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技術 受信装置、受信方法およびプログラム

出願人 日本電気株式会社
発明者 木全昌幸
出願日 2010年7月2日 (10年5ヶ月経過) 出願番号 2011-520992
公開日 2012年12月13日 (8年0ヶ月経過) 公開番号 WO2011-002079
状態 特許登録済
技術分野 交流方式デジタル伝送 時分割方式以外の多重化通信方式
主要キーワード 周波数イコライザ 移動局無線装置 基地局無線装置 最小平均自乗誤差 残留干渉 ウェイト計算 信号種別 軟判定シンボル
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図面 (6)

課題・解決手段

本発明の受信装置は、シングルキャリア信号周波数領域に変換したリファレンス受信信号と予め記憶したリファレンス信号との相関処理によりチャネル推定値推定するチャネル推定部(104)と、ビット尤度から残留マルチパス干渉に対応した補正係数を計算する補正係数計算部(14)と、チャネル推定値と補正係数とを用いて等化ウェイトを算出するウェイト計算部(15)と、等化ウェイトにより周波数領域で受信信号の等化処理を行って等化信号を生成する等化フィルタ(16)と、周波数領域に変換したシンボルレプリカ、チャネル推定値および等化ウェイトを用いて残留マルチパス干渉レプリカを生成する残留干渉レプリカ生成部(12)と、等化信号から残留マルチパス干渉レプリカを周波数領域で減算する減算部(13)と、を有する。

概要

背景

次世代移動通信上りリンク無線方式では、広カバレッジ化のために、端末では高い送信電力効率を実現する必要がある。このためピーク電力対平均電力比PAPR:Peak to Average Power Ratio)を小さく抑えることができるシングルキャリア方式が有力視されている。

また、次世代移動通信では、高速データ伝送を実現することが重要であり、シングルキャリア信号を用いて高速データ伝送を行うとマルチパスによるシンボル間干渉、すなわちマルチパス干渉が問題になる。

このマルチパス干渉を抑圧する方法には種々の方法があるが、比較的簡易な方法に線形等化器がある。この線形等化器による線形等化処理を周波数領域の信号処理で行い、演算量を大幅に削減可能な周波数イコライザが提案されている(例えば、非特許文献1参照)。

非特許文献1に開示されたシングルキャリア受信装置100の構成を図1に示す。非特許文献1のシングルキャリア受信装置100は、受信アンテナ101、サイクリックプリフィックス(CP:Cyclic Prefix)除去部102、離散フーリエ変換DFT:Discrete Fourier Transform)部103、チャネル推定部104、ウェイト計算部105、等化フィルタ106、逆離散フーリエ変換(IDFT:Inverse Discrete Fourier Transform)部107、ビット尤度計算部108、および復号器109を有する構成である。

図1に示すように、CP除去部102の出力が信号線を介してDFT部103に接続されている。DFT部103の出力が信号線を介して等化フィルタ106およびチャネル推定部104のそれぞれに接続されている。チャネル推定部104の出力が信号線を介してウェイト計算部105に接続されている。ウェイト計算部105の出力が信号線を介して等化フィルタ106に接続されている。等化フィルタ106の出力が信号線を介してIDFT部107に接続されている。IDFT部107の出力が信号線を介してビット尤度計算部108に接続されている。ビット尤度計算部108の出力が信号線を介して復号器109に接続されている。

次に、受信装置100の各構成の動作を説明する。

受信アンテナ101は、時間領域のシングルキャリア信号を受信する。

CP除去部102は、受信アンテナ101で受信された、時間領域のシングルキャリア信号を入力とし、時間領域のシングルキャリア信号からCPに相当する部分を除去する。

DFT部103は、CP除去部102でCPが除去された受信信号を入力とし、その受信信号に対してNDFTポイント(NDFTは2以上の整数)のDFTを行い、周波数領域に変換したサブキャリアk(1≦k≦NDFT)の受信信号を出力する。

チャネル推定部104は、DFT部103で周波数領域に変換されたサブキャリアkのリファレンス受信信号を入力とし、予め記憶しているリファレンス信号との相関処理によりチャネル推定値推定する。

例えば、サブキャリアkのチャネル推定値H(k)は、
H(k)=RRS(k)X*(k) ・・・(1)
で計算される。ここで、X(k)はリファレンス信号であり、RRS(k)はDFT部103で周波数領域に変換されたリファレンス受信信号であり、添え字*は複素共役を示す。

ウェイト計算部105は、チャネル推定部104で推定された周波数領域のサブキャリアkのチャネル推定値を入力とし、等化ウェイトを計算する。ウェイト計算部105の等化ウェイトの算出には、一般に最小平均自乗誤差MMSE:Minimum Mean Square Error)法が用いられる。サブキャリアkにおけるMMSEウェイトW(k)は、チャネル推定値H(k)を用いて、
W(k)=(H*(k))/(|H(k)|2+σ2) ・・・(2)
で計算される。ここで、σ2は雑音電力を示す。

等化フィルタ106は、ウェイト計算部105で計算された等化ウェイトおよびDFT部103で周波数領域に変換されたサブキャリアkの受信信号を入力とし、サブキャリア毎に等化ウェイトを乗算することにより、周波数領域でサブキャリアkの受信信号の等化処理を行う。

DFT部103で周波数領域に変換されたデータ受信信号をRD(k)とし、ウェイト計算部105で計算された等化ウェイトをW(k)とすると、等化フィルタ106で等化処理が行われた信号である等化信号Y(k)は、
Y(k)=W(k)RD(k) ・・・(3)
で計算される。

IDFT部107は、等化フィルタ106で等化処理の行われた、周波数領域のサブキャリアkの等化信号を入力とし、その等化信号に対してNIDFTポイント(NIDFTは2以上の整数)のIDFTを行い、等化信号を時間領域のシングルキャリア信号に変換する。

ビット尤度計算部108は、IDFT部107の出力である、時間領域のシングルキャリア信号の等化信号を入力とし、その等化信号について、送信されたビット毎に尤度を計算する。以下では、算出された、ビット毎の尤度をビット尤度と称する。

復号器109は、ビット尤度計算部108で計算されたビット尤度を入力とし、ビット尤度を用いて誤り訂正復号を行う。

また、特許文献1には、ダイバーシチ受信によってシングルキャリア伝送を行う受信装置が開示されている。なお、非特許文献1および特許文献1は、以下の通りである。
特開2001−308763号公報
D.Falconer,S.L.Ariyavisitakul,A.Benyamin−Seeyar,and B.Eidson,“Frequency Domain Equalization for Single−Carrier Broadband Wireless Systems,”IEEE Commun.Mag.,vol.40,no.4,pp.58−66,Apr.2002.

概要

本発明の受信装置は、シングルキャリア信号を周波数領域に変換したリファレンス受信信号と予め記憶したリファレンス信号との相関処理によりチャネル推定値を推定するチャネル推定部(104)と、ビット尤度から残留マルチパス干渉に対応した補正係数を計算する補正係数計算部(14)と、チャネル推定値と補正係数とを用いて等化ウェイトを算出するウェイト計算部(15)と、等化ウェイトにより周波数領域で受信信号の等化処理を行って等化信号を生成する等化フィルタ(16)と、周波数領域に変換したシンボルレプリカ、チャネル推定値および等化ウェイトを用いて残留マルチパス干渉レプリカを生成する残留干渉レプリカ生成部(12)と、等化信号から残留マルチパス干渉レプリカを周波数領域で減算する減算部(13)と、を有する。

目的

本発明の目的の一つは、MMSEウェイトを用いた周波数イコライザを用いながら残留マルチパスを低減させることが可能な受信装置、受信方法およびプログラムを提供する

効果

実績

技術文献被引用数
1件
牽制数
0件

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請求項1

シングルキャリア信号を受信する受信装置であって、前記シングルキャリア信号が時間領域から周波数領域に変換されたリファレンス受信信号と予め記憶したリファレンス信号との相関処理によりチャネル推定値推定するチャネル推定部と、ビット尤度から残留マルチパス干渉に対応した補正係数を算出する補正係数計算部と、前記チャネル推定値と前記補正係数とを用いて等化ウェイトを算出するウェイト計算部と、前記等化ウェイトにより周波数領域で受信信号に等化処理を行って等化信号を生成する等化フィルタと、周波数領域に変換されたシンボルレプリカ、前記チャネル推定値、および前記等化ウェイトを用いて残留マルチパス干渉レプリカを生成する残留干渉レプリカ生成部と、前記等化信号から前記残留マルチパス干渉レプリカを周波数領域で減算する第1の減算部と、を有する受信装置。

請求項2

請求項1記載の受信装置において、前記残留干渉レプリカ生成部は、前記チャネル推定部で推定された周波数領域のチャネル推定値と前記ウェイト計算部で計算された等化ウェイトとを乗算することにより、等化後チャネル利得を求める第一乗算部と、前記第一乗算部で算出された等化後チャネル利得をサブキャリア均することにより、平均等化チャネル利得を求める平均部と、前記第一乗算部で算出された等化後チャネル利得から上記平均部で算出された平均等化後チャネル利得を減算することにより、残留マルチパス干渉を求める第2の減算部と、前記第2の減算部で算出された残留マルチパス干渉と周波数領域に変換されたシンボルレプリカとを乗算することにより、前記残留マルチパス干渉レプリカを生成する第二乗算部と、を有する受信装置。

請求項3

請求項1または2記載の受信装置において、前記補正係数計算部は、前記ビット尤度から硬判定シンボルレプリカを生成する硬判定シンボルレプリカ生成部と、前記硬判定シンボルレプリカ生成部で生成された硬判定シンボルレプリカの電力シンボル毎に計算する第一電力計算部と、前記ビット尤度から軟判定シンボルレプリカを生成する軟判定シンボルレプリカ生成部と、前記軟判定シンボルレプリカ生成部で生成された軟判定シンボルレプリカの電力をシンボル毎に計算する第二電力計算部と、前記第一電力計算部で算出された硬判定シンボルレプリカの電力から前記第二電力計算部で算出された軟判定シンボルレプリカの電力をシンボル毎に減算する第3の減算部と、前記第3の減算部でシンボル毎に減算した結果をシンボル分加算することにより、残留マルチパス干渉を考慮した前記補正係数を算出する加算部と、を有する受信装置。

請求項4

請求項1または2記載の受信装置において、前記ウェイト計算部、前記等化フィルタ、前記残留干渉レプリカ生成部および前記第1の減算部は、周波数領域の繰り返し処理により、残留マルチパス干渉を除去する、受信装置。

請求項5

請求項1記載の受信装置において、前記ウェイト計算部は、残留マルチパス干渉を考慮した前記補正係数を用いて最小平均自乗誤差法に基づいて前記等化ウェイトを算出する、受信装置。

請求項6

シングルキャリア信号を受信する受信装置が行う受信方法であって、前記シングルキャリア信号を周波数領域に変換したリファレンス受信信号と予め記憶したリファレンス信号との相関処理によりチャネル推定値を推定し、ビット尤度から残留マルチパス干渉に対応した補正係数を算出し、前記チャネル推定値と前記補正係数とを用いて等化ウェイトを算出し、前記等化ウェイトにより周波数領域で受信信号の等化処理を行って等化信号を生成し、周波数領域に変換されたシンボルレプリカ、前記チャネル推定値および前記等化ウェイトを用いて残留マルチパス干渉レプリカを生成し、前記等化信号から前記残留マルチパス干渉レプリカを周波数領域で減算する、受信方法。

請求項7

シングルキャリア信号を受信する受信装置の信号処理部に実行させるためのプログラムを記録した記録媒体であって、前記シングルキャリア信号を周波数領域に変換したリファレンス受信信号と予め記憶したリファレンス信号との相関処理によりチャネル推定値を推定し、ビット尤度から残留マルチパス干渉に対応した補正係数を算出し、前記チャネル推定値と前記補正係数とを用いて等化ウェイトを算出し、前記等化ウェイトにより周波数領域で受信信号の等化処理を行って等化信号を生成し、周波数領域に変換されたシンボルレプリカ、前記チャネル推定値および前記等化ウェイトを用いて残留マルチパス干渉レプリカを生成し、前記等化信号から前記残留マルチパス干渉レプリカを周波数領域で減算する処理を前記信号処理部に実行させるためのプログラムを記録した記録媒体。

技術分野

0001

本発明は、受信装置受信方法およびプログラムに関する。

背景技術

0002

次世代移動通信上りリンク無線方式では、広カバレッジ化のために、端末では高い送信電力効率を実現する必要がある。このためピーク電力対平均電力比PAPR:Peak to Average Power Ratio)を小さく抑えることができるシングルキャリア方式が有力視されている。

0003

また、次世代移動通信では、高速データ伝送を実現することが重要であり、シングルキャリア信号を用いて高速データ伝送を行うとマルチパスによるシンボル間干渉、すなわちマルチパス干渉が問題になる。

0004

このマルチパス干渉を抑圧する方法には種々の方法があるが、比較的簡易な方法に線形等化器がある。この線形等化器による線形等化処理を周波数領域の信号処理で行い、演算量を大幅に削減可能な周波数イコライザが提案されている(例えば、非特許文献1参照)。

0005

非特許文献1に開示されたシングルキャリア受信装置100の構成を図1に示す。非特許文献1のシングルキャリア受信装置100は、受信アンテナ101、サイクリックプリフィックス(CP:Cyclic Prefix)除去部102、離散フーリエ変換DFT:Discrete Fourier Transform)部103、チャネル推定部104、ウェイト計算部105、等化フィルタ106、逆離散フーリエ変換(IDFT:Inverse Discrete Fourier Transform)部107、ビット尤度計算部108、および復号器109を有する構成である。

0006

図1に示すように、CP除去部102の出力が信号線を介してDFT部103に接続されている。DFT部103の出力が信号線を介して等化フィルタ106およびチャネル推定部104のそれぞれに接続されている。チャネル推定部104の出力が信号線を介してウェイト計算部105に接続されている。ウェイト計算部105の出力が信号線を介して等化フィルタ106に接続されている。等化フィルタ106の出力が信号線を介してIDFT部107に接続されている。IDFT部107の出力が信号線を介してビット尤度計算部108に接続されている。ビット尤度計算部108の出力が信号線を介して復号器109に接続されている。

0007

次に、受信装置100の各構成の動作を説明する。

0008

受信アンテナ101は、時間領域のシングルキャリア信号を受信する。

0009

CP除去部102は、受信アンテナ101で受信された、時間領域のシングルキャリア信号を入力とし、時間領域のシングルキャリア信号からCPに相当する部分を除去する。

0010

DFT部103は、CP除去部102でCPが除去された受信信号を入力とし、その受信信号に対してNDFTポイント(NDFTは2以上の整数)のDFTを行い、周波数領域に変換したサブキャリアk(1≦k≦NDFT)の受信信号を出力する。

0011

チャネル推定部104は、DFT部103で周波数領域に変換されたサブキャリアkのリファレンス受信信号を入力とし、予め記憶しているリファレンス信号との相関処理によりチャネル推定値推定する。

0012

例えば、サブキャリアkのチャネル推定値H(k)は、
H(k)=RRS(k)X*(k) ・・・(1)
で計算される。ここで、X(k)はリファレンス信号であり、RRS(k)はDFT部103で周波数領域に変換されたリファレンス受信信号であり、添え字*は複素共役を示す。

0013

ウェイト計算部105は、チャネル推定部104で推定された周波数領域のサブキャリアkのチャネル推定値を入力とし、等化ウェイトを計算する。ウェイト計算部105の等化ウェイトの算出には、一般に最小平均自乗誤差MMSE:Minimum Mean Square Error)法が用いられる。サブキャリアkにおけるMMSEウェイトW(k)は、チャネル推定値H(k)を用いて、
W(k)=(H*(k))/(|H(k)|2+σ2) ・・・(2)
で計算される。ここで、σ2は雑音電力を示す。

0014

等化フィルタ106は、ウェイト計算部105で計算された等化ウェイトおよびDFT部103で周波数領域に変換されたサブキャリアkの受信信号を入力とし、サブキャリア毎に等化ウェイトを乗算することにより、周波数領域でサブキャリアkの受信信号の等化処理を行う。

0015

DFT部103で周波数領域に変換されたデータ受信信号をRD(k)とし、ウェイト計算部105で計算された等化ウェイトをW(k)とすると、等化フィルタ106で等化処理が行われた信号である等化信号Y(k)は、
Y(k)=W(k)RD(k) ・・・(3)
で計算される。

0016

IDFT部107は、等化フィルタ106で等化処理の行われた、周波数領域のサブキャリアkの等化信号を入力とし、その等化信号に対してNIDFTポイント(NIDFTは2以上の整数)のIDFTを行い、等化信号を時間領域のシングルキャリア信号に変換する。

0017

ビット尤度計算部108は、IDFT部107の出力である、時間領域のシングルキャリア信号の等化信号を入力とし、その等化信号について、送信されたビット毎に尤度を計算する。以下では、算出された、ビット毎の尤度をビット尤度と称する。

0018

復号器109は、ビット尤度計算部108で計算されたビット尤度を入力とし、ビット尤度を用いて誤り訂正復号を行う。

0019

また、特許文献1には、ダイバーシチ受信によってシングルキャリア伝送を行う受信装置が開示されている。なお、非特許文献1および特許文献1は、以下の通りである。
特開2001−308763号公報
D.Falconer,S.L.Ariyavisitakul,A.Benyamin−Seeyar,and B.Eidson,“Frequency Domain Equalization for Single−Carrier Broadband Wireless Systems,”IEEE Commun.Mag.,vol.40,no.4,pp.58−66,Apr.2002.

0020

図1に示した受信装置には、以下のような問題点がある。時間領域のシングルキャリア信号を用いて、高速データ伝送を行う場合、マルチパス干渉を抑圧するために周波数イコライザが用いられる。この周波数イコライザは、図1に示した受信装置では、チャネル推定部104、ウェイト計算部105、および等化フィルタ106によって構成されている。

0021

このとき、ウェイト計算部105においてMMSEウェイトを用いただけの周波数イコライザでは、周波数選択性を完全に補償することはできない。そのため、等化後の受信信号にマルチパス干渉が残留し、特性が劣化するという問題がある。

0022

本発明の目的の一つは、MMSEウェイトを用いた周波数イコライザを用いながら残留マルチパスを低減させることが可能な受信装置、受信方法およびプログラムを提供することである。

0023

本発明の一側面の受信装置は、シングルキャリア信号を受信する受信装置であって、シングルキャリア信号が時間領域から周波数領域に変換されたリファレンス受信信号と予め記憶したリファレンス信号との相関処理によりチャネル推定値を推定するチャネル推定部と、ビット尤度から残留マルチパス干渉に対応した補正係数を算出する補正係数計算部と、チャネル推定値と補正係数とを用いて等化ウェイトを算出するウェイト計算部と、等化ウェイトにより周波数領域で受信信号に等化処理を行って等化信号を生成する等化フィルタと、周波数領域に変換されたシンボルレプリカ、チャネル推定値、および等化ウェイトを用いて残留マルチパス干渉レプリカを生成する残留干渉レプリカ生成部と、等化信号から残留マルチパス干渉レプリカを周波数領域で減算する第1の減算部と、を有する構成である。

0024

本発明の一側面の受信方法は、シングルキャリア信号を受信する受信装置が行う受信方法であって、シングルキャリア信号を周波数領域に変換したリファレンス受信信号と予め記憶したリファレンス信号との相関処理によりチャネル推定値を推定し、ビット尤度から残留マルチパス干渉に対応した補正係数を算出し、チャネル推定値と補正係数とを用いて等化ウェイトを算出し、等化ウェイトにより周波数領域で受信信号の等化処理を行って等化信号を生成し、周波数領域に変換されたシンボルレプリカ、チャネル推定値および等化ウェイトを用いて残留マルチパス干渉レプリカを生成し、等化信号から残留マルチパス干渉レプリカを周波数領域で減算するものである。

0025

本発明の一側面の記録媒体は、シングルキャリア信号を受信する受信装置の信号処理部に実行させるためのプログラムを記録した記録媒体であって、シングルキャリア信号を周波数領域に変換したリファレンス受信信号と予め記憶したリファレンス信号との相関処理によりチャネル推定値を推定し、ビット尤度から残留マルチパス干渉に対応した補正係数を算出し、チャネル推定値と補正係数とを用いて等化ウェイトを算出し、等化ウェイトにより周波数領域で受信信号の等化処理を行って等化信号を生成し、周波数領域に変換されたシンボルレプリカ、チャネル推定値および等化ウェイトを用いて残留マルチパス干渉レプリカを生成し、等化信号から残留マルチパス干渉レプリカを周波数領域で減算する処理を信号処理部に実行させるためのプログラムを記録したものである。

図面の簡単な説明

0026

図1は非特許文献1の受信装置のブロック構成図である。
図2は本発明の実施形態の受信装置の一構成例を示すブロック図である。
図3図2の残留干渉レプリカ生成部の一構成例を示すブロック図である。
図4は本実施形態の受信装置の動作を説明するための図である。
図5図2の補正係数計算部の一構成例を示すブロック図である。

実施例

0027

(本実施形態の受信装置の構成の説明)
本発明の実施形態の受信装置の構成を説明する。図2は本実施形態の受信装置の一構成例を示すブロック図である。

0028

本実施形態の受信装置1が、時間領域のシングルキャリア信号を周波数領域の第i(iは1以上の整数)繰り返しサブキャリアkに変換して等化処理を行うシングルキャリア受信装置の場合として説明する。また、図1に示した受信装置100と同様な構成については同一の符号を付し、その詳細な説明を省略する。

0029

図2に示すように、受信装置1は、図1を参照して説明した受信装置100と同様に、受信アンテナ101、CP除去部102、DFT部103、チャネル推定部104、ビット尤度計算部108、および復号器109を有する。

0030

受信装置1は、図1で説明した受信装置100に対して、シンボルレプリカ生成部10、DFT部11、残留干渉レプリカ生成部12、および減算部13をさらに有する。なお、ウェイト計算部15、等化フィルタ16、およびIDFT部17のそれぞれは、図1に示したウェイト計算部105、等化フィルタ106、およびIDFT部107のそれぞれと基本的には同様な構成であるが、処理対象信号種別が異なる。

0031

図2に示すように、受信装置1では、等化フィルタ16の出力が信号線を介して減算部13に接続されている。減算部13の出力が信号線を介してIDFT部17に接続されている。ビット尤度計算部108の出力が信号線を介して復号器109、シンボルレプリカ生成部10および補正係数計算部14のそれぞれに接続されている。シンボルレプリカ生成部10の出力が信号線を介してDFT部11に接続されている。DFT部11の出力が信号線を介して残留干渉レプリカ生成部12に接続されている。

0032

チャネル推定部104の出力が信号線を介してウェイト計算部15および残留干渉レプリカ生成部12のそれぞれと接続されている。補正係数計算部14の出力が信号線を介してウェイト計算部15に接続されている。ウェイト計算部15の出力が信号線を介して等化フィルタ16および残留干渉レプリカ生成部12のそれぞれと接続されている。残留干渉レプリカ生成部12の出力が信号線を介して減算部13に接続されている。

0033

(本実施形態の受信装置1の動作の説明)
次に、本実施形態の受信装置1の動作について説明する。ここでは、図1に示した受信装置100と同様な動作についての説明を省略する。

0034

ウェイト計算部15は、チャネル推定部104で推定された周波数領域の第i繰り返しサブキャリアkのチャネル推定値および補正係数計算部14で計算された残留マルチパス干渉に対応した補正係数を入力とし、チャネル推定値および補正係数を用いて等化ウェイトを計算する。

0035

このとき第i繰り返しサブキャリアkにおけるMMSEウェイトW(i)(k)は、チャネル推定値H(k)と、第(i−1)繰り返しにおける残留マルチパス干渉に対応した補正係数ρ(i−1)を用いて、
W(i)(k)=(H*(k))/(ρ(i−1)|H(k)|2+σ2) ・・・(4)
で計算される。ここで、σ2は雑音電力を示す。ただし、ρ(−1)=1である。

0036

等化フィルタ16は、ウェイト計算部15で計算された等化ウェイトおよびDFT部103で周波数領域に変換された第i繰り返しのサブキャリアkの受信信号を入力とし、サブキャリア毎に受信信号と等化ウェイトを乗算することにより、周波数領域で第i繰り返しのサブキャリアkの受信信号の等化処理を行う。

0037

DFT部103で周波数領域に変換された第i繰り返しのサブキャリアkの受信信号をRD(k)とし、ウェイト計算部15で計算された等化ウェイトをW(i)(k)とすると、等化フィルタ16で等化処理を行った等化信号Y(i)(k)は、
Y(i)(k)=W(i)(k)RD(k) ・・・(5)
で計算される。

0038

減算部13は、等化フィルタ16で等化処理が行われた等化信号から残留干渉レプリカ生成部12で生成された残留マルチパス干渉レプリカを周波数領域で減算する。これにより、残留マルチパス干渉が除去される。

0039

このとき、残留干渉レプリカ生成部12で生成された残留マルチパス干渉レプリカをM(i)(k)とすると、減算部13で残留マルチパス干渉が除去された後の信号である等化信号Y(i)rmv(k)は、
Y(i)rmv(k)=Y(i)(k)−M(i)(k) ・・・(6)
で表される。

0040

IDFT部17は、減算部13の出力である、残留マルチパス干渉が除去された、周波数領域の第i繰り返しのサブキャリアkの等化信号を入力とし、入力された等化信号にNIDFTポイント(NIDFTは2以上の整数)のIDFTを行い、残留マルチパス干渉を除去した等化信号を時間領域のシングルキャリア信号に変換する。

0041

シンボルレプリカ生成部10は、ビット尤度計算部108で計算されたビット尤度を入力とし、ビット尤度に基づいてシンボルレプリカを生成する。シンボルレプリカを生成する方法としては、硬判定シンボルレプリカを生成する方法、硬判定シンボルレプリカを生成し、所定のレプリカ重み係数(1以下の定数)を乗算する方法、軟判定シンボルレプリカを生成する方法などがある。

0042

また、図2の構成では復調後のビットからシンボルレプリカを生成する方法を用いる場合で記載しているが、高精度なレプリカ生成を行うために誤り訂正後のビットからシンボルレプリカを生成する方法を用いてもよい。

0043

DFT部11は、シンボルレプリカ生成部10で生成されたシンボルレプリカを入力とし、シンボルレプリカにNDFTポイント(NDFTは2以上の整数)のDFTを行い、シンボルレプリカを周波数領域の第i繰り返しのサブキャリアkに変換する。

0044

残留干渉レプリカ生成部12は、DFT部11で周波数領域に変換された第i繰り返しのサブキャリアkのシンボルレプリカと、チャネル推定部104で推定された周波数領域の第i繰り返しのサブキャリアkのチャネル推定値と、ウェイト計算部15で計算された等化ウェイトを入力とし、これらの値を用いて残留マルチパス干渉レプリカを生成する。

0045

補正係数計算部14は、ビット尤度計算部108で計算されたビット尤度を入力とし、ビット尤度を用いて残留マルチパス干渉に対応した補正係数ρ(i−1)を計算する。

0046

(残留干渉レプリカ生成部12の構成の説明)
次に、残留干渉レプリカ生成部12の構成について図3を参照して説明する。図3は、残留干渉レプリカ生成部12の一構成例を示すブロック図である。残留干渉レプリカ生成部12は、第一乗算部20、平均部21、減算部22、および第二乗算部23を有する構成である。

0047

図3に示すように、第一乗算部20の出力が信号線を介して減算部22および平均部21のそれぞれに接続されている。減算部22の出力が信号線を介して第二乗算部23に接続されている。

0048

(残留干渉レプリカ生成部12の動作の説明)
次に、残留干渉レプリカ生成部12の動作について図3を参照して説明する。

0049

第一乗算部20は、チャネル推定部104で推定された周波数領域の第i繰り返しサブキャリアkのチャネル推定値およびウェイト計算部15で計算された等化ウェイトを入力とし、チャネル推定値と等化ウェイトをサブキャリア毎に乗算することにより、等化後チャネル利得を算出する。

0050

平均部21は、第一乗算部20で計算された等化後チャネル利得をNDFTポイント分サブキャリアで平均することで、平均等化後のチャネル利得である平均等化後チャネル利得を算出する。

0051

減算部22は、第一乗算部20で計算された等化後チャネル利得から平均部21で計算された平均等化後チャネル利得を減算することにより、残留マルチパス干渉を算出する。

0052

第二乗算部23は、減算部22で計算された残留マルチパス干渉およびDFT部11で周波数領域に変換されたシンボルレプリカを入力とし、残留マルチパス干渉とシンボルレプリカとを乗算することにより、残留マルチパス干渉レプリカを生成し、図2に示した減算部13へ残留マルチパス干渉レプリカを送る。

0053

残留干渉レプリカ生成部12で生成した残留マルチパス干渉レプリカM(i)(k)は、平均等化後チャネル利得をG(i)とすると、
G(i)=(1/NDFT)Σk=1 to NDFTW(i)(k)H(i)(k) ・・・(7)
M(i)(k)=[W(i)(k)H(i)(k)−G(i)]S(i−1)(k) ・・・(8)
で表される。ここで、S(i−1)(k)は、第(i−1)繰り返し、サブキャリアkにおける、DFT部11で周波数領域に変換されたシンボルレプリカを示す。ただし、M(0)=1である。

0054

なお、図3では、説明を分り易くするために、減算部22により残留マルチパス干渉を抽出する様子を模式的に示している。等化後チャネル利得と平均等化後チャネル利得とをそれぞれ長方形A1〜A5,B1〜B5で表している。長方形A1〜A5,B1〜B5の高さが利得のレベルを表しているものとする。図3に示す例では、等化後チャネル利得の長方形A1,A3,A5が平均等化後チャネル利得の長方形B1〜B5よりも高くなっている。平均等化後チャネル利得は、平均部21によって平均化されているため、長方形B1〜B5の高さの変化は、等化後チャネル利得の長方形A1〜A5と比べると緩やかである。

0055

減算部22では、等化後チャネル利得から平均等化後チャネル利得を減算することによって、残留マルチパス干渉を表す長方形C1〜C5が抽出される。長方形C1〜C5の高さは残留マルチパス干渉のレベルを表しており、長方形A1〜A5の高さから長方形B1〜B5の高さを減算した高さである。この例では、等化後チャネル利得が平均等化後チャネル利得よりも大きいが、平均等化後チャネル利得が等化後チャネル利得よりも大きい場合もある。

0056

第二乗算部23では、長方形C1〜C5に相当する残留マルチパス干渉とDFT部11で周波数領域に変換したシンボルレプリカとを乗算することよって、残留マルチパス干渉レプリカが生成される。図3では、残留マルチパス干渉レプリカを長方形C1〜C5で表している。

0057

(受信装置1による、残留マルチパス干渉除去の動作の説明)
このようにして、残留干渉レプリカ生成部12により残留マルチパス干渉レプリカが生成されると、図4に示すように、減算部13によって、等化フィルタ16から出力される等化後チャネル信号(残留マルチパス干渉含む)から残留マルチパス干渉レプリカを減算することより、残留マルチパス干渉を除去した等化後チャネル信号が得られる。

0058

図4においても説明を分り易くするために、残留マルチパス干渉を含む等化後チャネル信号と残留マルチパス干渉レプリカを減算した等化後チャネル信号とをそれぞれ長方形によって表している。

0059

残留干渉レプリカ生成部12で生成された残留マルチパス干渉レプリカ(長方形C1〜C5)が、等化フィルタ16から出力された残留マルチパス干渉を含む等化後チャネル信号から減算される。これにより、減算部13からは残留マルチパス干渉レプリカ分の残留マルチパス干渉が除去された等化後チャネル信号が出力される。

0060

受信装置1は、以上の処理をi回繰り返し行う。すなわち、減算部13→IDFT部17→ビット尤度計算部108→シンボルレプリカ生成部10→DFT部11→残留干渉レプリカ生成部12→減算部13→…という処理と、減算部13→IDFT部17→ビット尤度計算部108→補正係数計算部14→ウェイト計算部15→等化フィルタ16および残留干渉レプリカ生成部12→減算部13→…という処理を、それぞれi回繰り返し行う。

0061

これにより1回の処理では除去し切れない残留マルチパス干渉をi回の繰り返し処理により低減させることができる。

0062

(補正係数計算部14の構成の説明)
次に、補正係数計算部14の構成について図5を参照して説明する。図5は、補正係数計算部14の一構成例を示すブロック図である。補正係数計算部14は、硬判定シンボルレプリカ生成部30、軟判定シンボルレプリカ生成部31、第一電力計算部32、第二電力計算部33、減算部34、および加算部35を有する構成である。

0063

図5に示すように、硬判定シンボルレプリカ生成部30の出力が第一電力計算部32に接続されている。第一電力計算部32の出力が減算部34に接続されている。軟判定シンボルレプリカ生成部31の出力が第二電力計算部33に接続されている。第二電力計算部32の出力が減算部34に接続されている。減算部34の出力が加算部35に接続されている。

0064

(補正係数計算部14の動作の説明)
次に、補正係数計算部14の動作について図5を参照して説明する。硬判定シンボルレプリカ生成部30は、ビット尤度計算部108で計算されたビット尤度を入力とし、ビット尤度に基づいて硬判定シンボルレプリカを生成する。第一電力計算部32は、硬判定シンボルレプリカの電力シンボル毎に計算する。

0065

ここで、硬判定シンボルレプリカについて説明する。ビット尤度に対して所定の閾値を予め設定し、ビット尤度がその閾値以上またはその閾値を超えた場合、「1」と判定したシンボルレプリカを生成し、ビット尤度がその閾値未満またはその閾値以下の場合、「0」と判定したシンボルレプリカを生成する。硬判定シンボルレプリカは、このようにして生成されるシンボルレプリカである。

0066

軟判定シンボルレプリカ生成部31は、ビット尤度計算部108で計算されたビット尤度を入力とし、ビット尤度に基づく軟判定シンボルレプリカを生成する。第二電力計算部33は、軟判定シンボルレプリカの電力をシンボル毎に計算する。

0067

ここで、軟判定シンボルレプリカとは、ビット尤度のレベルに比例した判定値を有するシンボルレプリカである。

0068

減算部34は、第一電力計算部32で計算された硬判定シンボルレプリカの電力から第二電力計算部33で計算された軟判定シンボルレプリカの電力をシンボル毎に減算する。

0069

加算部35は、減算部34でシンボル毎に減算された結果をNDFTシンボル分加算することにより、残留マルチパス干渉に対応した補正係数ρ(i−1)を算出し、図2に示したウェイト計算部15へ補正係数ρ(i−1)を送る。

0070

本実施形態によれば、チャネル推定値と等化ウェイトから算出した等化後チャネル利得を用いて残留マルチパス干渉を計算し、等化ウェイト、等化フィルタおよび残留マルチパス干渉除去の繰り返し処理を行うことにより、残留マルチパス干渉を除去することで優れた受信特性を実現することができる。

0071

(他の実施の形態)
本発明の実施形態は、その要旨を逸脱しない限り、様々に変更が可能である。例えば、上述した実施形態では、時間領域信号から周波数領域信号への変換をDFT、周波数領域信号から時間領域信号への変換をIDFTで行っているが、これを高速フーリエ変換FFT:Fast Fourier Transform)、高速逆フーリエ変換IFFT:Inverse Fast Fourier Transform)あるいは他の信号変換アルゴリズムを用いてもよい。

0072

また、送受信アンテナが各1本ずつであることを想定したシングルキャリア受信装置として例示しているが、送受信アンテナがそれぞれ複数あるMIMO(Multiple Input Multiple Output)方式あるいは受信アンテナが複数あるダイバーシチ受信方式としてもよい。

0073

さらに、移動通信システム基地局無線装置および移動局無線装置のいずれにも適用できる。

0074

また、上述の実施形態では、サブキャリアkの繰り返し数iと等しい繰り返し数iによって残留マルチパス干渉を除去するとして説明した。これは最も好ましい繰り返し回数を示したものであり、繰り返し回数をこれに限定するものではない。また、上述したように、繰り返し数iが2以上であることが望ましいが、i=1であっても、受信信号から残留マルチパス干渉が一部でも除去されるため、背景技術で説明した方法に比べて、受信特性が向上する効果が得られる。

0075

また、受信装置1では、上述した繰り返し処理を重ねる毎に、残留マルチパス干渉が徐々に除去されて最終的には、大幅に残留マルチパス干渉が低減された復号結果になる。よって、復号器109の後段では、繰り返し処理が終了後の最終的な復号結果のみを有効とするような選択処理を行うことが好ましい。あるいは、ビット尤度計算部108と復号器109との間にスイッチを設け、繰り返し処理の実行中はこのスイッチを開放し、繰り返し処理が終了した時点でこのスイッチを閉じ、最終結果のみを復号器109に入力するようにしてもよい。

0076

また、本実施形態の受信装置の構成と動作を、機能ブロック図を参照して説明したが、受信装置1の一部の機能が、CPU(Central Processing Unit)がプログラムを実行することで実現されるようにしてもよい。例えば、プログラムを格納したメモリ(不図示)およびプログラムにしたがって処理を実行するCPU(不図示)を含む信号処理部(不図示)が受信装置に予め設けられ、CPUがプログラムを実行することで、図2に示した等化フィルタ16、減算部13、チャネル推定部104、ウェイト計算部15、残留干渉レプリカ生成部12および補正係数計算部14が受信装置に仮想的に構成される。この場合、本実施形態の受信方法における信号処理の内容が記述されたプログラムだけでなく、このプログラムを記録した記録媒体も本発明の対象となる。

0077

さらに、本発明の受信装置において、最も特徴となる処理を実行するには、図2に示した構成のうち、少なくとも等化フィルタ16、減算部13、チャネル推定部104、ウェイト計算部15、残留干渉レプリカ生成部12および補正係数計算部14があればよい。

0078

本発明の効果の一例として、MMSEウェイトを用いた周波数イコライザを用いても残留マルチパスを低減させることができる。

0079

以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

0080

なお、この出願は、2009年7月2日に出願された日本出願の特願2009−157844の内容が全て取り込まれており、この日本出願を基礎として優先権を主張するものである。

0081

1受信装置
10シンボルレプリカ生成部
11DFT部
12残留干渉レプリカ生成部
13、22、34 減算部
14補正係数計算部
15ウェイト計算部
16等化フィルタ
17 IDFT部
20 第一乗算部
21 平均部
23 第二乗算部
30 硬判定シンボルレプリカ生成部
31軟判定シンボルレプリカ生成部
32 第一電力計算部
33 第二電力計算部
35加算部

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