技術 マルチユーザ多重アンテナシステム

0001

優先権の主張
本出願は、２００４年７月３０日出願の米国特許出願第１０／９０２、９７８号の一部継続出願である。

0002

本発明は、一般的に、通信システムの分野に関する。より具体的には、本発明は、時空間符号化技術を使用する分散入力分散出力無線通信のためのシステム及び方法に関する。

0003

通信信号の時空間符号化
無線技術の比較的新しい発展は、空間多重化及び時空間符号化として公知である。１つの特定の形式の時空間符号化は、「多重入力多重出力」に対してＭＩＭＯと呼ばれ、その理由は、いくつかのアンテナが各端部に使用されるからである。送受信に複数のアンテナを使用することにより、複数の独立した電波を同じ周波数範囲内で同時に送信することができる。以下の論文は、ＭＩＭＯの概要を提供している。

0004

Ｄａｖｉｄ Ｇｅｓｂｅｒｔ、ＩＥＥＥ会員、Ｍａｎｓｏｏｒ Ｓｈａｆｉ、ＩＥＥＥフェロー、Ｄａ−ｓｈａｎ Ｓｈｉｕ、ＩＥＥＥ会員、Ｐｅｔｅｒ Ｊ． Ｓｍｉｔｈ、ＩＥＥＥ会員、Ａｙｍａｎ Ｎａｇｕｉｂ、ＩＥＥＥ上級会員共著「理論から実施まで：ＭＩＭＯ時空間符号化無線システムの概要」、通信の選択領域に関するＩＥＥＥ学会誌、第２１巻、第３号、２００３年４月

0005

Ｄａｖｉｄ Ｇｅｓｂｅｒｔ、ＩＥＥＥ会員、Ｈｅｌｍｕｔ Ｂｏｌｃｓｋｅｉ、ＩＥＥＥ会員、Ｄｈａｎａｎｊａｙ Ａ．Ｇｏｒｅ及びＡｒｏｇｙａｓｗａｍｉ Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊ、ＩＥＥＥフェロー共著「屋外ＭＩＭＯ無線チャネル：モデル及び性能予測」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第５０巻、第１２号、２００２年１２月

0006

基本的に、ＭＩＭＯ技術は、共通周波数帯域内の並列空間データストリームを作成するための空間的に分散されたアンテナの使用に基づいている。電波は、たとえそれらが同じ周波数帯域内で送信されても、個々の信号が受信機で分離されて復調することができ、これが、複数の統計的に独立した（すなわち、事実上別々の）通信チャネルをもたらすことができるような方法で送信される。すなわち、多重経路信号（すなわち、時間的に遅延し、振幅及び位相が修正された同じ周波数の複数の信号）を阻止しようとする標準的な無線通信システムとは対照的に、ＭＩＭＯは、無相関又は弱相関の多重経路信号を使用して所定の周波数帯域内のより高いスループット及び改善された信号対ノイズ比を達成することができる。一例として、ＭＩＭＯ技術は、従来の非ＭＩＭＯシステムが単に低いスループットを達成することができる類似の電力及び信号対ノイズ比（ＳＮＲ）条件において遥かに高いスループットを達成する。この機能は、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｃｄｍａｔｅｃｈ．ｃｏｍ／ｐｒｏｄｕｃｔｓ／ｗｈａｔ ｍｉｍｏ ｄｅｌｉｖｅｒｓ．ｉｓｐで「ＭＩＭＯが届けるもの」という名称のページの「Ｑｕａｌｃｏｍｍ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ」（Ｑｕａｌｃｏｍｍは、無線技術の最大プロバイダのうちの１つである）のウェブサイト上に説明されている。ＭＩＭＯは、チャネル当たり又はスペクトルのＭＨｚ当たりのシステムのピークデータ転送速度の２倍又はそれよりも多くをもたらすことによってスペクトル機能を増大させる唯一の多重アンテナ技術である。より具体的には、無線ＬＡＮ又はＷｉ−Ｆｉ（登録商標）用途に対しては、ＱＵＡＬＣＯＭＭの第４世代ＭＩＭＯ技術は、３６ＭＨｚのスペクトルにおいて３１５Ｍｂｐｓの速度、つまり８．８Ｍｂｐｓ／ＭＨｚをもたらす。これを１７ＭＨｚのスペクトルにおいて僅かに５４Ｍｂｐｓ、つまり３．１８Ｍｂｐｓ／ＭＨｚをもたらす８０２．１１ａ／ｇのピーク機能（ビーム形成又はダイバーシチ技術を用いてさえも）と比較されたい。

0007

ＭＩＭＯシステムは、一般的に、いくつかの理由から装置当たりのアンテナ本数が１０本未満（したがって、ネットワークにおけるスループット改善倍率が１０Ｘ未満）という実際的な制限に直面する。
１．物理的制限：所定の装置上のＭＩＭＯアンテナは、各々が統計的に独立した信号を受信するようにＭＩＭＯアンテナ間で十分な分離がなければならない。ＭＩＭＯスループット改善は、波長の僅かな部分のアンテナ間隔でさえも認めることができるが、効率は、アンテナ同士が密集する時に急速に悪化し、より低いＭＩＭＯスループット乗数をもたらす。

0008

例えば、以下の参考文献を参照されたい。
［１］Ｄ．Ｓ．Ｓｈｉｕ、Ｇ．Ｊ．Ｆｏｓｃｈｉｎｉ、Ｍ．Ｊ．Ｇａｎｓ、Ｊ．Ｍ．Ｋａｈｎ共著「フェーディング相関関係及びその多素子アンテナシステムの機能に及ぼす影響」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第４８巻、第３号、５０２〜５１３頁、２０００年３月
［２］Ｖ．Ｐｏｈｌ、Ｖ．Ｊｕｎｇｎｉｃｋｅｌ、Ｔ．Ｈａｕｓｔｅｉｎ、Ｈｅｌｍｏｌｔ共著「ＭＩＭＯ屋内チャネルにおけるアンテナ間隔」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．ｃｏｎｆ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第２巻、７４９〜７５３頁、２００２年５月
［３］Ｍ．Ｓｔｏｙｔｃｈｅｖ、Ｈ．Ｓａｆａｒ、Ａ。Ｌ．Ｍｏｕｓｔａｋａｓ、Ｓ．Ｓｉｍｏｎ共著「ＭＩＭＯ用途のための小型アンテナアレイ」、「Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第３巻、７０８〜７１１頁、２００１年７月
［４］Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「屋内クラスター化チャネルにおけるＭＩＭＯ通信に及ぼすアンテナ幾何学形状の影響」、「Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第２巻、１７００〜１７０３頁、２００４年６月

0009

また、小さいアンテナ間隔に対しては、相互結合の影響によってＭＩＭＯシステムの性能が悪化する場合がある。

0010

例えば、以下の参考文献を参照されたい。
［５］Ｍ．Ｊ．Ｆａｋｈｅｒｅｄｄｉｎ、Ｋ．Ｒ．Ｄａｎｄｅｋａｒ共著「ＭＩＭＯ機能に及ぼす偏波ダイバーシチ及び相互結合の組合せ影響」、「Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第２巻、４９５〜４９８頁、２００３年６月
［７］Ｐ．Ｎ．Ｆｌｅｔｃｈｅｒ、Ｍ．Ｄｅａｎ、Ａ．Ｒ．Ｎｉｘ共著「多素子アレイアンテナ内の相互結合及びＭＩＭＯチャネル機能に及ぼすその影響」、ＩＥＥＥ・エレクトロニクス・レター、第３９巻、３４２〜３４４頁、２００３年２月
［８］Ｖ．Ｊｕｎｇｎｉｃｋｅｌ、Ｖ．Ｐｏｈｌ、Ｃ．Ｖｏｎ Ｈｅｌｍｏｌｔ共著「密接アンテナを有するＭＩＭＯシステムの機能」、ＩＥＥＥ通信レター．第７巻、３６１〜３６３頁、２００３年８月
［１０］Ｊ．Ｗ．Ｗａｌｌａｃｅ、Ｍ．Ａ．Ｊｅｎｓｅｎ共著「結合アンテナの終端依存ダイバーシチ性能：ネットワーク理論解析」、アンテナ伝播に関するＩＥＥＥ会報、第５２巻、９８〜１０５頁、２００４年１月
［１３］Ｃ．Ｗａｌｄｓｃｈｍｉｄｔ、Ｓ．Ｓｃｈｕｌｔｅｉｓ、Ｗ．Ｗｉｅｓｂｅｃｋ共著「小型ＭＩＭＯアレイの解析のための完全ＲＦシステムモデル」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．」に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、５７９〜５８６頁、２００４年５月
［１４］Ｍ．Ｌ．モーリス、Ｍ．Ａ．Ｊｅｎｓｅｎ共著「結合アンテナ及びノイズのある増幅器を有するＭＩＭＯシステムのためのネットワークモデル」、アンテナ伝播に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、５４５〜５５２頁、２００５年１月

0011

更に、アンテナは互いに密集しているために、アンテナは、一般的に小型化しなければならず、それも同様にアンテナ効率に影響を与える可能性がある。

0012

例えば、以下の参考文献を参照されたい。
［１５］Ｈ．Ａ．Ｗｈｅｅｌｅｒ著「小さいアンテナ」、アンテナ伝播に関するＩＥＥＥ会報、第ＡＰ−２３巻、第４号、４６２〜４６９頁、１９７５年７月
［１６］Ｊ．Ｓ．Ｍｃｌｅａｎ著「電気的に小型のアンテナの放射Ｑに対する基本的な限界の再調査」、アンテナ伝播に関するＩＥＥＥ会報、第４４巻、第５号、６７２〜６７６頁、１９９６年５月

0013

最後に、より低い周波数及びより長い波長では、単一のＭＩＭＯ装置の物理的サイズが扱いにくくなる可能性がある。極端な例は、ＭＩＭＯ装置アンテナが互いから１０メートル又はそれよりも大きく分離すべきであると考えられるＨＦ帯域内である。
２．ノイズ制限。各ＭＩＭＯ受信機／送信機サブシステムは、ある一定のレベルのノイズを生成する。互いに近接して置かれるこれらのサブシステムの数が多くなると、ノイズレベルは増加する。一方、多数アンテナＭＩＭＯシステムにおける益々増大する個別の信号を互いに区別することが必要なので、益々低いノイズレベルが必要である。
３．経費及び電力上の制限。経費及び電力消費量が問題にならないＭＩＭＯ用途も存在するが、典型的な無線製品では、経費及び電力消費量の両方は、製品開発成功の極めて重要な制約である。各ＭＩＭＯアンテナに対しては、別個のアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器及びデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器を含む別個のＲＦサブシステムが必要である。ムーアの法則（最小構成要素のための集積回路上のトランジスタ数は、その費用が２４ヵ月毎に倍増するというＩｎｔｅｌ共同創立者Ｇｏｒｄｏｎ Ｍｏｏｒｅによる経験的な観測結果、出典：ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｉｎｔｅｌ．ｃｏｍ／ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ／ｍｏｏｒｅｓｌａｗ／）に対応するデジタルシステムの多くの態様と異なり、このようなアナログ集約的サブシステムは、典型的に、ある一定の物理的構造サイズ及び電力要件を有し、経費及び電力において直線的に増大する。したがって、多数アンテナＭＩＭＯ装置は、単一アンテナ装置と比較すると極端に高価かつ電力消耗的になると考えられる。

0014

以上の結果として、今日考えられている殆どのＭＩＭＯシステムは、アンテナ２〜４本の程度であり、スループットの２〜４倍の増加と多重アンテナシステムのダイバーシチ恩典によるＳＮＲの何らかの増加とをもたらす。１０本までのアンテナのＭＩＭＯシステムが考えられているが（特に、より短い波長及びより緊密なアンテナ間隔によるより高いマイクロ波周波数の時）、それを大きく超える数は、非常に特殊かつ費用集中的な用途を除いて非実用的である。

0015

仮想アンテナアレイ
ＭＩＭＯ形式の技術の１つの特殊用途は、仮想アンテナアレイである。このようなシステムは、２００３年１月１５〜１７日、スペイン国バルセロナでの科学技術研究分野の欧州協力（ＥＵＲＯ−ＣＯＳＴ）で発表された研究論文：Ｍｉｓｃｈａ Ｄｏｈｌｅｒ、Ｈａｍｉｄ Ａｇｈｖａｍｉ共著「ＭＩＭＯに向けた歩み：仮想アンテナアレイ」、キングズカレッジ電気通信研究センター、英国ロンドンで提案されている。

0016

仮想アンテナアレイは、この論文で呈示されているように連携無線装置（携帯電話など）のシステムであり、これは、連携して作動するように所属基地局への１次通信チャネルとは別の通信チャネル上で互いの間で通信する（それらが互いに十分に近い場合かつその時に）（例えば、それらがＵＨＦ帯域内のＧＳＭ（登録商標）携帯電話である場合には、これは、５ＧＨｚの産業科学医療（ＩＳＭ）無線帯域とすることができるであろう）。これは、例えば単一アンテナ装置が、互いの範囲にある（基地局の範囲あることに加えて）いくつかの装置の間で情報を中継し、あたかもそれらが複数のアンテナを有する物理的に１つの装置であるかように作動することにより、ＭＩＭＯのようなスループットの増加を潜在的に達成することを可能にする。

0017

米国特許出願出願番号第１０／９０２、９７８号
米国特許出願出願番号第１０／８１７、７３１号

0018

Ｄａｖｉｄ Ｇｅｓｂｅｒｔ、ＩＥＥＥ会員、Ｍａｎｓｏｏｒ Ｓｈａｆｉ、ＩＥＥＥフェロー、Ｄａ−ｓｈａｎ Ｓｈｉｕ、ＩＥＥＥ会員、Ｐｅｔｅｒ Ｊ． Ｓｍｉｔｈ、ＩＥＥＥ会員、Ａｙｍａｎ Ｎａｇｕｉｂ、ＩＥＥＥ上級会員共著「理論から実施まで：ＭＩＭＯ時空間符号化無線システムの概要」、通信の選択領域に関するＩＥＥＥ学会誌、第２１巻、第３号、２００３年４月
Ｄａｖｉｄ Ｇｅｓｂｅｒｔ、ＩＥＥＥ会員、Ｈｅｌｍｕｔ Ｂｏｌｃｓｋｅｉ、ＩＥＥＥ会員、Ｄｈａｎａｎｊａｙ Ａ．Ｇｏｒｅ及びＡｒｏｇｙａｓｗａｍｉ Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊ、ＩＥＥＥフェロー共著「屋外ＭＩＭＯ無線チャネル：モデル及び性能予測」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第５０巻、第１２号、２００２年１２月
Ｄ．Ｓ．Ｓｈｉｕ、Ｇ．Ｊ．Ｆｏｓｃｈｉｎｉ、Ｍ．Ｊ．Ｇａｎｓ、Ｊ．Ｍ．Ｋａｈｎ共著「フェーディング相関関係及びその多素子アンテナシステムの機能に及ぼす影響」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第４８巻、第３号、５０２〜５１３頁、２０００年３月
Ｖ．Ｐｏｈｌ、Ｖ．Ｊｕｎｇｎｉｃｋｅｌ、Ｔ．Ｈａｕｓｔｅｉｎ、Ｈｅｌｍｏｌｔ共著「ＭＩＭＯ屋内チャネルにおけるアンテナ間隔」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．ｃｏｎｆ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第２巻、７４９〜７５３頁、２００２年５月
Ｍ．Ｓｔｏｙｔｃｈｅｖ、Ｈ．Ｓａｆａｒ、Ａ。Ｌ．Ｍｏｕｓｔａｋａｓ、Ｓ．Ｓｉｍｏｎ共著「ＭＩＭＯ用途のための小型アンテナアレイ」、「Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第３巻、７０８〜７１１頁、２００１年７月
Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「屋内クラスター化チャネルにおけるＭＩＭＯ通信に及ぼすアンテナ幾何学形状の影響」、「Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第２巻、１７００〜１７０３頁、２００４年６月
Ｍ．Ｊ．Ｆａｋｈｅｒｅｄｄｉｎ、Ｋ．Ｒ．Ｄａｎｄｅｋａｒ共著「ＭＩＭＯ機能に及ぼす偏波ダイバーシチ及び相互結合の組合せ影響」、「Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第２巻、４９５〜４９８頁、２００３年６月
Ｐ．Ｎ．Ｆｌｅｔｃｈｅｒ、Ｍ．Ｄｅａｎ、Ａ．Ｒ．Ｎｉｘ共著「多素子アレイアンテナ内の相互結合及びＭＩＭＯチャネル機能に及ぼすその影響」、ＩＥＥＥ・エレクトロニクス・レター、第３９巻、３４２〜３４４頁、２００３年２月
Ｖ．Ｊｕｎｇｎｉｃｋｅｌ、Ｖ．Ｐｏｈｌ、Ｃ．Ｖｏｎ Ｈｅｌｍｏｌｔ共著「密接アンテナを有するＭＩＭＯシステムの機能」、ＩＥＥＥ通信レター．第７巻、３６１〜３６３頁、２００３年８月
Ｊ．Ｗ．Ｗａｌｌａｃｅ、Ｍ．Ａ．Ｊｅｎｓｅｎ共著「結合アンテナの終端依存ダイバーシチ性能：ネットワーク理論解析」、アンテナ伝播に関するＩＥＥＥ会報、第５２巻、９８〜１０５頁、２００４年１月
Ｃ．Ｗａｌｄｓｃｈｍｉｄｔ、Ｓ．Ｓｃｈｕｌｔｅｉｓ、Ｗ．Ｗｉｅｓｂｅｃｋ共著「小型ＭＩＭＯアレイの解析のための完全ＲＦシステムモデル」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．」に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、５７９〜５８６頁、２００４年５月
Ｍ．Ｌ．モーリス、Ｍ．Ａ．Ｊｅｎｓｅｎ共著「結合アンテナ及びノイズのある増幅器を有するＭＩＭＯシステムのためのネットワークモデル」、アンテナ伝播に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、５４５〜５５２頁、２００５年１月
Ｈ．Ａ．Ｗｈｅｅｌｅｒ著「小さいアンテナ」、アンテナ伝播に関するＩＥＥＥ会報、第ＡＰ−２３巻、第４号、４６２〜４６９頁、１９７５年７月
Ｊ．Ｓ．Ｍｃｌｅａｎ著「電気的に小型のアンテナの放射Ｑに対する基本的な限界の再調査」、アンテナ伝播に関するＩＥＥＥ会報、第４４巻、第５号、６７２〜６７６頁、１９９６年５月
Ｍｉｓｃｈａ Ｄｏｈｌｅｒ、Ｈａｍｉｄ Ａｇｈｖａｍｉ共著「ＭＩＭＯに向けた歩み：仮想アンテナアレイ」、キングズカレッジ電気通信研究センター、英国ロンドン、２００３年１月１５〜１７日、スペイン国バルセロナでの科学技術研究分野の欧州協力（ＥＵＲＯ−ＣＯＳＴ）
Ｌ．Ｄｏｎｇ、Ｈ．Ｌｉｎｇ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「アンテナパターンダイバーシチを使用した多重入力多重出力無線通信方式」、「Ｇｌｏｂ．Ｔｅｌｅｃｏｍ．Ｃｏｎｆ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第１巻、９９７〜１００１頁、２００２年１１月
Ｒ．Ｖａｕｇｈａｎ著「アンテナダイバーシチのための切換非励振素子」、アンテナ伝播ＩＥＥＥ会報、第４７巻、３９９〜４０５頁、１９９９年２月
Ｐ．Ｍａｔｔｈｅｉｊｓｓｅｎ、Ｍ．Ｈ．Ａ．Ｊ．Ｈｅｒｂｅｎ、Ｇ．Ｄｏｌｍａｎｓ、Ｌ．Ｌｅｙｔｅｎ共著「手持ち式使用に対するアンテナパターンダイバーシチ対空間ダイバーシチ」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．」に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、１０３５〜１０４２頁、２００４年７月
Ｃ．Ｂ．Ｄｉｅｔｒｉｃｈ Ｊｒ、Ｋ．Ｄｉｅｔｚｅ、Ｊ．Ｒ．Ｎｅａｌｙ、Ｗ．Ｌ．Ｓｔｕｔｚｍａｎ共著「無線手持ち式端末に対する空間ダイバーシチ、偏波ダイバーシチ、及びパターンダイバーシチ」、アンテナ及び伝播シンポジュームＩＥＥＥ講演論文集、第４９巻、１２７１〜１２８１頁、２００１年９月
Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、ｊｒ．共著「屋内クラスター化ＭＩＭＯチャネルにおける円形パッチアンテナの２素子アレイによるパターンダイバーシチの恩典」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第５４巻、第５号、９４３〜９５４頁、２００６年５月
Ｍ．Ｄ．Ｂｅｎｅｄｅｔｔｏ及びＰ．Ｍａｎｄａｒｉｎｉ共著「ＯＦＤＭモデム内のＩ／Ｑベースバンドフィルタ不整合の影響の解析」、無線パーソナルコミュニケーション、１７５〜１８６頁、２０００年
Ｓ．Ｓｃｈｕｃｈｅｒｔ及びＲ．Ｈａｓｈｏｌｚｎｅｒ共著「ＯＦＤＭ信号受信用新規Ｉ／Ｑ不均衡補正方式」、家電に関するＩＥＥＥ会報、２００１年８月
Ｍ．Ｖａｌｋａｍａ、Ｍ．Ｒｅｎｆｏｒｓ、及びＶ．Ｋｏｉｖｕｎｅｎ共著「通信受信機内のＩ／Ｑ不均衡補正の高度な方法」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、２００１年１０月
Ｒ．Ｒａｏ及びＢ．Ｄａｎｅｓｈｒａｄ共著「Ｉ／Ｑ不整合の解析及びＯＦＤＭシステムの相殺方式」、ＩＳＴ移動通信サミット、２００４年６月
Ａ．Ｔａｒｉｇｈａｔ、Ｒ．Ｂａｇｈｅｒｉ、及びＡ．Ｈ．Ｓａｙｅｄ共著「ＯＦＤＭ受信機内のＩＱ不均衡の補正方式及び性能解析」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、３２５７〜３２６８頁、２００５年８月
Ｒ．Ｒａｏ及びＢ．Ｄａｎｅｓｈｒａｄ共著「ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのＩ／Ｑ不整合相殺」、個人用、屋内、及び移動無線通信、２００４年、ＰＩＭＲＣ２００４、第１５回ＩＥＥＥ国際シンポジューム、第４巻、２００４年、２７１０〜２７１４頁
Ｒ．Ｍ．Ｒａｏ、Ｗ．Ｚｈｕ、Ｓ．Ｌａｎｇ、Ｃ．Ｏｂｅｒｌｉ、Ｄ．Ｂｒｏｗｎｅ、Ｊ．Ｂｈａｔｉａ、Ｊ．Ｆ．Ｆｒｉｇｏｎ、Ｊ．Ｗａｎｇ、Ｐ、Ｇｕｐｔａ、Ｈ．Ｌｅｅ、Ｄ．Ｎ．Ｌｉｕ、Ｓ．Ｇ．Ｗｏｎｇ、Ｍ．Ｆｉｔｚ、Ｂ．Ｄａｎｅｓｈｒａｄ、及びＯ．Ｔａｋｅｓｈｉｔａ共著「無線通信研究教育の多重アンテナテストベッド」、ＩＥＥＥ通信学術雑誌、第４２巻、第１２号、７２〜８１頁、２００４年１２月
Ｓ．Ｌａｎｇ、Ｍ．Ｒ．Ｒａｏ、及びＢ．Ｄａｎｅｓｈｒａｄ共著「５．２５ＧＨｚソフトウエア定義無線ＯＦＤＭ通信プラットフォームの設計及び開発」２００４年６月６〜１２日ＩＥＥＥ通信学術雑誌（ＩＥＥＥ）、第４２巻、第６号、６〜１２頁
Ａ．Ｔａｒｉｇｈａｔ及びＡ．Ｈ．Ｓａｙｅｄ共著「ＩＱ不均衡を備えたシステムのためのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機」信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、３５８３〜３５９６頁、２００５年９月
Ｑ．Ｈ．Ｓｐｅｎｃｅｒ、Ａ．Ｌ．Ｓｗｉｎｄｌｅｈｕｒｓｔ、及びＭ．Ｈａａｒｄｔ共著「マルチユーザＭＩＭＯチャネルにおけるダウンリンク空間多重化のゼロ強制方法」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５２巻、４６１〜４７１頁、２００４年２月
Ｋ．Ｋ．Ｗｏｎｇ、Ｒ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ、及びＫ．Ｂ．Ｌｅｔａｉｅｆ共著「マルチユーザＭＩＭＯアンテナシステムのための共同チャネル対角化」無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第２巻、７７３〜７８６頁、２００３年７月
Ｌ．Ｕ．Ｃｈｏｉ及びＲ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ共著「分解手法を使用したマルチユーザＭＩＭＯシステムのための送信前処理技術」、無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第３巻、２０〜２４頁、２００４年１月
Ｚ．Ｓｈｅｎ、Ｊ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＢ．Ｌ．Ｅｖａｎｓ共著「ブロック対角化が行われるマルチユーザＭＩＭＯシステムのための低複雑性ユーザ選択アルゴリズム」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、２００５年９月の公開に向けて受諾
Ｚ．Ｓｈｅｎ、Ｒ．Ｃｈｅｎ、Ｊ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＢ．Ｌ．Ｅｖａｎｓ共著「ブロック対角化を備えたマルチユーザＭＩＭＯ放送チャネルの合計機能」、２００５年１０月の無線通信に関するＩＥＥＥ会報に提出
Ｒ．Ｃｈｅｎ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＪ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ共著「線形受信機を有する単体プリコーディングマルチユーザ空間多重化システムの送信選択ダイバーシチ」、２００５年の信号処理に関するＩＥＥＥ会報に向けて受諾
Ａ．Ｔａｒｉｇｈａｔ及びＡ．Ｈ．Ｓａｙｅｄ共著「ＩＱ不均衡を備えたシステムのためのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、３５８３〜３５９６頁、２００５年９月
Ａ．Ｔａｒｉｇｈａｔ、Ｒ．Ｂａｇｈｅｒｉ、及びＡ．Ｈ．Ｓａｙｅｄ共著「ＯＦＤＭ受信機内のＩＱ不均衡の補正方式及び性能解析」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、３２５７〜３２６８頁、２００５年８月
Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ、Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ、及びＡ．Ｒ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋ共著「直交配列法による時空間ブロックコード」、情報理論に関するＩＥＥＥ会報、第４５巻、１４５６〜４６７頁、１９９９年７月
Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．Ｓ．Ｓａｎｄｈｕ、及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊ共著「線形受信機を有する空間多重化システムのアンテナ選択」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第５巻、ｐｐ．１４２〜１４４頁、２００１年４月
Ｇ．Ｊ．Ｆｏｓｃｈｉｎｉ、Ｇ．Ｄ．Ｇｏｌｄｅｎ、Ｒ．Ａ．Ｖａｌｅｎｚｕｅｌａ、及びＰ．Ｗ．Ｗｏｌｎｉａｎｓｋｙ共著「多素子アレイを使用する高スペクトル効率無線通信の簡素化した処理」、通信の選択分野に関するＩＥＥＥ学会論文集、第１７巻、第１１号、１８４１〜１８５２頁、１９９９年１１月
Ｌ．Ｚｈｅｎｇ及びＤ．Ｎ．Ｃ．Ｔｓｅ共著「ダイバーシチ及び多重化：多重アンテナチャネルの基本的なトレードオフ」、情報理論に関するＩＥＥＥ会報、第４９巻、第５号、１０７３〜１０９６頁、２００３年５月
Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．、Ｓ．Ｓａｎｄｈｕ、及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊ共著「ＭＩＭＯシステムにおいてダイバーシチと多重化間のスイッチング」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、第６号、９６２〜９６８頁、２００５年６月
Ｓ．Ｃａｔｒｅｕｘ、Ｖ．Ｅｒｃｅｇ、Ｄ．Ｇｅｓｂｅｒｔ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「ブロードバンド無線データ通信ネットワークのための適応変調及びＭＩＭＯ符号化」、ＩＥＥＥ通信雑誌、第２巻、１０８〜１１５頁、２００２年６月
Ｍ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｉ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「空間相関レイリーチャネルにおける符号化ＭＩＭＯの多重化／ビーム形成スイッチング」、２００７年１２月に「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈ．」に関するＩＥＥＥ会報に受諾
Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｍ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．、及びＩ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ共著「空間相関ＭＩＭＯチャネルにおける線形受信機によりＯＳＴＢＣと空間多重化間のスイッチング」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ Ｃｏｎｆ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第３巻、１３８７〜１３９１頁、２００６年５月
Ｍ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｉ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「空間相関チャネルのためのスループットに基づく適応ＭＩＭＯ−ＢＩＣＭ手法」、２００６年６月にＩＥＥＥ−ＩＣＣ講演論文集に掲載される予定
Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．Ｓ．Ｓａｎｄｈｕ、及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊ共著「ＭＩＭＯシステムにおいてダイバーシチと多重化間のスイッチング」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、第６号、９６２〜９６８頁、２００５年６月
Ｓ．Ｃａｔｒｅｕｘ、Ｖ．Ｅｒｃｅｇ、Ｄ．Ｇｅｓｂｅｒｔ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．ｊｒ．共著「ブロードバンド無線データ通信ネットワークのための適応変調及びＭＩＭＯ符号化」、ＩＥＥＥ通信雑誌、第２巻、１０８〜１１５頁、２００２年６月
Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｍ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ａ．Ｐａｎｄｈａｒｉｐａｎｄｅ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．、及びＩ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ共著「空間相関チャネルの機能を利用する適応ＭＩＭＯ送信」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈ．」に関するＩＥＥＥ会報、第５６巻、第２号、６１９〜６３０頁、２００７年３月
Ｍ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｉ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、及びＲ．Ｍ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｉ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「空間相関チャネルのためのスループットに基づく適応ＭＩＭＯ−ＢＩＣＭ手法」、２００６年６月にＩＥＥＥ−ＩＣＣ講演論文集に掲載される予定
Ｍ．Ｓｈａｒｉｆ及びＢ．Ｈａｓｓｉｂｉ共著「部分的サイド情報によるＭＩＭＯ放送チャネルの機能に関して」、情報理論に関するＩＥＥＥ会報第５１巻、５０６〜５２２頁、２００５年２月
Ｗ．Ｃｈｏｉ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｊ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「ビーム選択を備えた日和見性空間分割多重アクセス方式」、通信に関するＩＥＥＥ会報に掲載される予定
Ｘ．Ｚｈｕａｎｇ、Ｆ．Ｗ．Ｖｏｏｋ、Ｋ．Ｌ．Ｂａｕｍ、Ｔ．Ａ．Ｔｈｏｍａｓ、及びＭ．Ｃｕｄａｋ共著「リンク及びシステムレベルシミュレーションのためのチャネルモデル」、ＩＥＥＥ８０２．１６ブロードバンド無線アクセス作業部会、２００４年９月
Ｔ．Ｆｕｓｃｏ及びＭ．Ｔａｎｄａ共著「ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシステムのための不感周波数オフセット推定」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５５巻、１８２８〜１８３８頁、２００７年
Ｅ．Ｓｅｒｐｅｄｉｎ、Ａ．Ｃｈｅｖｒｅｕｉｌ、Ｇ．Ｂ．Ｇｉａｎｎａｋｉｓ、及びＰ．Ｌｏｕｂａｔｏｎ共著「周期的な変調プリコーダを用いた不感チャネル及び搬送周波数オフセット推定」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第４８巻、第８号、２３８９〜２４０５頁、２０００年８月
Ｊ．Ｊ．ｖａｎ ｄｅ Ｂｅｅｋ、Ｍ．Ｓａｎｄｅｌｌ、及びＰ．Ｏ．Ｂｏｒｊｅｓｓｏｎ共著「ＯＦＤＭシステムにおいて時間及び周波数オフセットのＭＬ推定」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第４５巻、第７号、１８００〜１８０５頁、１９９７年７月
Ｕ．Ｔｕｒｅｌｉ、Ｈ．Ｌｉｕ、及びＭ．Ｄ．Ｚｏｌｔｏｗｓｋｉ共著「ＯＦＤＭ不感搬送波オフセット推定：ＥＳＰＲＩＴ」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第４８巻、第９号、１４５９〜１４６１頁、２０００年９月
Ｍ．Ｌｕｉｓｅ、Ｍ．Ｍａｒｓｅｌｌｉ、及びＲ．Ｒｅｇｇｉａｎｎｉｎｉ共著「周波数選択性無線チャネル上のＯＦＤＭ信号のための低複雑性不感搬送周波数回復」、通信に関するＩＥＥＥ会報第５０巻、第７号、１１８２〜１１８８頁、２００２年７月
Ｐ．Ｈ．Ｍｏｏｓｅ著「直交周波数分割多重周波数オフセット補正方法」、通信に関するＩＥＥＥ会報第４２巻、第１０号、２９０８〜２９１４頁、１９９４年１０月
Ｔ．Ｍ．Ｓｃｈｍｉｄｌ及びＤ．Ｃ．Ｃｏｘ共著「ＯＦＤＭのための堅牢周波数及びタイミング同期」、通信に関するＩＥＥＥ会報第４５巻、第１２号、１６１３〜１６２１頁、１９９７年１２月
Ｍ．Ｌｕｉｓｅ、Ｍ．Ｍａｒｓｅｌｌｉ、及びＲ．Ｒｅｇｇｉａｎｎｉｎｉ共著「ＯＦＤＭシステムのための搬送周波数取得及び追跡」、通信に関するＩＥＥＥ会報第４４巻、第１１号、１５９０〜１５９８頁、１９９６年１１月
Ｊ．Ｊ．ｖａｎ ｄｅ Ｂｅｅｋ、Ｍ．Ｓａｎｄｅｌｌ、及びＰ．Ｏ．Ｂｏｒｊｅｓｓｏｎ共著「ＯＦＤＭシステムにおいて時間及び周波数オフセットのＭＬ推定」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第４５巻、第７号、１８００〜１８０５頁、１９９７年７月
Ｋ．Ｌｅｅ及びＪ．Ｃｈｕｎ共著「直交トレーニングシーケンスを用いたＭＩＭＯ及びＯＦＤＭシステムのための周波数オフセット推定」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．」に関するＩＥＥＥ会報、第５６巻、第１号、１４６〜１５６頁、２００７年１月
Ｍ．Ｇｈｏｇｈｏ及びＡ．Ｓｗａｍｉ共著「ＭＩＭＯシステム内多経路チャネル及び周波数オフセット推定のためのトレーニング設計」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５４巻、第１０号、３９５７〜３９６５頁、２００５年１０月
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Ａ．Ｋａｎｎａｎ、Ｔ．Ｐ．Ｋｒａｕｓｓ、及びＭ．Ｄ．Ｚｏｌｔｏｗｓｋｉ共著「不完全タイミング及び搬送波同期下での同一チャネル信号の分離」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．」に関するＩＥＥＥ会報、第５０巻、第１号、７９〜９６頁、２００１年１月
Ｔ．Ｔａｎｇ及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ共著「ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム［移動無線］のための共同周波数オフセット推定及び干渉相殺」、２００４年、ＶＴＣ２００４年秋、２００４年ＩＥＥＥ６０回車両技術会議、第３巻、１５５３〜１５５７頁、２００４年９月２６〜２９日
Ｘ．Ｄａｉ著「連続的なパイロットを使用したＯＦＤＭ／ＳＤＭＡシステムのための搬送周波数オフセット推定」、通信に関するＩＥＥＥ講演論文集、第１５２巻、６２４〜６３２頁、２００５年１０月７日
Ｌ．Ｈａｒｉｎｇ、Ｓ．Ｂｉｅｄｅｒ、及びＡ．Ｃｚｙｌｗｉｋ共著「マルチユーザＯＦＤＭシステムにおいて残留搬送波及びサンプリング周波数同期」、２００６年ＶＴＣ、２００６年春、ＩＥＥＥ第６３回車両技術会議、第４巻、１９３７〜１９４１頁、２００６年
Ｏ．Ｂｅｓｓｏｎ及びＰ．Ｓｔｏｉｃａ共著「周波数オフセットを備えたＭＩＭＯ平坦フェーディングチャネルのパラメータ推定に関して」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５１巻、第３号、６０２〜６１３頁、２００３年３月米国特許出願第２００６００２３８０３号
Ｌ．Ｕ．Ｃｈｏｉ及びＲ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ共著「分解手法を使用したマルチユーザＭＩＭＯシステムのための送信前処理法」、無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第３巻、２０〜２４頁、２００４年１月
Ｐ．Ｈ．Ｍｏｏｓｅ著「直交周波数分割多重周波数オフセット補正方法」、通信に関するＩＥＥＥ会報第４２巻、第１０号、２９０８〜２９１４頁、１９９４年１０月
Ａ．Ｊ．Ｃｏｕｌｓｏｎ著「パイロットシンボルを用いたＯＦＤＭの最大尤度同期：解析」、通信の選択分野に関するＩＥＥＥ雑誌、第１９巻、第１２号、２４９５〜２５０３頁、２００１年１２月
Ａ．Ｊ．Ｃｏｕｌｓｏｎ著「パイロットシンボルを用いたＯＦＤＭの最大尤度同期：アルゴリズム」、通信の選択分野に関するＩＥＥＥ雑誌、第１９巻、第１２号、２４８６〜２４９４頁、２００１年１２月
Ｈ．Ｍｉｎｎ、Ｖ．Ｋ．Ｂｈａｒｇａｖａ、及びＫ．Ｂ、Ｌｅｔａｉｅｆ共著「ＯＦＤＭシステムの堅牢なタイミング及び周波数同期」、無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第２巻、第４号、８２２〜８３９頁、２００３年７月
Ｋ．Ｓｈｉ及びＥ．Ｓｅｒｐｅｄｉｎ共著「ＯＦＤＭシステムの粗フレーム及び搬送波同期：新しい測定基準及び比較」、無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第３巻、第４号、１２７１〜１２８４頁、２００４年７月
Ｍ．Ｍｏｒｅｌｌｉ、Ａ．Ｎ．Ｄ．Ａｎｄｒｅａ、及びＵ．Ｍｅｎｇａｌｉ共著「ＯＦＤＭシステムにおける周波数のあいまいさの解決」、ＩＥＥＥ通信レター、第４巻、第４号、１３４〜１３６、２０００年４月
Ｍ．Ｍｏｒｅｌｌｉ及びＵ．Ｍｅｎｇａｌｉ共著「ＯＦＤＭ用途のための改良型周波数オフセット推定器」、ＩＥＥＥ通信レター、第３巻、第３号、７５〜７７、１９９９年３月
Ｄ．Ｃｈｕ著「良好な周期的相関特性（一致）による多相コード」、情報理論に関するＩＥＥＥ会報、第５２巻、第４号、５３１〜５３２頁、１９７２年７月
ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｃｄｍａｔｅｃｈ．ｃｏｍ／ｐｒｏｄｕｃｔｓ／ｗｈａｔ ｍｉｍｏ ｄｅｌｉｖｅｒｓ．ｉｓｐ「Ｑｕａｌｃｏｍｍ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ」
ムーアの法則、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｉｎｔｅｌ．ｃｏｍ／ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ／ｍｏｏｒｅｓｌａｗ／

0019

しかし、実際には、このようなシステムは、実施するのが極端に困難であり、かつ有用性に限界がある。１つには、スループットの改善を達成するために維持すべきである装置当たり最低２つの個別の通信経路が現在存在し、第２の中継リンクは、利用可能性が不確定なものであることが多い。また、装置は、それらが最低でも第２の通信サブシステムとより大きな計算の必要性とを有するので、より高額であり、物理的に大型化し、かつ消費電力が増大する。更に、システムは、潜在的に様々な通信リンクを通じて、全ての装置の非常に高度なリアルタイムの連携に依存している。最後に、同時チャネル利用（例えば、ＭＩＭＯ技術を利用した同時の電話通話の伝達）が増大すると、各装置に対して計算負荷が増大し（チャネル利用が線形に増加する時に潜在的に指数的に）、これは、厳しい電力及びサイズの制約を有する携帯式装置にとって非常に非実用的である場合がある。

0020

マルチユーザ（ＭＵ）送信を備えた多重アンテナシステム（ＭＡＳ）（ＭＵ−ＭＡＳ）における周波数オフセット及び位相オフセットを補正するためのシステム及び方法を説明する。例えば、本発明の一実施形態による方法は、トレーニング信号を基地局の各アンテナから、周波数オフセット補正データを生成するために各トレーニング信号を解析する複数の無線クライアント装置の１つ又は各々に送信して、基地局で周波数オフセット補正データを受信する段階と、送信機において周波数オフセットを事前相殺するために周波数オフセット補正データに基づいてＭＵ−ＭＡＳプリコーダ重みを計算する段階と、基地局の各アンテナに対してプリコーディングされたトレーニング信号を生成するために、ＭＵ−ＭＡＳプリコーダ重みを使用してトレーニング信号をプリコーディングする段階と、基地局の各アンテナから、各々がチャネル特徴付けデータを生成するために各トレーニング信号を解析する複数の無線クライアント装置の各々に、プリコーディングされたトレーニング信号を送信して、基地局でチャネル特徴付けデータを受信する段階と、チャネル特徴付けデータに基づいて、周波数及び位相オフセット及び／又はユーザ間干渉を事前相殺するために計算される複数のＭＵ−ＭＡＳプリコーダ重みを計算する段階と、基地局の各アンテナに対するプリコーディングされたデータ信号を生成するために、ＭＵ−ＭＡＳプリコーダ重みを使用してデータをプリコーディングする段階と、プリコーディングされたデータ信号を基地局の各アンテナを通じて各それぞれのクライアント装置に送信する段階とを含む。

0021

図面に関連の以下の詳細説明から、本発明の理解を深めることができる。

0022

従来技術のＭＩＭＯシステムを示す図である。
複数の単一アンテナクライアント装置と通信するＮ本アンテナ基地局を示す図である。
３つの単一アンテナクライアント装置と通信する３本アンテナ基地局を示す図である。
本発明の一実施形態において使用されるトレーニング信号法を示す図である。
本発明の一実施形態によるクライアント装置から基地局に送信されたチャネル特徴付けデータを示す図である。
本発明の一実施形態による多重入力分散出力（ＭＩＤＯ）下流側送信を示す図である。
本発明の一実施形態による多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）上流側送信を示す図である。
本発明の一実施形態によりスループットを割り当てるために異なるクライアント群を循環する基地局を示す図である。
本発明の一実施形態による近接度に基づくクライアントのグループ分けを示す図である。
ＮＶＩＳシステム内に使用された本発明の実施形態を示す図である。
Ｉ／Ｑ補正機能ユニットを有するＤＩＤＯ送信機の実施形態を示す図である。
Ｉ／Ｑ補正機能ユニットを有するＤＩＤＯ受信機を示す図である。
Ｉ／Ｑ補正を備えたＤＩＤＯ−ＯＦＤＭシステムの一実施形態を示す図である。
Ｉ／Ｑ補正の有無によるＤＩＤＯ２×２性能の一実施形態を示す図である。
Ｉ／Ｑ補正の有無によるＤＩＤＯ２×２性能の一実施形態を示す図である。
異なるＱＡＭ配列に対するＩ／Ｑ補正の有無によるＳＥＲ（符号誤り率）の一実施形態を示す図である。
異なるユーザ装置位置における補正の有無によるＤＩＤＯ２×２性能の一実施形態を示す図である。
理想的（ｉ．ｉ．ｄ．（独立かつ同一分散の））チャネルにおけるＩ／Ｑ補正に有無によるＳＥＲの一実施形態を示す図である。
適応ＤＩＤＯシステムの送信機フレームワークの一実施形態を示す図である。
適応ＤＩＤＯシステムの受信機フレームワークの一実施形態を示す図である。
適応ＤＩＤＯ−ＯＦＤＭの方法の一実施形態を示す図である。
ＤＩＤＯ測定のためのアンテナ配置の一実施形態を示す図である。
異次数ＤＩＤＯシステムのアレイ構成の実施形態を示す図である。
異次数ＤＩＤＯシステムの性能を示す図である。
ＤＩＤＯ測定のアンテナ配置の一実施形態を示す図である。
ユーザ装置位置の関数としての４−ＱＡＭ及びＦＥＣ率１／２によるＤＩＤＯ２ｘ２性能の一実施形態を示す図である。
ＤＩＤＯ測定のアンテナ配置の一実施形態を示す図である。
一実施形態においてＤＩＤＯ８ｘ８がより低いＴＸ電力要件に向けてＤＩＤＯ２ｘ２よりも大きなＳＥをもたらす方法を示す図である。
アンテナ選択によるＤＩＤＯ２ｘ２性能の一実施形態を示す図である。
ｉ．ｉ．ｄ．チャネルにおける異なるＤＩＤＯプリコーディング方式の平均ビット誤り率（ＢＥＲ）性能を示す図である。
ｉ．ｉ．ｄ．チャネルにおける余分な送信アンテナ数の関数としてのＡＳｅｌの信号対ノイズ比（ＳＮＲ）利得を示す図である。
ｉ．ｉ．ｄ．チャネルにおける１本及び２本の余分のアンテナによるブロック対角化（ＢＤ）及びＡＳｅｌに対するユーザ数（Ｍ）の関数としてＳＮＲ閾値を示す図である。
角度広がり（ＡＳ）の異なる値を有する同じ角度方向に位置する２人のユーザに対するＢＥＲ対ユーザ当たりの平均ＳＮＲを示す図である。
図３３と類似であるがユーザ間のより大きい角度分離を有する結果を示す図である。
ユーザの平均到着角（ＡＯＡ）の異なる値に対するＡＳの関数としてのＳＮＲ閾値をプロットした図である。
５人のユーザの例示的な事例に対するＳＮＲ閾値を示す図である。
２つのユーザ事例に対する１本及び２本の余分なアンテナによるＢＤ及びＡＳｅｌのＳＮＲ閾値の比較を与える図である。
図３７と類似のものであるが５人のユーザの事例に対する結果を示す図である。
ＡＳの異なる値によるＢＤ方式のＳＮＲ閾値を示す図である。
１本及び２本の余分なアンテナによるＢＤ及びＡＳｅｌに対するＡＳ＝０．１°での空間相関チャネルにおけるＳＮＲ閾値を示す図である。
ＡＳ＝５°での２つ多いチャネルのシナリオに対するＳＮＲ閾値の計算を示す図である。
ＡＳ＝１０°での２つ多いチャネルのシナリオに対するＳＮＲ閾値の計算を示す図である。
１本及び２本の余分なアンテナによるＢＤ及びＡＳｅｌ方式に対するそれぞれユーザ数（Ｍ）及び角度広がり（ＡＳ）の関数としてのＳＮＲ閾値を示す図である。
１本及び２本の余分なアンテナによるＢＤ及びＡＳｅｌ方式に対するそれぞれユーザ数（Ｍ）及び角度広がり（ＡＳ）の関数としてのＳＮＲ閾値を示す図である。
周波数オフセット推定器／補正器を装備した受信機を示す図である。
本発明の一実施形態によるＤＩＤＯ２ｘ２システムモデルを示す図である。
本発明の一実施形態による方法を示す図である。
周波数オフセットの有無によるＤＩＤＯ２×２システムのＳＥＲ結果を示す図である。
ＳＮＲ閾値に関して異なるＤＩＤＯ方式の性能を比較する図である。
方法の異なる実施形態に必要とされるオーバーヘッドの量を比較する図である。
ｆmax＝２Ｈｚの小さい周波数オフセット及び整数オフセット補正なしでのシミュレーションを示す図である。
整数オフセット推定器の電源切断時の結果を示す図である。

0023

以下の説明では、説明上、本発明を完全に理解することができるように多くの特定の詳細に対して説明する。しかし、これらの特定の詳細の一部がなくても本発明を実施することができることが当業者に明らかであろう。他の場合では、本発明の根本的な原理を曖昧にすることを回避するために、公知の構造及び装置は、ブロック図の形式で示されている。

0024

図１は、送信アンテナ１０４及び受信アンテナ１０５を有する従来技術のＭＩＭＯシステムを示している。このようなシステムは、通常は、利用可能なチャネルで達成可能と思われるスループットの３倍までをもたらすことができる。本発明に対する公開文献に説明されているこのようなＭＩＭＯシステムの細部を実施するいくつかの異なる手法があり、以下の説明では、１つのこのような手法に対して説明する。

0025

データが図１のＭＩＭＯシステムにおいて送信される前に、チャネルは「特徴付けられる」。これは、送信アンテナ１０４の各々から受信機１０５の各々に「トレーニング信号」を最初に送信することによって達成される。トレーニング信号は、符号化及び変調サブシステム１０２によって生成され、Ｄ／Ａ変換器（図示せず）によりアナログに変換された後に、連続して各送信機１０３によりベースバンドからＲＦに変換される。それぞれのＲＦ受信機１０６に結合された各受信アンテナ１０５は、各トレーニング信号を受信してベースバンドに変換する。ベースバンド信号は、Ｄ／Ａ変換器（図示せず）によりデジタルに変換され、信号処理サブシステム１０７は、トレーニング信号を特徴付ける。各信号の特徴付けは、例えば、受信機内部の基準に対する位相及び振幅、絶対基準、相対基準、固有ノイズ、又は他のファクタを含む多くのファクタを含むことができる。各信号の特徴付けは、典型的には、チャネルにわたって送信された時の信号のいくつかの態様の位相及び振幅の変化を特徴付けるベクトルとして定められる。例えば、直交振幅変調（ＱＡＭ）変調された信号においては、特徴付けは、信号のいくつかの多経路画像の位相オフセット及び振幅オフセットのベクトルであり得る。別の例として、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）変調された信号においては、それは、ＯＦＤＭスペクトル内の個々の副信号のいくつか又は全ての位相オフセット及び振幅オフセットのベクトルであり得る。

0026

信号処理サブシステム１０７は、各受信アンテナ１０５及び対応する受信機１０６により受信したチャネル特徴付けを格納する。全ての３つの送信アンテナ１０４がトレーニング信号送信を完了した後、信号処理サブシステム１０７は、３つの受信アンテナ１０５の各々に対して３つのチャネル特徴付けを格納し、したがって、チャネル特徴付け行列「Ｈ」と指定された３ｘ３行列１０８をもたらす。各個々の行列要素Ｈi、jは、受信アンテナ１０５ｊにより受信される送信アンテナ１０４ｉのトレーニング信号送信のチャネル特徴付けである（一般的に、上述のようにベクトルである）。

0027

この時点で、信号処理サブシステム１０７は、行列Ｈ１０８の転置してＨ-1を生成し、送信アンテナ１０４からの実データの送信を待つ。利用可能な文献に説明されている従来技術の様々なＭＩＭＯ技術は、Ｈ行列１０８が転置可能であることを保証するために利用することができることに注意されたい。

0028

作動面においては、送信すべきデータのペイロードは、データ入力サブシステム１００に呈示される。次に、符号化及び変調サブシステム１０２に呈示される前に分割器１０１により３つの部分に分割される。例えば、ペイロードが「ａｂｃｄｅｆ」のＡＳＣＩＩビットである場合、分割器１０１により、「ａｄ」、「ｂｅ」、及び「ｃｆ」に対してＡＳＣＩＩビットの３つのサブペイロードに分割することができる。次に、これらのサブペイロードの各々は、符号化及び変調サブシステム１０２に個々に呈示される。

0029

サブペイロードの各々は、各信号の統計的独立性及び誤差補正機能の両方に適する符号化システムを使用することによって個々に符号化される。これらには、Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎコーディング、Ｖｉｔｅｒｂｉコーディング、及び「Ｔｕｒｂｏ Ｃｏｄｅｓ」が含まれるが、これらに限定されない。最後に、３つの符号化されたサブペイロードの各々は、チャネルに対して適切な変調方式で変調される。変調手法の例は、差動位相シフトキー（ＤＰＳＫ）変調、６４−ＱＡＭ変調、及びＯＦＤＭである。ここで、ＭＩＭＯによって提供されるダイバーシチ利得は、同じチャネルを利用してＳＩＳＯ（単入力単出力）システム内で他の場合に達成可能であると思われるよりも高次の変調配列を可能にすることに注意すべきである。各符号化及び変調された信号は、次に、Ｄ／Ａ変換ユニット（図示せず）によるＤ／Ａ変換及び各送信機１０３によるＲＦ生成後に固有のアンテナ１０４を通じて送信される。

0030

適切な空間ダイバーシチが送受信アンテナの間に存在すると仮定すると、受信アンテナ１０５の各々は、アンテナ１０４から３つの送信信号の異なる組合せを受信することになる。各信号は、受信されると各ＲＦ受信機１０６によりベースバンドに変換され、Ａ／Ｄ変換器（図示せず）によりデジタル化される。ｙnが第ｎ番目の受信アンテナ１０５により受信した信号であり、Ｘnが第ｎ番目の送信アンテナ１０４により送信される信号であり、Ｎがノイズである場合、これを以下の３つの方程式により説明することができる。
y1 = x1 H11 + x2 H12 + x3 H13 + N
y2 = x1 H21 + x2 H22 + x3 H23 + N
y3 = x1 H31 + x2 H32 + x3 H33 + N

0031

これが３つの未知数による３つの方程式のシステムであることを考慮すると、信号処理サブシステム１０７は、ｘ1、ｘ2、及びｘ3を導出することは線形代数の問題である（Ｎが信号の復号化を可能にするのに十分に低いレベルであると仮定して）。
x1 = y1H-111 + y2H-112 + y3H-113
x2 = y1H-121 + y2H-122 + y3H-123
x3 = y1H-131 + y2H-132 + y3H-133

0032

３つの送信信号ｘnがこのようにして導出された状態で、分割器１０１により最初に分離された３つのビットストリームを回復するために信号処理サブシステム１０７により復調、復号、及び誤差補正される。これらのビットストリームは、結合器ユニット１０８内で結合され、データ出力１０９から単一のデータストリームとして出力される。システムの堅牢性がノイズ機能障害を克服することができると仮定すると、データ出力１０９は、データ入力１００に導入されたのと同じビットストリームを生成する。

0033

上述の従来技術のシステムが、通常４本までのアンテナ、恐らく１０本まで多くのアンテナまで実用的であるが、本発明の開示の「背景技術」の節で説明した理由から、多数のアンテナ（例えば２５、１００、又は１０００本）では非実用的になる。

0034

一般的に、このような従来技術のシステムは双方向であり、かつ戻り経路は、逆にされるが正確に同じ方法で実施され、通信チャネルの各側は、送信サブシステム及び受信サブシステムの両方を有する。

0035

図２は、本発明の一実施形態を示しており、基地局（ＢＳ）２００は、「ワイドエリアネットワーク（ＷＡＮ）」インタフェース（例えば、Ｔ１又は他の高速接続を通じて「インターネット」への）２０１で構成され、いくつか（Ｎ）のアンテナ２０２が設けられている。取りあえず、固定位置から１組のクライアントと無線で通信するあらゆる無電局を指すために「基地局」という用語を使用する。基地局の例は、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）又はＷＡＮアンテナ鉄塔又はアンテナアレイ内のアクセスポイントである。基地局２００から無線でサービスを提供される各々が１本のアンテナを有するいくつかのクライアント装置２０３〜２０７が存在する。この例の目的上、無線ネットワークを装備したパーソナルコンピュータであるクライアント装置２０３〜２０７にサービスを提供しているオフィス環境に位置するような基地局に対して考えることが最も簡単であるが、このアーキテクチャは、屋内、屋外共、基地局が無線クライアントにサービスを提供している多くの用途に適用される。例えば、基地局は、携帯電話塔、又はテレビ放送塔を基地にすることができる。一実施形態では、基地局２００は、本出願の出願人に譲渡され、かつ引用により本明細書に組み込まれている２００４年４月２０日出願の「時空間符号化を使用して近垂直入射上空波（ＮＶＩＳ）通信を改善するシステム及び方法」という名称の現在特許出願中の米国特許出願出願番号第１０／８１７、７３１号に説明されているように、地上に位置決めされ、信号を電離層から跳ね戻すためにＨＦ周波数（例えば、２４ＭＨｚまでの周波数）で上方に送信するように構成される。

0036

上述の基地局２００及びクライアント装置２０３〜２０７に関連のある一定の詳細は、例示のためにすぎず、本発明の根本的な原理に従う上で必要とされるものではない。例えば、基地局は、デジタルビデオ配信に使用されるような特定用途向け広域ネットワークを含むＷＡＮインタフェース２０１を通じて様々な異なる形式の広域ネットワークに接続することができる。同様に、クライアント装置は、携帯電話、携帯情報端末（ＰＤＡ）、受信機、及び無線カメラを含むがこれらに限定されないあらゆる種類の無線データ処理及び／又は通信装置とすることができる。

0037

一実施形態では、あたかも基地局が従来技術のＭＩＭＯ送受信機であるかのように各々が空間相関のない信号を送信及び受信するように、基地局のｎ本のアンテナ２０２は、空間的に分離される。「背景技術」で上述のように、λ／６（すなわち、１／６波長）以内の間隔で設置したアンテナが、ＭＩＭＯからのスループットの増大を見事に達成しているが、全体的に、これらの基地局アンテナが設けられる間隔が増大するほど、システム性能が良くなり、λ／２が望ましい最小値であるという実験が行われている。言うまでもなく、本発明の根本的な原理は、アンテナ間のいかなる特定の分離にも限定されるものではない。

0038

単一の基地局２００は、アンテナが非常に大きな間隔で位置する可能性が非常に高いことに注意されたい。例えば、ＨＦスペクトルにおいては、アンテナは、１０メートル間隔又はそれよりも大きくすることができる（例えば、上述のＮＶＩＳ例において）。１００本のこのようなアンテナが使用された場合、基地局のアンテナアレイは、数平方キロメートルに及ぶ可能性が十分にある。

0039

空間ダイバーシチ技術に加えて、本発明の一実施形態は、システムの有効スループットを増大させるために信号を偏波させる。偏波を通じてチャネル機能を増大させることは、長年にわたって衛星テレビプロバイダにより使用されている技術である。偏波を使用して、複数の（例えば、３本の）基地局又はユーザのアンテナを互いに非常に接近させ、依然として空間相関のないものとすることができる。従来のＲＦシステムは、通常は偏波の２次元（例えばｘ及びｙ）のダイバーシチからのみ恩典を受けるが、本明細書で説明するアーキテクチャは、偏波の３次元（ｘ、ｙ、及びｚ）のダイバーシチから更に恩典を受けることができる。

0040

空間及び偏波ダイバーシチに加えて、本発明の一実施形態は、パターンダイバーシチを通じてリンク性能を改善するために、近直交放射パターンでアンテナを使用する。パターンダイバーシチは、ＭＩＭＯシステムの機能及び誤り率性能を改善することができ、他のアンテナダイバーシチ技術に優る利点が以下の論文に示されている。
［１７］Ｌ．Ｄｏｎｇ、Ｈ．Ｌｉｎｇ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「アンテナパターンダイバーシチを使用した多重入力多重出力無線通信方式」、「Ｇｌｏｂ．Ｔｅｌｅｃｏｍ．Ｃｏｎｆ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第１巻、９９７〜１００１頁、２００２年１１月
［１８］Ｒ．Ｖａｕｇｈａｎ著「アンテナダイバーシチのための切換非励振素子」、アンテナ伝播ＩＥＥＥ会報、第４７巻、３９９〜４０５頁、１９９９年２月
［１９］Ｐ．Ｍａｔｔｈｅｉｊｓｓｅｎ、Ｍ．Ｈ．Ａ．Ｊ．Ｈｅｒｂｅｎ、Ｇ．Ｄｏｌｍａｎｓ、Ｌ．Ｌｅｙｔｅｎ共著「手持ち式使用に対するアンテナパターンダイバーシチ対空間ダイバーシチ」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．」に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、１０３５〜１０４２頁、２００４年７月
［２０］Ｃ．Ｂ．Ｄｉｅｔｒｉｃｈ Ｊｒ、Ｋ．Ｄｉｅｔｚｅ、Ｊ．Ｒ．Ｎｅａｌｙ、Ｗ．Ｌ．Ｓｔｕｔｚｍａｎ共著「無線手持ち式端末に対する空間ダイバーシチ、偏波ダイバーシチ、及びパターンダイバーシチ」、アンテナ及び伝播シンポジュームＩＥＥＥ講演論文集、第４９巻、１２７１〜１２８１頁、２００１年９月
［２１］Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、ｊｒ．共著「屋内クラスター化ＭＩＭＯチャネルにおける円形パッチアンテナの２素子アレイによるパターンダイバーシチの恩典」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第５４巻、第５号、９４３〜９５４頁、２００６年５月
偏波を使用して、複数の基地局又はユーザのアンテナを互いに非常に接近させるが、依然として空間相関のないものとすることができる。

0041

図３は、図２に示す基地局２００及びクライアント装置２０３〜２０７の一実施形態の更なる詳細を示している。簡潔さを期すために、基地局３００は、３本のアンテナ３０５のみ及び３つのクライアント装置３０６〜３０８のみを有するように示されている。しかし、本明細書で説明する本発明の実施形態は、実質的に無制限の数のアンテナ３０５（すなわち、利用可能な空間及びノイズによってのみ制限される）及びクライアント装置３０６〜３０８で実施することができることに注意されたい。

0042

図３は、両方とも通信チャネルの両側でアンテナを３本ずつ有するという点で、図１に示す従来技術のＭＩＭＯアーキテクチャに類似している。顕著な違いは、従来技術ＭＩＭＯシステムにおいては、図１の右側の３本のアンテナ１０５が、互いから全て一定の距離にあり（例えば、単一の装置上で一体化され）、アンテナ１０５の各々からの受信信号が、信号処理サブシステム１０７内でまとめて処理されるという点である。これとは対照的に、図３では、図の右側の３本のアンテナ３０９の各々は、異なるクライアント装置３０６〜３０８に結合されており、それらの各々は、基地局３０５の範囲でどこにでも分散させることができる。したがって、各クライアント装置が受信する信号は、その符号化、変調、信号処理サブシステム３１１において他の２つの受信信号とは独立して処理される。したがって、多重入力（すなわち、アンテナ１０５）多重出力（すなわち、アンテナ１０４）ＭＩＭＯシステムとは対照的に、図３は、以下「ＭＩＤＯ」システムと呼ぶ多重入力（すなわち、アンテナ３０５）分散出力（すなわち、アンテナ３０５）システムを示している。

0043

本出願では、学界及び産業界の慣例により良好に適合するように従来の出願と異なる用語を使用している。２００４年４月２０日出願の「時空間符号化を使用して近垂直入射上空波（ＮＶＩＳ）通信を改善するシステム及び方法」という名称の先に引用した現在特許出願中の米国特許出願出願番号第１０／８１７、７３１号、及び本出願が一部継続出願である２００４年７月３０日出願の米国特許出願第１０／９０２、９７８号においては、「入力」及び「出力」の意味は（ＳＩＭＯ、ＭＩＳＯ、ＤＩＭＯ、及びＭＩＤＯの関連において）、本出願における用語の使い方と逆のものである。以前の出願においては、「入力」は、受信アンテナ（例えば図３のアンテナ３０９）に入力される時の無線信号を指し、「出力」は、送信アンテナ（例えばアンテナ３０５）により出力される時の無線信号を指していた。学界及び無線業界においては、「入力」及び「出力」の逆の意味が一般的に用いられており、「入力」は、チャネルに入力される時の無線信号（すなわち、アンテナ３０５からの送信無線信号）を指し、「出力」は、チャネルから出力される時の無線信号（すなわち、アンテナ３０９により受信される無線信号）を指す。本出願では、この段落で先に引用した出願の逆であるこれらの用語を使用している。したがって、以下の用語の同等性が、出願間で引き出されるはずである。

0044

（表）

0045

図３に示すＭＩＤＯアーキテクチャは、所定の数の送信アンテナに対してＳＩＳＯシステムに優るＭＩＭＯと類似の機能増強をもたらす。しかし、ＭＩＭＯと図３に示す特定のＭＩＤＯ一実施形態との違いは、複数の基地局アンテナによって得られる機能増強をもたらすために各ＭＩＤＯクライアント装置３０６〜３０８に必要なのは１本の受信アンテナのみであり、一方、ＭＩＭＯに対しては、各クライアント装置に必要なのは、達成されることが望ましい機能倍数と同数の受信アンテナであるという点である。クライアント装置上に設置することができるアンテナ本数に対して実際的な制限が通常必要であることを考慮すると（「背景技術」で説明したように）、これは、典型的には、ＭＩＭＯシステムをアンテナ本数４本と１０本の間（かつ４〜１０倍の機能倍数）に限定する。基地局３００は、一般的に、固定したかつ電力が供給される位置から多くのクライアント装置にサービスを提供しているので、１０本を遥かに超えるアンテナ本数に拡張し、かつ空間ダイバーシチをもたらすために適切な距離でアンテナを分離することが実際的である。図示のように、各アンテナは、送受信機３０４と、符号化、変調、及び信号処理部３０３の一部の処理電力とを装備している。顕著な点として、この実施形態では、基地局３００の拡張性に関わらず、各クライアント装置３０６〜３０８に必要なアンテナは１本のみで済み、したがって、個々のユーザクライアント装置３０６〜３０８の経費は低くて済む上に、基地局３００の経費は、大基盤のユーザ間で分担することができる。

0046

基地局３００からクライアント装置３０６〜３０８へのＭＩＤＯ送信を達成することができる方法の例を図４〜図６に示している。

0047

本発明の一実施形態では、ＭＩＤＯ送信が始まる前に、チャネルは、特徴付けられる。ＭＩＭＯシステムの場合と同様に、トレーニング信号は、アンテナ４０５の各々により、１つずつ送信される（本明細書で説明する実施形態において）。図４は、第１回目のトレーニング信号送信を示すが、３本アンテナ４０５に対しては、別々の送信が合計で３回ある。各トレーニング信号は、符号化、変調、及び信号処理サブシステム４０３によって生成され、Ｄ／Ａ変換器を通じてアナログに変換されて、各ＲＦ送受信機４０４を通じてＲＦとして送信される。上述したもの（例えば、「Ｒｅｅｄ Ｓｏｌｏｍｏｎ」、Ｖｉｔｅｒｂｉコーディング；ＱＡＭ、ＤＰＳＫ、ＱＰＳＫ変調など）を含むがこれらに限定されない様々な異なる符号化、変調、及び信号処理法を使用することができる。

0048

各クライアント装置４０６〜４０８は、アンテナ４０９を通じてトレーニング信号を受信し、送受信機４１０によってトレーニング信号をベースバンドに変換する。Ａ／Ｄ変換器（図示せず）は、デジタルに信号を変換し、信号は、各符号化、変調、及び信号処理サブシステム４１１により処理される。信号特徴付け論理３２０は、次に、得られた信号を特徴付け（例えば、上述のように位相及び振幅の歪みを特定して）、メモリ内に特徴付けを格納する。この特徴付け処理は、従来技術のＭＩＭＯシステムと類似のものであるが、顕著な違いは、各クライアント装置が、ｎ本のアンテナに対してではなく、所属する１本のアンテナに対して特徴付けベクトルを計算するだけであるという点である。例えば、クライアント装置４０６の符号化、変調、及び信号処理サブシステム４２０は、トレーニング信号の公知のパターンで初期化される（製造時に送信メッセージで受信することによって又は別の初期化処理を通じて）。アンテナ４０５がこの公知のパターンでトレーニング信号を送信した時、符号化、変調、及び信号処理サブシステム４２０は、相関法を使用してトレーニング信号の最強受信パターンを見つけ、位相及び振幅オフセットを格納し、次に、このパターンを受信信号から差し引く。次に、トレーニング信号に相関する第２の最強受信パターンを見つけ、位相及び振幅オフセットを格納し、次に、この第２の最強パターンを受信信号から差し引く。この処理は、何らかの一定の数の位相オフセット及び振幅オフセットが格納されるか（例えば、８）、又は検出可能なトレーニング信号パターンが所定のノイズレベル未満になるまで続く。位相／振幅オフセットのこのベクトルは、ベクトル４１３の要素Ｈ11になる。同時に、クライアント装置４０７及び４０８の符号化、変調、及び信号処理サブシステムは、同じ処理を実施して、それらのベクトル要素Ｈ21及びＨ31を生成する。

0049

特徴付けが格納されるメモリは、フラッシュメモリのような不揮発性メモリ又はハードドライブ及び／又はランダムアクセスメモリ（例えば、ＳＤＲＡＭ、ＲＤＡＭ）のような揮発性メモリとすることができる。更に、異なるクライアント装置は、同時に異なる形式のメモリを使用して特徴付け情報を格納することができる（例えば、ＰＤＡは、フラッシュメモリを使用することができ、一方、ノートパーソナルコンピュータは、ハードドライブを使用することができる）。本発明の根本的な原理は、様々なクライアント装置又は基地局上のストレージ機構のいかなる特定の形式にも限定されない。

0050

上述のように、使用する方式に基づいて、各クライアント装置４０６〜４０８が有するアンテナは１本のみであるので、各々は、Ｈ行列の１ｘ３行４１３〜４１５を格納する。図４は、１ｘ３行４１３〜４１５の第１の列が、３本の基地局アンテナ４０５の第１のアンテナに関してチャネル特徴付け情報が格納されている第１のトレーニング信号送信の後の段階を示している。残りの２つの列は、残りの２本の基地局アンテナからの次の２つのトレーニング信号送信のチャネル特徴付け後に格納される。例示のために、３つのトレーニング信号は、別個の時間に送信されることに注意されたい。３つのトレーニング信号パターンが互いに相関しないように選択された場合、それらは、同時に送信することができ、したがって、トレーニング時間が短縮される。

0051

図５に示すように、全ての３つのパイロット送信が完了した後、各クライアント装置５０６〜５０８は、格納した行列Ｈの１ｘ３行５１３〜５１５を基地局５００に送信する。簡潔さを期すために、図５では、特徴付け情報を送信する１つのクライアント装置５０６のみを示している。適切な誤差補正符号化（例えば「Ｒｅｅｄ Ｓｏｌｏｍｏｎ」、Ｖｉｔｅｒｂｉ、及び／又は「Ｔｕｒｂｏ ｃｏｄｅｓ」）と組み合わせたチャネルのための適切な変調手法（例えばＤＰＳＫ、６４ＱＡＭ、ＯＦＤＭ）を使用して、基地局５００が正確に行５１３〜５１５にデータを受信することを確実にすることができる。

0052

３本のアンテナ５０５が全て図５では信号を受信するように示されているが、基地局５００の１本のアンテナ及び送受信機が各１ｘ３行５１３〜５１５送信を受信すれば十分である。しかし、アンテナ５０５及び送受信機５０４の多く又は全てを利用して各送信を受信すると（すなわち、符号化、変調、及び信号処理サブシステム５０３内の従来技術により単入力多重出力（ＳＩＭＯ）処理法を利用する）、ある一定の条件下で１本のアンテナ５０５及び送受信機５０４を利用することより良好な信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を得ることができる。

0053

基地局５００の符号化、変調、及び信号処理サブシステム５０３は、各クライアント装置５０７−５０８から１ｘ３行５１３〜５１５を受信して、３ｘ３Ｈ行列５１６内に格納する。クライアント装置の場合と同様に、基地局は、不揮発性大容量ストレージメモリ（例えば、ハードドライブ）及び／又は揮発性メモリ（例えば、ＳＤＲＡＭ）を含むがこれらに限定されない様々な異なるストレージ技術を使用して行列５１６を格納することができる。図５は、基地局５００がクライアント装置５０９から１ｘ３行５１３を受信及び格納した段階を示している。１ｘ３行５１４及び５１５は、送信され、Ｈ行列５１６全体が格納されるまで、残りのクライアント装置から受信された時にＨ行列５１６内に格納することができる。

0054

基地局６００からクライアント装置６０６〜６０８へのＭＩＤＯ送信の一実施形態をここで図６を参照して説明する。各クライアント装置６０６〜６０８は、独立した装置であるので、一般的に、各装置は、異なるデータ送信を受信している。したがって、基地局６００の一実施形態は、ＷＡＮインタフェース６０１からマルチデータストリーム（ビットストリームにフォーマット設定される）を供給するＷＡＮインタフェース６０１と符号化、変調、及び信号処理サブシステム６０３との間で通信的に位置決めされたルータ６０２を含み、それぞれ、各クライアント装置６０６〜６０８を意図した別々のビットストリームｕ1〜ｕ3として送られる。様々な公知の経路指定技術をこの目的のためにルータ６０２により使用することができる。

0055

図６に示す３つのビットストリームｕ1〜ｕ3は、次に、符号化、変調、及び信号処理サブシステム６０３に送られ、統計学的に異なる誤差訂正ストリーム（例えば「Ｒｅｅｄ Ｓｏｌｏｍｏｎ」、Ｖｉｔｅｒｂｉ、又は「Ｔｕｒｂｏ Ｃｏｄｅｓ」で）に符号化され、チャネルに向けて適切な変調方式（例えばＤＰＳＫ、６４ＱＡＭ、又はＯＦＤＭ）で変調される。更に、図６に示す実施形態は、信号特徴付け行列６１６に基づいて、各々のアンテナ６０５から送信された信号を独特に符号化する信号プリコーディング論理６３０を含む。より具体的には、別個のアンテナに３つの符号化及び変調されたビットストリームの各々を送るのではなく（図１で行われるように）、一実施形態では、プリコーディング論理６３０は、３つのビットストリームｕ1〜ｕ3にＨ行列６１６の逆行列を掛けて、３つの新しいビットストリームｕ’1〜ｕ’3を生成する。３つのプリコーディングされたビットストリームは、次に、Ｄ／Ａ変換器（図示せず）によりアナログに変換されて送受信機６０４及びアンテナ６０５によりＲＦとして送信される。

0056

ビットストリームがクライアント装置６０６〜６０８により受信される方法を説明する前に、プリコーディングモジュール６３０により行われる作動に関して説明する。以前の図１のＭＩＭＯ例と同様に、３つのソースビットストリームの各々の符号化及び変調された信号は、ｕnで指定される。図６に示す実施形態では、各ｕiは、ルータ６０２により経路指定された３つのビットストリームの１つのデータを含み、各々のこのようなビットストリームは、３つのクライアント装置６０６〜６０８の１つに対して意図されている。

0057

しかし、各ｘiが各アンテナ１０４により送信される図１のＭＩＭＯの例と異なり、図６に示す本発明の実施形態では、各ｕiは、各クライアント装置アンテナ６０９で受信される（チャネルに存在するいかなるノイズＮも加えて）。この結果を達成するために、３本のアンテナ６０５（その各々は、ｖiと指定される）の各々の出力は、ｕi及び各クライアント装置のチャネルを特徴付けるＨ行列の関数である。一実施形態では、各ｖiは、符号化、変調、及び信号処理サブシステム６０３内のプリコーディング論理６３０により、以下の公式を実施することによって計算される。
v1 = u1H-111 + u2H-112 + u3H-113
v2 = u1H-121 + u2H-122 + u3H-123
v3 = u1H-131 + u2H-132 + u3H-133

0058

すなわち、信号がチャネルにより変換された後に各ｘiが受信機で計算されるＭＩＭＯとは異なり、本明細書で説明する本発明の実施形態は、信号がチャネルにより変換される前に、送信機で各ｖiを解く。各アンテナ６０９は、他のアンテナ６０９に対して意図された他のｕn-1ビットストリームから分離されたｕiを受信する。各送受信機６１０は、各受信信号をベースバンドに変換し、各受信信号は、Ａ／Ｄ変換器（ここでは図示）によりデジタル化され、各符号化、変調、及び信号処理サブシステム６１１は、各受信信号に対して意図されたｘiビットストリームを復調及び復号し、クライアント装置により（例えば、クライアント装置上のアプリケーションにより）用いられるデータインタフェース６１２にそのビットストリームを送る。

0059

本明細書で説明する本発明の実施形態は、様々な異なる符号化及び変調方式を使用して実施することができる。例えば、周波数スペクトルが複数の副帯域に分離されるＯＦＤＭ実施では、本明細書で説明する技術を使用して各個々の副帯域を特徴付けることができる。しかし、上述のように、本発明の根本的な原理は、いかなる特定の変調方式にも限定されるものではない。

0060

クライアント装置６０６〜６０８がＰＤＡ、ノートパーソナルコンピュータ、及び／又は無線電話のような携帯データ処理装置である場合、チャネル特徴付けは、クライアント装置が位置を移動することができる時に頻繁に変化する場合がある。したがって、本発明の一実施形態では、基地局でのチャネル特徴付け行列６１６は、絶えず更新される。一実施形態では、基地局６００は、各クライアント装置に定期的に（例えば、２５０ミリ秒毎に）新しいトレーニング信号を送り出し、各クライアント装置は、チャネル特徴付けが正確なままであることを保証するために基地局６００へ絶えずそのチャネル特徴付けベクトルを送信する（例えば、環境がチャネルに影響を与えるように変更された場合、又はクライアント装置が移動した場合）。一実施形態では、トレーニング信号は、各クライアント装置に送られた実際データ信号内にインタリーブされる。一般的に、トレーニング信号は、データ信号よりも非常に低いスループットであり、したがって、これによってシステムの全体的なスループットに及ぶ影響は殆どない。したがって、この実施形態では、チャネル特徴付け行列６１６は、基地局がアクティブに各クライアント装置と通信する時に連続的に更新することができ、したがって、クライアント装置が位置を移動しても、又は環境がチャネルに影響を与えるように変更されても正確なチャネル特徴付けが維持される。

0061

図７に示す本発明の一実施形態は、上流側通信チャネル（すなわち、クライアント装置７０６〜７０８から基地局７００までのチャネル）を改善するためにＭＩＭＯ技術を使用する。この実施形態では、クライアント装置の各々からのチャネルは、基地局内の上流側チャネル特徴付け論理７４１により絶えず解析かつ特徴付けられる。より具体的には、クライアント装置７０６〜７０８の各々は、チャネル特徴付け論理７４１がＮｘＭチャネル特徴付け行列７４１を生成するために解析する基地局７００にトレーニング信号を送信し（例えば、一般的なＭＩＭＯシステムの場合のように）、ここで、Ｎは、クライアント装置の数であり、Ｍは、基地局により使用されるアンテナの数である。図７に示す実施形態は、基地局での３本のアンテナ７０５及び３つのクライアント装置７０６〜６０８を使用し、したがって、３ｘ３チャネル特徴付け行列７４１が基地局７００で格納される。図７に示すＭＩＭＯ上流側送信は、基地局７００へデータを送信するために、かつ図５に示すように基地局７００にチャネル特徴付けベクトルを送信するためにクライアント装置により使用することができるが、各クライアント装置のチャネル特徴付けベクトルが別々の時間に送信される図５に示す実施形態と異なり、図７に示す方法は、複数のクライアント装置から基地局７００へのチャネル特徴付けベクトルの同時送信を可能にし、したがって、戻りチャネルスループットに及ぼすチャネル特徴付けベクトルの影響が激減される。

0062

上述のように、各信号の特徴付けは、例えば、受信機の内部の基準に対する位相及び振幅、絶対基準、相対基準、固有ノイズを含む多くのファクタ又は他のファクタを含むことができる。例えば、直交振幅変調（ＱＡＭ）変調された信号においては、特徴付けは、信号のいくつかの多経路画像の位相オフセット及び振幅オフセットのベクトルとすることができる。別の例として、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調された信号においては、それは、ＯＦＤＭスペクトル内の個々の副信号の一部又は全ての位相オフセット及び振幅オフセットのベクトルとすることができる。トレーニング信号は、各クライアント装置の符号化及び変調サブシステム７１１によって生成し、Ｄ／Ａ変換器（図示せず）によりアナログに変換し、次に、各クライアント装置の送信機７０９によりベースバンドからＲＦに変換することができる。一実施形態では、トレーニング信号が同期化されることを保証するために、クライアント装置は、基地局により要請された時にのみトレーニング信号を送信する（例えば、総当り式に）。更に、トレーニング信号は、各クライアント装置から送られた実データ信号内にインタリーブされるか、又はこの信号と同時に送信することができる。したがって、クライアント装置７０６〜７０８が移動体であったとしても、トレーニング信号は、上流側チャネル特徴付け論理７４１により、連続的に送信かつ解析することができ、したがって、チャネル特徴付け行列７４１が最新のままであることを保証する。

0063

上述の本発明の実施形態によりサポートされる全チャネル機能は、ｍｉｎ（Ｎ、Ｍ）として定めることができ、ここで、Ｍは、クライアント装置の数であり、Ｎは、基地局アンテナの数である。すなわち、機能は、基地局側又はクライアント側のアンテナの数により制限される。したがって、本発明の一実施形態は、ｍｉｎ（Ｎ、Ｍ）アンテナのみが所定の時間に送受信することを保証するために同期化技術を使用している。

0064

一般的なシナリオにおいては、基地局７００上のアンテナ７０５の数は、クライアント装置７０６〜７０８の数よりも小さい。例示的なシナリオを図８に示しており、図８は、３本のアンテナ８０２を有する基地局と通信する５つのクライアント装置８０４〜８０８を示している。この実施形態では、クライアント装置８０４〜８０８の総数を判断して必要なチャネル特徴付け情報（例えば、上述したものなど）を回収した後に、基地局８００は、通信する３つのクライアント８１０から成る第１の群を選択する（ｍｉｎ（Ｎ、Ｍ）＝３であるために例では３つのクライアント）。指定された期間にわたってクライアント８１０の第１の群と通信した後に、基地局は、次に、通信する３台のクライアント８１１の別の群を選択する。均一に通信チャネルを分散するために、基地局８００は、第１の群内の含まれなかった２つのクライアント装置８０７、８０８を選択する。更に、余分のアンテナが利用可能であるので、基地局８００は、第１の群内の含まれた更に別のクライアント装置８０６を選択する。一実施形態では、基地局８００は、各クライアントに時間と共に事実上同量のスループットが割り当てられるように、このようにしてクライアントの群間を循環する。例えば、均一にスループットを割り当てるために、基地局は、次に、クライアント装置８０６を除いて（すなわち、クライアント装置８０６が初めの２回のサイクルを通じて基地局との通信に従事していたため）３つのクライアント装置のあらゆる組合せを選択することができる。

0065

一実施形態では、標準的なデータ通信に加えて、基地局は、上述の技術を使用して各々のクライアント装置にトレーニング信号を送信し、クライアント装置の各々からトレーニング信号及び信号特徴付けデータを受信することができる。

0066

一実施形態では、ある一定のクライアント装置又はクライアント装置の群には、異なるレベルのスループットを割り当てることができる。例えば、クライアント装置は、優先度が比較的低い方のクライアント装置より優先度が比較的高い方のクライアント装置に向けて多くの通信サイクル（すなわち、より多くのスループット）を保証することができるように優先度を付けることができる。クライアント装置の「優先度」は、例えば、無線サービスに対する指定されたレベルのユーザの会員登録（例えば、ユーザは、更に別のスループットに対して支払うことをいとわないとする場合がある）、及び／又はクライアント装置へ及びそれから伝達されているデータの形式（例えば、電話音声及び映像のようなリアルタイム通信は、電子メールのような非リアルタイム通信より優先させることができる）を含むいくつかの変数に基づいて選択することができる。

0067

一実施形態では、基地局は、各クライアント装置により必要とされる現在の負荷に基づいてスループットを動的に割り当てる。例えば、クライアント装置８０４がライブビデオをストリーミングしており、他の装置８０５〜８０８が電子メールのような非リアルタイム機能を実施している場合、基地局８００が割り当てることができるスループットは、このクライアント８０４に対しての方が比較的多い。しかし、本発明の根本的な原理は、いかなる特定のスループット技術にも限定されるものではないことに注意すべきである。

0068

図９に示すように、２つのクライアント装置９０７、９０８は、クライアントのチャネル特徴付けが事実上同じになるように近接させることができる。したがって、基地局は、２つのクライアント装置９０７、９０８に対して事実上同等のチャネル特徴付けベクトルを受信及び格納し、したがって、各クライアント装置に対して固有の空間的に分散された信号を作成することができない。したがって、一実施形態では、基地局は、互いの近くにあるあらゆる２つ又はそれよりも多くのクライアント装置が異なる群に割り当てられることを保証することになる。図９では、例えば、基地局９００は、最初にクライアント装置９０４、９０５、及び９０８の第１の群９１０と、次に、クライアント装置９０５、９０６、及び９０７の第２の群９１１と通信し、クライアント装置９０７及び９０８が異なる群にあることが保証される。

0069

代替的に、一実施形態では、基地局９００は、同時にクライアント装置９０７及び９０８と通信するが、既知のチャネル多重化法を使用している通信チャネルを多重化する。例えば、基地局は、時間分割多重通信方式（ＴＤＭ）、周波数分割多重（ＦＤＭ）、又は符号分割多重アクセス方式（ＣＤＭＡ）技術を使用してクライアント装置９０７と９０８の間で単一の空間相関信号を分割することができる。

0070

上述の各クライアント装置は１本のアンテナを装備しているが、スループットを増大させるために複数のアンテナでクライアント装置を使用する本発明の根本的な原理を使用することができる。例えば、上述の無線システム上に使用される時、２本のアンテナを有するクライアントは、スループットの２倍の増加をもたらすことになる。３本のアンテナを有するクライアントは、スループットの３倍の増加をもたらす等々である（すなわち、アンテナ間の空間分離及び角度分離が十分であると仮定して）。基地局は、複数のアンテナを有するクライアント装置を循環する時、同じ一般規則を適用することができる。例えば、別々のクライアントとして各アンテナを処理し、あらゆる他のクライアントの場合と同様に、その「クライアント」にスループットを割り当てることができる（例えば、各クライアントに適切な又は同等の通信期間が与えられることを保証する）。

0071

上述のように、本発明の一実施形態は、ＭＩＤＯ及び／又は上述のＭＩＭＯ信号送信技術を使用して、近垂直入射上空波（ＮＶＩＳ）システムにおいて信号対ノイズ比及びスループットを増大させる。図１０を参照すると、本発明の一実施形態では、Ｎ本のアンテナ１００２の行列を装備した第１のＮＶＩＳ局１００１は、Ｍクライアント装置１００４と通信するように構成される。ＮＶＩＳアンテナ１００２及び様々なクライアント装置１００４のアンテナは、望ましいＮＶＩＳをもたらして地上波干渉効果を最小にするために垂直の約１５度まで上方に信号を送る。一実施形態では、アンテナ１００２及びクライアント装置１００４は、ＮＶＩＳスペクトル内の指定された周波数で（例えば、搬送周波数で、又は２３ＭＨｚ未満、しかし一般的に１０ＭＨｚ未満で）様々なＭＩＤＯ及び上述のＭＩＭＯ技術を使用して複数の独立したデータストリーム１００６をサポートし、したがって、指定された周波数でのスループットが大幅に増大する（すなわち、統計的に独立したデータストリームの数に比例した係数で）。

0072

所定の局にサービスを提供するＮＶＩＳアンテナは、互いに物理的に非常に遠く隔てた状態にある場合がある。１０ＭＨｚ未満の長い波長と信号に関する進行する長い距離（往復３００マイルほども長く）とを考慮すると、１００ヤード単位及び更にはマイル単位のアンテナの物理的分離により、ダイバーシチの有利性を得ることができる。このような状況では、個々のアンテナ信号は、従来の有線又は無線通信システムを使用して処理されるように集中制御された位置に戻すことができる。代替的に、各アンテナは、その信号を処理し、次に、従来の有線又は無線通信システムを使用して集中制御された位置へデータを戻す局所的機能を有することができる。本発明の一実施形態では、ＮＶＩＳ局１００１は、「インターネット」１０１０（又は、他の広域ネットワーク）とのブロードバンドリンク１０１５を有し、したがって、遠隔高速無線ネットワークアクセスが可能なクライアント装置１００３が得られる。

0073

一実施形態では、基地局及び／又はユーザは、上述の偏波／パターンダイバーシチ技術を利用して、ダイバーシチ及び増大したスループットをもたらしながらアレイサイズ及び／又はユーザの距離を低減することができる。一例として、ＨＦ送信が行われるＭＩＤＯシステムにおいては、ユーザは、同じ位置とすることができ、しかも、信号は、偏波／パターンダイバーシチの理由で無相関とすることができる。特に、パターンダイバーシチを使用することによって、一方のユーザは、地上波を通して基地局に通信中であり、一方、他方のユーザは、ＮＶＩＳを通じて通信中とすることができる。

0074

本発明の付加的な実施形態
１．Ｉ／Ｑ不均衡を伴ったＤＩＤＯ−ＯＦＤＭプリコーディング
本発明の一実施形態は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を行う分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）システムにおいて同相及び直角位相（Ｉ／Ｑ）不均衡を補正するシステム及び方法を使用する。簡潔にいうと、この実施形態によれば、ユーザ装置は、チャネルを推定して基地局にこの情報をフィードバックする。基地局は、Ｉ／Ｑ不均衡により引き起こされる搬送波間及びユーザ間干渉を相殺するためにプリコーディング行列を計算し、並列データストリームは、ＤＩＤＯプリコーディングを通じて複数のユーザ装置に送信され、ユーザ装置は、残留干渉を抑制するためにゼロ強制（ＺＦ）、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）、又は最大尤度（ＭＬ）受信機を通じてデータを復調する。

0075

以下で詳細に説明するように、本発明のこの実施形態の有意な特徴の一部には、以下が含まれるが、これらに限定されない。

0076

ＯＦＤＭシステムにおいてミラートーンによる搬送波間干渉（ＩＣＩ）（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺するプリコーディング。

0077

ＤＩＤＯ−ＯＦＤＭシステムにおいてユーザ間干渉及びＩＣＩ（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺するプリコーディング。

0078

ブロック対角化（ＢＤ）プリコーダを使用してＤＩＤＯ−ＯＦＤＭシステムにおいてＺＦ受信機を通じてＩＣＩ（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺する技術。

0079

ＤＩＤＯ−ＯＦＤＭシステム内でプリコーディング（送信機で）及びＺＦ又はＭＭＳＥフィルタ（受信機で）を通じてユーザ間干渉及びＩＣＩ（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺する技術。

0080

ＤＩＤＯ−ＯＦＤＭシステム内でのプリコーディング（送信機で）及び最大尤度（ＭＬ）検出器（受信機で）のような非線形検出器を通じてユーザ間干渉及びＩＣＩ（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺する技術。

0081

ＯＦＤＭシステムにおいてミラートーンによる搬送波間干渉（ＩＣＩ）（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺するためのチャネル状態情報に基づくプリコーディングの使用。

0082

ＤＩＤＯ−ＯＦＤＭシステムにおいてミラートーンによる搬送波間干渉（ＩＣＩ）（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺するためのチャネル状態情報に基づくプリコーディングの使用。

0083

基地局でのＩ／Ｑ不整合認識ＤＩＤＯプリコーダ及びユーザ端末でのＩＱ認識ＤＩＤＯ受信機の使用。

0084

基地局でのＩ／Ｑ不整合認識ＤＩＤＯプリコーダ、ユーザ端末でのＩ／Ｑ認識ＤＩＤＯ受信機、及びＩ／Ｑ認識チャネル推定器の使用。

0085

基地局でのＩ／Ｑ不整合認識ＤＩＤＯプリコーダ、ユーザ端末でのＩ／Ｑ認識ＤＩＤＯ受信機、及びＩ／Ｑ認識チャネル推定器、及びユーザ端末から基地局にチャネル状態情報を送るＩ／Ｑ認識ＤＩＤＯフィードバック発生器の使用。

0086

基地局でのＩ／Ｑ不整合認識ＤＩＤＯプリコーダ及びＩ／Ｑ経路情報を使用して、ユーザ選択、適応符号化、及び変調、時空間周波数マッピング、又はプリコーダ選択を含む機能を実施するＩ／Ｑ認識ＤＩＤＯ構成器の使用。

0087

ブロック対角化（ＢＤ）プリコーダを使用してＤＩＤＯ−ＯＦＤＭシステムにおいてＺＦ受信機を通じてＩＣＩ（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺するＩ／Ｑ認識ＤＩＤＯ受信機の使用。

0088

プリコーディング（送信機で）を通じてＩＣＩ（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺するＩ／Ｑ認識ＤＩＤＯ受信機とＤＩＤＯ−ＯＦＤＭシステム内での最大尤度（ＭＬ）検出器（受信機で）のような非線形検出器との使用。

0089

ＤＩＤＯ−ＯＦＤＭシステムにおいてＺＦ又はＭＭＳＥフィルタを通じてＩＣＩ（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺するＩ／Ｑ認識ＤＩＤＯ受信機の使用。

0090

ａ．背景
一般的な無線通信システムの送受信信号は、同相及び直角位相（Ｉ／Ｑ）成分から成る。実用システムにおいては、同相及び直角位相成分は、混合及びベースバンド作動における不完全性のために歪みが発生する場合がある。これらの歪みは、Ｉ／Ｑ位相、利得、及び遅延の不整合として現れる。位相不均衡は、完全に直交ではない変調器／復調器における正弦及び余弦により引き起こされる。利得不均衡は、同相及び直角位相成分間の異なる増幅により引き起こされる。アナログ回路内のＩレールとＱレール間の遅延の差異による遅延不均衡という付加的な歪みが存在する場合がある。

0091

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）においては、Ｉ／Ｑ不均衡は、ミラートーンから搬送波間干渉（ＩＣＩ）を引き起こす。この影響は、文献において研究済みであり、単入力単出力ＳＩＳＯ−ＯＦＤＭシステムにおいてＩ／Ｑ不整合を補正する方法は、Ｍ．Ｄ．Ｂｅｎｅｄｅｔｔｏ及びＰ．Ｍａｎｄａｒｉｎｉ共著「ＯＦＤＭモデム内のＩ／Ｑベースバンドフィルタ不整合の影響の解析」、無線パーソナルコミュニケーション、１７５〜１８６頁、２０００年、Ｓ．Ｓｃｈｕｃｈｅｒｔ及びＲ．Ｈａｓｈｏｌｚｎｅｒ共著「ＯＦＤＭ信号受信用新規Ｉ／Ｑ不均衡補正方式」、家電に関するＩＥＥＥ会報、２００１年８月、Ｍ．Ｖａｌｋａｍａ、Ｍ．Ｒｅｎｆｏｒｓ、及びＶ．Ｋｏｉｖｕｎｅｎ共著「通信受信機内のＩ／Ｑ不均衡補正の高度な方法」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、２００１年１０月、Ｒ．Ｒａｏ及びＢ．Ｄａｎｅｓｈｒａｄ共著「Ｉ／Ｑ不整合の解析及びＯＦＤＭシステムの相殺方式」、ＩＳＴ移動通信サミット、２００４年６月、Ａ．Ｔａｒｉｇｈａｔ、Ｒ．Ｂａｇｈｅｒｉ、及びＡ．Ｈ．Ｓａｙｅｄ共著「ＯＦＤＭ受信機内のＩＱ不均衡の補正方式及び性能解析」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報［音響、音声、及び信号処理に関するＩＥＥＥ会報も参照されたい］、第５３巻、３２５７〜３２６８頁、２００５年８月で提案されている。

0092

多重入力多重出力ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムへのこの研究の拡張は、空間多重化（ＳＭ）に対しては、Ｒ．Ｒａｏ及びＢ．Ｄａｎｅｓｈｒａｄ共著「ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのＩ／Ｑ不整合相殺」、個人用、屋内、及び移動無線通信、２００４年、ＰＩＭＲＣ２００４、第１５回ＩＥＥＥ国際シンポジューム、第４巻、２００４年、２７１０〜２７１４頁、Ｒ．Ｍ．Ｒａｏ、Ｗ．Ｚｈｕ、Ｓ．Ｌａｎｇ、Ｃ．Ｏｂｅｒｌｉ、Ｄ．Ｂｒｏｗｎｅ、Ｊ．Ｂｈａｔｉａ、Ｊ．Ｆ．Ｆｒｉｇｏｎ、Ｊ．Ｗａｎｇ、Ｐ、Ｇｕｐｔａ、Ｈ．Ｌｅｅ、Ｄ．Ｎ．Ｌｉｕ、Ｓ．Ｇ．Ｗｏｎｇ、Ｍ．Ｆｉｔｚ、Ｂ．Ｄａｎｅｓｈｒａｄ、及びＯ．Ｔａｋｅｓｈｉｔａ共著「無線通信研究教育の多重アンテナテストベッド」、ＩＥＥＥ通信学術雑誌、第４２巻、第１２号、７２〜８１頁、２００４年１２月、Ｓ．Ｌａｎｇ、Ｍ．Ｒ．Ｒａｏ、及びＢ．Ｄａｎｅｓｈｒａｄ共著「５．２５ＧＨｚソフトウエア定義無線ＯＦＤＭ通信プラットフォームの設計及び開発」２００４年６月６〜１２日ＩＥＥＥ通信学術雑誌（ＩＥＥＥ）、第４２巻、第６号、６〜１２頁に示されており、直交時空間ブロックコード（ＯＳＴＢＣ）に対しては、Ａ．Ｔａｒｉｇｈａｔ及びＡ．Ｈ．Ｓａｙｅｄ共著「ＩＱ不均衡を備えたシステムのためのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機」信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、３５８３〜３５９６頁、２００５年９月に示されている。

0093

残念ながら、現在、分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）通信システムにおいてＩ／Ｑ利得及び位相不均衡誤差を修正する方法に対する文献はない。以下で説明する本発明の実施形態では、これらの問題の解決法を示す。

0094

ＤＩＤＯシステムは、従来のＳＩＳＯシステムと同じ無線リソース（すなわち、同じスロット持続時間及び周波数帯域）を利用しながら、ダウンリンクスループットを改善するために複数ユーザに並列データストリーム（プリコーディングを通じて）を送信する分散アンテナを有する１つの基地局から成る。ＤＩＤＯシステムの詳細説明は、２００４年７月３０日出願（先行出願）の米国特許出願出願番号第１０／９０２、９７８号であるＳ．Ｇ．Ｐｅｒｌｍａｎ及びＴ．Ｃｏｔｔｅｒによる「分散入力分散出力無線通信のシステム及び方法」に示されており、これは、本出願の出願人に譲渡され、かつ引用により本明細書に組み込まれている。

0095

ＤＩＤＯプリコーダを実施する多くの方法がある。１つの解決法は、Ｑ．Ｈ．Ｓｐｅｎｃｅｒ、Ａ．Ｌ．Ｓｗｉｎｄｌｅｈｕｒｓｔ、及びＭ．Ｈａａｒｄｔ共著「マルチユーザＭＩＭＯチャネルにおけるダウンリンク空間多重化のゼロ強制方法」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５２巻、４６１〜４７１頁、２００４年２月、Ｋ．Ｋ．Ｗｏｎｇ、Ｒ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ、及びＫ．Ｂ．Ｌｅｔａｉｅｆ共著「マルチユーザＭＩＭＯアンテナシステムのための共同チャネル対角化」無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第２巻、７７３〜７８６頁、２００３年７月、Ｌ．Ｕ．Ｃｈｏｉ及びＲ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ共著「分解手法を使用したマルチユーザＭＩＭＯシステムのための送信前処理技術」、無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第３巻、２０〜２４頁、２００４年１月、Ｚ．Ｓｈｅｎ、Ｊ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＢ．Ｌ．Ｅｖａｎｓ共著「ブロック対角化が行われるマルチユーザＭＩＭＯシステムのための低複雑性ユーザ選択アルゴリズム」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、２００５年９月の公開に向けて受諾、Ｚ．Ｓｈｅｎ、Ｒ．Ｃｈｅｎ、Ｊ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＢ．Ｌ．Ｅｖａｎｓ共著「ブロック対角化を備えたマルチユーザＭＩＭＯ放送チャネルの合計機能」、２００５年１０月の無線通信に関するＩＥＥＥ会報に提出、Ｒ．Ｃｈｅｎ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＪ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ共著「線形受信機を有する単体プリコーディングマルチユーザ空間多重化システムの送信選択ダイバーシチ」、２００５年の信号処理に関するＩＥＥＥ会報に向けて受諾のものに説明されているブロック対角化（ＢＤ）である。本明細書に示すＩ／Ｑ補正方法は、ＢＤプリコーダを仮定するが、あらゆる形式のＤＩＤＯプリコーダに拡張することができる。

0096

ＤＩＤＯ−ＯＦＤＭシステムにおいては、Ｉ／Ｑ不整合は、２つの影響、すなわち、ＩＣＩとユーザ間干渉とを引き起こす。前者は、ＳＩＳＯ−ＯＦＤＭシステムと同様のミラートーンによる干渉によるものである。後者は、Ｉ／Ｑ不整合がＤＩＤＯプリコーダの直交性を破壊し、ユーザ間の干渉が発生することによるものである。これらの形式の干渉のいずれも、本明細書で説明する方法を通じて送信機及び受信機において相殺することができる。ＤＩＤＯ−ＯＦＤＭシステムにおいてＩ／Ｑ補正の３つの方法を説明すると共に、性能をＩ／Ｑ不整合の有無によるシステムと比較する。結果は、シミュレーション及びＤＩＤＯ−ＯＦＤＭプロトタイプで行った実際的な測定値に基づいて示される。

0097

本発明の実施形態は、先行出願の拡張である。特に、これらの実施形態は、先行出願の以下の特徴に対するものである。

0098

Ｉ／Ｑレールが利得及び位相の不均衡の影響を受ける先行出願に説明されているようなシステム。

0099

チャネル推定に使用するトレーニング信号を使用して送信機でのＩ／Ｑ補正を備えたＤＩＤＯプリコーダを計算する。

0100

信号特徴付けデータは、Ｉ／Ｑ不均衡に対処するものであり、送信機において使用して本明細書で提案する方法に従ってＤＩＤＯプリコーダを計算する。

0101

ｂ．本発明の実施形態

0102

最初に、本発明の数学的モデル及びフレームワークに対して説明する。

0103

解決法を示す前に、中心的数学的概念を説明することが役立つ。Ｉ／Ｑ利得及び位相不均衡（位相遅延は説明には含まれず、アルゴリズムのＤＩＤＯ−ＯＦＤＭバージョンにおいて自動的に処理される）を仮定してこの概念を説明する。基本的な考えを説明するために、２つの複素数、ｓ＝ｓｉ＋ｊＳQ及びｈ＝ｈｉ＋ｊｈQを掛け合わせて、ｘ＝ｈ*ｓとする。下付き文字を使用して同相及び直角位相成分を示している。以下であることを思い出されたい。
xI = sIhI − sQhQ
及び
xQ = sIhQ ＋ sQhI .

0104

行列形式では、これは、以下のように書き換えることができる。

0105

0106

チャネル行列（Ｈ）によるユニタリ変換に注意されたい。ｓは、送信されたシンボルであり、ｈは、チャネルであるとする。Ｉ／Ｑ利得及び位相不均衡の存在は、以下のように非ユニタリ変換を作成することによってモデル化することができる。

0107

0108

秘訣は、以下に書くことができることを認識することである。

0109

0110

ここで、（Ａ）を書き換えると、

0111

0112

以下のように定める。

0113

0114

及び

0115

0116

これらの行列の両方ともユニタリ構造を有し、したがって、以下のように複素スカラーにより同等に表すことができる。

0117

0118

及び

0119

0120

これらの観測結果の全てを使用して、２つのチャネル、すなわち、同等チャネルｈe及び共役チャネルｈcに関してスカラーの形に有効方程式を戻すことができる。次に、（５）の有効変換は、以下になる。

0121

0122

第１のチャネルを同等チャネル、第２のチャネルを共役チャネルと呼ぶ。同等チャネルは、Ｉ／Ｑ利得及び位相不均衡がなかった場合に観測されるものである。

0123

同様の論拠で、Ｉ／Ｑ利得及び位相不均衡を有する離散時間ＭＩＭＯのＮｘＭシステムの入出力関係は、以下のようになることを示すことができる（スカラー均等物を用いてそれらの行列対応物を構築する）。

0124

0125

ここで、ｔは、離散時間指数：

0126

0127

であり、Ｌは、チャネルタップ数である。

0128

ＤＩＤＯ−ＯＦＤＭシステムにおいては、周波数領域内の受信信号が表される。以下のことを信号及びシステムから思い出されたい。

0129

0130

の場合は、

0131

0132

であり、ＯＦＤＭに対しては、副搬送波ｋに対するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの同等の入出力の関係は、以下である。

0133

0134

ここで、ｋ＝０、１．．．、Ｋ−１は、ＯＦＤＭ副搬送波指数であり、Ｈe及びＨcは、それぞれ、同等チャネルと共役チャネルの行列を示し、以下のように定められる。

0135

0136

及び

0137

0138

（１）における第２の寄与は、ミラートーンからの干渉である。これは、以下の積重ね行列システム（共役に慎重に注意する）を構築することによって対処することができる。

0139

0140

ここで、

0141

0142

及び

0143

0144

は、それぞれ、周波数領域内の送信及び受信シンボルのベクトルである。

0145

この手法を用いて、ＤＩＤＯ作動に使用する有効行列を構築する。例えば、ＤＩＤＯ２ｘ２入出力関係（各ユーザが１本の受信アンテナを有すると仮定して）を用いて、第１のユーザ装置は、以下を見る（ノイズがない場合）。

0146

0147

一方、第２のユーザは、以下を観測する。

0148

0149

ここで、

0150

0151

は、それぞれ、行列Ｈe及びＨcの第ｍ番目の行を示し、Ｗ∈Ｃ4x4は、ＤＩＤＯプリコーディング行列である。（２）及び（３）から、ユーザｍの受信シンボル：

0152

0153

は、Ｉ／Ｑ不均衡により引き起こされる干渉の２つのソース、すなわち、ミラートーンからの搬送波間干渉（すなわち、ｐ≠ｍとして、

0154

0155

）及びユーザ間干渉（すなわち、

0156

0157

及び

0158

0159

）の影響を受けることが観測される。（３）のＤＩＤＯプリコーディング行列Ｗは、これらの２つの干渉条件を相殺するようになっている。

0160

受信機で適用される共同検出に基づいて、ここで使用することができるＤＩＤＯプリコーダのいくつかの異なる実施形態がある。一実施形態では、複合体チャネル：

0161

0162

（Ｈe(m)ではなく）から計算されるブロック対角化（ＢＤ）が使用される（例えば、Ｑ．Ｈ．Ｓｐｅｎｃｅｒ、Ａ．Ｌ．Ｓｗｉｎｄｌｅｈｕｒｓｔ、及びＭ．Ｈａａｒｄｔ共著「マルチユーザＭＩＭＯチャネルにおけるダウンリンク空間多重化のゼロ強制方法」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５２巻、４６１〜４７１頁、２００４年２月、Ｋ．Ｋ．Ｗｏｎｇ、Ｒ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ、及びＫ．Ｂ．Ｌｅｔａｉｅｆ共著「マルチユーザＭＩＭＯアンテナシステムのための共同チャネル対角化」、無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第２巻、７７３〜７８６頁、２００３年７月、Ｌ．Ｕ．Ｃｈｏｉ及びＲ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ共著「分解手法を使用したマルチユーザＭＩＭＯシステムのための送信前処理技術」、無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第３巻、２０〜２４頁、２００４年１月、Ｚ．Ｓｈｅｎ、Ｊ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＢ．Ｌ．Ｅｖａｎｓ共著「ブロック対角化が行われるマルチユーザＭＩＭＯシステムのための低複雑性ユーザ選択アルゴリズム」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、２００５年９月の公開に向けて受諾、Ｚ．Ｓｈｅｎ、Ｒ．Ｃｈｅｎ、Ｊ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＢ．Ｌ．Ｅｖａｎｓ共著「ブロック対角化を備えたマルチユーザＭＩＭＯ放送チャネルの合計機能」、２００５年１０月の無線通信に関するＩＥＥＥ会報に提出を参照されたい）。したがって、現在のＤＩＤＯシステムは、以下のようにプリコーダを選択する。

0163

0164

ここで、αi、jは、定数であり、かつ

0165

0166

である。本方法は、このプリコーダを使用してＤＩＤＯプリコーダの他の態様を以前と同じに保つことが可能であるために有用であり、その理由は、Ｉ／Ｑ利得及び位相不均衡の影響が送信機において完全に相殺されるからである。

0167

ＩＱ不均衡によるＩＣＩを事前相殺することなくユーザ間干渉を事前相殺するＤＩＤＯプリコーダを設計することも可能である。この手法を用いて、受信機（送信機ではなく）は、以下で説明する受信フィルタの１つを使用することによってＩＱ不均衡を補正する。次に、（４）のプリコーディング設計基準を以下のように修正することができる。

0168

0169

0170

及び

0171

0172

ここで、第ｍ番目の送信シンボルに対する、

0173

0174

及び

0175

0176

は、ユーザｍの受信シンボルベクトルである。

0177

受信側で、送信シンボルベクトル



を推定するために、ユーザｍは、ＺＦフィルタを使用し、推定シンボルベクトルは、以下によって与えられる。

0178

0179

ＺＦフィルタが最も理解しやすいが、受信機は、当業者に公知のあらゆる数の他のフィルタを適用することができる。１つの一般的な選択は、ＭＭＳＥフィルタであり、以下の通りである。

0180

0181

また、ｐは、信号対ノイズ比である。代替的に、受信機は、最大尤度シンボル検出（又は球復号器又は反復的変形）を行うことができる。例えば、第１のユーザは、ＭＬ受信機を使用して以下の最適化を解くことができる。

0182

0183

ここで、Ｓは、全ての可能なベクトルｓの組であり、配列サイズに依存する。ＭＬ受信機は、受信機での所要の複雑性の増大の代価として、より良好な性能を発揮する。方程式の類似の組が第２のユーザに適用される。

0184

（６）及び（７）のＨW(1,2)及びＨW(2,1)は、ゼロ入力を有すると仮定されることに注意されたい。この仮定は、送信プリコーダが、（４）における基準としての場合と同様に、完全にユーザ間干渉を相殺することができる場合に限り有効である。同様に、ＨW(1,1)及びＨW(2,2)は、送信プリコーダが完全に搬送波間干渉（すなわち、ミラートーンによる）を相殺することができる場合に限り対角行列である。

0185

図１３は、基地局（ＢＳ）におけるＩＱ−ＤＩＤＯプリコーダ１３０２、送信チャネル１３０４、ユーザ装置内のチャネル推定論理１３０６、及びＺＦ、ＭＭＳＥ、又はＭＬ受信機１３０８を含むＩ／Ｑ補正を備えたＤＩＤＯ−ＯＦＤＭシステムのフレームワークの一実施形態を示している。チャネル推定論理１３０６は、トレーニングシンボルを通じてチャネルＨe(m)及びＨc(m)を推定し、ＡＰ内のプリコーダ１３０２にこれらの推定値をフィードバックする。ＢＳは、ＤＩＤＯプリコーダ重み（行列Ｗ）を計算してＩ／Ｑ利得及び位相不均衡による干渉、並びにユーザ間干渉を事前相殺すると共に、無線チャネル１３０４を通じてユーザにデータを送信する。ユーザ装置ｍは、ＺＦ、ＭＭＳＥ、又はＭＬ受信機１３０８を使用し、ユニット１３０４によって提供されるチャネル推定値を利用することによって残留干渉を相殺してデータを復調する。

0186

以下の３つの実施形態を使用して、このＩ／Ｑ補正アルゴリズムを実施することができる。

0187

方法１−ＴＸ補正：この実施形態では、送信機は、（４）における基準に従ってプリコーディング行列を計算する。受信機において、ユーザ装置は、「簡素化した」ＺＦ受信機を使用する。ここで、ＨW(1,1)及びＨW(2,2)は、対角行列であると仮定する。したがって、方程式（８）は、以下のように簡素化される。

0188

0189

方法２−ＲＸ補正：この実施形態では、送信機は、（４）における基準としての場合と同様に、完全に搬送波間干渉及びユーザ間干渉を相殺することなく、Ｒ．Ｃｈｅｎ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＪ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ共著「線形受信機を有する単体プリコーディングマルチユーザ空間多重化システムの送信選択ダイバーシチ」、２００５年の信号処理に関するＩＥＥＥ会報に向けて受諾されたものに説明されている従来のＢＤ方法に基づいてプリコーディング行列を計算する。本方法に対しては、（２）及び（３）のプリコーディング行列は、以下のように簡素化される。

0190

0191

受信機において、ユーザ装置は、（８）の場合と同様にＺＦフィルタを使用する。本方法は、上述の方法１とは異なり、送信機では干渉を事前相殺しないことに注意されたい。したがって、受信機において搬送波間干渉を相殺するが、ユーザ間干渉を相殺することができない。更に、方法２においては、ユーザは、Ｈe(m)及びＨc(m)の両方のフィードバックを必要とする方法１とは対照的に、ＤＩＤＯプリコーダを計算するために送信機のベクトルＨe(m)をフィードバックする必要があるだけである。したがって、方法２は、特に低速フィードバックチャネルを有するＤＩＤＯシステムに適している。一方、方法２では、（１１）ではなく（８）のＺＦ受信機を計算するためにユーザ装置で若干高い計算上の複雑性が必要である。

0192

方法３−ＴＸ−ＲＸ補正：一実施形態では、上述の２つの方法が結合される。送信機は、（４）の場合と同様にプリコーディング行列を計算し、受信機内の（８）による送信シンボルを推定するように、プリコーディング行列を計算し、受信機は、（８）に従って送信シンボルを推定する。

0193

Ｉ／Ｑ不均衡により、位相不均衡、利得不均衡、遅延不均衡に関わらず、無線通信システムにおいて信号品質の有害な悪化が発生する。こういう理由から、従来の回路ハードウエアは、非常に低い不均衡を有するように設計されていた。しかし、上述のように、送信プリコーディング及び／又は特別な受信機の形態でデジタル信号処理を使用し、この問題を是正することができる。本発明の一実施形態は、いくつかの新しい機能ユニットを有するシステムを含み、その各々は、ＯＦＤＭ通信システム又はＤＩＤＯ−ＯＦＤＭ通信システムにおいてＩ／Ｑ補正の実施に重要である。

0194

本発明の一実施形態は、チャネル状態情報に基づくプリコーディングを用いてＯＦＤＭシステムにおいてミラートーンによる搬送波間干渉（ＩＣＩ）（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺する。図１１に示すように、この実施形態によるＤＩＤＯ送信機は、ユーザセレクタユニット１１０２、複数の符号化変調ユニット１１０４、対応する複数のマッピングユニット１１０６、ＤＩＤＯ−ＩＱ認識プリコーディングユニット１１０８、複数のＲＦ送信機ユニット１１１４、ユーザフィードバックユニット１１１２、及びＤＩＤＯ構成ユニット１１１０を含む。

0195

ユーザセレクタユニット１１０２は、フィードバックユニット１１１２によって得られたフィードバック情報に基づいて、複数のユーザＵ１−ＵＭに関連のデータを選択し、複数の符号化変調ユニット１１０４の各々にこの情報を提供する。各符号化変調ユニット１１０４は、ユーザの情報ビットを符号化及び変調してマッピングユニット１１０６に送る。マッピングユニット１１０６は、複素シンボルに入力ビットをマップし、ＤＩＤＯ−ＩＱ認識プリコーディングユニット１１０８に結果を送る。ＤＩＤＯ−ＩＱ認識プリコーディングユニット１１０８は、ユーザからフィードバックユニット１１１２によって得られたチャネル状態情報を利用してＤＩＤＯ−ＩＱ認識プリコーディング重みを計算し、マッピングユニット１１０６から得られる入力シンボルをプリコーディングする。プリコーディングデータストリームの各々は、ＩＦＦＴを計算して循環プレフィックスを追加するＯＦＤＭユニット１１１５にＤＩＤＯ−ＩＱ認識プリコーディングユニット１１０８により送られる。この情報は、ＤＡ変換を操作してＲＦユニット１１１４に送るＤ／Ａユニット１１１６に送られる。ＲＦユニット１１１４は、中間／高周波にベースバンド信号をアップコンバートして送信アンテナに送る。

0196

プリコーダは、共にＩ／Ｑ不均衡を補正する目的で規則的トーン及びミラートーンで作動する。ＺＦ、ＭＭＳＥ、又は重み付けＭＭＳＥ設計を含むあらゆる数のプリコーダ設計基準を用いることができる。好ましい実施形態では、プリコーダは、完全にＩ／Ｑ不整合によるＩＣＩを相殺し、したがって、受信機は、付加的な補正を備える必要がなくて済む。

0197

一実施形態では、プリコーダは、ブロック対角化基準を使用して完全にユーザ間干渉を相殺するが、各ユーザに対してＩ／Ｑ影響を完全に相殺するわけではなく、付加的な受信機処理が必要である。別の実施形態では、プリコーダは、ゼロ強制基準を用いてＩ／Ｑ不均衡によるユーザ間干渉及びＩＣＩを完全に相殺する。この実施形態は、受信機で従来のＤＩＤＯ−ＯＦＤＭプロセッサを使用することができる。

0198

本発明の一実施形態は、チャネル状態情報に基づくプリコーディングを用いてＤＩＤＯ−ＯＦＤＭシステムにおいてミラートーンによる搬送波間干渉（ＩＣＩ）（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺し、各ユーザは、ＩＱ認識ＤＩＤＯ受信機を使用する。図１２に示すように、本発明の一実施形態では、受信機１２０２を含むシステムは、複数のＲＦユニット１２０８、対応する複数のＡ／Ｄユニット１２１０、ＩＱ認識チャネル推定器１２０４、及びＤＩＤＯフィードバック発生器１２０６を含む。

0199

ＲＦユニット１２０８は、ＤＩＤＯ送信機ユニット１１１４から送信された信号を受信し、ベースバンドに信号をダウンコンバートし、ダウンコンバートされた信号をＡ／Ｄユニット１２１０に供給する。Ａ／Ｄユニット１２１０は、次に、アナログからデジタルに信号を変換してＯＦＤＭユニット１２１３に送る。ＯＦＤＭユニット１２１３は、循環プレフィックスを除去し、かつ周波数領域に信号を伝えるようにＦＦＴを操作する。トレーニング期間中に、ＯＦＤＭユニット１２１３は、周波数領域内でチャネル推定値を計算するＩＱ認識チャネル推定器１２０４に出力を送る。代替的に、チャネル推定値は、時間領域内で計算することができる。データ期間中に、ＯＦＤＭユニット１２１３は、ＩＱ認識受信機ユニット１２０２に出力を送る。ＩＱ認識受信機ユニット１２０２は、ＩＱ受信機を計算してデータ１２１４を取得するために信号を復調／復号する。ＩＱ認識チャネル推定器１２０４は、チャネル推定値を量子化してフィードバック制御チャネル１１１２を通して送信機に送り返すことができるＤＩＤＯフィードバック発生器１２０６にチャネル推定値を送る。

0200

図１２に示す受信機１２０２は、ＺＦ、ＭＭＳＥ、最大尤度、又はＭＡＰ受信機を含む当業者に公知のあらゆる数の判断基準に基づいて作動することができる。１つの好ましい実施形態では、受信機は、ＭＭＳＥフィルタを使用して、ミラートーンでＩＱ不均衡により引き起こされるＩＣＩを相殺する。別の好ましい実施形態では、受信機は、最大尤度検索のような非線形検出器を使用して共同でミラートーン上のシンボルを検出する。本方法は、高複雑性化の代償として性能が改善する。

0201

一実施形態では、ＩＱ認識チャネル推定器１２０４は、ＩＣＩを相殺する受信機係数を判断するのに使用される。その結果として、本発明者は、ミラートーンによる搬送波間干渉（ＩＣＩ）（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺するためにチャネル状態情報に基づくプリコーディング、ＩＱ認識ＤＩＤＯ受信機、及びＩＱ認識チャネル推定器を用いるＤＩＤＯ−ＯＦＤＭシステムを特許請求する。チャネル推定器は、従来のトレーニング信号を使用することができ、又は同相及び直角位相信号で送られる特殊構築したトレーニング信号を使用することができる。最小自乗法、ＭＭＳＥ、又は最大尤度を含むあらゆる数の推定アルゴリズムを実施することができる。ＩＱ認識チャネル推定器は、ＩＱ認識受信機の入力を供給する。

0202

チャネル状態情報は、チャネル相互作用を通じて又はフィードバックチャネルを通じて局に供給することができる。本発明の一実施形態は、Ｉ／Ｑ認識プリコーダ及びユーザ端末から局にチャネル状態情報を伝達するｌ／Ｑ認識フィードバックチャネルを有するＤＩＤＯ−ＯＦＤＭシステムを含む。フィードバックチャネルは、物理的又は論理的制御チャネルとすることができる。それは、ランダムアクセスチャネルの場合のように専用又は共有とすることができる。フィードバック情報は、同じく特許請求対象であるユーザ端末でのＤＩＤＯフィードバック発生器を使用して生成することができる。ＤＩＤＯフィードバック発生器は、入力としてＩ／Ｑ認識チャネル推定器の出力を取る。チャネル係数は、量子化することができ、又は当業技術で公知であるあらゆる数の限られたフィードバックアルゴリズムを使用することができる。

0203

ユーザの割り当て、変調及び符号化速度、時空間周波数コードスロットへのマッピングは、ＤＩＤＯフィードバック発生器の結果によって変化する場合がある。したがって、一実施形態は、ＤＩＤＯ−ＩＱ認識プリコーダを形成するために１つ又はそれよりも多くのユーザからＩＱ認識チャネル推定値を使用し、すなわち、変調速度、符号化速度、送信することを許可されるユーザの部分集合、及び時空間周波数コードスロットへのそれらのマッピングを選択するＩＱ認識ＤＩＤＯ構成器を含む。

0204

提案する補正方法の性能を評価するために、３つのＤＩＤＯ２ｘ２システムを比較する。
１．Ｉ／Ｑ不整合に対しては、Ｉ／Ｑ不整合の補正なしで、全てのトーン（ＤＣ及びエッジトーン以外）で送信する。
２．Ｉ／Ｑ補正に対しては、全てのトーンで送信し、かつ上述の「方法１」を使用することによってＩ／Ｑ不整合を補正する。
３．理想的：Ｉ／Ｑ不整合により引き起こされるユーザ間及び搬送波間の干渉（すなわち、ミラートーンによる）を回避するために奇数のトーンでのみ送信する。

0205

これ以降、実際の伝播シナリオでのＤＩＤＯ−ＯＦＤＭプロトタイプでの測定から得られる結果を示す。図１４は、上述の３つのシステムから得られる６４−ＱＡＭ配列を示している。これらの配列は、同じユーザの位置及び一定の平均信号対ノイズ比（−４５ｄＢ）で得られる。第１の配列１４０１は、Ｉ／Ｑ不均衡により引き起こされるミラートーンによる干渉のために非常にノイズが多い。第２の配列１４０２は、Ｉ／Ｑ補正による一部の改良がある。第２の配列１４０２は、搬送波間干渉（ＩＣＩ）が発生する位相ノイズの可能性のために配列１４０３として示される理想的なケースほどクリーンなものでない。

0206

図１５は、Ｉ／Ｑ不整合の有無による６４−ＱＡＭ及び符号化速度３／４によるＤＩＤＯの２ｘ２システムの平均ＳＥＲ（符号誤り率）１５０１及びユーザ当たりグッドプット１５０２性能を示す。ＯＦＤＭ帯域幅は、２５０ｋＨｚであり、トーンの数は６４、循環プレフィックス長は、Ｌcp＝４である。理想的な場合には、トーンの部分集合でのみデータを送信するので、ＳＥＲ及びグッドプット性能は、異なる事例にわたる公平な比較を保証するために、平均トーン当たりの送信電力（総送信電力ではなく）の関数として評価される。更に、以下の結果においては、送信電力（デシベルで表記）の正規化された値を使用するが、その理由は、ここでの目標は、異なる方式の相対的な（絶対的ではなく）性能を比較することであるからである。図１５は、Ｉ／Ｑ不均衡がある場合に、ＳＥＲが、Ａ．Ｔａｒｉｇｈａｔ及びＡ．Ｈ．Ｓａｙｅｄ共著「ＩＱ不均衡を備えたシステムのためのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、３５８３〜３５９６頁、２００５年９月において報告された結果通りに、ターゲットＳＥＲ（〜１０-2）に到達することなく飽和することを示している。この飽和効果は、信号及び干渉（ミラートーンから）電力が、ＴＸ電力が増加する時に増加するということによる。しかし、提案するＩ／Ｑ補償法を通じて、干渉を相殺してより良好なＳＥＲ性能を取得することができる。高ＳＮＲでのＳＥＲの僅かな増加は、６４−ＱＡＭ変調に必要とされる送信電力の増大によるＤＡＣ内の振幅飽和効果によるものであることに注意されたい。

0207

更に、Ｉ／Ｑ補正によるＳＥＲ性能が理想的な場合に非常に近いものであることを観察されたい。これらの２つの事例間のＴＸ電源の２ｄＢの隔たりは、隣接ＯＦＤＭトーンの間の付加的な干渉が発生する位相ノイズの可能性によるものである。最後に、グッドプット曲線１５０２は、理想的なケースと比較してＩ／Ｑ方法が適用された時に２倍のデータを送信することができることを示している。その理由は、奇数のトーン（理想的な場合のように）ではなく全てのデータトーンを使用するからである。

0208

図１６は、Ｉ／Ｑ補正の有無による異なるＱＡＭ配列のＳＥＲ性能のグラフである。この実施形態では、本発明者は、提案する方法が特に６４−ＱＡＭ配列に有用であると見ている。４−ＱＡＭ及び１６−ＱＡＭに対しては、Ｉ／Ｑ補正の本方法によりＩ／Ｑ不整合がある事例よりも悪い性能になるが、一部の場合には、その理由は、提案する方法が、データ送信及びミラートーンに起因する干渉相殺の両方を可能にするために電力増大を必要とするからである。更に、４−ＱＡＭ及び１６−ＱＡＭは、配列点間の最小距離が大きいために６４−ＱＡＭほどはＩ／Ｑ不整合の影響を受けない。Ａ．Ｔａｒｉｇｈａｔ、Ｒ．Ｂａｇｈｅｒｉ、及びＡ．Ｈ．Ｓａｙｅｄ共著「ＯＦＤＭ受信機内のＩＱ不均衡の補正方式及び性能解析」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報［音響、音声、及び信号処理に関するＩＥＥＥ会報も参照されたい］、第５３巻、３２５７〜３２６８頁、２００５年８月を参照されたい。これは、４−ＱＡＭ及び１６−ＱＡＭに対して理想的な場合とＩ／Ｑ不整合を比較することによって図１６でも認めることができる。したがって、干渉相殺（ミラートーンによる）に関してＤＩＤＯプリコーダにより必要とされる電力が追加されるからといって、４−ＱＡＭ及び１６−ＱＡＭの事例に対するＩ／Ｑ補正の小さい恩典を正当化するものではない。この問題は、上述のＩ／Ｑ補正に向けた方法２及び３を使用することによって解決することができることに注意されたい。

0209

最後に、上述の３つの方法の相対的なＳＥＲ性能は、異なる伝播条件で測定されている。参考のために、Ｉ／Ｑ不整合がある場合のＳＥＲ性能に対しても説明する。図１７は、４５０．５ＭＨｚの搬送周波数及び２５０ｋＨｚの帯域により２つの異なるユーザの位置で６４−ＱＡＭを伴ったＤＩＤＯ２ｘ２システムに対して測定されたＳＥＲを示している。位置１では、ユーザは、ＢＳから〜６λの位置で異なる部屋におり、かつＮＬＯＳ（非視線）条件である。位置２では、ユーザは、ＢＳから〜６λの位置におり、ＬＯＳ（視線）内である。

0210

図１７は、全ての３つの補正方法が必ずしも非補正の事例よりも結果が優れているというわけではないことを示している。更に、方法３は、いかなるチャネルシナリオにおいても他の２つの補正方法よりも結果が優れている。方法１及び２の相対結果は、伝播条件に依存することに注意すべきである。方法１は、通常、方法２より結果が優れていることが実際的な測定作業から認められるが、その理由は、Ｉ／Ｑ不均衡により引き起こされるユーザ間干渉を事前相殺するからである（送信機で）。このユーザ間干渉が最小である時、方法２は、図１７のグラフ１７０２に示すように、結果が方法１よりも優れているとすることができるが、その理由は、Ｉ／Ｑ補正プリコーダによる電力損失が発生しないからである。

0211

これまでは、異なる方法の比較は、図１７の場合のように限定された１組の伝播シナリオのみを考慮することによって行った。これ以降、理想的なｉ．ｉ．ｄ．（独立かつ同一分散された）チャネルにおけるこれらの方法の相対結果が測定される。ＤＩＤＯ−ＯＦＤＭシステムは、送受信側でのＩ／Ｑ位相及び利得不均衡によるシミュレーションを提供する。図１８は、送信側での利得不均衡だけに対する提案する方法の結果を示す（すなわち、第１の送信チェーンの１つのレール上で０．８の利得、他のレール上で１の利得）。方法３は、全ての他の方法よりも結果が優れていることが認められる。また、方法１は、図１７のグラフ１７０２の２つの位置で取得した結果とは対照的に、ｉ．ｉ．ｄ．チャネル内では方法２よりも良好な結果である。

0212

すなわち、上述のＤＩＤＯ−ＯＦＤＭシステム内でのＩ／Ｑ不均衡を補正する３つの新規な方法を考慮すると、方法３は、他の提案する補正方法よりも結果が優れている。低速フィードバックチャネルを有するシステムにおいては、方法２を使用して、ＳＥＲ結果の悪化の代償としてＤＩＤＯプリコーダに必要とされるフィードバック量を低減することができる。

0213

ＩＩ．適応ＤＩＤＯ送信方式
分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）システムの性能を改善するシステム及び方法の別の実施形態に対してここで説明する。本方法は、ある一定のターゲット誤り率を満たすと同時にスループットを増大させるように変化するチャネル状態を追跡することによって異なるユーザ装置に無線リソースを動的に割り当てる。ユーザ装置は、チャネル品質を推定して基地局にフィードバックし、基地局は、ユーザ装置から得られたチャネル品質を処理して次の送信に向けてユーザ装置、ＤＩＤＯ方式、変調／符号化方式（ＭＣＳ）、及びアレイ構成の最良の組を選択し、基地局は、プリコーディングを通じて複数ユーザ装置に並列データを送信し、信号は、受信機で復調される。

0214

リソースをＤＩＤＯ無線リンクに効率的に割り当てるシステムに対しても説明する。システムは、ユーザから受信したフィードバックを処理して次の送信に向けてユーザ、ＤＩＤＯ方式、変調／符号化方式（ＭＣＳ）、及びアレイ構成の最良の組を選択するＤＩＤＯ構成器を有するＤＩＤＯ基地局、ＤＩＤＯフィードバック信号を生成するためにチャネル及び他の関連のパラメータを測定するＤＩＤＯシステムにおける受信機、及びユーザから基地局にフィードバック情報を伝達するＤＩＤＯフィードバック制御チャネルを含む。

0215

以下で詳細に説明するように、本発明のこの実施形態の有意な特徴の一部には、以下が含まれるが、これらに限定されない。

0216

ＳＥＲを最小にするか又はユーザ当たりの又はダウンリンクのスペクトル効率を最大にするために、チャネル品質情報に基づいていくつかのユーザ、ＤＩＤＯ送信方式（すなわち、アンテナ選択又は多重化）、変調／符号化方式（ＭＣＳ）、及びアレイ構成を適応選択する技術。

0217

ＤＩＤＯ方式及びＭＣＳの組合せとしてＤＩＤＯ送信モードの組を定める技術。

0218

チャネル条件によって異なる時間スロット、ＯＦＤＭトーン、及びＤＩＤＯサブストリームに異なるＤＩＤＯモードを割り当てる技術。

0219

チャネル品質に基づいて異なるユーザに異なるＤＩＤＯにモードを動的に割り当てる技術。

0220

時間領域、周波数領域、及び空間領域において計算されたリンク品質測定基準に基づいて適応ＤＩＤＯスイッチングを可能にする判断基準。

0221

ルックアップテーブルに基づいて適応ＤＩＤＯスイッチングを可能にする判断基準。

0222

ＳＥＲを最小にするか又はユーザ当たりの又はダウンリンクのスペクトル効率を最大にするために、チャネル品質情報に基づいていくつかのユーザ、ＤＩＤＯ送信方式（すなわち、アンテナ選択又は多重化）、変調／符号化方式（ＭＣＳ）、及びアレイ構成を適応選択する図１９の場合と同様に基地局でのＤＩＤＯ構成器を有するＤＩＤＯシステム。

0223

受信機で推定チャネル状態及び／又はＳＮＲのような推定された他のパラメータを使用してＤＩＤＯ構成器への入力であるフィードバックメッセージを生成する図２０の場合のように基地局でのＤＩＤＯ構成器及び各ユーザ装置でのＤＩＤＯフィードバック発生器を有するＤＩＤＯシステム。

0224

基地局でのＤＩＤＯ構成器、ＤＩＤＯフィードバック発生器、及びユーザからのＤＩＤＯ専用構成情報を基地局に伝達するＤＩＤＯフィードバック制御チャネルを有するＤＩＤＯシステム。

0225

ａ．背景
多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）システム内においては、直交時空間ブロックコード（ＯＳＴＢＣ）のようなダイバーシチ方式（Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ、Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ、及びＡ．Ｒ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋ共著「直交配列法による時空間ブロックコード」、情報理論に関するＩＥＥＥ会報、第４５巻、１４５６〜４６７頁、１９９９年７月を参照されたい）、又はアンテナ選択（Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．Ｓ．Ｓａｎｄｈｕ、及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊ共著「線形受信機を有する空間多重化システムのアンテナ選択」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第５巻、ｐｐ．１４２〜１４４頁、２００１年４月を参照されたい）は、チャネルフェーディングに対処して受信範囲の改善になるリンク堅牢性の増大をもたらすと考えられる。一方、空間多重化（ＳＭ）により、システムスループットを改善する手段として複数の並列データストリームの送信が可能である。Ｇ．Ｊ．Ｆｏｓｃｈｉｎｉ、Ｇ．Ｄ．Ｇｏｌｄｅｎ、Ｒ．Ａ．Ｖａｌｅｎｚｕｅｌａ、及びＰ．Ｗ．Ｗｏｌｎｉａｎｓｋｙ共著「多素子アレイを使用する高スペクトル効率無線通信の簡素化した処理」、通信の選択分野に関するＩＥＥＥ学会論文集、第１７巻、第１１号、１８４１〜１８５２頁、１９９９年１１月を参照されたい。これらの恩典は、Ｌ．Ｚｈｅｎｇ及びＤ．Ｎ．Ｃ．Ｔｓｅ共著「ダイバーシチ及び多重化：多重アンテナチャネルの基本的なトレードオフ」、情報理論に関するＩＥＥＥ会報、第４９巻、第５号、１０７３〜１０９６頁、２００３年５月において導出された理論的なダイバーシチ／多重化トレードオフに従ってＭＩＭＯシステムにおいて同時に達成することができる。１つの実際的な実施例は、変化中のチャネル条件を追跡することによってダイバーシチと多重化送信方式との間で適応的に切り換えることである。

0226

いくつかの適応ＭＩＭＯ送信技術が提案されている。Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．、Ｓ．Ｓａｎｄｈｕ、及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊ共著「ＭＩＭＯシステムにおいてダイバーシチと多重化間のスイッチング」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、第６号、９６２〜９６８頁、２００５年６月におけるダイバーシチ／多重化スイッチング方法は、瞬間的なチャネル品質情報に基づいて一定の速度により送信に向けてＢＥＲ（ビット誤り率）を改善するようなものであった。代替的に、Ｓ．Ｃａｔｒｅｕｘ、Ｖ．Ｅｒｃｅｇ、Ｄ．Ｇｅｓｂｅｒｔ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「ブロードバンド無線データ通信ネットワークのための適応変調及びＭＩＭＯ符号化」、ＩＥＥＥ通信雑誌、第２巻、１０８〜１１５頁、２００２年６月（Ｃａｔｒｅｕｘ）の場合のように、統計チャネル情報を使用して適応を可能にすることができ、結果として、フィードバックオーバーヘッド及び制御メッセージ数の低減になる。Ｃａｔｒｅｕｘの適応送信アルゴリズムは、チャネル時間／周波数選択性指標に基づいて直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおいて所定のターゲット誤り率に対してスペクトル効率を改善するように設計されたものである。ダイバーシチ方式と空間多重化間でスイッチングを行うチャネル空間選択性を利用する類似の低フィードバック適応手法が狭帯域システムに提案されている。例えば、２００７年３月の「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈ．」に関するＩＥＥＥ会報に受諾されたＡ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｍ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ａ．Ｐａｎｄｈａｒｉｐａｎｄｅ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．、及びＩ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ共著「空間相関チャネルの機能を利用する適応ＭＩＭＯ送信」、２００７年１２月に「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈ．」に関するＩＥＥＥ会報に受諾されたＭ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｉ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「空間相関レイリーチャネルにおける符号化ＭＩＭＯの多重化／ビーム形成スイッチング」、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｍ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．、及びＩ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ共著「空間相関ＭＩＭＯチャネルにおける線形受信機によりＯＳＴＢＣと空間多重化間のスイッチング」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ Ｃｏｎｆ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第３巻、１３８７〜１３９１頁、２００６年５月、２００６年６月にＩＥＥＥ−ＩＣＣ講演論文集に掲載される予定であるＭ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｉ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「空間相関チャネルのためのスループットに基づく適応ＭＩＭＯ−ＢＩＣＭ手法」を参照されたい。

0227

本明細書において、本発明者は、ＤＩＤＯ−ＯＦＤＭシステムに様々な以前の文献で公開された業績の適用範囲を拡張する。例えば、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．Ｓ．Ｓａｎｄｈｕ、及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊ共著「ＭＩＭＯシステムにおいてダイバーシチと多重化間のスイッチング」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、第６号、９６２〜９６８頁、２００５年６月、Ｓ．Ｃａｔｒｅｕｘ、Ｖ．Ｅｒｃｅｇ、Ｄ．Ｇｅｓｂｅｒｔ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．ｊｒ．共著「ブロードバンド無線データ通信ネットワークのための適応変調及びＭＩＭＯ符号化」、ＩＥＥＥ通信雑誌、第２巻、１０８〜１１５頁、２００２年６月（Ｃａｔｒｅｕｘ）、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｍ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ａ．Ｐａｎｄｈａｒｉｐａｎｄｅ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．、及びＩ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ共著「空間相関チャネルの機能を利用する適応ＭＩＭＯ送信」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈ．」に関するＩＥＥＥ会報、第５６巻、第２号、６１９〜６３０頁、２００７年３月、２００７年１２月に「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈ．」に関するＩＥＥＥ会報に受諾されたＭ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｉ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「空間相関レイリーチャネルにおける符号化ＭＩＭＯの多重化／ビーム形成スイッチング」、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｍ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．、及びＩ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ共著「空間相関ＭＩＭＯチャネルにおける線形受信機によりＯＳＴＢＣと空間多重化間のスイッチング」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ Ｃｏｎｆ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第３巻、１３８７〜１３９１頁、２００６年５月、２００６年６月にＩＥＥＥ−ＩＣＣ講演論文集に掲載される予定であるＭ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｉ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「空間相関チャネルのためのスループットに基づく適応ＭＩＭＯ−ＢＩＣＭ手法」を参照されたい。