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技術 増幅装置

出願人 三菱電機株式会社
発明者 小島友和
出願日 2019年4月19日 (1年9ヶ月経過) 出願番号 2019-079875
公開日 2020年10月29日 (3ヶ月経過) 公開番号 2020-178261
状態 未査定
技術分野 増幅器一般 増幅器の制御の細部、利得制御
主要キーワード 入力電流範囲 複数回連続的 所定スイッチ 電流検出期間 オンライン動作 精度ばらつき つきのみ シャント回路
関連する未来課題
重要な関連分野

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図面 (20)

課題

簡易な構成によって、広範囲入力電流に対して増幅率を確保することが可能な増幅装置を提供する。

解決手段

入力信号線10には、フォトダイオード50からの入力電流Iinが入力される。電流検出回路220は、電流検出期間において入力信号線10を流れる入力電流Iinを検出する。電流シャント回路230は、電流検出期間の後において、電流検出回路220で検出された入力電流に従って設定されたシャント電流Ishtを入力信号線10から流出させる。増幅回路240は、入力信号線10と接続されて、入力電流Iinからシャント電流Ishtが減算された電流(Iin−Isht)を増幅した出力電圧Voutを出力ノードNoutに発生する。

概要

背景

トランスインピーダンスアンプに代表される電流電圧変換機能を有する増幅装置が公知である。例えば、光強度から干渉光周波数を測定して測定距離を特定するディジタルフォトニクスセンサ技術等の分野において、フォトダイオード等の光検知センサからの入力電流を、出力電圧に変換する増幅装置が用いられる。

近年、センサの精度及び感度の向上により、増幅装置は、従来よりも広範囲の入力電流に対応することが求められている。具体的には、数百(nA)〜数百(mA)レベルの入力電流を、数百(mV)〜数(V)レベルの出力電圧に変換する増幅装置が求められるようになっている。例えば、増幅装置の出力電圧が、ADC(Analog-to-Digital Converter)に入力されてデジタル化された後、デジタル処理化されることにより、センサ出力を用いて正確な測定距離を把握することが可能となる。

特開2018−157486号公報(特許文献1)には、送受信装置のためのゲートバイアス電圧制御装置において、送受信信号増幅に用いられる複数の増幅素子のそれぞれのゲート電極印加するゲートバイアス電圧が制御される構成が記載される。具体的には特許文献1では、複数の増幅素子のそれぞれに流れるドレイン電流総電流量非接触センサによる検出値がADCでデジタル化されて、デジタル化された電流値から複数の増幅素子のそれぞれのゲートバイアス信号(デジタル)が演算される。更に、ゲートバイアス信号を複数のDAC(Digital-to-Analog Converter)によってアナログ変換したゲートバイアス電圧が、複数の増幅素子のそれぞれのゲート電極に印加される構成が、特許文献1には開示されている。

概要

簡易な構成によって、広範囲の入力電流に対して増幅率を確保することが可能な増幅装置を提供する。入力信号線10には、フォトダイオード50からの入力電流Iinが入力される。電流検出回路220は、電流検出期間において入力信号線10を流れる入力電流Iinを検出する。電流シャント回路230は、電流検出期間の後において、電流検出回路220で検出された入力電流に従って設定されたシャント電流Ishtを入力信号線10から流出させる。増幅回路240は、入力信号線10と接続されて、入力電流Iinからシャント電流Ishtが減算された電流(Iin−Isht)を増幅した出力電圧Voutを出力ノードNoutに発生する。

目的

本発明はこのような課題を解決するためになされたものであって、本発明の目的は、簡易な構成によって、広範囲の入力電流に対して増幅率を確保することが可能な増幅装置を提供する

効果

実績

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請求項1

入力信号線と、前記入力信号線と接続されて、電流検出期間において前記入力信号線を流れる入力電流を検出する電流検出部と、前記入力信号線と接続されて、前記電流検出期間の後において、前記電流検出部で検出された前記入力電流に従って設定されたシャント電流を前記入力信号線から流出させる電流シャント回路と、前記入力信号線と接続されて、前記入力電流から前記シャント電流が減算された電流を増幅した出力電圧を発生する増幅回路とを備える、増幅装置

請求項2

前記電流検出部は、記電流検出期間において、予め定められた複数の電流範囲から、前記入力電流が属する1つの電流範囲を検出する第1の電流検出回路を含み、前記電流シャント回路は、前記複数の電流範囲のそれぞれに対応して予め定められた複数の電流のうちの、前記第1の電流検出回路によって検出された前記1つの電流範囲に対応する電流を前記シャント電流として設定する、請求項1記載の増幅装置。

請求項3

前記電流シャント回路は、前記入力信号線に対して並列に接続された、前記複数の電流範囲にそれぞれ対応して設けられた複数のシャント電流源と、前記複数のシャント電流源のそれぞれと直列接続された複数の第1のスイッチとを含み、前記複数の第1のスイッチは、前記電流検出期間の後において、前記第1の電流検出回路によって検出された前記1つの電流範囲に対応して選択的にオンされる、請求項2記載の増幅装置。

請求項4

前記電流シャント回路は、前記入力信号線に対して並列に接続された、前記複数の電流範囲にそれぞれ対応して設けられた複数のシャント抵抗と、前記複数のシャント抵抗のそれぞれと直列接続された複数の第1のスイッチとを含み、前記複数の第1のスイッチは、前記電流検出期間の後において、前記第1の電流検出回路によって検出された前記1つの電流範囲に対応して選択的にオンされる、請求項2記載の増幅装置。

請求項5

前記電流検出部は、前記電流検出期間において前記入力電流を通過させることによって当該入力電流を検出する第2の電流検出回路を含み、前記電流シャント回路は、前記電流検出期間において前記第2の電流検出回路によって検出された前記入力電流に従った前記シャント電流を設定する、請求項1記載の増幅装置。

請求項6

前記第2の電流検出回路は、前記電流検出期間において前記入力電流が通過する第1のトランジスタと、前記第1のトランジスタのゲートに接続されたキャパシタとを有し、前記電流シャント回路は、前記入力信号線から前記シャント電流を流出させるように前記入力信号線に対して接続された第2のトランジスタを有し、前記第2のトランジスタのゲートは、前記第1のトランジスタのゲート及び前記キャパシタと接続される、請求項5記載の増幅装置。

請求項7

前記電流検出部は、前記電流検出期間において、予め定められた複数の電流範囲から、前記入力電流が属する1つの電流範囲を検出する第1の電流検出回路と、前記入力信号線に対して並列接続された、前記複数の電流範囲にそれぞれ対応して設けられる複数の検出ユニットを有する第3の電流検出回路とを含み、前記複数の検出ユニットのうちの、前記第1の電流検出回路によって検出された前記1つの電流範囲に対応する1つの検出ユニットは、前記電流検出期間において前記入力電流を通過させることによって当該入力電流を検出し、前記電流シャント回路は、前記電流検出期間において前記1つの検出ユニットによって検出された前記入力電流に従った前記シャント電流を設定する、請求項1記載の増幅装置。

請求項8

前記複数の検出ユニットの各々は、前記入力信号線に対して直列接続される第1のトランジスタ及び第2のスイッチと、前記第1のトランジスタのゲートに接続されたキャパシタとを含み、前記複数の検出ユニットのうちの、前記第1の電流検出回路によって検出された前記1つの電流範囲に対応する1つの検出ユニットにおいて、前記第2のスイッチがオンすることによって前記第1のトランジスタに前記入力電流が通過して、当該入力電流が通過する際のゲート電圧が前記キャパシタに保持され、前記電流シャント回路は、前記入力信号線に対して並列接続された、前記複数の電流範囲にそれぞれ対応して設けられる複数の第2のトランジスタを有し、前記複数の第2のトランジスタの各ゲートは、前記複数の電流範囲のうちの同一の電流範囲に対応付けられる前記複数の検出ユニット中の前記第1のトランジスタのゲート及び前記キャパシタと接続され、前記複数の検出ユニットのうちの、前記第1の電流検出回路によって検出された前記1つの電流範囲に対応する前記1つの検出ユニット以外の他の検出ユニットの各々において、前記ゲート電圧は、前記第1及び第2のトランジスタの電流がオフされる電圧クリアされる、請求項7記載の増幅装置。

請求項9

前記増幅回路は、前記入力電流から前記シャント電流が減算された電流がゲートに入力される増幅トランジスタと、前記第1の電流検出回路が検出した前記1つの電流範囲に応じて、前記増幅トランジスタへ供給電流を調整する電流調整回路とを含み、前記電流調整回路は、前記1つの電流範囲が前記複数の電流範囲の大電流側になるにつれて前記供給電流を減少させる、請求項2〜4、7、及び8のいずれか1項に記載の増幅装置。

請求項10

前記第1の電流検出回路は、前記入力信号線に対して並列接続された、前記複数の電流範囲にそれぞれ対応して設けられる複数の第3のトランジスタを有し、前記複数の第3のトランジスタの各々は、順次選択されて前記入力電流が通過し、前記複数の第3のトランジスタを通過する電流と、前記複数の電流範囲にそれぞれ対応して予め定められた複数の基準電流との比較に基づき、前記複数の電流範囲から前記入力電流が属する前記1つの電流範囲が検出される、請求項2〜4、及び、7〜9のいずれか1項に記載の増幅装置。

請求項11

前記電流検出期間において、前記複数の第3のトランジスタの各々を順次選択して前記入力電流を通過させる単位モニタ期間が複数回繰り返し設けられる、請求項10記載の増幅装置。

請求項12

前記電流検出期間の後に前記電流シャント回路が前記シャント電流を発生するのと並行して、前記第1の電流検出回路において前記単位モニタ期間が繰り返し設けられる、請求項11記載の増幅装置。

請求項13

前記電流シャント回路は、前記電流シャント回路による前記シャント電流の発生期間と並行して設けられた前記単位モニタ期間で検出された前記1つの電流範囲に基づいて、前記シャント電流の設定を更新する、請求項12記載の増幅装置。

請求項14

前記電流検出期間において、前記入力電流は、前記増幅装置に対する入力電流範囲最小値に設定される、請求項1〜13のいずれか1項に記載の増幅装置。

請求項15

前記第1の電流検出回路は、前記電流検出期間において、前記単位モニタ期間の各々で検出された前記1つの電流範囲のうちの最も低電流側の電流範囲を、前記増幅装置に対する入力電流範囲の最小値を含む電流範囲として抽出する、請求項11〜13のいずれか1項に記載の増幅装置。

技術分野

0001

本発明は、増幅装置に関する。

背景技術

0002

トランスインピーダンスアンプに代表される電流電圧変換機能を有する増幅装置が公知である。例えば、光強度から干渉光周波数を測定して測定距離を特定するディジタルフォトニクスセンサ技術等の分野において、フォトダイオード等の光検知センサからの入力電流を、出力電圧に変換する増幅装置が用いられる。

0003

近年、センサの精度及び感度の向上により、増幅装置は、従来よりも広範囲の入力電流に対応することが求められている。具体的には、数百(nA)〜数百(mA)レベルの入力電流を、数百(mV)〜数(V)レベルの出力電圧に変換する増幅装置が求められるようになっている。例えば、増幅装置の出力電圧が、ADC(Analog-to-Digital Converter)に入力されてデジタル化された後、デジタル処理化されることにより、センサ出力を用いて正確な測定距離を把握することが可能となる。

0004

特開2018−157486号公報(特許文献1)には、送受信装置のためのゲートバイアス電圧制御装置において、送受信信号増幅に用いられる複数の増幅素子のそれぞれのゲート電極印加するゲートバイアス電圧が制御される構成が記載される。具体的には特許文献1では、複数の増幅素子のそれぞれに流れるドレイン電流総電流量非接触センサによる検出値がADCでデジタル化されて、デジタル化された電流値から複数の増幅素子のそれぞれのゲートバイアス信号(デジタル)が演算される。更に、ゲートバイアス信号を複数のDAC(Digital-to-Analog Converter)によってアナログ変換したゲートバイアス電圧が、複数の増幅素子のそれぞれのゲート電極に印加される構成が、特許文献1には開示されている。

先行技術

0005

特開2018−157486号公報

発明が解決しようとする課題

0006

しかしながら、特許文献1では、電流検出値に基づくゲートバイアス電圧は、ADCを用いてデジタル化された電流値を用いた演算結果をDACによってアナログ変換することで発生される。このような比較的複雑な構成とすることにより、特許文献1では、増幅器を構成するトランジスタ等の製造ばらつきのみならず、ADC及びDACの精度ばらつきについても考慮することが必要となる。この結果、ばらつきに対応するためにADC及びDACのビット数及びマージンを確保すると、回路規模、及び、消費電力の増大が懸念される。

0007

本発明はこのような課題を解決するためになされたものであって、本発明の目的は、簡易な構成によって、広範囲の入力電流に対して増幅率を確保することが可能な増幅装置を提供することである。

課題を解決するための手段

0008

本発明のある局面では、増幅装置は、入力信号線と、電流検出部と、電流シャント回路と、増幅回路とを備える。電流検出部は、入力信号線と接続されて、電流検出期間において入力信号線を流れる入力電流を検出する。電流シャント回路は、入力信号線と接続されて、電流検出期間の後において、電流検出部で検出された入力電流に従って設定されたシャント電流を入力信号線から流出させる。増幅回路は、入力信号線と接続されて、入力電流からシャント電流が減算された電流を増幅した出力電圧を発生する。

発明の効果

0009

本発明によれば、簡易な構成によって、広範囲の入力電流に対して増幅率を確保することが可能な増幅装置を実現することができる。

図面の簡単な説明

0010

実施の形態1に係る増幅装置の全体構成を説明するブロック図である。
電流電圧変換機能を有する増幅装置の入出力特性を説明する概念図である。
図1に示された電流検出回路の構成を説明する回路図である。
図1に示された制御部によって生成される制御信号波形図である。
図1に示された電流シャント回路の第1の構成例を説明する回路図である。
図1に示された電流シャント回路の第2の構成例を説明する回路図である。
図6に示された電流源の構成例を説明する回路図である。
図1に示された増幅器の第1の構成例を説明する回路図である。
図1に示された増幅器の第2の構成例を説明する回路図である。
実施の形態2に係る増幅装置の全体構成を説明するブロック図である。
図10に示された電流検出回路の構成を説明する回路図である。
図10に示された電流シャント回路の構成例を説明する回路図である。
図10に示された制御部によって生成される制御信号の波形図である。
実施の形態3に係る増幅装置の全体構成を説明するブロック図である。
図14に示された電流検出回路の構成を説明する回路図である。
図14に示された電流シャント回路の構成例を説明する回路図である。
図14に示された制御部によって生成される制御信号の波形図である。
図3に示された電流検出回路の実施の形態4に係る動作例を説明する波形図である。
実施の形態4に係る自動更新機能を含むシャント電流の設定処理を説明するフローチャートである。
実施の形態5に係る増幅器の第1の構成例を説明する回路図である。
実施の形態5に係る増幅器の第2の構成例を説明する回路図である。

実施例

0011

以下に、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一又は相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

0012

実施の形態1.
図1は、実施の形態1に係る増幅装置の全体構成を説明するブロック図である。

0013

図1を参照して、入力信号線10には、電源配線11の電源電圧DDによって逆バイアスされた、フォトダイオード50が接続される。フォトダイオード50は、受光した光量(光強度)に応じた入力電流Iinを入力信号線10へ供給するセンサとして動作する。入力信号線10のうちの増幅装置100の入力側に対応するノードNinと、接地電圧AGNDを供給する接地配線12との間には、キャパシタ90(容量Cin)が接続される。以下では、入力信号線10の電圧入力電圧Vinとも称する。

0014

実施の形態1に係る増幅装置100は、入力信号線10に接続された、制御部210、電流検出回路220、電流シャント回路230、及び、増幅回路240を備える。増幅装置100は、入力電流Iinを電流電圧変換した出力電圧Voutを出力ノードNoutに出力する。

0015

電流検出回路220は、制御部210からの制御信号SEL1〜SELN(N:2以上の自然数)に従って動作することで、入力電流Iinが含まれる電流範囲を検出する。電流検出回路220は、制御部210に対して、電流範囲の検出結果を示す検出信号SRG1〜SRGNを出力する。

0016

電流シャント回路230は、制御部210からの制御信号ctrl1〜ctrlNに従って、入力信号線10から接地配線12へのシャント電流Ishtを可変制御する。制御部210は、電流検出回路220からの検出信号SRG1〜SRGNに従って、制御信号Ctrl1〜CtrlNを設定する。

0017

この結果、入力信号線10から増幅回路240には、入力電流Iinからシャント電流Ishtを減算した電流(Iin−Isht)が入力される。増幅回路240は、1つ以上の増幅器250によって構成されて、電流(Iin−Isht)に従う出力電圧Voutを出力ノードNoutに出力する。

0018

ここで、図2を用いて、電流電圧変換機能を有する増幅装置の入出力特性を説明する。図2横軸には、図1の入力電流Iinが示され、図2縦軸には、図1の出力電圧Voutが示される。入出力特性C1及びC2は、増幅装置100の入力電流Iin及び出力電圧Voutの関係をプロットしたものである。

0019

ここで、フォトダイオード50が、光量L0に対して電流I0(Iin=I0)、光量L1(L1>L0)に対して電流I1(Iin=I1)、光量L2(L2>L1)に対して電流I2(Iin=I2)をそれぞれ出力するものとする。

0020

このとき、入出力特性C1によれば、増幅装置100は、入力電流I0(光量L0)に対して電圧V0(Vout=V0)、入力電流I1(光量L1)に対して電圧V1y(Vout=V1y)、入力電流I2(光量L2)に対して電圧V2(Vout=V2)をそれぞれ出力する。

0021

一方、入出力特性C2によれば、増幅装置100は、入力電流I0(光量L0)に対して電圧V0(Vout=V0)、入力電流I1(光量L1)に対して電圧V1x(Vout=V1x)、入力電流I2(光量L2)に対して電圧V2(Vout=V2)をそれぞれ出力する。

0022

電圧V0は、接地電圧AGNDと同等であり、電圧V2は、電源電圧VDDと同等である、また、電圧V1xは、接地電圧AGNDに近い電圧であり、電圧V1yは、電圧V1xよりも高い。

0023

入出力特性C1によれば、光量L0、L1及びL2のそれぞれに応じて、異なる出力電圧Voutを得ることができる。光量範囲L0〜L2に対する増幅装置100のゲインAv1は、下記の式(1)で示される。

0024

Av1=ΔVout/ΔIin=(V2−V0)/(I2−I0) …(1)
一方で、入出力特性C1では、検出される光量範囲の最小値がL1であるとき、光量範囲L1〜L2に対する増幅装置100のゲインAv2は、下記の式(2)で示される。

0025

Av2=ΔVout/ΔIin=(V2−V1y)/(I2−I1) …(2)
電圧V1yは、電源電圧VDD及び接地電圧AGNDの中間的な電圧であるため、ゲインAv2は、ゲインAv1よりも小さくなる。この結果、増幅装置100のゲインが低下する。

0026

近年、フォトダイオード50の測定光量範囲、及び、これに対応した入力電流範囲は拡大の傾向にある。このため、センサ(フォトダイオード50)の諸元上の最大光量及び最小光量に対応させて、入力電流I0〜I2の範囲に対応させて出力電圧VoutがAGND〜VDDの間で変化するように、入出力特性C1を設定することが想定される。

0027

しかしながら、入出力特性C1が固定された下で、最小光量がL1レベルの用途にセンサ(フォトダイオード50)が使用される場合には、上述したようにゲインがAv1からAv2に低下することで、増幅装置100でのゲインが十分確保できないことが問題となる。ゲインが確保できないと、センサ(フォトダイオード50)への入力光量を十分な精度で検知できないことにより、増幅装置100の後段の回路による処理に、エラー誤差が生じることが懸念される。

0028

従って、最小光量がL1レベルの用途にセンサ(フォトダイオード50)が使用される場合には、入出力特性C2を用いることで、光量範囲L1〜L2に対する増幅装置100のゲインAv3を下記の式(3)とすることが望まれる。

0029

Av3=ΔVout/ΔIin=(V2−V1x)/(I2−I1) …(3)
ここで、V1x≒AGNDであり、V1y>V1x≒AGNDの関係から、Av3>Av1>Av2であることが理解される。

0030

以下に説明するように、本実施の形態に係る増幅装置100では、実際の検出対象となる光量範囲の最小値に対応する入力電流(以下、最小電流Iinとも称する)を電流検出回路220で検出することにより、図2の入出力特性C2が実現されるように回路動作が制御される。

0031

次に、電流検出回路220、電流シャント回路230、及び、増幅回路240の構成、並びに、制御部210の動作について説明を進める。

0032

図3は、図1に示された電流検出回路220の構成を説明する回路図である。
図3を参照して、電流検出回路220は、入力信号線10に並列接続された、複数の検出ユニット221−1〜221−Nを有する。図3中には、検出ユニット221−1,221−2,221−Nの構成が図示される。

0033

検出ユニット221−1は、入力信号線10及び接地配線12の間にノードNa1を介して直列接続された、スイッチSW11及びトランジスタTNa1と、電源配線11及び接地配線12の間にノードNb1を介して直列接続された電流源CSa1及びトランジスタTNb1と、インバータIV11とを有する。電流源CSa1は、基準電流Ir1を出力する。

0034

トランジスタTNa1及びTNb1のゲートは、ノードNa1と共通に接続される。これにより、トランジスタTNa1はダイオード接続されるとともに、トランジスタTNa1及びTNb1は、カレントミラーを構成する。ここでは、カレントミラーの電流比は、1:1であるものとして説明を進める。

0035

スイッチSW11は、制御部210からの制御信号SEL1に応じてオンオフする。具体的には、制御信号SELの論理ハイレベル(以下、「Hレベル」とも表記する)期間では、スイッチSW11はオンする。一方で、制御信号SELの論理ローレベル(以下、「Lレベル」とも表記する)期間では、スイッチSW11はオフする。

0036

従って、制御信号SEL1のHレベル期間では、スイッチSW11のオンにより、トランジスタTNa1及びTNb1の各々には、入力電流Iinが流れる。この結果、ノードNb1の電位は、電流源CSa1からの基準電流Ir1と、入力電流Iinとの大小関係に応じて変化する。インバータIV11は、ノードNb1の電位に応じて、検出信号SRG1をHレベル又はLレベルに設定する。概略的には、Iin>Ir1であると、SRG1=Hレベルに設定される一方で、Ir1>Iinであると、SRG1=Lレベルに設定される。

0037

検出ユニット221−2は、検出ユニット221−1と同様に構成されて、スイッチSW11、トランジスタTNa1,TNb1、電流源CSa1、及び、インバータIV11にそれぞれ対応する、スイッチSW12、トランジスタTNa2,TNb2、電流源CSa2、及び、インバータIV12を有する。スイッチSW12は、制御部210からの制御信号SEL2に応じて、スイッチSW11と同様に制御される。電流源CSa2は、基準電流Ir2を出力する。

0038

検出ユニット221−2は、検出ユニット221−1と同様に動作することにより、制御信号SEL2のHレベル期間において、基準電流Ir2及び入力電流Iinとの大小関係に応じた検出信号SRG2を出力する。具体的には、Iin>Ir2であると、SRG2=Hレベルに設定される一方で、Ir2>Iinであると、SRG2=Lレベルに設定される。

0039

検出ユニット221−Nについても、検出ユニット221−1,221−2と同様に構成されて、スイッチSW1N、トランジスタTNaN,TNbN、電流源CSaN、及び、インバータIV1Nを有する。スイッチSW1Nのオンオフは、制御部210からの制御信号SELNに応じて制御される。電流源CSaNは、基準電流IrNを出力する。

0040

検出ユニット221−Nは、検出ユニット221−1,221−2と同様に動作することにより、制御信号SELNのHレベル期間において、基準電流IrN及び入力電流Iinとの大小関係に応じた検出信号SRGNを出力する。具体的には、Iin>IrNであると、SRGN=Hレベルに設定される一方で、IrN>Iinであると、SRGN=Lレベルに設定される。

0041

電流源CSa1〜CSaNは、異なる基準電流Ir1〜IrNを出力する。例えば、基準電流Ir1〜IrNは、フォトダイオード50による諸元上の入力電流範囲(図2での入力電流I0〜I2)をN個に分割した電流範囲の上限側にそれぞれ対応して設定することができる。

0042

或いは、基準電流Ir1〜IrNは、Ir1〜IrNまで順に10倍ずつ増加するように設定することも可能である(即ち、IrN=IrN−1・10=…=I2・10(N-2)=Ir1・10(N-1))。このようにすると、N個の電流範囲は、入力電流が10の何乗であるかのオーダーに対応して分割される。

0043

図3に示された電流検出回路220は「第1の電流検出回路」の一実施例に対応し、トランジスタTNa1〜TNaNは「複数の第3のトランジスタ」の一実施例に対応し、基準電流Ir1〜IrNは「複数の基準電流」の一実施例に対応する。尚、実施の形態1では、「第1の電流検出回路]に対応する電流検出回路220によって「電流検出部」が構成される。

0044

図4は、制御部210によって生成される制御信号の波形図である。
図4を参照して、制御部210は、時刻ta〜tbの期間において、制御信号SEL1〜SELNのそれぞれについて、Hレベル期間を順次発生させる。

0045

実施の形態1に係る増幅装置100では、時刻ta〜tbの間において、フォトダイオード50(センサ)は、検出すべき最小光量が入力された状態に維持される。即ち、入力電流Iinが、最小電流Iminである状態が維持される。実施の形態1では、時刻ta〜tbの期間が「電流検出期間]に対応する。

0046

従って、電流検出回路220の検出ユニット221−1〜221−Nからは、最小電流Iinに相当する入力電流Iinと、基準電流Ir1〜IrNとのそれぞれの比較結果を示す検出信号SRG1〜SRGNがそれぞれ出力される。

0047

N個の検出ユニットのうちのi番目(i:1〜Nの自然数)の検出ユニット221−iを境界として、検出信号SRG1〜SRGi−1=Lレベルであり、検出信号SRGi〜SRGN=Hレベルであったとすると、時刻ta〜tbの期間における入力電流Iin(即ち、最小電流Imin)について、Iri−1<Imin<Iriの電流範囲に含まれることが検出できる。

0048

制御部210は、制御信号SEL1〜SELNのHレベル期間のそれぞれにおいて電流検出回路220の検出ユニット221−1〜221−Nからそれぞれ出力された検出信号SRG1〜SRGNを記憶する。

0049

更に、制御部210は、検出信号SRG1〜SRGNの挙動、具体的には、何番目の検出信号においてLレベルからHレベルに変化したかに応じて、時刻tc以降の期間において、電流シャント回路230(図1)への制御信号Ctrl1〜CtrlNのうちの、入力電流Iminが含まれる電流範囲に対応する1つの制御信号をHレベルに設定する。

0050

具体的には、LレベルからHレベルに変化する境界となった検出信号SRGiに対応させて、制御信号ctrl1〜ctrlNのうちのi番目の制御信号ctrliのみがHレベルに設定される一方で、他の制御信号ctrl1〜ctrli−1及びctrli+1〜ctrlNはLレベルに設定される。

0051

尚、検出信号SRG1〜SRGNの全てがLレベルであるときには、制御信号Ctrl1のみがHレベルに設定される一方で、その他の制御信号ctrl2〜ctrlNはLレベルに設定される。又、検出信号SRG1〜SRGNの全てがHレベルであるときには、最小光量Iminが、フォトダイオード50による諸元上の入力電流範囲の最大値相当であるので、計測不能である旨のメッセージを出力することが好ましい。

0052

時刻tc以降において、上記のように設定される制御信号ctrl1〜ctrlNは、制御部210から電流シャント回路230へ入力される。

0053

図5は、電流シャント回路230(図1)の第1の構成例を説明する回路図である。
図5を参照して、第1の構成例に係る電流シャント回路230aは、入力信号線10に対して並列接続される複数のシャント抵抗Ra1〜RaNと、スイッチSW21〜SW2Nとを有する。スイッチSW21〜SW2Nは、入力信号線10及び接地配線12の間に、シャント抵抗Ra1〜RaNのそれぞれと直列接続される。

0054

スイッチSW21〜SW2Nは、制御部210からの制御信号ctrl1〜ctrlNに応じてオンオフする。具体的には、スイッチSW21〜SW2Nの各々は、制御信号ctrl1〜ctrlNの対応する制御信号がHレベルに設定されるとオンする一方で、Lレベルに設定するとオフする。

0055

従って、制御信号ctrl1〜ctrlNに応じて、スイッチSW21〜SW2Nのうちの1つがオンされる一方で、残りはオフされる。i番目の制御信号CtrliがHレベルに設定されるのに応じて、スイッチSW21〜SW2Nのうちの、i番目のスイッチSW2iがオンされる一方で、残りの(N−1)個のスイッチはオフされる。

0056

これにより、入力信号線10と接地配線12の間に、複数のシャント抵抗Ra1〜RaNのうちの選択されたi番目のシャント抵抗Raiが接続されて、シャント電流Ishtの経路が形成される。これにより、入力電流Iinからシャント電流Ishtを減算した電流(Iin−Isht)が増幅回路240へ入力されることになる。

0057

このように、電流シャント回路230では、制御部210からの制御信号ctrl1〜ctrlNに応じて、電流シャント回路230で発生するシャント電流Ishtを可変とすることが可能である。

0058

シャント抵抗Ra1〜RaNの抵抗値は、スイッチSW21〜SW2Nのオン時に生じるシャント電流Ishtが、電流検出回路220の検出ユニット221−1〜221−Nでの基準電流Ir1〜IrNとそれぞれ同等となるように設定することができる。従って、第i番目の制御信号ctrliがHレベルに設定されるのに応じて、シャント電流Ishtは、N個の検出ユニット221−1〜221−Nのうちの第i番目の検出ユニット221−iでの基準電流Iriと同等に制御される。これにより、電流シャント回路230によって入力電流Iinから減算されるシャント電流Ishtは、時刻ta〜tbにおいて電流検出回路220へ入力された入力電流Iin(最小電流Imin)に従って制御される。実施の形態1では、シャント電流Ishtは、上記最小電流Iminが含まれる電流範囲の電流値に制御される。

0059

図6は、電流シャント回路230(図1)の第2の構成例を説明する回路図である。
図6を参照して、第2の構成例に係る電流シャント回路230bは、電流シャント回路230a(図6)と比較して、シャント抵抗Ra1〜RaNに代えて、電流源CSs1〜CSsNを有する。電流源CSs1〜CSsNは、入力信号線10及び接地配線12の間に、図5と同様に制御されるスイッチSW21〜SW2Nを介して接続される。電流源CSs1〜CSsNは、一定電流Is1〜IsNをそれぞれ出力する。一定電流Is1〜IsNは、電流検出回路220の検出ユニット221−1〜221−Nでの基準電流Ir1〜IrNとそれぞれ同等となるように設定される。

0060

電流シャント回路230bにおいても、第i番目の制御信号ctrliがHレベルに設定されるのに応じて、シャント電流Ishtは、電流源CSs1〜CSsNのうちの第i番目の電流源CSsiが出力する一定電流Isiとなるので、第i番目の検出ユニット221−i(電流検出回路220)での基準電流Iriと同等に制御される。

0061

図7には、電流源CSs1〜CSsNの構成例が示される。
図7を参照して、電流源CSs1〜CSsNは、電流源15及びトランジスタT15と、トランジスタTNc1〜TNcNにより構成することができる。

0062

電流源15及びトランジスタT15は、ノードNcを介して、電源配線11及び接地配線12の間に直列接続される。電流源15は、一定電流Ibiasを出力する。トランジスタTNc1〜TNcNは、電源配線11及び接地配線12の間に、スイッチSW21〜SW2Nとそれぞれ直列接続される。

0063

トランジスタT15及びトランジスタTNc1〜TNcNのゲートは、ノードNcと共通に接続される。この結果、トランジスタT15には一定電流Ibiasが流れるとともに、トランジスタTNc1〜TNcNには、一定電流Ibiasと、トランジスタT15に対するトランジスタTNc1〜TNcNのトランジスタサイズ(W/L)の比との乗算値に相当する電流が流れる。

0064

これにより、トランジスタサイズの比に従って、電流源CSs1〜CSsNによる出力電流Is1〜IsNを容易に調整することが可能となる。特に、基準電流Ir1〜IrNの間の比に従って上記トランジスタサイズの比を定めることにより、シャント電流Ishtと、基準電流Ir1〜IrNとのずれを縮小することも可能となる。

0065

このように、図5図7で説明した電流シャント回路230a及び230bのいずれについても、図1の電流シャント回路230として用いることが可能である。尚、図5〜7に示された電流シャント回路230a,230bにおいて、スイッチSW21〜SW2Nは「複数の第1のスイッチ」の一実施例に対応する。又、図6及び図7に示された電流源CSs1〜CSsNは「複数のシャント電流源」の一実施例に対応する。

0066

次に、図8及び図9を用いて、増幅回路240を構成する各増幅器250(図1)の構成例を説明する。

0067

図8を参照して、第1の構成例に係る増幅器250aは、電流源CSb及びCScと、トランジスタTNm0及びTNm1とを有する。電流源CSbは、トランジスタTNm0に対して、電流Ibm0を供給する。電流源CScは、トランジスタTNm1に対して、電流Ibm1を出力する。

0068

電流源CSb及びトランジスタTNm0は、ノードNm0を介して、電源配線11及び接地配線12の間に直列接続される。トランジスタTNm1及び電流源CSbは、ノードNm1を介して、電源配線11及び接地配線12の間に直列接続される。

0069

トランジスタTNm0のゲートは入力信号線10と接続されるので、当該ゲートには、シャント電流が減算された電流(Iin−Isht)が入力される。ノードNm0は、トランジスタTNm1のゲートと出力される。この結果、増幅器250aでは、電流(Iin−Isht)が大きい程、ノードNm1に発生される出力電圧Voが高くなるので、増幅を伴う電流電圧変換機能を実現することができる。

0070

図9を参照して、第2の構成例に係る増幅器250bは、増幅器250a(図8)において、電流源CSb及びCScを、抵抗素子Rb及びRcに置換した回路構成を有する。増幅器250bにおいても、電流(Iin−Isht)が大きい程、ノードNm1に発生される出力電圧Voが高くなるので、増幅を伴う電流電圧変換機能を実現することができる。

0071

図8及び図9に示された増幅器250a及び250bは、増幅回路240を構成する各増幅器250(図1)として用いることができる。

0072

このように、実施の形態1に係る増幅装置によれば、図2において、Imin=I1(光量L1)の用途にセンサ(フォトダイオード50)が使用される場合には、Iin=I1の状態で電流検出回路220を動作させることで、電流シャント回路230によるシャント電流IshtをI1に対応して設定することが可能となる。従って、実施の形態1に係る増幅装置100によれば、入力電流Iinからシャント電流Ishtを減算した電流を増幅回路240へ入力することで、図2の入出力特性C2相当の入力電流Iin−出力電圧Vout特性を得ることが可能となる。即ち、ADCによる入力電流のデジタル変換を伴わない簡易な構成によって、入力電流範囲に適合させて十分な増幅率を確保することが可能となる。

0073

電流検出回路220の動作時(時刻ta〜tb)に、フォトダイオード50が最小電流Iminを出力するようにすれば、諸元上の光量範囲が広いセンサ(フォトダイオード50)の一部領域を使用する場合にも、入力電流範囲に適合させて十分な増幅率を確保することが可能となる。特に、入力電流Iminの範囲が経時的に変化しても、都度、電流検出回路220を作動させて、シャント電流Ishtを更新すれば、入力電流範囲の変化に対応させて、十分な増幅率を確保することが可能となる。

0074

実施の形態2.
図10は、実施の形態2に係る増幅装置の全体構成を説明するブロック図である。

0075

図10を参照して、実施の形態2に係る増幅装置101は、実施の形態1に係る増幅装置100と比較して、制御部210、電流検出回路220、及び、電流シャント回路230に代えて、制御部310、電流検出回路320、及び、電流シャント回路330を備える点が異なる。実施の形態2では、主に、電流検出回路320及び電流シャント回路330の構成が、実施の形態1での電流検出回路220及び電流シャント回路230とは異なる。制御部310は、電流検出回路320、及び、電流シャント回路330を制御する。実施の形態2に係る増幅装置101のその他の部分の構成は、実施の形態1に係る増幅装置100と同様である。

0076

図11は、実施の形態2に係る電流検出回路320の構成を説明する回路図である。
図11を参照して、電流検出回路320は、スイッチSWa,SWb,SWcと、トランジスタTNxと、キャパシタCxとを有する。

0077

スイッチSWaは、入力信号線10及びノードNdの間に接続される。スイッチSWbは、ノードNd及びノードNeの間に接続される。スイッチSWcは、ノードNe及び接地配線12の間に接続される。

0078

スイッチSWaは、制御部310からの制御信号ctrlに応じてオンオフする。具体的には、スイッチSWaは、制御信号ctrlのHレベル期間にオンする一方で、制御信号ctrlのLレベル期間にはオフする。スイッチSWb及びSWcは、制御部310からのリセット制御信号crstに応じて、相補的にオンオフする。具体的には、リセット制御信号crstのHレベル期間では、スイッチSWcがオンする一方でスイッチSWbはオフする。反対に、リセット制御信号crstのLレベル期間では、スイッチSWbがオンする一方でスイッチSWbはオフする。

0079

トランジスタTNxは、ノードNd及び接地配線12の間に接続される。トランジスタTNxのゲートは、ノードNeと接続される。キャパシタCxは、ノードNe及び接地配線12の間に接続されて、トランジスタTNxのゲート電圧Vxgを保持するように構成される。

0080

図11に示された電流検出回路320は「第2の電流検出回路」の一実施例に対応し、トランジスタTNxは「第1のトランジスタ」の一実施例に対応し、キャパシタCxは「ゲートに接続されたキャパシタ」の一実施例に対応する。尚、実施の形態2では、「第2の電流検出回路]に対応する電流検出回路320によって「電流検出部」が構成される。

0081

図12は、実施の形態2に係る電流シャント回路330の構成を説明する回路図である。

0082

図12を参照して、電流シャント回路330は、入力信号線10及び接地配線12の間に接続されたトランジスタTNyを有する。トランジスタTNyのゲートは、電流検出回路320(図11)のノードNeと接続される。即ち、トランジスタTNyのゲート電圧は、トランジスタTNx(図11)のゲート電圧Vxgと共通である。図12の電流シャント回路330において、トランジスタTNyは「第2のトランジスタ」の一実施例に対応する。

0083

これにより、トランジスタTNyは、入力信号線10から接地配線12に向けて、ノードNeに保持されたゲート電圧Vxgに応じたシャント電流Ishtを発生することができる。更に、トランジスタTNyのトランジスタサイズ(W/L)は、トランジスタTNxと同等に設計される。これにより、制御信号ctrlのHレベル期間に電流検出回路320のトランジスタTNxを流れたのと同等の電流、即ち、制御信号ctrlのHレベル期間における入力電流Iinと同等のシャント電流を発生することができる。

0084

図13は、実施の形態2に係る制御部310によって生成される制御信号の波形図である。

0085

図13を参照して、制御部310は、時刻tx〜tyの間、制御信号ctrlのHレベル期間を設ける。制御信号ctrlのHレベル期間の前、即ち、時刻txの前には、リセット制御信号crstのHレベル期間が設けられる。従って、時刻txにおいて、ノードNeに保持されるゲート電圧Vxg=0にクリアされる。

0086

実施の形態2に係る増幅装置100では、時刻tx〜tyの間において、フォトダイオード50(センサ)は、検出すべき最小光量が入力された状態に維持される。即ち、入力電流Iinが、最小電流Iminに維持された状態が維持される。実施の形態2では、時刻tx〜tyの期間が「電流検出期間」に対応する。

0087

制御信号ctrlのHレベル期間では、入力信号線10上の入力電流IinがトランジスタTNx(電流検出回路320)を流れるときのゲート電圧Vxgが保持される。従って、制御信号ctrlがLレベルに設定される時刻ty以降の期間でも、リセット制御信号crstをLレベルに保持することにより、電流シャント回路330では、トランジスタTNyが、保持されたゲート電圧Vxgに応じたシャント電流Ishtを継続的に発生することができる。

0088

この結果、電流シャント回路330によって入力電流Iinから減算されるシャント電流Ishtは、時刻tx〜tyにおいて電流検出回路320へ入力された入力電流Iin、より具体的には、上記最小電流Iminに制御される。

0089

このように、実施の形態2に係る増幅装置によれば、実施の形態1と同様に、ADCによる入力電流のデジタル変換を伴わない簡易な構成によって、電流検出回路320によって検出された入力電流Iin相当のシャント電流Ishtを、入力電流Iinから減算した電流を増幅回路240へ入力することが可能である。この結果、実施の形態1と同様に、図2の入出力特性C2相当の入力電流Iin−出力電圧Vout特性を得ることが可能となるので、入力電流範囲に適合させて十分な増幅率を確保することが可能となる。

0090

尚、実施の形態1に係る増幅装置100では、電流検出回路220は、入力電流Iin(最小電流Imin)がN個の電流範囲のいずれに属するかを検出して、シャント電流IshtをN段階に設定するのに対して、実施の形態2に係る増幅装置101では、原理上、電流検出回路320の動作時における入力電流Iin(最小電流Imin)と、シャント電流Ishtとを同等に設定できる点で有利である。

0091

一方で、実施の形態2に係る増幅装置101では、シャント電流IshtをトランジスタTNyのみで発生することになる。このため、最小電流Iminが比較的広い電流範囲内で変化する用途では、一部の電流領域において、実際に発生されるシャント電流Ishtの精度が低下することが懸念される。

0092

これに対して、実施の形態1に係る増幅装置100では、N個の電流範囲毎にシャント電流Ishtを別個に生成することが可能である。従って、電流検出回路220の動作時における入力電流Iin(最小電流Imin)と、シャント電流Ishtとの一致度では不利であるものの、最小電流Iminが比較的広い電流範囲内で変化する用途においても、各電流領域においてシャント電流Ishtを高精度に発生させることができる。

0093

このように、実施の形態1及び2を比較すると、実施の形態1に係る構成は、最小電流Iminが比較的広い電流範囲内で変化する用途に有利であり、実施の形態2に係る構成は、最小電流Iminの変化が小さい用途における高精度化に適していることが理解される。

0094

実施の形態3.
実施の形態3では、実施の形態1及び2のそれぞれの特徴を組み合わせた構成を説明する。

0095

図14は、実施の形態3に係る増幅装置の全体構成を説明するブロック図である。
図14を参照して、実施の形態3に係る増幅装置102は、入力信号線10に接続された、制御部410、電流検出回路220、電流検出回路420、電流シャント回路430、及び、増幅回路240を備える。入力信号線10に対するフォトダイオード50及びキャパシタ90の接続は、実施の形態1及び2と同様である。

0096

実施の形態1と同様の電流検出回路220は、制御部410からの制御信号SEL1〜SELN(N:2以上の自然数)に従って動作することで、N個の電流範囲から入力電流Iinが含まれる電流範囲を検出する。電流検出回路220は、制御部410に対して、当該電流範囲の検出結果を示す検出信号SRG1〜SRGNを出力する。

0097

制御部410は、実施の形態1と同様に、検出信号SRG1〜SRGNに基づき、制御信号ctrl1〜ctrlNのうちの1つをHレベルに設定する。実施の形態1と同様に、制御信号ctrl1〜ctrlNのうちのi番目の制御信号ctrliのみがHレベルに設定される一方で、他の(N−1)個の制御信号はLレベルに設定される。制御信号ctrl1〜ctrlNは、電流検出回路420へ入力される。

0098

図15は、図14に示された電流検出回路420の構成を説明する回路図である。
図15を参照して、電流検出回路420は、入力信号線10に並列接続された、複数の検出ユニット421−1〜421−Nを有する。図3中には、検出ユニット421−1,421−2,421−Nの構成が図示される。

0099

検出ユニット421−1は、スイッチSWa1,SWb1,SWc1と、トランジスタTNx1と、キャパシタCx1とを有する。スイッチSWa1,SWb1,SWc1と、トランジスタTNx1と、キャパシタCx1は、電流検出回路320(図11)の、スイッチSWa,SWb,SWc、トランジスタTNx、及び、キャパシタCxと同様の構成となるように配置される。

0100

スイッチSWa1は、制御信号ctrl1に応じてオンオフされる。スイッチSWb1及びSWc1は、リセット制御信号crstに応じて、図11のスイッチSWb及びSWcと同様にオンオフされる。

0101

これにより、ノードNe1には、制御信号ctrl1のHレベル期間において、入力信号線10上の入力電流IinがトランジスタTNx1を流れるときのゲート電圧Vxg1が保持される。

0102

検出ユニット421−2は、検出ユニット421−1と同様に構成されて、スイッチSWa2,SWb2,SWc2と、トランジスタTNx2と、キャパシタCx2とを有する。スイッチSWa2は、制御信号ctrl2に応じてオンオフされる。スイッチSWb2及びSWc2は、リセット制御信号crstに応じて、スイッチSWb1及びSWc1と同様にオンオフされる。

0103

検出ユニット421−2は、検出ユニット421−1と同様に動作することにより、制御信号ctrl2のHレベル期間において、入力信号線10上の入力電流IinがトランジスタTNx2を流れるときのゲート電圧Vxg2を、ノードNe2に保持する。

0104

検出ユニット421−Nについても、検出ユニット421−1,421−2と同様に構成されて、スイッチSWaN,SWbN,SWcNと、トランジスタTNx2と、キャパシタCxNとを有する。スイッチSWaNは、制御信号ctrlNに応じてオンオフされる。スイッチSWbN及びSWcNは、リセット制御信号crstに応じて、スイッチSWb1及びSWc1と同様にオンオフされる。

0105

これにより、ノードNeNには、制御信号ctrlNのHレベル期間において、入力信号線10上の入力電流IinがトランジスタTNxNを流れるときのゲート電圧VxgNが保持される。

0106

このように、実施の形態3に係る電流検出回路420は、実施の形態1の電流検出回路220によって判別されるN個の電流範囲毎に、実施の形態2に係る電流検出回路320を設けた構成を有する。図15に示された電流検出回路420は「第3の電流検出回路」の一実施例に対応する。

0107

電流検出回路420において、複数の検出ユニット421−1〜421−Nに含まれる、トランジスタTNx1〜TNxNの各々は「第1のトランジスタ」の一実施例に対応し、スイッチSWa1〜SWaNの各々は「第2のスイッチ」の一実施例に対応し、キャパシタCx1〜CxNの各々は「ゲートに接続されたキャパシタ」の一実施例に対応する。尚、実施の形態3では、「第1の電流検出回路]に対応する電流検出回路220と、「第3の電流検出回路]に対応する電流検出回路420とによって「電流検出部」が構成される。

0108

図16は、実施の形態3に係る電流シャント回路430の構成を説明する回路図である。

0109

図16を参照して、電流シャント回路430は、入力信号線10及び接地配線12の間に並列接続された、N個のトランジスタTNy1〜TNyNを有する。トランジスタTNy1〜TNyNのゲートは、電流検出回路420(図15)のノードNe1〜NeNとそれぞれ接続される。

0110

即ち、トランジスタTNy1〜TNyNのゲート電圧は、トランジスタTNx1〜TNxN(図15)のゲート電圧Vxg1〜VxgNとそれぞれ共通である。図16の電流シャント回路430において、トランジスタTNy1〜TNyNは「複数の第2のトランジスタ」の一実施例に対応する。

0111

即ち、実施の形態3に係る電流シャント回路430は、実施の形態1の電流検出回路220によって判別されるN個の電流範囲毎に、実施の形態2に係る電流シャント回路330を設けた構成を有する。

0112

図17は、実施の形態3の制御部410によって生成される制御信号の波形図である。
図17を参照して、制御部410は、時刻ta〜tbの期間において、図4(実施の形態1)と同様に、制御信号SEL1〜SELNのHレベル期間を設けるとともに、電流検出回路220の検出ユニット221−1〜221−Nからそれぞれ出力された検出信号SRG1〜SRGNを記憶する。

0113

制御部410は、時刻tx〜tyの期間において、実施の形態1と同様に、検出信号SRG1〜SRGNに基づき、電流シャント回路430への制御信号ctrl1〜ctrlNのうちの1つの制御信号CtrliをHレベルに設定する。

0114

又、制御部410は、時刻txに先立って、図13(実施の形態2)と同様に、リセット制御信号crstのHレベル期間を設ける。これにより、時刻txの時点において、電流検出回路420のノードNe1〜NeNのゲート電圧Vxg1〜VxgNがクリアされる(Vxg1=Vxg2=…=VxgN=0)。

0115

実施の形態3では、時刻ta〜tbの期間、及び、時刻tx〜tyの期間の各々において、フォトダイオード50(センサ)は、検出すべき最小光量が入力された状態(即ち、Iin=Iminの状態)に維持される。実施の形態3では、時刻ta〜tbの期間、及び、時刻tx〜tyの期間の両方が「電流検出期間]に対応する。

0116

この結果、時刻tx〜tyの期間では、電流検出回路420のN個の検出ユニット421−1〜421−Nのうちの1つの検出ユニット421−iにおいて、スイッチSWaiがオンされる。これに伴い、当該検出ユニット421−iのノードNeiには、入力信号線10上の入力電流IinがトランジスタTNxiを通過するときのゲート電圧Vxgiが発生する。

0117

当該ゲート電圧Vxgiは、キャパシタCxiによって保持されるとともに、電流シャント回路430を構成するN個のトランジスタTNy1〜TNyNのうちのトランジスタTNyiのゲートにも入力される。一方で、トランジスタTNyi以外のトランジスタTNy1〜TNyi−1及びTNyi+1〜TNyNでは、各ゲート電圧は0であるので、電流がオフされる。従って、電流シャント回路430によるシャント電流Ishtは、時刻tx〜tyの期間における入力電流Iin(最小電流Imin)と同等に制御される。

0118

時刻ty以降の期間においても、電流検出回路420のキャパシタCxiによって、トランジスタTNyiのゲート電圧が保持されるので、電流シャント回路430によるシャント電流Ishtは維持される。

0119

このように、実施の形態3に係る増幅装置によれば、実施の形態1及び2の組み合わせによって、実施の形態2に係る電流検出回路320及び電流シャント回路330の構成を、N個の電流範囲毎に設けることができる。従って、電流範囲毎に、トランジスタTNx1〜TNXN(電流検出回路420)及びトランジスタTNy1〜TNyN(電流シャント回路430)のトランジスタサイズを適切に設定することにより、最小電流Iminが広い電流範囲内で変化する用途においても、各電流領域においてシャント電流Ishtを高精度に発生することが可能となる。

0120

実施の形態4.
実施の形態4では、実施の形態1及び3の増幅装置100,102における電流検出回路220の動作の変形例について説明する。

0121

図18には、電流検出回路220(図3)の実施の形態4に係る動作例を説明する波形図が示される。より特定的には、図18は、実施の形態1又は3において、制御部210,410から電流検出回路220に出力される制御信号SEL1〜SELNの波形図である。

0122

図18を参照して、制御部210,410は、最小電流Imin相当の入力電流iinが電流検出回路220へ入力される、図4又は図17の時刻ta〜tbの期間において、制御信号SEL1〜SELNのそれぞれのHレベル期間を順次発生させる単位モニタ期間Tcを複数回連続的に設ける。例えば、図18では、K個(K:2以上の自然数)の単位モニタ期間Tc1〜TcKの各々において、制御信号SEL1〜SELNのHレベル期間が順次設けられる。

0123

制御部210,410は、単位モニタ期間Tc1〜TcKの各々において、検出信号SRG1〜SRGNのうちの、LレベルからHレベルに切り替わる検出信号SRGiを検知することができる。

0124

制御部210,410は、単位モニタ期間Tc1〜TcKのそれぞれで得られた検出信号SRGiについて、そのうちのiの最小値(imin)を求めることで、最小電流IminがN個の電流範囲のいずれに属するかを検知する。

0125

この結果、実施の形態4によれば、単位モニタ期間Tc1〜TcKのそれぞれでの入力電流Iinのうちの最小値を検出することが可能である。即ち、上述した最小値iminに従って制御信号Ctrl1〜CtrlNのうちのimin番目の制御信号CtrliminをHレベルに設定することにより、上記最小値相当を最小電流Iminとして、電流シャント回路230,430によるシャント電流Ishtを設定することが可能となる。

0126

このように、実施の形態4では、一定期間中の入力電流Iinの最小値に従って、最小電流Iminに対応させたシャント電流Ishtを設定することができる。従って、電流検出回路220の作動時である時刻ta〜tbにおける最小電流Iminがそのまま最小電流Iminとされるのに比較して、最小電流Iminの検出精度、即ち、シャント電流Ishtの設定精度を向上することが可能となる。言い換えると、入力電流Iinを厳密に最小電流Iminと一致させなくても最小電流Iminを検出することが可能となるので、電流検出回路220の作動時における設定が容易となる。

0127

尚、実施の形態1又は3の増幅装置100,102では、電流シャント回路230,430が作動してシャント電流Ishtを設定している期間(図4の時刻tc以降の期間、又は、図17の時刻tx以降の期間)において、図18の単位モニタ期間Tcを設けることで、電流検出回路220をバックグランドで動作させることも可能である。

0128

このようにすると、最小電流Iminの検出に従ってシャント電流Ishtを一旦設定した後においても、シャント電流Ishtを維持した動作中において、最小電流Iminの変化を監視することが可能となる。又、シャント電流Ishtの自動更新処理についても可能となる。

0129

図19は、実施の形態4に係る自動更新機能を含むシャント電流の設定処理を説明するフローチャートである。図19に示される一連の処理は、制御部210又は410によって実行することができる。

0130

図19を参照して、制御部210又は410は、増幅装置100,102のオンライン動作の前に、S110により、最小電流Iminを検出するとともに、S120により、初回のシャント電流Ishtの設定を行う。

0131

S110では、上述の単位モニタ期間Tcが1回または複数回設けられるように、制御信号SEL1〜SELNが生成される。これにより、各単位モニタ期間Tcでの検出信号SRG1〜SRGNに基づいて最小電流Iminを検出することができる。S120では、制御部210又は410が、電流シャント回路230(実施の形態1)又は電流シャント回路430(実施の形態3)への制御信号ctrl1〜ctrlNのうちの1つ(制御信号ctrli)をHレベルに設定することを通じて、シャント電流Ishtが設定される。

0132

S120によってシャント電流Ishtが初回設定されると、S130により、増幅装置100,102のオンライン動作が開始される。オンライン動作中には、S140により、電流シャント回路230,430によるシャント電流Ishtの発生が継続される。これにより、上述のように、入力電流Iinから、電流シャント回路230,430によるシャント電流Ishtを減算した電流の増幅によって、出力電圧Voutが生成される。

0133

制御部210又は410は、ユーザ操作等によってオンライン動作の停止が指示されると(S150のYES判定時)、オンライン動作を停止して処理を終了する。一方で、制御部210又は410は、オンライン動作が停止されるまでの間(S150のNO判定時)、電流シャント回路230,430によるシャント電流の発生と並行して、S160により、単位モニタ期間Tcが設けられるように制御信号SEL1〜SELNを生成する。これにより、現在設定されているシャント電流Ishtを用いたオンライン動作のバックグラウンドで、単位モニタ期間Tcを繰り返し設けることができる。バックグラウンドの各単位モニタ期間Tcにおいても、検出信号SRG1〜SRGNに基づいて最小電流Iminを検出することができる。

0134

制御部210又は410は、S170により、バックグランドの単位モニタ期間Tcで検出された最小電流Iminが、現在の電流シャント回路Ishtを設定する際の最小電流(Imin*とする)と比較する。例えば、バックグラウンドで検出された最小電流と、上記Imin*との電流差が予め定められた判定値よりも大きいときに、S170がYES判定とされて、最小電流Iminの変化が検知される。

0135

制御部210又は410は、最小電流Iminの変化を検知すると(S170のYES判定時)、S180により、変化後の最小電流Iminに対応させてシャント電流Ishtを再設定する。具体的には、変化後の最小電流Iminに応じて、電流シャント回路230,430への制御信号ctrl1〜ctrlNのうちのHレベルに設定される制御信号ctrliを変更することで、シャント電流Ishtが更新される。この際に、変化後の最小電流IminがS170の比較での基準となる上記最小電流Imin*として記憶される。

0136

以降では、再設定された更新後のシャント電流Ishtを用いて、オンライン動作が継続される。一方で、最小電流Iminの変化が検知されないとき(S170のNO判定時)には、現在のシャント電流Ishtを維持して、オンライン動作が継続される。

0137

このように、図19制御処理により、初回のシャント電流Isht設定後のオンライン動作において、バックグランドで最小電流Iminの変化を継続的に監視して、シャント電流Ishtを自動更新することが可能となる。これにより、フォトダイオード50(センサ)の周囲環境の変化による光量範囲の変化に自動的に追従して、入力電流範囲に適合させた十分な増幅率を確保することが可能となる。

0138

実施の形態5.
図8及び図9に例示した増幅器250a,250bの構成では、増幅動作のためにトランジスタTNm0,TNm1へ供給される電流が一定である。このため、入力電流Iinが大きいときに、増幅度が過大となって出力電圧Voが電源電圧VDDに張り付く虞、或いは反対に、入力電流Iinが小さいときに、増幅度が過小となって接地電圧AGNDからの出力電圧Voの上昇量が不足する虞がある。

0139

従って、実施の形態5では、電流検出回路220を含む実施の形態1及び3の増幅装置100,102における、入力電流Iinに応じて増幅度を調整可能とするような増幅器250の構成の変形例について説明する。

0140

図20は、実施の形態5に係る増幅器の第1の構成例を説明する回路図である。
図20を参照して、実施の形態5の第1の構成例に係る増幅器250cは、図8に示された増幅器250aと比較して、電流源CSb及びCScに代えて、電流源選択部251及び252を有する点で異なる。増幅器250cのその他の構成は、増幅器250aと同様である。電流源選択部251は、トランジスタTNm0に供給される電流Ibm0を調整する。同様に、電流源選択部252は、トランジスタTNm1に供給される電流Ibm1を調整する。

0141

電流源選択部251は、電源配線11及びノードNm0の間に並列に接続される電流源CSb1〜CSbNと、スイッチSW31〜SW3Nとを有する。スイッチSW31〜SW3Nは、電源配線11及びノードNm0の間に、電流源CSb1〜CSbNのそれぞれと直列に接続される。

0142

同様に、電流源選択部252は、ノードNm1及び接地配線12の間に並列に接続される電流源CSc1〜CScNと、スイッチSW41〜SW4Nとを有する。スイッチSW41〜SW4Nは、ノードNm1及び接地配線12の間に、電流源CSc1〜CScNのそれぞれと直列に接続される。

0143

スイッチSW31〜SW3N,SW41〜SW4Nは、制御信号ctrl1*〜ctrlN*に応じてオンオフする。制御信号ctrl1*〜ctrlN*は、時刻ty以降での電流シャント回路230又は330の動作期間において、時刻tx〜tyにおける制御信号ctrl1〜ctrlNのそれぞれと同じ論理レベルに設定される。即ち、時刻tx〜tyにおいて制御信号ctrl1〜ctrlNのうちの制御信号ctrliがHレベルに設定される場合には、時刻ty以降では、制御信号ctrli*がHレベルに設定される。尚、時刻ty以降では、実施の形態2,3と同様に、制御信号ctrl1〜ctrlNの各々はLレベルに設定される。

0144

この結果、増幅器250cでは、電流源CSb1〜CSbNのうちの、制御信号ctrl1*〜ctrlN*に応じて選択された電流源CSbiの出力電流が、トランジスタTNm0への供給電流Ibm0とされる。同様に、電流源CSc1〜CScNのうちの、制御信号ctrl1*〜ctrlN*に応じて選択された電流源CSciの出力電流が、トランジスタTNm1への供給電流Ibm1とされる。即ち、制御信号ctrl1*〜ctrlN*に応じて調整された電流Ibm0,Ibm1を用いて、トランジスタTNm0,TmN1による増幅動作が実行される。

0145

電流源CSb1〜CSbN,CSc1〜CScNの出力電流は、電流検出回路220で検出されるN個の電流範囲に従って、大電流側の電流範囲に対応する電流源の出力電流が相対的に小さくなるように設定される。例えば、本実施例では、入力電流Iinが小さい程、Hレベルに設定される制御信号Ctrliの添字i(i:1〜N)が小さくなるので、電流源CSb1,CSc1の出力電流が最大である一方で、電流源CSbN,CScNの出力電流が最小となる。

0146

更には、電流源CSb1〜CSbN,CSc1〜CScNの出力電流は、N個の電流範囲の間の電流比を反映して設定することが好ましい。例えば、N個の電流範囲のうちのj番目(j:1〜Nの自然数)の電流範囲での入力電流Iinが、(J+1)番目の電流範囲での入力電流Iinの(1/M)倍である場合には(M>1)、電流源CSbj+1,CScj+1の出力電流は、電流源CSbj,CScjの出力電流のM倍とすることが好ましい。

0147

このようにすると、増幅器250cでは、入力電流Iinが小さいときには大電流を用いる一方で、入力電流Iinが小さいときには小電流を用いることにより、入力電流Iinのレベルに応じて、増幅器250cの増幅度を適切に調整することが可能となる。この結果、増幅器250cでの消費電力を削減することも可能となる。

0148

図21は、実施の形態5に係る増幅器の第2の構成例を説明する回路図である。
図21を参照して、実施の形態5の第2の構成例に係る増幅器250dは、図9に示された増幅器250bと比較して、抵抗素子Rb及びRcに代えて、抵抗選択部253及び254を有する点で異なる。増幅器250dのその他の構成は、増幅器250bと同様である。

0149

抵抗選択部253は、電源配線11及びノードNm0の間に並列に接続される抵抗素子Rb1〜RbNと、スイッチSW31〜SW3Nとを有する。スイッチSW31〜SW3Nは、電源配線11及びノードNm0の間に、抵抗素子Rb1〜RbNのそれぞれと直列に接続される。

0150

同様に、抵抗選択部254は、ノードNm1及び接地配線12の間に並列に接続される抵抗素子Rc1〜RcNと、スイッチSW41〜SW4Nとを有する。スイッチSW41〜SW4Nは、ノードNm1及び接地配線12の間に、抵抗素子Rc1〜RcNのそれぞれと直列に接続される。

0151

スイッチSW31〜SW3N,SW41〜SW4Nは、図20で説明した制御信号ctrl1*〜ctrlN*に応じてオンオフする。この結果、増幅器250dでは、抵抗素子Rb1〜RbNから、制御信号ctrl1*〜ctrlN*に応じて選択された抵抗素子Rbiを通過した電流Ibm0がトランジスタTNm0へ供給される。同様に、抵抗素子Rc1〜RcNから、制御信号ctrl1*〜ctrlN*に応じて選択された抵抗素子Rciを通過した電流Ibm1がトランジスタTNm1へ供給される。即ち、増幅器250dにおいても、制御信号ctrl1*〜ctrlN*に応じて調整された電流Ibm0,Ibm1を用いて、トランジスタTNm0,TmN1による増幅動作が実行される。

0152

抵抗素子Rb1〜RbN,Rc1〜RcNの抵抗値は、電流検出回路220で検出されるN個の電流範囲に従って、高電流の電流範囲に対応する抵抗素子の抵抗値が相対的に大きくなるように設定される。例えば、本実施例では、入力電流Iinが小さい程、Hレベルに設定される制御信号Ctrliの添字i(i:1〜N)が小さくなるので、抵抗素子Rb1,Rc1の抵抗値が最小である一方で、抵抗素子RbN,RcNの抵抗値が最大に設計される。

0153

これにより、増幅器250dにおいても、入力電流Iinが小さいときには低抵抗を通過する大電流を用いる一方で、入力電流Iinが小さいときには高抵抗を通過する小電流を用いることにより、増幅器250cと同様に、入力電流Iinのレベルに応じて増幅度を適切に調整することが可能となる。上述のように、これにより、増幅器250dでの消費電力を削減することも可能となる。

0154

増幅器250dにおいても、抵抗素子Rb1〜RbN,Rc1〜RcNの抵抗値は、N個の電流範囲の間の電流比を反映して設定することが好ましい。即ち、上述のように、j番目の電流範囲での入力電流Iinが、(J+1)番目の電流範囲での入力電流Iinの(1/M)倍である場合には、抵抗素子Rbj+1,Rcj+1の選択時の通過電流が、抵抗素子Rbj、Rcjの選択時の通過電流のM倍となるように、抵抗素子Rbj+1,Rcj+1の抵抗値と、抵抗素子Rbj、Rcjの抵抗値との比を設計することが好ましい。

0155

図20及び図21の構成において、トランジスタTNm0は「増幅トランジスタ」の一実施例に対応し、電流源選択部251及び抵抗選択部253は「電流調整回路」の一実施例に対する。

0156

実施の形態1で説明した増幅器250a及び250b(図8及び図9)は、実施の形態1〜3に係る増幅装置100〜102の各々において、増幅回路240を構成する各増幅器250として用いることができる。一方で、実施の形態5に係る増幅器250c及び250b(図20及び図21)は、実施の形態1及び3に係る増幅装置100及び102の各々において、増幅回路240を構成する各増幅器250として用いることができる。

0157

以上、実施の形態1〜5を通じて、本実施の形態に係る増幅装置では、電流検出回路220,320、又は、電流検出回路220,420によって検出された入力電流Iin(最小電流Imin)に従ってシャント電流Ishtを設定した後、当該シャント電流Ishtを入力電流Iinから減算した電流を変換することで、出力電圧Voutが得られる。

0158

従って、シャント電流Ishtの設定は、増幅装置100〜102において少なくとも1回は実行される必要がある。その後、電流検出回路220,320、又は、電流検出回路220,420によって入力電流Iin(最小電流Imin)を検出することによって、シャント電流Ishtの更新が可能となる。

0159

シャント電流Ishtの更新タイミングは任意であり、例えば、少なくとも、増幅装置100〜102の動作開始時に実行することが可能である。或いは、ユーザによる操作入力所定スイッチの操作等)に応じて、電流検出回路220,320、又は、電流検出回路220,420の動作による入力電流Iin(最小電流Imin)の検出によるシャント電流Ishtの更新処理起動されてもよい。

0160

或いは、実施の形態4で説明したように、電流シャント回路230,430の作動中に、バックグラウンドで電流検出回路220が最小電流Iminを監視する場合には、当該監視結果に基づいて、シャント電流Ishtの更新処理を起動することも可能である。

0161

又、実施の形態1〜5を通じて、制御部210,310,410は、図4図13図17及び図18に示された波形図に従って制御信号群を発生する機能、及び、検出信号SRG1〜SRGNのLレベル/Hレベルの切り替わり点を検出する機能、並びに、図19に示した制御処理を実行する機能を有する限り、ハードウェア及びソフトウェアのいずれによって実現することも可能である。

0162

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

0163

10入力信号線、11電源配線、12接地配線、15,CSa1〜CSaN,DSb1〜CSbN,CSc1〜CScN,CSs1〜CSsN,CSb,CSb1〜CSbN,CSc,CSc1〜CScN電流源、50フォトダイオード、90,Cx,Cx1〜CxNキャパシタ、100,101,102増幅装置、210,310,410 制御部、220,320,420電流検出回路、221−1〜221−N,421−1〜421−N検出ユニット、230,230a,230b,330,430電流シャント回路、240増幅回路、250,250a〜250d増幅器、251,252 電流源選択部、253,254抵抗選択部、AGND接地電圧、C1,C2入出力特性(Iin−Vout)、Ctrl1〜CtrlN,SEL1〜SELN,ctrl,ctrl1〜ctrlN制御信号、Iin入力電流、IV11〜IV1Nインバータ、Ir1〜IrN基準電流、Ishtシャント電流、Nout出力ノード、Ra1〜RaNシャント抵抗、Rb,Rb1,RbN,Rbi,Rbj,Rc1,RcN,Rci抵抗素子、SRG1〜SRGN検出信号、Tc,Tc1〜TcK単位モニタ期間、VDD電源電圧、Vout出力電圧、Vxg,Vxg1〜VxgNゲート電圧、crstリセット制御信号。

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