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技術 無線周波数キャリアアグリゲーションのシステムおよび方法

出願人 プラスン,エルエルシー
発明者 テリー,ジョン,デイビッド
出願日 2019年12月6日 (1年2ヶ月経過) 出願番号 2019-221017
公開日 2020年4月23日 (10ヶ月経過) 公開番号 2020-065261
状態 未査定
技術分野 交流方式デジタル伝送
主要キーワード 実行効果 高速ストリーム 許容パラメータ クリッピング歪み 集合信号 許容変動 デジタル結合 シミュレーションブロック
関連する未来課題
重要な関連分野

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図面 (20)

課題

共通無線周波数送信装置における複数の無線通信信号アグリゲーションのためのシステムおよび方法を提供する。

解決手段

周波数帯域内マルチサブチャネル多重(MSM)信号は、チャネル状態推定するパイロット信号と、モバイル受信装置を用いる効率的な信号復調とを含む通信プロトコルを有し、別の信号と結合される。送信装置側で自動デジタルプロセッサは、変更を特定する追加サイド情報を送信する必要なく、システムプロトコル内のすべての送信信号の良好な受信を維持する代替の中から選択される結合信号の少なくとも1つの適合性基準を満たすMSMを変更する。代替の範囲は、パイロット信号を途絶させる変更を含む。適合性基準は、結合のピーク平均電力比を最小化することを含んでいてもよく、信号の変更は、以前のパイロット信号との適合性を維持しつつ、信号の時間領域表現の一部の周期的並べ替えを含んでいてもよい。

概要

背景

携帯無線通信用の一般的な信号フォーマットは、直交周波数分割多重(OFDM)(たとえば、en.wikipedia.org/Orthogonal_frequency−division_multiplexingを参照)、およびそれに密接に関連する直交周波数分割多重接続(OFDMA)などのフォーマットである。OFDMチャネルで伝達される信号の場合、周波数領域では、一群の狭隣接サブチャネルによって、時間領域では、それぞれが時間Tを有し、ガードインターバルΔTによって分離される比較的低い一連OFDMシンボルを特徴とする(図1を参照)。各シンボル前のガードインターバル内には、時間的に循環シフトされるシンボル期間において同じ信号から成るサイクリックプレフィックス(CP)が設けられる。このCPは、受信した信号の感度が、マルチパスの存在下での正確な時間同期化まで低下するように設計される、すなわち、無線周波数信号は、高い建物などの地形内の大きな対象で反射する。所与のシンボルをわずかな時間遅延(ΔT未満)で受信する場合、エラーなしに受信される。OFDM「ペイロード」に対応付けられるデータシンボルに加えて、通常は、タイミングとその他の基準を確定する「プリアンブル」信号がある。プリアンブルは、図1に示されない自身のCPを有していてもよい。

プリアンブルに加えて、1セットのパイロットシンボルトレーニングシンボルとも称される)は通常、ペイロードのデータシンボルにおいて(時間および周波数で)インターリーブされる。これらのパイロットシンボルは、受信装置でのタイミング、チャネル推定、信号等化のさらなる改良のためにプリアンブルと共に使用される。ペイロード内に時間と周波数に関してパイロットシンボルを配置することは、各種OFDM規格プロトコルによって異なる場合がある。時間−周波数リソースグリッドにパイロットシンボルを配置する典型例を、「ロングタームエボリューション」(LTE)として知られるプロトコルに関して図2に示す(詳細情報は、たとえば、www.mathworks.com/help/lte/ug/channel−estimation.htmlを参照)。ここでは、パイロットシンボルが4つの異なる周波数で配置され、1パターンが8シンボル期間毎に繰り返される。これにより、受信装置は、各種パイロットシンボルの補間を用いて、リソースグリッド全体にわたって時間変動するチャネル推定に関する情報を取得することができる。

OFDMでは、サブキャリア周波数は、サブキャリアが相互に直交するように選択される。つまり、サブチャネル間クロストークが排除され、サブキャリアガード帯域は不要である。このため、送信装置と受信装置の両方が大幅に簡易化される。従来のFDMと異なり、サブチャネル毎に別個フィルタは必要ではない。直交性では、サブキャリア間隔はΔf=k/(Tu)ヘルツであり、Tu秒が有効シンボル期間(受信装置側ウィンドウサイズ)、kが正の整数、通常は1に等しい。したがって、N個のサブキャリアでは、総通過帯域幅はB≒N・Δf(Hz)となる。また、直交性は高スペクト高率を可能にし、総シンボルレートナイキストレートに近い。利用可能な周波数帯域のほぼ全域を利用することができる。通常、OFDMは、略「ホワイトスペクトルを有し、他の同一チャネルユーザに優良電磁干渉特性を提供する。

2つのOFDM信号を結合する際、略非直交信号となる。単独のOFDM信号の帯域に限定される受信装置は通常、チャネル外信号に影響を受けないが、このような信号が共通電力増幅器を通過すると、アナログシステムコンポーネント固有非線形性により相互作用が生じる。

OFDMは、受信装置と送信装置との間の非常に正確な周波数同期を必要とし、周波数偏位サブキャリアはもはや直交しなくなり、キャリア間干渉(ICI)、すなわち、サブキャリア間のクロストークを招く。典型的には、周波数オフセットは、送信装置と受信装置の発振器間のミスマッチ、または移動によるドップラー偏移によって生じる。ドップラー偏移のみが受信装置によって補整することができ、反射が各種周波数オフセットで現れるため、マルチパスと組み合わされると状況が悪化し、さらに矯正しにくい。

直交性は、受信装置側で高速フーリエ変換FFTアルゴリズムを、送信側で逆FFT(IFFT)を用いて、効率的な変調器および復調器の実施が可能になる。FFTアルゴリズムは比較的効率的だが、制限要因になり得る中程度のコンピュータ化複雑性を有する。

OFDMの1つの主要な原理は、低シンボルレート変調スキーム(すなわち、シンボルはチャネル時間特性と比較して長い)が、マルチパス伝播によって生じるシンボル間干渉を受けにくいため、単独の高速ストリームの代わりに、いくつかの低速ストリーム並列して送信するのが有益なことである。各シンボルの期間が長いため、OFDMシンボル間にガードインターバルを挿入することによって、シンボル間干渉を排除することが実行可能である。また、ガードインターバルは、パルス成形フィルタの必要性を排除し、時間同期の課題に対する感度を低下させる。

ガードインターバル中に送信されるサイクリックプレフィックスは、ガードインターバルにコピーされるOFDMシンボルの最後から成り、ガードインターバルの後にOFDMシンボルが送信される。ガードインターバルがOFDMシンボルの最後のコピーから成る理由は、受信装置が、FFTでOFDM復調を実行する際に、マルチパスのそれぞれの整数の正弦波サイクルにわたって統合されることである。

周波数選択チャネル状態、たとえばマルチパス伝播によって生じるフェージングの影響は、サブチャネルが十分に狭帯域である、すなわち、サブチャネルの値が非常に大きい場合、OFDMサブチャネルにわたって一定(平坦)であると考えることができる。これにより、従来の単キャリア変調と比較して、OFDMにおいて受信装置側でより簡易に等化が行われる。等化器は、検出された各サブキャリア(各フーリエ係数)に一定の複素数またはほとんど変化しない値を乗算するだけでよい。したがって、受信装置は通常、明確な情報を送信する必要なく、このような信号の変更を容認する。

OFDMは必然的にチャネルコーディング前方エラー訂正)と併せて使用され、周波数および/または時間インターリービングをほぼ常に使用する。周波数(サブキャリア)インターリービングは、フェージングなどの周波数選択チャネル状態に対する抵抗を増加させる。例えば、チャネル帯域幅の一部がフェージングする際、周波数インターリービングは、帯域幅減衰部分でサブキャリから生じるビットエラーが集中せずにビットストリーム拡散されるように確保する。同様に、時間インターリービングは、最初ビットストリーム内で隣接するビットを時間的に送信することによって、高速で移動しているときに発生するような著しいフェージングを緩和するように確保する。したがって、等化自体と同様、受信装置は通常、結果として生じるエラーレートを増大させることなく、ある程度のこの種の変更に耐性がある。

OFDM信号は、後述するように、複雑な計算である逆(高速)フーリエ変換(IFFT)によってデジタルベースバンドデータから生成され、シンボルの全範囲を含むセットに対して比較的高ピーク平均電力比PAPR)を有する信号を結果的に生成する。次いで、この高PAPRは、電力増幅器(PA)の取得コストと作業コストの増加、および典型的には、低PAPRを有する信号に関して設計されるシステムよりも大きな非線形歪みを招く。この非線形性は特に、電力散逸させる効果を有する、クリッピング歪み相互変調IM)歪みを招く結果、受信装置での帯域外干渉、およびおそらく帯域内干渉とそれに対応するビットエラーレートBER)の増大につながる。

従来型OFDM送信装置では、信号生成装置は、入力情報ビットシーケンスにエラー矯正符号化、インターリービング、シンボルマッピングを実行して、送信シンボルを生成する。送信シンボルは、直列−並列(S/P)コンバータで直列−並列変換され、複数の並列信号シーケンスに変換される。S/P変換された信号は、IFFT部で高速フーリエ変換される。信号はさらに、並列−直列(P/S)コンバータで並列−直列変換され、信号シーケンスに変換される。次に、ガードインターバルがガードインターバル(GI)追加部によって追加される。次いで、フォーマット化信号は無線周波数アップコンバートされ、電力増幅器で増幅され、最終的に無線アンテナによってOFDM信号として送信される。

他方、従来型のOFDM受信装置では、無線周波数信号がベースバンドまたは中間周波数ダウンコンバートされ、ガードインターバルが、ガードインターバル排除部で受信した信号から排除される。次いで、受信した信号は、S/Pコンバータで直列−並列変換され、高速フーリエ変換(FFT)部で高速フーリエ変換され、P/Sコンバータで並列−直列変換される。次に、復号化されたビットシーケンスが出力される。

従来、各OFDMチャネルは、電力増幅器(PA)とアンテナ素子で終わる自身の送信チェーンを有する。しかし、場合によっては、図3に示すように、同じPAとアンテナを用いて2つ以上の別個のOFDMチャネルを送信したいと意図する場合がある。これは「キャリアアグリゲーション」と称することもある。これにより、制限された数の基地タワーで、追加の通信帯域幅を備えたシステムが可能になる。追加ユーザ追加データレートの両方の駆動を前提とする場合、これが非常に望ましい。2つのチャネルは、図3に示すように2段階のアップコンバージョンプロセスを用いて中間周波数で結合してもよい。実際のベースバンド信号の増幅が図3に示されているが、通常は、同相直角アップコンバージョン(図示せず)の複雑な2つの位相信号を有する。図3は、デジタル信号アナログ信号との境界を示していない。ベースバンド信号は通常デジタルであるが、RF送信信号はアナログであり、デジタル−アナログ変換はこれらの段階の間である。

2つの類似チャネル、平均電力P0と最大瞬時電力P1について考えてみる。これはピーク平均電力比PAPR=P1/P0に対応し、通常は、PAPR[dB]=10log(P1/P0)としてdBで表される。結合信号の場合、平均電力は2P0(3dB増)だが、最大瞬時電力4P0、6dB増と高くなる可能性がある。したがって、結合信号のPAPRは3dB増加させることができる。この最大電力は、2つのチャネルからの信号が、同相であるピークを偶然有する場合に発生する。これは稀な一時的発生となることがあるが、一般的には、この可能性のために、すべての送信コンポーネント線形動的範囲を設計しなければならない。非線形性は相互変調積を生成し、信号を劣化させ、信号を望ましくないスペクトル領域へと拡げる。この結果、フィルタリングが必要となり、いずれにせよ、システムの電力効率を低下させる可能性が高い。

この高PAPRを処理するために線形動的範囲の増加を必要とするコンポーネントはデジタル−アナログ変換器を含み、たとえば、大きな動的範囲を処理するために大きな数の
有効ビットを有していなければならない。電力増幅器(PA)は、送信装置において最も大きく、電力を消費する構成要素であるため、一層重要である。時には時間のごく一部のみで使用される余分の動的範囲でコンポーネントを維持することができるが、これは無駄が多く非効率的であるために、可能な場合は回避すべきである。通常、動的範囲の大きな増幅器は、動的範囲の小さな増幅器よりもコストがかかり、同等の入力および出力に対して、高い静止カレントドレインと低い効率を有することが多い。

このピーク平均電力比(PAPR)の課題は、複数の密集サブチャネルから成るため、OFDMと関連波形において既知な一般的課題である。PAPRを低減する伝統的戦略は多数存在し、「PAPR低減方法の方向性および最新の進歩(Directions and Recent Advances in PAPR Reduction Methods)」、Hanna Bogucka、Proc.2006、IEE信号処理および情報技術に関する国際シンポジウム、821〜827ページで扱われており、参照により本明細書に組み込む。これらのPAPR低減戦略は、振幅クリッピングおよびフィルタリング、コーディングトーンリザベーション、トーンインジェクションアクティブコンステレーション拡張部分送信シーケンス(PTS)、選択マッピングSLM)、インターリービングなどの複数の信号表現技術を含む。これらの技術は大きなPAPR低減を達成することができるが、送信信号電力の増加、ビットエラーレート(BER)の上昇、データ損失の増加、コンピュータの複雑さの増大などが犠牲となる。さらに、これらの技術の多くは、受信した信号を適切に復号するために、信号自体と共に(信号変換に関する)追加サイド情報を送信する必要がある。上記サイド情報は、特に、各種基地局送信装置から信号を受信するのに簡易なモバイル受信装置好む技術にとって、技術の一般性を低減させる。適合可能な範囲に限り、Boguckaに開示される技術、および業界において既知なその他の技術は、本明細書に後述の技術と併せて使用することができる。

OFDM送信スキームにおけるPAPR(ピーク平均電力比)問題を解決する様々な努力には、周波数領域インターリービング方法クリッピングフィルタリング方法(たとえば、X.LiおよびL.J.Cimini、「OFDMに対するクリッピングおよびフィルタリングの実行効果(Effects of Clippingand Filtering on the Performance of OFDM)」、IEEECommun.Lett、2巻、5号、131〜133ページ、1998年5月を参照)、部分送信シーケンス(PTS)方法(たとえば、L.J.CiminiおよびN.R.Sollenberger、「部分送信シーケンスを用いるOFDM信号のピーク平均電力比低減(Peak−to−Average Power Ratio Reduction
of an OFDM Signal Using Partial Transmit Sequences)」、IEEECommun.Lett、4巻、3号、86〜88ページ、2000年3月を参照)、循環シフトシーケンス(CSS)方法(たとえば、G.HillおよびM.Faulkner、「OFDMにおけるピーク平均電力比を低減する部分送信シーケンスの循環シフトおよび時間反転(Cyclic Shifting
and Time Inversion of Partial Transmit Sequences to Reduce the Peak−to−Average Ratio in OFDM)」、PIMRC 2000、2巻、1256〜1259ページ、2000年9月を参照)などがある。また、非線形送信増幅器を使用する際のOFDM送信の受信特性を向上させるため、最小クリッピング電力損失スキームMCPLS)を使用して、送信増幅器によってクリッピングされる電力損失を最小化するPTS方法が提案されている(たとえば、Xia Lei、Youxi Tang、Shaoqian Li、「OFDMにおけるクリッピング雑音を低減する最小クリッピング電力損失スキーム(A Minimum Clipping Power Loss Scheme
for Mitigating the Clipping Noise in OFDM)」、GLOBECOM 2003、IEEE、1巻、6〜9ページ、2003年1
2月を参照)。MCPLSは、循環シフトシーケンス(CSS)方法にも適用可能である。

部分送信シーケンス(PTS)スキームでは、予め個々のサブキャリアに対して判定される適切なセットの位相回転値複数セットから選択され、ピーク対平均電力比を低減するために、位相回転の選択されたセットを使用して、信号変調前に各サブキャリアの位相を回転させる(たとえば、S.H.MullerとJ.B.Huber、「OFDM用の新規ピーク出力低減スキーム(A Novel Peak Power Reduction Scheme for OFDM)」、Proc.PIMRC’97,1090〜1094ページ、1997;G.R.Hill、Faulkner、J.Singh、「部分送信シーケンスの循環シフトによるOFDMにおけるピーク対平均電力比の推定(Deducing the Peak−to−Average Power Ratio
in OFDM by Cyclically Shifting Partial Transmit Sequences)」、Electronics Letters、36巻、6号、2000年3月16日を参照)。

異なるキャリア周波数を有する複数の無線信号が送信のために結合されると、この結合信号は通常、ピークを結合する同相の可能性によって、高いPAPRを有するため、低平均効率で動作する大きな電力増幅器(PA)を必要とする。参照として全文を本明細書に組み込む米国特許第8,582,687号(J.D.Terry、特許文献1)に教示されるように、OFDMチャネルのデジタル結合のPAPRは、Shift−and−Addアルゴリズム(SAA)によって低減することができる。所与のシンボル期間、メモリバッファに時間領域OFDM信号を記憶し、循環タイムシフトを実行して少なくとも1つのOFDM信号を変換し、複数のOFDM信号を追加して、少なくとも2つの代替結合を取得する。このように、結合マルチチャネル信号の低減されたPAPRに対応するタイムシフトを選択することができる。これは、ベースバンド信号またはアップコンバートされた信号に適用してもよい。PAPRの数デシベルの低減は、システム性能を低下せずに実現することができる。シフトされた信号をエラーなしに受信装置によって復号できることを条件として、サイド情報を受信装置に送信する必要はない。これを図4に概略的に示す。

いくつかのOFDMプロトコルはシンボル期間毎にパイロットシンボルを必要とし、パイロットシンボルを受信装置で追跡して、位相情報回収することができる(図5を参照)。タイムシフトが所与のOFDMキャリアで実行される場合、上記プロトコルによると、特定のシンボル期間中、パイロットシンボルは同じタイムシフトを受けるため、受信装置はあるシンボル期間から次のシンボル期間まで自動的にこれらのタイムシフトを追跡する。しかし、図2に示すように、典型的な現代のOFDMプロトコルは、パイロットシンボルの疎分布を組み込み、受信装置で補間して、他の位置に仮想パイロットシンボル(参照信号)を生成する。上記プロトコルでは、SAAで実施されるような任意のタイムシフトは、適切に追跡されない場合があるため、サイド情報がないと、ビットエラーが受信装置で生成されることがある。

必要なのは、受信した信号を劣化させない、あるいはサイド情報の送信を要求しないように、幅広い現代のOFDMプロトコルにおいて結合OFDM信号のPAPRを低減する実際的な方法と装置である。

それぞれが参照されて本明細書に明確に組み込まれる以下の特許は、ピーク電力比の考慮事項に関する。7,535,950;7,499,496;7,496,028;7,467,338;7,463,698;7,443,904;7,376,202;7,376,074;7,349,817;7,345,990;7,342,978;7,
340,006;7,321,629;7,315,580;7,292,639;7,002,904;6,925,128;7,535,950;7,499,496;7,496,028;7,467,338;7,443,904;7,376,074;7,349,817;7,345,990;7,342,978;7,340,006;7,339,884;7,321,629;7,315,580;7,301,891;7,292,639;7,002,904;6,925,128;5,302,914;20100142475;20100124294;20100002800;20090303868;20090238064;20090147870;20090135949;20090110034;20090110033;20090097579;20090086848;20090080500;20090074093;20090067318;20090060073;20090060070;20090052577;20090052561;20090046702;20090034407;20090016464;20090011722;20090003308;20080310383;20080298490;20080285673;20080285432;20080267312;20080232235;20080112496;20080049602;20080008084;20070291860;20070223365;20070217329;20070189334;20070140367;20070121483;20070098094;20070092017;20070089015;20070076588;20070019537;20060268672;20060247898;20060245346;20060215732;20060126748;20060120269;20060120268;20060115010;20060098747;20060078066;20050270968;20050265468;20050238110;20050100108;20050089116;20050089109.

それぞれが参照により本明細書に明確に組み込まれる以下の特許は、ワイヤレス無線周波数通信システムにおける1つ以上のトピックに関する。8,130,867;8,111,787;8,204,141;7,646,700;8,520,494;20110135016;20100008432;20120039252;20130156125;20130121432;20120328045;2013028294;2012275393;20110280169;2013001474;20120093088;2012224659;20110261676;WO2009089753;WO2013015606;20100098139;20130114761;WO2010077118A2.

概要

共通無線周波数送信装置における複数の無線通信信号アグリゲーションのためのシステムおよび方法を提供する。周波数帯域内マルチサブチャネル多重(MSM)信号は、チャネル状態を推定するパイロット信号と、モバイル受信装置を用いる効率的な信号復調とを含む通信プロトコルを有し、別の信号と結合される。送信装置側で自動デジタルプロセッサは、変更を特定する追加サイド情報を送信する必要なく、システムプロトコル内のすべての送信信号の良好な受信を維持する代替の中から選択される結合信号の少なくとも1つの適合性基準を満たすMSMを変更する。代替の範囲は、パイロット信号を途絶させる変更を含む。適合性基準は、結合のピーク平均電力比を最小化することを含んでいてもよく、信号の変更は、以前のパイロット信号との適合性を維持しつつ、信号の時間領域表現の一部の周期的並べ替えを含んでいてもよい。

目的

通常、OFDMは、略「ホワイト」スペクトルを有し、他の同一チャネルユーザに優良電磁干渉特性を提供する

効果

実績

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請求項1

信号の結合を表す結合波形方法の制御方法であって、前記信号が、個々のサブチャネルにおいて変調信号変調された情報を有する少なくとも1つのマルチサブチャネル多重信号を含み、所定のプロトコルにしたがい、送信装置から受信装置へ前記少なくとも1つのマルチサブチャネル多重信号を通じて伝達される情報を受信し、前記マルチサブチャネル多重信号が、時間の少なくとも一部、少なくとも1つのサブチャネル内に、伝達される情報と十分無関係な所定の特性を有するパイロット信号を含み、変動する通信チャネル状態に関して、受信装置に通信チャネル状態を予測させることと、前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との結合に関して前記受信装置のモデルメモリに記憶し、前記モデルが、前記結合状態の可能な変更を表すある範囲の少なくとも1つのパラメータにわたって、情報を復号する受信装置の機能と、前記チャネル状態を予測する前記受信装置の機能を予測することと、自動プロセッサを用いて、前記結合信号を定義し、前記結合信号が、受信装置が前記チャネル状態に関して十分に推定し個々のサブチャネルから情報を復号するように予測され、前記受信装置のチャネル状態に関する推定と異なる少なくとも1つの適合性基準をさらに満たし、前記少なくとも1つのパラメータの少なくとも2つの異なる値に関して、前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号の両方に依存することと、を備える方法。

請求項2

複数セットの結合された波形を形成することをさらに備え、各結合された波形が、前記少なくとも1つのパラメータの値毎に、前記マルチサブチャネル多重信号と変調信号との結合を表し、前記定義することが、前記少なくとも1つの適合性基準を満たす個々の定義された波形を選択することを含む、請求項1に記載の方法。

請求項3

前記少なくとも1つの適合性基準がピーク対平均電力比を含む、請求項1および2のいずれかに記載の方法。

請求項4

変調信号が第2の情報で変調され、前記自動プロセッサが、前記変調信号から前記第2の情報の復調を可能にするように予測される方法で、前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との結合をさらに定義する、請求項1〜3のいずれかに記載の方法。

請求項5

前記少なくとも1つのパラメータの異なる値に基づく第1の結合と第2の結合が、第2の信号に対する第1の信号の周波数成分の変調の相対タイミングに関して異なる、請求項1〜4のいずれかに記載の方法。

請求項6

前記パラメータの異なる値を有する第1の結合と第2の結合が、個々の信号の周波数成分の相対位相に関して異なる、請求項1〜5のいずれかに記載の方法。

請求項7

前記少なくとも1つのマルチサブチャネル多重信号が少なくとも1つの直交周波数分割多重信号を備え、前記変調信号が直交周波数分割多重信号を備える、請求項1〜6のいずれかに記載の方法。

請求項8

前記少なくとも1つのマルチサブチャネル多重信号が、IEEE802.11プロトコル、IEEE802.16プロトコル、3GPP−LTEダウンリンクプロトコル、LTE拡張プロトコル、DABプロトコル、DVBプロトコルから成る群から選択される少なくとも1つのプロトコルに準拠する直交周波数分割多重ストリームであり、前記少なくとも1つのプロトコルに準拠する受信装置が、前記プロトコル外で追加情報を送信する必要なく、前記少なくとも2つのそれぞれ異なる結合を復号することができる、請求項1〜7のいずれかに記載の方法。

請求項9

前記少なくとも1つのパラメータの前記少なくとも2つの異なる値が、変調シーケンス内の循環タイムシフトにおいてそれぞれ異なる信号に対応する、請求項1〜8のいずれかに記載の方法。

請求項10

前記少なくとも1つのパラメータの前記少なくとも2つの異なる値が、変調シーケンス内の循環タイムシフトにおいてそれぞれ異なる信号に対応し、前記少なくとも1つの適合性基準がピーク対平均電力比(PAPR)を含む、請求項1〜9のいずれかに記載の方法。

請求項11

前記自動プロセッサが超伝導デジタル論理回路を備える、請求項1〜10のいずれかに記載の方法。

請求項12

前記適合性基準を満たすことが、個々の結合の動的範囲に関して解析することを備える、請求項1〜11のいずれかに記載の方法。

請求項13

前記適合性基準を満たすことが、前記信号の少なくとも1つに対して、参照受信装置設計の予測エラーレートに関して解析することを含む、請求項1〜12のいずれかに記載の方法。

請求項14

前記適合性基準を満たすことが、前記信号の少なくとも1つに対して、前記結合波形のピーク対平均電力比と受信装置の予測エラーレートとに関して解析することを含む、請求項1〜13のいずれかに記載の方法。

請求項15

前記適合性基準を満たすことが、個々の結合のクリッピング歪みを解析することを含む、請求項1〜14のいずれかに記載の方法。

請求項16

前記結合波形が、信号のどの前記結合の対応データレートよりも高いデータレートサンプリングされるデジタル表現である、請求項1〜15のいずれかに記載の方法。

請求項17

前記定義された信号の結合が、中間周波数表現のデジタル表現として伝達される、請求項1〜16のいずれかに記載の方法。

請求項18

デジタルベースバンド信号を前記定義された結合に変換する1セットのパラメータを出力することをさらに備える、請求項1〜17のいずれかに記載の方法。

請求項19

約125MHz未満の周波数で中間周波数、および前記定義された信号の結合の約500MHz超の周波数で無線周波数表現の少なくとも1つに予歪を付与することをさらに備える、請求項1〜18のいずれかに記載の方法。

請求項20

前記予歪を付与することが、信号の前記結合を用いて通信するアナログ無線通信システムアナログ非線形性送信チャネル不良、受信特性のうちの1つ以上の少なくとも一部を補整する、請求項1〜19のいずれかに記載の方法。

請求項21

前記予歪を付与することが、前記定義された信号の結合を増幅する電力増幅器非線形歪みを補整する、請求項1〜20のいずれかに記載の方法。

請求項22

前記少なくとも1つのパラメータの値が、適応参照テーブルメモリを用いて波形を生成するために使用される、請求項1〜21のいずれかに記載の方法。

請求項23

前記少なくとも2つの信号がそれぞれ、サイクリックプレフィックスを有する直交周波数領域多重信号を含み、前記少なくとも1つのパラメータが循環タイムシフトを含み、前記定義することが、個々の循環タイムシフトで異なる少なくとも2つの代替表現を定義することを含む、請求項1〜22のいずれかに記載の方法。

請求項24

前記少なくとも2つの信号がそれぞれ、通信プロトコルに準拠する直交周波数分割多重信号として受信され、前記信号の少なくとも1つが、前記少なくとも1つのパラメータに応じて異なる前記少なくとも2つの代替表現を生成するように変更され、前記少なくとも1つの適合性基準が前記結合信号のピーク対平均電力比を備え、前記定義することが、最低ピーク対平均電力比を表す結合を選択する、請求項1〜23のいずれかに記載の方法。

請求項25

前記受信装置の前記モデルが、前記少なくとも1つの適合性基準にしたがい、将来の評価のために選択される前記少なくとも1つのパラメータの許容値を定義する際、以前のパイロット信号を組み込む、請求項1〜24のいずれかに記載の方法。

請求項26

前記受信装置の前記モデルが以前のパイロット信号の外挿を使用して、現在のパイロット信号が利用不能な期間、参照信号を生成する、請求項1〜25のいずれかに記載の方法。

請求項27

前記自動プロセッサが、単一命令複数のデータアーキテクチャ汎用グラフィック処理部を備える、請求項1〜26のいずれかに記載の方法。

請求項28

前記結合の前記適合性基準の評価が、前記パラメータの前記異なる値に対して並列に実行される、請求項1〜27のいずれかに記載の方法。

請求項29

前記自動プロセッサがプログラム可能ゲートアレイを備える、請求項1〜28のいずれかに記載の方法。

請求項30

前記少なくとも1つのマルチサブチャネル多重信号および前記変調信号のそれぞれが、通信プロトコルに準拠する直交周波数分割多重信号として受信され、前記信号の少なくとも1つが、前記少なくとも2つの代替表現を生成するように変更され、各代替表現が、通信プロトコル外で追加情報を受信する必要なく、プロトコルに準拠する受信装置によって復号可能であり、前記少なくとも1つの基準が前記結合信号のピーク対平均電力比を含む、請求項1〜29のいずれかに記載の方法。

請求項31

前記マルチサブチャネル多重信号が、情報を同時に伝達する、異なる周波数で複数のサブキャリアを有する直交周波数多重信号であり、前記マルチサブチャネル多重信号および前記変調信号がそれぞれ、異なる通信周波数チャネル内にあり、非線形歪みを有する少なくとも1つのアナログ信号処理コンポーネントにおいて結合アナログ信号として処理され、前記マルチサブチャネル多重信号が、異なる時点で、異なる周波数で複数の前記サブキャリアに前記パイロット信号を選択的に挿入して、前記チャネル状態を推定する所定のプロトコルにしたがい、前記少なくとも1つのパラメータが、前記マルチサブチャネル多重信号を表すデジタルデータの循環シフトを含み、前記受信装置の前記モデルが、OFDMプロトコルに準拠する受信装置の機能を予測して、少なくとも前記パイロットを検出し、少なくとも2つの異なる循環シフトを条件として前記チャネル状態を推定し、前記少なくとも1つの適合性基準が、前記アナログ信号処理コンポーネントにおける前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との前記結合の非線形歪みに依存する、請求項1〜30のいずれかに記載の方法。

請求項32

少なくとも2つの信号の結合を表す結合波形を制御する装置であって、各信号が複数の信号成分を有し、情報を伝達し、前記少なくとも2つの信号を定義する情報を受信する入力ポートと、周波数が変動し、時間と共に選択的に伝達されるパイロット信号情報と共に、前記第1の信号を、ある範囲の変換内で前記伝達された情報の少なくとも2つの表現に変換して、変換パラメータとパイロット信号情報との禁止された結合を有するチャネル状態を受信装置に推定させ、前記第1の信号の変換表現と前記第2の信号とを結合して、前記伝達された情報を表す少なくとも2つの代替結合を定義し、所定の基準を満たし、前記受信装置に少なくとも前記チャネル状態を推定させる1つの結合を選択する、自動プロセッサと、前記所定の基準を満たす前記変換表現の、選択された1つの結合を含む個々の結合波形を表す情報を出力するように構成される出力ポートと、を備える装置。

請求項33

前記少なくとも2つの表現の第1の表現と前記少なくとも2つの表現の第2の表現が、(a)第2の信号に対する第1の信号の周波数成分の変調の相対タイミングと、(b)前記第2の信号に対する前記第1の信号の前記周波数成分の相対位相と、のうち少なくとも1つにおいて異なり、前記少なくとも1つの基準がピーク対平均電力比(PAPR)を含む、請求項32に記載の装置。

請求項34

少なくとも1つの信号が、IEEE802.11プロトコル、IEEE802.16プロトコル、3GPP−LTEダウンリンクプロトコル、LTE拡張プロトコル、DABプロトコル、DVBプロトコルから成る群から選択される少なくとも1つのプロトコルに準拠する直交周波数分割多重ストリームであり、前記少なくとも1つのプロトコルに準拠する受信装置が、前記プロトコル外で追加情報を送信する必要なく、前記少なくとも2つのそれぞれ異なる結合を復号することができる、請求項32および33に記載の装置。

請求項35

前記少なくとも2つの表現が、変調シーケンス内の循環タイムシフトにおいてそれぞれ異なり、前記少なくとも1つの基準がピーク対平均電力比を含み、結果的に最低ピーク対平均電力比を生じる代替表現が結合のために選択される、請求項32〜34のいずれかに記載の装置。

請求項36

前記自動プロセッサが超伝導デジタル論理回路を備える、請求項32〜35のいずれかに記載の装置。

請求項37

前記自動プロセッサが予歪を付与し、選択された少なくとも1対の結合を用いて通信するアナログ無線通信システムのアナログ非線形性、送信チャネル不良、受信特性のうちの1つ以上の少なくとも一部を補整するように構成される、請求項32〜36のいずれかに記載の装置。

請求項38

前記自動プロセッサが超伝導デジタル論理回路を備える、請求項32〜37のいずれかに記載の装置。

請求項39

前記自動プロセッサが、単一命令複数のデータアーキテクチャ汎用グラフィック処理部を備える、請求項32〜38のいずれかに記載の装置。

請求項40

前記自動プロセッサが、前記選択された少なくとも1つの結合の中間周波数と無線周波数表現とのうち少なくとも1つにさらに予歪を付与するように構成される、請求項32〜39のいずれかに記載の装置。

請求項41

個々の複数のチャネル内で複数の信号を結合する装置であって、各信号がチャネル内に1セットの並行位相および/または振幅調整成分を含む装置が、前記複数の信号のそれぞれを定義する情報を受信し、複数の異なる方法で少なくとも1つの信号の表現を変換し、各変換表現が前記同じ情報を表し、少なくとも2つの異なる適合性基準に関して、各変換表現と少なくとも1つの他の信号を定義する情報との結合を解析し、前記少なくとも2つの異なる適合性基準に関する解析に応じて適合する結合として、少なくとも1つの結合を選択するように構成されるプロセッサと、前記選択された少なくとも1つの結合の識別、前記選択された少なくとも1つの結合、前記選択された少なくとも1つの結合を定義する情報のうち少なくとも1つを提示するように構成される出力ポートと、を備え、前記基準の少なくとも1つが、通信チャネルのチャネル状態を推定する受信装置の予測機能に関し、少なくとも1つの変換表現が、前記通信チャネルの前記チャネル状態を良好に推定する前記受信装置の機能を損なう、装置。

請求項42

前記基準の少なくとも1つが、前記表現内のパイロットシーケンスに基づき、通信チャネルのチャネル状態を推定する受信装置の予測機能に関する、請求項41に記載の装置。

請求項43

チャネル内の並行位相および/または振幅調整成分のセットがそれぞれ直交する、請求項41および42に記載の装置。

請求項44

前記変換される表現が、複数のそれぞれ異なる循環シフトによって変換される、請求項41〜43のいずれかに記載の装置。

請求項45

前記少なくとも2つの適合性基準のうち少なくとも1つがピーク対平均電力比を含む、請求項41〜44のいずれかに記載の装置。

請求項46

前記選択が、前記少なくとも2つの基準のそれぞれを満たす個々の結合に関する、請求項41〜45のいずれかに記載装置。

請求項47

前記複数の信号のそれぞれが直交周波数分割多重信号を含み、前記個々の結合が、(a)第2の信号に対する第1の信号の周波数成分の変調の相対タイミングと、(b)前記第2の信号に対する前記第1の信号の前記周波数成分の相対位相と、のうち少なくとも1つにおいて異なる、前記変換表現の第1の結合および第2の結合を備え、前記少なくとも1つの基準が、ピーク対平均電力比を含み、前記選択された少なくとも1つの結合が、閾値ピーク対平均電力比未満である結合を含む、請求項41〜46のいずれかに記載の装置。

請求項48

各変換表現が変調シーケンスにおける循環タイムシフトで異なり、チャネル内の前記並行位相および/または振幅調整成分のセットが、IEEE802.11プロトコル、IEEE802.16プロトコル、3GPP−LTEダウンリンクプロトコル、DABプロトコル、DVBプロトコルから成る群から選択される少なくとも1つのプロトコルに準拠し、前記少なくとも1つのプロトコルに準拠する受信装置が、前記プロトコル外で追加情報を送信する必要なく、少なくとも2つのそれぞれ異なる結合を復号することができ、各変換表現が、変調シーケンスにおける循環タイムシフトでそれぞれ異なり、前記少なくとも2つの基準がピーク対平均電力比(PAPR)を含み、閾値最大ピーク平均電力比内で、結果的にピーク対平均電力比となる代替表現が、結合のために選択される、請求項41〜47のいずれかに記載の装置。

請求項49

前記プロセッサが超伝導デジタル論理回路を備える、請求項41〜48のいずれかに記載の装置。

請求項50

前記プロセッサがプログラム可能論理装置を備える、請求項41〜49のいずれかに記載の装置。

請求項51

前記プロセッサが、増幅器のモデルで前記個々の結合の非線形歪みを解析し、前記選択された少なくとも1つの結合に予歪をさらに付与する、請求項41〜50のいずれかに記載の装置。

請求項52

信号の結合を表す結合波形を制御するシステムであって、前記信号が、個々のサブチャネルにおいて変調信号で変調される情報を有する少なくとも1つのマルチサブチャネル多重信号を含み、所定のプロトコルにしたがい、送信装置から受信装置へ前記少なくとも1つのマルチサブチャネル多重信号を通じて伝達される情報を受信し、前記マルチサブチャネル多重信号が、時間の少なくとも一部、少なくとも1つのサブチャネル内に、伝達される情報と十分無関係な所定の特性を有するパイロット信号を入力と、変動する通信チャネル状態に関して、受信装置に通信チャネル状態を予測させることと、チャネル状態を推定し、前記変調信号で前記マルチサブチャネル多重信号の結合から情報を復号する機能に関して、前記受信装置のモデルを記憶するように構成されるメモリと、前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との結合において異なり、少なくとも1つのパラメータに関して異なる複数の代替表現を定義し、前記少なくとも1つのパラメータが、前記受信装置によってチャネル状態を推定する機能を損なう少なくとも1つの値を含む範囲を有し、受信装置に前記チャネル状態を十分に推定させ、結合の異なる前記定義された複数の代替表現に関して個々のサブチャネルから情報を復号するように予測される、前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との少なくとも1つの結合を選択するように構成される、少なくとも1つの自動プロセッサと、を備えるシステム。

請求項53

前記少なくとも1つの自動プロセッサが、複数セットの結合波形をさらに形成し、各結合波形が、前記少なくとも1つのパラメータの個々の値で、前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との個々の結合を表し、前記少なくとも1つの自動プロセッサが、前記少なくとも1つの適合性基準を満たす前記少なくとも1つの結合を選択するように構成される、請求項52に記載のシステム。

請求項54

前記少なくとも1つの適合性基準がピーク対平均電力比を備える、請求項52および53のいずれかに記載のシステム。

請求項55

前記変調信号が第2の情報で変調され、前記自動プロセッサが、前記変調信号から前記第2の情報の復調を可能にするように予測される方法で、前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との結合を定義する、請求項52〜54のいずれかに記載のシステム。

請求項56

前記少なくとも1つのパラメータの異なる値に基づく第1の結合と第2の結合が、第2の信号に対する第1の信号の周波数成分の変調の相対タイミングに関して異なる、請求項52〜55のいずれかに記載のシステム。

請求項57

前記パラメータの異なる値を有する第1の結合と第2の結合が、個々の信号の周波数成分の相対位相に関して異なる、請求項52〜56のいずれかに記載のシステム。

請求項58

前記少なくとも1つのマルチサブチャネル多重信号が少なくとも1つの直交周波数分割多重信号を含み、前記変調信号が直交周波数分割多重信号を含む、請求項52〜57のいずれかに記載のシステム。

請求項59

前記少なくとも1つのマルチサブチャネル多重信号が、IEEE802.11プロトコル、IEEE802.16プロトコル、3GPP−LTEダウンリンクプロトコル、LTE拡張プロトコル、DABプロトコル、DVBプロトコルから成る群から選択される少なくとも1つのプロトコルに準拠する直交周波数分割多重ストリームであり、前記少なくとも1つのプロトコルに準拠する受信装置が、前記プロトコル外で追加情報を送信する必要なく、前記少なくとも2つのそれぞれ異なる結合を復号することができる、請求項52〜58のいずれかに記載の方法。

請求項60

前記少なくとも1つのパラメータの前記少なくとも2つの異なる値が、変調シーケンス内の循環タイムシフトにおいてそれぞれ異なる信号に対応する、請求項52〜59のいずれかに記載のシステム。

請求項61

前記少なくとも1つのパラメータの前記少なくとも2つの異なる値が、変調シーケンス内の循環タイムシフトにおいてそれぞれ異なる信号に対応し、前記少なくとも1つの適合性基準がピーク対平均電力比を含む、請求項52〜60のいずれかに記載のシステム。

請求項62

前記自動プロセッサが超伝導デジタル論理回路を備える、請求項52〜61のいずれかに記載のシステム。

請求項63

前記自動プロセッサが、個々の結合の動的範囲に関して、少なくとも1つの適合性基準に基づき選択するように構成される、請求項52〜62のいずれかに記載のシステム。

請求項64

前記自動プロセッサが、前記信号の少なくとも1つに対して、参照受信装置設計の予測エラーレートに関して、少なくとも1つの適合性基準に基づき選択するように構成される、請求項52〜63のいずれかに記載のシステム。

請求項65

前記自動プロセッサが、前記信号の1つに対して、前記結合波形のピーク対平均電力比と受信装置の予測エラーレートに関して、少なくとも1つの適合性基準に基づき選択するように構成される、請求項52〜65のいずれかに記載のシステム。

請求項66

前記自動プロセッサが、個々の結合のクリッピング歪みに関して、少なくとも1つの適合性基準に基づき選択するように構成される、請求項52〜65のいずれかに記載のシステム。

請求項67

前記結合波形が、信号のどの前記結合の対応データレートよりも高いデータレートでサンプリングされるデジタル表現である、請求項52〜66のいずれかに記載のシステム。

請求項68

前記定義された信号の結合を、中間周波数表現のデジタル表現として提示するように構成される出力ポートをさらに備える、請求項52〜67のいずれかに記載のシステム。

請求項69

デジタルベースバンド信号を前記定義された結合に変換する1セットのパラメータを提示するように構成される出力ポートをさらに備える、請求項52〜68のいずれかに記載のシステム。

請求項70

前記自動プロセッサが、約125MHz未満の周波数で中間周波数、および前記定義された信号の結合の約500MHz超の周波数で無線周波数表現の少なくとも1つに予歪を付与するように構成される、請求項52〜69のいずれかに記載のシステム。

請求項71

前記自動プロセッサが予歪を付与し、信号の前記結合を用いて通信するアナログ無線通信システムのアナログ非線形性、送信チャネル不良、受信特性のうちの1つ以上の少なくとも一部を補整するように構成される、請求項52〜70のいずれかに記載のシステム。

請求項72

前記自動プロセッサが、前記定義された信号の結合を増幅する電力増幅器の非線形歪みを補整するように予歪を付与するように構成される、請求項52〜71のいずれかに記載のシステム。

請求項73

前記少なくとも2つの信号がそれぞれ、サイクリックプレフィックスを有する直交周波数領域多重信号を含み、前記少なくとも1つのパラメータが循環タイムシフトを含み、前記自動プロセッサが、個々の循環タイムシフトにおいて異なる少なくとも2つの代替表現を定義するように構成される、請求項52〜72のいずれかに記載のシステム。

請求項74

前記少なくとも2つの信号がそれぞれ、通信プロトコルに準拠する直交周波数分割多重信号として受信され、前記信号の少なくとも1つが、前記少なくとも1つのパラメータに応じて異なる前記少なくとも2つの代替表現を生成するように変更され、前記自動プロセッサが、前記結合信号のピーク対平均電力比を含む少なくとも1つの適合性基準にしたがい選択し、所定の閾値を超えないピーク対平均電力比を表す結合を選択するように構成される、請求項52〜73のいずれかに記載のシステム。

請求項75

前記受信装置のモデルが以前のパイロット信号を組み込む、請求項52〜74のいずれかに記載のシステム。

請求項76

適応参照テーブルをさらに備え、前記自動プロセッサが、前記少なくとも1つの結合の選択のために前記参照テーブルから値を検索するように構成される、請求項52〜75のいずれかに記載のシステム。

請求項77

前記自動プロセッサが、単一命令複数のデータアーキテクチャ汎用グラフィック処理部を備える、請求項52〜76のいずれかに記載のシステム。

請求項78

前記自動プロセッサがプログラム可能ゲートアレイを備える、請求項52〜77のいずれかに記載のシステム。

請求項79

前記マルチサブチャネル多重信号が、情報を同時に伝達する、異なる周波数で複数のサブキャリアを有する直交周波数多重信号であり、前記マルチサブチャネル多重信号および前記変調信号がそれぞれ、異なる通信周波数チャネル内にあり、非線形歪みを有する少なくとも1つのアナログ信号処理コンポーネントにおいて結合アナログ信号として処理され、前記マルチサブチャネル多重信号が、異なる時点で、異なる周波数で複数の前記サブキャリアに前記パイロット信号を選択的に挿入して、前記チャネル状態を推定する所定のプロトコルにしたがい、前記少なくとも1つのパラメータが、前記マルチサブチャネル多重信号を表すデジタルデータの循環シフトを含み、前記受信装置の前記モデルが、OFDMプロトコルに準拠する受信装置の機能を予測して、少なくとも前記パイロットを検出し、少なくとも2つの異なる循環シフトを条件として前記チャネル状態を推定し、前記自動プロセッサが、前記アナログ信号処理コンポーネントにおける前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との結合の非線形歪みに応じて、少なくとも1つの適合性基準にしたがい、前記少なくとも1つの結合を選択する、請求項52〜78のいずれかに記載のシステム。

請求項80

送信装置から受信装置に伝達される少なくとも1つのマルチサブチャネル多重信号と変調信号との結合を表す結合された波形を制御するシステムであって、前記マルチサブチャネル多重信号が、時間の少なくとも一部、少なくとも1つのサブチャネル内に、伝達される情報と十分無関係な所定の特性を有するパイロット信号を含み、変動する通信チャネル状態に関して、受信装置に通信チャネル状態を予測させるシステムが、メモリに記憶される受信装置のモデルであって、メモリ内の前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との結合に応じて、前記結合状態の変更を表すある範囲の少なくとも1つのパラメータにわたって、情報を復号する受信装置の機能と、前記チャネル状態を予測する前記受信装置の機能を予測するモデルと、前記チャネル状態に関して受信装置を十分に推定し個々のサブチャネルから情報を復号するように予測され、前記受信装置のチャネル状態に関する推定と異なり、前記少なくとも1つのパラメータの少なくとも2つの異なる値に関して、前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号の両方に依存する少なくとも1つの適合性基準をさらに満たす、前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号との結合を定義する自動プロセッサと、を備えるシステム。

技術分野

0001

本発明は、無線周波数信号無線通信分野に関する。特に、本発明は、たとえば受信装置でのピーク対平均電力比または推定エラーを低減するため、結合信号を制御することに関する。

背景技術

0002

携帯無線通信用の一般的な信号フォーマットは、直交周波数分割多重(OFDM)(たとえば、en.wikipedia.org/Orthogonal_frequency−division_multiplexingを参照)、およびそれに密接に関連する直交周波数分割多重接続(OFDMA)などのフォーマットである。OFDMチャネルで伝達される信号の場合、周波数領域では、一群の狭隣接サブチャネルによって、時間領域では、それぞれが時間Tを有し、ガードインターバルΔTによって分離される比較的低い一連OFDMシンボルを特徴とする(図1を参照)。各シンボル前のガードインターバル内には、時間的に循環シフトされるシンボル期間において同じ信号から成るサイクリックプレフィックス(CP)が設けられる。このCPは、受信した信号の感度が、マルチパスの存在下での正確な時間同期化まで低下するように設計される、すなわち、無線周波数信号は、高い建物などの地形内の大きな対象で反射する。所与のシンボルをわずかな時間遅延(ΔT未満)で受信する場合、エラーなしに受信される。OFDM「ペイロード」に対応付けられるデータシンボルに加えて、通常は、タイミングとその他の基準を確定する「プリアンブル」信号がある。プリアンブルは、図1に示されない自身のCPを有していてもよい。

0003

プリアンブルに加えて、1セットのパイロットシンボルトレーニングシンボルとも称される)は通常、ペイロードのデータシンボルにおいて(時間および周波数で)インターリーブされる。これらのパイロットシンボルは、受信装置でのタイミング、チャネル推定、信号等化のさらなる改良のためにプリアンブルと共に使用される。ペイロード内に時間と周波数に関してパイロットシンボルを配置することは、各種OFDM規格プロトコルによって異なる場合がある。時間−周波数リソースグリッドにパイロットシンボルを配置する典型例を、「ロングタームエボリューション」(LTE)として知られるプロトコルに関して図2に示す(詳細情報は、たとえば、www.mathworks.com/help/lte/ug/channel−estimation.htmlを参照)。ここでは、パイロットシンボルが4つの異なる周波数で配置され、1パターンが8シンボル期間毎に繰り返される。これにより、受信装置は、各種パイロットシンボルの補間を用いて、リソースグリッド全体にわたって時間変動するチャネル推定に関する情報を取得することができる。

0004

OFDMでは、サブキャリア周波数は、サブキャリアが相互に直交するように選択される。つまり、サブチャネル間クロストークが排除され、サブキャリアガード帯域は不要である。このため、送信装置と受信装置の両方が大幅に簡易化される。従来のFDMと異なり、サブチャネル毎に別個フィルタは必要ではない。直交性では、サブキャリア間隔はΔf=k/(Tu)ヘルツであり、Tu秒が有効シンボル期間(受信装置側ウィンドウサイズ)、kが正の整数、通常は1に等しい。したがって、N個のサブキャリアでは、総通過帯域幅はB≒N・Δf(Hz)となる。また、直交性は高スペクト高率を可能にし、総シンボルレートナイキストレートに近い。利用可能な周波数帯域のほぼ全域を利用することができる。通常、OFDMは、略「ホワイトスペクトルを有し、他の同一チャネルユーザに優良電磁干渉特性を提供する。

0005

2つのOFDM信号を結合する際、略非直交信号となる。単独のOFDM信号の帯域に限定される受信装置は通常、チャネル外信号に影響を受けないが、このような信号が共通電力増幅器を通過すると、アナログシステムコンポーネント固有非線形性により相互作用が生じる。

0006

OFDMは、受信装置と送信装置との間の非常に正確な周波数同期を必要とし、周波数偏位サブキャリアはもはや直交しなくなり、キャリア間干渉(ICI)、すなわち、サブキャリア間のクロストークを招く。典型的には、周波数オフセットは、送信装置と受信装置の発振器間のミスマッチ、または移動によるドップラー偏移によって生じる。ドップラー偏移のみが受信装置によって補整することができ、反射が各種周波数オフセットで現れるため、マルチパスと組み合わされると状況が悪化し、さらに矯正しにくい。

0007

直交性は、受信装置側で高速フーリエ変換FFTアルゴリズムを、送信側で逆FFT(IFFT)を用いて、効率的な変調器および復調器の実施が可能になる。FFTアルゴリズムは比較的効率的だが、制限要因になり得る中程度のコンピュータ化複雑性を有する。

0008

OFDMの1つの主要な原理は、低シンボルレート変調スキーム(すなわち、シンボルはチャネル時間特性と比較して長い)が、マルチパス伝播によって生じるシンボル間干渉を受けにくいため、単独の高速ストリームの代わりに、いくつかの低速ストリーム並列して送信するのが有益なことである。各シンボルの期間が長いため、OFDMシンボル間にガードインターバルを挿入することによって、シンボル間干渉を排除することが実行可能である。また、ガードインターバルは、パルス成形フィルタの必要性を排除し、時間同期の課題に対する感度を低下させる。

0009

ガードインターバル中に送信されるサイクリックプレフィックスは、ガードインターバルにコピーされるOFDMシンボルの最後から成り、ガードインターバルの後にOFDMシンボルが送信される。ガードインターバルがOFDMシンボルの最後のコピーから成る理由は、受信装置が、FFTでOFDM復調を実行する際に、マルチパスのそれぞれの整数の正弦波サイクルにわたって統合されることである。

0010

周波数選択チャネル状態、たとえばマルチパス伝播によって生じるフェージングの影響は、サブチャネルが十分に狭帯域である、すなわち、サブチャネルの値が非常に大きい場合、OFDMサブチャネルにわたって一定(平坦)であると考えることができる。これにより、従来の単キャリア変調と比較して、OFDMにおいて受信装置側でより簡易に等化が行われる。等化器は、検出された各サブキャリア(各フーリエ係数)に一定の複素数またはほとんど変化しない値を乗算するだけでよい。したがって、受信装置は通常、明確な情報を送信する必要なく、このような信号の変更を容認する。

0011

OFDMは必然的にチャネルコーディング前方エラー訂正)と併せて使用され、周波数および/または時間インターリービングをほぼ常に使用する。周波数(サブキャリア)インターリービングは、フェージングなどの周波数選択チャネル状態に対する抵抗を増加させる。例えば、チャネル帯域幅の一部がフェージングする際、周波数インターリービングは、帯域幅減衰部分でサブキャリから生じるビットエラーが集中せずにビットストリーム拡散されるように確保する。同様に、時間インターリービングは、最初ビットストリーム内で隣接するビットを時間的に送信することによって、高速で移動しているときに発生するような著しいフェージングを緩和するように確保する。したがって、等化自体と同様、受信装置は通常、結果として生じるエラーレートを増大させることなく、ある程度のこの種の変更に耐性がある。

0012

OFDM信号は、後述するように、複雑な計算である逆(高速)フーリエ変換(IFFT)によってデジタルベースバンドデータから生成され、シンボルの全範囲を含むセットに対して比較的高ピーク平均電力比PAPR)を有する信号を結果的に生成する。次いで、この高PAPRは、電力増幅器(PA)の取得コストと作業コストの増加、および典型的には、低PAPRを有する信号に関して設計されるシステムよりも大きな非線形歪みを招く。この非線形性は特に、電力散逸させる効果を有する、クリッピング歪み相互変調IM)歪みを招く結果、受信装置での帯域外干渉、およびおそらく帯域内干渉とそれに対応するビットエラーレートBER)の増大につながる。

0013

従来型OFDM送信装置では、信号生成装置は、入力情報ビットシーケンスにエラー矯正符号化、インターリービング、シンボルマッピングを実行して、送信シンボルを生成する。送信シンボルは、直列−並列(S/P)コンバータで直列−並列変換され、複数の並列信号シーケンスに変換される。S/P変換された信号は、IFFT部で高速フーリエ変換される。信号はさらに、並列−直列(P/S)コンバータで並列−直列変換され、信号シーケンスに変換される。次に、ガードインターバルがガードインターバル(GI)追加部によって追加される。次いで、フォーマット化信号は無線周波数アップコンバートされ、電力増幅器で増幅され、最終的に無線アンテナによってOFDM信号として送信される。

0014

他方、従来型のOFDM受信装置では、無線周波数信号がベースバンドまたは中間周波数ダウンコンバートされ、ガードインターバルが、ガードインターバル排除部で受信した信号から排除される。次いで、受信した信号は、S/Pコンバータで直列−並列変換され、高速フーリエ変換(FFT)部で高速フーリエ変換され、P/Sコンバータで並列−直列変換される。次に、復号化されたビットシーケンスが出力される。

0015

従来、各OFDMチャネルは、電力増幅器(PA)とアンテナ素子で終わる自身の送信チェーンを有する。しかし、場合によっては、図3に示すように、同じPAとアンテナを用いて2つ以上の別個のOFDMチャネルを送信したいと意図する場合がある。これは「キャリアアグリゲーション」と称することもある。これにより、制限された数の基地タワーで、追加の通信帯域幅を備えたシステムが可能になる。追加ユーザ追加データレートの両方の駆動を前提とする場合、これが非常に望ましい。2つのチャネルは、図3に示すように2段階のアップコンバージョンプロセスを用いて中間周波数で結合してもよい。実際のベースバンド信号の増幅が図3に示されているが、通常は、同相直角アップコンバージョン(図示せず)の複雑な2つの位相信号を有する。図3は、デジタル信号アナログ信号との境界を示していない。ベースバンド信号は通常デジタルであるが、RF送信信号はアナログであり、デジタル−アナログ変換はこれらの段階の間である。

0016

2つの類似チャネル、平均電力P0と最大瞬時電力P1について考えてみる。これはピーク平均電力比PAPR=P1/P0に対応し、通常は、PAPR[dB]=10log(P1/P0)としてdBで表される。結合信号の場合、平均電力は2P0(3dB増)だが、最大瞬時電力4P0、6dB増と高くなる可能性がある。したがって、結合信号のPAPRは3dB増加させることができる。この最大電力は、2つのチャネルからの信号が、同相であるピークを偶然有する場合に発生する。これは稀な一時的発生となることがあるが、一般的には、この可能性のために、すべての送信コンポーネント線形動的範囲を設計しなければならない。非線形性は相互変調積を生成し、信号を劣化させ、信号を望ましくないスペクトル領域へと拡げる。この結果、フィルタリングが必要となり、いずれにせよ、システムの電力効率を低下させる可能性が高い。

0017

この高PAPRを処理するために線形動的範囲の増加を必要とするコンポーネントはデジタル−アナログ変換器を含み、たとえば、大きな動的範囲を処理するために大きな数の
有効ビットを有していなければならない。電力増幅器(PA)は、送信装置において最も大きく、電力を消費する構成要素であるため、一層重要である。時には時間のごく一部のみで使用される余分の動的範囲でコンポーネントを維持することができるが、これは無駄が多く非効率的であるために、可能な場合は回避すべきである。通常、動的範囲の大きな増幅器は、動的範囲の小さな増幅器よりもコストがかかり、同等の入力および出力に対して、高い静止カレントドレインと低い効率を有することが多い。

0018

このピーク平均電力比(PAPR)の課題は、複数の密集サブチャネルから成るため、OFDMと関連波形において既知な一般的課題である。PAPRを低減する伝統的戦略は多数存在し、「PAPR低減方法の方向性および最新の進歩(Directions and Recent Advances in PAPR Reduction Methods)」、Hanna Bogucka、Proc.2006、IEE信号処理および情報技術に関する国際シンポジウム、821〜827ページで扱われており、参照により本明細書に組み込む。これらのPAPR低減戦略は、振幅クリッピングおよびフィルタリング、コーディングトーンリザベーション、トーンインジェクションアクティブコンステレーション拡張部分送信シーケンス(PTS)、選択マッピングSLM)、インターリービングなどの複数の信号表現技術を含む。これらの技術は大きなPAPR低減を達成することができるが、送信信号電力の増加、ビットエラーレート(BER)の上昇、データ損失の増加、コンピュータの複雑さの増大などが犠牲となる。さらに、これらの技術の多くは、受信した信号を適切に復号するために、信号自体と共に(信号変換に関する)追加サイド情報を送信する必要がある。上記サイド情報は、特に、各種基地局送信装置から信号を受信するのに簡易なモバイル受信装置好む技術にとって、技術の一般性を低減させる。適合可能な範囲に限り、Boguckaに開示される技術、および業界において既知なその他の技術は、本明細書に後述の技術と併せて使用することができる。

0019

OFDM送信スキームにおけるPAPR(ピーク平均電力比)問題を解決する様々な努力には、周波数領域インターリービング方法クリッピングフィルタリング方法(たとえば、X.LiおよびL.J.Cimini、「OFDMに対するクリッピングおよびフィルタリングの実行効果(Effects of Clippingand Filtering on the Performance of OFDM)」、IEEECommun.Lett、2巻、5号、131〜133ページ、1998年5月を参照)、部分送信シーケンス(PTS)方法(たとえば、L.J.CiminiおよびN.R.Sollenberger、「部分送信シーケンスを用いるOFDM信号のピーク平均電力比低減(Peak−to−Average Power Ratio Reduction
of an OFDM Signal Using Partial Transmit Sequences)」、IEEECommun.Lett、4巻、3号、86〜88ページ、2000年3月を参照)、循環シフトシーケンス(CSS)方法(たとえば、G.HillおよびM.Faulkner、「OFDMにおけるピーク平均電力比を低減する部分送信シーケンスの循環シフトおよび時間反転(Cyclic Shifting
and Time Inversion of Partial Transmit Sequences to Reduce the Peak−to−Average Ratio in OFDM)」、PIMRC 2000、2巻、1256〜1259ページ、2000年9月を参照)などがある。また、非線形送信増幅器を使用する際のOFDM送信の受信特性を向上させるため、最小クリッピング電力損失スキームMCPLS)を使用して、送信増幅器によってクリッピングされる電力損失を最小化するPTS方法が提案されている(たとえば、Xia Lei、Youxi Tang、Shaoqian Li、「OFDMにおけるクリッピング雑音を低減する最小クリッピング電力損失スキーム(A Minimum Clipping Power Loss Scheme
for Mitigating the Clipping Noise in OFDM)」、GLOBECOM 2003、IEEE、1巻、6〜9ページ、2003年1
2月を参照)。MCPLSは、循環シフトシーケンス(CSS)方法にも適用可能である。

0020

部分送信シーケンス(PTS)スキームでは、予め個々のサブキャリアに対して判定される適切なセットの位相回転値複数セットから選択され、ピーク対平均電力比を低減するために、位相回転の選択されたセットを使用して、信号変調前に各サブキャリアの位相を回転させる(たとえば、S.H.MullerとJ.B.Huber、「OFDM用の新規ピーク出力低減スキーム(A Novel Peak Power Reduction Scheme for OFDM)」、Proc.PIMRC’97,1090〜1094ページ、1997;G.R.Hill、Faulkner、J.Singh、「部分送信シーケンスの循環シフトによるOFDMにおけるピーク対平均電力比の推定(Deducing the Peak−to−Average Power Ratio
in OFDM by Cyclically Shifting Partial Transmit Sequences)」、Electronics Letters、36巻、6号、2000年3月16日を参照)。

0021

異なるキャリア周波数を有する複数の無線信号が送信のために結合されると、この結合信号は通常、ピークを結合する同相の可能性によって、高いPAPRを有するため、低平均効率で動作する大きな電力増幅器(PA)を必要とする。参照として全文を本明細書に組み込む米国特許第8,582,687号(J.D.Terry、特許文献1)に教示されるように、OFDMチャネルのデジタル結合のPAPRは、Shift−and−Addアルゴリズム(SAA)によって低減することができる。所与のシンボル期間、メモリバッファに時間領域OFDM信号を記憶し、循環タイムシフトを実行して少なくとも1つのOFDM信号を変換し、複数のOFDM信号を追加して、少なくとも2つの代替結合を取得する。このように、結合マルチチャネル信号の低減されたPAPRに対応するタイムシフトを選択することができる。これは、ベースバンド信号またはアップコンバートされた信号に適用してもよい。PAPRの数デシベルの低減は、システム性能を低下せずに実現することができる。シフトされた信号をエラーなしに受信装置によって復号できることを条件として、サイド情報を受信装置に送信する必要はない。これを図4に概略的に示す。

0022

いくつかのOFDMプロトコルはシンボル期間毎にパイロットシンボルを必要とし、パイロットシンボルを受信装置で追跡して、位相情報回収することができる(図5を参照)。タイムシフトが所与のOFDMキャリアで実行される場合、上記プロトコルによると、特定のシンボル期間中、パイロットシンボルは同じタイムシフトを受けるため、受信装置はあるシンボル期間から次のシンボル期間まで自動的にこれらのタイムシフトを追跡する。しかし、図2に示すように、典型的な現代のOFDMプロトコルは、パイロットシンボルの疎分布を組み込み、受信装置で補間して、他の位置に仮想パイロットシンボル(参照信号)を生成する。上記プロトコルでは、SAAで実施されるような任意のタイムシフトは、適切に追跡されない場合があるため、サイド情報がないと、ビットエラーが受信装置で生成されることがある。

0023

必要なのは、受信した信号を劣化させない、あるいはサイド情報の送信を要求しないように、幅広い現代のOFDMプロトコルにおいて結合OFDM信号のPAPRを低減する実際的な方法と装置である。

0024

それぞれが参照されて本明細書に明確に組み込まれる以下の特許は、ピーク電力比の考慮事項に関する。7,535,950;7,499,496;7,496,028;7,467,338;7,463,698;7,443,904;7,376,202;7,376,074;7,349,817;7,345,990;7,342,978;7,
340,006;7,321,629;7,315,580;7,292,639;7,002,904;6,925,128;7,535,950;7,499,496;7,496,028;7,467,338;7,443,904;7,376,074;7,349,817;7,345,990;7,342,978;7,340,006;7,339,884;7,321,629;7,315,580;7,301,891;7,292,639;7,002,904;6,925,128;5,302,914;20100142475;20100124294;20100002800;20090303868;20090238064;20090147870;20090135949;20090110034;20090110033;20090097579;20090086848;20090080500;20090074093;20090067318;20090060073;20090060070;20090052577;20090052561;20090046702;20090034407;20090016464;20090011722;20090003308;20080310383;20080298490;20080285673;20080285432;20080267312;20080232235;20080112496;20080049602;20080008084;20070291860;20070223365;20070217329;20070189334;20070140367;20070121483;20070098094;20070092017;20070089015;20070076588;20070019537;20060268672;20060247898;20060245346;20060215732;20060126748;20060120269;20060120268;20060115010;20060098747;20060078066;20050270968;20050265468;20050238110;20050100108;20050089116;20050089109.

0025

それぞれが参照により本明細書に明確に組み込まれる以下の特許は、ワイヤレス無線周波数通信システムにおける1つ以上のトピックに関する。8,130,867;8,111,787;8,204,141;7,646,700;8,520,494;20110135016;20100008432;20120039252;20130156125;20130121432;20120328045;2013028294;2012275393;20110280169;2013001474;20120093088;2012224659;20110261676;WO2009089753;WO2013015606;20100098139;20130114761;WO2010077118A2.

0026

米国特許第8,582,687号公報

先行技術

0027

「OFDMに対するクリッピングおよびフィルタリングの実行効果(Effects of Clippingand Filtering on the Performance of OFDM)」、X.LiおよびL.J.Cimini、IEEECommun.Lett、2巻、5号、131〜133ページ、1998年5月
「部分送信シーケンスを用いるOFDM信号のピーク平均電力比低減(Peak−to−Average Power Ratio Reduction of an OFDM Signal Using Partial Transmit Sequences)」、L.J.CiminiおよびN.R.Sollenberger、IEEECommun.Lett、4巻、3号、86〜88ページ、2000年3月
「OFDMにおけるピーク平均電力比を低減する部分送信シーケンスの循環シフトおよび時間反転(Cyclic Shifting and Time Inversion of Partial Transmit Sequences to Reduce the Peak−to−Average Ratio in OFDM)」、G.HillおよびM.Faulkner、PIMRC 2000、2巻、1256〜1259ページ、2000年9月
「OFDMにおけるクリッピング雑音を低減する最小クリッピング電力損失スキーム(A Minimum Clipping Power Loss Scheme for Mitigating the Clipping Noise in OFDM)」、Xia Lei、Youxi Tang、Shaoqian Li、GLOBECOM 2003、IEEE、1巻、6〜9ページ、2003年12月
「OFDM用の新規なピーク出力低減スキーム(A Novel Peak Power Reduction Scheme for OFDM)」、S.H.MullerとJ.B.Huber、Proc.PIMRC’97,1090〜1094ページ、1997
「部分送信シーケンスの循環シフトによるOFDMにおけるピーク対平均電力比の推定(Deducing the Peak−to−Average Power Ratio in OFDM by Cyclically Shifting Partial Transmit Sequences)」、G.R.Hill、Faulkner、J.Singh、Electronics Letters、36巻、6号、2000年3月16日

発明が解決しようとする課題

0028

本発明は、異なる周波数帯域において、2つ以上のOFDM信号のキャリアアグリゲーションでTerryの米国特許第8,582,687号(特許文献1)の従来技術を拡張し、一般化する。好ましい実施形態に関しては、結合および送信される第1および第2のOFDM信号を考えると、所与のシンボル期間中、第1のOFDM信号の信号変換候補は、サイド情報なしで受信装置によって復号可能な候補に制限される(図6を参照)。たとえば、送信装置(「送信プロセッサ」)側のデジタルプロセッサは、第1の信号に関して以前に送信されたパイロットシンボルを使用して、受信装置によって生成される同じ仮想パイロットシンボル(参照信号)を補間する。次に、送信プロセッサは、受信プロトコルに準拠する、少なくとも2つのバージョンの第1のOFDM信号を選択することができる。これらの少なくとも2つのOFDM信号バージョンはそれぞれ、従来技術のTerryのアルゴリズムにしたがって、異なる周波数(キャリアアグリゲーション)で第2のOFDM信号と結合することができ、結合信号に関するPAPR(またはその他の性能指数)を評価することができる。このように、最適化は、非許容代替のコンピュータリソースを無駄にせずに、適切な信号候補に限定することができる。

0029

この方法は、複数のサブチャネルに基づき、どの現在または将来の通信システムに関してもOFDMを超えてさらに一般化させることができ、MSMマルチサブチャネル多重化)とラベル化される。典型的には、上記サブチャネルは直交であり、すなわちチャネル間のシンボル間干渉を受けないが、これは絶対的要件ではなく、各種インスタンスでは、上記干渉を解消できるため、有意のドップラー偏移を受ける際、実際の直交性が失われることがある。他方、信号は厳密な直交性なしに定義することができるが、たとえば、ドップラー偏移によって直交信号として受信することができる。

0030

サブチャネルは通常、周波数チャネルであるため、サブチャネルは、周波数の範囲を占めるチャネル内の一連の周波数割当てを表す。しかし、場合によっては、サブチャネルは
、他の割当てに対応してもよい。たとえば、直交周波数分割多重(OFDM)信号でサブチャネルを生成する典型的なスキームは、送信装置で逆高速フーリエ変換(IFFT)を実行して直交周波数サブキャリアを生成することによって信号を復号し、受信装置で高速フーリエ変換(FFT)を実行してサブキャリアからの情報を復号することである。典型的には、全時間および周波数にわたってサブキャリアをまばらに選択してパイロット信号伝送することで、チャネル状態を考慮する受信装置の較正が可能になる。現技術の問題の1つは、OFDM信号全体のタイムシフトが、パイロット信号のタイムシフトおよび周波数サブチャネル配置の状態によっては、パイロット信号を適切に受信できず、パイロット周波数と循環シフトの結合が無効になる可能性を招くことである。したがって、本技術の一態様によると、マルチサブチャネル変調信号の提案された循環シフト案は、受信装置のモデルおよび/または受信装置のチャネル状態に関してテストされて、シンボル期間内で伝送されるパイロット信号の良好な受信との適合性を確保する。

0031

本技術は、送信装置を使用した変換が異なる変換、たとえば、受信装置で実行される対応ウェーブレット変換を有する逆ウェーブレット変換である場合などは、非周波数サブチャネル割当てに拡張することができる。

0032

OFDMと同様、このようなシステムは、通信チャネルの状態を較正するため、受信装置に送信される少なくとも1つのパイロット信号を採用してもよい。チャネル状態は、時間と共にサブチャネルにわたって変動するため(特にマルチパスと干渉のあるモバイルシステムの場合)、パイロット信号は時間の経過と共にサブチャネルに存在する信号データ表現間でインターリーブさせてもよい。典型的には、時間およびある範囲の異なる周波数にわたって、サブチャネルのわずかな部分が、パイロット信号の送信に割り当てられる。これにより、受信装置は、変化する通信チャネルを追跡して、受信データのエラーレートを最小化することができる。実際のエラーレートおよびチャネル状態に応じて、データ通信点在させるパイロット信号の挿入を変更する適応システムを設けてもよい。よって、エラーレートが低いチャネルでは、より少ないパイロット信号を伝送して、より高いピークデータレートを可能にしてもよい。同様に、様々な種類の雑音状態下では、チャネル状態の変化に対処するように提供されるパイロット信号が、エラー矯正信号と交換されて雑音状態に対処する。

0033

さらに、通信プロトコルは、変動するチャネル環境を反映するため、少なくとも1つのパラメータ振幅に加えて)に沿って、受信したデータ表現を変動させるべきである。主要態様は、送信される信号が、この少なくとも1つのパラメータにおいて許容可能な変動も組み込むことができるという認識である。許容範囲許容変動を正確に判定するため、送信プロセッサは、どのように所与の信号に関して受信プロセッサが現在および前のパイロット信号を利用するかをシミュレートしてもよい。2つ以上の信号または帯域が結合される場合(キャリアアグリゲーション)、少なくとも1つのパラメータのこの許容変動に関連する自由度を活用して、別個の適合性基準または性能指数、たとえば、この自由度と共に変動するピーク平均電力比(PAPR)またはビットエラーレート(BER)を最適化することができる。後述の好ましい実施形態では、自由度は、信号の循環シフト(物理路長の変動に対応する)であるが、周波数シフト(ドップラー偏移に匹敵)、位相シフト合成多重路(時間遅延レプリカ)、サブキャリアの直交性からの偏位など、他の変換も可能である。さらに、好ましい実施形態の説明は発明の範囲を全く限定しない。適切な信号変換候補を特定するため、本発明の好ましい実施形態は、「コードブック送信(codebook transmission)」または「コードブック予荷重(codebook pre−weighting)」または「プリコーディング(Precoding)」として従来技術において既知な1セットのデジタル信号処理技術に基づく。コードブック送信は、暗号化をその由来とする。コードブックは、符号化と復号のための参照テーブルを含む。各単語またはは、置き換える際に1つ以上のストリングを有する。より最
近では、プリコーディングという用語は、チャネル状態情報が受信装置から送信装置に送信されて、チャネルの現在の状態に対する送信を最適化する多アンテナ無線通信システムにおいて、閉リープビーム形成技術と関連して使用されている。たとえば、Wikipediaのエントリ「プリコーディング」(en.wikipedia.org/wiki/Precoding)を参照されたい。RFキャリアアグリゲーションのための本方法は閉ループまたは多アンテナシステムに依存すると理解すべきではなく、むしろ類似の数学的手法が適用される。しかし、この類似性のため、効率的なキャリアアグリゲーションと多アンテナおよび閉ループ通信システムとの直接的統合も可能になる。

課題を解決するための手段

0034

コードブック技術は、特定のOFDMプロトコルに関してパイロットシンボルの少なくとも2つの異なる変換に対応するチャネル応答と、パイロットシンボルを使用せずにリソースグリッド内の位置に対する許容チャネル応答と、の参照テーブルを生成することができる。これを図7の概略的フローチャートに示す。許容とは、図8および図9に示すプロセスにより、物理チャネルによる影響を受けず、追加のサイド情報を必要とせずに、受信装置で劣化を最小限にする、あるいは劣化を排除するOFDMデータシンボルを回収できることを意味する。

0035

本システムおよび方法の好ましい実施形態(図10および図11に示す)は、結合マルチチャネル信号の所望のPAPRに対応するタイムシフトを選択するため、所与のシンボル期間、時間領域OFDM信号をメモリバッファに記憶し、OFDM信号の少なくとも1つの循環タイムシフトを実行することによって、PAPRを制御しようとする。ほとんどの場合、PAPRを最小化することが望ましいが、これは技術を限定するものではなく、選択されたタイムシフトは他の基準に基づいてもよい。

0036

なお、各OFDM信号を既知のスキームに応じて予め処理してもよく、各OFDM信号はそれ自体、固有のPAPRを低減するように処理されているが、好ましくは、信号の事前処理は、結合信号の処理と連携させて、最適費用便益を達成する。たとえば、PAPRの高い2つの別個の信号が結合される場合、ピークが異相加算されて相殺され、結果としてPAPRの低い信号となる。したがって、当初の入力OFDM信号を変更する未連携の試みは、便益が制限されることがある。

0037

なお、さらに、本システムは、異なる受信装置または複数セットの受信装置に対して一般的に方向付けられる、フォーマット化されたOFDM信号を個々に結合しようと試み、これらのセットは通常、相互に連携されていない。たとえば、セルラー送受信システムでは、基地局は何百または何千の携帯電話サービスを供給し、各電話が単独のOFDMブロードキャストチャネル監視し、基地局が複数のOFDMチャネルにサービスを供給する。なお、各セットのOFDMサブキャリアは直交するが、別個のOFDM信号とそれらのサブキャリアは通常、相互に直交する。OFDM信号は、隣接する、あるいはずれているチャネルに位置するため、OFDM信号間の相対位相変化が1回のシンボル期間で発生する可能性がある。したがって、PAPRは、シンボル期間全体にわたって検討しなければならない。

0038

実際には、該方法の別の実施形態によると、最適化に関して解析されるのが信号のPAPRではなく、受信装置での推定エラーである。よって、結合信号のPAPRがシンボル期間の一部でのみ高い場合、PAはそのとき、信号を歪ませるかクリップするが、他の大半の部分では、結合信号は仕様内に収まり、その結果、低いエラー確率となる可能性の高い許容送信が生じる場合がある。事実、場合によっては、エラー確率は、絶対ピークが低い信号よりも低くなることがある。したがって、ある範囲の起こり得る変動にわたって、送信装置信号処理路の一部として、特定の受信装置に対する特定の通信チャネル障害や、
ドップラー偏移(たとえばリターン路特性の解析によって判定することができる)のためのマージンを含むことのできる受信装置のモデルを採用することによって、単にPAPRを最小化するよりも、優れた性能を入手することができる。

0039

受信装置モデルは、通信プロトコルに準拠する理想的な受信装置の主要機能だけでなく、任意で、起こり得る不良状態モデルのチャネル状態モデルまたは範囲を実行しようと試みる。OFDM受信装置の場合、受信した信号がたとえばベースバンドに復号され、FFTが適用されて、サブバンド周波数ビンに分割する。いくつかの時間フレームおよびいくつかのサブバンドでは、所定のプロトコルに応じて、パイロット信号がデータの代わりに挿入される。少数のパイロット信号がOFDM信号から抽出される場合、Goertzelアルゴリズムも使用することができる。受信装置は、これらのパイロット信号がどこで発見されるべきかを知っており、チャネル状態を示す各種歪みに関してこれらの信号を個々に解析する。チャネル状態はデータフレームに対して緩やかに変化するため、パイロット送信はまばらにしてもよく、いくつかのデータフレームはパイロット信号を含んでいない場合がある。通常、パイロット信号は通常、異なる周波数ビンに拡散されて、チャネル全体にわたって状態をマッピングする。次いで、残りの周波数ビンが解析されて、サブバンドデータを抽出する。パイロット信号を使用して、情報サブバンドからデータの復調訂正する、すなわち、ドップラー偏移などがある場合に周波数ビンの境界を較正してもよい。

0040

OFDM信号が循環シフトされると、受信装置にとってはタイムシフト(遅延)に似て見える。したがって、循環シフトは、シンボル間の時間遅延の許容変化の範囲内で、受信装置に許容可能である。したがって、受信装置モデルは、タイムシフトの過去の状態をメモリに保持して、タイムシフトの連続変化許容性を制御する。

0041

該モデルによると、各種パイロット信号が大きく破損している場合、データはOFDM信号から信頼性高く復号することができず、たとえばパケット再送信がリクエストされる。したがって、本技術による送信装置での受信装置モデルでは、変更されたOFDM信号、たとえば、OFDM信号の巡回シフト表現が解析されて、OFDMシンボルのストリームに含まれるパイロット信号が適切に検出され、それにより、実際の通信チャネルを通じて実際の受信装置によって適切に検出されるように確保する。

0042

別の実施形態によれば、本モデルは、予め適用されるタイムシフト(循環シフト)に基づき、少なくとも1つの参照テーブルを用いて実行される。受信装置が、連続シンボルまたはデータブロック間でタイムシフトに特定のマージンを有すると仮定すると、参照テーブルは、連続シンボルまたはブロックに可算または連続シンボルまたはブロックから減算されるが、いまだ受信装置の動作範囲内に収まる許容遅延範囲を推定することができる。本モデルによると、復調それ自体は必要ではない。参照テーブルは場合によっては予め決定してもよいが、適合的にすることもできる。例えば、異なる受信装置は、異なる形で規格を実行し、遅延の変動に対して異なる許容誤差を設定してもよい。受信装置の識別は送信装置で得られないため、機能の範囲を示すように再送信リクエストを送ることによって、通信セッションの最初に許容遅延の範囲をテストすることが簡便なことがある。なお、再送信リクエストなどの、受信装置から送信装置へのパケットは、相対速度(ドップラー偏移)などの、チャネル状態の特性に関して解析してもよい。

0043

別のオプションでは、たとえばIEEE−802 OFDM規格、WiFi、WiMax、DAB、DVB、非直交多アクセススキーム、3G、4G、または5Gセルラー通信、LTEまたはLTE拡張信号、などの基準プロトコルから逸脱するが、標準的なまたは特定の受信装置の予測BER(ビットエラーレート)を大幅に増大させないように、期間の全部または一部で、OFDM信号を変更する。PAPRがシンボル期間の短い間で高い
場合、たとえば、シンボル期間の一部、1つ以上のサブキャリアが排除または変更されている場合、PAPRは許容可能であり、受信装置での信号は、BERを大幅に増大させずに標準的な受信装置を用いて復号されるのに十分な情報を有しており、送信装置は、復調に必要な変更を特定するサイド情報を送信する必要なく、上記変更を行うことができる。別の起こり得る偏位は、たとえば、受信装置の許容誤差内で、周波数シフトと同等のドップラー偏移の範囲内で動作する、周波数シフト信号(直交性基準にやや違反する)に対する偏位である。

0044

2つのOFDM信号が図10のように結合されると考える。簡潔にするため、信号1(S1)を参照信号とし、信号2(S2)を変更信号と呼ぶ。各OFDMシンボル期間中、各信号に対するベースバンド・デジタル・データ・ビットはメモリに記憶される。プリアンブルが除かれるが、サイクリックプレフィックスCPは残ると仮定する。本発明の一実施形態に関して図10に示すように、参照信号SI用のビットは先入れ先出し(FIFO)シフトレジスタ(SR)に記憶される。変更信号S2の対応ビット巡回シフトレジスタ(CSR)に記憶されるため、含まれるデータをプログラムの制御下で回転させることができるように構成される。両信号用のデータは、デジタルデータレートにわたって増加されるサンプリング周波数デジタルフォーマットを維持しつつ、まず中間周波数(IF)にアップコンバートされ、その後、結合(追加)される。次に、結合IF信号はPAPRテストを受けて、ピーク電力レベルが許容可能であるか否か、あるいは他の実施形態では、他の基準が満たされるか否かを判定する。これは、たとえば9dBのPAPRに相当するであろう。テストに合格すれば、結合OFDMシンボルのデータビットが読み出された後、全OFDMフレームに再度集められ、PA内のさらなる増幅と送信のために全RFまでアップコンバートされる。別の実施形態によれば、結合データの結合されたOFDM表現がそれ自体、アップコンバージョンのソースである。

0045

より一般的には、所望の基準を達成するパラメータ変換(相対タイムシフト)が判定されると、最終信号はパラメータまたは結果として生じる表現に応じて公式化され、パラメータまたは結果として生じる表現は、ベースバンド信号のデジタルデータビットまたはその変換形式とすることができるが、後者の場合、システムは、いくつかが重複または破損しているデータに一連の変換を実施して、許容可能または最適なデータを求める。いったんそれが発見されれば、一連の変換を再度繰り返す必要はない。同様に、最初のデジタルデータに戻り、決定された一連の変換を繰り返すというオプションでは、やや異なる表現をレジスタに形成することができる。例えば、ある表現を簡易化する、あるいは予歪を付与して、結合テストにおけるアナログコンポーネント性能を検討することができる。

0046

さらに一般的には、該技術によると、結合される各信号には、増分的に、アルゴリズムで、ランダムに、またはその他の形で変動する可能性のある、ある範囲の1つ以上の許容パラメータが提供され、起こり得る結合の少なくとも一部が、1つ以上の基準との準拠に関してテストおよび/または解析され、その後、OFDM信号の結合が、より大きなセットの利用可能なパラメータから選択されたパラメータを用いて実行される。このパラメータ変動とテストは、超伝導論理回路などの高速デジタル回路を直列に用いて、あるいは、必要に応じて低速の論理回路を並列に用いて実行することができるが、光学コンピュータ、プログラム可能論理アレイ、超並列コンピュータ(たとえば、nVidia TeslaR(登録商標)GPU、ATIRadeon R66、R700などのグラフィックプロセッサ)などを含む他の技術を適宜、および/または必要に応じて採用することができる。たとえば、多数の個々の受信装置が送信装置最適化の一環としてモデル化される場合のように、多数の複雑な計算が特別な高速プロセッサを主に利用する場合、超伝導デジタル回路の使用が有益であろう。

0047

好ましい実施形態では、パラメータ範囲全体にわたるテストのどの状態でも、テストに
合格しなければ、制御信号がレジスタ、たとえば、CSRにフィードバックされて、変更信号S2のデータビットを回転させる。その後、シフトされたデータが従来のように最初に記憶されたデータと結合されて、PAPRが再テストされる。PAPRテストに合格するまで、これが繰り返される。ステップの類似のシーケンスが図10に示されており、プリアンブルが削除され、シーケンスの最後に再添付されることが明示されている。なお、場合によっては、テストは並列して適用してもよく、したがって、厳密な反復テストは不要である。このため、複雑さが増すことなく、低速論理回路を使用することができる。同様に、各相対タイムシフトで、二次パラメータも企図することができる。

0048

たとえば、最適な結合の二次的な検討事項は、帯域内(フィルタリング不能)相互変調歪みとしてもよい。よって、基本パラメータ変動毎に、たとえば、電力および/または推定BERとして表される予測帯域内相互変調歪みを算出することができる。この考慮事項は、閾値を付与する、あるいは許容PAPR範囲内で簡易な線形結合費用関数」を最適化することによって、PAPRと融合してもよい。

0049

このShift−and−Addプロセス(SAA)ではいくらかの遅延が生じる場合があるが、すべての反復を含む全判定アルゴリズムにかかる時間は、拡張シンボル時間T+ΔTを超過してはならない。図4および10で直列判定プロセスについて説明した。上述のように、場合によっては、プロセスをより迅速に完了させるため、異なるシフトの複数のCSRと複数の並列PAPRテストとを用いて、このプロセスの一部を並列に実行することが好ましい。これは、並列メモリ(ここではRAMとして示す)を示唆する図11に示され、各メモリが適切なタイムシフトを有し、最小PAPRが選択されてRFサブシステムに送られる。回路速度と複雑性との最適なトレードオフが、好適な構造を決定する。

0050

状況によっては、最適結合信号の探索は、莫大計算リソースを必要とする。実際、許容可能な結果を実現しながら、サーチを制限するためにヒューリスティックが利用可能である。APR最適化の場合、目的は通常、限定された、低確率の、シンボルの「最悪ケース」の結合に関してテストすることである。生デジタルデータが利用可能な場合、参照テーブルを採用して、不良結合に関してテストし、その後、所定の変更に応じて対処することができる。しかし、複雑なシンボルの多路結合の場合、この参照テーブルは実現不能である。一方、個々のOFDM波形はそれぞれ、ピーク、たとえば平均より6dB超に関してサーチすることができ、信号のこれらの部分が解析されて、他のOFDM信号のピークと時間的に一致しているか否かを判定する。ピークが一時的に同期されていない場合、非許容ピークは最終的な結合信号とならないと推定される。この方法は、統計的に許容可能である、すなわち、それ自体相対ピークであるOFDM波形の部分のみが、OFDM信号の結合における大きなピークに寄与する、と推定する。この方法は、一連のパラメータ変動の連続テストを回避し、むしろ、バイナリ閾値状態の最悪ケースの重畳を回避する。

0051

これらの図面は2つのOFDMチャネルの結合に関してPAPRを低減するケース焦点を当てているが、この方法は2つのチャネルに限定されない。3つ以上のチャネルは、巡回タイムシフト、その後のPAPRテストの類似の方法によって最適化することができる。さらに、循環シフトが提案される方法の好ましい実施形態として示されているが、これは、より一般的な信号変換の特定例を表すことを目的とする。同じ情報を符号化する上記変換は、同じ目的を供する追加サイド情報を送信せずに、受信装置によって復号することができる(エラーなし)。上記変換の特定は、無線信号通信システムに関する現在および将来のプロトコルの詳細に依存する。

0052

最後に、コードブックLUTと信号変換を他のデジタル方法に組み込んで、予歪(電力増幅器の非線形性を補整する)や多アンテナ送信(MIMO)などの信号忠実度を向上さ
せてもよい。このように、本発明のキャリアアグリゲーション方法は新規なアプローチを採り入れて、データレートを高め、雑音を減らすことができる。

0053

したがって、目的は、少なくとも1つのマルチサブチャネル多重(MSM)信号と別の信号との結合を表す結合された波形の制御方法を提供することであり、該方法は、所定のプロトコルにしたがい、送信装置から受信装置へ少なくとも1つのMSM信号を通じて伝達される情報を受信し、MSM信号が、時間の少なくとも一部、少なくとも1つのサブチャネル内に、伝達される情報と十分無関係な所定の特性を有するパイロット信号を含み、変動する通信チャネル状態に関して、受信装置に通信チャネル状態を予測させることと、MSM信号と他の信号との結合に関して受信装置のモデルをメモリに記憶し、モデルが、結合状態の変更を表すある範囲の少なくとも1つのパラメータにわたって、情報を復号する受信装置の機能と、チャネル状態を予測する受信装置の機能を予測することと、自動プロセッサを用いて、受信装置が前記チャネル状態に関して十分に推定し個々のサブチャネルから情報を復号するように予測され、前記受信装置のチャネル状態に関する推定と異なる少なくとも1つの適合性基準をさらに満たす、MSM信号と他の信号との結合を定義し、少なくとも1つの可変パラメータの少なくとも2つの異なる値に関して、MSM信号と他の信号の両方に依存することと、を備える。

0054

別の目的は、所定のプロトコルにしたがい、送信装置から受信装置に伝達される少なくとも1つのマルチサブチャネル多重(MSM)信号と別の信号との結合を表す結合された波形を制御するシステムを提供することであり、MSM信号は、少なくとも1つのサブチャネル内で、期間の少なくとも一部、伝達される情報と十分に関係ない所定の特性を有し、変動する通信チャネル状態に関して受信装置に通信チャネル状態を予測させるパイロット信号を含み、該システムは、メモリに記憶される受信装置のモデルであって、メモリ内の以前の通信およびMSM信号と他の信号との結合に応じて、結合状態の変更を表すある範囲の少なくとも1つのパラメータにわたって、情報を復号する受信装置の機能とチャネル状態を予測する受信装置の機能とを予測するモデルと、MSM信号と他の信号との結合を定義する自動プロセッサであって、該結合が、受信装置がチャネル状態に関して十分に推定し個々のサブチャネルから情報を復号するように予測され、受信装置のチャネル状態に関する推定と異なる少なくとも1つの適合性基準をさらに満たし、少なくとも1つのパラメータの少なくとも2つの異なる値に関して、MSM信号と前記変調信号の両方に依存する自動プロセッサと、を備える。

0055

別の目的は、個々のサブチャネルで変調される情報を有する少なくとも1つのマルチサブチャネル多重信号と変調信号との結合を表す結合された波形の制御方法を提供することであって、該方法は、所定のプロトコルにしたがい、送信装置から受信装置へ少なくとも1つのマルチサブチャネル多重信号を通じて伝達される情報を受信し、マルチサブチャネル多重信号が、少なくとも1つのサブチャネル内で、期間の少なくとも一部、伝達される情報と十分に関係ない所定の特性を有し、変動する通信チャネル状態に関して受信装置に通信チャネル状態を予測させるパイロット信号を含むことと、マルチサブチャネル多重信号と変調信号との結合に関して受信装置のモデルをメモリに記憶し、モデルが、結合状態の可能な変更を表すある範囲の少なくとも1つのパラメータにわたって、情報を復号する受信装置の機能とチャネル状態を予測する受信装置の機能を予測することと、自動プロセッサを用いて、前記結合信号を定義し、前記結合信号が、受信装置が前記チャネル状態に関して十分に推定し個々のサブチャネルから情報を復号するように予測され、前記受信装置のチャネル状態に関する推定と異なる少なくとも1つの適合性基準をさらに満たし、前記少なくとも1つのパラメータの少なくとも2つの異なる値に関して、前記マルチサブチャネル多重信号と前記変調信号の両方に依存することと、を備える。

0056

別の目的は、個々のサブチャネルで変調される情報を有する少なくとも1つのマルチサ
ブチネル多重信号と変調信号との結合を表す結合された波形を制御するシステムを提供することであって、該システムは、所定のプロトコルにしたがい、送信装置から受信装置へ少なくとも1つのマルチサブチャネル多重信号を通じて伝達される情報を受信する入力であって、マルチサブチャネル多重信号が、少なくとも1つのサブチャネル内で、期間の少なくとも一部、伝達される情報と十分に関係ない所定の特性を有し、変動する通信チャネル状態に関して受信装置に通信チャネル状態を予測させるパイロット信号を含む入力と、チャネル状態を推定し、マルチサブチャネル多重信号と変調信号との結合から情報を復号する機能に関して、受信装置のモデルを記憶するメモリと、マルチサブチャネル多重信号と変調信号との結合が異なり、少なくとも1つのパラメータに関して異なる複数の代替表現を定義し、少なくとも1つのパラメータが、受信装置によってチャネル状態を推定する機能を損なう少なくとも1つの値を含む範囲を有する少なくとも1つの自動プロセッサであって、受信装置にチャネル状態を十分に推定させ、結合の異なる定義された複数の代替表現に関して、個々のサブチャネルから情報を復号するモデルに基づき予測される、マルチサブチャネル多重信号と変調信号との少なくとも1つの結合を選択する自動プロセッサと、を備える。

0057

さらに別の目的は、所定のプロトコルにしたがい、送信装置から受信装置に伝達される少なくとも1つのマルチサブチャネル多重信号と変調信号との結合を表す結合された波形の制御システムを提供することであり、前記マルチサブチャネル多重信号が、時間の少なくとも一部、少なくとも1つのサブチャネル内に、伝達される情報と十分無関係な所定の特性を有するパイロット信号を含み、変動する通信チャネル状態に関して、受信装置に通信チャネル状態を予測させ、該システムは、メモリに記憶される受信装置のモデルであって、メモリ内の以前の通信およびマルチサブチャネル多重信号と他の信号との結合に応じて、結合状態の変更を表すある範囲の少なくとも1つのパラメータにわたって、情報を復号する受信装置の機能とチャネル状態を予測する受信装置の機能とを予測するモデルと、マルチサブチャネル多重信号と変調信号との結合を定義する自動プロセッサであって、該結合が、受信装置がチャネル状態に関して十分に推定し個々のサブチャネルから情報を復号するように予測され、受信装置のチャネル状態に関する推定と異なる少なくとも1つの適合性基準をさらに満たし、少なくとも1つのパラメータの少なくとも2つの異なる値に関して、マルチサブチャネル多重信号と変調信号の両方に依存する自動プロセッサと、を備える。

0058

別の目的は、複数の信号を個々の複数のチャネルにおいて結合する装置を提供することであり、各信号は、チャネル内に1セットの並行位相および/または振幅調整成分を備え、該装置は、複数の信号のそれぞれを定義する情報を受信し、複数の異なる方法で少なくとも1つの信号の表現を変換し、各変換表現が同じ情報を表し、各変換表現と、少なくとも1つの他の信号を定義する情報との個々の結合を、少なくとも2つの異なる適合性基準に関して解析し、少なくとも2つの異なる適合性基準に関する分析により適合する少なくとも1つの結合を選択するプロセッサと、選択された少なくとも1つの結合の識別、選択された少なくとも1つの結合、選択された少なくとも1つの結合を定義する情報のうちの少なくとも1つを提示する出力ポートと、を備え、基準の少なくとも1つが、通信チャネルのチャネル状態を推定する受信装置の予測機能に関し、少なくとも1つの変換表現が、通信チャネルのチャネル状態を良好に推定する受信装置の機能を損なう。

0059

さらに別の目的は、複数の信号を複数の各自チャネルで結合する装置を提供することであり、各信号がチャネル内に1セットの位相および/または振幅変調直交周波数成分を含み、該装置が、複数の直交周波数多重信号成分として表される複数の信号をそれぞれ定義する情報を受信し、少なくとも2つの異なる方法で少なくとも1つの信号の表現を変換し、各変換表現が同じ情報を表し、少なくとも2つの異なる適合性基準に関して、複数の信号の複数の異なる結合を解析し、複数の表現のそれぞれが少なくとも2つの異なる変換に
より少なくとも1つの信号の代替表現を含み、少なくとも2つの基準のそれぞれを満たす解析に基づき結合を選択するプロセッサと、選択された結合の識別、選択された結合、選択された結合を定義する情報のうち少なくとも1つを提示する出力ポートと、を備え、基準の少なくとも1つが、表現内のパイロットシーケンスに基づき通信チャネルのチャネル状態を推定する受信装置の予測機能に関し、表現の少なくとも1つの変換が、情報を復号するためにチャネル状態を良好に推定する受信装置の機能を損なう。

0060

別の目的は、それぞれが複数の信号成分を有し、情報を伝達する少なくとも2つの信号の結合を表す結合された波形を制御する装置を提供することであり、該装置が、少なくとも2つの信号を定義する情報を受信する入力ポートと、周波数と共に変動し、時間の経過と共に選択的に伝達されるパイロット信号情報と共に、第1の信号をある範囲の変換内の伝達された情報の少なくとも2つの表現に変換し、変換パラメータとパイロット信号情報との結合が禁止されたチャネル状態を有する受信装置を推定させ、第1の信号と第2の信号の変換表現を結合し、伝達された情報を表す少なくとも2つの代替結合を定義し、所定の基準を満たし受信装置にチャネル状態を少なくとも推定させる1つの結合を選択する自動プロセッサと、所定の基準を満たす変換表現の選択された1つの結合を含む個々の結合された波形を表す情報を出力する出力ポートと、を備える。

0061

複数セットの結合された波形を形成してもよく、各結合された波形は少なくとも1つのパラメータの値毎に、マルチサブチャネル多重信号と変調信号との結合を表し、この定義には、少なくとも1つの適合性基準を満たす個々の定義された波形を選択することが含まれる。変調信号は第2の情報(インテリジェンスまたは疑似ランダム雑音シーケンスであってもよい)で変調され、自動プロセッサは、第2の情報を変調信号から復調させるために予測されるように、マルチサブチャネル多重信号の結合を変調信号でさらに定義してもよい。

0062

MSM信号はたとえば、直交周波数多重信号であってもよいが、それに限定されない。特に、サブキャリアは直交する必要はなく、また、周波数に応じて分布させる必要はないが、このような構成は、特に受信装置が標準的なOFDM受信装置である限り好ましい。MSM信号はウェーブレット符号化信号であってもよく、その場合、離散ウェーブレット変換DWT)と対応する逆ウェーブレット変換(IWT)は通常、OFDM通信内で採用されるFFTおよびIFTを置き換える。直交性制約条件は、推定状態における受信装置が、制約条件を厳密に満たさずに情報を復号できるように緩和させてもよい。

0063

一般に、MSM信号は、モバイル受信装置に伝達され、モバイル受信装置によって受信されることを意図しているため、通信プロトコルは様々な種類の干渉と歪みへの許容誤差を提供する。たとえば、時間変動するマルチパスやドップラー偏移などは許容可能である。現技術は、ビットエラーレートまたはデータスループットレート(パケットの再送信、およびエラー検出および修正(EDC)コード負荷に依存する)を算出し、結合信号を最適化することによって、許容誤差に関して受信装置をモデル化することができる。

0064

複数の信号はそれぞれ、直交周波数分割多重信号を含んでいてもよい。可変パラメータの異なる値に基づき、第1の結合と第2の結合は、(a)第2の信号に対する第1の信号の周波数成分の変調の相対タイミングと、(b)第2の信号に対する第1の信号の周波数成分の相対位相と、のうち少なくとも1つにおいて異ならせてもよい。少なくとも1つの基準はピーク対平均電力比(PAPR)を含んでもよい。選択される少なくとも1つの結合は、閾値ピーク対平均電力比より下の結合を含んでいてもよい。

0065

少なくとも1つの適合性基準はピーク対平均電力比(PAPR)を含んでいてもよい。

0066

信号は、直交周波数分割多重(OFDM)信号を含んでいてもよい。少なくとも1つの
信号は、IEEE802.11プロトコル、IEEE802.16プロトコル、3GPP−LTEダウンリンクプロトコル、LTE拡張プロトコル、DABプロトコル、DVBプロトコルから成る群から選択される少なくとも1つのプロトコルに準拠する直交周波数分割多重ストリームであってもよく、少なくとも1つのプロトコルに準拠する受信装置は、プロトコル外で追加情報を送信する必要なく、少なくとも2つのそれぞれ異なる結合を復号することができる。

0067

可変パラメータの少なくとも2つの異なる値は、変調シーケンス内の循環タイムシフトにおいてそれぞれ異なる信号に対応させてもよい。

0068

可変パラメータの少なくとも2つの異なる値は、変調シーケンス内の循環タイムシフトにおいてそれぞれ異なる信号に対応させてもよく、少なくとも1つの適合性基準はピーク対平均電力比(PAPR)を含んでいてもよい。結果的に最低ピーク対平均電力比、または閾値未満のピーク対平均電力比となる代替表現が、結合のために選択されてもよい。

0069

約125MHz未満の周波数で中間周波数、および定義された信号の結合の約500MHz超の周波数で無線周波数表現の少なくとも1つに予歪を付与してもよい。

0070

自動プロセッサは超伝導デジタル論理回路を備えていてもよい。もしくは、自動プロセッサは、シリコン技術、超伝導デジタル論理回路、またはその他の種類の論理回路に実装される、プログラム可能論理装置、プログラム可能論理アレイ、CPLD、RISCプロセッサCISCプロセッサ、SIMDプロセッサ汎用グラフィック処理部(GPGPU)などを備えていてもよい。

0071

適合性基準を満たすことは、個々の結合の動的範囲に関して解析すること、信号の1つに対して参照受信装置設計の予測エラーレートに関して解析すること、結合された波形のピーク対平均電力比および受信装置の予測エラーレートに関して解析すること、あるいは、結合された波形のクリッピング歪みを解析することと、を備えていてもよい。

0072

結合された波形は、コンポーネント信号のいずれかの対応データレートよりも高いデータレートでサンプリングされるデジタル表現、または、たとえば結合信号の中間周波数表現のデジタル表現であってもよい。

0073

結合された波形を生成することは、デジタルベースバンド信号を選択された結合信号に変換する1セットのパラメータを出力することを備えていてもよい。

0074

該方法は、選択された結合信号の中間周波数と無線周波数表現のうちの少なくとも1つに予歪を付与することをさらに備えていてもよい。予歪は、選択された結合信号を用いて通信するアナログ無線通信システムのアナログ非線形性、送信チャネル不良、受信特性のうちの1つ以上の少なくとも一部を補整してもよい。予歪は、選択された結合信号を増幅する電力増幅器の非線形歪みを補整してもよい。

0075

少なくとも2つの信号はそれぞれサイクリックプレフィックスを有する直交周波数領域多重信号を含み、2つの代替表現は個々の循環タイムシフトにおいて異なる。

0076

少なくとも2つの信号をそれぞれ、通信プロトコルに準拠する直交周波数分割多重信号として受信してもよく、信号の少なくとも1つは少なくとも2つの代替表現を生成するように変更してもよく、少なくとも1つの適合性基準は、結合信号のピーク対平均電力比を含んでもよく、選択された結合信号は、最低ピーク対平均電力比または所定の閾値未満のピーク対平均電力比を表す結合信号である。

0077

受信装置モデルは、適合性基準にしたがい、将来の評価のために選択される可変パラメータの許容値を定義する際、以前のパイロット信号を組み込んでもよい。

0078

可変パラメータの許容値の選択は、適応参照テーブルメモリを用いて実行してもよい。自動プロセッサは、少なくとも1つの結合の選択のために、参照テーブルから値を検索するように構成してもよい。

0079

受信装置モデルは前のパイロット信号を外挿して、現在のパイロット信号が利用できない期間、参照信号を生成してもよい。

0080

バッファメモリは、送信のための好適な結合が定義されるまで、入力信号を記憶するために使用してもよい。バッファメモリは少なくとも1つのシフトレジスタを含んでいてもよい。

0081

結合のための適合性基準の評価は、可変パラメータの異なる値に対して並列に実行してもよい。

0082

自動プロセッサはプログラム可能ゲートアレイを備えていてもよい。

0083

少なくとも2つの信号をそれぞれ、通信プロトコルに準拠する直交周波数分割多重信号として受信してもよく、信号の少なくとも1つは少なくとも2つの代替表現を生成するように変更してもよく、各代替表現は、通信プロトコル外で追加情報を受信する必要なく、プロトコルに準拠する受信装置によって復号可能であり、少なくとも1つの基準は結合信号のピーク対平均電力比を含んでいてもよい。少なくとも1つの基準は、結合信号のピーク対平均電力比を含んでいてもよい。選択される結合信号は、最低ピーク対平均電力比、または閾値レベル内のピーク対平均電力比を表す結合信号であってもよい。

0084

MSM信号は、情報を同時に伝達する、異なる周波数で複数のサブキャリアを有する直交周波数多重(OFDM)信号であってもよい。MSM信号と他の信号はそれぞれ、異なる通信周波数チャネル内にあり、非線形歪みを有する少なくとも1つのアナログ信号処理コンポーネントにおいて結合アナログ信号として処理してもよい。MSM信号は、異なる時点で、異なる周波数で複数のサブキャリアにパイロット信号を選択的に挿入して、チャネル状態を推定する所定のプロトコルに準拠してもよい。少なくとも1つのパラメータは、MSM信号を表すデジタルデータの循環シフトを含んでいてもよく、モデルは、OFDMプロトコルに準拠する受信装置の機能を予測して、パイロットを検出し、少なくとも2つの異なる循環シフトを条件としてチャネル状態を推定してもよい。少なくとも1つの適合性基準は、アナログ信号処理コンポーネントにおけるマルチサブチャネル多重信号と他の信号との結合の非線形歪みに依存させてもよい。

0085

別の目的は、複数の信号成分を有する少なくとも2つの信号の結合を表す結合された波形を制御する装置を提供することであって、該装置は、少なくとも2つの信号を定義する情報を受信するように構成される、
入力ポートと、各信号を定義する情報を複数のコンポーネントを有する表現に変換するプロセッサであって、少なくとも1つの信号が、受信装置にチャネル状態を推定させる追加情報と共に同じ情報の代替表現を有し、情報が、代替表現を用いて変換情報を結合し、所定の基準を満たし、受信装置にチャネル状態を推定させる少なくとも1つの結合を定義し、変換が、受信装置にチャネル状態を変換させることができない少なくとも1つの代替表現を定義するように適合されるプロセッサと、基準を満たす少なくとも2つの信号のそれぞれから、変換情報の結合を含む個々の結合された波形を表す情報を出力する出力ポートと、を
備える。

0086

よって、送信装置は、結合が第1の基準に違反するように信号を結合してもよいが、第1の基準に違反せずに結合を変更することによって、同じ情報を結合してもよい。しかし、変更された結合は、未変更の結合は通常違反しない第2の基準に違反することがある。プロセッサは、範囲のサーチに必要とされる、第1の基準と第2の基準の両方を満たす変更を発見しようと試みる。第2の基準は、受信装置を較正し、たとえば受信装置にチャネル状態を推定させるパイロット情報の、送信装置から受信装置への伝達に関する。パイロット信号はまばらに結合信号に挿入してもよく、受信装置は、一連のデータフレームにわたって伝達される一連のパイロット信号に基づきチャネル状態を推定してもよい。

0087

変換情報の第1の結合と第2の結合は、(a)第2の信号に対する第1の信号の周波数成分の変調の相対タイミングと、(b)信号の周波数成分の相対位相と、のうち少なくとも1つにおいて異ならせてもよく、少なくとも1つの基準はピーク対平均電力比(PAPR)を備えていてもよい。少なくとも1つの信号は、IEEE802.11プロトコル、IEEE802.16プロトコル、3GPP−LTEダウンリンクプロトコル、DABプロトコル、DVBプロトコルから成る群から選択される少なくとも1つのプロトコルに準拠する直交周波数分割多重ストリームであってもよく、少なくとも1つのプロトコルに準拠する受信装置は、プロトコル外で追加情報を送信する必要なく、少なくとも2つのそれぞれ異なる結合を復号することができる。変換表現はそれぞれ、変調シーケンス内の循環タイムシフトで異ならせてもよい。少なくとも2つの基準はピーク対平均電力比(PAPR)を含み、閾値最大ピーク対平均電力比内で、結果的に最低ピーク対平均電力比を生じる代替表現が、結合のために選択される。

0088

少なくとも2つの代替表現は、変調シーケンス内の循環タイムシフトにおいてそれぞれ異なっていてもよく、少なくとも1つの基準がピーク対平均電力比(PAPR)を含んでいてもよく、結果的に最低ピーク対平均電力比を生じる代替表現が結合のために選択される。

0089

プロセッサは、超伝導デジタル論理回路と複合プログラム可能論理装置(CPLD)のうちの少なくとも1つを備えていてもよい。

0090

出力ポートは、周波数変更なしで、結合信号のデジタル表現から、送信用に適合される無線周波数アナログ信号への直接変換として、選択された結合信号を出力するように構成してもよい。

0091

プロセッサは、選択された結合信号の中間周波数と無線周波数表現の少なくとも1つに予歪を付与するようにさらに構成してもよい。

0092

予歪は、選択された結合信号を用いて通信するアナログ無線通信システムのアナログ非線形性、送信チャネル不良、受信特性のうちの1つ以上の少なくとも一部を補整してもよい。

0093

信号は直交周波数分割多重信号を含んでいてもよい。変換情報の第1の結合と第2の結合は、(a)第2の信号に対する第1の信号の周波数成分の変調の相対タイミングと、(b)信号の周波数成分の相対位相と、のうち少なくとも1つにおいて異ならせてもよい。少なくとも1つの基準はピーク対平均電力比(PAPR)を含んでもよい。選択された結合は、最低ピーク対平均電力比との結合を含んでもよい。

0094

変換表現はそれぞれ、変調シーケンスにおける循環タイムシフトで異ならせてもよく、
直交周波数分割多重信号は、IEEE802.11プロトコル、IEEE802.16プロトコル、3GPP−LTEダウンリンクプロトコル、DABプロトコル、DVBプロトコルから成る群から選択される少なくとも1つのプロトコルに準拠し、少なくとも1つのプロトコルに準拠する受信装置は、プロトコル外で追加情報を送信する必要なく、少なくとも2つのそれぞれ異なる結合を復号することができ、各変換表現は、変調シーケンスにおける循環タイムシフトでそれぞれ異なり、少なくとも1つの基準はピーク対平均電力比(PAPR)を含み、結果的に最低ピーク対平均電力比となる代替表現が、結合のために選択される。プロセッサは、超伝導デジタル論理回路と複合プログラム可能論理装置(CPLD)のうちの少なくとも1つを備えていてもよい。プロセッサは、増幅器のモデルで個々の結合の非線形歪みを解析し、選択された結合の少なくとも1つのコンポーネントと、選択された結合に予歪をさらに付与してもよい。

0095

以下の詳細な説明と図面を参照すれば、他の目的が自明になるであろう。

図面の簡単な説明

0096

周波数領域および時間領域における直交周波数領域多重チャネルの典型的な挙動を示す図である。
周波数領域および時間領域における直交周波数領域多重チャネルの典型的な挙動を示す図である。
LTE用のプロトコルによりパイロットシンボルの典型的な位置を示す、OFDMチャネルの時間周波数リソースグリッドを表す図である。
ダブルアップコンバージョン方法を用いる、送信装置における2つのOFDMチャネルの結合を示す図である。
どのように2つのOFDMチャネルが結合できるかを示す単純なブロック図であり、1つのOFDMチャネルのデータビットは、ピーク平均電力比(PAPR)を低減するために循環シフトすることができる。
送信装置にshift−and−addアルゴリズム、受信装置にパイロット位相トラッカを組み込むOFDM通信システムのブロック図である。
図2に示すようにリソースグリッド用のSAAアルゴリズムを可能にするOFDM通信システムのブロック図である。
本発明の一般化されたキャリアアグリゲーション方法の上位フローチャートである。
受信装置が図2に示すようにパイロットシンボルのアレイに基づき等化リソースグリッドを生成するOFDM通信システムのブロック図である。
図2に示すようにパイロットシンボルのアレイを用いて受信装置でリソースグリッドを等化するプロセスを表すブロック図である。
結合信号のPAPRを低減するため、1チャネルのデータの循環シフトを伴う、2つのOFDMチャネルの構造を示す図である。
OFDMチャネルからのデータの複数のシフトレプリカのメモリ記憶を示すブロック図であり、1つのレプリカの選択が結合信号のPAPRの最小化に対応する。
雑音が追加されていない、シミュレートされたOFDM受信信号に関する通常の64QAコンステレーション図である。
雑音が追加された、シミュレートされたOFDM受信信号に関する64QAMコンステレーション図である。
本発明の方法でPAPRを低減した、シミュレートされたOFDM信号のキャリアアグリゲーションのPAPRに関する確率図である。
デジタル予歪の影響を含む、シミュレートされたOFDM信号のキャリアアグリゲーションのPAPRに関する確率図である。
図13Aおよび13Bに示す結果を用いたシミュレーションを示すブロック図である。
本発明の一実施形態に係るシステムのブロック図である。
非線形アナログ増幅器補償するデジタル予歪を含む、本発明の一実施形態に係るシステムのブロック図である。
FPGAで実施される本発明に係るシステムのブロック図である。

実施例

0097

好適な実施形態の詳細な説明
OFDMチャネルは多数のサブチャネルから成り、各サブチャネルは狭帯域信号である(図1)。OFDMチャネル自体は、時間変動する包絡線を有し、有意なPAPR、典型的には9〜10dBを発揮することがある。しかし、2つの別々の類似のOFDMチャネルを結合する場合、結果として生じる信号は通常、3dBのゲインのために12〜13dBのPAPRを発揮する。この値は、平均して約2倍大きい結合信号を送信するのに、4倍の容量の電力増幅器を必要とするために、許容できないほど大きい。

0098

したがって、好ましい実施形態は、2つのOFDMチャネル結合信号のPAPRを、12〜13dBから最初のコンポーネントの9〜10dBまで低減するPAPR低減方法を提供する。このPAPRの3dBの低減は好ましくは、信号を劣化させずに、受信装置がOFDMシンボルを回収するのに必要とする特別なサイド情報を送信する必要なく達成される。さらに、アルゴリズムは十分に単純であるため、十分に高速であれば、どのハードウェア技術でも実現することができる。

0099

従来のPAPR低減方法は、サブチャネルを結合し、過剰なPAPRなしに単独のOFDMチャネを生成することに焦点を当てる。本技術は、ある点では、部分送信シーケンス(PTM)と選択マッピング(SLM)の組み合わせとみなすことができる。

0100

従来のPTSでは、N個のシンボルの入力データブロックが、個別のサブブロックに分割される。各サブブロック内のサブキャリアは、そのサブブロックの位相ファクタによって重み付けされる。位相ファクタは、結合信号のPAPRを最小化するように選択される。

0101

SLM技術では、送信装置は1セットの十分に異なる候補データブロックを生成し、すべてのデータブロックは、最初のデータブロックと同じ情報を表し、送信にとって最も好ましいブロックを選択する(信号劣化なしの最低PAPR)。

0102

ハイブリッドアプローチは、合計されたキャリア変調信号のPTSとSLMの要素を結合する。オーバーサンプリングされたOFDM波形の各種循環タイムシフトがサーチされ、最低PAPRのタイムシフトが選択される。1つのOFDM信号が参照信号として使用され、その他のキャリア変調信号が使用されて、PTSと同様にタイムシフトを生成する。サーチウィンドウは、サイクリックプレフィックス長オーバーサンプリングレートによって決定される。

0103

シフトの起こり得る結合の位相空間巨大に増大するが、このような結合をすべて探る必要はない。一般的に、PAPRの超高値は比較的稀にしか発生しないため、高PAPR状態で開始される大部分のタイムシフトは、結果的にPAPRが低減される。マルチチャネルでのシフトは、直列または並列に、あるいはその組み合わせで実行することができる。よって、たとえば、許容範囲内のPAPRを有する結合は許容可能であり、非許容PAPR状態は期間の1%生じ、許容PAPRを発見するサーチ空間は、通常、起こり得る状態の2%未満である。一方、他の許容性基準が採用される場合、大きなサーチ空間が必要である、あるいは適切である。たとえば、高いPAPR信号を送信するほど、電力コスト干渉コストなどのコストが高くなると仮定すると、フォーマット最適化が適切な場合が
ある。ヒューリスティックが最適状態の予測に利用できないと仮定して、パラメータ空間のフルサーチがコストの最小化に適切であろう。

0104

これは従来のアプローチと異なり、異なるOFDMチャネルは互いに無関係であり、別々の送信チェーンであり、相互同期しない。さらに、従来のアプローチはベースバンド信号に直接作用する。対照的に、本方法は2つ以上のOFDMチャネルを組み込む、アップコンバートされた結合信号のPAPRを評価し、これらのチャネルのそれぞれのシンボル期間を同期化しなければならない。これは受信装置では問題にならず、各チャネルが個々に受信され計測される。

0105

PAPRに対するいくつかの従来のアプローチはクリッピングに基づくが、必然的に歪みと帯域外生成を招く。他のいくつかのアプローチは歪みを回避するが、受信端で復号化しなければならない特別な変換を必要とする。これらは送信側情報を必要とする、あるいは、標準OFDM通信プロトコルからの逸脱を含む。本好適なアプローチには欠点がない。

0106

セルラー通信で使用されるOFDMチャネルは、帯域幅が最大10MHzまたは20MHzであってもよい。しかし、これらのチャネルは、2.5〜2.7GHzなどのより広い周波数帯域に配置される場合がある。したがって、100MHz以上分離した、各10MHz幅の2つ以上のOFDMチャネルの結合を有する可能性がある。10MHzデジタルベースバンド信号は20MS/sの低速でサンプリングすることができるが、100MHzを扱う結合されたデジタル信号は、200MS/s以上の速度でサンプリングしなければならない。

0107

好ましい実施形態では、信号の結合(図3のアップコンバージョンを含む)は、このような高サンプリングレートデジタル領域において実行される。PAPR閾値テストおよびCSR制御は、より高レートでも実行される。このレートは十分に高速であるはずなので、複数の反復を単独のシンボル時間(数マイクロ秒)内に実行することができる。

0108

巡回タイムシフトがシステム性能を低下させずに、結合OFDMチャネルのPAPRを低減するという予測を実証するため、OFDMの送受信のフルモンテカルロシミュレーションが実行されている。このシミュレーションのブロック図は「キャリアアグリゲーション評価テストベンチ(Carrier Aggregation Evaluation
Test Bench)」を表す図6に要約されており、PAPR低減のためにSAAアルゴリズムにより、周波数F1およびF2でOFDM信号を結合する送信装置を示す。受信端では、これがダウンコンバートされて、F2の信号が標準的なOFDM受信装置を用いて回収される。途中で、適切な追加ホワイトガウス雑音AWGN)がチャネルに追加される。キャリアアグリゲーションシミュレーションのパラメータは以下を含む。各パケットは800バイトの情報を含み、いくつかのOFDMシンボル期間にわたって変調され、変調は64−QAM(64−直角振幅変調)である。250パケットエラーが発生するまで、各SNRポイントが実行される。サイクリックプレフィックスは総シンボル時間の1/8に設定される。周波数F1とF2でのキャリアは十分に間隔をおいているため、スペクトルが重複しない。オーバーサンプリングレートは8倍である。最後に、レイズドコサインフィルタを、非常に急峻なロールオフで、サンプル周波数Fs=160MHz、遮断周波数Fc=24MHzで使用した。図12Aは、雑音なしにシミュレーション用に受信した64−QAM信号コンステレーションチャートの1例を示し、受信装置の補間等化器に適合すると予測されるタイムシフトが適用されている。本例では、パイロットシンボルはこの期間、送信されない。クラスタリングは、各ビットがビットエラーの兆候なしに要求されるウィンドウ内で受信されることを示す。より一般的には、予想通り、許容タイムシフトでは、信号の劣化が観察されなかった。図12Bは、実際的な無線通信シス
テムに典型的な、ガウス雑音が追加されたシミュレーションに関する類似の64−QAMコンステレーションチャートである。ここでも、シミュレーションは、ビットエラーの大きな増加がない、適切な信号受信を示す。

0109

図13Aは、本発明の一実施形態により結合された2つのOFDM信号の結合に関してシミュレートされたPAPR分布を示す。相補累積分布関数(CCDF)は、信号が所与の値よりも大きなPAPRを有する確率を表す。実質上、10−4のCCDFを使用して、特定の波形の有効PAPRを定義することができる。2成分信号はそれぞれ11dBのPAPRを有する(上の曲線)。変更のない2つの信号の結合は、約3dBのPAPRの増加を招く(図示せず)。対照的に、本発明のコードブック予荷重アルゴリズムを使用する結合は、約2dB〜約9dBの減少を招く(下の曲線)。コードブックアプローチが適用されない場合(中間の曲線)、この利点が低減する。

0110

図13Bは、図13Cシミュレーションブロック図に示すように、波高率低減(CFR)に加えてデジタル予歪(DPD)を適用する効果を示す。図13Cは、20MHz帯域幅のLTE信号にそれぞれ対応する3つのOFDM信号の結合を示す。個々のベースバンド信号が30.72MHzでサンプリングされ、その後、122.8MHzにアップサンプリングされて、(デジタル乗算器を用いて)周波数をオフセットし、加算して、3つの20MHz帯域を含む60MHz帯域のIF信号を形成する。その後、本発明のコードブック荷重アルゴリズムにより波高率低減(CFR)された後、(2倍に)アップサンプリングとデジタル予歪(DPD、非線形電力増幅器PAの飽和効果をシミュレートする)が施される。最後に、予歪信号がデジタル−アナログ変換器(DAC)に送信され、その後、PAで増幅される。図13BでCFR入力と標示される曲線は結合信号を示し、CFR出力はPAPR低減の結果を示す。「+nSCAProcessing」と標示された曲線(PlusN Smartキャリアアグリゲーション)は、予歪の影響を含むブロードキャストである信号に対応する。

0111

これらのシミュレーションは、SAAアルゴリズムが結合OFDMチャネルにおいてPAPRを最大3dB低減するだけでなく、低減が送信信号の変換に関する特別なサイド情報を送信する必要なく、信号劣化なしに達成されることを確認した。これは、PAPR低減を悪化させることなく、デジタル予歪と統合することもできる。

0112

本発明の一実施形態に係るシステムを図14のブロック図に示し、入力信号の少なくとも1つが、マルチサブチャネル多重(MSM)信号、実質上、OFDM信号の一般化として特定される。MSM信号は、情報コンテンツと関係ないパイロット信号を含むと仮定され、マルチパス、ドップラー偏移、雑音の存在するときに適切に受信することができる。ここで、MSM信号と別の信号は、複数の代替集合信号で結合され、各代替結合は、追加サイド情報を送信せずに、受信装置で両信号に対して適切に受信することができる。以前に送信された信号を組み込むことのできる受信装置のデジタルモデルにより、受信装置で適切に追跡することができるMSMパイロット信号に対応する代替結合を判定することができる。この基準と、結合信号振幅(ピーク平均電力比またはPAPRなど)に関連する少なくとも1つのその他の基準に基づくと、さらに処理または選択することのできる代替結合の1つ以上が、自動プロセッサを用いる送信のために、各種基準を用いる反復的選択プロセスにおいて選択される。これは、好ましくは、デジタル−アナログ変換器(DAC)でアナログ信号に変換された後、電力増幅器で増幅され、アンテナを介して送信される前に、アナログミキサで標準的な方法で全無線周波数信号にアップコンバートされるデジタルIF信号を用いて実行してもよい。他の種類のRF変調器を採用してもよい。

0113

図15図14に類似するブロック図であるが、電力増幅器などの非線形アナログコンポーネントに存在し得る非線形性(固有の非線形性、信号依存遅延、飽和、および加熱効
果を含む)を補整するデジタル予歪モジュールを追加する。予歪は好ましくは、代替結合で実行されるため、選択された結合はすべての基準を適切に満たす。

0114

予歪は、複数の歪みソースの訂正を含み、時間(遅延)および/または周波数領域における信号の変換、振幅および波形調節を表し、たとえば経年化および環境状態を補整するように適合的であってもよい。多重入力多重出力(MIMO)無線送信システム(またはその他の信号送信)の場合、歪みモデル信号送信チェーン全体を包含する。このモデルは、各種マルチパスに対して個別のモデルを含んでいてもよく、選択された代替予歪信号は、集合システムだけでなく「主」信号コンポーネントにとって最適であることを表してもよい。

0115

本技術の好適な一実施例は、シフトレジスタメモリ、参照テーブル、デジタルアップコンバージョン、閾値テスト用のブロックを有する高速フィールドプログラム可能ゲートアレイ(FPGA)を用いることを含む。これは、デジタル予歪の任意の追加も示す図16に示される。本実施形態では、入力デジタルベースバンド信号(時間領域内)はまずFPGA内でメモリレジスタに記憶され、MSM信号S2は複数のデジタルプリコーダに変換される。一実施形態では、これらのプリコーダは、異なる値のシフトパラメータを有する巡回シフトレジスタ(CSR)を備えていてもよい。他の実施形態では、パラメータ変動の範囲は、時間ではなく(すなわち、CSRの漸進的変動)、ウェーブレット変換の時間周波数範囲などの別のパラメータである。これらのシフトバージョンは、参照テーブル弁別ブロックによって判定されるように、受信装置のパイロット信号トラッキングと適合するように選択される。このLUTは図16に示すように、過去のシフトを考慮に入れることができ、図16では、いくつかのプリコーディングスキーム(たとえば、循環シフト)が並列に実行されているが、直列処理も可能である。結合される各ベースバンド信号が、デジタルアップコンバータDUCで適切な中間周波数(IF)までデジタルアップコンバージョンされて、適宜サンプリングレートが増大される。その後、サンプルS1と各代替S2は、デジタルIF結合部でデジタル的に結合される。この後、各代替結合が閾値テスタに送られる前に、デジタル予歪PDで任意のデジタル予歪が実行される。閾値テスタはたとえば、各代替のPAPRを測定し、最低PAPRの代替を選択してもよい。

0116

もしくは、高速単一磁束量子(RSFQ)超伝導回路などの超高速デジタル技術を採用してもよい。結合されるOFDMチャネルの数が増えるにつれ、アルゴリズム速度を速める、あるいは、処理の一部を並列して実行する必要がある。

0117

この方法は、認知無線に基づき再構成可能システムにも適用することができ、送信されるチャネルは、ユーザの需要と利用可能な帯域幅に応じて動的に再配分することができる。送信されるチャネルの数とその周波数配分はどちらも、完全なソフトウェアの制御下で変動する場合がある。全チャネルが同じ一般的なシンボルプロトコルとタイミングにしたがう限り、類似のセットのShift−and−Addアルゴリズムを適用して、効率的な送信のための許容PAPRを維持することができる。

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