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図面 (20)

課題

LOS−MIMOで全二重通信をするに当たり、簡素に干渉除去を行うことができる電子装置及びそのアンテナ設置方法を提供する。

解決手段

電子装置は、送信アレーアンテナ部と、受信アレーアンテナ部とを備える。送信アレーアンテナ部は、送信信号を送信する複数の第1アンテナ素子を有する。受信アレーアンテナ部は、送信信号と少なくとも一部が重なる受信周波数帯で、送信信号の送信期間と少なくとも一部が重なっている受信期間受信信号を受信する、第1アンテナ素子と同数の第2アンテナ素子を有する。第1アンテナ素子は、受信周波数に帯対応した波長、送信アレーアンテナ部と受信アレーアンテナ部に基づく間隔で設置される。

概要

背景

5Gのバックホール回線では数10Gps以上の高速通信が求められている。バックホールシナリオ伝送速度を改善させるために、従来のマルチパス活用するMIMO伝送と異なり、見通し内環境でも直交性を保つMIMO(Multiple-input and Multiple-output)伝送であるLOS−MIMOが提案されている。LOS−MIMOでは、送受信間決定論的パス経路差位相関係)を有効利用して、複数ストリームを互いに干渉なく送ることができる。また一方で、同時に双方向通信を行う技術である全二重通信が注目されている。これらの2つの技術を用いるとSISOに対して理論的には周波数利用効率が4倍になる。

従来、バックホール向けでLOS−MIMOのメカニズム送受間チャネル及び干渉チャネルの双方に有効利用した例は知られていない。例えば、特許文献1は、近距離の電子機器間でLOS−MIMOと同様の考え方でチャネルのパス差に着目してアンテナを配置することで、ストリーム間干渉を低減する技術を提案している。特許文献1での全二重通信は周波数分割複信FDD)である。また、特許文献1は送受間チャネルのみに着目しており、干渉チャネルに関しては考慮していない。

概要

LOS−MIMOで全二重通信をするに当たり、簡素に干渉除去を行うことができる電子装置及びそのアンテナ設置方法を提供する。電子装置は、送信アレーアンテナ部と、受信アレーアンテナ部とを備える。送信アレーアンテナ部は、送信信号を送信する複数の第1アンテナ素子を有する。受信アレーアンテナ部は、送信信号と少なくとも一部が重なる受信周波数帯で、送信信号の送信期間と少なくとも一部が重なっている受信期間受信信号を受信する、第1アンテナ素子と同数の第2アンテナ素子を有する。第1アンテナ素子は、受信周波数に帯対応した波長、送信アレーアンテナ部と受信アレーアンテナ部に基づく間隔で設置される。

目的

実施形態は、LOS−MIMOで全二重通信をするに当たり、簡素に干渉除去を行うことができる電子装置及びそのアンテナ設置方法を提供する

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
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請求項1

送信信号を送信する複数の第1アンテナ素子を有する第1アンテナ部と、前記送信信号の送信周波数帯と少なくとも一部が重なる受信周波数帯で、かつ前記送信信号の送信期間と少なくとも一部が重なる受信期間受信信号を受信する、前記第1アンテナ素子の数と同数の複数の第2アンテナ素子を有する第2アンテナ部と、を具備し、前記複数の第2アンテナ素子のうちの少なくとも2つの第2アンテナ素子の間隔sは、前記受信周波数帯に対応する波長をλ、前記第1アンテナ部と前記第2アンテナ部との距離をDとしたとき、である電子装置

請求項2

それぞれの前記第1アンテナ素子は、それぞれの前記第2アンテナ素子との距離差四分の一波長奇数倍となるように設置されている請求項1に記載の電子装置。

請求項3

それぞれの前記第1アンテナ素子は、それぞれの前記第2アンテナ素子の位置を焦点とした双曲線上に設置されている請求項2に記載の電子装置。

請求項4

それぞれの前記第1アンテナ素子は、前記第2アンテナ素子の前記間隔が縮められることによって間隔が広げられた前記双曲線上に設置されている請求項3に記載の電子装置。

請求項5

送信信号を送信する複数の第1アンテナ素子を有する第1アンテナ部と、前記送信信号の送信周波数帯と少なくとも一部が重なる受信周波数帯で、かつ前記送信信号の送信期間と少なくとも一部が重なる受信期間で受信信号を受信する、前記第1アンテナ素子と同数の第2アンテナ素子のアレーを有する第2アンテナ部と、を具備し、前記複数の第1アンテナ素子のうちの少なくとも2つの第1アンテナ素子の間隔sは、前記受信周波数帯に対応した波長をλ、前記第1アンテナ部と前記第2アンテナ部との距離をDとしたとき、である電子装置。

請求項6

それぞれの前記第2アンテナ素子は、それぞれの前記第1アンテナ素子との距離差が四分の一波長の奇数倍となるように設置されている請求項5に記載の電子装置。

請求項7

それぞれの前記第2アンテナ素子は、それぞれの前記第2アンテナ素子の位置を焦点とした双曲線上に設置されている請求項6に記載の電子装置。

請求項8

それぞれの前記第2アンテナ素子は、前記第2アンテナ素子の前記間隔が縮められることによって間隔が広げられた前記双曲線上に設置されている請求項7に記載の電子装置。

請求項9

前記第1アンテナ素子の素子間隔と前記第2アンテナ素子の素子間隔とは、同一である請求項1又は5に記載の電子装置。

請求項10

前記第1アンテナ素子の素子間隔と前記第2アンテナ素子の素子間隔とは、異なっている請求項1又は5に記載の電子装置。

請求項11

前記第1アンテナ部と前記第2アンテナ部の間のそれぞれのチャネル振幅に違いがある場合、前記振幅の比率に基づいて、前記電子装置の通信相手無線局に対し、前記無線局が有する第1アンテナ部の指向性を変化させるように要求する処理部をさらに具備する請求項1又は5に記載の電子装置。

請求項12

前記第1アンテナ部から送信される送信信号の情報を保持する送信信号情報保持部と、前記電子装置の通信相手の無線局から送信されて前記第2アンテナ部で受信される第1受信信号に基づく、前記電子装置と前記無線局との間の第1チャネル情報を保持する第1チャネル情報保持部と、前記第1アンテナ部から送信されて前記第2アンテナ部で受信される第2受信信号に基づく、前記第1アンテナ部と前記第2アンテナ部との間の第2チャネル情報を保持する第2チャネル情報保持部と、前記第1チャネル情報と前記第2チャネル情報とに基づいて前記第1受信信号に対してウェイト演算を行うウェイト演算部と、前記ウェイト演算がされた前記第1受信信号と前記送信信号情報保持部に保持された前記送信信号とに基づいて、前記第1受信信号における干渉信号を除去する干渉信号除去部と、をさらに具備する請求項1又は5に記載の電子装置。

請求項13

前記第1チャネル情報及び前記第2チャネル情報は、チャネル推定の結果として得られたチャネルの情報、事前キャリブレーションプロセスにて測定されたチャネルの情報、又は決定論的に算出されたチャネルの情報である請求項12に記載の電子装置。

請求項14

前記干渉信号除去部は、それぞれの前記第2アンテナ素子からの前記第1受信信号に対し、対応する前記第1アンテナ素子のみからの前記干渉信号を除去する請求項12に記載の電子装置。

請求項15

送信信号を送信する複数の第1アンテナ素子を有する第1アンテナ部と、前記送信信号の送信周波数帯と少なくとも一部が重なる受信周波数帯で、かつ前記送信信号の送信期間と少なくとも一部が重なる受信期間で受信信号を受信する、前記第1アンテナ素子と同数の第2アンテナ素子のアレーを有する第2アンテナ部と、を具備する電子装置におけるアンテナ設置方法であって、前記複数の第2アンテナ素子のうちの少なくとも2つの第2アンテナ素子の間隔をs、前記受信周波数帯に対応した波長をλ、前記第1アンテナ部と前記第2アンテナ部との距離をDとしたとき、とするように前記第2アンテナ素子を設置するアンテナ設置方法。

請求項16

送信信号を送信する複数の第1アンテナ素子を有する第1アンテナ部と、前記送信信号の送信周波数帯と少なくとも一部が重なる受信周波数帯で、かつ前記送信信号の送信期間と少なくとも一部が重なる受信期間で受信信号を受信する、前記第1アンテナ素子と同数の第2アンテナ素子のアレーを有する第2アンテナ部と、を具備する電子装置におけるアンテナ設置方法であって、前記複数の第1アンテナ素子のうちの少なくとも2つの第1アンテナ素子の間隔をs、前記受信周波数帯に対応した波長をλ、前記第1アンテナ部と前記第2アンテナ部との距離をDとしたとき、とするように前記第1アンテナ素子を設置するアンテナ設置方法。

技術分野

0001

本発明の実施形態は、無線全二重通信をする電子装置及びそのアンテナ設置方法に関する。

背景技術

0002

5Gのバックホール回線では数10Gps以上の高速通信が求められている。バックホールシナリオ伝送速度を改善させるために、従来のマルチパス活用するMIMO伝送と異なり、見通し内環境でも直交性を保つMIMO(Multiple-input and Multiple-output)伝送であるLOS−MIMOが提案されている。LOS−MIMOでは、送受信間決定論的パス経路差位相関係)を有効利用して、複数ストリームを互いに干渉なく送ることができる。また一方で、同時に双方向通信を行う技術である全二重通信が注目されている。これらの2つの技術を用いるとSISOに対して理論的には周波数利用効率が4倍になる。

0003

従来、バックホール向けでLOS−MIMOのメカニズム送受間チャネル及び干渉チャネルの双方に有効利用した例は知られていない。例えば、特許文献1は、近距離の電子機器間でLOS−MIMOと同様の考え方でチャネルのパス差に着目してアンテナを配置することで、ストリーム間干渉を低減する技術を提案している。特許文献1での全二重通信は周波数分割複信FDD)である。また、特許文献1は送受間チャネルのみに着目しており、干渉チャネルに関しては考慮していない。

先行技術

0004

特許第5672683号公報

発明が解決しようとする課題

0005

全二重通信では、自己干渉の影響が受信信号に対して大きい。この全二重通信の自己干渉の影響を除去するための技術は幾つか知られている。しかしながら、MIMOのようなマルチアンテナシステムにおいて全二重通信をする場合、干渉チャネルの組み合わせが増えるため、干渉除去は複雑化し易い。

0006

実施形態は、LOS−MIMOで全二重通信をするに当たり、簡素に干渉除去を行うことができる電子装置及びそのアンテナ設置方法を提供する。

課題を解決するための手段

0007

実施形態の電子装置は、第1アンテナ部と、第2アンテナ部とを備える。第1アンテナ部は、送信信号を送信する複数の第1アンテナ素子を有する。第2アンテナ部は、送信信号の送信周波数帯と少なくとも一部が重なる受信周波数帯で、かつ送信信号の送信期間と少なくとも一部が重なる受信期間で受信信号を受信する、第1アンテナ素子の数と同数の複数の第2アンテナ素子を有する。複数の第2アンテナ素子のうちの少なくとも2つの第2アンテナ素子の間隔sは、受信周波数帯に対応する波長をλ、第1アンテナ部と第2アンテナ部との距離をDとしたとき、



である。

図面の簡単な説明

0008

図1は、実施形態に係る電子装置の構成例を示す図である。
図2は、LOS−MIMOについて説明するための図である。
図3は、全二重通信について説明するための図である。
図4は、全二重通信について説明するための図である。
図5は、全二重通信の干渉除去について説明するための図である。
図6は、全二重通信の干渉除去の簡素化について説明するための図である。
図7は、LOS−MIMOのアンテナ配置の例を示す図である。
図8は、実施形態における全二重通信の素子配置の例を示す図である。
図9は、実施形態における電子装置のアンテナ部の構成例を示す図である。
図10は、送信アレーアンテナ部の素子配置方法の一例を示す図である。
図11は、送信アレーアンテナ部の素子の配置方法の一例を示す図である。
図12は、送信アレーアンテナ部の素子位置の候補を示す図である。
図13は、送信アレーアンテナ部の素子位置の候補を示す図である。
図14は、送信アレーアンテナ部の素子位置の候補を示す図である。
図15は、送信アレーアンテナ部と受信アレーアンテナ部の素子の配置方法の変形例を示す図である。
図16は、送信アレーアンテナ部と受信アレーアンテナ部の素子の配置方法の変形例を示す図である。
図17は、n×n素子MIMOの全二重通信の場合の送信アレーアンテナ部と受信アレーアンテナ部の素子の配置方法の例を示す図である。
図18は、3×3素子MIMOの場合の式(2)の計算のイメージを示した図である。
図19は、n×n素子MIMOの場合の全二重通信の干渉除去の簡素化について説明するための図である。
図20は、第1チャネル情報保持部のチャネル推定の変形例について説明するための図である。
図21は、第2チャネル情報保持部のチャネル推定の変形例について説明するための図である。
図22は、干渉除去の簡素化がされた状態での干渉信号除去部の干渉信号除去処理について説明するための図である。
図23は、ビット誤り率を比較して示した図である。
図24は、全二重通信ありの通信ステムの一例を示す図である。
図25は、全二重通信なしの通信システムの一例を示す図である。

実施例

0009

以下、図面を参照しながら本実施の形態について詳細に説明する。図1は、実施形態に係る電子装置の構成例を示す図である。電子装置は、送信アレーアンテナ部101と、送信部102と、送信信号情報保持部103と、第1チャネル情報保持部104と、第2チャネル情報保持部105と、ウェイト演算部106と、干渉信号除去部107と、受信部108と、受信アレーアンテナ部109と、処理部110とを有する。この電子装置は、LOS−MIMOで全二重通信をする各種の電子装置である。以下で説明する全二重通信は、送信信号の送信周波数帯と受信信号の受信周波数帯の少なくとも一部が重なっており、さらに、送信信号の送信期間と受信信号の受信期間の少なくとも一部が重なっている通信のことを言う。

0010

送信アレーアンテナ部101は、送信信号を送信するための2以上の第1アンテナ素子のアレーを有する。それぞれのアンテナ素子は、無線信号を送信できるものであれば限定されない。

0011

送信部102は、処理部110から伝送されてきたデータに基づいて送信信号を生成し、生成した送信信号を送信アレーアンテナ部101の各第1アンテナ素子に出力する。送信信号を生成するための処理は、変調処理フィルタ処理増幅処理等を含む。送信部102は、ソフトウェア処理によって、変調処理、フィルタ処理、増幅処理等を行うように構成されていてもよいし、変調処理、フィルタ処理、増幅処理等を行う専用の回路を有していてもよい。

0012

送信信号情報保持部103は、送信部102によって生成された送信信号の情報を保持する。送信信号情報保持部103は、例えばRAMといったメモリを含む。ここで、送信信号情報保持部103は、第1アンテナ素子毎の送信信号の情報を別個に保持する。これらの送信信号の情報は、後で説明するように自局の受信信号に対する干渉信号を特定するために用いられる。

0013

第1チャネル情報保持部104は、通信相手無線局相手局)の送信アレーアンテナ部から送信されて対象局(自局)の受信アレーアンテナ部109で受信された受信信号に基づくチャネルである送受間チャネルの情報を第1チャネル情報として保持する。第1チャネル情報保持部104は、例えばRAMといったメモリを含む。第1チャネル情報は、例えばチャネル推定を行った結果として得られるチャネルの情報でよい。チャネル推定は、例えば処理部110において行われる。

0014

第2チャネル情報保持部105は、自局の送信アレーアンテナ部101から送信されて自局の受信アレーアンテナ部109で受信された受信信号に基づくチャネルである干渉チャネルの情報を第2チャネル情報として保持する。第2チャネル情報保持部105は、例えばRAMといったメモリを含む。第2チャネル情報は、例えばチャネル推定を行った結果として得られるチャネルの情報でよい。チャネル推定は、例えば処理部110において行われる。

0015

ウェイト演算部106は、チャネル行列逆行列を計算することによりウェイトを計算し、計算したウェイトを受信部108で受信された受信信号に乗じるウェイト演算をする。ウェイト演算部106は、ソフトウェア処理によって、ウェイト演算を行うように構成されていてもよいし、ウェイト演算を行う専用の回路を有していてもよい。干渉除去の前にウェイトを乗算することにより、後で説明する干渉除去をしやすくする効果がある。ウェイト演算部106は、省略されてもよい。

0016

干渉信号除去部107は、ウェイト演算された受信信号から送信信号情報保持部103に保持されている送信信号の情報に基づく干渉信号を除去する。そして、干渉信号除去部は、干渉信号が除去された受信信号のデータを処理部110に送る。干渉信号除去部107は、ソフトウェア処理によって、干渉信号の除去を行うように構成されていてもよいし、干渉信号の除去を行う専用の回路を有していてもよい。

0017

受信部108は、受信アレーアンテナ部109の各第2アンテナ素子から受信された受信信号を復調する。また、受信部108は、復調した受信信号に対してフィルタ処理、増幅処理といった処理を行う。そして、受信部108は、受信信号からデータを取り出し、取り出したデータを第1チャネル情報保持部104、ウェイト演算部106、干渉信号除去部107に送る。受信部108は、ソフトウェア処理によって、復調処理、フィルタ処理、増幅処理等を行うように構成されていてもよいし、復調処理、フィルタ処理、増幅処理等を行う専用の回路を有していてもよい。

0018

受信アレーアンテナ部109は、受信信号を受信するための2以上の第2アンテナ素子のアレーを有する。それぞれのアンテナ素子は、無線信号を受信できるものであれば限定されない。

0019

処理部110は、例えばCPU、ASICFPGA又はDSPといったデジタル信号処理器を有する。処理部110は、ROM及びRAMといったメモリを有していてもよい。また、処理部110は、複数のCPU等を有してもよいし、複数のメモリを有していてもよい。このような処理部110は、送信信号に含めるデータ及び受信信号に含まれるデータを処理する。また、処理部110は、必要に応じて電子装置の各種の制御を行う。

0020

以下、実施形態におけるアンテナ素子の配置方法について説明する。まず、本実施形態におけるアンテナ素子の配置方法について説明するために、LOS−MIMOについて説明する。図2は、LOS−MIMOについて説明するための図である。

0021

MIMOとは、送受信に複数のアンテナを用いることで周波数帯域を広げることなしに、伝送レートを改善する技術である。一般的なMIMO伝送では、マルチパス(複数の反射波)を活用することで、伝送路直交化を図る。一方で、LOS−MIMOは、見通し内環境でも直交性を保つMIMO伝送である。LOS−MIMOでは、直接波のみが活用されるので、送受間の伝送路は決定論的にモデリングされる。

0022

例えば、図2のように送受信とも2つのアンテナ素子で構成されるアレーアンテナを想定する。図2において、アンテナ素子の素子間隔をa、送受信間の伝送距離をbと置くと、対象局の第1アンテナ素子#1から相手局の第2アンテナ素子#1の伝送路長はbとなる。また、対象局の第1アンテナ素子#1から相手局の第2アンテナ素子#1の伝送路長は以下で表される。



MIMOでは、送受信のアンテナ素子間の決定論的なパスの経路差、つまり以下で示される経路差によって生じる位相差を有効利用して、複数信号(複数ストリーム)を互いに干渉なく送ることができる。

0023

例えば、位相差が90度の場合に直交性が満たされる。位相差が90度となるときの伝送路(チャネル行列)をHと置くと、Hは以下の式(1)によって表される。

0024

MIMO伝送の評価指標の一つとして空間相関がある。これは2つの受信素子における受信信号の類似性を表す指標である。空間相関が低い、すなわち信号の類似性が低いとき、信号は容易に分離できる。チャネル行列Hをもとに、次式(2)、(3)に従って空間相関ρrが計算される。



式(3)に式(1)を代入するとρrは0となる。このとき、低相関つまり伝送路の直交化が図れることが分かる。LOS−MIMOでは、アンテナ素子の素子間隔aと送受信間の伝送距離bとの調整によって容易に信号を分離することができる。

0025

次に、全二重通信について説明する。全二重通信とは、図3のように同時に双方向通信を行う技術である。つまり対象局である局Aは自局より信号を送信すると同時に、相手局である局Bからの信号を受信する。全二重通信を時分割複信(TDD)や周波数分割複信(FDD)と比較すると、全二重通信では上りの信号と下り信号とを時間や周波数に対して分割して送らなくてよいので、周波数利用効率は時分割複信(TDD)や周波数分割複信(FDD)の2倍になる。ただし、全二重通信では、図4のように局Aの送信信号が回り込んで局Aで受信される。この回り込んで受信された送信信号は、局Bからの信号に対して干渉信号となる。したがって、局Bからの信号を正しく取得するためには、局Aの受信信号から干渉信号を除去する必要がある。

0026

全二重通信における干渉除去について説明する。まず、図4のように、送受信ともに2つのアンテナ素子#1、#2を有する場合を想定し、局A−局B間の伝送路(送受間チャネル)のインパルス応答をhij、局Aの送受信のアンテナ素子間の干渉信号の伝送路(干渉チャネル)をhI,ijとおく。iは信号の伝送先を示す。iが1のとき、信号の伝送先が第2アンテナ素子#1であること示し、iが2のとき、信号の伝送先が第2アンテナ素子#2であること示す。jは信号の伝送元を示す。jが1のとき、信号の伝送元が第1アンテナ素子#1であること示し、jが2のとき、信号の伝送元が第1アンテナ素子#2であること示す。また、ここでは簡単のため雑音は無視して考える。局Bからの所望の受信信号をsi、局Aの干渉信号をsI,i、局Aにおける受信信号をyjと置くと、送受信のアンテナ素子が2素子の場合、yjは式(4)のように行列演算で表される。



ここで、簡単のために完全に伝送路の情報が推定できていると想定して、受信信号に対して、伝送路のインパルス応答の行列(チャネル行列)の逆行列演算を行うと、次の式(5)が求められる。



ここで、行列の第1行は第2アンテナ素子#1のインパルス応答を表し、第2行は第2アンテナ素子#2のインパルス応答を表す。第2アンテナ素子#1、#2の干渉信号sI,iは、局Aにて既知の信号であるのため除去できる。しかしながら、MIMOの場合には、式(5)の右辺の第2項によって示されるように、第2アンテナ素子#1及び第2アンテナ素子#2の両方でsI,1、sI,2という干渉信号に関わる2つの信号成分を引く必要がある。つまり、干渉信号除去部107は、図5のように第2アンテナ素子#1についてはsI,1、sI,2による干渉成分501、502を差し引き、第2アンテナ素子#2についてはsI,1、sI,2による干渉成分503、504を差し引く。

0027

ここで、送受間チャネルと干渉チャネルが双方とも式(1)のようなLOS−MIMOの条件を満たすチャネルであるとき、式(4)は、式(6)のように書くことができる。



そして、式(6)に対して同様に逆行列演算を行うと下式(7)が算出できる。



式(7)の右辺より、干渉チャネルもLOS−MIMOの条件で直交化されていると、容易に信号を分離することができることが分かる。第2アンテナ素子#1では干渉信号はsI,1だけ、第2アンテナ素子#2では干渉信号はsI,2だけになる。いずれの第2アンテナ素子についても1成分の干渉信号の除去でよいので、式(5)と比較して簡素になることが分かる。つまり、図6のように、干渉信号除去部107は、第2アンテナ素子#1についてはsI,1による干渉成分601を差し引けばよく、第2アンテナ素子#2についてはsI,2による干渉成分602を差し引けばよい。このように、図6の干渉成分の差し引きは、図5の干渉成分の差し引きよりも簡単である。

0028

送受間チャネルと干渉チャネルとをLOS−MIMOの条件を満たすように設計すれば干渉成分の差し引きが容易になる。そのための送受間チャネルのアンテナ素子の設置方法に関して説明する。以下の説明において、λを使用波長、Dを送受信間の水平距離とする。なお、使用波長λは、送受信信号使用周波数逆数である。送受信信号の使用周波数は帯域を有していてもよい。また、送受信間の水平距離Dは、第1アンテナ素子と第2アンテナ素子の対応するもの同士の距離であってよい。このとき、最短のDは、第1アンテナ素子と第2アンテナ素子の近いもの同士の距離であり、最長のDは、第1アンテナ素子と第2アンテナ素子の遠いもの同士の距離である。

0029

まず、図7のように直接波のパス長をそれぞれdyと置く。第1アンテナ素子及び第2アンテナ素子の間隔が送受信間の水平距離に対して十分短い場合には、素子の違いによる振幅変化を無視することができる。このとき、チャネル行列Hを下式(8)のように書くことができる。



式(8)を用いて、式(2)の空間相関行列を計算すると、空間相関行列は、下式(9)のように表現され得る。



式(9)において、チャネルの直交化の条件として非対角要素が0になる条件を置くと、次式(10)のような関係式導出される。



ここで、pは0以上の整数を表す。次に、図7のように送信素子間隔をs1、受信素子間隔をs2と置くと、d11、d12、d21、d22は、次式(11)−(14)のように書き表され得る。



式(11)−(14)を式(10)に代入して式変形すると、次式(15)が得られる。



ここで、送受信のアンテナ素子の間隔が同一であるとするとs=s1=s2と置くことができる。このとき、式(15)をsについて解くと、式(15)は式(16)のように変形される。



したがって、送信アレーアンテナ部101と受信アレーアンテナ部109のそれぞれのアンテナ素子が式(16)の素子間隔だけ離して設置されることにより、伝送路の直交化が図られる。

0030

送受信間チャネルにおいて、式(16)においてp=0と置き、素子間隔sを以下のように設定した場合の干渉チャネルを考える。



このような素子間隔の設定は、図8のようなシナリオに対応する。図7のようにチャネルの各成分をd´ijと置くと、下式(17)−(20)の関係を満たせば、式(10)のLOS−MIMOの条件が成立する。



したがって、図8のように第1アンテナ素子及び第2アンテナ素子が配置されることにより、干渉チャネルと送受信間チャネルの双方が直交化される。このとき、図9に示すようにして全二重通信における干渉除去の簡素化が図られる。

0031

式(17)−(20)より、d21−d11とd12−d22は一定の値であり、何れも(λ/4)(2p+1)(pは0以上の整数)となる。したがって、例えば図10のように2つの受信素子からの差がλ/4の奇数倍となる点を第1アンテナ素子の位置とすることで、干渉チャネルの直交化が図られる。

0032

式(17)−(20)と図10をもとにすると、干渉チャネルに対する第1アンテナ素子は、距離の差を一定とする曲線上、つまり図11のように第2アンテナ素子を焦点とする双曲線上に設置されればよいことが分かる。双曲線の一般式は以下の式(21)である。



また、双曲線の性質から以下の式(22)−(24)が得られる。



式(22)−(24)を利用して式(21)を変形すると、以下の式(25)が導出される。



式(25)を第1アンテナ素子のx座標について解くと以下の式(26)が得られる。また、送信素子が受信素子と並行に設置され、素子間隔が送信と受信とで同一と仮定して、式(25)を第1アンテナ素子のy座標について解くと以下の式(27)が得られる。



なお、b2>0より式(26)及び式(27)のpの範囲は次の式(28)のように表される。



つまり、式(28)のpの範囲内で、式(26)及び式(27)に従って第1アンテナ素子のx座標及びy座標を計算することで、第1アンテナ素子の位置が決定されてもよい。

0033

図12は、周波数を80GHzとし、第2アンテナ素子の位置を位置1201に固定しつつ、pを変化させたときの、干渉チャネルの第1アンテナ素子の候補位置1202を示した図である。図12に示すように、無数の双曲線が描かれ、第1アンテナ素子の候補位置1202が多数存在することが分かる。この候補位置1202の上に第1アンテナ素子が設置されることにより、干渉チャネルと送受信間チャネルの双方が直交化される。

0034

図12のように、特にミリ波の場合には第1アンテナ素子の候補位置は多くあるものの、少し位置がずれると位相が変わって干渉チャネルの直交性が崩れる。図13は、第2アンテナ素子の位置を位置1301に変化させて素子間隔を縮めた場合の第1アンテナ素子の候補位置1302を示した図である。図14は、第2アンテナ素子の位置を位置1401に変化させて素子間隔をさらに縮めた場合の第1アンテナ素子の候補位置1402を示した図である。図13及び図14より、第2アンテナ素子の素子間隔を縮めると、第2アンテナ素子の位置から負側の位置については双曲線の間隔が広がることが分かる。したがって、この間隔が広がっている双曲線上に第1アンテナ素子の位置が設定されることで、素子位置ずれに対するチャネル変化は少なくなる。つまり、素子の位置ずれに対してロバストになり、チャネルの直交性が保たれやすくなる。

0035

以上説明したように本実施形態によれば、送信信号を送信する第1アンテナ素子と受信信号を受信する第2アンテナ素子とを、送受信チャネルと干渉チャネルの双方の直交性が保たれるように設置している。これにより、全二重通信においてLOS−MIMOの干渉除去の条件を適用することができるので干渉除去が簡易化される。

0036

ここで、チャネルには可逆性がある。このため、前述した実施形態において、第1アンテナ素子と第2アンテナ素子の位置は入れ替えられてもよい。つまり、前述した実施形態では、第2アンテナ素子を基準にして第1アンテナ素子の位置が式(17)−(20)に基づいて決定される。これに対し、第1アンテナ素子を基準にして第2アンテナ素子の位置が式(17)−(20)に基づいて決定されてもよい。

0037

[変形例1]
以下、変形例について説明する。第1アンテナ素子及び第2アンテナ素子は、図15に示すように、例えばアレー中心Cを通る軸に対して対称に配置される。しかしながら、図15に示すように、第1アンテナ素子の素子間隔と第2アンテナ素子の素子間隔とは同一でなくてもよい。第1アンテナ素子の素子間隔と第2アンテナ素子の素子間隔が同一でないとき、干渉チャネルのチャネル行列は次の式(29)で表現される。



式(29)を用いて式(9)と同様に空間相関行列を計算すると、空間相関行列は、次の式(30)のようになる。



ここで、第1アンテナ素子及び第2アンテナ素子がアレー中心Cを通る軸に対して対称に配置される場合、A11=A22=X、A12=A21=Yが成り立つ。この関係を用いて式(30)を整理すると、次の式(31)が得られる。



例えば、θ21−θ12=90°のとき、つまり経路差がλ/4のときには、チャネルの対称性よりθ22−θ11=−90°となる。このとき、式(31)の非対角要素が消えるので、式(3)の空間相関ρrは0になる。したがって、図14の双曲線の間隔が広がる部分に第1アンテナ素子が配置されても、つまり、第1アンテナ素子が図15のように配置されても、干渉チャネルは直交する。

0038

[変形例2]
変形例2について説明する。送信アレーアンテナ部101と受信アレーアンテナ部109の間の各干渉チャネルの振幅に違いがある場合、例えば処理部110は、これらの振幅の比率に基づいて相手局が有する送信アレーアンテナ部の指向性を変化するように要求してもよい。例えば、式(31)におけるXとYの比が無視できない場合、処理部110は、図16のように、送受間チャネルの振幅比がX:Yとなるように、送信アレーアンテナ部の指向性を調整するように相手局に対して要求する。送受間チャネルの振幅比がX:Yであるとき、式(4)より、次の式(32)が成り立つ。

0039

図16に示す送受間チャネル及び干渉チャネルが形成されることを考えると、次の式(33)が成立する。ただし、式(33)において送受間チャネルと干渉チャネルともに直交性が保たれているものとする。



ここで、簡単のため完全に伝送路の情報が推定できていると想定して、受信信号に対して、チャネル行列の逆行列を乗算すると、次の式(34)及び式(35)が成り立つ。



式(35)のの右辺第2項において、対角要素のej(α−β)が干渉信号に乗算される必要があるものの、図16の構成においても干渉信号除去の簡素化が図られる。

0040

ここで、以上の議論では簡単のため、干渉チャネルと送受信間チャネルの振幅は同一としている。振幅が違う場合にもその比率を事前に測る、若しくは幾何学的に見積もっておくことで同じ議論が行われ得る。

0041

[変形例3]
変形例3について説明する。前述した実施形態ではアンテナ素子が2素子である例を説明している。これに対し、アンテナ素子の数は、2素子以上の任意の数であってよい。ここでは、アンテナ素子がn素子の場合の干渉信号除去の簡素化について説明する。まず、図17のように第1アンテナ素子及び第2アンテナ素子がそれぞれn素子である場合、受信信号は、式(4)と同様にして次の式(36)で示される行列で表される。



ここで、簡単のため完全に伝送路の情報が推定できていると想定して、受信信号に対してチャネル行列の逆行列演算を行うと、次の式(37)−(39)が得られる。



式(37)の右辺第2項の行列の積の各要素は、簡単のためAijと置かれている。式(39)を式(5)と比較すると、右辺第2項の干渉成分がn個と増大していることが分かる。したがって、n素子の合計では、n×nの干渉成分の除去が必要になる。つまり、素子数の増大により、干渉除去は複雑になる。

0042

ここで、送受間チャネルと干渉チャネルが双方とも式(1)のLOS−MIMOの条件を満たすチャネルを考える。なお、n×n MIMOの場合のチャネル行列は一般に以下の式(40)のように置くことができる。



図18は、3×3MIMOの場合の式(2)の計算のイメージを示した図である。ここで、図18における矢印の角度は、各行列の要素の位相に対応している。3×3MIMOにおけるチャネル行列とその逆行列の積の計算は、図18の右辺で示すものとなる。つまり、積の結果として得られる行列における非対角要素は、位相の異なるベクトルの和であるために0になる。一方、積の結果として得られる行列における対角要素は、実数である。したがって、この積の結果に基づいて計算される式(3)の空間相関ρrは0になる。

0043

ここで、図18の考え方をn×nMIMOに拡張する場合を考える。式(40)を用いて、式(4)と同様にして受信信号を表現すると次の式(41)のようになる。



式(41)に対して式(9)と同様の逆行列演算を行うと次の式(42)が得られる。



式(42)と式(39)とを比較すると、式(39)ではn×nの干渉信号が除去される必要があったのに対し、式(42)ではnの干渉信号が除去されればよい。つまり、干渉除去の簡素化の効果は、アンテナ素子の素子数が増えるほどに大きくなる。

0044

したがって、送受間チャネルと干渉チャネルがともに式(40)を満たすようにアンテナ素子が配置されることで、n×nMIMOでも同様に簡易な干渉除去を行うことができる。

0045

[変形例4]
前述した実施形態では、第1チャネル情報及び第2チャネル情報は、例えばチャネル推定を行った結果として得られるチャネルの情報であるとされている。これに対し、第1チャネル情報及び第2チャネル情報は、その他の手法で得られてもよい。

0046

例えば、第1チャネル情報及び第2チャネル情報は、事前のキャリブレーションプロセスにて測定されたチャネルの情報であってもよい。例えば、第1チャネル情報の初期値は、図20のようなキャリブレーションプロセスで推定されてもよい。すなわち、送信信号を止めた状態で受信信号を測定することでチャネルの情報が推定されてもよい。また、第2チャネル情報の初期値は、図21のようなキャリブレーションプロセスで推定されてもよい。つまり、受信信号を遮断した状態で送信信号による干渉信号を測定することでチャネルの情報が推定されてもよい。

0047

また、第1チャネル情報及び第2チャネル情報は、決定論的に算出されたチャネルの情報であってもよい。送受間チャネルで直接波の影響が強い場合には、チャネルが決定論的に決まる。したがって、チャネルの情報は、幾何学的に計算され得る。また、干渉チャネルも一般的には送受間距離が短いので静的な場合が多く、こちらも幾何学的に計算され得る。

0048

[変形例5]
ウェイト演算部106におけるウェイトの演算手法は、チャネル行列の逆行列の計算に限るものではない。ウェイト演算部106は、例えば、最小平均2乗誤差MMSE)及び最尤検出MLD)のMIMO受信ウェイト演算手法を用いてウェイトを計算してもよい。

0049

[変形例6]
干渉信号除去部107は、図22のように、それぞれの第2アンテナ素子からの受信信号から、それぞれの第2アンテナ素子が対応している第1アンテナ素子からの干渉信号を減算する。干渉信号除去部107は、例えば、第2アンテナ素子#1からの受信信号については第1アンテナ素子#1のみからの干渉信号を減算すればよく、第2アンテナ素子#2では第1アンテナ素子#2のみからの干渉信号を減算すればよい。

0050

一方、式(35)で表される送信アレーアンテナ部101と受信アレーアンテナ部109の場合、すなわちチャネル間の振幅比が大きい場合、式(35)の右辺第2項の対角要素のej(α−β)は、hI,11/h11、hI,22/h22で表される。このことから、干渉信号除去部107は、既知の干渉信号に干渉チャネルと送受信チャネルの比を乗算してから干渉信号を減算してもよい。

0051

[実施形態の具体的な効果]
図23は、80GHzでの等価低域系シミュレーションによってビット誤り率特性を算出したものである。図23の「LOS−MIMO with interface」は、図24で示す全二重通信システムありの構成であって、受信信号に自局の送信信号による干渉成分が含まれ得る構成におけるビット誤り率特性を示している。一方、図23の「LOS−MIMO」は、図25で示す全二重通信なしの通信システムの構成であって、受信信号に自局の送信信号による干渉成分が含まれ得ない通信システムの構成でのビット誤り率特性を示している。

0052

図23に示すように、「LOS−MIMO with interface」のビット誤り率特性は、「LOS−MIMO」のビット誤り率特性とほぼ同一の特性である。つまり、実施形態で説明したように、アンテナ素子の配置を適宜に設定することで、図5の干渉成分501及び504の干渉成分を除去するだけでも、特性はほぼ劣化しない。このことから、簡素化による干渉除去の有効性が確認できる。

0053

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

0054

101送信アレーアンテナ部、102 送信部、103送信信号情報保持部、104 第1チャネル情報保持部、105 第2チャネル情報保持部、106ウェイト演算部、107干渉信号除去部、108 受信部、109受信アレーアンテナ部、110 処理部。

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