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技術 同期信号ブロックを送受信する方法及びそのための装置

出願人 エルジーエレクトロニクスインコーポレイティド
発明者 コヒョンソキムピョンフンキムキチュンユンソクヒョンキムウンソンキムヨンソプ
出願日 2018年7月27日 (2年6ヶ月経過) 出願番号 2020-504310
公開日 2020年9月24日 (4ヶ月経過) 公開番号 2020-528714
状態 未査定
技術分野 交流方式デジタル伝送 移動無線通信システム
主要キーワード モニタリング周期 送受信器ユニット 実施方案 ハイブリッドアナログ プリコーティング インデックス指示 シーケンス列 任意接続
関連する未来課題
重要な関連分野

この項目の情報は公開日時点(2020年9月24日)のものです。
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図面 (20)

課題

本発明は無線通信システムにおいて、端末同期信号ブロック(Synchronization Signal Block;SSB)を受信する方法に関する。

解決手段

無線フレーム内に含まれた第1ハーフフレーム又は第2ハーフフレーム上で、複数のシンボルマッピングされた少なくとも1つのSSBを受信することを含み、前記少なくとも1つのSSBは、前記第1ハーフフレーム上で受信される第1SSB及び前記第2ハーフフレーム上で受信される第2SSBのうちのいずれか1つであり、前記第1SSBがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第1シンボルと前記第2SSBがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第2シンボルには同じタイプの信号がマッピングされるが、前記第1シンボルと前記第2シンボルの位相は異なることを特徴とする。

概要

背景

時代の流れによってより多くの通信装置がより大きな通信トラフィックを要求することになり、既存のLTEシステムに比べて向上した無線広帯域通信である次世代5Gシステムが要求されている。NewRATと呼ばれるこの次世代5Gシステムは、Enhanced Mobile BroadBand(eMBB)/Ultra−Reliability and Low−Latency Communication(URLLC)/Massive Machine−type Communications(mMTC)などに通信シナリオが区分される。

ここで、eMBBはHigh Spectrum Efficiency、High User Experienced Data Rate、High Peak Data Rateなどの特性を有する次世代移動通信シナリオであり、URLLCはUltra Reliable、Ultra Low Latency、Ultra High Availabilityなどの特性を有する次世代移動通信シナリオであり(e.g.,V2X、Emergency Service、Remote Control)、mMTCはLow Cost、Low Energy、Short Packet、Massive Connectivityの特性を有する次世代移動通信シナリオである(e.g.,IoT)。

概要

本発明は無線通信システムにおいて、端末同期信号ブロック(Synchronization Signal Block;SSB)を受信する方法に関する。無線フレーム内に含まれた第1ハーフフレーム又は第2ハーフフレーム上で、複数のシンボルマッピングされた少なくとも1つのSSBを受信することを含み、前記少なくとも1つのSSBは、前記第1ハーフフレーム上で受信される第1SSB及び前記第2ハーフフレーム上で受信される第2SSBのうちのいずれか1つであり、前記第1SSBがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第1シンボルと前記第2SSBがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第2シンボルには同じタイプの信号がマッピングされるが、前記第1シンボルと前記第2シンボルの位相は異なることを特徴とする。

目的

本発明は、同期信号ブロックを送受信する方法及びそのための装置を提供する

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

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請求項1

無線通信システムにおいて、端末同期信号ブロック(Synchronization Signal Block;SSB)を受信する方法であって、無線フレーム内に含まれた第1ハーフフレーム又は第2ハーフフレーム上で、複数のシンボルマッピングされた少なくとも1つのSSBを受信することを含み、前記少なくとも1つのSSBは、前記第1ハーフフレーム上で受信される第1SSB及び前記第2ハーフフレーム上で受信される第2SSBのうちのいずれか1つであり、前記第1SSBがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第1シンボルと前記第2SSBがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第2シンボルには同じタイプの信号がマッピングされるが、前記第1シンボルと前記第2シンボルの位相は異なる、SSB受信方法。

請求項2

前記同じタイプの信号は、主同期信号(Primary Synchronization Signal;PSS)、副同期信号(Secondary Synchronization Signal;SSS)及びPBCH(Physical Broadcasting Channel)のうちのいずれか1つである、請求項1に記載のSSB受信方法。

請求項3

前記第1シンボルと前記第2シンボルの位相差は180°である、請求項1に記載のSSB受信方法。

請求項4

前記少なくとも1つのSSBに含まれたPBCH(Physical Broadcasting Channel)は、前記第1ハーフフレームと前記第2ハーフフレームを区分するための指示子を含み、前記指示子は前記PBCHのスクランブルシーケンスの生成に用いられる、請求項1に記載のSSB受信方法。

請求項5

前記PBCHがマッピングされたシンボル上にはDMRS(Demodulation Reference Signal)がマッピングされ、前記DMRSのシーケンスは前記DMRSにより得られるSSBインデックスの数及び前記指示子に基づいて生成される、請求項4に記載のSSB受信方法。

請求項6

前記DMRSのシーケンスは前記DMRSにより得られるSSBインデックス数と前記指示子が示す値を乗じたものに基づいて生成される、請求項5に記載のSSB受信方法。

請求項7

前記端末は、前記第1SSBを検出した場合、前記第1SSBを検出した時点から一定時間後の特定の時間区間で前記第2SSBの検出を行う、請求項1に記載のSSB受信方法。

請求項8

前記第1SSB及び前記第2SSBの各々に含まれたPBCH(Physical Broadcasting Channel)がマッピングされたシンボル上には、DMRS(Demodulation Reference Signal)がマッピングされ、前記第1SSBに対応するDMRSのシーケンス及び前記第2SSBに対応するDMRSのシーケンスは互いに異なる、請求項1に記載のSSB受信方法。

請求項9

前記第1SSB及び前記第2SSBの各々に含まれたPBCH(Physical Broadcasting Channel)がマッピングされたシンボル上には、DMRS(Demodulation Reference Signal)がマッピングされ、前記第1SSBに対応するDMRSがマッピングされる周波数位置と前記第2SSBに対応するDMRSがマッピングされる周波数位置は互いに異なる、請求項1に記載のSSB受信方法。

請求項10

前記端末が初期接続(Initial Access)を行う場合、前記少なくとも1つのSSBは第1時間周期で繰り返して送信され、前記端末がRRC連結(Connenction)状態である場合、少なくとも1つのSSBは第1時間周期より長い第2時間周期で繰り返して送信される、請求項1に記載のSSB受信方法。

請求項11

前記端末のサービングセル隣接セルの各々で送信される信号が一定の誤差範囲内で受信されると仮定する場合、前記サービングセルから受信したSSBにより得た時間情報は、前記隣接セルから受信したSSBに同様に適用される、請求項1に記載のSSB受信方法。

請求項12

無線通信システムにおいて、同期信号ブロック(Synchronization Signal Block;SSB)を受信する端末であって、基地局と信号を送受信するトランシーバー、及び前記トランシーバーに連結され、無線フレーム内に含まれた第1ハーフフレーム又は第2ハーフフレーム上で、複数のシンボルにマッピングされた少なくとも1つのSSBを受信するように前記トランシーバーを制御するプロセッサを含み、前記少なくとも1つのSSBは、前記第1ハーフフレーム上で受信される第1SSB及び前記第2ハーフフレーム上で受信される第2SSBのうちのいずれか1つであり、前記第1SSBがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第1シンボルと前記第2SSBがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第2シンボルには同じタイプの信号がマッピングされるが、前記第1シンボルと前記第2シンボルの位相は異なる、端末。

請求項13

無線通信システムにおいて、基地局が同期信号ブロック(Synchronization Signal Block;SSB)を送信する方法であって、複数のシンボルに少なくとも1つのSSBをマッピングし、無線フレーム内に含まれた第1ハーフフレーム又は第2ハーフフレーム上で送信することを含み、前記第1ハーフフレーム上では第1SSBを送信し、前記第2ハーフフレーム上では第2SSBを送信し、前記第1SSBがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第1シンボルと前記第2SSBがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第2シンボルには同じタイプの信号がマッピングされるが、前記第1シンボルと前記第2シンボルの位相は異なるようにマッピングする、SSB送信方法

請求項14

無線通信システムにおいて、同期信号ブロック(Synchronization Signal Block;SSB)を送信する基地局であって、端末と無線信号を送受信トランシーバー、及び前記トランシーバーに連結され、複数のシンボルに少なくとも1つのSSBをマッピングして、無線フレーム内に含まれた第1ハーフフレーム又は第2ハーフフレーム上で送信するように前記トランシーバーを制御するプロセッサを含み、前記第1ハーフフレーム上では第1SSBを送信し、前記第2ハーフフレーム上では第2SSBを送信し、前記第1SSBがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第1シンボルと前記第2SSBがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第2シンボルには同じタイプの信号がマッピングされるが、前記第1シンボルと前記第2シンボルの位相は異なるようにマッピングする、基地局。

技術分野

0001

本発明は、同期信号ブロックを送受信する方法及びそのための装置に関し、より詳しくは、同期信号ブロックがマッピングされるシンボル位相により同期信号ブロックが送信されるハーフフレーム識別する方法及びそのための装置に関する。

背景技術

0002

時代の流れによってより多くの通信装置がより大きな通信トラフィックを要求することになり、既存のLTEシステムに比べて向上した無線広帯域通信である次世代5Gシステムが要求されている。NewRATと呼ばれるこの次世代5Gシステムは、Enhanced Mobile BroadBand(eMBB)/Ultra−Reliability and Low−Latency Communication(URLLC)/Massive Machine−type Communications(mMTC)などに通信シナリオが区分される。

0003

ここで、eMBBはHigh Spectrum Efficiency、High User Experienced Data Rate、High Peak Data Rateなどの特性を有する次世代移動通信シナリオであり、URLLCはUltra Reliable、Ultra Low Latency、Ultra High Availabilityなどの特性を有する次世代移動通信シナリオであり(e.g.,V2X、Emergency Service、Remote Control)、mMTCはLow Cost、Low Energy、Short Packet、Massive Connectivityの特性を有する次世代移動通信シナリオである(e.g.,IoT)。

発明が解決しようとする課題

0004

本発明は、同期信号ブロックを送受信する方法及びそのための装置を提供する。

0005

本発明が遂げようとする技術的課題は、以上で言及した技術的課題に制限されず、言及していない他の技術的課題は、以下の発明の詳細な説明から本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者には明確に理解されるであろう。

課題を解決するための手段

0006

本発明の実施例による無線通信システムにおいて、端末が同期信号ブロック(Synchronization Signal Block;SSB)を受信する方法であって、無線フレーム内に含まれた第1ハーフフレーム又は第2ハーフフレーム上で、複数のシンボルにマッピングされた少なくとも1つのSSBを受信することを含み、少なくとも1つのSSBは、第1ハーフフレーム上で受信される第1SSB及び第2ハーフフレーム上で受信される第2SSBのうちのいずれか1つであり、第1SSBがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第1シンボルと第2SSBがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第2シンボルには同じタイプの信号がマッピングされるが、第1シンボルと第2シンボルの位相は異なる。

0007

この時、同じタイプの信号は、主同期信号(Primary Synchronization Signal;PSS)、副同期信号(Secondary Synchronization Signal;SSS)及びPBCH(Physical Broadcasting Channel)のうちのいずれか1つである。

0008

第1シンボルと第2シンボルの位相差は180°である。

0009

少なくとも1つのSSBに含まれたPBCH(Physical Broadcasting Channel)は、第1ハーフフレームと第2ハーフフレームを区分するための指示子を含み、該指示子はPBCHのスクランブルシーケンスの生成に用いられる。

0010

PBCHがマッピングされたシンボル上にはDMRS(Demodulation Reference Signal)がマッピングされ、DMRSのシーケンスはDMRSにより得られるSSBインデックスの数及び指示子に基づいて生成される。

0011

DMRSのシーケンスはDMRSにより得られるSSBインデックス数と指示子が示す値を乗じたものに基づいて生成される。

0012

端末は、第1SSBを検出した場合、第1SSBを検出した時点から一定時間後の特定の時間区間で第2SSBの検出を行う。

0013

第1SSB及び第2SSBの各々に含まれたPBCH(Physical Broadcasting Channel)がマッピングされたシンボル上には、DMRS(Demodulation Reference Signal)がマッピングされ、第1SSBに対応するDMRSのシーケンス及び第2SSBに対応するDMRSのシーケンスは互いに異なる。

0014

第1SSB及び第2SSBの各々に含まれたPBCH(Physical Broadcasting Channel)がマッピングされたシンボル上には、DMRS(Demodulation Reference Signal)がマッピングされ、第1SSBに対応するDMRSがマッピングされる周波数位置と第2SSBに対応するDMRSがマッピングされる周波数位置は互いに異なる。

0015

端末が初期接続(Initial Access)を行う場合、少なくとも1つのSSBは第1時間周期で繰り返して送信され、端末がRRC連結(Connenction)状態である場合、少なくとも1つのSSBは第1時間周期より長い第2時間周期で繰り返して送信される。

0016

端末のサービングセル隣接セルの各々で送信される信号が一定の誤差範囲内で受信されると仮定する場合、サービングセルから受信したSSBにより得た時間情報は、隣接セルから受信したSSBに同様に適用される。

0017

本発明による無線通信システムにおいて、同期信号ブロック(Synchronization Signal Block;SSB)を受信する端末であって、基地局と信号を送受信するトランシーバー、及びトランシーバーに連結され、無線フレーム内に含まれた第1ハーフフレーム又は第2ハーフフレーム上で、複数のシンボルにマッピングされた少なくとも1つのSSBを受信するようにトランシーバーを制御するプロセッサを含み、少なくとも1つのSSBは、第1ハーフフレーム上で受信される第1SSB及び第2ハーフフレーム上で受信される第2SSBのうちのいずれか1つであり、第1SSBがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第1シンボルと第2SSBがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第2シンボルには同じタイプの信号がマッピングされるが、第1シンボルと第2シンボルの位相は異なる。

0018

本発明の実施例による無線通信システムにおいて、基地局が同期信号ブロック(Synchronization Signal Block;SSB)を送信する方法であって、複数のシンボルに少なくとも1つのSSBをマッピングし、無線フレーム内に含まれた第1ハーフフレーム又は第2ハーフフレーム上で送信することを含み、第1ハーフフレーム上では第1SSBを送信し、第2ハーフフレーム上では第2SSBを送信し、第1SSBがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第1シンボルと第2SSBがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第2シンボルには同じタイプの信号がマッピングされるが、第1シンボルと第2シンボルの位相は異なるようにマッピングすることができる。

0019

本発明の実施例による無線通信システムにおいて、同期信号ブロック(Synchronization Signal Block;SSB)を送信する基地局であって、端末と無線信号を送受信トランシーバー、及びトランシーバーに連結され、複数のシンボルに少なくとも1つのSSBをマッピングして、無線フレーム内に含まれた第1ハーフフレーム又は第2ハーフフレーム上で送信するようにトランシーバーを制御するプロセッサを含み、第1ハーフフレーム上では第1SSBを送信し、第2ハーフフレーム上では第2SSBを送信し、第1SSBがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第1シンボルと第2SSBがマッピングされた複数のシンボルに含まれた第2シンボルには同じタイプの信号がマッピングされるが、第1シンボルと第2シンボルの位相は異なるようにマッピングすることができる。

発明の効果

0020

本発明によれば、同期信号ブロックがマッピングされたシンボルの位相により同期信号ブロックが送信されたハーフフレームを識別することにより、同期信号ブロックのための復号複雑度を減少させることができる。

0021

本発明で得られる効果は以上に言及した効果に制限されず、言及しなかった他の効果は下記の記載から本発明が属する当該技術分野における当業者に明確に理解されるであろう。

図面の簡単な説明

0022

3GPP無線接続網規格に基づく端末とE−UTRANの間の無線インターフェースプロトコル(Radio Interface Protocol)の制御平面(Control Plane)及び使用者平面(User Plane)構造を示す図である。
3GPPシステムに用いられる物理チャネル及びこれらを用いた一般的な信号送信方法を説明する図である。
LTEシステムで使用される同期信号(synchronization signal,SS)の伝送のための無線フレームの構造を例示する図である。
新しい無線接続技術(new radio Access technology、NR)において利用可能なスロット構造を例示する図である。
TXRUとアンテナ要素連結方式の一例を示す図である。
送受信器ユニット(transceiver unit、TXRU)及び物理的アンテナの観点でハイブリッドビーム形成構造抽象的に示した図である。
下りリンク伝送過程において同期信号とシステム情報に関するビームスイーピング(Beam Sweeping)動作を示す図である。
新しい無線接続技術(new radio Access technology、NR)システムのセルを例示する図である。
同期信号バースト及び同期信号バースト集合構成方法を説明する図である。
同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明する図である。
同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明する図である。
同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明する図である。
同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びSFN、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。
同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びSFN、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。
同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びSFN、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。
同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びSFN、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。
同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びSFN、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。
同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びSFN、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。
本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
本発明の実施例によるハーフフレーム境界情報を得るための方法を説明する図である。
同期信号及び下りリンク共通チャネルのための帯域幅を設定する実施例を説明する図である。
同期信号及び下りリンク共通チャネルのための帯域幅を設定する実施例を説明する図である。
本発明を一実施例による通信装置のブロック構成図である。

実施例

0023

以下、添付図面を参照しながら説明する本発明の実施例によって本発明の構成、作用及び他の特徴をより容易に理解できるであろう。以下の実施例は本発明の技術的特徴が3GPPシステムに適用された例である。

0024

この明細書では、LTEシステム、LTE−Aシステム及びNRシステムを用いて本発明の実施例を説明しているが、これは一例であり、本発明の実施例は上記定義に該当するいかなる通信システムにも適用することができる。

0025

また、この明細書では、基地局の名称RRH(remote radio head)、eNB、TP(transmission point)、RP(reception point)、中継器(relay)などの包括的な用語で使用されている。

0026

3GPP基盤通信標準は、上位階層から生じる情報を運ぶリソース要素に対応する下りリンク物理チャネルと、物理階層によって用いられるが、上位階層から生じる情報を搬送しないリソース要素に対応する下りリンク物理信号を定義する。例えば、物理下りリンク共有チャネル(physical downlink shared channel、PDSCH)、物理ブロードキャストチャネル(physical broadcast channel、PBCH)、物理マルチキャストチャネル(physical multicast channel、PMCH)、物理制御フォーマット指示子チャネル(physical control format indicator channel、PCFICH)、物理下りリンク制御チャネル(physical downlink control channel、PDCCH)及び物理ハイブリッドARQ指示子チャネル(physical hybrid ARQ indicator channel、PHICH)が下りリンク物理チャネルとして定義されており、参照信号と同期信号が下りリンク物理信号として定義されている。パイロット(pilot)とも呼ばれる参照信号(reference signal、RS)は、gNBとUEが互いに知っている既に定義された特別な波形の信号を意味するが、例えば、セル特定的RS(cell specific RS)、UE−特定的RS(UE−specific RS、UE−RS)、ポジショニングRS(positioning RS、PRS)及びチャネル状態情報RS(channel state information RS、CSI−RS)が下りリンク参照信号として定義される。3GPPLTE/LTE−A標準は、上位階層から生じる情報を搬送するリソース要素に対応する上りリンク物理チャネルと、物理階層によって用いられるが、上位階層から生じる情報を搬送しないリソース要素に対応する上りリンク物理信号を定義している。例えば、物理上りリンク共有チャネル(physical uplink shared channel、PUSCH)、物理上りリンク制御チャネル(physical uplink control channel、PUCCH)、物理任意接続チャネル(physical random access channel、PRACH)が上りリンク物理チャネルとして定義され、上りリンク制御/データ信号のための復調参照信号(demodulation reference signal、DMRS)と上りリンクチャネル測定に用いられるサウンディング参照信号(sounding reference signal、SRS)が定義される。

0027

本発明で、PDCCH(Physical Downlink Control CHannel)/PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel)/PHICH((Physical Hybrid automatic retransmit request Indicator CHannel)/PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)はそれぞれ、DCI(Downlink Control Information)/CFI(Control Format Indicator)/下りリンクACK/NACK(ACKnowlegement/Negative ACK)/下りリンクデータを搬送する時間−周波数リソースの集合或いはリソース要素の集合を意味する。また、PUCCH(Physical Uplink Control CHannel)/PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel)/PRACH(Physical Random Access CHannel)はそれぞれ、UCI(Uplink Control Information)/上りリンクデータランダムアクセス信号を搬送する時間−周波数リソースの集合或いはリソース要素の集合を意味する。本発明では、特に、PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH/PUCCH/PUSCH/PRACHに割り当てられたり、これに属した時間−周波数リソース或いはリソース要素(resource element、RE)をそれぞれ、PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH/PUCCH/PUSCH/PRACH RE又はPDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH/PUCCH/PUSCH/PRACHリソースと称する。以下では、UEがPUCCH/PUSCH/PRACHを送信するという表現は、それぞれ、PUSCH/PUCCH/PRACH上で/或いは、を通じて、上りリンク制御情報/上りリンクデータ/任意接続信号を送信することと同じ意味で使われる。また、eNBがPDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCHを送信するという表現は、それぞれ、PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH上で/或いは、を通じて、下りリンクデータ/制御情報を送信することと同じ意味で使われる。

0028

以下では、CRS/DMRS/CSI−RS/SRS/UE−RSが割り当てられた或いは設定された(configured)OFDMシンボル副搬送波/REを、CRS/DMRS/CSI−RS/SRS/UE−RSシンボル/搬送波/副搬送波/REと称する。例えば、トラッキングRS(tracking RS、TRS)が割り当てられた或いは設定されたOFDMシンボルは、TRSシンボルと称し、TRSが割り当てられた或いは設定された副搬送波は、TRS副搬送波と称し、TRSが割り当てられた或いは設定されたREはTRS REと称する。また、TRS送信のために設定されたサブフレームを、TRSサブフレームと称する。また、ブロードキャスト信号が送信されるサブフレームを、ブロードキャストサブフレーム或いはPBCHサブフレームと称し、同期信号(例えば、PSS及び/又はSSS)が送信されるサブフレームを、同期信号サブフレーム或いはPSS/SSSサブフレームと称する。PSS/SSSが割り当てられた或いは設定されたOFDMシンボル/副搬送波/REをそれぞれ、PSS/SSSシンボル/副搬送波/REと称する。

0029

本発明で、CRSポート、UE−RSポート、CSI−RSポート、TRSポートとは、それぞれ、CRSを送信するように設定されたアンテナポート、UE−RSを送信するように設定されたアンテナポート、CSI−RSを送信するように設定されたアンテナポート、TRSを送信するように設定されたアンテナポートを意味する。CRSを送信するように設定されたアンテナポートは、CRSポートによってCRSが占有するREの位置によって相互区別でき、UE−RSを送信するように設定されたアンテナポートは、UE−RSポートによってUE−RSが占有するREの位置によって相互区別でき、CSI−RSを送信するように設定されたアンテナポートは、CSI−RSポートによってCSI−RSが占有するREの位置によって相互区別できる。従って、CRS/UE−RS/CSI−RS/TRSポートという用語が、一定リソース領域内でCRS/UE−RS/CSI−RS/TRSが占有するREのパターンを意味する用語として用いられることもある。

0030

図1は3GPP無線接続網の規格に基づく端末とE−UTRANの間の無線インターフェースプロトコルの制御平面(control plane)及び使用者平面(user plane)の構造を示す図である。制御平面は端末(User Equipment;UE)とネットワークが信号を管理するために用いる制御メッセージが送信される通路を意味する。使用者平面はアプリケーション階層で生成されたデータ、例えば、音声データ又はインターネットパケットデータなどが送信される通路を意味する。

0031

第1の階層である物理階層は、物理チャネル(Physical Channel)を用いて上位階層に情報送信サービス(Information Transfer Service)を提供する。物理階層は上位にある媒体接続制御(Medium Access Control)階層とは送信チャネル(Transport Channel)を介して連結される。この送信チャネルを介して媒体接続制御階層と物理階層の間でデータが移動する。送信側と受信側の物理階層の間では物理チャネルを介してデータが移動する。物理チャネルは時間と周波数無線リソースとして活用する。具体的には、物理チャネルは、下りリンクにおいて、OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)方式で変調され、上りリンクにおいては、SC−FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access)方式で変調される。

0032

第2の階層である媒体接続制御(Medium Access Control;MAC)階層は、論理チャネル(Logical Channel)を介して上位階層である無線リンク制御(Radio Link Control;RLC)階層にサービスを提供する。第2の階層のRLC階層信頼性のあるデータ送信支援する。RLC階層の機能はMAC内部の機能ブロックにより具現できる。第2の階層のPDCP階層は帯域幅が狭い無線インターフェースにおいてIPv4或いはIPv6のようなIPパケットを効率的に送信するために不要な制御情報を減らすヘッダ圧縮(Header Compression)の機能を果たす。

0033

第3の階層である最下部に位置する無線リソース制御(Radio Resource Control;RRC)階層は、制御平面でのみ定義される。RRC階層は無線ベアラ(Radio Bearer)の設定(configuration)、再設定(re−configuration)及び解除(release)に関連して論理チャネル、送信チャネル及び物理チャネルの制御を担当する。無線ベアラは端末とネットワークの間のデータ伝達のために第2の階層により提供されるサービスを意味する。このために、端末とネットワークのRRC階層は互いにRRCメッセージ交換する。端末とネットワークのRRC階層の間にRRC連結(RRC Connected)がある場合、端末はRRC連結状態(Connected Mode)であり、そうではない場合はRRC休止状態(Idle Mode)である。RRC階層の上位にあるNAS(Non−Access Stratum)階層は、セッション管理(Session Management)と移動性管理(Mobility Management)などの機能を果たす。

0034

ネットワークから端末にデータを送信する下り送信チャネルとしては、システム情報を送信するBCH(Broadcast Channel)、ページングメッセージを送信するPCH(Paging Channel)、使用者トラフィックや制御メッセージを送信する下りSCH(Shared Channel)などがある。下りマルチキャスト又は放送サービスのトラフィック又は制御メッセージの場合、下りSCHを介して送信され、又は特の下りMCH(Multicast Channel)を介して送信されることができる。なお、端末からネットワークにデータを送信する上り送信チャネルとしては、初期制御メッセージを送信するRACH(Random Access Channel)、使用者トラフィックや制御メッセージを送信する上りSCH(Shared Channel)がある。送信チャネルの上位にありかつ送信チャネルにマッピングされる論理チャネル(Logical Channel)としては、BCCH(Broadcast Control Channel)、PCCH(Paging Control Channel)、CCCH(Common Control Channel)、MCCH(Multicast Control Channel)、MTCH(Multicast Traffic Channel)などがある。

0035

図2は3GPPシステムに用いられる物理チャネル及びこれらを用いた一般的な信号送信方法を説明する図である。

0036

端末は、電源オンになったり新たにセルに進入した場合は、基地局と同期を合わせるなどの初期セル探索(Initial cell search)作業を行う(S201)。このために、端末は基地局から主同期チャネル(Primary Synchronization Channel;P−SCH)及び副同期チャネル(Secondary Synchronization Channel;S−SCH)を受信することによって基地局と同期を合わせ、セルIDなどの情報を得ることができる。その後、端末は基地局から物理放送チャネル(Physical Broadcast Channel)を受信してセル内の放送情報を得ることができる。なお、端末は初期セル探索段階において下りリンク参照信号(Downlink Reference Signal;DL RS)を受信して下りリンクチャネル状態を確認することができる。

0037

初期セル探索を終了した端末は、物理下りリンク制御チャネル(Physical Downlink Control Channel;PDCCH)及び該PDCCHに載せられた情報によって物理下りリンク共有チャネル(Physical Downlink Control Channel;PDSCH)を受信することによって、より具体的なシステム情報を得ることができる(S202)。

0038

一方、基地局に最初に接続したか或いは信号伝送のための無線リソースがない場合は、端末は、基地局に対して任意接続過程(Random Access Procedure;RACH)を行うことができる(段階S203〜段階S206)。このために、端末は、物理任意接続チャネル(Physical Random Access Channel;PRACH)を介して特定シーケンスプリアンブルとして伝送し(S203及びS205)、PDCCH及び対応するPDSCHを介してプリアンブルに対する応答メッセージを受信することができる(S204及びS206)。競争基盤のRACHの場合、さらに衝突解決手順(Contention Resolution Procedure)を行うことができる。

0039

上述した手順を行った端末は、その後、一般的な上り/下りリンク信号伝送の手順として、PDCCH/PDSCH受信(S207)及び物理上りリンク共有チャネル(Physical Uplink Shared Channel;PUSCH)/物理上りリンク制御チャネル(Physical Uplink Control Channel;PUCCH)の送信(S208)を行う。特に、端末は、PDCCHを介して下りリンク制御情報(Downlink Control Information;DCI)を受信する。ここで、DCIは、端末に対するリソース割り当て情報などの制御情報を含み、その使用目的に応じてフォーマットが互いに異なる。

0040

一方、端末が上りリンクを通じて基地局に伝送したり、端末が基地局から受信したりする制御情報は、下り/上りリンクACK/NACK信号、CQI(Channel Quality Indicator)、PMI(Precoding Matrix Index)、RI(Rank Indicator)などを含む。3GPPLTEシステムの場合、端末は上述したCQI/PMI/RIなどの制御情報をPUSCH及び/又はPUCCHを介して伝送することができる。

0041

図3はLTE/LTE−A基盤の無線通信システムにおいて、同期信号(synchronization signal、SS)の伝送のための無線フレームの構造を例示する図である。特に、図3周波数分割デュプレックス(frequency division duplex、FDD)において同期信号及びPBCHの伝送のための無線フレームの構造を例示しており、図3の(a)は正規CP(normal cyclic prefix)として設定された無線フレームにおいてSS及びPBCHの伝送位置を示し、図3の(b)は拡張CP(extended CP)として設定された無線フレームにおいてSS及びPBCHの伝送位置を示している。

0042

以下、図3を参照しながらSSについてより具体的に説明する。SSはPSS(Primary Synchronization Signal)とSSS(Secondary Synchronization Signal)に区分される。PSSはOFDMシンボル同期、スロット同期などの時間ドメイン同期及び/又は周波数ドメイン同期を得るために使用され、SSSはフレーム同期セルグループID及び/又はセルのCP設定(即ち、一般CP又は拡張CPの使用情報)を得るために使用される。図3を参照すると、PSSとSSSは毎無線フレームの2個のOFDMシンボルで各々伝送される。具体的には、SSはインタ−RAT(inter radio access technology)の側定を容易にするために、GSM(Global System for Mobile communication)フレームの長さである4.6msを考慮して、サブフレーム0の1番目スロットとサブフレーム5の1番目のスロットで各々伝送される。特に、PSSはサブフレーム0の1番目のスロットの最後のOFDMシンボルとサブフレーム5の1番目のスロットの最後のOFDMシンボルで各々伝送され、SSSはサブフレーム0の1番目のスロットの最後から2番目のOFDMシンボルとサブフレーム5の1番目のスロットの最後から2番目のOFDMシンボルで各々伝送される。該当無線フレームの境界はSSSを通じて検出される。PSSは該当スロットの最後のOFDMシンボルで伝送され、SSSはPSSの直前のOFDMシンボルで伝送される。SSの伝送ダイバーシティ(diversity)方式は、単一のアンテナポート(Single antenna port)のみを使用し、標準では特に定義していない。

0043

PSSは5msごとに伝送されるので、UEはPSSを検出することにより、該当サブフレームがサブフレーム0とサブフレーム5のうちの1つであることは分かるが、該当サブフレームがサブフレーム0とサブフレーム5のうち、正確に何であるかは分かることができない。従って、UEはPSSのみでは無線フレームの境界を認知できない。即ち、PSSのみではフレーム同期を得ることができない。UEは1つの無線フレーム内で2回伝送されるが、互いに異なるシーケンスとして伝送されるSSSを検出して無線フレームの境界を検出する。

0044

PSS/SSSを用いたセルの探索過程を行ってDL信号の復調及びUL信号の伝送を正確な時点に行うために必要な時間及び周波数パラメータを決定したUEは、eNBとの通信のために、さらにeNBからUEのシステム設定(system configuration)に必要なシステム情報を得なければならない。

0045

システム情報はマスタ情報ブロック(Master Information Block、MIB)及びシステム情報ブロック(System Information Block、SIB)により設定される。各々のシステム情報ブロックは機能的に連関したパラメータ集まりを含み、含むパラメータによってマスタ情報ブロック(Master Information Block、MIB)及びシステム情報ブロックタイプ1(System Information Block Type 1、SIB1)、システム情報ブロックタイプ2(System Information Block Type 2、SIB2)、SIB3〜SIB17に区分される。

0046

MIBはUEがeNBのネットワークに初期接続(initial access)するために必須である、最も頻繁に伝送されるパラメータを含む。UEはMIBをブロードキャストチャネル(例えば、PBCH)を介して受信する。MIBには、下りリンクシステムの帯域幅(DL−Bandwidth、DL BW)、PHICHの設定、システムフレームの番号(SFN)が含まれる。従って、UEはPBCHを受信することにより明示的に(explicit)DL BW、SFN、PHICHの設定に関する情報を分かることができる。なお、PBCHを受信することによりUEが暗黙的に(implicit)認知できる情報としては、eNBの伝送アンテナポートの数がある。eNBの伝送アンテナの数に関する情報は、PBCHのエラー検出に使用される16−ビットCRC(Cyclic Redundancy Check)に伝送アンテナの数に対応するシーケンスをマスキング(例えば、XOR演算)して暗黙的にシグナリングされる。

0047

SIB1は他のSIBの時間ドメインスケジューリングに関する情報だけではなく、特定のセルがセル選択適合するか否かを判断するために必要なパラメータを含む。SIB1はブロードキャストのシグナリング又は専用(dedicated)シグナリングによりUEに受信される。

0048

DL搬送波周波数と該当システムの帯域幅はPBCHが運ぶMIBにより得られる。UL搬送波周波数及び該当システムの帯域幅は、DL信号であるシステム情報により得られる。MIBを受信したUEは、該当セルに対して貯蔵された有効システム情報がないと、システム情報ブロックタイプ2(System Information Block Type2、SIB2)が受信されるまで、MIB内のDL BWの値をUL−帯域幅(UL BW)に適用する。例えば、UEはシステム情報ブロックタイプ2(System Information Block Type2、SIB2)を得ることにより、SIB2内のUL−搬送波周波数及びUL−帯域幅情報により自分がUL伝送に使用できる全体ULシステムの帯域を把握することができる。

0049

周波数ドメインにおいて、PSS/SSS及びPBCHは実際のシステム帯域幅に関係なく、該当OFDMシンボル内でDC副搬送波を中心として左右3個ずつ総6個のRB、即ち、総72個の副搬送波内でのみ伝送される。従って、UEはUEに設定された下りリンク伝送帯域幅に関係なく、SS及びPBCHを検出(detect)又は復号(decode)できるように設定される。

0050

初期セル探索を終了したUEは、eNBへの接続を完了するために任意接続過程(random access procedure)を行う。このために、UEは物理任意接続チャネル(physical random access channel、PRACH)を介してプリアンブル(preamble)を伝送し、PDCCH及びPDSCHを介してプリアンブルに対する応答メッセージを受信する。競争基盤の任意接続(contention based random access)の場合、さらなるPRACHの伝送、またPDCCH及びPDCCHに対応するPDSCHのような衝突解決手順(contention resolution procedure)を行うことができる。

0051

上述したような手順を行ったUEは、今後一般的な上り/下りリンク信号伝送の手順としてPDCCH/PDSCHの受信及びPUSCH/PUCCHの伝送を行うことができる。

0052

任意接続過程は、任意接続チャネル(random access channel、RACH)過程とも呼ばれる。任意接続過程は初期接続、上りリンク同期調整、リソース割り当てハンドオーバーなどの用途に多様に使用される。任意接続過程は、競争−基盤(contention−based)の過程と専用(dedicated)(即ち、非−競争−基盤)の過程に分類される。競争−基盤の任意接続過程は初期接続を含んで一般的に使用され、専用の任意接続過程はハンドオーバーなどに制限的に使用される。競争−基盤の任意接続過程において、UEはRACHプリアンブルのシーケンスをランダムに選択する。従って、複数のUEが同時に同じRACHプリアンブルのシーケンスを伝送することができ、これにより今後競争解消過程が必要である。反面、専用の任意接続過程において、UEはeNBが該当UEに唯一に割り当てしたRACHプリアンブルのシーケンスを使用する。従って、他のUEとの衝突無しに任意接続過程を行うことができる。

0053

競争−基盤の任意接続過程は以下の4つの段階を含む。以下、段階1〜4により伝送されるメッセージは各々メッセージ1〜4(Msg1〜Msg4)と呼ばれる。

0054

−段階1:RACHプリアンブル(via PRACH)(UE to eNB)

0055

−段階2:ランダムアクセス応答(random access response、RAR)(via PDCCH及びPDSCH)(eNB to ue)

0056

−段階3:レイヤ2/レイヤ3のメッセージ(via PUSCH)(UE to eNB)

0057

−段階4:競争解消(contention resolution)メッセージ(eNB to UE)

0058

専用の任意接続過程は以下の3つの段階を含む。以下、段階0〜2により伝送されるメッセージは各々メッセージ0〜2(Msg0〜Msg2)と呼ばれる。任意接続過程の一部としてRARに対応する上りリンク伝送(即ち、段階3)も行われることができる。専用の任意接続過程は、基地局がRACHプリアンブル伝送を命令するためのPDCCH(以下、PDCCHオーダー(order))を用いてトリガーされることができる。

0059

−段階0:専用シグナリングによるRACHプリアンブルの割り当て(eNB to UE)

0060

−段階1:RACHプリアンブル(via PRACH)(UE to eNB)

0061

−段階2:ランダムアクセス応答(RAR)(via PDCCH及びPDSCH)(eNB to UE)

0062

RACHプリアンブルの伝送後、UEは所定の時間ウィンドウ内で任意接続応答(RAR)受信を試みる。具体的には、UEは時間ウィンドウ内でRA−RNTI(Random Access RNTI)を有するPDCCH(以下、RA−RNTI PDCCH)(例えば、PDCCHにおいてCRCがRA−RNTIにマスキングされる)の検出を試みる。RA−RNTI PDCCHの検出時、UEはRA−RNTI PDCCHに対応するPDSCH内に自分のためのRARが存在するか否かを確認する。RARはUL同期化のためのタイミングオフセット情報を示すタイミングアドバンス(Timing Advance、TA)情報、ULリソース割り当て情報(ULグラント情報)、臨時端末識別個(例えば、temporary cell−RNTI、TC−RNTI)などを含む。UEはRAR内のリソース割り当て情報及びTA値によってUL伝送(例えば、Msg3)を行うことができる。RARに対応するUL伝送にはHARQが適用される。従って、UEはMsg3の伝送後、Msg3に対応する受信応答情報(例えば、PHICH)を受信できる。

0063

任意接続プリアンブル、即ち、RACHプリアンブルは、物理階層において長さTCPの循環前置(cyclic prefix)及び長さTSEQシーケンス部分で構成される。TCPのTSEQはフレーム構造と任意接続設定に依存する。プリアンブルフォーマットは上位階層により制御される。PACHプリアンブルはULサブフレームで伝送される。任意接続プリアンブルの伝送は、特定時間及び周波数リソースに制限される(restrict)。かかるリソースをPRACHリソースとし、PRACHリソースは、インデックス0が無線フレームにおいて低い番号のPRB及びサブフレームに対応するように、無線フレーム内のサブフレーム番号と、周波数ドメインにおいてPRBの増加順に番号を付ける。任意接続リソースがPRACH設定インデックスにより定義される(3GPP TS 36.211標準文書を参照)。PRACH設定インデックスは(eNBにより伝送される)上位階層信号により与えられる。

0064

LTE/LTE−Aシステムにおいて、任意接続プリアンブル、即ち、RACHプリアンブルのための副搬送波間隔(Subcarrier Spacing)は、プリアンブルフォーマット0〜3の場合、1.25kHzであり、プリアンブルフォーマット4の場合、7.5kHzであると規定される(3GPP TS 36.211参照)。

0065

<OFDMニューマロロジー>

0066

新しいRATシステムはOFDM送信方式又は類似する送信方式を使用する。例えば、新しいRATシステムはLTEのOFDMパラメータとは異なるOFDMパラメータに従う。又は新しいRATシステムは、既存のLTE/LTE−Aのニューマロロジーをそのまま従うが、より大きいシステム帯域幅(例えば、100MHz)を有することができる。又は、1つのセルが複数のニューマロロジーを支援することもできる。即ち、互いに異なるニューマロロジーで動作するUEが1つのセル内に共存することができる。

0067

<サブフレームの構造>

0068

3GPPLTE/LTE−Aシステムで用いられる無線フレームは、10ms(307200Ts)の長さを有し、10個の均等なサイズのサブフレーム(subframe、SF)で構成される。1無線フレーム内の10個のサブフレームにはそれぞれ番号を与えることができる。ここで、Tsはサンプリング時間を示し、Ts=1/(2048*15kHz)で表示される。LTE用の基本(basic)時間ユニットはTsである。各々のサブフレームは1msの長さを有し、2個のスロットで構成される。1無線フレーム内において20個のスロットは0から19まで順にナンバリングされる。各々のスロットは0.5msの長さを有する。1サブフレームを送信するための時間は、送信時間間隔(transmission time interval、TTI)で定義される。時間リソース無線フレーム番号(或いは無線フレームインデックスともいう)、サブフレーム番号(或いはサブフレーム番号ともいう)、スロット番号(或いはスロットインデックス)などにより区分される。TTIとは、データがスケジューリング可能な間隔を意味する。例えば、現在のLTE/LTE−Aシステムにおいて、ULグラント或いはDLグランド送信機会(opportunity)は1msごとに存在し、1msより短い時間内にUL/DLグラント機会(opportunity)が複数存在することではない。従って、既存のLTE/LTE−AシステムにおいてTTIは1msである。

0069

図4は新しい無線接続技術(new radio access technology、NR)において利用可能なスロット構造を例示する図である。

0070

データ送信遅延を最小化するために、5世代の新しいRATでは制御チャネルデータチャネル時間分割多重化(time division multiplexing、TDM)されるスロットの構造が考えられている。

0071

図4において、斜線領域はDCIを運ぶDL制御チャネル(例えば、PDCCH)の送信領域を示し、黒色部分はUCIを運ぶUL制御チャネル(例えば、PUCCH)の送信領域を示す。ここで、DCIはgNBがUEに伝達する制御情報であり、DCIはUEが分かるべきセル設定(configuratoin)に関する情報、DLスケジューリングなどのDL特定的情報、またULグラントのようなUL特定的情報などを含む。またUCIはUEがgNBに伝達する制御情報であり、UCIはDLデータに対するHARQACK/NACK報告、DLチャネル状態に対するCSI報告、またスケジューリング要請(scheduling request,SR)などを含む。

0072

図4において、シンボルインデックス1からシンボルインデックス12までのシンボル領域は、下りリンクデータを運ぶ物理チャネル(例えば、PDSCH)の送信、又は上りリンクデータを運ぶ物理チャネル(例えば、PDCCH)の送信に使用される。図2のスロット構造によると、1つのスロット内においてDL送信とUL送信が順に行われて、DLデータの送信/受信とDLデータに対するULACK/NACKの受信/送信が1つのスロット内で行われる。結果として、データ送信エラーの発生時にデータの再送信までにかかる時間を短縮させることにより、最終データ伝達の遅延を最小化することができる。

0073

このようなスロット構造では、gNB及びUEは送信モードから受信モードへの転換過程又は受信モードから送信モードへの転換過程のための時間ギャップ(time gap)が必要である。このような送信モードと受信モードの間の転換過程のために、スロット構造においてDLからULに転換される時点の一部OFDMシンボルがガード期間(guard period、GP)に設定される。

0074

既存のLTE/LTE−Aシステムにおいては、DL制御チャネルはデータチャネルとTDMされ、制御チャネルであるPDCCHはシステムの全帯域に広がって送信される。しかし、新しいRATでは、1つのシステムの帯域幅が最小約100MHzに達すると予想されるので、制御チャネルを全帯域に拡散して送信することは無理である。UEがデータ送受信のために下りリンク制御チャネル受信のために全帯域をモニタリングすることは、UEのバッテリー消耗増大及び効率性低下を招く。従って、本発明ではDL制御チャネルをシステム帯域、即ちチャネル帯域内の一部の周波数帯域ローカライズ(localize)して送信するか、或いは分散して送信することができる。

0075

NRシステムにおいて、基本送信ユニット(basictransmission unit)はスロットである。スロット区間(duration)は正規(normal)循環プレフィックス(cyclic prefix、CP)を有する14個のシンボルからなるか、又は拡張CPを有する12個のシンボルからなる。また、スロットは使用された副搬送波間隔の関数であって、時間でスケーリングされる。即ち、副搬送波間隔が大きくなると、スロットの長さは短くなる。例えば、スロット当たりシンボル数が14である場合、10msのフレーム内におけるスロット数が15kHzの副搬送波間隔について10個であると、30kHzの副搬送波間隔については20個、60kHzの副搬送波間隔については40個になる。副搬送波間隔が大きくなると、OFDMシンボルの長さも短くなる。スロット内におけるOFDMシンボルの数は、正規CPであるか又は拡張CPであるかによって変化し、副搬送波間隔によっては変化しない。LTE用の基本時間ユニットであるTsはLTEの基本副搬送波間隔15kHzと最大FFTサイズの2048を考慮して、Ts=1/(15000*2048)秒に定義され、これは15kHzの副搬送波間隔に対するサンプリング時間である。NRシステムにおいては、15kHzの副搬送波間隔以外に様々な副搬送波間隔を使用でき、副搬送波間隔と該当時間の長さは反比例するので、15kHzより大きい副搬送波間隔に対応する実際のサンプリング時間は、Ts=1/(15000*2048)秒より短くなる。例えば、副搬送波間隔30kHz、60kHz、120kHzに対する実際のサンプリング時間は各々、1/(2*15000*2048)秒、1/(4*15000*2048)秒、1/(8*15000*2048)秒になる。

0076

アナログビーム形成(analog beamforming)>

0077

最近論議されている5世代移動通信システムは広い周波数帯域を用いて多数のユーザに高い送信率を維持しながらデータを送信するために高い超高周波帯域、即ち、6GHz以上のミリメートル周波数帯域を用いる方案を考慮している。3GPPではこれをNRと称しており、以下本発明ではNRシステムと称する。しかし、ミリメートル周波数帯域は非常に高い周波数帯域を用いるため、距離による信号減殺が急激であるという周波数特性を有する。従って、少なくとも6GHz以上の帯域を使用するNRシステムでは、急激な電波減殺特性を補償するために、信号送信を全方向ではなく特定の方向にエネルギーを集めて送信することにより、急激な電波減殺によるカーバリッジ減少の問題を解決する狭ビーム(narrow beam)送信技法を使用している。しかし、1つの狭ビームのみでサービスする場合、1つの基地局がサービスを提供する範囲が狭くなるので、基地局は多数の狭ビームを集めて広帯域にサービスを提供する。

0078

ミリメートル周波数帯域、即ち、ミリメートル波長(millimeter wave、mmW)では波長が短くなって、同じ面積に多数のアンテナ要素を設けることが可能になる。例えば、1cm程度の波長を有する30GHz帯域においては5by5cmのパネルに0.5λ(波長)間隔で2次元配列形態で総100個のアンテナ要素を設けることができる。よって、mmWでは、多数のアンテナ要素を使用してビーム形成利得を高めてカバレッジを増加させるか、或いは処理量(throughput)を高めることが考えられる。

0079

ミリメートル周波数帯域において狭ビームを形成する方法として、基地局やUEから多数のアンテナに適切な位相差を用いて同じ信号を送信することにより、特定の方向でのみエネルギーが高くなるビーム形成方式が主に考えられている。このようなビーム形成方式には、デジタル基底帯域(baseband)信号に位相差を形成するデジタルビーム形成、変調されたアナログ信号時間遅延(即ち、循環遷移)を用いて位相差を形成するアナログビーム形成、デジタルビーム形成とアナログビーム形成を全て利用するハイブリッドビーム形成などがある。アンテナ要素ごとに送信パワー及び位相調節ができるようにトランシーバユニット(transceiver unit、TXRU)を有すると、周波数リソースごとに独立したビーム形成が可能になる。しかし、100余個の全てのアンテナ要素にTXRUを設けることは費用面で実効性が乏しい。即ち、ミリメートル周波数帯域は急激な電波減殺特性を補償するために多数のアンテナを使用する必要があり、デジタルビーム形成はアンテナ数ほどのRFコンポーネント(例えば、デジタルアナログコンバータ(DAC)、ミキサー(mixer)、電力増幅器(power amplifier)、線形増幅器(linear amplifier)など)を必要とするので、ミリメートル周波数帯域においてデジタルビーム形成を具現するためには通信機器単価が上がる問題がある。従って、ミリメートル周波数帯域のようにアンテナが多く必要な場合には、アナログビーム形成又はハイブリッドビーム形成方式が考慮される。アナログビーム形成方式は、1つのTXRUに多数のアンテナ要素をマッピングし、アナログ位相遷移器(analog phase shifter)でビームの方向を調節する。かかるアナログビーム形成方式は全体帯域において1つのビーム方向のみを形成するので、周波数選択的ビーム形成(beamforming、BF)ができない短所がある。ハイブリッドBFはデジタルBFとアナログBFの中間形態であって、Q個のアンテナ要素より少ない数であるB個のTXRUを有する方式である。ハイブリッドBFの場合、B個のTXRUとQ個のアンテナ要素の連結方式によって差はあるが、同時に送信可能なビームの方向はB個以下に制限される。

0080

図5はTXRUとアンテナ要素の連結方式の一例を示す。

0081

図5の(a)はTXRUがサブアレイ(sub−array)に連結された方式を示す。この場合、アンテナ要素は1つのTXRUのみに連結される。一方、図5の(b)はTXRUが全てのアンテナ要素に連結される方式を示す。この場合、アンテナ要素は全てのTXRUに連結される。図5において、Wはアナログ位相シフター(analog phase shifter)により乗じられる位相ベクトルを示す。即ち、Wによってアナログビーム形成の方向が決定される。ここで、CSI−RSアンテナポートと複数のTXRUとのマッピングは1:1又は1:多である。

0082

上述したように、デジタルビーム形成は、送信又は受信デジタルの基底帯域信号に対して信号処理を行うので、多重ビームを用いて同時に複数の方向に信号を送信又は受信できる反面、アナログビーム形成は、送信又は受信アナログ信号を変調した状態でビーム形成を行うので、1つのビームがカバーする範囲を超える複数の方向に信号を同時に送信又は受信することができない。通常、基地局は広帯域送信又は多重アンテナ特性を用いて同時に多数のユーザと通信を行うが、基地局がアナログ又はハイブリッドビーム形成を使用し、1つのビーム方向にアナログビームを形成する場合には、アナログビーム形成の特性上、同じアナログビーム方向内に含まれるユーザとのみ通信が可能である。後述する本発明によるRACHリソース割り当て及び基地局のリソース活用方案は、アナログビーム形成又はハイブリッドビーム形成の特性により発生する制約事項を反映して提案される。

0083

ハイブリッドアナログビーム形成>

0084

図6は送受信器ユニット(transceiver unit、TXRU)及び物理的アンテナの観点でハイブリッドビーム形成の構造を抽象的に示す図である。

0085

複数のアンテナが使用される場合、デジタルビーム形成及びアナログビーム形成を結合したハイブリッドビーム形成技法が考えられている。この時、アナログビーム形成(又はRFビーム形成)は、RFユニットプリコーディング(又は組み合わせ(combining))を行う動作を意味する。ハイブリッドビーム形成において、基底帯域(baseband)ユニットとRFユニットは各々プリコーティング(又は組み合わせ)を行い、これによりRFチェーンの数とD/A(又はA/D)コンバーターの数を減らしながらデジタルビーム形成に近接する性能を得られるという長所がある。説明の便宜上、ハイブリッドビーム形成の構造は、N個のTXRUとM個の物理的アンテナで表すことができる。この時、送信端から伝送するL個のデータレイヤに対するデジタルビーム形成は、L−by−L行列で表され、その後、変換されたN個のデジタル信号はTXRUを介してアナログ信号に変換され、変換された信号に対してM−by−N行列で表されるアナログビーム形成が適用される。図6において、デジタルビームの数はLであり、アナログビームの数はNである。さらに、NRシステムにおいては、アナログビーム形成をシンボル単位で変更できるように基地局を設計して、特定の地域に位置したUEに効率的なビーム形成を支援する方向が考えられている。また、N個のTXRUとM個のRFアンテナを1つのアンテナパネルと定義した時、NRシステムにおいては、互いに独立したハイブリッドビーム形成が適用可能な複数のアンテナパネルを導入する方案も考えられている。以上のように基地局が複数のアナログビームを活用する場合、UEごとに信号の受信に有利なアナログビームが異なるので、少なくとも同期信号、システム情報、ページング(paging)などについては、特定のスロット又はサブフレームにおいて基地局が適用する複数のアナログビームをシンボルごとに変化させて全てのUEが受信機会を有するようにするビームスイーピング(beam sweeping)動作が考えられている。

0086

図7は下りリンクの伝送過程において同期信号とシステム情報に対するビームスイーピング(Beam sweeping)動作を示す図である。図7において、NewRATシステムのシステム情報が放送(Broadcasting)される物理的リソース又は物理チャネルをxPBCH(physical broadcast channel)と称する。この時、1つのシンボル内において互いに異なるアンテナパネルに属するアナログビーム(Analog beam)が同時に伝送されることができ、アナログビーム(Analog beam)ごとにチャネルを測定するために、図7に示したように、特定のアンテナパネルに対応する単一のアナログビーム(Analog beam)のために伝送される参照信号(Reference signal;RS)であるBeam RS(BRS)を導入する方案が論議されている。BRSは複数のアンテナポートに対して定義することができ、BRSの各アンテナポートは単一のアナログビーム(Analog beam)に対応することができる。この時、BRSとは異なり、同期信号(Synchronization signal)又はxPBCHは、任意のUEがよく受信できるようにアナログビームグループ(Analog beam Group)に含まれた全てのアナログビーム(Analog beam)のために伝送されることができる。

0087

図8は新しい無線接続技術(new radio access technology、NR)システムのセルを例示する図である。

0088

図8を参照すると、NRシステムにおいて、既存のLTEなどの無線通信システムに1つの基地局が1つのセルを形成したこととは異なり、複数のTRPが1つのセルを構成する方案が論議されている。複数のTRPが1つのセルを構成すると、UEをサービスするTRPが変わっても中断されず続けて通信が可能であり、UEの移動性管理が容易である。

0089

LTE/LTE−Aシステムにおいて、PSS/SSSは全−方位的(omni−direction)に伝送されることに反して、mmWaveを適用するgNBがビーム方向を全−方位的に変化しながらPSS/SSS/PBCHなどの信号をビーム形成して伝送する方法が考えられている。このように、ビーム方向を変化しながら信号を伝送/受信することをビームスイーピング(beam sweeping)又はビームスキャニングという。本発明において“ビームスイーピング”は伝送器側の行動であり、“ビームスキャニング”は受信器側の行動を示す。例えば、gNBが最大N個のビーム方向を有すると仮定すると、N個のビーム方向に対して各々PSS/SSS/PBCHなどの信号を伝送する。即ち、gNBは自分が有し得る又は支援しようとする方向をスイーピングしながら各々の方向に対してPSS/SSS/PBCHなどの同期信号を伝送する。又はgNBがN個のビームを形成できる場合、いくつずつのビームを集めて1つのビームグループを構成でき、ビームグループごとにPSS/SSS/PBCHを伝送/受信することができる。この時、1つのビームグループは1つ以上のビームを含む。同じ方向に伝送されるPSS/SSS/PBCHなどの信号が1つのSSブロックと定義されることができ、1つのセル内に複数のSSブロックが存在することができる。複数のSSブロックが存在する場合、各SSブロックの区分のために、SSブロックインデックスを使用できる。例えば、1つのシステムにおいて10個のビーム方向にPSS/SSS/PBCHが伝送される場合、同方向へのPSS/SSS/PBCHが1つのSSブロックを構成することができ、該当システムでは10個のSSブロックが存在すると理解できる。本発明において、ビームインデックスはSSブロックインデックスと解析できる。

0090

以下、本発明の実施例による同期信号を生成する方法及び同期信号インデックス、ハーフフレームインデックスなどの時間インデックスを指示する方法について説明する。

0091

なお、本発明の本格的な説明に入る前に、本発明で表現する‘上位ビット’と‘最上位ビット’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における、左側のビットを意味する。即ち、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、情報ビットが示す値が定数偶数であるか奇数であるかを決定する単位値となるビットであるLSB(Least Significant Bit、最下位ビット)と同じ意味に解釈できる。

0092

同様に、‘下位ビット’と‘最下位ビット’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における、右側のビットを意味する。これは、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、MSB(Most Significant Bit、最上位ビット)と同じ意味に解釈できる。

0093

例えば、後述する内容のうち、‘SFNの上位N−bit情報を得(例:S0、S1、S2)、PBCHコンテンツからその他の(10−N)bitに該当するSFN情報(例:S3〜S9)を得て、総10ビットのSFN情報を構成できる’という表現がある。

0094

これは、情報ビット列の順を最高桁の数を最も右側に位置させる配列、即ち、(S0 S1 S2 S3・・・S9)のように構成された情報ビット列において、‘上位N−bit’は左側のN−bit(例:S0 S1 S2)を意味し、‘その他の(10−N)bit’は右側(10−N)bit(例:S3〜S9)を意味する。これをLSB及びMSBと表現する場合、(S9 S8 S7・・・S1 S0)の順に表現される情報ビット列において、LSB N−bitと表現する場合、ビット列は(例:S2 S1 S0)の順に表現され、その他の‘(10−N)bit(例:S3〜S9)’をMSB(10−N)bitと表現する場合、ビット列は(S9 S8 S7・・・S3)の順に表現される。

0095

1.SSブロック構成

0096

仮に、PSSをSSブロックの前部に位置させる場合、120kHzと240kHzの副搬送波間隔を用いる時、端末のAGC(Automatic Gain Control)動作に問題が発生することができる。即ち、120kHz及び240kHzの副搬送波間隔の場合、AGC動作によりNR−PSSの検出が良好に行われないことがある。よって、以下の2つの実施例のようにSSブロック構成を変更することが考えられる。

0097

(方案1)PBCH−PSS−PBCH−SSS

0098

(方案2)PBCH−PSS−PBCH−SSS−PBCH

0099

即ち、PBCHシンボルをSSブロックの開始部分に位置させ、PBCHシンボルをAGC動作のためのダミー(Dummy)シンボルとして使用することで、端末のAGC動作がより円滑に行われる。

0100

2.SSバースト集合構成

0101

図9は、SSブロックを配置する副搬送波間隔が120kHzの時と、240kHzの時のSSバーストセット構成を示す。図9を参照すると、120kHzと240kHzの副搬送波を有する時、4個のSSバースト単位所定間隔を空けて、SSバーストを構成する。即ち、0.5ms単位で0.125msの上りリンク送信のためのシンボル区間を空けて、SSブロックを配置する。

0102

ところが、6GHz以上の周波数範囲において、60kHzの副搬送波間隔がデータ送信のために用いられてもよい。即ち、図10に示すように、NRではデータ送信のための60kHzの副搬送波間隔と、SSブロック送信のための120kHz又は240kHzの副搬送波間隔が多重化されることができる。

0103

一方、図10ボックスで表示した部分から分かるように、120kHzの副搬送波間隔のSSブロックと60kHzの副搬送波間隔のデータが多重化されながら、120kHzの副搬送波間隔のSSブロックと60kHzの副搬送波間隔のGPと下りリンク制御領域の間に衝突又は重畳が発生する。SSブロックとDL/UL制御領域の衝突は出来る限り避けた方が好ましいため、SSバースト及びSSバーストセット構成の修正が要求される。

0104

本発明では、これを解決するためのSSバースト構成の修正方向として2つの実施例を提案する。

0105

第1の実施例は、図11に示すように、SSバーストフォーマット1とSSバーストフォーマット2の位置を変更する方法である。即ち、図10のボックス内におけるSSバーストフォーマット1とフォーマット2を取り替えることで、SSブロックとDL/UL制御領域との衝突が発生しないようにする。換言すれば、SSバーストフォーマット1が60kHzの副搬送波間隔のスロットの前部に位置し、SSバーストフォーマット2が60kHzの副搬送波間隔のスロットの後部に位置する。

0106

上述した実施例をまとめると、以下の通りである。

0107

1)120KHzの副搬送波間隔(subcarrier spacing)

0108

−候補SSBの第1番目のOFDMシンボルのインデックスは{4,8,16,20,32,36,44,48}+70*nを有する。この時、搬送波周波数が6GHzよりも大きい場合、n=0,2,4,6である。(the first OFDMsymbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes{4, 8, 16, 20, 32, 36, 44, 48}+70*n. For carrier frequencies larger than 6 GHz, n=0, 2, 4, 6)

0109

−候補SSBの第1番目のOFDMシンボルのインデックスは{2,6,18,22,30,34,46,50}+70*nを有する。この時、搬送波周波数が6GHzよりも大きい場合、n=1,3,5,7である。(the first OFDMsymbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes {2, 6, 18, 22, 30, 34, 46, 50}+70*n. For carrier frequencies larger than 6 GHz, n=1, 3, 5, 7.)

0110

2)240KHzの副搬送波間隔(subcarrier spacing)

0111

−候補SSBの第1番目のOFDMシンボルのインデックスは{8,12,16,20,32,36,40,44,64,68,72,76,88,92,96,100}+140*nを有する。この時、搬送波周波数が6GHzよりも大きい場合、n=0,2である。(the first OFDMsymbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes {8, 12, 16, 20, 32, 36, 40, 44, 64, 68, 72, 76, 88, 92, 96, 100}+140*n. For carrier frequencies larger than 6 GHz, n=0, 2)

0112

−候補SSBの第1番目のOFDMシンボルのインデックスは{4,8,12,16,36,40,44,48,60,64,68,72,92,96,100,104}+140*nを有する。この時、搬送波周波数が6GHzよりも大きい場合、n=1,3である。(the first OFDMsymbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes {4, 8, 12, 16, 36, 40, 44, 48, 60, 64, 68, 72, 92, 96, 100, 104}+140*n. For carrier frequencies larger than 6 GHz, n=1, 3)

0113

第2の実施例は、図12のように、SSバーストセット構成を変更する方法である。即ち、SSバーストセットはSSバーストセットの開始境界と60kHzの副搬送波間隔スロットの開始境界が整列されるように、即ち、一致するように構成される。

0114

具体的に、SSバーストは1msの間に局部的に配置されるSSブロックで構成される。よって、1msの間、120kHzの副搬送波間隔のSSバーストは、16個のSSブロックを有し、240kHzの副搬送波間隔のSSバーストは、32個のSSブロックを有することになる。このようにSSバーストを構成すると、SSバーストの間に60kHzの副搬送波間隔を基準として1つのスロットがギャップ(gap)として割り当てられる。

0115

上述した第2の実施例をまとめると、以下の通りである。

0116

1)120KHzの副搬送波間隔(subcarrier spacing)

0117

−候補SSBの第1番目のOFDMシンボルのインデックスは{4,8,16,20}+28*nを有する。この時、搬送波周波数が6GHzよりも大きい場合、n=0,1,2,3,5,6,7,8,10,11,12,13,15,16,17,18である。(the first OFDMsymbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes {4, 8, 16, 20}+28*n. For carrier frequencies larger than 6GHz, n=0, 1, 2, 3, 5, 6, 7, 8, 10, 11, 12, 13, 15, 16, 17, 18)

0118

2)240KHzの副搬送波間隔(subcarrier spacing)

0119

−候補SSBの第1番目のOFDMシンボルのインデックスは{8,12,16,20,32,36,40,44}+56*nを有する。この時、搬送波周波数が6GHzよりも大きい場合、n=0,1,2,3,5,6,7,8である。(the first OFDMsymbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes {8, 12, 16, 20, 32, 36, 40, 44}+56*n. For carrier frequencies larger than 6 GHz, n=0, 1, 2, 3, 5, 6, 7, 8.)

0120

3.5ms区間において実際に送信されるSS/PBCHブロックを指示する方法(The indication of actually transmitted SS/PBCH block within 5ms duration)

0121

一方、ネットワーク環境によってはSSブロック送信のための候補数に制限があり得る。例えば、SSブロックが配置される副搬送波間隔に応じて候補の数が異なる。この場合、実際に送信されるSSブロックの位置をCONNECTED/IDLEモードでUEに知らせることができる。この時、実際に送信されるSSブロックの位置を知らせるActual transmitted SS/PBCH block indicationは、サービングセルのためにはリソース活用の目的、例えば、レートマッチングのために使用され、隣接セルのためには当該リソースに関連する測定のために使用されることができる。

0122

サービングセルに関連して、UEが送信されないSSブロックに対して正確に認知できる場合は、UEは送信されていないSSブロックの候補リソースを介してページング又はデータのような他の情報が受信可能であることを認知することができる。このようなリソースの柔軟性のために、サービングセルにおいて実際に送信されるSSブロックは正確に指示される必要がある。

0123

即ち、SSブロックが送信されるリソースでは、ページング又はデータのような他の情報を受信することができないため、実際にSSブロックが送信されないSSブロックによって他のデータ又は他の信号を受信して、リソース活用の効率性を高めるために、UEはSSブロックが実際に送信されないSSブロック候補に対して認知する必要がある。

0124

よって、サービングセルで実際に送信されるSSブロックを正確に指示するために、4、8又は64ビットのフルビットマップ情報が求められる。この時、ビットマップに含まれるビットサイズ各周波数範囲において最大に送信可能なSSブロックの数によって決定される。例えば、5ms区間において実際に送信されるSSブロックを指示するために、3GHzから6GHzの周波数範囲では8ビットが要求され、6GHz以上の周波数範囲では64ビットが要求される。

0125

サービングセルにおいて実際に送信されるSSブロックのためのビットはRMSI又はOSIで定義でき、RMSI/OSIはデータ又はページングのための設定情報を含む。Actual transmitted SS/PBCH block indicationは、下りリンクリソースのための設定に関連するため、RMSI/OSIが実際に送信されるSSブロック情報を含むことに帰する。

0126

一方、隣接セル測定のために隣接セルのActual transmittedSS/PBCH block indicationが求められる。即ち、隣接セルの測定のために隣接セルの時間同期情報を取得する必要があるが、NRシステムのTRP間の非同期送信を許容するように設計する場合、隣接セルの時間同期情報を知らせても、その情報の正確性は状況によって変化する。よって、隣接セルの時間情報を知らせる時には、TRP間の非同期送信を仮定しながらもUEに有効な情報として、その時間情報の単位が決定される必要がある。

0127

但し、リストされたセル(listed cell)が多い場合、フルビットマップタイプの指示子は、シグナリングオーバーヘッド過度に増加させる恐れがある。よって、シグナリングのオーバーヘッドを減少させるために、多様に圧縮されたタイプの指示子を考慮してもよい。一方、隣接セルの測定のためのみならず、シグナリングオーバーヘッドを減少させるために、サービングセルが送信するSSブロックのための指示子として圧縮されたタイプの指示子を考慮してもよい。換言すれば、後述するSSブロック指示子は、隣接セル及びサービングセルの実際に送信されるSSブロック指示のために使用されることができる。また、上述のように、SSバーストは各副搬送波による1つのスロットに含まれたSSブロックの集合を意味してもよいが、後述する実施例に限って、SSバーストはスロットには関係なく、所定数のSSブロックをグループしたSSブロックグループを意味してもよい。

0128

図13に示された1つの実施例によると、SSバーストが8個のSSブロックで構成されると仮定すると、64個のSSブロックが位置可能な6GHz以上の帯域で全8個のSSバーストが存在することができる。

0129

ここで、SSブロックをSSバーストでグループすることは、64ビットの全体ビットマップを圧縮するためである。64ビットのビットマップ情報の代わりに、実際に送信されるSSブロックを含むSSバーストを指示する8ビット情報を用いることができる。仮に、8ビットのビットマップ情報がSSバースト#0を指示する場合は、SSバースト#0は、実際に送信されるSSブロックを1つ以上含むことができる。

0130

ここで、UEにSSバースト当たり送信されるSSブロックの数をさらに指示するための追加情報を考慮してもよい。追加情報によって指示されるSSブロックの数だけ各SSバーストに局部的にSSブロックが存在してもよい。

0131

よって、追加情報によって指示されるSSバースト当たり実際に送信されるSSブロックの数、及び実際に送信されるSSブロックを含むSSバーストを指示するためのビットマップを組み合わせて、UEは、実際に送信されるSSブロックを推定することができる。

0132

例えば、以下の表1のような指示を仮定することができる。

0133

0134

即ち、表1によると、8ビットのビットマップによってSSバースト#0、#1、#7にSSブロックが含まれていることが分かり、追加情報によって各SSバーストに4個のSSブロックが含まれていることが分かるため、結局、SSバースト#0、#1、#7の前に4個の候補位置によってSSブロックが送信されることを推定することができる。

0135

一方、上述した例とは異なり、追加情報もビットマップ形式で伝達することで、SSブロックが送信される位置の柔軟性を有することができる。

0136

例えば、SSバースト送信に関する情報はビットマップで指示し、SSバースト内に送信されるSSブロックをその他のビットで指示する方法がある。

0137

即ち、全64個のSSブロックを各々8個のSSバースト(即ち、SSブロックグループ)に区分して、8ビットのビットマップ送信としていずれのSSバーストが使用されるかを端末に知らせる。図13のようにSSバーストを定義すると、副搬送波間隔が60kHzであるスロットと多重化する場合、SSバーストと60kHzの副搬送波を有するスロットの境界が整列されるメリットがある。よって、ビットマップとしてSSバーストを使用するか否かを指示すると、6Ghz以上の周波数帯域では、全ての副搬送波間隔に対してスロット単位でSSブロックの送信有無を端末が認知することができる。

0138

ここで、上述した例示と異なる点は、追加情報をビットマップ方式で知らせることである。この場合、各々のSSバーストに含まれた8個のSSブロックに対してビットマップ情報を送信しなければならないため、8ビットが必要であり、当該追加情報は全てのSSバーストに共通して適用される。例えば、SSバーストに対するビットマップ情報によって、SSバースト#0とSSバースト#1が使用されることが指示され、SSブロックに対する追加ビットマップ情報によって、SSバーストにおいて第1番目と第5番目のSSブロックが送信されることが指示された場合、SSバースト#0とSSバースト#1はいずれも第1番目と第5番目のSSブロックが送信され、実際に送信されるSSブロックの全4個になる。

0139

一方、いくつかの隣接セルはセルリストに含まれていなくてもよいが、セルリストに含まれていない隣接セルは、実際に送信されるSSブロックのための基本フォーマット(default format)を使用する。このような基本フォーマットを用いることで、UEは、リストに含まれていない隣接セルに対する測定を行うことができる。この時、上述した基本フォーマットは予め定義されるか、ネットワークによって設定されてもよい。

0140

一方、サービングセルで送信される実際に送信されるSSブロックに関する情報と、隣接セルで送信される実際に送信されるSSブロックに関する情報とがかち合う場合、端末はサービングセルで送信されるSSブロック情報を優先して、実際に送信されるSSブロックに関する情報を取得することができる。

0141

即ち、実際に送信されるSSブロックに関する情報がフルビットマップタイプと、グルーピングタイプで受信された場合、フルビットマップタイプの情報の精度が高い可能性が大きいため、フルビットマップタイプの情報を優先してSSブロック受信に利用することができる。

0142

4.システムフレーム番号、ハーフフレーム境界

0143

SFN情報の下位のN−bitsはPBCHペイロードで伝達され、上位のM−bitはPBCHスクランブルシーケンスで伝達される。なお、SFN情報の上位のM−bitsのうち、最上位の1−bitはPBCHDMRS、NR−SSS或いはSSblockの時間/周波数位置の変化により伝達される。さらに、ハーフ無線フレーム(5ms)の境界に関する情報は、PBCH DMRS或いはNR−SSS或いはSSブロックの時間/周波数位置の変化により伝達される。

0144

ここで、‘上位ビット’と‘最上位ビット’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における、左側のビットを意味する。これは、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、定数の偶数であるか奇数であるかを決定する単位値となるビットであるLSB(Least Significant Bit、最下位のビット)と同じ意味に解釈できる。

0145

また、‘下位ビット’と‘最下位ビット’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における、右側のビットを意味する。これは、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、MSB(Most Significant Bit、最上位のビット)と同じ意味に解釈できる。

0146

実施例1−1

0147

特定のSSブロックに含まれたNR−PBCHで伝達するコンテンツが80msごとに変更されるとした時、NB−PBCHコンテンツは80ms内で変更しない情報を含む。例えば、PBCH TTI(80ms)の範囲でPBCHコンテンツに含まれるSFN情報はいずれも同一であり、このために10bit SFN情報のうち、PBCHコンテンツには下位の7bitsの情報が含まれ、フレーム境界(10ms)を区分する上位の3bit情報はPBCHスクランブルシーケンスなどに含まれることができる。

0148

実施例1−2

0149

特定のSSブロックに含まれたNR−PBCHで伝達するコンテンツが80msごとに変更されるとした時、NB−PBCHコンテンツは80ms内で変更されない情報を含む。例えば、PBCH TTI(80ms)の範囲でPBCHコンテンツに含まれるSFN情報はいずれも同一であり、このために10bit SFN情報のうち、PBCHコンテンツには下位の7bits情報が含まれ、フレーム境界(10ms)を区分する上位の3bit情報のうち、下位の2bits情報はPBCHスクランブルシーケンスに含まれ、最上位の1bit情報はPBCHコンテンツ、CRC、スクランブルシーケンスなど、PBCHチャネルコーディングとは区別される他の信号又はチャネルを使用して伝送する。例えば、PBCHチャネルコーディングに関連する部分とは区分される他の信号としては、PBCHDMRSを使用でき、DMRSシーケンス、DMRS RE位置、DMRSシーケンス to REマッピング変更、SSブロック内のシンボル位置の変更、SSブロックの周波数位置の変更などを情報として使用できる。

0150

具体的には、DMRSシーケンスが使用される場合、DMRS伝送される2個のOFDMシンボルの位相差、例えば、Orthogonal code coverを用いる方法が考えられる。また、DMRSシーケンスが使用される場合、初期値を変更する方法が考えられる。具体的には、ゴールドシーケンスに使用される2個のm−sequenceのうちの1つのm−sequenceの初期値は固定し、他の1つのm−sequenceの初期値をcell−ID及び他の情報を使用して変更した場合、固定された初期値を使用したm−sequenceに伝送しようとする情報を使用して初期値を変更する方法を導入できる。

0151

より具体的には、10ms境界情報を示す1bitに従って、既存の固定された初期値(例えば、[100・・・0])にさらに他の初期値(例えば、[010・・・0])を導入して20ms範囲で2個の初期値を10ms単位で変更することが考えられる。他の方法としては、1つのm−sequenceは固定された初期値をそのまま使用し、他の1つのm−sequenceの初期値に伝送しようとする情報を追加する方法が考えられる。

0152

また、DMRS RE位置を使用する場合、情報によってDMRSの周波数軸の位置を変更するV−shift方法を適用できる。具体的には、20ms範囲において0msと10msの伝送時にRE位置を異なるように配置するが、DMRSが4REごとに配置されるとした時、2RE単位でシフトする方案を導入できる。

0153

また、PBCHDMRSシーケンスがREにマッピングされる方式を変更する方法を適用できる。具体的には、0msの場合、1番目のREからシーケンスをマッピングし、10msの場合、シーケンスに他のマッピング方法を適用するが、例えば、1番目のREにシーケンスを逆にマッピングしたり、1番目のOFDMシンボルの中間REからマッピングしたり、2番目のOFDMシンボルの1番目のREからマッピングしたりするなどの方法を適用できる。また、SSブロック内において、PSS−PBCH−SSS−PBCHなどの順序配置を他の配置に変更する方案も考えられる。例えば、基本的にPBCH−PSS−SSS−PBCHなどに配置するが、0msと10msで互いに異なる配置方法を適用する。また、SSブロック内でPBCHデータがマッピングされるRE位置を変更する方法を適用できる。

0154

実施例1−3

0155

ハーフフレーム境界を指示する1bit情報は、PBCHコンテンツ、CRC、スクランブルシーケンスなどのPBCHチャネルコーディングに関連する部分とは区分される他の信号又はチャネルなどを使用して伝送できる。例えば、PBCHチャネルコーディングとは区別される他の信号としては、実施例1−2と同様にPBCHDMRSを使用でき、DMRSシーケンス、DMRS RE位置、DMRSシーケンス to REマッピング変更、SSブロック内のシンボル位置変更、SSブロックの周波数位置変更などを情報として使用できる。特に、これは10msの範囲において0msと5msの境界に変更される時に適用できる。

0156

さらに、ハーフフレームの境界情報及びSFN最上位の1bit情報を含む20ms範囲で5ms単位の時間変更情報のために、実施例1−2に提示した方法のように、DMRSシーケンス、DMRS RE位置、DMRSシーケンス to REマッピング変更、SSブロック内のシンボル位置変更、SSブロックの周波数位置変更などを情報として使用できる。これは、20ms範囲において0、5、10、15msの境界で時間情報が変更される時に適用できる。

0157

実施例1−4

0158

なお、実施例1−4において、‘上位ビット’と‘最上位ビット’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における左側のビットを意味する。これは、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、定数の偶数であるか奇数であるかを決定する単位値となるビットであるLSB(Least Significant Bit、最下位のビット)と同じ意味に解釈できる。

0159

また、‘下位ビット’と‘最下位ビット’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における右側のビットを意味する。これは、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、MSB(Most Significant Bit、最上位のビット)と同じ意味で解釈できる。

0160

1つのPBCHが総N REsで構成される時、PBCHデータ伝送のために、M(<N)REsが割り当てられ、QPSK変調が使用されると、スクランブルシーケンスの長さは2*Mになる。総L種類の互いに異なる2*M長さのスクランブルシーケンスを形成する方法は、総長さL*2*Mのシーケンスを生成し、2*M単位に区分してL個のシーケンスを生成する。スクランブルシーケンスとしては、PNシーケンスを使用でき、ゴールドシーケンス及びM sequenceなどを使用できる。具体的には、長さ31のゴールドシーケンスを使用できる。PNシーケンスを初期化する値としては、最小限セルIDが使用され、PBCHDMRSから得たSSブロックのインデックスをさらに使用できる。SSブロックのインデックスからスロット数及びOFDMシンボルが類推される場合、スロット数/OFDMシンボル数が使用されることができる。さらにハーフ無線フレームの境界情報を初期化値として使用することもできる。またSFN情報のうち、一部のビットをコンテンツやスクランブルシーケンスなどのチャネルコーディングとは区別される信号又はチャネルで得られる場合は、該当SFN情報はスクランブルシーケンスの初期化値として使用できる。

0161

スクランブルシーケンスの長さは、SFN情報のうち、スクランブルシーケンスにより伝達されるビットの長さによって決定される。例えば、SFN情報のうち、3bitの情報がスクランブルシーケンスにより伝達される場合、8種類の状態を表現すべきであるが、このためには、総長さ8*2*Mのシーケンスが要求される。同様に、2bit情報が伝達される場合には、総長さ2*2*Mのシーケンスが要求される。

0162

PBCHコンテンツとCRCを含むビット列は、Polar codeを使用してエンコーディングされ、長さ512の符号化されたビットが生成される。符号化されたビットは、スクランブルシーケンスの長さより短いが、長さ512の符号化されたビットを複数回繰り返してスクランブルシーケンスの長さと同じ長さのビット列に形成する。その後、繰り返された復号化ビットをスクランブルシーケンスと乗じ、QPSK変調を行う。変調されたシンボルは長さM単位に分割してPBCH REにマッピングする。

0163

例えば、図14を参照すると、SFN情報のうち、3bitの情報がスクランブルシーケンスにより伝達される場合、10msごとにスクランブルシーケンスを変更するために、長さM単位の変調されたシンボルシーケンスを10ms単位で伝送する。この時、10ms単位で伝送される各々の変調されたシンボルは互いに異なる。SSバースト集合の周期が5msである場合、10ms範囲に含まれた2回の5ms伝送周期の間には同一の変調されたシンボルシーケンスを伝送する。端末がハーフ無線フレーム(5ms)の境界情報を得られる場合には、10ms範囲で2回伝送されたPBCHの情報を結合でき、80msの範囲で10ms単位で伝送される8種類のスクランブルシーケンスを分かるために、総8回のブラインドデコーディングを行う。この時、端末はPBCHではない他のチャネルのデコーディングを行ってハーフフレーム境界の1bit情報(例えば、C0)を得る。また端末は、PBCHブラインドデコーディングを行ってSFNの上位のN−bit情報を得(例えば、S0、S1、S2)、PBCHコンテンツからその他の10−Nbitに該当するSFN情報(例えば、S3〜S9)を得て、総10bitのSFN情報を構成できる。

0164

さらに他の例として、SFN情報のうち3bit情報がスクランブルシーケンスにより伝達され、ハーフフレーム境界情報がPBCHコンテンツに含まれる場合、10ms伝送周期では同一のコンテンツが含まれるが、5msオフセットのあるPBCHコンテンツはハーフフレーム境界情報1bitが異なるため、5msごとに異なるコンテンツが伝送される。即ち、ハーフフレーム境界情報1bitによって2個のコンテンツが構成され、基地局は2個のコンテンツを各々エンコーディングし、各々についてビット繰り返し、スクランブル、変調などを行う。

0165

端末が5ms境界情報を得られない場合、5msごとに伝送される信号の結合を行うことが容易ではなく、その代わりに10msごとに行った8回のブラインドデコーディングを5msオフセットでも同様に行う。即ち、端末は少なくとも8回のブラインドデコーディングを行って、SFNの上位のN−bits情報を得(例えば、、S0、S1、S2)、PBCHコンテンツからその他の10−N bitsに該当するSFN情報(例えば、、S3〜S9)だけではなく、ハーフ無線フレーム境界の1bit情報(例えば、C0)を得る。即ち、得られたビット情報を構成して5ms単位の時間情報を得ることができる。

0166

同様に、SFN情報のうち、2bitの情報がスクランブルシーケンスにより伝達される場合、20msごとにスクランブルシーケンスが変更され、20msの範囲に含まれた4回の5ms伝送周期の間には同一の変調されたシンボルシーケンスを伝送する。端末がハーフフレーム境界情報及びSFNの最上位の1bit情報が得られる場合、20ms範囲で受信した4回のPBCHを結合することができ、20msごとに4回のブラインドデコーディングを行う。この時、端末の受信複雑度はハーフフレーム境界情報及びSFN最上位ビットの情報を得ることにより増加するが、PBCHブラインドデコーディングの複雑度を下げることができ、PBCH結合を最大16回行うことができるので、検出性能の向上を期待できる。この時、端末はPBCHではない他のチャネルのデコーディングを行ってハーフフレーム境界の1bit情報(例えば、C0)及びSFNの最上位の1bit情報(例えば、S0)を得る。

0167

端末はPBCHブラインドデコーディングを行って、SFNの最上位の1bit以後の上位の(N−1)−bit情報を得(例えば、S1、S2)、PBCHコンテンツからその他の10−N bitに該当するSFN情報(例えば、S3〜S9)を得る。これにより、ハーフ無線フレームの境界情報(例えば、C0)及び総10bitのSFN情報(S0〜S9)を構成でき、このように得た時間情報は5ms単位を提供する。この時、5ms範囲で多数のSSブロックを伝送できるが、5ms範囲におけるSSブロックの位置は、PBCHDMRS及びPBCHコンテンツから得ることができる。

0168

一方、SFN情報のうち、2ビット(例:S1、S2)の情報がスクランブルシーケンスにより伝達され、SFN情報のうち、最上位の1ビット(例:S0)の情報とハーフフレーム境界1ビット(例:C0)は、PBCHコンテンツから伝達される場合、20ms範囲で5msごとにPBCHコンテンツの内容が変更されることにより(例:S0、C0)、4個の情報ビット集合が生成され、各情報ビット集合は各情報ビット集合ごとにチャネルコーディング過程を行う。

0169

さらに他の例として、SFN情報10ビットとハーフフレーム境界情報1ビットをPBCHコンテンツに含ませることができる。この場合、SFN上位3ビット(例:S0、S1、S2)及びハーフフレーム1ビット(例:C0)を除いたPBCHコンテンツは、PBCH TTI(例:80ms)の間には変更されない。但し、SFN上位3ビット(例:S0、S1、S2)及びハーフフレーム1ビット(例:C0)情報は、5ms単位で変更される。これにより、PBCH TTI(例:80ms)の区間では16個のPBCH情報ビット集合が生成される。

0170

またPBCHペイロードに含まれた情報ビットにおいて、SFN情報の一部ビット(例:S1、S2)を除いた情報ビット及びCRCにスクランブルシーケンスが適用される。この時、スクランブルシーケンスとしてはゴールドシーケンスのようなPNシーケンスが使用される。またスクランブルシーケンスはセルIDにより初期化できる。

0171

なお、スクランブルされるビット数をMとする時、長さM*Nのシーケンスを生成し、シーケンスの要素が重ならないように長さMのシーケンスをN個に分割し、SFN情報のうちの一部ビット(例:S1、S2)が変更される順序によって、以下のように長さMのシーケンスをN個のシーケンスの各々に対するスクランブルシーケンスとして使用する。

0172

(例示)

0173

−(S2,S1)=(0,0)である時、0〜M−1のシーケンス列をスクランブルシーケンスとして使用

0174

−(S2,S1)=(0,1)である時、M〜2M−1のシーケンス列をスクランブルシーケンスとして使用

0175

−(S2,S1)=(1,0)である時、2M〜3M−1のシーケンス列をスクランブルシーケンスとして使用

0176

−(S2,S1)=(1,1)である時、3M〜4M−1のシーケンス列をスクランブルシーケンスとして使用

0177

上記によれば、PBCH TTI(例:80ms)区間で生成される16個のPBCH情報ビット集合のうち、20ms範囲で送信される4個のPBCH情報ビット集合には同じスクランブルシーケンスが使用され、次の20ms範囲で送信される4個のPBCH情報ビット集合には以前の20ms範囲で送信された4個のPBCH情報ビットで使用されたスクランブルシーケンスとは異なるスクランブルシーケンスが使用される。

0178

今後、以上のようにスクランブルシーケンスを使用してスクランブルされた16個のPBCH情報ビット集合の各々にチャネルコーディング(channel coding)が行われ、チャネルコーディングにより符号化されたビットに2番目のスクランブルシーケンスが適用される。即ち、16個のPBCH情報ビット集合に上述した方式で1番目のスクランブルシーケンスを適用してスクランブルを行った数、チャネルコーディングが行われ、これにより、得られた符号化されたビットに2番目のスクランブルシーケンスを適用する。この時、2番目のスクランブルシーケンスとしてはゴールドシーケンスのようなPNシーケンスが使用され、2番目のスクランブルシーケンスはセルID及びPBCHDMRSに伝達されるSSブロックインデックス3ビットにより初期化できる。

0179

特定のSSブロックインデックスに連関して送信されるPBCHコンテンツの符号化されたビットには、送信時点によって同じスクランブルシーケンスが使用される。

0180

反面、ハーフフレーム境界情報によって5ms単位で変更されたスクランブルシーケンスを適用することもできる。例えば、スクランブルされる符号化されたビット数をKとする時、長さ2*Kのシーケンスを生成し、シーケンスの要素が重ならないように各々長さKの2個のシーケンスに分割して、各々のハーフフレーム境界情報に適用する。上述した方法によれば、10ms区間で送信されるPBCHをsoft combiningする時、干渉(interference)をランダムに分散させることにより性能を改善することができる。

0181

一方、2番目のスクランブルシーケンスの候補シーケンスに関する情報がない場合は、UEは候補シーケンスとして可能なスクランブルシーケンスが送信されたと仮定して、複数回のデコーディングを行う。

0182

また、ハーフフレーム境界情報1ビットはPBCHコンテンツ、CRC、スクランブルシーケンスなど、PBCHチャネルのコーディングに関連する部分とは異なる信号及び/又はチャネルなどを使用して送信できる。

0183

例えば、PBCHDMRSを活用してハーフフレーム境界情報1ビットを送信することができ、DMRSシーケンス、DMRS RE位置、DMRSシーケンスをREにマッピングする方法或いは順序の変更、SSブロック内のPSS/SSS/PBCHのシンボル位置の変更、SSブロックの周波数位置の変更、SS或いはPBCHOFDMシンボルの極性反転などを活用して、ハーフフレーム境界情報1ビットを送信することができる。これに関する詳しい内容については後述する。

0184

PBCHデコーディングを行う前に、UEがハーフフレーム境界情報を得る場合、UEは得られたハーフフレーム境界情報に対応するスクランブルシーケンスを使用して、デスクランブル(de−scrambling)を行うことができる。

0185

5.SSブロック時間インデックス

0186

以下、SSブロック時間インデックスを指示する方法についてより詳しく説明する。

0187

SSブロックの時間インデックスのうちの一部は、PBCHDMRSのシーケンスにより伝達され、その他のインデックスはPBCHペイロードで伝達される。この時、PBCH DMRSシーケンスにより伝達されるSSブロックの時間インデックスは、N−bitsの情報であり、PBCHペイロードで伝達されるSSブロックの時間インデックスは、M−bitsの情報である。周波数範囲の最大SSブロックの数をL−bitsとした時、L−bitはM−bitとN−bitsの合計である。5ms範囲で伝達できる総H(=2^L)状態をグループA、PBCH DMRSシーケンスにより伝達されるN−bitsが表すJ(=2^N)状態をグループB、PBCHペイロードで伝達されるM−bitsが表すI(=2^M)状態をグループCとした時、グループAの状態の数HはグループBの状態の数JとグループCの状態の数Cの積で表すことができる。この時、グループBとグループCのうちのいずれか1つのグループに属した状態は、0.5ms範囲内では最大P個(この時、Pは1又は2)を表すことができる。また、本発明に記載されたグループは、説明の便宜のために使用したものであり、様々な形態で表現できる。

0188

なお、PBCHDMRSシーケンスにより伝達される状態の数は、3GHz以下の周波数範囲では4個、3GHz〜6GHzの周波数範囲では8個、6GHz以上の周波数範囲では8個になる。6GHz以下の帯域で15kHz及び30kHzの副搬送波間隔が使用されるが、この時、15kHz副搬送波間隔が使用されると、0.5ms範囲内で最大1つの状態が含まれ、30kHz副搬送波間隔が使用されると、0.5ms範囲内で最大2個の状態が含まれる。6GHz以上の帯域で120kHz及び240kHz副搬送波間隔が使用されるが、この時、120kHz副搬送波間隔が使用されると、0.5ms範囲内で最大1つの状態が含まれ、240kHz副搬送波間隔が使用されると、0.5ms範囲内で最大2個の状態が含まれる。

0189

図15の(a)、(b)は各々15kHz/30kHzの副搬送波間隔を使用する場合と120kHz/240kHzの副搬送波間隔を使用する場合、0.5ms範囲に含まれるSSブロックを示す。図15に示したように、15kHz副搬送波間隔の場合、0.5ms範囲には1つ、30kHz副搬送波間隔の場合は2個、120kHz副搬送波間隔の場合は8個、240kHz副搬送波間隔の場合は16個のSSブロックが含まれる。

0190

15kHz及び30kHz副搬送波間隔の場合、0.5ms内に含まれるSSブロックのインデックスは、PBCHDMRSシーケンスにより伝送されるインデックスと1:1マッピングされる。PBCHペイロードにはSSブロックインデックスを指示するための指示子ビットが含まれるが、6GHz以下の帯域ではSSブロックインデックスのためのビットとして解釈されず、他の目的の情報として解釈される。例えば、カバレッジ拡張のために使用でき、SSブロックに連関する信号又はリソースの繰り返し回数を伝達するために使用されることもできる。

0191

PBCHDMRSシーケンスは、セルIDとSSブロックインデックスで初期化される時、15kHz及び30kHz副搬送波の場合、5ms範囲で伝送されるSSブロックインデックスをシーケンスの初期値として使用できる。ここで、SSブロックインデックスはSSBIDと同じ意味である。

0192

実施例2−1

0193

副搬送波間隔が120kHzの場合、0.5ms内に含まれるSSブロックのインデックスは8個であるが、0.5ms範囲でPBCHDMRSシーケンスが同一であり、PBCHペイロードはSSブロックインデックスにより変更できる。但し、第1のSSブロックグループが伝送される0.5ms区間におけるPBCH DMRSシーケンスは、第1のSSブロックグループの前に伝送される第2のSSブロックグループの0.5ms区間で使用したシーケンスとは区分される、即ち、異なるシーケンスを使用する。また、異なる0.5ms区間で伝送されるSSブロックを区分するために、SSブロックグループのためのSSブロックインデックスはPBCHペイロードで伝達される。

0194

240kHzの場合、0.5ms内に含まれるSSブロックインデックスは16個であるが、0.5ms範囲でPBCHDMRSシーケンスは2個であることができる。即ち、SSブロックのうち、前半部の0.5ms内の8個のSSブロックと後半部の0.5ms内の8個のSSブロックに使用されるPBCH DMRSシーケンスは互いに異なる。前半部及び後半部のSSブロックに含まれるPBCHペイロードでSSブロックインデックスを伝達する。

0195

このように一定の時間区間の間にPBCHDMRSシーケンスが一定に維持される方案を適用する場合、端末が隣接セルの時間情報を確保するために、隣接セルの信号検出を試みる時、検出複雑度が低く検出性能が良好なPBCH DMRSシーケンス基盤の時間情報伝達方法を適用することにより、0.5ms或いは0.25ms程度の正確性を有する時間情報を得ることができる。これは周波数範囲に関係なく0.25ms或いは0.5ms程度の時間正確性を提供するという長所がある。

0196

実施例2−2

0197

120kHzの副搬送波間隔の場合、0.5ms内に含まれるSSブロックのインデックスは8個であるが、0.5ms範囲でPBCHペイロードに含まれるSSブロックインデックスは同一であり、PBCHDMRSシーケンスはSSブロックインデックスによって変更される。但し、第1のSSブロックグループが伝送される0.5ms区間におけるPBCHペイロードで伝達されるSSブロックインデックスは、第1のSSブロックグループが伝送される前に伝送される第2のSSブロックグループの0.5ms区間におけるインデックスと区分される、即ち、異なるシーケンスを使用する。

0198

240kHzの副搬送波間隔の場合、0.5ms内に含まれるSSブロックのインデックスは16個であるが、0.5ms範囲でPBCHペイロードで伝達されるSSブロックインデックスは2種類になることができる。即ち、SSブロックのうち、前半部の0.5ms区間における8個のSSブロックで伝送されるPBCHペイロードに含まれるSSブロックインデックスは同一であり、後半部の0.5ms区間における8個のSSブロックインデックスは前半部のSSブロックインデックスと区分される、即ち、異なるインデックスである。この時、前半部及び後半部の各々に含まれるPBCHDMRSには、SSブロックインデックスによって区分されるシーケンスが使用される。

0199

120kHz及び240kHzの副搬送波間隔の場合、SSブロックインデックスは2個の経路から得たインデックスを組み合わせて表現される。上述した実施例2−1と実施例2−2の場合、各々以下の[数1]及び[数2]のように表すことができる。

0200

[数1]
SS−PBCH block index=SSBID*P+SSBGI
SSBID=Floor(SS−PBCH block index/P)
SSBGID=Mod(SS−PBCH block index、P)

0201

[数2]
SS−PBCH block index=SSBID*P+SSBGID
SSBID=Mod(SS−PBCH block index、P)
SSBGID=Floor(SS−PBCH block index/P)
ここで、Pは2^(PBCHDMRSで伝達されるビット数)で表される。

0202

以上、説明の便宜のために特定の個数(例えば、4又は8)を使用して説明したが、これは説明の便宜のためのものであり、上述した特定値に限られない。例えば、PBCHDMRSに伝達される情報bitの数によって説明の値が決定され、PBCH DMRSに2bitの情報が伝達されると、SSブロックグループは4個のSSブロックで構成でき、15kHz/30kHzの副搬送波間隔の場合にも、120kHz/240kHzの副搬送波間隔の場合に説明したSSブロックの時間インデックス伝達方式を適用できる。

0203

再度図14を参照して、“4.システムフレーム番号、ハーフフレーム境界”及び“2.SSブロック時間インデックス”で説明した時間情報のビット構成と該当情報の伝達経路の例を整理すると、以下の通りである。

0204

−SFN 10bitのうちの7bitとSSブロックグループのインデックス3bitは、PBCHコンテンツで伝達

0205

−20ms境界情報2bit(S2,S1)は、PBCHスクランブルで伝達

0206

−5ms境界情報1bit(C0)と10ms境界情報1bit(S0)は、DMRS RE位置シフト、PBCHが含まれたOFDMシンボルのDMRS間の位相差、DMRSシーケンスをREにマッピングする方法の変更、PBCH DMRSシーケンスの初期値変更などにより伝達

0207

−SSブロックのインデックス指示情報3ビット(B2,B1,B0)はDMRSシーケンスで伝達

0208

6.NR−PBCHコンテンツ

0209

UEは、セルID及びシンボルタイミング情報を検出した後、SFN、SSブロックインデックス、ハーフフレームタイミングのようなタイミング情報の一部、時間/周波数の位置のような共通制御チャネルに関する情報、帯域幅、SSブロックの位置のような帯域幅パート(Bandwidth part)情報、SSバーストセット周期及び実際に送信されたSSブロックインデックスのようなSSバーストセット情報などを含むPBCHからネットワークアクセスのための情報を取得することができる。

0210

576REという制限された時間/周波数リソースのみがPBCHのために占有されるため、PBCHには必須情報が含まれる必要がある。また、可能であれば、必須情報又は追加情報をさらに含ませるために、PBCHDMRSのような補助信号を使用することができる。

0211

(1)SFN(System Frame Number)

0212

NRでは、システムフレームナンバー(SFN)を定義して、10ms間隔を区別することができる。また、LTEシステムと同様に、SFNのために0と1023の間のインデックスを導入することができ、このインデックスは、明示的にビットを用いて指示するか、暗示的な方式で示すことができる。

0213

NRでは、PBCH TTIが80msであり、最小SSバースト周期が5msである。よって、最大16倍のPBCHが80ms単位で送信されることができ、各送信に対して異なるスクランブリングシーケンスがPBCHエンコードされたビットに適用可能である。UEはLTEPBCHデコーディング動作と同様に、10ms間隔を検出することができる。この場合、SFNの8個の状態がPBCHスクランブリングシーケンスによって暗示的に表示され、SFN表示のための7ビットがPBCH内容に定義されることができる。

0214

(2)無線フレーム内のタイミング情報

0215

SSブロックインデックスは、搬送波周波数の範囲に応じて、PBCHDMRSシーケンス及び/又はPBCHコンテンツに含まれたビットによって明示的に指示されることができる。例えば、6GHz以下の周波数帯域に対しては、SSブロックインデックスの3ビットがPBCH DMRSシーケンスでのみ伝達される。また、6GHz以上の周波数帯域に対して、SSブロックインデックスの最下位3ビットは、PBCH DMRSシーケンスで表示され、SSブロックインデックスの最上位3ビットは、PBCHコンテンツによって伝達される。即ち、6GHz〜52.6GHzの周波数範囲に限って、SSブロックインデックスのための最大3ビットがPBCHコンテンツに定義されることができる。

0216

また、ハーフフレームの境界は、PBCHDMRSシーケンスによって伝達されることができる。特に、3GHz以下の周波数帯域においてハーフフレーム指示子がPBCH DMRSに含まれる場合、PBCHコンテンツにハーフフレーム指示子が含まれるよりも効果を高めることができる。即ち、3Ghz以下の周波数帯域では、主にFDD方式が用いられるため、サブフレーム又はスロット間時間同期外れる程度が大きい可能性がある。よって、より正確な時間同期を取るためには、PBCHコンテンツよりデコーディング性能の良好なPBCH DMRSによってハーフフレーム指示子を伝達した方が有利である。

0217

但し、3Ghz帯域を越える場合は、TDD方式が多く使われるため、サブフレーム又はスロット間の時間同期が外れる程度が大きくないことから、PBCHコンテンツによってハーフフレーム指示子を伝達しても、不利益は少ないことができる。

0218

一方、ハーフフレーム指示子は、PBCHDMRSとPBCHコンテンツの両方によって伝達されてもよい。

0219

(4)PBCHに対応するRMSIがないことを識別するための情報

0220

NRでは、SSブロックはネットワークアクセスのための情報の提供のみならず、動作測定のためにも使用することができる。特に、広帯域CC動作のためには、測定のために多重SSブロックを送信することができる。

0221

しかし、RMSIがSSブロックの送信される全ての周波数位置から伝達されることは不要である。即ち、リソース活用の効率性のために、RMSIが特定の周波数位置によって伝達されてもよい。この場合、初期接続手順を行うUEは、検出された周波数位置でRMSIが提供されるか否かを認識することができない。この問題を解決するために、検出された周波数領域のPBCHに対応するRMSIがないことを識別するためのビットフィールドを定義する必要がある。一方では、ビットフィールド無しにPBCHに対応するRMSIがないことを識別可能な方法を考える必要もある。

0222

このために、RMSIが存在しないSSブロックは、周波数ラスタ(Frequency Raster)で定義されない周波数位置から送信されるようにする。この場合、初期接続手順を行うUEは、SSブロックが検出できないため、上述した問題点を解決することができる。

0223

(5)SSバーストセット周期性及び実際に送信されるSSブロック

0224

測定のためにSSバーストセット周期性及び実際に送信されたSSブロックに関する情報が指示されてもよい。よって、このような情報は、セル測定及びinter/intraセルの測定のために、システム情報に含まれることが好ましい。即ち、PBCHコンテンツにおいて上述した情報を定義する必要はない。

0225

(8)ペイロードサイズ

0226

PBCHのデコーディング性能を考慮して、[表2]のように、最大64ビットのペイロードサイズを仮定することができる。

0227

0228

7.NR−PBCHスクランブリング

0229

NR−PBCHスクランブリングシーケンスのタイプとシーケンス初期化について説明する。NRにおいてPNシーケンスを使用することを考慮してもよいが、LTEシステムで定義された長さ31のゴールドシーケンスをNR−PBCHシーケンスとして使用することに深刻な問題が発生しない以上、NR−PBCHスクランブリングシーケンスとしてゴールドシーケンスを再使用した方が好ましい。

0230

また、スクランブリングシーケンスは、少なくともCell−IDによって初期化することができ、PBCH−DMRSによって指示されたSSブロックインデックスの3ビットがスクランブリングシーケンスの初期化に用いられることができる。また、ハーフフレーム指示子がPBCH−DMRS又は他の信号によって表示される場合、ハーフフレーム指示子もスクランブリングシーケンスの初期化のためのシード値として使用できる。

0231

8.PBCHコーディングチェーン構成及びPBCHDMRS伝送方式

0232

以下、図16を参照しながら、PBCHコーディングチェーン構成とPBCHDMRS伝送方式の実施例について説明する。

0233

まず、SSブロックごとにCORESET情報、SSブロックグループのインデックスによってMIB構成が変わる。従って、SSブロックごとにMIBに対するエンコーディングを行い、この時、エンコーディングされたビットのサイズは3456ビットである。ポーラーコード出力ビット(Polar code output bit)が512ビットであるので、ポーラーコード出力ビットは6.75回繰り返される(512*6+384)。

0234

繰り替えされたビットに長さ3456のスクランブルシーケンスを乗ずるが、スクランブルシーケンスはセルIDとDMRSで伝達されるSSブロックインデックスにより初期化される。また、3456ビットのスクランブルシーケンスを864ビットずつ4等分し、各々に対してQPSK変調を行って、長さ432の変調されたシンボル4個の集合を構成する。

0235

20msごとに新しく変調されたシンボル集合(Modulated symbol set)が伝送され、20ms内で同一の変調されたシンボル集合が最大4回繰り返して伝送される。この時、同一に変調されたシンボル集合が繰り返して伝送される区間において、PBCHDMRSの周波数軸の位置はセルIDによって変更される。即ち、0/5/10/15msごとにDMRSの位置が以下の[数3]によりシフトされる。

0236

[数3]
vshift=(vshift_cell+vshift_frame)mod4、vshift_cell=Cell−ID mod3、vshift_frame= 0,1,2,3

0237

PBCHDMRSシーケンスは、長さ31のゴールドシーケンスが使用され、1番目のM−sequenceの初期値は1つの値に固定し、2番目のM−sequenceの初期値は、以下の[数4]のようにSSブロックインデックスとセルIDに基づいて決定される。

0238

[数4]
cinit=210*(SSBID+1)*(2*CellID+1)+CellID

0239

もし、SSブロックのコンテンツが同一であると、チャネルコーディングとビットの繰り返しは1つのSSブロックに対してのみ行われる。また、スクランブルシーケンスはSSブロックごとに異なる値が適用されると仮定すると、スクランブルシーケンスを生成して乗ずる過程からビットを分割(segmentation)して変調する過程を各SSブロックごとに行う。

0240

以下、ハーフ無線フレーム情報とSFN最上位の1bitが伝達される方式による、基地局の動作及び端末の動作について説明する。以下、説明するC0、S0は各々図14のハーフフレーム境界及びフレーム境界の指示ビットに対応する。

0241

(1)C0、S0をCRCで伝達:

0242

この情報は、0,5,10,15msごとに変更される情報であり、総4個のCRCが形成されて4回のエンコーディングを行った後、各エンコーディングされたビットを20msごとに総4回伝送するという仮定下で繰り返し配列し、スクランブルシーケンスを乗ずる。

0243

また、端末の受信時、0,5,10,15msごとの情報を結合するために、さらにブラインドデコーディングを行う。20msごとに受信されるPBCHのみをブラインドデコーディングする方式では、さらなる複雑性(additional complexity)はないが、5msごとに伝送される信号を結合できないので、最大の性能を保障できないという短所がある。

0244

(2)C0、S0をPBCHスクランブルで伝達:

0245

1つの情報ビット+CRCを使用してエンコーディングを行った後、エンコーディングされたビットを5msごとに伝送、即ち、総16回伝送するという仮定下で繰り返し配列し、スクランブルシーケンスを乗ずる。この方式を使用すると、ブラインドデコーディングの回数が16回に増加するという問題がある。

0246

(3)C0、S0をDMRSシーケンスで伝達:

0247

長さ144のシーケンスにより5bitを伝達する方式である。1つの情報+CRCを使用してエンコーディングを行うが、これをスクランブルする方式としては以下の2つがある。

0248

1)エンコーディングされたビットを5msごとに伝送、即ち、総16回伝送するという仮定下で繰り返し配列し、スクランブルシーケンスを乗ずる。この場合、5msごとにスクランブルシーケンスが変わるので、PBCHのICIランダム化が発生する。また、端末はDMRSシーケンスからC0、S0情報を得るため、0,5,10,15msごとに変更されるスクランブルシーケンス情報を得ることができる。また、PBCHデコーディング時にブラインドデコーディングの回数が増加しない。またこの方法は、5msごとに伝送される信号を結合するため、最大の性能を期待できる。

0249

2)エンコーディングされたビットを20msごとに伝送、即ち、総4回伝送するという仮定下で繰り返し配列し、スクランブルシーケンスを乗ずる。このようにすると、ICIランダム化が減少する。また、端末のブラインドデコーディングの回数は増加せず、性能向上を期待でき、獲得時間(acquisition time)が向上される。

0250

但し、C0、S0をDMRSシーケンスで伝達する場合、DMRSシーケンスに多数のビットを含める必要があるので、検出性能が減少し、ブラインド検出回数が増加する問題がある。これを克服するために、何回も結合しなければならない。

0251

(4)C0、S0をDMRS位置に伝達:

0252

C0、S0をDMRSシーケンスにより伝達することと基本的な内容は同一である。但し、DMRS位置を通じてC0、S0を伝達するためには、セルIDに基づいて位置を決定し、0,5,10,15msによって周波数位置を移動する。隣接セルも同じ方式でシフトすることができる。特に、DMRSに電力ブーストを行うと、性能がさらに向上する。

0253

9.NR−PBCHDM−RS設計

0254

NR−PBCHDMRSは、1008個のセルID及び3ビットのSSブロックインデックスによってスクランブルされる必要がある。これは、DMRSシーケンスの仮説数によって検出性能を比較した場合、3ビットの検出性能がDMRSシーケンスの仮説数に最も適するためである。しかし、4〜5ビットの検出性能も性能の損失がほとんどないため、4〜5ビットの仮説数を用いても関係ない。

0255

一方、DMRSシーケンスによってSSブロック時間インデックスと5ms境界を表現できる必要があるため、全16個の仮説を有するように設計される。

0256

即ち、DMRSシーケンスは、少なくともセルID、SSバーストセット内のSSブロックのインデックス及びハーフフレーム境界(ハーフフレーム指示子)を表現でき、セルID、SSバーストセット内のSSブロックインデックス及びハーフフレーム境界(ハーフフレーム指示子)により初期化されることができる。具体的な初期化の式は、以下の[数5]通りである。

0257

0258

ここで、

はSSブロックグループ内のSSブロックインデックスであり、

セルIDであると、HFは{0、1}の値を有するハーフフレーム指示子のインデックスである。

0259

NR−PBCHDMRSシーケンスは、LTEDMRSシーケンスと同様に、長さ31のゴールドシーケンスを用いるか、長さ7又は8のゴールドシーケンスに基づいて生成されてもよい。

0260

一方、長さ31のゴールドシーケンスと長さ7又は8のゴールドシーケンスを用いる場合の検出性能が類似するため、本発明では、LTEDMRSのように、長さ31のゴールドシーケンスを使用することを提案するが、6GHz以上の周波数範囲では31より長いゴールドシーケンスを考慮してもよい。

0261

PSKを用いて変調されたDMRSシーケンス

は、以下の[数6]より定義できる。

0262

0263

また、DMRSシーケンス生成のための変調タイプとしてBPSKとQPSKが考えられる。BPSKとQPSKの検出性能は類似するが、QPSKのコリレーション(correlation)性能がBPSKより優れるので、QPSKがDMRSシーケンス生成の変調タイプとしてより適合する。

0264

以下、PBCHDMRSシーケンスを構成する方法についてより詳しく説明する。PBCH DMRSシーケンスとしてはゴールドシーケンスが使用され、2個のM−sequenceは同じ長さを構成する多項式で構成されるが、シーケンスの長さが短い場合、1つのM−sequenceは短い長さの多項式に振り替えることができる。

0265

実施例3−1

0266

ゴールドシーケンスを構成する2個のM−sequenceは同じ長さに構成する。そのうち、1つのM−sequenceの初期値は固定値であり、他の1つのM−sequenceの初期値はセルID及び時間指示子により初期化される。

0267

例えば、ゴールドシーケンスとしては、LTEで使用した長さ31のゴールドシーケンスを使用できる。既存LTEのCRSは長さ31のゴールドシーケンスを使用し、504種類のセルIDと7個のOFDMシンボル及び20個のスロットに基づく140種類の時間指示子に基づいて初期化して互いに異なるシーケンスを生成する。

0268

6GHz以下の帯域では、15kHz及び30kHzの副搬送波間隔が使用され、5ms範囲に含まれるSSブロックの数が最大8個であり、20ms範囲では最大32個のSSブロックが含まれる。即ち、20ms範囲で5ms境界に関する情報をPBCHDMRSシーケンスにより得る場合、32個のSSブロックを探すことと同様の動作を行う。NRのセルIDが1008で、LTE対比2倍増加したが、区分すべきSSブロックの数が70(=140/2)より少ないので、上述したシーケンスを使用できる。

0269

なお、6GHz以上の帯域において5ms範囲でSSブロックの最大数は64個であるが、PBCHDMRSで伝達するSSブロックインデックスは最大8であり、これは6GHz以下の帯域の最大SSブロックインデックスの数と同一であるので、6GHz以上の帯域でも長さ31のゴールドシーケンスを使用してセルID及び時間指示子によってシーケンスを生成することができる。

0270

さらに他の方法としては、周波数範囲によって長さが異なるゴールドシーケンスを適用できる。6GHz以上の帯域では120kHzの副搬送波間隔及び240kHzの副搬送波間隔が使用されるが、これにより、10msに含まれるスロットの数が15kHz副搬送波間隔に比べて、各々8倍(即ち、80個)及び16倍(即ち、160個)増加する。特に、データDMRSのシーケンスを16bitのC−RNTIとスロットインデックスを使用して初期化すると、既存の31より長い多項式が要求されることができる。かかる要求事項により、Length−N(>31)ゴールドシーケンスが導入された場合、このシーケンスはPBCH DMRS及びPBCHスクランブルに使用できる。この場合、周波数範囲によって長さが異なるゴールドシーケンスを適用できる。6GHz以下の帯域ではLength−31のゴールドシーケンスを使用し、6GHz以上の帯域ではLength−N(>31)のゴールドシーケンスを使用できる。この時、初期値は上述した方式と同様に適用できる。

0271

実施例3−2

0272

ゴールドシーケンスを構成する2個のm−sequenceは同じ長さに構成される。そのうちの1つのm−sequenceの時間指示子を用いて初期化し、他の1つのm−sequenceの初期値は、セルID又はセルID及び他の時間指示子を用いて初期化される。例えば、ゴールドシーケンスとしては、LTEで使用したlength−31のゴールドシーケンスが使用される。既存の固定された初期値が適用されたm−sequenceには、時間指示子を用いて初期化を行う。また他のm−sequenceはセルIDで初期化する。

0273

他の方法としては、時間指示子のうち、SSブロックインデックスと共にハーフ無線フレーム境界(5ms)、SFN最上位の1bit(10ms境界)などがPBCHDMRSに伝送される場合、ハーフ無線フレーム境界(5ms)及びSFN最上位の1bit(10ms境界)などは、1番目のM−sequenceで指示され、SSブロックインデックスは2番目のm−sequenceで指示される。

0274

上述した実施例3−1のように、周波数範囲によって長さが異なるゴールドシーケンスが導入される場合にも、上述したシーケンスの初期化方法を適用できる。

0275

実施例3−3

0276

互いに異なる長さの多項式を有するM−sequenceでゴールドシーケンスを構成する。多くの指示が要求される情報には長い多項式を有するM−sequenceを使用し、少ない指示が要求される情報には相対的に短い多項式を有するM−sequenceを使用する。

0277

PBCHDMRSのシーケンスは、セルIDとSSブロック指示のような時間情報により生成される。1008個のセルIDとP個の時間情報(例えば、SSブロック指示子3bit)を表現するために、2個の互いに異なる長さの多項式を使用できる。例えば、セルIDを区分するために、長さ31の多項式が使用され、時間情報を区分するために、長さ7の多項式が使用される。この時、2個のm−sequenceは各々セルIDと時間情報により初期化できる。なお、上述した例において、長さ31の多項式はLTEで使用されたゴールドシーケンスを構成するm−sequenceのうちの一部であり、長さ7の多項式はNR−PSS或いはNR−SSSシーケンスを構成するために定義された2種類のM−sequenceのうちの1つである。

0278

実施例3−4

0279

短い多項式を有するM−sequenceからシーケンスを生成し、長い多項式を有するM−sequenceで構成されたゴールドシーケンスからシーケンスを生成して、2個のシーケンスを要素ごとに(element wise)乗ずる。

0280

以下、PBCHDMRSシーケンスとして使用されるシーケンスの初期値の設定方法について説明する。PBCH DMRSシーケンスは、セルID、時間指示子により初期化される。また初期化に使用されるビット列を、c(i)*2^i、i=0,・・・,30と表した時、c(0)〜c(9)はセルIDにより決定され、c(10)〜c(30)はセルIDと時間指示子によって決定される。特に、c(10)〜c(30)に該当するbitには、時間指示子の情報のうちの一部が伝達されるが、その情報の属性によって初期化方法が変化する。

0281

実施例4−1

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