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図面 (16)

課題・解決手段

周波数が高くても容易に奇数次高調波を抑制することが出来る電力増幅器を提供すること。この電力増幅器は、所定電流を流すn個(nは3以上の自然数)の電流源と、前記n個の電流源の電流経路をそれぞれ開閉するn個のスイッチと、前記n個のスイッチをそれぞれオンオフするn個のタイミング信号を出力するタイミング信号生成部と、を具備し、前記n個のタイミング信号は、デューティー比が互いに同一、且つ、位相が互いに異なる信号であり、前記n個の電流源に流れる電流に基づき電力増幅された信号を出力する構成を採る。

概要

背景

例えばアンテナから電波放射するために大振幅の信号を出力する回路として電力増幅器がある。

以前より、電力増幅器としては、図10に示すように、Nチャネル形MOSトランジスタ801とインダクタ802と帯域フィルタ803とで構成され、入力信号パルス波を用いた回路が広く利用されている。しかしながら、この構成では電力増幅器の出力はパルス波形に近く高調波成分を含む信号になる。

また、これとは別に、図11に示すように、Nチャネル形MOSトランジスタ902とPチャネル形MOSトランジスタ901とで構成されるインバータを用いたパルス型電力増幅器がある。この構成でも、出力に高調波が発生する。

従来、特に奇数次高調波を抑制するため、複数の増幅器入力パルス波のデューティー比位相とをそれぞれ独立に設定し、複数の増幅器の出力を合成する電力増幅器が提案されている(例えば、特許文献1参照)。

図12は、特許文献1に記載された電力増幅器の回路図であり、図13は、図12の電力増幅器の各部の信号波形を示すタイミングチャートである。図12の電力増幅器は、Nチャネル形MOSトランジスタ1001とPチャネル形MOSトランジスタ1002とで構成されるインバータの出力と、Nチャネル形MOSトランジスタ1003とPチャネル形MOSトランジスタ1004とで構成されるインバータの出力から、出力信号を合成している。図13に示すように、各部へのタイミング信号A10、B10、C10はデューティー比と位相とがそれぞれ独立に設定され、これにより出力波形正弦波に近づけて奇数次高調波を抑制する。

概要

周波数が高くても容易に奇数次高調波を抑制することが出来る電力増幅器を提供すること。この電力増幅器は、所定電流を流すn個(nは3以上の自然数)の電流源と、前記n個の電流源の電流経路をそれぞれ開閉するn個のスイッチと、前記n個のスイッチをそれぞれオンオフするn個のタイミング信号を出力するタイミング信号生成部と、を具備し、前記n個のタイミング信号は、デューティー比が互いに同一、且つ、位相が互いに異なる信号であり、前記n個の電流源に流れる電流に基づき電力増幅された信号を出力する構成を採る。

目的

本発明の目的は、周波数が高くても容易に奇数次高調波を抑制することが出来る電力増幅器を提供する

効果

実績

技術文献被引用数
1件
牽制数
0件

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請求項1

所定電流を流すn個(nは3以上の自然数)の電流源と、前記n個の電流源の電流経路をそれぞれ開閉するn個のスイッチと、前記n個のスイッチをそれぞれオンオフするn個のタイミング信号を生成する信号生成部と、を具備し、前記n個のタイミング信号は、デューティー比が互いに同一、且つ、位相が互いに異なる信号であり、前記n個の電流源に流れる電流に基づき電力増幅された信号を出力する電力増幅器

請求項2

前記n個の電流源は、基準電流を流す基準電流源と、前記基準電流を転写するn個のカレントミラー回路と、を具備する、請求項1記載の電力増幅器。

請求項3

前記n個のスイッチは、n個のMOSトランジスタである、請求項1記載の電力増幅器。

請求項4

前記nは3であり、前記n個のタイミング信号は、0度、45度、90度に位相がそれぞれずれた信号である、請求項1記載の電力増幅器。

請求項5

前記nは3であり、前記n個の電流源の電流値の比は、1:21/2:1である、請求項1記載の電力増幅器。

請求項6

前記n個のスイッチである前記n個のMOSトランジスタは、チャネル長Lが一定で、且つ、チャネル幅Wが、対応する前記n個の電流源の電流値にそれぞれ比例したサイズである、請求項3記載の電力増幅器。

請求項7

前記n個のMOSトランジスタのうち、他よりサイズが小さな1つまたは複数のMOSトランジスタとゲート端子がそれぞれ結合される1つまたは複数の負荷調整用MOSトランジスタを具備し、前記1つまたは複数の負荷調整用MOSトランジスタは、ドレインおよびソースが前記ドレインおよび前記ソース間に電流を流さない接続とされ、前記n個のMOSトランジスタのゲート端子の負荷が、前記負荷調整用MOSトランジスタのゲート負荷の加算により、ほぼ同一にされている、請求項6記載の電力増幅器。

請求項8

前記n個は6以上の偶数であり、前記n個の電流源、前記n個のスイッチ、および、前記n個のタイミング信号を、半分の第1グループと、残り半分の第2グループとに分類した場合、前記第1グループと前記第2グループとが逆位相で動作し、前記第1グループのn/2個の電流源を流れる合算電流と、前記第2グループのn/2個の電流源を流れる合算電流との差分により電力増幅された信号を出力する、請求項1記載の電力増幅器。

請求項9

前記n個の電流源は、第1グループの3個の電流源、および、第2グループの3個の電流源からなり、前記n個のスイッチは、前記第1グループの3個の電流源に対応する第1グループの3個のスイッチ、および、前記第2グループの3個の電流源に対応する第2グループの3個のスイッチからなり、前記n個のタイミング信号は、前記第1グループの3個のスイッチに対応する第1グループの3個のタイミング信号、および、前記第2グループの3個のスイッチに対応する第2グループの3個のタイミング信号からなり、前記第1グループの3個の電流源の電流値の比は、1:21/2:1であり、前記第2グループの3個の電流源の電流値の比は、1:21/2:1であり、前記第1グループの3個のタイミング信号は、0度、45度、90度に位相がそれぞれずれた信号であり、前記第2グループの3個のタイミング信号は、180度、225度、270度に位相がそれぞれずれた信号であり、前記第1グループの3個の電流源を流れる合算電流と、前記第2グループの3個の電流源を流れる合算電流との差分により電力増幅された信号を出力する、請求項1記載の電力増幅器。

請求項10

所定電流を流す高調波抑制用電流源と、前記高調波抑制用電流源の電流経路を開閉する高調波抑制用スイッチと、前記高調波抑制用スイッチをオン/オフする高調波抑制用タイミング信号を生成する信号生成部と、前記高調波抑制用タイミング信号は、前記タイミング信号より周波数が2倍であり、前記高調波抑制用電流源の電流が出力に加算される、請求項1記載の電力増幅器。

請求項11

前記高調波抑制用タイミング信号の位相は、前記電力増幅された信号に含まれる高調波を抑制する位相に設定されている、請求項10記載の電力増幅器。

請求項12

前記複数の高調波抑制用電流源および前記複数の高調波抑制用スイッチのうち動作させる個数を選択的に切り替え可能な個数切替手段と、を具備する請求項10に記載の電流増幅器

技術分野

0001

本発明は、電力増幅器に関する。

背景技術

0002

例えばアンテナから電波放射するために大振幅の信号を出力する回路として電力増幅器がある。

0003

以前より、電力増幅器としては、図10に示すように、Nチャネル形MOSトランジスタ801とインダクタ802と帯域フィルタ803とで構成され、入力信号パルス波を用いた回路が広く利用されている。しかしながら、この構成では電力増幅器の出力はパルス波形に近く高調波成分を含む信号になる。

0004

また、これとは別に、図11に示すように、Nチャネル形MOSトランジスタ902とPチャネル形MOSトランジスタ901とで構成されるインバータを用いたパルス型電力増幅器がある。この構成でも、出力に高調波が発生する。

0005

従来、特に奇数次高調波を抑制するため、複数の増幅器入力パルス波のデューティー比位相とをそれぞれ独立に設定し、複数の増幅器の出力を合成する電力増幅器が提案されている(例えば、特許文献1参照)。

0006

図12は、特許文献1に記載された電力増幅器の回路図であり、図13は、図12の電力増幅器の各部の信号波形を示すタイミングチャートである。図12の電力増幅器は、Nチャネル形MOSトランジスタ1001とPチャネル形MOSトランジスタ1002とで構成されるインバータの出力と、Nチャネル形MOSトランジスタ1003とPチャネル形MOSトランジスタ1004とで構成されるインバータの出力から、出力信号を合成している。図13に示すように、各部へのタイミング信号A10、B10、C10はデューティー比と位相とがそれぞれ独立に設定され、これにより出力波形正弦波に近づけて奇数次高調波を抑制する。

先行技術

0007

国際公開第2008/032782号

発明が解決しようとする課題

0008

しかしながら、図12の電力増幅器では、高調波抑制のためにデューティー比の異なる複数のタイミング信号A10、B10、C10を生成するタイミング生成回路が必要になる。タイミング生成回路は、特許文献1に記載されているように、AND回路またはOR回路などの論理回路を組み合わせた回路となる。このため、タイミング生成回路では、信号の周波数が高くなるほど、素子配線による遅延の影響が大きくなり、タイミング信号の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミングが理想よりずれてしまう。したがって、図12の電力増幅器は、タイミング信号のずれにより奇数次高調波の抑圧量劣化するという課題を有していた。

0009

本発明の目的は、周波数が高くても容易に奇数次高調波を抑制することが出来る電力増幅器を提供することである。

課題を解決するための手段

0010

本発明の一態様に係る電力増幅器は、所定電流を流すn個(nは3以上の自然数)の電流源と、前記n個の電流源の電流経路をそれぞれ開閉するn個のスイッチと、前記n個のスイッチをそれぞれオンオフするn個のタイミング信号を出力するタイミング信号生成部と、を具備し、前記n個のタイミング信号は、デューティー比が互いに同一、且つ、位相が互いに異なる信号であり、前記n個の電流源に流れる電流に基づき電力増幅された信号を出力する構成を採る。

発明の効果

0011

本発明によれば、n個のタイミング信号のデューティー比が同一となるので、周波数が高くても容易に奇数次高調波を抑制することができる。

図面の簡単な説明

0012

本発明の実施の形態1における電力増幅器の構成図
本発明の実施の形態1における電力増幅器の動作を示すタイミングチャート
本発明の実施の形態1における電力増幅器の概念
本発明の実施の形態1の変形例の構成図
図4MOSトランジスタのサイズを説明する模式図
本発明の実施の形態2における電力増幅器の構成図
本発明の実施の形態2における電力増幅器の動作を示すタイミングチャート
本発明の実施の形態3における電力増幅器の構成図
本発明の実施の形態3における電力増幅器の動作を示すタイミングチャート
従来の電力増幅器の構成図
従来のインバータ型電力増幅器の第1例の構成図
従来のインバータ型電力増幅器の第2例の構成図
従来のインバータ型電力増幅器の第2例の動作を示すタイミングチャート
本発明の実施の形態4における電力増幅器の構成図
本発明の実施の形態4における微調整回路の構成図

実施例

0013

以下、本発明の各実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

0014

(実施の形態1)
図1は、本発明の実施の形態1における電力増幅器の構成図である。

0015

図1に示すように、本実施の形態1の電力増幅器は、基準電流源108、カレントミラー回路を構成する複数のNMOSトランジスタ(N-channel Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)100〜103と、スイッチとしての複数のNMOSトランジスタ104〜107と、プルアップ用のコイル109と、帯域通過フィルタ110と、タイミング信号生成部114とを備えている。そして、電力増幅器は、出力端子がアンテナ111に接続されて、アンテナ111へ大振幅の電流出力を行う。

0016

図1において、基準電流源108とNMOSトランジスタ100、101、102、103とはカレントミラー回路を構成する。基準電流源108は、例えば定電流源である。NMOSトランジスタ101、102、103は、ドレインソース間に一定以上の電圧印加されているときに、転写元のNMOSトランジスタ100に流れる電流を所定のミラー比転写して自らに流す。これらの3組のカレントミラー回路((100、101)、(100、102)、(100、103))が、3個の電流源に相当する。

0017

NMOSトランジスタ101、102、103は、各ドレイン端子がコイル109のプルアップ端子と帯域通過フィルタ110の入力端子とに接続されている。帯域通過フィルタ110の他端が電力増幅器の出力端子であり、この出力端子がアンテナ111に接続されている。

0018

NMOSトランジスタ105、106、107は、スイッチであり、タイミング信号生成部114から送られるタイミング信号A、B、Cによりオン/オフする。NMOSトランジスタ105、106、107は、転写電流を流すNMOSトランジスタ101、102、103のソース端子グラウンドとの間にそれぞれ接続されて、これらの電流経路を開閉する。転写元の回路のNMOSトランジスタ104は、転写先と転写元との特性を同一にするためのダミーのスイッチであり、常時オンにされる。

0019

NMOSトランジスタ101、102、103は、自らに流れる電流の比が1:21/2:1になるように、NMOSトランジスタ101、102、103のW/L比を1:21/2:1に形成される。ここで、Wはトランジスタゲート幅、Lはゲート長を表す。

0020

タイミング信号生成部114は、スイッチであるNMOSトランジスタ105、106、107をオン/オフするタイミング信号A、B、Cを生成する。タイミング信号生成部114は、入力信号に応じてタイミング信号A、B、Cの周波数を変調することで、電力増幅器の出力電流の周波数が変調する。

0021

コイル109は、直流的に十分に抵抗が小さく、高周波的に十分に抵抗が大きいものである。電力増幅器の動作中、コイル109は、電源ラインDDから回路に直流電流を供給する。NMOSトランジスタ101、102、103に流れる合算された出力電流ITは、直流成分のみコイル109を流れ、高周波成分は帯域通過フィルタ110を介してアンテナ111に出力される。

0022

図2は、実施の形態1の電力増幅器の動作を示すタイミングチャートである。

0023

図2のように、タイミング信号A、タイミング信号B、タイミング信号Cは、すべてデューティー比が50%であり、位相のみが45度ずつずれた信号である。例えば、タイミング信号Aは位相0度、タイミング信号Bは位相−45度、タイミング信号Cは位相−90度で立ち上がる信号である。タイミング信号A、タイミング信号B、タイミング信号Cは、ハイレベル電圧値も等しい。

0024

NMOSトランジスタ101、102、103のドレイン端子にそれぞれ流れる出力電流IA、IB、ICは、タイミング信号A、B、Cがハイレベル期間に、所定の電流値となる波形になる。前述のように、NMOSトランジスタ101、102、103のW/L比を1:21/2:1に設定しているので、出力電流IA、IB、ICの大きさは1:21/2:1になる。

0025

出力電流ITは、出力電流IA、IB、ICを合算した電流であり、高周波成分が帯域通過フィルタ110を介してアンテナ111に出力される。出力電流IA、IB、ICの3次および5次高調波の関係は、タイミング信号A、タイミング信号B、タイミング信号Cの位相を45度ずらしているため、出力電流IAと出力電流ICを足した電流と、出力電流IBの関係が逆相になる。また、出力電流IBの振幅は出力電流IAの21/2倍なので、出力電流IAと出力電流ICを足した電流の振幅に等しくなる。よって、出力電流IA、IB、ICの3次および5次高調波は互いに打ち消される。出力電流ITの波形をスペクトルで見ると、3次と5次の高調波成分が抑圧されていることが分かる。

0026

以上のように、本実施の形態1の電力増幅器によれば、同一のデューティー比で位相をずらした複数のタイミング信号A、B、Cを使い、奇数次高調波が抑制された出力電流ITを得ることができる。よって、デューティー変換回路が必要でないため、回路規模が小さくなり、位相誤差も小さくなるので、高い周波数でも容易に奇数次高調波を抑制することが出来る。

0027

また、本実施の形態1の電力増幅器は、オープンドレインの構成となるので、出力信号の電圧振幅を大きく設定することで大電力を出力することができる。

0028

なお、図1で具体的に示した構成は様々な変更が可能である。

0029

図3は、本発明の実施の形態1における電力増幅器の概念図を示す。

0030

例えば、図1の電力増幅器では、3個の電流源として、3組のカレントミラー回路((100、101)、(100、102)、(100、103))を用いているが、図3に示すように、同様の機能を有する様々な電流源301、302、303を用いてもよい。また、図1の電力増幅器では、3個のスイッチとして、3個のNMOSトランジスタ105、106、107を用いているが、例えばバイポーラトランジスタなど同様の機能を有する様々な素子304、305、306を用いてもよい。

0031

図4は、実施の形態1の変形例の電流増幅器の構成図である。

0032

さらに、図1の電力増幅器では、基準電流源108の電流量が固定であると説明したが、図4に示すように、電流値制御信号により基準電流源108の電流量を調整できるようにしてもよい。この構成により、出力電流Tの振幅を変化させることが可能となる。振幅の変化は、信号レベル切り替え、または、送信信号振幅変調に使用することができる。

0033

図5は、図4のNMOSトランジスタのサイズを説明する模式図である。

0034

また、図1の電力増幅器において、スイッチであるNMOSトランジスタ104、105、106、107は、それぞれに流れる電流の電流密度を同じにするため、電流値の比に合わせてチャネルのサイズを設計するとよい。例えば、図5に示すように、電流値の比1:21/2:1に合わせて、NMOSトランジスタ105、106、107のゲート幅W1、W2、W3を1:21/2:1(ゲート長は一定)にするとよい。

0035

ただし、この構成を採用した場合、スイッチであるNMOSトランジスタ105、106、107のゲート負荷寄生容量)が一定とならない。このため、同一条件でタイミング信号A、B、Cを生成した場合、タイミング信号A、B、Cの立上りおよび立下りの波形に変化が生じて、NMOSトランジスタ105、106、107のオン/オフのタイミングに誤差が生じる恐れがある。

0036

そこで、このタイミング誤差を防ぐために、図5の構成を採用するとよい。図5の構成は、サイズの小さなNMOSトランジスタ105、107に対応させて、サイズの差を埋める大きさの負荷調整用MOSトランジスタ112、113を有する構成である。そして、NMOSトランジスタ105、107と負荷調整用MOSトランジスタ112、113とのゲート端子がそれぞれ接続されている。さらに、負荷調整用MOSトランジスタ112、113のソース端子およびドレイン端子は同電位点(例えばグラウンド)に接続され、負荷調整用MOSトランジスタ112、113には電流が流れないようにしている。

0037

負荷調整用MOSトランジスタ112、113のゲート幅W4、W5は、例えばゲート長をNMOSトランジスタ105、106、107と同一として、W1+W4≒W2≒W3+W5のように設定すればよい。

0038

このような構成により、タイミング信号生成部114から見た、NMOSトランジスタ105、106、107の3つのゲート線の負荷(容量)が、ほぼ等しくなる。そして、同一条件で生成したタイミング信号A,B,Cにより、タイミング誤差なくNMOSトランジスタ105、106、107をオン/オフすることが可能となる。

0039

(実施の形態2)
図6は、本発明の実施の形態2の電力増幅器の構成図である。図6において、図1と同様の構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。

0040

実施の形態2の電力増幅器は、図6に示すように、図1と同様の構成に加えて、図1の回路の一部である非反転部(第1グループに相当)120と同様の構成であり逆位相で動作する反転部(第2グループに相当)430と、コンデンサ410、419、および、バラン420とを有する。

0041

反転部430は、カレントミラー回路を構成する3つのNMOSトランジスタ401、402、403と、スイッチである3つのNMOSトランジスタ405、406、407と、プルアップ用のコイル418とから構成される。これらは逆位相で動作する点を除いて、非反転部120と同様の構成である。

0042

転写元の基準電流を流す基準電流源108およびNMOSトランジスタ100は、反転部430と非反転部120とで共通にされている。すなわち、反転部430で電流源となるNMOSトランジスタ401、402、403のゲート端子は、基準電流を流すNMOSトランジスタ100のゲート端子に接続されている。

0043

コンデンサ410、419は、非反転部120と反転部430との両方の出力端子を、高周波的に接続する。コンデンサ410、419を結ぶ信号線に、非反転部120の出力電流T4aと、反転部430の出力電流T4bとの差動電流の高周波成分が流れる。非反転部120と反転部430との両方の出力端子にコンデンサ410、419をそれぞれ接続しているのは、非反転部120と反転部430との構成を対称的にするためである。

0044

バラン(平衡-不平衡変換器)420は、非反転部120と反転部430の差動電流を流す信号線と、帯域通過フィルタ110の入力信号線とを高周波的に結合して、非反転部120および反転部430の出力信号を帯域通過フィルタ110へ送る。

0045

タイミング信号生成部114は、非反転部120のNMOSトランジスタ105、106、107をオン/オフするタイミング信号A、B、Cと、反転部430のNMOSトランジスタ405、406、407をオン/オフするタイミング信号D、E、Fとを生成する。

0046

図6の回路の具体的な接続および構成は、次のごとくである。

0047

NMOSトランジスタ401、402、403のドレイン端子は、電源ラインVDDに一方の端子が接続されたプルアップ用のコイル418の他方の端子と、コンデンサ419の一方の端子とに接続される。コンデンサ419の他方の端子はバラン420の平衡側の一方の端子に接続される。バラン420の平衡側の他方の端子には、NMOSトランジスタ101、102、103のドレイン端子に一方の端子が接続されたコンデンサ410の他方の端子が接続される。

0048

また、バラン420の不平衡側の端子には帯域通過フィルタ110の入力端子が接続され、帯域通過フィルタ110の出力端子にはアンテナ111が接続される。

0049

さらに、NMOSトランジスタ101、102、103、401、402、403は、自らを流れる電流比が、1:21/2:1:1:21/2:1になるように、W/L比が1:21/2:1:1:21/2:1に形成される。ここで、Wはトランジスタのゲート幅、Lはゲート長を表す。

0050

図7は、実施の形態2の電力増幅器の動作を示すタイミングチャートである。

0051

タイミング信号A、タイミング信号B、タイミング信号C、タイミング信号D、タイミング信号E、タイミング信号Fは、すべてデューティー比が50%であり、且つ、位相関係は次のようになる。

0052

タイミング信号Aの位相=タイミング信号Bの位相+45度=タイミング信号Cの位相+90度
タイミング信号Dの位相=タイミング信号Eの位相+45度=タイミング信号Fの位相+90度
タイミング信号Aの位相=タイミング信号Dの位相+180度
タイミング信号Bの位相=タイミング信号Eの位相+180度
タイミング信号Cの位相=タイミング信号Fの位相+180度

0053

タイミング信号A、タイミング信号B、タイミング信号C、タイミング信号D、タイミング信号E、タイミング信号F、はNMOSトランジスタ105、106、107、405、406、407をオン/オフするための信号であり、順に位相が45度ずつずれている。例えば、タイミング信号Aは0度、タイミング信号Bは−45度、タイミング信号Cは−90度、タイミング信号Dは−180度、タイミング信号Eは−225度、タイミング信号Fは−270度と位相がずれている。

0054

NMOSトランジスタ101、102、103、401、402、403のドレイン端子に流れる電流は、図7に示すように、出力電流IA、出力電流IB、出力電流IC、出力電流ID、出力電流IE、出力電流IFのような波形になる。前述のようにNMOSトランジスタのW/L比を1:21/2:1:1:21/2:1に設定しているので、電流も1:21/2:1:1:21/2:1になる。

0055

出力電流T4aはNMOSトランジスタ101、102、103の電流を足し合わせたものであり、出力電流T4bはNMOSトランジスタ401、402、403の電流を足し合わせたものである。

0056

出力電流T4cはバラン420で平衡から不平衡の信号に変換された後の波形である。出力電流T4cの波形をスペクトルで見ると、実施の形態1と同様に3次と5次の高調波成分が抑圧されており、さらに差動化によって偶数次の高調波成分が抑圧されている。

0057

以上のように、実施の形態2の電力増幅器によれば、奇数次の高調波成分に加えて、差動化によって、偶数次の高調波成分も抑圧することができる。さらに、互いに逆位相で動作する非反転部120と反転部430とを同一構成としているので、これらの間の素子の相対ばらつきが小さくなり、これにより、偶数次の高調波成分を良好に抑圧することができる。

0058

また、実施の形態2の電力増幅器によれば、差動化により、NMOSトランジスタとPMOS(Pチャネル形MOS)トランジスタを使うインバータ型の電力増幅器と比べて、大電力の出力が可能である。

0059

なお、実施の形態2の電力増幅器においても、図4および図5に示した変形例を同様に適用することが可能であり、この適用により同様の効果が得られる。

0060

(実施の形態3)
図8は、本発明の実施の形態3の電力増幅器の構成図である。図8において、図1と同様の構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。

0061

実施の形態3の電力増幅器は、図1と同様の構成に加えて、二次の高調波成分を抑制するための高調波抑制回路610を付加したものである。

0062

高調波抑制回路610は、複数組のNMOSトランジスタ612、613、614、615、および、スイッチ群621から構成される。NMOSトランジスタ612、613、614、615、および、スイッチ群621のスイッチ616、617は、図8では2組のみ描いているが、4組、8組、16組、32組など、多数組設けられてもよい。また、1組のみとしてもよい。

0063

NMOSトランジスタ(高調波抑制用電流源に相当)612、613は、基準電流が流れるNMOSトランジスタ100と互いのゲート端子が接続されて、カレントミラー回路を構成する。NMOSトランジスタ614、615は、高調波抑制用に補正的な電流を流すものであり、この電流値はNMOSトランジスタ101、102、103に流れる電流と比較して小さい。

0064

NMOSトランジスタ(高調波抑制用スイッチに相当)614、615は、電流源となるNMOSトランジスタ612、613それぞれのソース端子とグラウンドとの間に接続され、この電流経路を開閉するスイッチとして機能する。

0065

スイッチ群(個数切替手段に相当)621は、複数組のNMOSトランジスタ612、613、614、615の作動と非作動とを個別的に切り替える複数のスイッチ616、617を備えている。具体的には、スイッチ616、617は、NMOSトランジスタ614、615のゲート端子にタイミング信号Kを送る信号線をそれぞれ開閉する。複数のスイッチ616、617は、スイッチ切替制御信号により切り替えられる。なお、スイッチ616、617が開いているときは、NMOSトランジスタ614、615のゲート端子をグランドに接続し、ゲート端子の電圧が不定にならないようにする。

0066

タイミング信号生成部114は、タイミング信号A〜Cに加えて、タイミング信号Kを生成する。タイミング信号生成部114は、タイミング信号Kを高調波抑制回路610に出力する。タイミング信号Kは、高調波抑制用タイミング信号に相当する。

0067

高調波抑制回路610の具体的な接続および構成は、次のごとくである。

0068

NMOSトランジスタ612、613のドレイン端子は、帯域通過フィルタ110の入力端子に接続される。NMOSトランジスタ612、613に流れる出力電流IG、IHは、NMOSトランジスタ101、102、103の合算された出力電流(IA+IB+IC)に加算されて、電力増幅器の出力電流T6を補正する。

0069

高調波抑制回路610の複数のNMOSトランジスタ612、613に流れる電流は、例えば、順に2のべき乗で大きくなるように設定される。例えば4個の場合、1:2:4:8で大きくなるように設定される。このような設定とすることで、複数のNMOSトランジスタ612、613の作動/非作動を個別に切り替えることで、高調波抑制回路610から出力電流T6に加えられる電流値を一定間隔多段に切り替えることができる。

0070

複数のNMOSトランジスタ612、613のW/L比は、順に2のべき乗で大きくなる比に設定される。NMOSトランジスタ612、613のW/L比は、電力増幅器の出力電流の大部分を出力するNMOSトランジスタ101、102、103のW/L比と独立して設定される。すなわち、図9電流振幅Y、Sは独立して設定される。なお、電流振幅Sは、電流振幅Yに対して十分に小さい。

0071

NMOSトランジスタ612、613をオン/オフするタイミング信号G、Hは、スイッチ616、617の切り替えによって、出力/停止が選択される。この切替により、高調波抑制回路610により補正される電流量を変化させて、各時点または個々の装置ごとにばらつく二次高調波含有量に応じて、高調波を除去する電流量を選択することができる。例えば、複数のNMOSトランジスタ612、613が4個ある場合、4ビットのスイッチ切替制御信号により、高調波抑制回路610の補正電流を24段階で切り替えることができる。

0072

タイミング信号G、Hは、タイミング信号生成部114で生成されたタイミング信号Kがスイッチ616、617を通過してNMOSトランジスタ614、615のゲート端子に送られる信号である。よって、これらのタイミング信号G、Hはそれぞれ同相の信号となる。

0073

図9は、実施の形態3における電力増幅器の動作を示すタイミングチャートである。

0074

タイミング信号A、タイミング信号B、タイミング信号C、タイミング信号G、および、タイミング信号Hは、NMOSトランジスタ105、106、107、614、615をオン/オフするための信号であり、振幅は同じであるが、位相と周波数が違う

0075

タイミング信号A、タイミング信号B、および、タイミング信号Cは、周波数が同一で、順に位相が45度ずつずれた信号である。

0076

タイミング信号G、Hは、互いに同位相でデューティー比が50%の信号である。タイミング信号Gおよびタイミング信号Hの位相は、出力電流IGと出力電流IHが出力電流IAと出力電流IBと出力電流ICを足し合わせた信号の2倍の高調波の逆の位相になるように設定される。

0077

例えば、タイミング信号Aの立上り位相は0度、タイミング信号Bの立上り位相は−45度、タイミング信号Cの立上り位相は−90度、タイミング信号Gの立上り位相は0度、タイミング信号Hの立上り位相は0度である。

0078

タイミング信号Gとタイミング信号Hとの周波数は、タイミング信号A、タイミング信号Bおよびタイミング信号Cの周波数の2倍である。

0079

NMOSトランジスタ101、102、103、612、613のドレイン端子に流れる出力電流IA、出力電流IB、出力電流IC、出力電流IG、出力電流IHは、図9のような波形になる。NMOSトランジスタ101、102、103、612、613のW/L比は、Y:(21/2×Y):Y:S:(2×S)に設定しているので、電流もY:(21/2×Y):Y:S:(2×S)になる。ここで、Y値とS値とは独立して設定される。

0080

出力電流T6は、NMOSトランジスタ101、102、103、612、613の電流を足し合わせた波形である。出力電流T6の波形をスペクトルで見ると、実施の形態1と同様に3次と5次の高調波成分が抑圧されており、さらに2倍の高調波の逆の位相の信号を足し合わせることによって2次の高調波成分が抑圧されていることが分かる。

0081

以上のように、実施の形態3の電力増幅器によれば、異なるデューティー比のタイミング信号を用いることなく、奇数次の高調波成分に加えて、2次の高調波成分も抑圧することができる。また、実施の形態3の電力増幅器によれば、オープンドレインの構成により、NMOSトランジスタとPMOSトランジスタを使うインバータ型の電力増幅器と比べて、大電力の出力が可能である。

0082

(実施の形態4)
図14は、本発明の実施の形態4の電力増幅器の構成図である。図14において、図1と同様の構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。

0083

実施の形態4の電力増幅器は、図14に示すように、図1と同様の構成に加えて、素子ばらつきによる高調波成分の抑圧量の劣化を改善するために微調整回路1407、1408、1409を付加したものである。

0084

微調整回路1407、1408、1409は、NMOSトランジスタ1401、1402、1403および、スイッチ1404、1405、1406から構成される。スイッチ1404、1405、1406がオンしているときは、基準電流が流れるNMOSトランジスタ100と互いのゲート端子が接続されて、カレントミラー回路を構成する。スイッチ1404、1405、1406がオフしているときは、NMOSトランジスタ1401、1402、1403のゲート端子をグランドに接続し、ゲート端子の電圧が不定にならないようにする。また、スイッチ1404、1405、1406をオン/オフすることにより、出力電流IA14、IB14、IC14に流れる電流を調整することが出来る。個々のスイッチは、スイッチ切替制御信号S14によりそれぞれ独立に切り替えられる。

0085

調整幅を大きくかつ調整精度を高くする場合は、微調整回路のトランジスタを複数備えてスイッチで切り替えられるようにしておけばよい。例えば、図14の微調整回路1407のトランジスタとスイッチを複数にした場合を図15に示す。微調整回路1407aはNMOSトランジスタ1401に並列にトランジスタ1401aを接続し、それぞれのゲートにスイッチ1404、1404aを接続する構成にする。NMOSトランジスタ1401、1401aのW/L比は、順に2のべき乗で大きくなる比に設定し、それぞれのスイッチを独立してオン/オフできるようにする。

0086

この切り替えにより、微調整回路1407aにより補正される電流量を変化させて、各時点または個々の装置ごとにばらつく高調波の含有量に応じて、高調波を除去する電流量を選択することができる。例えば、複数のNMOSトランジスタ1401、1401aが4個ある場合、4ビットのスイッチ切替制御信号S15により、微調整回路1407aの補正電流を24段階で切り替えることができる。

0087

なお、図14の微調整回路1407を例に説明したが、調整幅を大きくかつ調整精度を高くする場合は、微調整回路1408、1409も同様に微調整回路のトランジスタを複数備えてスイッチで切り替えられるようにする。

0088

以上のように、実施の形態4の電力増幅器によれば、定電流源の電流振幅を微調整することができるようになり、素子ばらつきによる電流振幅の誤差および、定電流源をオン/オフする制御信号の位相誤差で高調波成分の抑圧量が劣化するのを改善できる。

0089

以上、本発明の各実施の形態について説明した。

0090

上記実施の形態の説明に用いた各ブロックは、典型的には集積回路であるICとして実現される。これらは個別に1チップ化されてもよいし、一部又は全てを含むように1チップ化されてもよい。ここでは、ICとしたが、集積度の違いにより、LSI、システムLSIスーパーLSI、ウルトラLSIと呼称されることもある。

0091

また、集積回路化の手法はICに限るものではなく、専用回路で実現してもよい。LSI製造後に、プログラムすることが可能なFPGA(Field Programmable Gate Array)や、LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブルプロセッサを利用してもよい。

0092

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりLSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて回路の集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

0093

2012年12月25日出願の特願2012−280974の日本出願に含まれる明細書、図面及び要約書開示内容は、すべて本願に援用される。

0094

本発明は、例えばアンテナを駆動する電力増幅器に有用である。

0095

100、101、102、103、401、402、403NMOSトランジスタ(電流源、カレントミラー回路)
105、106、107、405、406、407 NMOSトランジスタ(スイッチ)
108基準電流源
109コイル
110帯域通過フィルタ
111アンテナ
112、113負荷調整用MOSトランジスタ
114タイミング信号生成部
120 非反転部(第1グループ)
301、302、303 電流源
304、305、306 スイッチ
420バラン
430 反転部(第2グループ)
612、613 NMOSトランジスタ(高調波抑制用電流源)
614、615 NMOSトランジスタ(高調波抑制用スイッチ)
1401、1402、1403 NMOSトランジスタ
1404、1405、1406 スイッチ
1407、1408、1409微調整回路
A、B、C、D、E、F タイミング信号
G、H、K タイミング信号(高調波抑制用タイミング信号)

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