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技術 電力変換装置、電力変換方法、モータシステム

出願人 パナソニックIPマネジメント株式会社
発明者 水谷研治工藤祐治大塚信之
出願日 2014年3月28日 (3年10ヶ月経過) 出願番号 2015-512293
公開日 2017年2月16日 (1年0ヶ月経過) 公開番号 WO2014-171084
状態 特許登録済
技術分野 交流ー交流変換
主要キーワード ストレート接続 ONレベル 単方向スイッチ 給電期間 軸巻線 コンデンサモータ モータ始動 スイッチコントローラ

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図面 (20)

課題・解決手段

単相交流電圧である入力電圧(in)を1対の入力端子受け取り3相交流出力電圧の第1相及び第2相及び第3相それぞれの逐次の目標値を表す第1目標電圧(ref1)及び第2目標電圧(ref2)及び第3目標電圧(ref3)を指定し、|in|の瞬時値が|ref1|の瞬時値よりも大きい期間に、入力端子と第1出力端子とを、|ref1/in|に応じたデューティー比周期的に接続及び切断し、|in|の瞬時値が|ref2|の瞬時値よりも大きい期間に、入力端子と第2出力端子とを、|ref2/in|に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断し、|in|の瞬時値が|ref3|の瞬時値よりも大きい期間に、入力端子と第3出力端子とを、|ref3/in|に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断する。

概要

背景

従来、マトリクスコンバータを用いた電力変換装置が実用化されている(例えば、特許文献1、特許文献2)。

図20は、特許文献1に開示されているマトリクスコンバータ200の回路図である。マトリクスコンバータ200は、単相交流電源201にて3相モータ203を駆動するために、単相交流電源201から供給される入力交流電圧を、双方向スイッチ202a〜202fを用いて、3相の出力交流電圧直接変換して、当該各相の出力交流電圧を3相モータ203の対応する相の巻線に供給する。

双方向スイッチ202a〜202fの各々は、片方向に導通状態非導通状態とを制御できる2つのスイッチ素子を逆並列に接続して構成されている。大小判別手段204は、単相交流電源201の端子間電圧大小関係判別し、制御手段205は、大小判別手段204により判別された電圧の大小関係に応じて、単相交流電源201から3相モータ203の巻線に電流を供給し、また3相モータ203の巻線からの回生電流還流させるように双方向スイッチ202a〜202fの各々の導通を制御する。

特許文献1によれば、このように構成されたマトリクスコンバータ200により、モータ駆動時の電流の安定化、高効率化と共に、短絡のない高い信頼性が実現されるとしている。

特許文献2にも、マトリクスコンバータを用いて単相交流電源で3相モータを駆動する、同様の技術が開示されている。

概要

単相交流電圧である入力電圧(in)を1対の入力端子受け取り、3相交流出力電圧の第1相及び第2相及び第3相それぞれの逐次の目標値を表す第1目標電圧(ref1)及び第2目標電圧(ref2)及び第3目標電圧(ref3)を指定し、|in|の瞬時値が|ref1|の瞬時値よりも大きい期間に、入力端子と第1出力端子とを、|ref1/in|に応じたデューティー比周期的に接続及び切断し、|in|の瞬時値が|ref2|の瞬時値よりも大きい期間に、入力端子と第2出力端子とを、|ref2/in|に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断し、|in|の瞬時値が|ref3|の瞬時値よりも大きい期間に、入力端子と第3出力端子とを、|ref3/in|に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断する。

目的

本発明は、モータの1つの相電圧が単相交流電源に等しくなるように、単相交流電源を3相交流電圧変換する電力変換装置、電力変換方法、そのような電力変換装置を用いたモータシステム、及びそのような電力変換装置による駆動に適した3相モータを提供する

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

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請求項1

単相交流電圧である入力電圧3相交流電圧である出力電圧変換する電力変換装置であって、前記入電圧印加される1対の入力端子と、第1相の前記出力電圧を出力する1対の第1出力端子と、第2相の前記出力電圧を出力する1対の第2出力端子と、第3相の前記出力電圧を出力する1対の第3出力端子と、前記1対の入力端子のうちの1つと前記1対の第1出力端子のうちの1つとの各組合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第1出力端子との間の接続及び切断を、第1制御信号に応じて切り替える4個の第1双方向スイッチと、前記1対の入力端子のうちの1つと前記1対の第2出力端子のうちの1つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第2出力端子との間の接続及び切断を、第2制御信号に応じて切り替える4個の第2双方向スイッチと、前記1対の入力端子のうちの1つと前記1対の第3出力端子のうちの1つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第3出力端子との間の接続及び切断を、第3制御信号に応じて切り替える4個の第3双方向スイッチと、前記出力電圧の第1相及び第2相及び第3相それぞれの逐次の目標値を3相交流電圧によって表す第1目標電圧及び第2目標電圧及び第3目標電圧を指定する目標電圧指定部と、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第1目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第1出力端子とが、前記第1双方向スイッチを介して、前記第1目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比周期的に接続及び切断されるように前記第1制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第2目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第2出力端子とが、前記第2双方向スイッチを介して、前記第2目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断されるように前記第2制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第3目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第3出力端子とが、前記第3双方向スイッチを介して、前記第3目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断されるように前記第3制御信号を生成する制御信号生成部と、前記生成された第1制御信号及び第2制御信号及び第3制御信号を、それぞれ前記第1双方向スイッチ及び前記第2双方向スイッチ及び前記第3双方向スイッチに供給するドライバと、を備える電力変換装置。

請求項2

前記入力電圧は、正弦波交流電圧であり、前記目標電圧指定部は、前記入力電圧の1/√3倍の振幅、前記入力電圧と同一周波数、及び前記入力電圧に対して+45度及び−75度及び+165度の位相差を有する3相正弦波交流電圧によって前記第1目標電圧及び前記第2目標電圧及び前記第3目標電圧を指定する、請求項1に記載の電力変換装置。

請求項3

前記制御信号生成部は、前記入力電圧の極性と前記第1目標電圧の極性とが同じ期間に前記1対の入力端子と前記1対の第1出力端子とがストレート接続され、前記入力電圧の極性と前記第1目標電圧の極性とが異なる期間に前記1対の入力端子と前記1対の第1出力端子とがクロス接続されるように前記第1制御信号を生成し、前記入力電圧の極性と前記第2目標電圧の極性とが同じ期間に前記1対の入力端子と前記1対の第2出力端子とがストレート接続され、前記入力電圧の極性と前記第2目標電圧の極性とが異なる期間に前記1対の入力端子と前記1対の第2出力端子とがクロス接続されるように前記第2制御信号を生成し、前記入力電圧の極性と前記第3目標電圧の極性とが同じ期間に前記1対の入力端子と前記1対の第3出力端子とがストレート接続され、前記入力電圧の極性と前記第3目標電圧の極性とが異なる期間に前記1対の入力端子と前記1対の第3出力端子とがクロス接続されるように前記第3制御信号を生成する、請求項1又は2に記載の電力変換装置。

請求項4

前記制御信号生成部は、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第1目標電圧の絶対値の瞬時値以下である期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第1出力端子とが常時接続されるように前記第1制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第2目標電圧の絶対値の瞬時値以下である期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第2出力端子とが常時接続されるように前記第2制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第3目標電圧の絶対値の瞬時値以下である期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第3出力端子とが常時接続されるように前記第2制御信号を生成する、請求項1から3の何れか1項に記載の電力変換装置。

請求項5

前記制御信号生成部は、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第1目標電圧の絶対値の瞬時値以下である場合に、前記1対の入力端子と前記1対の第1出力端子とが常時切断されるように前記第1制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第2目標電圧の絶対値の瞬時値以下である場合に、前記1対の入力端子と前記1対の第2出力端子とが常時切断されるように前記第2制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第3目標電圧の絶対値の瞬時値以下である場合に、前記1対の入力端子と前記1対の第3出力端子とが常時切断されるように前記第3制御信号を生成する、請求項1から3の何れか1項に記載の電力変換装置。

請求項6

前記制御信号生成部は、前記1対の入力端子と前記1対の第1出力端子とが切断されるときに、前記1対の第1出力端子同士が短絡されるように前記第1制御信号を生成し、前記1対の入力端子と前記1対の第2出力端子とが切断されるときに、前記1対の第2出力端子同士が短絡されるように前記第2制御信号を生成し、前記1対の入力端子と前記1対の第3出力端子とが切断されるときに、前記1対の第3出力端子同士が短絡されるように前記第3制御信号を生成する、請求項1から5の何れか1項に記載の電力変換装置。

請求項7

前記第1双方向スイッチ及び前記第2双方向スイッチ及び前記第3双方向スイッチのそれぞれは、前記第1制御信号又は前記第2制御信号又は前記第3制御信号に応じて順方向に導通状態及び非導通状態切り替わり、かつ逆方向には導通しない2つの単方向スイッチを逆並列に接続してなり、前記制御信号生成部は、前記1対の第1出力端子同士を短絡するときに、前記1対の第1出力端子同士を短絡するための第1双方向スイッチに含まれる全ての単方向スイッチが導通状態になるように前記第1制御信号を生成し、前記1対の第2出力端子同士を短絡するときに、前記1対の第2出力端子同士を短絡するための第2双方向スイッチに含まれる全ての単方向スイッチが導通状態になるように前記第2制御信号を生成し、前記1対の第3出力端子同士を短絡するときに、前記1対の第3出力端子同士を短絡するための第3双方向スイッチに含まれる全ての単方向スイッチが導通状態になるように前記第3制御信号を生成する、請求項6に記載の電力変換装置。

請求項8

前記第1双方向スイッチ及び前記第2双方向スイッチ及び前記第3双方向スイッチのそれぞれは、前記第1制御信号又は前記第2制御信号又は前記第3制御信号に応じて順方向に導通状態及び非導通状態が切り替わり、かつ逆方向には導通しない2つの単方向スイッチを逆並列に接続してなり、前記制御信号生成部は、前記入力電圧が順方向に印加される単方向スイッチの導通状態及び非導通状態が切り替わり、かつ前記入力電圧が逆方向に印加される単方向スイッチが常時導通状態になるように前記第1制御信号及び前記第2制御信号及び前記第3制御信号を生成する、請求項1から7の何れか1項に記載の電力変換装置。

請求項9

前記制御信号生成部は、前記1対の入力端子と前記1対の第1出力端子とを接続するときに、前記入力電圧の極性に応じて異なる第1双方向スイッチが導通状態になるように前記第1制御信号を生成し、前記1対の入力端子と前記1対の第2出力端子とを接続するときに、前記入力電圧の極性に応じて異なる第2双方向スイッチが導通状態になるように前記第2制御信号を生成し、前記1対の入力端子と前記1対の第3出力端子とを接続するときに、前記入力電圧の極性に応じて異なる第3双方向スイッチが導通状態になるように前記第3制御信号を生成する、請求項1から8の何れか1項に記載の電力変換装置。

請求項10

前記制御信号生成部は、前記1対の入力端子と前記1対の第1出力端子とを接続する期間と、前記1対の入力端子と前記1対の第2出力端子とを接続する期間と、前記1対の入力端子と前記1対の第3出力端子とを接続する期間とが重複しないように、前記第1制御信号と前記第2制御信号と前記第3制御信号とを生成する、請求項1から9の何れか1項に記載の電力変換装置。

請求項11

単相交流電圧である入力電圧を3相交流電圧である出力電圧に変換する電力変換方法であって、前記入力電圧を1対の入力端子に受け取り、3相交流電圧によって、前記出力電圧の第1相及び第2相及び第3相それぞれの逐次の目標値を表す第1目標電圧及び第2目標電圧及び第3目標電圧を指定し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第1目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第1出力端子とを、前記第1双方向スイッチを介して、前記第1目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第2目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第2出力端子とを、前記第2双方向スイッチを介して、前記第2目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第3目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第3出力端子とを、前記第3双方向スイッチを介して、前記第3目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断する、電力変換方法。

請求項12

請求項1から10の何れか1項に記載の電力変換装置と、第1軸巻線と、第2軸巻線と、第3軸巻線と、ロータと、前記第1軸巻線から引き出された1対の第1受電端子と、前記第2軸巻線から引き出された1対の第2受電端子と、前記第3軸巻線から引き出された1対の第3受電端子とを有し、かつ前記第1軸巻線と前記第2軸巻線と前記第3軸巻線とが内部で電気的に接続されていない3相モータと、前記電力変換装置の1対の第1出力端子と前記3相モータの前記第1受電端子とを接続する第1給電線と、前記電力変換装置の1対の第2出力端子と前記3相モータの前記第2受電端子とを接続する第2給電線と、前記電力変換装置の1対の第3出力端子と前記3相モータの前記第3受電端子とを接続する第3給電線と、を備えるモータシステム

請求項13

前記3相モータは、ロータの逐次の回転量を示す回転角信号を出力する回転角センサを有し、前記電力変換装置は、さらに、前記回転角信号を取得する回転角取得部を備え、前記目標電圧指定部は、前記取得された回転角信号から特定される前記ロータの回転速度と速度指令値との誤差に基づいて、前記第1目標電圧及び前記第2目標電圧及び前記第3目標電圧の振幅、周波数、及び位相のうちの少なくとも何れか1つを変化させるベクトル制御を行う、請求項12に記載のモータシステム。

請求項14

前記電力変換装置は、さらに、前記1対の第1出力端子及び前記1対の第2出力端子及び前記1対の第3出力端子のそれぞれに流れる逐次の電流量を示す電流量信号を出力する電流センサと、前記電流量信号を取得する電流量取得部とを備え、前記目標電圧指定部は、前記取得された逐次の電流量を用いて前記ロータの回転速度を推定し、前記推定された回転速度と速度指令値との誤差に基づいて、前記第1目標電圧及び前記第2目標電圧及び前記第3目標電圧の振幅、周波数、及び位相のうちの少なくとも何れか1つを変化させる速度センサレスベクトル制御を行う、請求項12に記載のモータシステム。

請求項15

第1軸巻線と、第2軸巻線と、第3軸巻線と、ロータと、前記第1軸巻線から引き出された1対の第1受電端子と、前記第2軸巻線から引き出された1対の第2受電端子と、前記第3軸巻線から引き出された1対の第3受電端子とを有し、かつ前記第1軸巻線と前記第2軸巻線と前記第3軸巻線とが内部で電気的に接続されていない3相モータ。

技術分野

0001

本発明は、電力変換装置及び電力変換方法に関し、特には、単相交流電力3相交流電力変換する技術、及びそのような技術を用いて単相交流電力から変換された3相交流電力によって駆動される3相モータに関する。

背景技術

0002

従来、マトリクスコンバータを用いた電力変換装置が実用化されている(例えば、特許文献1、特許文献2)。

0003

図20は、特許文献1に開示されているマトリクスコンバータ200の回路図である。マトリクスコンバータ200は、単相交流電源201にて3相モータ203を駆動するために、単相交流電源201から供給される入力交流電圧を、双方向スイッチ202a〜202fを用いて、3相の出力交流電圧直接変換して、当該各相の出力交流電圧を3相モータ203の対応する相の巻線に供給する。

0004

双方向スイッチ202a〜202fの各々は、片方向に導通状態非導通状態とを制御できる2つのスイッチ素子を逆並列に接続して構成されている。大小判別手段204は、単相交流電源201の端子間電圧大小関係判別し、制御手段205は、大小判別手段204により判別された電圧の大小関係に応じて、単相交流電源201から3相モータ203の巻線に電流を供給し、また3相モータ203の巻線からの回生電流還流させるように双方向スイッチ202a〜202fの各々の導通を制御する。

0005

特許文献1によれば、このように構成されたマトリクスコンバータ200により、モータ駆動時の電流の安定化、高効率化と共に、短絡のない高い信頼性が実現されるとしている。

0006

特許文献2にも、マトリクスコンバータを用いて単相交流電源で3相モータを駆動する、同様の技術が開示されている。

先行技術

0007

特開2011−4449号公報
特開2010−154714号公報

発明が解決しようとする課題

0008

しかしながら、単相交流電源を3相交流電圧に変換する従来のマトリクスコンバータでは、モータの1つの相電圧単相交流電圧の半分になる。したがって、モータの出力が低下するため、単相交流電源とマトリクスコンバータの間に昇圧回路などを入れる必要があり、昇圧回路の電解コンデンサによる製品寿命の低下、昇圧回路での電力損失、昇圧回路分の実装サイズの大型化などの問題がある。

0009

本発明は、モータの1つの相電圧が単相交流電源に等しくなるように、単相交流電源を3相交流電圧に変換する電力変換装置、電力変換方法、そのような電力変換装置を用いたモータシステム、及びそのような電力変換装置による駆動に適した3相モータを提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

0010

上記の課題を解決するため、本発明の一態様に係る電力変換装置は、単相交流電圧である入力電圧を3相交流電圧である出力電圧に変換する電力変換装置であって、前記入力電圧が印加される1対の入力端子と、第1相の前記出力電圧を出力する1対の第1出力端子と、第2相の前記出力電圧を出力する1対の第2出力端子と、第3相の前記出力電圧を出力する1対の第3出力端子と、前記1対の入力端子のうちの1つと前記1対の第1出力端子のうちの1つとの各組合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第1出力端子との間の接続及び切断を、第1制御信号に応じて切り替える4個の第1双方向スイッチと、前記1対の入力端子のうちの1つと前記1対の第2出力端子のうちの1つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第2出力端子との間の接続及び切断を、第2制御信号に応じて切り替える4個の第2双方向スイッチと、前記1対の入力端子のうちの1つと前記1対の第3出力端子のうちの1つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第3出力端子との間の接続及び切断を、第3制御信号に応じて切り替える4個の第3双方向スイッチと、前記出力電圧の第1相及び第2相及び第3相それぞれの逐次の目標値を3相交流電圧によって表す第1目標電圧及び第2目標電圧及び第3目標電圧として設定する目標電圧指定部と、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第1目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第1出力端子とが、前記第1双方向スイッチを介して、前記第1目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比周期的に接続及び切断されるように前記第1制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第2目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第2出力端子とが、前記第2双方向スイッチを介して、前記第2目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断されるように前記第2制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第3目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第3出力端子とが、前記第3双方向スイッチを介して、前記第3目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断されるように前記第3制御信号を生成する制御信号生成部と、前記生成された第1制御信号及び第2制御信号及び第3制御信号を、それぞれ前記第1双方向スイッチ及び前記第2双方向スイッチ及び前記第3双方向スイッチに供給するドライバと、を備える。

発明の効果

0011

上記のように構成された電力変換装置によれば、双方向スイッチによるスイッチング動作によって単相交流電圧を3相交流電圧に変換できる。その結果、装置の長期的な信頼性を損なう可能性があるコンデンサを用いずに、かつ、モータの出力を低下させず、かつ、高い効率で、単相交流電圧から3相交流電圧が生成できる。

0012

前記電力変換装置を用いて一般家庭用商用電源から生成した3相交流電圧を3相誘導モータの相ごとの巻線、あるいは、3相同期モータの相ごとの巻線に独立して給電してもよい。そうすれば、コンデンサを用いない高信頼で長寿命なモータシステムを、家電製品において広く提供することができる。

図面の簡単な説明

0013

図1Aは、第1実施形態における電力変換装置を含むモータシステムの機能的な構成の一例を示すブロック図である。
図1Bは、第1実施形態におけるモータシステムの他の一例を示すブロック図である。
図2は、第1実施形態におけるマトリクススイッチ及び3相モータの詳細な構成の一例を示すブロック図である。
図3Aは、第1実施形態における電力変換方法で用いられる主要な電圧の波形の一例を示すグラフである。
図3Bは、第1実施形態における電力変換方法で用いられる主要な電圧の波形の一例を示すグラフである。
図3Cは、第1実施形態における電力変換方法で用いられる主要な電圧の波形の一例を示すグラフである。
図3Dは、第1の実施形態におけるモータ始動時の単相交流電源の皮相電力を示す図である。
図3Eは、第1の実施形態におけるモータ始動時の単相交流電源の皮相電力を示す図である。
図3Fは、第1の実施形態におけるモータ始動時の単相交流電源の皮相電力を示す図である。
図3Gは、第1の実施形態におけるモータ始動時の単相交流電源の皮相電力を示す図である。
図4は、第1実施形態におけるゲート信号の一例を示すタイミングチャートである。
図5Aは、第1実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図5Bは、第1実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図5Cは、第1実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図5Dは、第1実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図5Eは、第1実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図5Fは、第1実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図5Gは、第1実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図5Hは、第1実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図6Aは、一般的なマトリクスコンバータによる単相−3相変換動作で得られる出力電圧の一例を示すグラフである。
図6Bは、第1実施形態における電力変換装置による単相−3相変換動作で得られる出力電圧の一例を示すグラフである。
図7は、第1実施形態におけるモータシステムの他の一例を示す機能ブロック図である。
図8は、第1実施形態におけるモータシステムの他の一例を示す機能ブロック図である。
図9は、第1実施形態におけるゲート信号の他の一例を示すタイミングチャートである。
図10は、第1実施形態の第1変形例におけるゲート信号の一例を示すタイミングチャートである。
図11Aは、第1実施形態の第1変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図11Bは、第1実施形態の第1変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図11Cは、第1実施形態の第1変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図11Dは、第1実施形態の第1変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図11Eは、第1実施形態の第1変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図11Fは、第1実施形態の第1変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図11Gは、第1実施形態の第1変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図11Hは、第1実施形態の第1変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図12は、第1実施形態の第2変形例におけるゲート信号の一例を示すタイミングチャートである。
図13Aは、第1実施形態の第2変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図13Bは、第1実施形態の第2変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図13Cは、第1実施形態の第2変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図13Dは、第1実施形態の第2変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図13Eは、第1実施形態の第2変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図13Fは、第1実施形態の第2変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図13Gは、第1実施形態の第2変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図13Hは、第1実施形態の第2変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図14は、第2実施形態におけるゲート信号の一例を示すタイミングチャートである。
図15は、第2実施形態におけるゲート信号の他の一例を示すタイミングチャートである。
図16は、第2実施形態におけるゲート信号の他の一例を示すタイミングチャートである。
図17Aは、第2実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図17Bは、第2実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図17Cは、第2実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図17Dは、第2実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図18は、第2実施形態におけるゲート信号の他の一例を示すタイミングチャートである。
図19Aは、第2実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図19Bは、第2実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図19Cは、第2実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図19Dは、第2実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図19Eは、第2実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図19Fは、第2実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図19Gは、第2実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図19Hは、第2実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。
図20は、従来のマトリクスコンバータ回路の回路図である。

実施例

0014

本発明の一つの態様における電力変換装置は、単相交流電圧である入力電圧を3相交流電圧である出力電圧に変換する電力変換装置であって、前記入力電圧が印加される1対の入力端子と、第1相の前記出力電圧を出力する1対の第1出力端子と、第2相の前記出力電圧を出力する1対の第2出力端子と、第3相の前記出力電圧を出力する1対の第3出力端子と、前記1対の入力端子のうちの1つと前記1対の第1出力端子のうちの1つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第1出力端子との間の接続及び切断を、第1制御信号に応じて切り替える4個の第1双方向スイッチと、前記1対の入力端子のうちの1つと前記1対の第2出力端子のうちの1つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第2出力端子との間の接続及び切断を、第2制御信号に応じて切り替える4個の第2双方向スイッチと、前記1対の入力端子のうちの1つと前記1対の第3出力端子のうちの1つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第3出力端子との間の接続及び切断を、第3制御信号に応じて切り替える4個の第3双方向スイッチと、前記出力電圧の第1相及び第2相及び第3相それぞれの逐次の目標値を3相交流電圧によって表す第1目標電圧及び第2目標電圧及び第3目標電圧を指定する目標電圧指定部と、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第1目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第1出力端子とが、前記第1双方向スイッチを介して、前記第1目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断されるように前記第1制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第2目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第2出力端子とが、前記第2双方向スイッチを介して、前記第2目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断されるように前記第2制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第3目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第3出力端子とが、前記第3双方向スイッチを介して、前記第3目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断されるように前記第3制御信号を生成する制御信号生成部と、前記生成された第1制御信号及び第2制御信号及び第3制御信号を、それぞれ前記第1双方向スイッチ及び前記第2双方向スイッチ及び前記第3双方向スイッチに供給するドライバと、を備える。

0015

このような構成によれば、双方向スイッチによるスイッチング制御によって単相交流電圧を3相交流電圧に変換できる。その結果、装置の長期的な信頼性を損なう可能性があるコンデンサを含む昇圧回路を用いずに、かつ高い効率で、単相交流電圧から3相交流電圧が生成できる。

0016

また、前記目標電圧指定部は、前記入力電圧の1/√3倍の振幅、前記入力電圧と同一周波数、及び前記入力電圧に対して位相差を有する3相交流電圧によって前記第1目標電圧及び前記第2目標電圧及び前記第3目標電圧を指定してもよい。

0017

このような構成によれば、3相の出力電圧を合わせて100%のデューティー比が得られるので、入力電圧を、有効かつ安定的に、各相の出力電圧に変換できる。

0018

また、前記制御信号生成部は、前記入力電圧の極性と前記第1目標電圧の極性とが同じ期間に前記1対の入力端子と前記1対の第1出力端子とがストレート接続され、前記入力電圧の極性と前記第1目標電圧の極性とが異なる期間に前記1対の入力端子と前記1対の第1出力端子とがクロス接続されるように前記第1制御信号を生成し、前記入力電圧の極性と前記第2目標電圧の極性とが同じ期間に前記1対の入力端子と前記1対の第2出力端子とがストレート接続され、前記入力電圧の極性と前記第2目標電圧の極性とが異なる期間に前記1対の入力端子と前記1対の第2出力端子とがクロス接続されるように前記第2制御信号を生成し、前記入力電圧の極性と前記第3目標電圧の極性とが同じ期間に前記1対の入力端子と前記1対の第3出力端子とがストレート接続され、前記入力電圧の極性と前記第3目標電圧の極性とが異なる期間に前記1対の入力端子と前記1対の第3出力端子とがクロス接続されるように前記第3制御信号を生成してもよい。

0019

このような構成によれば、最大で前記入力電圧の2倍の振幅をもつ大きな出力電圧が得られる。

0020

また、前記制御信号生成部は、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第1目標電圧の絶対値の瞬時値以下である期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第1出力端子とが常時接続されるように前記第1制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第2目標電圧の絶対値の瞬時値以下である期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第2出力端子とが常時接続されるように前記第2制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第3目標電圧の絶対値の瞬時値以下である期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第3出力端子とが常時接続されるように前記第3制御信号を生成してもよい。

0021

このような構成によれば、前記入力電圧が前記第1目標電圧又は前記第2目標電圧又は前記第3目標電圧に対して不足する場合に、第1相の出力電圧又は第2相の出力電圧又は第3相の出力電圧が、生成可能な最大値になるように調整されるので、前記入力電圧を有効に利用できる。

0022

また、前記制御信号生成部は、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第1目標電圧の絶対値の瞬時値以下である場合に、前記1対の入力端子と前記1対の第1出力端子とが常時切断されるように前記第1制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第2目標電圧の絶対値の瞬時値以下である場合に、前記1対の入力端子と前記1対の第2出力端子とが常時切断されるように前記第2制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第3目標電圧の絶対値の瞬時値以下である場合に、前記1対の入力端子と前記1対の第3出力端子とが常時切断されるように前記第3制御信号を生成してもよい。

0023

このような構成によれば、前記入力電圧が前記第1目標電圧又は前記第2目標電圧又は前記第3目標電圧に対して不足する場合に、電圧供給遮断されるので、前記入力電圧の変動を抑制することができる。さらに、電圧供給を遮断している間に、還流電流を構成するスイッチ群を切り替えることが可能となるため、入力電圧が0Vとなる時にスイッチを切り替える必要がなくなるため誤動作を防止できる。

0024

また、前記制御信号生成部は、前記1対の入力端子と前記1対の第1出力端子とが切断されるときに、前記1対の第1出力端子同士が短絡されるように前記第1制御信号を生成し、前記1対の入力端子と前記1対の第2出力端子とが切断されるときに、前記1対の第2出力端子同士が短絡されるように前記第2制御信号を生成し、前記1対の入力端子と前記1対の第3出力端子とが切断されるときに、前記1対の第3出力端子同士が短絡されるように前記第3制御信号を生成してもよい。

0025

このような構成によれば、負荷からの回生電流を電力変換装置内で還流させることができるので、電力効率が向上する。

0026

また、前記第1双方向スイッチ及び前記第2双方向スイッチ及び前記第3双方向スイッチのそれぞれは、前記第1制御信号又は前記第2制御信号又は前記第3制御信号に応じて順方向に導通状態及び非導通状態が切り替わり、かつ逆方向には導通しない2つの単方向スイッチを逆並列に接続してなり、前記制御信号生成部は、前記1対の第1出力端子同士を短絡するときに、前記1対の第1出力端子同士を短絡するための第1双方向スイッチに含まれる全ての単方向スイッチが導通状態になるように前記第1制御信号を生成し、前記1対の第2出力端子同士を短絡するときに、前記1対の第2出力端子同士を短絡するための第2双方向スイッチに含まれる全ての単方向スイッチが導通状態になるように前記第2制御信号を生成し、前記1対の第3出力端子同士を短絡するときに、前記1対の第3出力端子同士を短絡するための第3双方向スイッチに含まれる全ての単方向スイッチが導通状態になるように前記第3制御信号を生成してもよい。

0027

このような構成によれば、負荷からの回生電流を、当該回生電流の方向によらず、電力変換装置内で還流させることができる。

0028

また、前記第1双方向スイッチ及び前記第2双方向スイッチ及び前記第3双方向スイッチのそれぞれは、前記第1制御信号又は前記第2制御信号又は前記第3制御信号に応じて順方向に導通状態及び非導通状態が切り替わり、かつ逆方向には導通しない2つの単方向スイッチを逆並列に接続してなり、前記制御信号生成部は、前記入力電圧が順方向に印加される単方向スイッチの導通状態及び非導通状態が切り替わり、かつ前記入力電圧が逆方向に印加される単方向スイッチが常時導通状態になるように前記第1制御信号及び前記第2制御信号及び前記第3制御信号を生成してもよい。

0029

このような構成によれば、単方向スイッチの状態を切り替えるスイッチング動作の回数を減らして、スイッチング動作に係る電力消費を抑制できる。

0030

また、前記制御信号生成部は、前記1対の入力端子と前記1対の第1出力端子とを接続するときに、前記入力電圧の極性に応じて異なる第1双方向スイッチが導通状態になるように前記第1制御信号を生成し、前記1対の入力端子と前記1対の第2出力端子とを接続するときに、前記入力電圧の極性に応じて異なる第2双方向スイッチが導通状態になるように前記第2制御信号を生成し、前記1対の入力端子と前記1対の第3出力端子とを接続するときに、前記入力電圧の極性に応じて異なる第3双方向スイッチが導通状態になるように前記第3制御信号を生成してもよい。

0031

このような構成によれば、スイッチング動作の回数を各双方向スイッチ間で平準化することで各双方向スイッチの発熱を平準化するので、局所的な過熱起因する電力抑制や信頼性の低下といった不利を軽減できる。

0032

また、前記制御信号生成部は、前記1対の入力端子と前記1対の第1出力端子とを接続する期間と、前記1対の入力端子と前記1対の第2出力端子とを接続する期間と、前記1対の入力端子と前記1対の第3出力端子とを接続する期間とが重複しないように、前記第1制御信号と前記第2制御信号と前記第3制御信号とを生成してもよい。

0033

このような構成によれば、3相合わせたデューティー比が100%を超えない限り、3相の給電を各周期内の重複しない期間において実行できる。

0034

本発明の一つの態様における電力変換方法は、単相交流電圧である入力電圧を3相交流電圧である出力電圧に変換する電力変換方法であって、前記入力電圧を1対の入力端子に受け取り、3相交流電圧によって、前記出力電圧の第1相及び第2相及び第3相それぞれの逐次の目標値を表す第1目標電圧及び第2目標電圧及び第3目標電圧を指定し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第1目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第1出力端子とを、前記第1双方向スイッチを介して、前記第1目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第2目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第2出力端子とを、前記第2双方向スイッチを介して、前記第2目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第3目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記1対の入力端子と前記1対の第3出力端子とを、前記第3双方向スイッチを介して、前記第3目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断するものである。

0035

このような構成によれば、単相交流電源を3相交流電源に変換するための、効率および信頼性に優れた電力変換方法が得られる。

0036

本発明の一つの態様におけるモータシステムは、上述の電力変換装置と、第1軸巻線と、第2軸巻線と、第3軸巻線と、ロータと、前記第1軸巻線から引き出された1対の第1受電端子と、前記第2軸巻線から引き出された1対の第2受電端子と、前記第3軸巻線から引き出された1対の第3受電端子とを有し、かつ前記第1軸巻線と前記第2軸巻線と前記第3軸巻線とが内部で電気的に接続されていない3相モータと、前記電力変換装置の1対の第1出力端子と前記3相モータの前記第1受電端子とを接続する第1給電線と、前記電力変換装置の1対の第2出力端子と前記3相モータの前記第2受電端子とを接続する第2給電線と、前記電力変換装置の1対の第3出力端子と前記3相モータの前記第3受電端子とを接続する第3給電線と、を備える。

0037

このような構成によれば、電力変換装置によって単相交流電源から変換した3相交流電源を用いて、コンデンサを用いない長寿命の3相モータを駆動することが可能になる。

0038

また、前記モータシステムにおいて、前記3相モータは、ロータの逐次の回転量を示す回転角信号を出力する回転角センサを有し、前記電力変換装置は、さらに、前記回転角信号を取得する回転角取得部を備え、前記目標電圧指定部は、前記取得された回転角信号から特定される前記ロータの回転速度と速度指令値との誤差に基づいて、前記第1目標電圧及び前記第2目標電圧及び前記第3目標電圧の振幅、周波数、及び位相のうちの少なくとも何れか1つを変化させるベクトル制御を行ってもよい。

0039

また、前記モータシステムにおいて、前記電力変換装置は、さらに、前記1対の第1出力端子及び前記1対の第2出力端子及び前記1対の第3出力端子のそれぞれに流れる逐次の電流量を示す電流量信号を出力する電流センサと、前記電流量信号を取得する電流量取得部を備え、前記目標電圧指定部は、前記取得された逐次の電流量を用いて前記ロータの回転速度を推定し、前記推定された回転速度と速度指令値との誤差に基づいて、前記第1目標電圧及び前記第2目標電圧及び前記第3目標電圧の振幅、周波数、及び位相のうちの少なくとも何れか1つを変化させる速度センサレスベクトル制御を行ってもよい。

0040

このような構成によれば、制御性に優れたモータシステムが得られる。

0041

本発明の一つの態様における3相モータは、第1軸巻線と、第2軸巻線と、第3軸巻線と、ロータと、前記第1軸巻線から引き出された1対の第1受電端子と、前記第2軸巻線から引き出された1対の第2受電端子と、前記第3軸巻線から引き出された1対の第3受電端子とを有し、かつ前記第1軸巻線と前記第2軸巻線と前記第3軸巻線とが内部で電気的に接続されていないものである。

0042

このような構成によれば、前述した電力変換装置による駆動に適した、コンデンサを用いない長寿命の3相モータが得られる。

0043

以下、本発明の一態様に係る電力変換装置、電力変換方法、そのような電力変換装置を用いたモータシステム、及びそのような電力変換装置による駆動に適した3相モータについて、図面を参照しながら説明する。

0044

なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本発明の一具体例を示すものである。また、以下の実施の形態で示される数値、形状、材料構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する趣旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。

0045

(第1実施形態)
図1Aは、第1実施形態に係る電力変換装置を含むモータシステムの機能的な構成の一例を示すブロック図である。図1Aに示されるモータシステムは、電力変換装置1、3相モータ5、及び電力変換装置1と3相モータ5とを接続する給電線から構成される。

0046

単相交流電源2は、このモータシステムに単相交流電圧を供給する電源である。単相交流電源2は、例えば、一般家庭用の商用電源であってもよい。

0047

電力変換装置1は、単相交流電圧である入力電圧を3相交流電圧である出力電圧に変換する電力変換装置である。電力変換装置1は、単相交流電源2から前記入力電圧を印加される1対の入力端子3、4、第1相の前記出力電圧を出力する1対の第1出力端子6、7、第2相の前記出力電圧を出力する1対の第2出力端子8、9、第3相の前記出力電圧を出力する1対の第3出力端子10、33、マトリクススイッチ32、及びスイッチコントローラ26を備える。

0048

図2は、3相モータ5及びマトリクススイッチ32の詳細な構成の一例を示すブロック図である。

0049

3相モータ5は、例えば、3相誘導モータ又は3相同期モータであり、第1軸巻線51、第2軸巻線52、第3軸巻線53、ロータ54、第1軸巻線51から引き出された1対の第1受電端子56、57、及び第2軸巻線52から引き出された1対の第2受電端子58、59、及び第3軸巻線53から引き出された1対の第3受電端子60、61を備える。

0050

第1軸巻線51と第2軸巻線52と第3軸巻線53とは、3相モータ5の内部で電気的に接続されていない。第1軸巻線51と第2軸巻線52と第3軸巻線53とは、同一の電気的特性を有していてもよい。第1受電端子56、57は第1給電線で電力変換装置1の第1出力端子6、7に接続され、第2受電端子58、59は、第2給電線で電力変換装置1の第2出力端子8、9に接続され、第3受電端子60、61は、第3給電線で電力変換装置1の第3出力端子10、33に接続される。なお、第1軸巻線51と第2軸巻線52と第3軸巻線53とは、それぞれただ1つずつである必要はなく、2個以上の同数の第1軸巻線51と第2軸巻線52と第3軸巻線53とを用いて多極のモータを構成することもできる。

0051

マトリクススイッチ32は、第1双方向スイッチ11〜14と、第2双方向スイッチ15〜18と、第3双方向スイッチ19〜22とから構成される。

0052

第1双方向スイッチ11〜14は、入力端子3、4と第1出力端子6、7との各組み合わせに対応して設けられ、入力端子3、4のうちの対応する1つと第1出力端子6、7のうちの対応する1つとの接続及び切断を、スイッチコントローラ26から供給される第1制御信号G1a〜G4bに応じて切り替える。

0053

第2双方向スイッチ15〜18は、入力端子3、4と第2出力端子8、9との各組み合わせに対応して設けられ、入力端子3、4のうちの対応する1つと第2出力端子8、9のうちの対応する1つとの接続及び切断を、スイッチコントローラ26から供給される第2制御信号G5a〜G8bに応じて切り替える。

0054

第3双方向スイッチ19〜22は、入力端子3、4と第3出力端子10、33との各組み合わせに対応して設けられ、入力端子3、4のうちの対応する1つと第3出力端子10、33のうちの対応する1つとの接続及び切断を、スイッチコントローラ26から供給される第3制御信号G9a〜G12bに応じて切り替える。

0055

第1双方向スイッチ13で代表して示しているように、第1双方向スイッチ11〜14及び第2双方向スイッチ15〜18及び第3双方向スイッチ19〜22の各々は、例えば、2つの単方向スイッチを逆並列に接続して構成されてもよい。

0056

1つの単方向スイッチは、例えば、逆阻止型のIGBT(Isolated Gate Bipolar Transistor)M1又はM2で構成されてもよく、また、IGBTM3とダイオードD1とが直列に接続された回路、又はIGBTM4とダイオードD2とが直列に接続された回路で構成されてもよい。

0057

1つの単方向スイッチは、第1制御信号G1a〜G4b及び第2制御信号G5a〜G8b及び第3制御信号G9a〜G12bのうちの1つに応じて一方向にのみ導通状態及び非導通状態が切り替わり、かつ逆方向には導通しない。

0058

また、各双方向スイッチは、双方向のGaN(窒化ガリウム)系のHFET(Hetero Field Effect Transistor)M5を使用して、単一の素子で構成することもできる。双方向GaN系のHFETを使用した場合、ソースドレインとの間に互いに独立した制御信号を印加できる2つのゲートを形成することで双方向スイッチが構成できる。

0059

1つの双方向スイッチを1つの素子で構成することにより、回路面積が小さくなる。さらに、素子内に、2つのゲートが隣接していることから、2本のゲート信号線路をほぼ同等の長さで形成することが可能となり、ゲート信号間の遅れをなくすることができる。その結果、デッドタイム転流回路の制御性が向上して、誤動作が防止される。

0060

上述した各双方向スイッチは、電流を双方向に流せる導通状態、電流を紙面の上方向又は下方向の何れか一方向にのみ流せる導通状態、及び非導通状態のなかから任意の状態に切り替えることができる。

0061

そして、マトリクススイッチ32は、第1制御信号G1a〜G4bに応じて、第1双方向スイッチ11〜14を介して、1対の入力端子3、4と1対の第1出力端子6、7とをストレート接続し、クロス接続し、また切断することができる。

0062

ここで、1対の入力端子3、4と1対の第1出力端子6、7とをストレート接続するとは、入力端子3、4と第1出力端子6、7とを、入力端子3、4に印加された入力電圧が同じ極性で第1出力端子6、7に供給される(非反転電圧供給とも言う)組み合わせで接続することと定義する。

0063

また、1対の入力端子3、4と1対の第1出力端子6、7とをクロス接続するとは、入力端子3、4と第1出力端子6、7とを、入力端子3、4に印加された入力電圧が逆の極性で第1出力端子6、7に供給される(反転電圧供給とも言う)組み合わせで接続することと定義する。

0064

さらに、1対の入力端子3、4と1対の第1出力端子6、7とを切断するとは、1対の入力端子3、4に印加された入力電圧の1対の第1出力端子6、7への供給が遮断されるように、入力端子3、4のうちの少なくとも一方を、第1出力端子6、7のいずれとも切断することと定義する。

0065

同様に、マトリクススイッチ32は、第2制御信号G5a〜G8bに応じて、第2双方向スイッチ15〜18を介して、1対の入力端子3、4と1対の第2出力端子8、9とをストレート接続し、クロス接続し、また切断することができる。1対の入力端子3、4と1対の第2出力端子8、9とをストレート接続し、クロス接続し、また切断することの定義は、上述と同様である。

0066

同様に、マトリクススイッチ32は、第3制御信号G9a〜G12bに応じて、第3双方向スイッチ19〜22を介して、1対の入力端子3、4と1対の第3出力端子10、33とをストレート接続し、クロス接続し、また切断することができる。1対の入力端子3、4と1対の第3出力端子10、33とをストレート接続し、クロス接続し、また切断することの定義は、上述と同様である。

0067

スイッチコントローラ26は、マトリクススイッチ32のコントローラであり、単相交流電圧である入力電圧が、マトリクススイッチ32を介して3相交流電圧である出力電圧に変換されるように、第1制御信号G1a〜G4b及び第2制御信号G5a〜G8b及び第3制御信号G9a〜G12bを生成して、マトリクススイッチ32に供給する。

0068

スイッチコントローラ26は、発振器、比較器及び乗算器などを含むアナログ回路によって実現されてもよく、また、プロセッサが所定のプログラムを実行することにより果たされるソフトウェアの機能によって実現されてもよい。

0069

図1Aに示されるように、スイッチコントローラ26は、目標電圧指定部23、制御信号生成部24、及びドライバ25から構成される。

0070

目標電圧指定部23は、出力電圧の第1相及び第2相及び第3相それぞれの逐次の目標値を、3相交流電圧によって表す第1目標電圧及び第2目標電圧及び第3目標電圧を指定する。

0071

制御信号生成部24は、第1制御信号G1a〜G4b及び第2制御信号G5a〜G8b及び第3制御信号G9a〜G12bを生成する。

0072

第1制御信号G1a〜G4bは、1対の入力端子3、4と1対の第1出力端子6、7とを周期的に接続及び切断するための制御信号であり、入力電圧及び第1目標電圧それぞれの極性及び絶対値の瞬時値の比較に基づいて生成される。

0073

第2制御信号G5a〜G8bは、1対の入力端子3、4と1対の第2出力端子8、9とを周期的に接続及び切断するための制御信号であり、入力電圧及び第2目標電圧それぞれの極性及び絶対値の瞬時値の比較に基づいて生成される。

0074

第3制御信号G9a〜G12bは、1対の入力端子3、4と1対の第3出力端子10、33とを周期的に接続及び切断するための制御信号であり、入力電圧及び第3目標電圧それぞれの極性及び絶対値の瞬時値の比較に基づいて生成される。

0075

制御信号生成部24は、入力端子4が十分に低いインピーダンス接地されている場合は、入力端子3の電圧を取得することにより、接地電圧基準とした入力端子3の電圧を入力電圧として検出する。

0076

入力端子4が接地されているか否かに依らず、図1Bに示されるように、制御信号生成部24は、入力端子3、4の電圧を取得することにより、端子間電圧を入力電圧として検出することもできる。

0077

ドライバ25は、生成された第1制御信号G1a〜G4b及び第2制御信号G5a〜G8b及び第3制御信号G9a〜G12bを、それぞれ第1双方向スイッチ11〜14及び第2双方向スイッチ15〜18及び第3双方向スイッチ19〜22に供給する。

0078

上述のように構成された電力変換装置1において実行される電力変換方法について説明する。

0079

図3A〜3Cは、当該電力変換方法で用いられる主要な電圧の波形の一例を示すグラフである。図3A〜3Cを参照して、まず、当該電力変換方法の基本的な考え方を説明する。

0080

図3A〜3Cには、入力電圧in、−in、第1目標電圧ref1、第2目標電圧ref2、第3目標電圧ref3と共に、それぞれ第1相の出力電圧out1、第2相の出力電圧out2、第3相の出力電圧out3の波形の典型的な一例が示されている。

0081

入力電圧in、−inは、単相交流電源2から入力端子3、4に印加される単相交流電圧である。入力電圧inは、入力端子4を基準にした入力端子3の電圧であり、入力電圧−inは、入力端子3を基準にした入力端子4の電圧である。

0082

一例として、電圧の実効値がVである正弦波交流電圧が入力端子3、4間に印加されるとき、入力電圧in=(√2)Vsin(ωt)と表記される。ここで、ωは角周波数であり、当該正弦波交流電圧の周波数をfとするとω=2πfである。tは時間である。日本の一般家庭用の商用電源を入力電圧に用いる場合は、V=100[V]、f=50又は60[Hz]である。

0083

第1目標電圧ref1及び第2目標電圧ref2及び第3目標電圧ref3はそれぞれ、目標電圧指定部23によって指定される3相交流電圧である。第1目標電圧ref1及び第2目標電圧ref2及び第3目標電圧ref3はそれぞれ、第1相の出力電圧out1及び第2相の出力電圧out2及び第3相の出力電圧out3の逐次の(つまり、各時間における)目標値を表す。

0084

例えば、第1相の出力電圧out1及び第2相の出力電圧out2及び第3相の出力電圧out3で3相モータを駆動する場合、第1目標電圧ref1及び第2目標電圧ref2及び第3目標電圧ref3には、同一の周波数で互いに位相差がある交流電圧が用いられる。第1目標電圧ref1及び第2目標電圧ref2及び第3目標電圧ref3の周波数、各々の振幅、及び互いの位相差は、回転速度やトルクを制御するため、また、駆動する3相モータの構造に応じて、適宜定められる。

0085

一例として、第1目標電圧ref1及び第2目標電圧ref2及び第3目標電圧ref3は、何れも入力電圧inと同じ周波数及び入力電圧inの1/√3倍の振幅を持ち、入力電圧inに対してそれぞれ−45度、+75度、−165度の位相差を持つ正弦波交流電圧であってもよい。この場合、第1目標電圧ref1=√(2/3)Vsin(ωt−π/4)、第2目標電圧ref2=√(2/3)Vsin(ωt+5π/12)、第3目標電圧ref3=√(2/3)Vsin(ωt−11π/12)と表記される。

0086

なお、第1目標電圧ref1及び第2目標電圧ref2及び第3目標電圧ref3は、ref2がref1に対して+120度、ref3がref1に対して−120度の位相差であれば、入力電圧inに対する位相差は任意の値が設定できる。ref1の入力電圧inに対する位相差をφとすると、第1目標電圧ref1=√(2/3)Vsin(ωt+φ)、第2目標電圧ref2=√(2/3)Vsin(ωt+2π/3+φ)、第3目標電圧ref3=√(2/3)Vsin(ωt−2π/3+φ)と表記される。

0087

図3D〜3Gに、互いに異なるφについて、モータ始動時の単相交流電源2の皮相電力VAをプロットしたグラフを示す。図3D〜3Gから明らかなように、モータ始動時の皮相電力はφ=π/4の場合が最低となり、一般家庭では系統電力に対する電力要求が最低になることがわかる。この場合、第1目標電圧ref1及び第2目標電圧ref2及び第3目標電圧ref3は、入力電圧inに対してそれぞれ+45度、+165度、−75度の位相差を持つ。

0088

電力変換装置1は、符号及び絶対値の瞬時値について、入力電圧inと第1目標電圧ref1との間に成り立つ関係に基づいて、入力電圧inを第1相の出力電圧out1に変換する。

0089

図3Aに示すように、電力変換装置1は、入力電圧inの絶対値の瞬時値が第1目標電圧ref1の絶対値の瞬時値よりも大きい(言い換えれば、入力電圧の絶対値が過剰である)期間T2、T3、T6、T7に、1対の入力端子3、4と1対の第1出力端子6、7とを第1双方向スイッチ11〜14を介して周期的に接続及び切断することで、第1相の出力電圧out1の短時間の(例えば周期ごとの)平均値が第1目標電圧ref1の瞬時値になるように調整する。

0090

そのような制御は、例えば、PWM制御により行われてもよい。当該PWM制御の周期には、入力電圧in、第1目標電圧ref1及び第2目標電圧ref2の周期と比べて十分に短い周期(例えば、周波数が20kHzのPWMキャリア信号の周期)が用いられる。

0091

当該PWM制御では、接続時間のPWM周期に占める比率であるデューティー比が、第1目標電圧ref1の瞬時値の入力電圧inの瞬時値に対する比に等しくなるように、周期ごとの接続時間を逐次変更する。その結果、第1相の出力電圧out1の周期ごとの平均値は、第1目標電圧ref1の瞬時値になるように調整される。図3Aの第1相の出力電圧out1の波形は、第1相の出力電圧out1の周期ごとの平均値を示している。

0092

なお、同様の調整は、PWM制御に限らず、接続時間を一定として各周期の長さが逐次変更されるPDMパルス密度変調)制御などの他の周知の制御方法を用いて行うこともできる。

0093

電力変換装置1は、入力電圧inの絶対値の瞬時値が第1目標電圧ref1の絶対値の瞬時値以下である(言い換えれば、入力電圧の絶対値が不足する)期間T1、T4、T5、T8に、1対の入力端子3、4と1対の第1出力端子6、7とを第1双方向スイッチ11〜14を介して常時接続することにより、第1相の出力電圧out1の絶対値が生成可能な最大値になるように調整する。

0094

ただし、入力電圧の絶対値が不足する期間については、1対の入力端子3、4と1対の第1出力端子6、7とを常時切断して、第1相の出力電圧out1を0にしても(つまり、電圧供給を停止しても)よい。そのような実施形態については、後ほど詳しく説明する。

0095

電力変換装置1は、1対の入力端子3、4と1対の第1出力端子6、7とを接続する場合、入力電圧inの極性と第1目標電圧ref1の極性とが同じ期間(期間T1、T2、T5、T6)にはストレート接続し、入力電圧inの極性と第1目標電圧ref1の極性とが異なる期間(期間T3、T4、T7、T8)にはクロス接続する。

0096

このようにして、電力変換装置1は、入力電圧inを第1相の出力電圧out1に変換する。

0097

また、電力変換装置1は、符号及び絶対値の瞬時値について入力電圧inと第2目標電圧ref2との間に成り立つ関係に基づいて、入力電圧inを第2相の出力電圧out2に変換する。

0098

図3Bに示すように、符号及び絶対値の瞬時値について、図3Aの期間T1〜T8において入力電圧inと第1目標電圧ref1との間に成り立つ関係と同一の関係が、図3Bの期間T1〜T8において入力電圧inと第2目標電圧ref2との間に成り立つ。電力変換装置1は、前述と同様の考え方を入力電圧in及び第2目標電圧ref2に適用することにより、入力電圧inを第2相の出力電圧out2に変換する。図3Bの第2相の出力電圧out2の波形は、第1相の出力電圧out1の波形と同様、周期ごとの平均値によって示されている。

0099

また、電力変換装置1は、符号及び絶対値の瞬時値について入力電圧inと第3目標電圧ref3との間に成り立つ関係に基づいて、入力電圧inを第3相の出力電圧out3に変換する。

0100

図3Cに示すように、符号及び絶対値の瞬時値について、図3Aの期間T1〜T8において入力電圧inと第1目標電圧ref1との間に成り立つ関係と同一の関係が、図3Cの期間T1〜T8において入力電圧inと第3目標電圧ref3との間に成り立つ。電力変換装置1は、前述と同様の考え方を入力電圧in及び第3目標電圧ref3に適用することにより、入力電圧inを第3相の出力電圧out3に変換する。図3Cの第3相の出力電圧out3の波形は、第1相の出力電圧out1の波形と同様、周期ごとの平均値によって示されている。

0101

次に、このような電力変換方法を実行するために、スイッチコントローラ26が行う処理について説明する。

0102

図4は、入力電圧in、−in、目標電圧指定部23が指定する目標電圧ref1、制御信号生成部24が生成する第1制御信号G1a〜G4b、及び出力電圧out1の、それぞれの波形の一例を示すタイミングチャートである。出力電圧out1の波形は、出力電圧out1の周期ごとの平均値によって示されている。期間T1〜T8は、図3Aに示される期間T1〜T8に対応している。

0103

図4及び以下の説明では、第1双方向スイッチ11〜14は、それぞれSW11〜SW14と表記され、第1制御信号G1a〜G4bは、SW11〜SW14の各々のゲート信号G1a〜G4bとして表記される。ゲート信号G1a〜G4bのONレベル、OFFレベルは、それぞれSW11〜SW14を構成する単方向スイッチを導通状態及び非導通状態にするための信号レベル意味している。

0104

図5A図5Hは、期間T1〜T8のそれぞれにおいて、図4に示されるゲート信号G1a〜G4b応じて設定されるSW11〜14の導通状態、及び第1軸巻線51の電流の経路を示す回路図である。図5A図5Hにおいて、SW11〜14を構成する個々の単方向スイッチの導通状態及び非導通状態がそれぞれ実線及び点線で表記され、第1軸巻線51の電流の経路が太い破線矢印で表記される。

0105

簡明のため、図4図5A図5H、及び以下の説明は、入力電圧inを第1相の出力電圧out1に変換するための第1目標電圧ref1、ゲート信号G1a〜G4b、及びSW11〜14についてのみ記述される。

0106

なお、同様の事項は、入力電圧inを第2相の出力電圧out2に変換するための第2目標電圧ref2、第2制御信号G5a〜G8b、及び双方向スイッチ15〜18についても成り立ち、また、入力電圧inを第3相の出力電圧out3に変換するための第2目標電圧ref3、第3制御信号G9a〜G12b、及び双方向スイッチ19〜22についても成り立つことに注意する。

0107

目標電圧指定部23は、3相交流電圧の1つの相である第1目標電圧ref1を指定する。目標電圧指定部23は、例えば、発振器を用いて、第1目標電圧ref1を実際に生成するか、又は第1目標電圧ref1の逐次の瞬時値を時系列データとして示すことで、第1目標電圧ref1を指定する。

0108

制御信号生成部24は、入力電圧inの瞬時値と第1目標電圧ref1の瞬時値との比較に基づいて、期間T1〜T8を逐次(例えば、PWM周期ごとに)識別する。そして、識別された期間に応じて、連続した非反転電圧供給、PWM制御による非反転電圧供給、連続した反転電圧供給、及びPWM制御による反転電圧供給のうちの1つを行うためのゲート信号G1a〜G4bを生成する。

0109

期間T1、T5では、連続した非反転電圧供給のためのゲート信号G1a〜G4bが生成される。

0110

制御信号生成部24は、0<in≦ref1(条件1)によって期間T1を識別し、0>in≧ref1(条件5)によって期間T5を識別する。

0111

期間T1またはT5が識別されると、制御信号生成部24は、SW12のゲート信号G2a、G2b、及びSW13のゲート信号G3a、G3bをONレベルに設定し、SW11のゲート信号G1a、G1b、及びSW14のゲート信号G4a、G4bをOFFレベルに設定する。

0112

このようなゲート信号G1a〜G4bに従って、期間T1、T5に、それぞれ図5A図5Eに示されるような、1対の入力端子3、4と1対の第1出力端子6、7とをストレート接続するためのSW11〜14の導通状態及び第1軸巻線51の電流の経路が設定され、連続した非反転電圧供給が行われる。

0113

期間T2、T6では、PWM制御による非反転電圧供給のための第1制御信号G1a〜G4bが生成される。

0114

制御信号生成部24は、0<ref1<in(条件2)によって期間T2を識別し、0>ref1>in(条件6)によって期間T6を識別する。

0115

期間T2またはT6が識別されると、制御信号生成部24は、PWM周期の一部である給電期間T2a、T6aにおいて、ゲート信号G1a〜G4bのレベルを、期間T1、T5と同様に設定する。

0116

制御信号生成部24は、給電期間T2a、T6aのPWM周期に占める割合が、第1目標電圧ref1の瞬時値の入力電圧inの瞬時値に対する比に等しくなるように、給電期間T2a、T6aの長さを逐次変更する。図4の例では、給電期間T2a、T6aの長さは次第に短くなり、期間T2、T6の最後には0となる。

0117

また、制御信号生成部24は、PWM周期の残部である回生期間T2b、T6bにおいて、SW11のゲート信号G1a、G1b、及びSW13のゲート信号G3a、G3bをONレベルに設定し、SW12のゲート信号G2a、G2b、及びSW14のゲート信号G4a、G4bをOFFレベルに設定する。

0118

このようなゲート信号G1a〜G4bに従って、期間T2a、T6aに、それぞれ図5A図5Eに示されるような、1対の入力端子3、4と1対の第1出力端子6、7とをストレート接続するためのSW11〜14の導通状態及び第1軸巻線51の電流の経路が設定され、非反転電圧供給が行われる。また、期間T2b、T6bに、それぞれ図5B図5Fに示されるような、1対の第1出力端子6、7同士を短絡するためのSW11〜14の導通状態及び第1軸巻線51の電流の経路が設定され、第1軸巻線51からの回生電流をマトリクススイッチ32内で還流させる電力回生が行われる。その結果、期間T2、T6において、PWM制御による非反転電圧供給(周期的な給電と回生)が行われる。

0119

期間T3、T7では、PWM制御による反転電圧供給のためのゲート信号G1a〜G4bが生成される。

0120

制御信号生成部24は、0>ref1>−in(条件3)によって期間T3を識別し、0<ref1<−in(条件7)によって期間T7を識別する。

0121

期間T3またはT7が識別されると、制御信号生成部24は、PWM周期の一部である給電期間T3a、T7aにおいて、SW11のゲート信号G1a、G1b、及びSW14のゲート信号G4a、G4bをONレベルに設定し、SW12のゲート信号G2a、G2b、及びSW13のゲート信号G3a、G3bをOFFレベルに設定する。

0122

制御信号生成部24は、給電期間T3a、T7aのPWM周期に占める割合が、第1目標電圧ref1の瞬時値の入力電圧inの瞬時値に対する比に等しくなるように、給電期間T3a、T7aの長さを逐次変更する。図4の例では、給電期間T3a、T7aの長さは期間T3、T7の最初には0であり、次第に長くなる。

0123

また、制御信号生成部24は、PWM周期の残部である回生期間T3b、T7bにおいて、ゲート信号G1a〜G4bのレベルを、期間T2b、T6bと同様に設定する。

0124

このようなゲート信号G1a〜G4bに従って、期間T3a、T7aに、それぞれ図5C図5Gに示されるような、1対の入力端子3、4と1対の第1出力端子6、7とをクロス接続するためのSW11〜14の導通状態及び第1軸巻線51の電流の経路が設定され、反転電圧供給が行われる。また、期間T3b、T7bに、それぞれ図5D図5Hに示されるような、1対の第1出力端子6、7同士を短絡するためのSW11〜14の導通状態及び第1軸巻線51の電流の経路が設定され、第1軸巻線51からの回生電流をマトリクススイッチ32内で還流させる電力回生が行われる。その結果、期間T3、T7において、PWM制御による反転電圧供給(周期的な給電と回生)が行われる。

0125

期間T4、T8では、連続した反転電圧供給のためのゲート信号G1a〜G4bが生成される。

0126

制御信号生成部24は、0>−in≧ref1(条件4)によって期間T4を識別し、0<−in≦ref1(条件8)によって期間T8を識別する。

0127

期間T4またはT8が識別されると、制御信号生成部24は、ゲート信号G1a〜G4bのレベルを、期間T3a、T7aと同様に設定する。

0128

このようなゲート信号G1a〜G4bに従って、期間T4及び期間T8に、それぞれ図5D図5Hに示されるような、1対の入力端子3、4と1対の第1出力端子6、7とをクロス接続するためのSW11〜14の導通状態及び第1軸巻線51の電流の経路が設定され、連続した反転電圧供給が行われる。

0129

以上、入力電圧inを第1相の出力電圧out1に変換する動作について詳細に説明した。このような動作は第2相及び第3相についても行われ、第2目標電圧ref2及び第3目標電圧ref3に従って、入力電圧inが第2相の出力電圧out2及び第3相の出力電圧out3にそれぞれ変換される。

0130

特に、入力電圧inを第1相の出力電圧out1及び第2相の出力電圧out2及び第3相の出力電圧out3に変換するためのPWM制御を行うにあたって、制御信号生成部24は、前記1対の入力端子と前記1対の第1出力端子とを接続する期間と、前記1対の入力端子と前記1対の第2出力端子とを接続する期間と、前記1対の入力端子と前記1対の第3出力端子とを接続する期間とが重複しないように、ゲート信号G1a〜G4b、G5a〜G8b、G9a〜G12bを生成してもよい。

0131

以上説明した電力変換装置1及び電力変換方法によれば、単相交流電圧である入力電圧を、マトリクススイッチを用いることにより、直流電圧を介在することなく高い効率で3相交流電圧に変換することができる。

0132

電力変換装置1で変換された3相交流電圧は、例えば、第1軸巻線51と第2軸巻線52と第3軸巻線53とが内部で電気的に接続されていない3相モータ5を駆動するために用いられる。3相モータ5及び電力変換装置1はいずれも、装置の寿命や信頼性を損なう要因となるコンデンサを用いないので、電力変換装置1と3相モータ5とを組み合わせることで、装置の寿命や信頼性を損なう要因となるコンデンサを用いない、寿命及び信頼性に優れたモータシステムが得られる。

0133

また、例えば、3相モータ203のような、3軸の巻線の端点が内部で電気的に接続された3相モータを駆動する場合、電力変換装置1による単相−3相変換では、一般的な単相−3相変換と比較して、より大きな振幅の出力電圧が得られる、つまりより大きな振幅の電圧を各軸の巻線に印加できる、ことから、次のような効果も得られる。

0134

図6A図6Bは、それぞれ、一般的なマトリクスコンバータによる単相−3相変換動作、及び電力変換装置1による単相−3相変換動作で得られる出力電圧で、3軸の巻線の端点が内部で電気的に接続された3相モータを駆動した場合の、3相の線間電圧602、603、604と入力電圧601を示すグラフである。図6A図6Bは、何れも同じ振幅の入力電圧から変換される線間電圧を示している。

0135

図6Bに示した電力変換装置1による線間電圧の振幅が、図6A示した一般的なマトリクスコンバータによる単相−3相変換で得られる出力電圧の振幅と比べて、約2倍であることがわかった。これは、3相モータを一般的なマトリクスコンバータの出力電圧で駆動した場合と比べて、同じ3相モータを電力変換装置1の出力電圧で駆動した場合に、約2倍のトルクを発生することを意味している。

0136

従って、トルクとモータの体積(巻線の量など)とが比例するとすれば、一般的なマトリクスコンバータで3相モータを駆動した場合と同じトルクを、前記3相モータの約1/2(約50%)の体積の3相モータを電力変換装置1で駆動することで発生させることができる。

0137

上述の電力変換装置1と3相モータ5とを組み合わせたモータシステムに、ベクトル制御機能を導入することで、より制御性に優れたモータシステムを構成することができる。以下では、そのようなモータシステムについて説明する。

0138

図7は、第1実施形態に係る他のモータシステムの機能的な構成の一例を示すブロック図である。

0139

図7に示されるモータシステムにおいて、3相モータ5には、ロータの逐次の回転量を示す回転角信号を出力する回転角センサ27が設けられる。電力変換装置1aは、上記で説明した電力変換装置1と比べて、スイッチコントローラ26aにおいて、回転角取得部29が追加され、目標電圧指定部23aが変更される。

0140

回転角取得部29は、回転角センサ27から出力された回転角信号を取得する。目標電圧指定部23aは、取得された回転角信号から特定されるロータの回転速度と速度指令値との誤差に基づいて、第1目標電圧ref1及び第2目標電圧ref2及び第3目標電圧ref3の振幅、周波数、位相のうちの少なくとも何れか1つを変化させるベクトル制御を行う。

0141

ベクトル制御では、具体的には、巻線電流励磁電流成分を一定に保ち、巻線電流のトルク電流成分を調整する制御が行われる。

0142

このように構成された電力変換装置1aによれば、負荷の変動によるロータの回転速度の変動を抑制し、回転速度を制御することができる。

0143

図8は、第1実施形態に係る他のモータシステムの機能的な構成の一例を示すブロック図である。

0144

図8に示されるモータシステムにおいて、電力変換装置1bは、上記で説明した電力変換装置1と比べて、電流センサ30a、30b、30cが追加されると共に、スイッチコントローラ26bにおいて、電流量取得部31が追加され、目標電圧指定部23bが変更される。

0145

電流センサ30a、30b、30cは、1対の第1出力端子6、7及び1対の第2出力端子8、9及び1対の第3出力端子10、33のそれぞれに流れる逐次の電流量を示す電流量信号を出力するセンサであり、例えばシャント抵抗であってもよい。電流量取得部31は、電流センサ30a、30b、30cから出力された信号を取得する。

0146

目標電圧指定部23bは、前記取得された逐次の電流量を用いて前記ロータの回転速度を推定し、前記推定された回転速度と速度指令値との誤差に基づいて、第1目標電圧ref1及び第2目標電圧ref2及び第3目標電圧ref3の振幅、周波数、及び位相のうちの少なくとも何れか1つを変化させる速度センサレスベクトル制御を行う。

0147

速度センサレスベクトル制御では、巻線電流の測定値を用いてロータの回転速度を推定し、推定された回転速度を用いてトルク制御が行われる。使用環境制約を受けやすい回転角センサを用いないので、過酷な(例えば、大きな振動を伴う)環境で使用されるモータの制御に適している。

0148

このように構成された電力変換装置1bによれば、回転角センサを用いずに、ロータの回転速度の変動を抑制し、回転速度を制御することができる。

0149

第1目標電圧ref1及び第2目標電圧ref2及び第3目標電圧ref3の振幅、周波数、位相を変化させた場合も、前述と同様の電力変換方法が適用できることを説明する。

0150

図9は、周波数を変化させた場合の一例として、図4で説明した第1目標電圧ref1の3倍の周波数を持つ第1目標電圧ref1を用いて前述の電力変換方法を実行した場合の各信号の波形を示すタイミングチャートである。図9は、図4と同様の表記法によって示されている。

0151

図9は、第1目標電圧ref1の周波数を図4から変化させた場合でも、図4と同様の条件によって期間T1〜T8が識別され、より高い周波数の第1目標電圧ref1に応じたゲート信号G1a〜G4bが生成できることを示している。このことは、第1目標電圧ref1の振幅や位相を変化させる場合についても同様である。

0152

(第1実施形態の変形例)
前述した実施形態では、双方向スイッチ11〜14のそれぞれを構成する2つの単方向スイッチに同一のゲート信号を用いることで、双方向スイッチ11〜14を、双方向の導通状態及び非導通状態の何れかに切り替えている。このため、1つの双方向スイッチあたり2つのゲート信号のレベルを常に同時に変化させることから、ゲート信号のレベルを変更する延べ回数が増大し、その結果、スイッチング動作(ゲート信号の生成、並び信号線及び単方向スイッチのゲート容量の充放電を含む)に比較的大きな電力消費される。このような電力消費の増大は、特にPWM制御による非反転電圧供給およびPWM制御による反転電圧供給の際に顕著になる。

0153

これに対し、1つの双方向スイッチに含まれる片方の単方向スイッチのゲート信号のレベルを固定することにより、ゲート信号の駆動に要する電力を削減することができる。以下では、そのようなゲート信号を生成する2つの変形例について説明する。

0154

第1変形例では、1つの双方向スイッチに含まれる2つの単方向スイッチのうち、入力電圧inが順方向に印加される単方向スイッチの導通状態及び非導通状態のみを切り替え、かつ入力電圧inが逆方向に印加される単方向スイッチが常時導通状態になるようにゲート信号G1a〜G8bを生成する。

0155

図10は、そのような考え方に基づいて生成されるゲート信号G1a〜G4bの波形の一例を示すタイミングチャートである。図10は、図4と同様の表記法によって示されており、さらに、ゲート信号の波形が単方向スイッチごとに区別されている。具体的には、各双方向スイッチの紙面の左側に示される単方向スイッチのゲート信号(末尾がaの信号名で示される)の波形が実線で示され、各双方向スイッチの紙面の右側に示される単方向スイッチのゲート信号(末尾がbの信号名で示される)の波形が点線で示されている。

0156

図11A図11Hは、期間T1〜T8のそれぞれにおいて、図10に示されるゲート信号G1a〜G4b応じて設定されるSW11〜14の導通状態、及び第1軸巻線51の電流の経路を示す回路図である。図11A図11Hは、図5A図5Hと同様の表記法によって示されている。

0157

図10のゲート信号G1a〜G4bは、図4のゲート信号G1a〜G4bと比べて次の点が異なっている。

0158

すなわち、期間T1〜T4において入力電圧inが逆方向に印加される、SW11の左側、SW12の右側、SW13の左側、SW14の右側の各単方向スイッチが常時導通状態になるように、ゲート信号G1a、G2b、G3a、G4bがONレベルに固定される。

0159

また、期間T5〜T8において入力電圧inが逆方向に印加される、SW11の右側、SW12の左側、SW13の右側、SW14の左側の各単方向スイッチが常時導通状態になるように、ゲート信号G1b、G2a、G3b、G4aがONレベルに固定される。

0160

さらには、期間T2、T3、T6、T7において、第1軸巻線51からの回生電流に対して逆方向となる、それぞれT2ではSW11の右側、T3ではSW13の右側、T6ではSW11の左側、T7ではSW13の左側の各単方向スイッチが常時非導通状態になるように、ゲート信号G1b、G3b、G1a、G3aがOFFレベルに固定される。

0161

図10のゲート信号G1a〜G4bによれば、図11A図11Hに示されるように、図4のゲート信号G1a〜G4bと同一の動作が実現される。しかも、PWM制御のためにレベルが変化するゲート信号は、期間T2、T3、T6、T7におけるゲート信号G2a、G4a、G2b、G4bのみである。その結果、ゲート信号のレベルを変更する延べ回数が大幅に削減され、ゲート信号を駆動するための電力が低減される。

0162

ところで、一般には、インダクタ性の負荷を駆動する電力変換装置において、特に負荷のインダクタンスが大きい場合など、電源電圧の極性が反転した後、負荷からの回生電流が、電源電圧が反転する前と同じ方向に流れ続けることがある。

0163

これを上述したモータシステムについて言えば、例えば、図11A図11Bに示されている第1軸巻線51からの回生電流が、図示とは逆方向に流れる場合があることを意味している。そのような逆流は、先行する期間において第1軸巻線51に大きな磁気エネルギー残留している場合に生じる。

0164

第1軸巻線51からの回生電流が図示とは逆方向に流れた場合、第1軸巻線51からの回生電流は、図11Aでは単相交流電源2へ還流するが、図11Bでは還流できる経路が存在しないため、SW11に非常に大きな電圧がかかり、かつ、大きな電力損失が生じる。

0165

第2変形例は、このような問題に対策すべく、負荷からの回生電流の経路を双方向の導通状態にて設けるものである。

0166

図12は、そのような考え方に基づいて生成されるゲート信号G1a〜G4bの波形の一例を示すタイミングチャートである。図12は、図10と同様の表記法によって示されている。

0167

図12のゲート信号G1a〜G4bは、図10のゲート信号G1a〜G4bと比べて、期間T2b、T3b、T6b、T7bにおいて、第1軸巻線51からの回生電流の経路がSW11、SW13を介して双方向の導通状態にて形成されるように、ゲート信号G1b、G3b、G1a、G3aがONレベルに設定される点が異なる。

0168

図12のゲート信号G1a〜G4bによれば、図13A図13Hに示されるように、図示された方向の巻線電流に対しては、図4のゲート信号G1a〜G4bと同一の動作が実現される。しかも、期間T2b、T3b、T6b、T7bにおいて、第1軸巻線51からの回生電流の経路がSW11、SW13を介して双方向の導通状態にて形成されるので、図示とは逆方向の回生電流も流すことができる。

0169

その結果、PWM制御においてゲート信号G2a、G4a、G2b、G4bに加えて、ゲート信号G1b、G3b、G1a、G3aのレベルも変化させるために、ゲート信号のレベルを変更する延べ回数が増加するが、第1軸巻線51からの回生電流を、その方向によらず、マトリクススイッチ32内で還流させて、適切に電力回生を行うことが可能になる。

0170

(第2実施形態)
第2実施形態では、前述した第1実施形態からのいくつかの変更が説明される。

0171

まず、入力電圧の絶対値が不足する期間に出力電圧を0にする(電圧供給を停止する)電力変換方法について説明する。

0172

図14図15は、そのような電力変換方法を実行するために、制御信号生成部24が生成するゲート信号G1a〜G4bの波形の一例を示すタイミングチャートである。図14及び図15のゲート信号G1a〜G4bは、それぞれ図10及び図12のゲート信号G1a〜G4bの一部を変更して構成されている。

0173

図14のゲート信号G1a〜G4bは、図10のゲート信号G1a〜G4bと比べて、入力電圧inの絶対値の瞬時値が第1目標電圧ref1の絶対値の瞬時値以下である期間T1、T4、T5、T8においてゲート信号G2a、G4a、G2b、G4bがOFFレベルに固定される点のみが異なる。つまり、図14のゲート信号G1a〜G4bは、期間T1、T4、T5、T8において、PWM周期の回生期間である期間T2b、T3b、T6b、T7bと同一のレベルに設定される。その結果、電圧供給が停止され、第1相の出力電圧out1は0となる。

0174

図14のゲート信号G1a〜G4bによれば、期間T1、T4、T5、T8において、それぞれ図11B、11D、11F、11Hに示されるようなSW11〜14の導通状態及び第1軸巻線51の電流の経路が設定され、第1軸巻線51からの回生電流をマトリクススイッチ32内で還流させる電力回生が行われる。

0175

図15のゲート信号G1a〜G4bは、図12のゲート信号G1a〜G4bと比べて、入力電圧inの絶対値の瞬時値が第1目標電圧ref1の絶対値の瞬時値以下である期間T1、T4、T5、T8において、ゲート信号G2a、G4a、G2b、G4bがOFFレベルに固定されるとともに、ゲート信号G1b、G3b、G1a、G3aがONレベルに固定される点のみが異なる。つまり、図15のゲート信号G1a〜G4bは、期間T1、T4、T5、T8において、PWM周期の回生期間である期間T2b、T3b、T6b、T7bと同一のレベルに設定される。その結果、電圧供給が停止され、第1相の出力電圧out1は0となる。

0176

図15のゲート信号G1a〜G4bによれば、期間T1、T4、T5、T8において、それぞれ図13B、13D、13F、13Hに示されるようなSW11〜14の導通状態及び第1軸巻線51の電流の経路が設定され、第1軸巻線51からの回生電流をマトリクススイッチ32内で還流させる電力回生が行われる。

0177

以上説明した電力変換方法によれば、入力電圧の絶対値が不足する期間に出力電圧を0にして電圧供給を停止するので、入力電圧を供給する電源(配線などの抵抗を含む)への過剰な負荷を回避して、入力電圧の変動を抑制できる。さらに、入力電圧が0Vとなるタイミングを正確に推定する必要がなくなるために、入力電圧の電位差を正確に計算できる図1Bの回路でなくセンサの少ない図1Aの回路でも、誤動作を生じにくくなる。

0178

次に、複数の双方向スイッチの間でスイッチング回数を平準化する電力変換方法について説明する。

0179

図16は、そのような電力変換方法を実行するために、制御信号生成部24が生成するゲート信号G1a〜G4bの波形の一例を示すタイミングチャートである。図16のゲート信号G1a〜G4bは、図14のゲート信号G1a〜G4bの一部を変更して構成されている。

0180

図16のゲート信号G1a〜G4bは、図14のゲート信号G1a〜G4bと比べて、期間T5、T6において、ゲート信号G2bのレベルを変化させるのを止めて、代わりにゲート信号G3aのレベルを変化させ、期間T7、T8において、ゲート信号G4bのレベルを変化させるのを止めて、代わりにゲート信号G1aのレベルを変化させる点のみが異なる。

0181

図17A図17Dは、期間T5〜T8のそれぞれにおいて、図16に示される第1制御信号G1a〜G4b応じて設定される双方向スイッチ11〜14の導通状態、及び第1軸巻線51の電流の経路を示す回路図である。

0182

図16のゲート信号G1a〜G4bによれば、期間T6a、期間T5、T6b、期間T7a、期間T7b、T8において、それぞれ図17A、17B、17C、17Dに示されるようなSW11〜14の導通状態及び第1軸巻線51の電流の経路が設定される。

0183

その結果、PWM制御による非反転電圧供給(周期的な給電と回生)が、期間T2と期間T6とで異なるSW12、SW13のスイッチングにより行われ、PWM制御による反転電圧供給(周期的な給電と回生)が、期間T3と期間T7とで異なるSW14、SW11のスイッチングにより行われる。

0184

上述した電力変換方法によれば、双方向スイッチ11〜14のスイッチング回数が平準化されることで、双方向スイッチ11〜14の発熱が平準化されることから、双方向スイッチ11〜14の局所的な過熱による定格電力の抑制や信頼性の低下といった不利を軽減できる。

0185

双方向スイッチのスイッチング回数を平準化する電力変換方法は、負荷からの回生電流の経路を双方向の導通状態にて設ける電力変換方法と組み合わせることもできる。

0186

図18は、そのような電力変換方法を実行するために、制御信号生成部24が生成するゲート信号G1a〜G4bの波形の一例を示すタイミングチャートである。図18のゲート信号G1a〜G4bは、図16のゲート信号G1a〜G4bの一部を変更して構成されている。

0187

図18のゲート信号G1a〜G4bは、図16のゲート信号G1a〜G4bと比べて、期間T2b、T3bにおいて、第1軸巻線51からの回生電流の経路がSW11、SW13を介して双方向の導通状態にて形成されるように、ゲート信号G1b、G3bがONレベルに設定される点、及び期間T6b、T7bにおいて、第1軸巻線51からの回生電流の経路がSW12、SW14を介して双方向の導通状態にて形成されるように、ゲート信号G4b、G2bがONレベルに設定される点が異なる。

0188

図18のゲート信号G1a〜G4bによれば、図19A図19Hに示されるように、図4のゲート信号G1a〜G4bと同一の動作が実現される。しかも、第1軸巻線51からの回生電流の経路が、期間T2b、T3bにはSW11、SW13を介して双方向の導通状態にて形成され、また期間T6b、T7bにはSW12、SW14を介して双方向の導通状態にて形成される。

0189

その結果、双方向スイッチ11〜14のスイッチング回数が平準化されるとともに、第1軸巻線51からの回生電流を、その方向によらず、マトリクススイッチ32内で還流させることが可能になる。

0190

以上、本発明の電力変換装置について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態に施し、また、複数の実施の形態における各構成要素を任意に組み合わせて得られる形態も本発明の範囲内に含まれる。

0191

本発明は単相交流電源を3相交流電源に変換する電力変換装置に適用され、特には、3相モータの駆動に利用することができる。

0192

1、1a、1b電力変換装置
2単相交流電源
3、4入力端子
53相モータ
6、7 第1出力端子
8、9 第2出力端子
10、33 第3出力端子
11〜14 第1双方向スイッチ
15〜18 第2双方向スイッチ
19〜22 第3双方向スイッチ
23、23a、23b目標電圧指定部
24制御信号生成部
25ドライバ
26、26a、26bスイッチコントローラ
27回転角センサ
29回転角取得部
30a、30b、30c電流センサ
31電流量取得部
32マトリクススイッチ
51 第1軸巻線
52 第2軸巻線
53 第3軸巻線
54ロータ
56、57 第1受電端子
58、59 第2受電端子
60、61 第3受電端子
200マトリクスコンバータ
201 単相交流電源
202a〜202f 双方向スイッチ
203 3相モータ
204 大小判別手段
205 制御手段
300コンデンサモータ
301交流電源
302、303巻線
304コンデンサ
M1〜M4 IGBT
M5 GaNHFET
D1、D2ダイオード
G1a〜G4b 第1制御信号(ゲート信号)
G5a〜G8b 第2制御信号(ゲート信号)
G9a〜G12b 第3制御信号(ゲート信号)
601入力電圧
602線間電圧(第1軸電圧−第2軸電圧)
603 線間電圧(第2軸電圧−第3軸電圧)
604 線間電圧(第3軸電圧−第1軸電圧)

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