を選択して接続する。そして、可変容量の制御によって、第1バンドまたは第2バンドのいずれかに、可変フィルタ回路40の通過帯域が調整される。

0112

また、可変フィルタ回路40のフィルタ特性を、複数の通信バンドのうちの高周波数側の第3バンドまたは第4バンドに対応させる際には、選択部SW1,SW2を制御し、選択部SW1では接続切替ポートPsw3を選択して接続し、選択部SW2では接続切替ポートPsw4を選択して接続する。そして、可変容量の制御によって、第3バンドまたは第4バンドのいずれかに、可変フィルタ回路40の通過帯域が調整される。

0113

このように可変フィルタ回路40では、選択部SW1を制御して接続切替ポートPsw1,Psw3のいずれかを可変容量Cs_p1に接続するとともに、選択部SW2を制御して接続切替ポートPsw2,Psw4のいずれかを可変容量Cs_p2に接続する。これにより、共振子選択部SW1,SW2の切り替えで、大きな周波数調整を決定し、可変容量の調整で、細かな周波数調整を決定することができる。したがって、多くの通信バンドに対応するように、可変フィルタ回路40のフィルタ特性を変更することができる。

0114

その上、この可変フィルタ回路40では、直列腕の総数や、可変容量の総数を増やすことなく、多数の通信バンドに対応することができる。例えば、先に説明した第5の実施形態では、対応させる多数の通信バンドとほぼ同数の並列腕を設ける必要があり、それぞれの並列腕に設け各素子の総数が多くなりがちであったが、本実施形態では、選択部SW1,SW2を設けて可変容量Cs_p1,Cs_p2を複数の通信バンドで共用するので、通信バンド毎に並列腕の各素子を設ける必要が無くなる。したがって、可変容量Cs_p1,Cs_p2の総数を抑制することができ、回路サイズが大型化することや、可変容量Cs_p1,Cs_p2の制御が複雑化することを防ぐことができる。

0115

なお、この実施形態においては、それぞれの並列腕に設ける直列インダクタや並列インダクタを、選択部の接続切替ポート側に接続する例を示したが、選択部の可変容量側に直列インダクタや並列インダクタを接続するようにしてもよい。この場合には、それぞれの並列腕に設ける直列インダクタや並列インダクタの総数も抑制することができ、回路サイズを更に抑制することができる。また、ここでは、各選択部に設ける接続切替ポートの総数や共振子の総数を2とする例を示したが、各選択部に設ける接続切替ポートの総数や接続する共振子の総数は2よりも多くてもよい。この場合には、さらに多くの通信バンドに可変フィルタ回路が対応可能になる。

0116

≪第7の実施形態≫
図17は、第7の実施形態に係る無線通信装置9のブロック図である。

0117

無線通信装置9は、アンテナ1とフロントエンド回路2と送信回路3と受信回路4とを備えている。送信回路3は、LTE等の通信システムにおける複数の通信バンドに対応可能に構成されており、対応する通信バンドを切り替えて送信信号を出力する。受信回路4は、LTE等の通信システムにおける複数の通信バンドに対応可能に構成されており、対応する通信バンドを切り替えて受信信号の入力を受け付ける。フロントエンド回路2は、アンテナ1と送信回路3および受信回路4との間に接続されており、送信回路3に接続される可変フィルタ回路10Hと、受信回路4に接続される可変フィルタ回路10H’と、サーキュレータ5と、を備えている。サーキュレータ5は、送信信号を送信回路3からアンテナ1に伝搬させ、受信信号をアンテナ1から受信回路4に伝搬させるように、信号の伝搬方向に方向性を持たせるものである。可変フィルタ回路10H,10H’の回路構成については後述する。

0118

このような構成の無線通信装置9において、送信側の可変フィルタ回路10Hは、可変容量の制御により、送信回路3が対応している通信バンドの送信帯域に通過帯域を合わせて、送信信号を通過し、受信信号をカットするようにする。また、受信側の可変フィルタ回路10H’は、可変容量の制御により、受信回路4が対応している通信バンドの受信帯域に通過帯域を合わせ、受信信号を通過し、送信信号をカットするようにする。送信側の可変フィルタ回路10Hと、受信側の可変フィルタ回路10H’とを、互いに逆側の周波数の信号を減衰させるように設定することで、送信信号が受信回路に影響を与えることを抑制し、受信感度を良好に保つことができる。

0119

また、可変フィルタ回路10H,10H’において、低周波側の第1の通過帯域を利用する場合、可変フィルタ回路10H,10H’はそれぞれ第1の要件や第2の要件を満足する必要がある。第1の要件は、少なくとも一つの並列腕は、可変容量が無い場合の反共振点(Mfa)が、複数の通信バンドのうちの最も高周波側の通信バンドの阻止帯域の高周波側の上限周波数に対して、より高い周波数にあるというものである。また、第2の要件は、少なくとも一つの並列腕は、可変容量が無い場合の共振点(Mfr)が、複数の通信バンドのうちの最も低周波側の通信バンドの阻止帯域の低周波側の下限周波数に対して、より低い周波数にあるというものである。可変フィルタ回路10H,10H’が第1の要件と第2の要件を満足していれば、共振点(Mfr)から反共振点(Mfa)までの帯域内に複数の通信バンドが全て含まれるようになり、可変フィルタ回路10H,10H’の可変容量を制御することによって可変フィルタ回路10H,10H’の第1の通過帯域における高周波側のカットオフ周波数を、複数の通信バンドそれぞれの通過帯域の高周波側に調整することが可能になる。

0120

また、高周波側の第2の通過帯域を利用する場合、可変フィルタ回路10H,10H’に必要な要件は、少なくとも一つの並列腕は、可変容量が無い場合の副共振点(Sfr)が、複数の通信バンドのうちの最も低周波側の通信バンドの阻止帯域の低周波側の下限周波数に対して、より低い周波数にあるというものである。可変フィルタ回路10H,10H’がこの要件を満足していれば、副共振点(Sfr)よりも高い帯域内に複数の通信バンドの全て含まれるようになり、可変フィルタ回路10H,10H’の可変容量を制御することによって可変フィルタ回路10H,10H’の高周波側の第2の通過帯域における高周波側のカットオフ周波数を、複数の通信バンドそれぞれの通過帯域の高周波側に調整することが可能になる。

0121

図18は、可変フィルタ回路10Hの回路図である。

0122

可変フィルタ回路10Hは、前述の第3の実施形態に係る構成(特に図11(C)に示す可変フィルタ回路10E)と殆ど同じ構成であるが、並列腕12および並列腕13にさらにスイッチ14を備えている。スイッチ14は、並列インダクタLp_p1,Lp_p2の可変フィルタ回路10Hへの接続をオンまたはオフするように設けている。このように、スイッチ14のオンオフを利用することにより、可変フィルタ回路10Hの減衰特性を変化させることができる。

0123

ここで、スイッチ14のオンオフを利用して可変フィルタ回路10Hの減衰特性を変化させる場合の具体的な設定例について図19を参照して説明する。

0124

例えば、LTE等の通信システムで規定される通信バンドBand17は、送信帯域(704MHz−716MHz)が受信帯域(734MHz−746MHz)よりも低い関係にある。一方、例えば通信バンドBand14は、送信帯域(788MHz−798MHz)が受信帯域(758MHz−768MHz)よりも高い周波数にある。このように、各種の通信システムで規定される複数の通信バンドは、通信バンドによって送信帯域と受信帯域との周波数関係が逆になる場合がある。一般に、通信バンドBand17のような送信帯域が受信帯域よりも低い周波数にある通信バンドに対しては、送信側のフィルタ回路は、通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻であることが求められ、受信側のフィルタ回路は、通過帯域の低周波側近傍での減衰特性が急峻であることが求められる。一方、通信バンドBand14のような送信帯域が受信帯域よりも高い周波数にある通信バンドに対しては、送信側のフィルタ回路は、通過帯域の低周波側近傍での減衰特性が急峻であることが求められ、受信側のフィルタ回路は、通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻であることが求められる。

0125

そこで、本実施形態の可変フィルタ回路10Hでは、低周波側の第1の通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻な状態と、高周波側の第2の通過帯域の低周波側近傍での減衰特性が急峻な状態とを切り替え可能とする。なお、各素子のパラメータの値を調整することで、低周波側の第1の通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻な状態と、高周波側の第2の通過帯域の低周波側近傍での減衰特性が急峻な状態とをスイッチ14のオンオフで切り替えることが可能になる。

0126

例えば、第1のインダクタLs1のインダクタンスを大きくすることにより、可変フィルタ回路10Hは、低周波側の第1の通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻な傾向が強くなる。逆に、第1のインダクタLs1のインダクタンスを小さくすることにより、可変フィルタ回路10Hは、高周波側の第2の通過帯域の低周波側近傍での減衰特性が急峻な傾向が強くなる。

0127

また、並列インダクタLp_p1,Lp_p2のインダクタンスを小さくすることにより、可変フィルタ回路10Hは、低周波側の第1の通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻な傾向が強くなる。逆に、並列インダクタLp_p1,Lp_p2のインダクタンスを大きくすることにより、可変フィルタ回路10Hは、高周波側の第2の通過帯域の低周波側近傍での減衰特性が急峻な傾向が強くなる。

0128

また、共振子Re_p1,Re_p2のインピーダンスを小さくすることにより、可変フィルタ回路10Hは、低周波側の第1の通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻な傾向が強くなる。逆に、並列インダクタLp_p1,Lp_p2のインピーダンスを大きくすることにより、可変フィルタ回路10Hは、高周波側の第2の通過帯域の低周波側近傍での減衰特性が急峻な傾向が強くなる。

0129

図19(A)は、スイッチ14をオンした状態での可変フィルタ回路10Hの通過特性図である。図19(B)は、スイッチ14をオフした状態での可変フィルタ回路10Hの通過特性図である。ここでは、可変フィルタ回路10Hを送信側のフィルタ回路として用いる場合を示している。

0130

可変フィルタ回路10Hは、送信帯域が受信帯域よりも低い関係にあるBand17のような通信バンドに対しては、高周波側の受信帯域(734MHz-746MHz)をカットしながら、低周波側の送信帯域(704MHz-716MHz)を通過させる必要がある。このため、このような通信バンドに対応する際には、可変フィルタ回路10Hは、図19(A)に示すように、低周波側の第1の通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻な状態となるように設定される。具体的には、可変フィルタ回路10Hは、スイッチ14をオンした状態での通過特性において、低周波側の第1の通過帯域が約704MHzから約716MHzまでの帯域に重なり、第1の通過帯域の高周波側近傍の阻止帯域が約734MHzから約746MHzの帯域に重なり、第1の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数が約716MHzから約734MHzまでの間になり、第1の通過帯域の高周波側近傍の減衰特性が第2の通過帯域の低周波側近傍の減衰特性よりも急峻になるように設定される。

0131

一方、可変フィルタ回路10Hは、送信帯域が受信帯域よりも高い関係にあるBand14のような通信バンドに対しては、低周波側の受信帯域(758MHz-768MHz)をカットしながら、高周波側の送信帯域(788MHz-798MHz)を通過させる必要がある。このため、このような通信バンドに対応する際には、可変フィルタ回路10Hは、図19(B)に示すように、高周波側の第2の通過帯域の低周波側近傍での減衰特性が急峻な状態となるように設定される。具体的には、可変フィルタ回路10Hは、スイッチ14をオフした状態での通過特性において、高周波側の第2の通過帯域が約788MHzから約798MHzまでの帯域に重なり、第2の通過帯域の低周波側近傍の阻止帯域が約758MHzから約768MHzの帯域に重なり、可変フィルタ回路10Hは、第2の通過帯域の低周波側のカットオフ周波数が約768MHzから約788MHzまでの間となり、第2の通過帯域の低周波側近傍の減衰特性が第1の通過帯域の高周波側近傍の減衰特性よりも急峻になるように設定される。

0132

このように、スイッチ14のオンオフを利用して、通過帯域の高周波側近傍での減衰特性を急峻にするか、通過帯域の低周波側近傍での減衰特性を急峻にするかを切り替えることで、対応すべき通信バンドが、通過帯域よりも低い阻止帯域が規定されたものであっても、通過帯域よりも高い阻止帯域が規定されるものであっても、可変フィルタ回路10Hで適切に信号を通過または阻止できる。

0133

なお、本実施形態では、スイッチ14を、共振子Re_p1,Re_P2に対して並列に接続された並列インダクタLp_p1,Lp_p2をオンまたはオフするように設けたが、スイッチ14の接続位置は他の位置であってもよい。例えば、図11(A)や図11(B)で示したような並列インダクタLp_p1,Lp_p2の接続位置に、並列インダクタLp_p1,Lp_p2およびスイッチ14を接続するようにしてもよい。また、並列キャパシタCp_p1,Cp_p2の接続位置に、並列キャパシタCp_p1,Cp_p2およびスイッチ14を接続するようにしてもよい。

0134

以上に説明したように本発明は実施することができる。なお、本発明は、特許請求の範囲に記載に該当する構成であれば、上述の各実施形態で示した構成の他のどのような構成であっても実施することができる。例えば、可変リアクタンスとして、可変容量ではなく可変インダクタンスとなるような回路や素子を用いることもできる。

0135

9…無線通信装置
1…アンテナ
2…フロントエンド回路
3…送信回路
4…受信回路
10…可変フィルタ回路
11…直列腕
12,13…並列腕
14…スイッチ

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