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技術 信号生成方法及び信号生成装置

出願人 サンパテントトラスト
発明者 村上豊木村知弘大内幹博
出願日 2019年2月14日 (1年10ヶ月経過) 出願番号 2019-024070
公開日 2019年6月13日 (1年6ヶ月経過) 公開番号 2019-092204
状態 未査定
技術分野 無線伝送方式一般(ダイバーシチ方式等)
主要キーワード 位相変更量 送信箇所 変更度合い かたより 全称記号 事前入力 送信信号列 多次元ガウス分布
関連する未来課題
重要な関連分野

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図面 (20)

課題

複数の変調信号を複数のアンテナから同時に送信する送信方法において、直接波が支配的な環境において、受信品質を改善する。

解決手段

第1の変調信号と第2の変調信号を同一周波数に同時に送信する送信方法であって、両信号に固定のプリコーディング行列を用いてプリコーディングするとともに、第1の変調信号または第2の変調信号の少なくとも一方の位相規則的に切り替えて送信することで、受信装置において、データの受信品質が向上する。

概要

背景

従来、マルチアンテナを用いた通信方法として例えばMIMO(Multiple−Input Multiple−Output)と呼ばれる通信方法がある。MIMOに代表されるマルチアンテナ通信では、複数系列送信データをそれぞれ変調し、各変調信号を異なるアンテナから同時に送信することで、データの通信速度を高めるようになっている。

図23は、送信アンテナ数2、受信アンテナ数2、送信変調信号(送信ストリーム)数2のときの送受信装置の構成の一例を示している。送信装置では、符号化されたデータをインタリーブし、インタリーブ後のデータを変調し、周波数変換等を行い送信信号が生成され、送信信号はアンテナから送信される。このとき、送信アンテナからそれぞれ異なる変調信号が同一時刻同一周波数に送信する方式が空間多重MIMO方式である。

このとき、特許文献1では送信アンテナごとに異なるインタリーブパターン具備する送信装置が提案されている。つまり、図23の送信装置において2つのインタリーブ(πa、πb)が互いに異なるインタリーブパターンを有していることになる。そして、受信装置において、非特許文献1、非特許文献2に示されているように、ソフト値を用いた検波方法(図23におけるMIMO detector)を、反復して行うことによって、受信品質が向上することになる。

ところで、無線通信における実伝搬環境モデルとして、レイリーフェージング環境で代表されるNLOS(non−line of sight)環境、ライスフェージング環境で代表されるLOS(line of sight)環境が存在する。送信装置においてシングルの変調信号を送信し、受信装置において複数のアンテナで受信した信号に対して最大比合成を行い、最大比合成後の信号に対して復調、及び復号を行う場合、LOS環境、特に、散乱波受信電力に対する直接波の受信電力の大きさを示すライスファクタが大きい環境では、良好な受信品質を得ることができる。しかし、伝送方式(例えば、空間多重MIMO伝送方式)によっては、ライスファクタが大きくなると受信品質が劣化するという問題が発生する。(非特許文献3参照)
図24の(A)(B)は、レイリ−フェージング環境、及びライスファクタK=3、10、16dBのライスフェージング環境において、LDPC(low−density parity−check)符号化されたデータを2×2(2アンテナ送信、2アンテナ受信)空間多重MIMO伝送した場合のBER(Bit Error Rate)特性(縦軸:BER、横軸:SNR(signal−to−noise power ratio))のシミュレーション結果の一例を示している。図24の(A)は、反復検波を行わないMax−log−APP(非特許文献1、非特許文献2参照)(APP:a posterior probability)のBER特性、図24の(B)は、反復検波を行ったMax−log−APP(非特許文献1、非特許文献2参照)(反復回数5回)のBER特性を示している。図24(A)(B)からわかるように、反復検波を行う、また
は行わないに関係なく、空間多重MIMOシステムでは、ライスファクタが大きくなると受信品質が劣化することが確認できる。このことから、「空間多重MIMOシステムでは、伝搬環境が安定的になると受信品質が劣化する」という従来のシングルの変調信号を送信するシステムにはない、空間多重MIMOシステム固有の課題をもつことがわかる。

放送マルチキャスト通信は、いろいろな伝播環境に対応しなければならないサービスであり、ユーザが所持する受信機放送局との間の電波伝搬環境はLOS環境であることは当然ありうる。前述の課題をもつ空間多重MIMOシステムを、放送やマルチキャスト通信に用いた場合、受信機において、電波受信電界強度は高いが、受信品質の劣化によりサービスを受けることができない、という現象が発生する可能性がある。つまり、空間多重MIMOシステムを放送やマルチキャスト通信で用いるには、NLOS環境、及びLOS環境のいずれの場合においても、ある程度の受信品質が得られるMIMO伝送方式の開発が望まれる。

非特許文献8では、通信相手からのフィードバック情報からプリコーディングに用いるコードブックプリコーディング行列プリコーディングウェイト行列ともいう))を選択する方法について述べられているが、上記のように、放送やマルチキャスト通信のように、通信相手からのフィードバック情報が得られない状況において、プリコーディングを行う方法については全く記載されていない。

一方、非特許文献4では、フィードバック情報が無い場合にも適用することができる、時間とともに、プリコーディング行列を切り替える方法について述べられている。この文献では、プリコーディングに用いる行列として、ユニタリ行列を用いること、また、ユニタリ行列をランダムに切り替えることについて述べられているが、上記で示したLOS環境での受信品質の劣化に対する適用方法については全く記載されていなく、単にランダムに切り替えることのみが記載されている。当然であるが、LOS環境の受信品質の劣化を改善するためのプリコーディング方法、および、プリコーディング行列の構成方法に関する記述は一切されていない。

概要

複数の変調信号を複数のアンテナから同時に送信する送信方法において、直接波が支配的な環境において、受信品質を改善する。第1の変調信号と第2の変調信号を同一周波数に同時に送信する送信方法であって、両信号に固定のプリコーディング行列を用いてプリコーディングするとともに、第1の変調信号または第2の変調信号の少なくとも一方の位相規則的に切り替えて送信することで、受信装置において、データの受信品質が向上する。

目的

本発明は、LOS環境における受信品質を改善することが可能なMIMOシステムを提供する

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

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請求項1

送信方法であって、第1の変調信号列s1(i)と第2の変調信号列s2(i)に対して、パワー変更とプリコーディング位相変更とを施して、第1の送信信号列z1(i)と第2の送信信号列z2(i)とを生成し、ここでiは0以上の整数であり、前記第1の送信信号列z1(i)と前記第2の送信信号列z2(i)を複数のアンテナを用いて送信し、0以上の整数である任意のkについて、第1の送信信号z1(k)と第2の送信信号z2(k)とは同一の周波数で同時に送信され、前記パワー変更および前記プリコーディングは、第1のプリコーディングされた信号列z'1(i)と第2のプリコーディングされた信号列z'2(i)とすると、以下の式で表される処理であり、ここでαは0であり、vおよびuは互いに異なる正の実数であり、前記位相変更は、前記第1のプリコーディングされた信号列z'1(i)と前記第2のプリコーディングされた信号列z'2(i)との少なくともいずれか一方に施され、前記位相変更における位相変更量規則的に変化する、ことを特徴とする送信方法。

請求項2

送信装置であって、第1の変調信号列s1(i)と第2の変調信号列s2(i)に対して、パワー変更とプリコーディングと位相変更とを施して、第1の送信信号列z1(i)と第2の送信信号列z2(i)とを生成し、ここでiは0以上の整数である、信号処理部と、前記第1の送信信号列z1(i)と前記第2の送信信号列z2(i)を複数のアンテナを用いて送信し、0以上の整数である任意のkについて、第1の送信信号z1(k)と第2の送信信号z2(k)とは同一の周波数で同時に送信される、送信部と、を備え、前記パワー変更および前記プリコーディングは、第1のプリコーディングされた信号列z'1(i)と第2のプリコーディングされた信号列z'2(i)とすると、以下の式で表される処理であり、ここでαは0であり、vおよびuは互いに異なる正の実数であり、前記位相変更は、前記第1のプリコーディングされた信号列z'1(i)と前記第2のプリコーディングされた信号列z'2(i)との少なくともいずれか一方に施され、前記位相変更における位相変更量は規則的に変化する、ことを特徴とする送信装置。

請求項3

受信方法であって、受信信号を取得し、前記受信信号は複数のアンテナを用いて送信された第1の送信信号列z1(i)と第2の送信信号列z2(i)を受信して得られ、ここでiは0以上の整数であり、前記第1の送信信号列z1(i)及び前記第2の送信信号列z2(i)は所定の生成処理を用いて生成されており、0以上の任意の整数kについて、第1の送信信号z1(k)と第2の送信信号z2(k)とは同一の周波数で同時に送信されており、取得した前記受信信号に対して、前記所定の生成処理に応じた復調処理を施して受信データを得る処理を含み、前記所定の生成処理は、第1の変調信号列s1(i)と第2の変調信号列s2(i)に対して、パワー変更とプリコーディングと位相変更とを施して、第1の送信信号列z1(i)と第2の送信信号列z2(i)とを生成し、ここでiは0以上の整数である、処理であり、前記パワー変更および前記プリコーディングは、第1のプリコーディングされた信号列z'1(i)と第2のプリコーディングされた信号列z'2(i)とすると、以下の式で表される処理であり、ここでαは0であり、vおよびuは互いに異なる正の実数であり、前記位相変更は、前記第1のプリコーディングされた信号列z'1(i)と前記第2のプリコーディングされた信号列z'2(i)との少なくともいずれか一方に施され、前記位相変更における位相変更量は規則的に変化する、ことを特徴とする受信方法。

請求項4

受信装置であって、受信信号を取得し、前記受信信号は複数のアンテナを用いて送信された第1の送信信号列z1(i)と第2の送信信号列z2(i)を受信して得られ、ここでiは0以上の整数であり、前記第1の送信信号列z1(i)及び前記第2の送信信号列z2(i)は所定の生成処理を用いて生成されており、0以上の任意の整数kについて、第1の送信信号z1(k)と第2の送信信号z2(k)とは同一の周波数で同時に送信されている、取得部と、取得した前記受信信号に対して、前記所定の生成処理に応じた復調処理を施して受信データを得る復調部と、を備え、前記所定の生成処理は、第1の変調信号列s1(i)と第2の変調信号列s2(i)に対して、パワー変更とプリコーディングと位相変更とを施して、第1の送信信号列z1(i)と第2の送信信号列z2(i)とを生成し、ここでiは0以上の整数である、処理であり、前記パワー変更および前記プリコーディングは、第1のプリコーディングされた信号列z'1(i)と第2のプリコーディングされた信号列z'2(i)とすると、以下の式で表される処理であり、ここでαは0であり、vおよびuは互いに異なる正の実数であり、前記位相変更は、前記第1のプリコーディングされた信号列z'1(i)と前記第2のプリコーディングされた信号列z'2(i)との少なくともいずれか一方に施され、前記位相変更における位相変更量は規則的に変化する、ことを特徴とする受信装置。

技術分野

0001

(関連出願に関する言及)2011年2月18日に出願された日本国特許出願2011−033771号、2011年3月9日に出願された日本国特許出願2011−051842号、2011年4月19日に出願された日本国特許出願2011−093544号及び2011年4月28日に出願された日本国特許出願2011−102101号に含まれる、特許請求の範囲、明細書、図面及び要約書開示内容はすべて本願に援用される。
本発明は、特にマルチアンテナを用いた通信を行う送信装置および受信装置に関する。

背景技術

0002

従来、マルチアンテナを用いた通信方法として例えばMIMO(Multiple−Input Multiple−Output)と呼ばれる通信方法がある。MIMOに代表されるマルチアンテナ通信では、複数系列送信データをそれぞれ変調し、各変調信号を異なるアンテナから同時に送信することで、データの通信速度を高めるようになっている。

0003

図23は、送信アンテナ数2、受信アンテナ数2、送信変調信号(送信ストリーム)数2のときの送受信装置の構成の一例を示している。送信装置では、符号化されたデータをインタリーブし、インタリーブ後のデータを変調し、周波数変換等を行い送信信号が生成され、送信信号はアンテナから送信される。このとき、送信アンテナからそれぞれ異なる変調信号が同一時刻同一周波数に送信する方式が空間多重MIMO方式である。

0004

このとき、特許文献1では送信アンテナごとに異なるインタリーブパターン具備する送信装置が提案されている。つまり、図23の送信装置において2つのインタリーブ(πa、πb)が互いに異なるインタリーブパターンを有していることになる。そして、受信装置において、非特許文献1、非特許文献2に示されているように、ソフト値を用いた検波方法(図23におけるMIMO detector)を、反復して行うことによって、受信品質が向上することになる。

0005

ところで、無線通信における実伝搬環境モデルとして、レイリーフェージング環境で代表されるNLOS(non−line of sight)環境、ライスフェージング環境で代表されるLOS(line of sight)環境が存在する。送信装置においてシングルの変調信号を送信し、受信装置において複数のアンテナで受信した信号に対して最大比合成を行い、最大比合成後の信号に対して復調、及び復号を行う場合、LOS環境、特に、散乱波受信電力に対する直接波の受信電力の大きさを示すライスファクタが大きい環境では、良好な受信品質を得ることができる。しかし、伝送方式(例えば、空間多重MIMO伝送方式)によっては、ライスファクタが大きくなると受信品質が劣化するという問題が発生する。(非特許文献3参照)
図24の(A)(B)は、レイリ−フェージング環境、及びライスファクタK=3、10、16dBのライスフェージング環境において、LDPC(low−density parity−check)符号化されたデータを2×2(2アンテナ送信、2アンテナ受信)空間多重MIMO伝送した場合のBER(Bit Error Rate)特性(縦軸:BER、横軸:SNR(signal−to−noise power ratio))のシミュレーション結果の一例を示している。図24の(A)は、反復検波を行わないMax−log−APP(非特許文献1、非特許文献2参照)(APP:a posterior probability)のBER特性図24の(B)は、反復検波を行ったMax−log−APP(非特許文献1、非特許文献2参照)(反復回数5回)のBER特性を示している。図24(A)(B)からわかるように、反復検波を行う、また
は行わないに関係なく、空間多重MIMOシステムでは、ライスファクタが大きくなると受信品質が劣化することが確認できる。このことから、「空間多重MIMOシステムでは、伝搬環境が安定的になると受信品質が劣化する」という従来のシングルの変調信号を送信するシステムにはない、空間多重MIMOシステム固有の課題をもつことがわかる。

0006

放送マルチキャスト通信は、いろいろな伝播環境に対応しなければならないサービスであり、ユーザが所持する受信機放送局との間の電波伝搬環境はLOS環境であることは当然ありうる。前述の課題をもつ空間多重MIMOシステムを、放送やマルチキャスト通信に用いた場合、受信機において、電波受信電界強度は高いが、受信品質の劣化によりサービスを受けることができない、という現象が発生する可能性がある。つまり、空間多重MIMOシステムを放送やマルチキャスト通信で用いるには、NLOS環境、及びLOS環境のいずれの場合においても、ある程度の受信品質が得られるMIMO伝送方式の開発が望まれる。

0007

非特許文献8では、通信相手からのフィードバック情報からプリコーディングに用いるコードブックプリコーディング行列プリコーディングウェイト行列ともいう))を選択する方法について述べられているが、上記のように、放送やマルチキャスト通信のように、通信相手からのフィードバック情報が得られない状況において、プリコーディングを行う方法については全く記載されていない。

0008

一方、非特許文献4では、フィードバック情報が無い場合にも適用することができる、時間とともに、プリコーディング行列を切り替える方法について述べられている。この文献では、プリコーディングに用いる行列として、ユニタリ行列を用いること、また、ユニタリ行列をランダムに切り替えることについて述べられているが、上記で示したLOS環境での受信品質の劣化に対する適用方法については全く記載されていなく、単にランダムに切り替えることのみが記載されている。当然であるが、LOS環境の受信品質の劣化を改善するためのプリコーディング方法、および、プリコーディング行列の構成方法に関する記述は一切されていない。

0009

国際公開第2005/050885号

先行技術

0010

“Achieving near−capacity on a multiple−antenna channel”IEEE Transaction on communications, vol.51, no.3, pp.389−399, March 2003.
“Performance analysis and design optimization of LDPC−codedMIMO OFDMsystems” IEEE Trans. Signal Processing., vol.52, no.2, pp.348−361, Feb. 2004.
“BERperformance evaluation in2x2 MIMO spatial multiplexing systems under Rician fading channels,”IEICE Trans. Fundamentals, vol.E91−A, no.10, pp.2798−2807, Oct. 2008.
“Turbo space−time codes with time varying linear transformations, ”IEEE Trans. Wireless communications, vol.6, no.2, pp.486−493, Feb. 2007.
“Likelihood function for QR−MLDsuitable for soft−decision turbo decoding and its performance,” IEICE Trans. Commun., vol.E88−B, no.1, pp.47−57, Jan. 2004.
「Shannon限界への道標:“Parallel concatenated (Turbo) coding”, “Turbo (iterative) decoding”とその周辺電子情報通信学会、信学技法IT98−51
“Advanced signal processing forPLCs: Wavelet−OFDM,” Proc. of IEEE International symposium on ISPLC 2008, pp.187−192, 2008.
D. J. Love, and R. W. heath, Jr., “Limited feedback unitary precoding for spatial multiplexing systems,” IEEE Trans. Inf. Theory, vol.51, no.8, pp.2967−1976, Aug. 2005.
DVB Document A122, Framing structure, channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting syste,m (DVB−T2), June 2008.
L. Vangelista, N. Benvenuto, and S. Tomasin, “Key technologies for next−generation terrestrial digital television standard DVB−T2,” IEEE Commun. Magazine, vo.47, no.10, pp.146−153, Oct. 2009.
T. Ohgane, T. Nishimura, and Y. Ogawa, “Application of space division multiplexing and those performance in a MIMO channel,” IEICE Trans. Commun., vo.88−B, no.5, pp.1843−1851, May 2005.
R. G. Gallager, “Low−density parity−check codes,” IRE Trans. Inform. Theory, IT−8, pp−21−28, 1962.
D. J. C. Mackay, “Good error−correcting codes based on very sparse matrices,” IEEE Trans. Inform. Theory, vol.45, no.2, pp399−431, March 1999.
ETSI EN 302 307, “Second generation framing structure, channel coding and modulation systems for broadcasting, interactive services, news gathering andotherbroadband satellite applications, “ v.1.1.2, June 2006.
Y.−L. Ueng, and C.−C. Cheng, “a fast−convergence decoding method and memory−efficientVLSIdecoder architecture for irregular LDPC codes in the IEEE 802.16e standards,” IEEEVTC−2007 Fall, pp.1255−1259.
S.M.Alamouti、 “A simple transmit diversity technique for wireless communications,”IEEE J. Select. Areas Commun., vol.16, no.8, pp.1451−1458, Oct 1998.
V. Tarokh, H. Jafrkhani, and A.R.Calderbank、 “Space−time block coding for wireless communications: Performance results、”IEEE J. Select. Areas Commun., vol.17, no.3, no.3, pp.451—460, March 1999.

発明が解決しようとする課題

0011

本発明は、LOS環境における受信品質を改善することが可能なMIMOシステムを提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

0012

本発明に係る信号生成方法は、複数のベースバンド信号から同一の周波数帯域かつ同一の時刻に送信される複複数のベースバンド信号から同一の周波数帯域かつ同一の時刻に送信される複数の信号を生成する信号生成方法であって、第1の複数ビットから生成された第1のベースバンド信号s1と第2の複数ビットから生成された第2のベースバンド信号s2との両方に対して位相変更を行い、位相変更後の第1のベースバンド信号s1’と位相変更後の第2のベースバンド信号s2’とを生成し、前記位相変更後の第1のベースバンド信号s1’をu倍し、前記位相変更後の第2のベースバンド信号s2’をv倍し、u
とvとは互いに異なる実数であり、前記位相変更後の第1のベースバンド信号s1’をu
倍した信号と、前記位相変更後の第2のベースバンド信号s2’をv倍した信号とに対して、所定の行列Fに応じた重み付け合成を行い、第1の重み付け合成信号z1と第2の重み付け合成信号z2を、前記同一の周波数帯域かつ同一の時刻に送信される複数の信号として生成し、前記第1の重み付け合成信号z1及び前記第2の重み付け合成信号z2は、(z1、z2)T=F(u×s1’、v×s2’)Tを満たし、前記u倍された第1のベースバンド信号s1及び前記v倍された第2のベースバンド信号s2に対して施される位相変更量は、それぞれN個の位相変更量の候補を切り替えながら選択された一つの位相変更量であり、前記N個の位相変更量のそれぞれは、所定の期間内で少なくとも一回選択されることを特徴とする。

0013

また、本発明に係る信号生成装置は、複数のベースバンド信号から同一の周波数帯域かつ同一の時刻に送信される複数の信号を生成する信号生成装置であって、第1の複数ビットから生成された第1のベースバンド信号s1と第2の複数ビットから生成された第2のベースバンド信号s2との両方に対して位相変更を行い、位相変更後の第1のベースバンド信号s1’と位相変更後の第2のベースバンド信号s2’とを生成する位相変更部と、前記位相変更後の第1のベースバンド信号s1’をu倍し、前記位相変更後の第2のベー
バンド信号s2’をv倍し、uとvとは互いに異なる実数であるパワー変更部と、前記位相変更後の第1のベースバンド信号s1’をu倍した信号と、前記位相変更後の第2の
ベースバンド信号s2’をv倍した信号とに対して、所定の行列Fに応じた重み付け合成を行い、第1の重み付け合成信号z1と第2の重み付け合成信号z2を、前記同一の周波数帯域かつ同一の時刻に送信される複数の信号として生成する重み付け合成部とを備え、
前記第1の重み付け合成信号z1及び前記第2の重み付け合成信号z2は、(z1、z2)T=F(u×s1’、v×s2’)Tを満たし、前記u倍された第1のベースバンド信号s1及び前記v倍された第2のベースバンド信号s2に対して施される位相変更量は、それぞれN個の位相変更量の候補を切り替えながら選択された一つの位相変更量であり、前記N個の位相変更量の候補のそれぞれは、所定の期間内で少なくとも一回選択されることを特徴とする。

発明の効果

0014

このように本発明によれば、LOS環境における受信品質の劣化を改善する信号生成方法、信号生成装置を提供することができるため、放送やマルチキャスト通信において見通し内のユーザに対して、品質の高いサービスを提供することができる。

図面の簡単な説明

0015

空間多重MIMO伝送システムにおける送受信装置の構成の例
フレーム構成の一例
位相変更方法適用時の送信装置の構成の例
位相変更方法適用時の送信装置の構成の例
フレーム構成の例
位相変更方法の例
受信装置の構成例
受信装置の信号処理部の構成例
受信装置の信号処理部の構成例
復号処理方法
受信状態の例
位相変更方法適用時の送信装置の構成の例
位相変更方法適用時の送信装置の構成の例
フレーム構成の例
フレーム構成の例
フレーム構成の例
フレーム構成の例
フレーム構成の例
マッピング方法の一例
マッピング方法の一例
重み付け合成部の構成の例
シンボル並び換え方法の一例
空間多重MIMO伝送システムにおける送受信装置の構成の例
BER特性例
位相変更方法の例
位相変更方法の例
位相変更方法の例
位相変更方法の例
位相変更方法の例
高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置
高い受信品質が得られる変調信号のフレーム構成例
高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例
高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例
ブロック符号を用いた場合の1つの符号化後ブロックに必要なシンボル数スロット数の変化例
ブロック符号を用いた場合の2つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化例
デジタル放送用システムの全体構成図
受信機の構成例を示すブロック図
多重化データの構成を示す図
ストリームが多重化データにおいてどのように多重化されているかを模式的に示す図
PESパケット列に、ビデオストリームがどのように格納されているかを示す詳細図
多重化データにおけるTSパケットソースパケットの構造を示す図
MTデータ構成を示す図
多重化データ情報の内部構成を示す図
ストリーム属性情報の内部構成を示す図
映像表示音声出力装置の構成図
通信システムの構成の一例
高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例
高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例
高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例
高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例
送信装置の構成の例
送信装置の構成の例
送信装置の構成の例
送信装置の構成の例
ベースバンド信号入れ替え部を示す図
送信装置の構成の例
分配部の動作の一例
分配部の動作の別例
基地局及び端末の関係を示す通信システムの一例
送信信号の周波数割り当ての一例
送信信号の周波数割り当ての一例
基地局と、中継器と、端末の関係を示す通信システムの一例
基地局からの送信信号の周波数割り当ての一例
中継器からの送信信号の周波数割り当ての一例
中継器の受信部と送信部の構成の一例
基地局が送信する信号のデータフォーマットの一例
送信装置の構成の例
ベースバンド信号入れ替え部を示す図
重み付け、ベースバンド信号の入れ替え、位相変更方法の一例
OFDM方式を用いた送信装置の構成の例
フレーム構成の例
変調方式に応じたスロット数と位相変更値の例
変調方式に応じたスロット数と位相変更値の例
DVB−T2規格における、放送局が送信する信号のフレーム構成の概要
同一時刻に2種類以上の信号が存在する例
送信装置の構成の例
フレーム構成の例
フレーム構成の例
フレーム構成の例
I−Q平面における16QAMの場合の信号点配置の例
I−Q平面におけるQPSKの場合の信号点配置の例
受信装置が得た対数尤度比の絶対値を模式的に示す例
受信装置が得る対数尤度比の絶対値の好適な例
重み付け合成部に関連する信号処理部の構成の例
重み付け合成部に関連する信号処理部の構成の例
I−Q平面における64QAMの場合の信号点配置の例
時間毎の変調方式、パワー変更値、位相変更値の設定例
時間毎の変調方式、パワー変更値、位相変更値の設定例
重み付け合成部に関連する信号処理部の構成の例
重み付け合成部に関連する信号処理部の構成の例
時間毎の変調方式、パワー変更値、位相変更値の設定例
時間毎の変調方式、パワー変更値、位相変更値の設定例
重み付け合成部に関連する信号処理部の構成の例
I−Q平面における16QAM及びQPSKの信号点配置の例
I−Q平面における16QAM及びQPSKの信号点配置の例

実施例

0016

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
(実施の形態1)
本実施の形態の送信方法、送信装置、受信方法、受信装置について詳しく説明する。

0017

本説明を行う前に、従来システムである空間多重MIMO伝送システムにおける、送信方法、復号方法の概要について説明する。

0018

NtxNr空間多重MIMOシステムの構成を図1に示す。情報ベクトルzは、符号化およびインタリーブが施される。そして、インタリーブの出力として、符号化後ビットベクトルu=(u1,…,uNt)が得られる。ただし、ui=(ui1,…,uiM)とする(M:シンボル当たりの送信ビット数)。送信ベクトルs=(s1,…,sNt)Tとすると送信アンテナ#iから送信信号si=map(ui)とあらわし、送信エネルギー正規化するとE{|si|2}=Es/Ntとあらわされる(Es:チャネル当たりの総エネルギー)。そして、受信ベクトルをy=(y1,…,yNr)Tとすると、式(1)のようにあらわされる。

0019

0020

このとき、HNtNrはチャネル行列、n=(n1,…,nNr)Tはノイズベクトルであり、niは平均値0、分散σ2のi.i.d.複素ガウス雑音である。受信機で導入する送信シンボル受信シンボルの関係から、受信ベクトルに関する確率は、式(2)のように多次元ガウス分布で与えることができる。

0021

0022

ここで、outer soft−in/soft−outデコーダとMIMO検波から
なる図1のような反復復号を行う受信機を考える。図1における対数尤度比のベクトル(L−value)は式(3)−(5)のようにあらわされる。

0023

0024

0025

0026

<反復検波方法>
ここでは、NtxNr空間多重MIMOシステムにおけるMIMO信号の反復検波について述べる。
umnの対数尤度比を式(6)のように定義する。

0027

0028

ベイズの定理より、式(6)は、式(7)のようにあらわすことができる。

0029

0030

ただし、Umn,±1={u|umn=±1}とする。そして、lnΣaj〜max
ln ajで近似すると式(7)は式(8)のように近似することができる。なお、上の「〜」の記号は近似を意味する。

0031

0032

式(8)におけるP(u|umn)とln P(u|umn)は以下のようにあらわされる。

0033

0034

0035

0036

ところで、式(2)で定義した式の対数確率は式(12)のようにあらわされる。

0037

0038

したがって、式(7),(13)から、MAP、または、APP(a posteriori probability)では、事後のL−valueは、以下のようにあらわされる。

0039

0040

以降では、反復APP復号と呼ぶ。また、式(8),(12)から、Max−Log近似に基づく対数尤度比(Max−Log APP)では、事後のL−valueは、以下のようにあらわされる。

0041

0042

0043

以降では、反復Max−logAPP復号と呼ぶ。そして、反復復号のシステムで必要とする外部情報は、式(13)または(14)から事前入力を減算することで、求めることができる。
システムモデル
図23に、以降の説明につながるシステムの基本構成を示す。ここでは、2×2空間多重MIMOシステムとし、ストリームA,Bではそれぞれにouterエンコーダがあり
、2つのouterエンコーダは同一のLDPC符号のエンコーダとする(ここではouterエンコーダとしてLDPC符号のエンコーダを用いる構成を例に挙げて説明するが、outerエンコーダが用いる誤り訂正符号はLDPC符号に限ったものではなく、ターボ符号畳み込み符号、LDPC畳み込み符号等の他の誤り訂正符号を用いても同様に実施することができる。また、outerエンコーダは、送信アンテナごとに有する構成としているがこれに限ったものではなく、送信アンテナが複数であっても、outerエンコーダは一つであってもよく、また、送信アンテナ数より多くのouterエンコーダを有していてもよい。)。そして、ストリームA,Bではそれぞれにインタリーバ(πa,πb)がある。ここでは、変調方式を2h−QAMとする(1シンボルでhビットを送信することになる。)。

0044

受信機では、上述のMIMO信号の反復検波(反復APP(またはMax−log APP)復号)を行うものとする。そして、LDPC符号の復号としては、例えば、sum−product復号を行うものとする。
図2はフレーム構成を示しており、インタリーブ後のシンボルの順番を記載している。このとき、以下の式のように(ia,ja),(ib,jb)をあらわすものとする。

0045

0046

0047

このとき、ia,ib:インタリーブ後のシンボルの順番、ja,jb:変調方式におけるビット位置(ja,jb=1,・・・,h)、πa,πb:ストリームA,Bのインタリーバ、Ωaia,ja,Ωbib,jb:ストリームA,Bのインタリーブ前のデータの順番、を示している。ただし、図2では、ia=ibのときのフレーム構成を示している。
<反復復号>
ここでは、受信機におけるLDPC符号の復号で用いるsum−product復号およびMIMO信号の反復検波のアルゴリズムについて詳しく述べる。

0048

sum−product復号
2元MxN行列H={Hmn}を復号対象とするLDPC符号の検査行列とする。集合[1,N]={1,2,・・・,N}の部分集合A(m),B(n)を次式のように定義する。

0049

0050

0051

このとき、A(m)は検査行列Hのm行目において、1である列インデックスの集合を意味し、B(n)は検査行列Hのn行目において1である行インデックスの集合である。sum−product復号のアルゴリズムは以下のとおりである。
Step A・1(初期化):Hmn=1を満たす全ての組(m,n)に対して事前値対数比βmn=0とする。ループ変数(反復回数)lsum=1とし、ループ最大回数をlsum,maxと設定する。
Step A・2(行処理):m=1,2,・・・,Mの順にHmn=1を満たす全ての組(m,n)に対して、以下の更新式を用いて外部値対数比αmnを更新する。

0052

0053

0054

0055

このとき、fはGallagerの関数である。そして、λnの求め方については以降で詳しく説明する。
Step A・3(列処理):n=1,2,・・・,Nの順にHmn=1を満たす全ての組(m,n)に対して、以下の更新式を用いて外部値対数比βmnを更新する。

0056

0057

Step A・4(対数尤度比の計算):n∈[1,N]について対数尤度比Lnを以下のように求める。

0058

0059

Step A・5(反復回数のカウント):もしlsum<lsum,maxならばlsumをインクリメントして、step A・2に戻る。lsum=lsum,maxの場合、この回のsum−product復号は終了する。
以上が、1回のsum−product復号の動作である。その後、MIMO信号の反復検波が行われる。上述のsum−product復号の動作の説明で用いた変数m,n,αmn,βmn,λn,Lnにおいて、ストリームAにおける変数をma,na,αamana,βamana,λna,Lna、ストリームBにおける変数をmb,nb,αbmbnb,βbmbnb,λnb,Lnbであらわすものとする。
<MIMO信号の反復検波>
ここでは、MIMO信号の反復検波におけるλnの求め方について詳しく説明する。

0060

式(1)から、次式が成立する。

0061

0062

図2のフレーム構成から、式(16)(17)から、以下の関係式が成立する。

0063

0064

0065

このとき、na,nb∈[1,N]となる。以降では、MIMO信号の反復検波の反復回数kのときのλna,Lna,λnb,Lnbをそれぞれλk,na,Lk,na,λk,nb,Lk,nbとあらわすものとする。
Step B・1(初期検波;k=0):初期検波のとき、λ0,na,λ0,nbを以下のように求める。
反復APP復号のとき:

0066

0067

反復Max−logAPP復号のとき:

0068

0069

0070

ただし、X=a,bとする。そして、MIMO信号の反復検波の反復回数をlmimo=0とし、反復回数の最大回数をlmimo,maxと設定する。
Step B・2(反復検波;反復回数k):反復回数kのときのλk,na,λk,nbは、式(11)(13)−(15)(16)(17)から式(31)−(34)のよ
うにあらわされる。ただし、(X,Y)=(a,b)(b,a)となる。
反復APP復号のとき:

0071

0072

0073

反復Max−logAPP復号のとき:

0074

0075

0076

Step B・3(反復回数のカウント、符号語推定):もしlmimo<lmimo,maxならばlmimoをインクリメントして、step B・2に戻る。lmimo=lmimo,maxの場合、推定符号語を以下のようにもとめる。

0077

0078

ただし、X=a,bとする。
図3は、本実施の形態における送信装置300の構成の一例である。符号化部302Aは、情報(データ)301A、フレーム構成信号313を入力とし、フレーム構成信号313(符号化部302Aがデータの誤り訂正符号化に使用する誤り訂正方式符号化率ブロック長等の情報が含まれており、フレーム構成信号313が指定した方式を用いることになる。また、誤り訂正方式は、切り替えても良い。)にしたがい、例えば、畳み込み符号、LDPC符号、ターボ符号等の誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ303Aを出力する。

0079

インタリーバ304Aは、符号化後のデータ303A、フレーム構成信号313を入力とし、インタリーブ、つまり、順番の並び替えを行い、インタリーブ後のデータ305Aを出力する。(フレーム構成信号313に基づき、インタリーブの方法は、切り替えても良い。)
マッピング部306Aは、インタリーブ後のデータ305A、フレーム構成信号313を入力とし、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)、16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation)、64QAM(64 Quadrature Amplitude Modulation)等の変調を施し、ベースバンド信号307Aを出力する。(フレーム構成信号313に基づき、変調方式は、切り替えても良い。)
図19は、QPSK変調におけるベースバンド信号を構成する同相成分Iと直交成分QのIQ平面におけるマッピング方法の一例としている。例えば、図19(A)のように、入力データが「00」の場合、I=1.0、Q=1.0が出力され、以下同様に、入力データが「01」の場合、I=—1.0、Q=1.0が出力され、・・・、が出力される。図19(B)は、図19(A)とは異なるQPSK変調のIQ平面におけるマッピング方法の例であり、図19(B)が図19(A)と異なる点は、図19(A)における信号点が、原点を中心に回転させることで図19(B)の信号点を得ることができる。このようなコンスタレーション回転方法については、非特許文献9、非特許文献10に示されており、また、非特許文献9、非特許文献10に示されているCyclic Q Delayを適用してもよい。図19とは別の例として、図20に16QAMのときのIQ平面における信号点配置を示しており、図19(A)に相当する例が図20(A)であり、図19(B)に相当する例が図20(B)となる。

0080

符号化部302Bは、情報(データ)301B、フレーム構成信号313を入力とし、フレーム構成信号313(使用する誤り訂正方式、符号化率、ブロック長等の情報が含まれており、フレーム構成信号313が指定した方式を用いることになる。また、誤り訂正方式は、切り替えても良い。)にしたがい、例えば、畳み込み符号、LDPC符号、ターボ符号等の誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ303Bを出力する。

0081

インタリーバ304Bは、符号化後のデータ303B、フレーム構成信号313を入力とし、インタリーブ、つまり、順番の並び替えを行い、インタリーブ後のデータ305Bを出力する。(フレーム構成信号313に基づき、インタリーブの方法は、切り替えても良い。)
マッピング部306Bは、インタリーブ後のデータ305B、フレーム構成信号313を入力とし、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)、16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation)、64QAM(64 Quadrature Amplitude Modulation)等の変調を施し、ベースバンド信号307Bを出力する。(フレーム構成信号313に基づき、変調方式は、切り替えても良い。)
信号処理方法情報生成部314は、フレーム構成信号313を入力とし、フレーム構成信号313に基づいた信号処理方法に関する情報315を出力する。なお、信号処理方法に関する情報315は、どのプリコーディング行列を固定的に用いるのかを指定する情報と、位相を変更する位相変更パターンの情報を含む。

0082

重み付け合成部308Aは、ベースバンド信号307A、ベースバンド信号307B、信号処理方法に関する情報315を入力とし、信号処理方法に関する情報315に基づいて、ベースバンド信号307Aおよびベースバンド信号307Bを重み付け合成し、重み付け合成後の信号309Aを出力する。なお、重み付け合成の方法の詳細については、後で詳しく説明する。

0083

無線部310Aは、重み付け合成後の信号309Aを入力とし、直交変調帯域制限、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号311Aを出力し、送信信号311Aは、アンテナ312Aから電波として出力される。
重み付け合成部308Bは、ベースバンド信号307A、ベースバンド信号307B、信号処理方法に関する情報315を入力とし、信号処理方法に関する情報315に基づいて、ベースバンド信号307Aおよびベースバンド信号307Bを重み付け合成し、重み付け合成後の信号316Bを出力する。

0084

図21に重み付け合成部(308A、308B)の構成を示す。図21において点線で囲まれる領域が重み付け合成部となる。ベースバンド信号307Aは、w11と乗算し、w11・s1(t)を生成し、w21と乗算し、w21・s1(t)を生成する。同様に、ベースバンド信号307Bは、w12と乗算し、w12・s2(t)を生成し、w22と乗算し、w22・s2(t)を生成する。次に、z1(t)=w11・s1(t)+w12・s2(t)、z2(t)=w21・s1(t)+w22・s2(t)を得る。このとき、s1(t)およびs2(t)は、上記の説明からわかるように、BPSK(Binary
Phase Shift Keying)、QPSK、8PSK(8 Phase Shift Keying)、16QAM、
32QAM(32 Quadrature Amplitude Modulation)、64QAM、256QAM、16APSK(16 Amplitude Phase Shift Keying)等の変調方式のベースバンド信号となる

0085

ここで、両重み付け合成部は、固定のプリコーディング行列を用いて重み付けを実行するものとし、プリコーディング行列としては、一例として、下記式(37)又は式(38)の条件のもと、式(36)を用いる方法がある。但し、これは一例であり、αの値は、式(37)、式(38)に限ったものではなく、別の値、例えば、αを1、としてもよい。

0086

なお、プリコーディング行列は、

0087

0088

但し、上記式(36)において、αは、

0089

0090

である。
あるいは、上記式(36)において、αは、

0091

0092

である。
なお、プリコーディング行列は、式(36)に限ったものではなく、式(39)に示すものを用いてもよい。

0093

0094

この式(39)において、a=Aejδ11、b=Bejδ12、c=Cejδ21、d=Dejδ22であらわされればよい。また、a、b、c、dのいずれか一つが「ゼロ」であってもよい。例えば、(1)aがゼロであり、b、c、dはゼロでない、(2)bがゼロであり、a、c、dはゼロでない、(3)cがゼロであり、a、b、dはゼロでない、(4)dがゼロであり、a、b、cはゼロでない、という構成であってもよい。

0095

なお、変調方式、誤り訂正符号、その符号化率のいずれかを変更した時は、使用するプリコーディング行列を設定、変更し、そのプリコーディング行列を固定的に使用してもよい。
位相変更部317Bは、重み付け合成後の信号316B及び信号処理方法に関する情報315を入力とし、当該信号316Bの位相を規則的に変更して出力する。規則的に変更するとは、予め定められた周期(例えば、n個のシンボル毎(nは1以上の整数)あるいは予め定められた時間毎)で、予め定められた位相変更パターンに従って位相を変更する。位相変更パターンの詳細については、下記実施の形態4において説明する。

0096

無線部310Bは、位相変更後の信号309Bを入力とし、直交変調、帯域制限、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号311Bを出力し、送信信号311Bは、アンテナ312Bから電波として出力される。
図4は、図3とは異なる送信装置400の構成例を示している。図4において、図3と異なる部分について説明する。

0097

符号化部402は、情報(データ)401、フレーム構成信号313を入力とし、フレーム構成信号313に基づき、誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ402を出力する。
分配部404は符号化後のデータ403を入力とし、分配し、データ405Aおよびデータ405Bを出力する。なお、図4では、符号化部が一つの場合を記載したが、これに限ったものではなく、符号化部をm(mは1以上の整数)とし、各符号化部で作成された符号化データを分配部が、2系統のデータにわけて出力する場合についても、本発明は同様に実施することができる。

0098

図5は、本実施の形態における送信装置の時間軸におけるフレーム構成の一例を示している。シンボル500_1は、受信装置に、送信方法を通知するためのシンボルであり、例えば、データシンボル伝送するために用いる誤り訂正方式、その符号化率の情報、データシンボルを伝送するために用いる変調方式の情報等を伝送する。
シンボル501_1は、送信装置が送信する変調信号z1(t){ただし、tは時間}のチャネル変動を推定するためのシンボルである。シンボル502_1は変調信号z1(t)が(時間軸における)シンボル番号uに送信するデータシンボル、シンボル503_1は変調信号z1(t)がシンボル番号u+1に送信するデータシンボルである。

0099

シンボル501_2は、送信装置が送信する変調信号z2(t){ただし、tは時間}のチャネル変動を推定するためのシンボルである。シンボル502_2は変調信号z2(t)がシンボル番号uに送信するデータシンボル、シンボル503_2は変調信号z2(t)がシンボル番号u+1に送信するデータシンボルである。
このとき、z1(t)におけるシンボルとz2(t)におけるシンボルにおいて、同一時刻(同一時間)のシンボルは、同一(共通)の周波数を用いて、送信アンテナから送信されることになる。

0100

送信装置が送信する変調信号z1(t)と変調信号z2(t)、及び、受信装置における受信信号r1(t)、r2(t)の関係について説明する。
図5において、504#1、504#2は送信装置における送信アンテナ、505#1、505#2は受信装置における受信アンテナを示しており、送信装置は、変調信号z1(t)を送信アンテナ504#1、変調信号z2(t)を送信アンテナ504#2から送信する。このとき、変調信号z1(t)および変調信号z2(t)は、同一(共通の)周波数(帯域)を占有しているものとする。送信装置の各送信アンテナと受信装置の各アンテナのチャネル変動をそれぞれh11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)とし、受信装置の受信アンテナ505#1が受信した受信信号をr1(t)、受信装置の受信アンテナ505#2が受信した受信信号をr2(t)とすると、以下の関係式が成立する。

0101

0102

図6は、本実施の形態における重み付け方法(プリコーディング(Precoding)方法)及び位相変更方法に関連する図であり、重み付け合成部600は、図3の重み付け合成部308Aと308Bの両者を統合した重み付け合成部である。図6に示すように、ストリームs1(t)およびストリームs2(t)は、図3のベースバンド信号307Aおよび307Bに相当する、つまり、QPSK、16QAM、64QAMなどの変調方式のマッピングにしたがったベースバンド信号の同相I成分、直交Q成分となる。そして、図6のフレーム構成のようにストリームs1(t)は、シンボル番号uの信号をs1(u)、シンボル番号u+1の信号をs1(u+1)、・・・とあらわす。同様に、ストリームs2(t)は、シンボル番号uの信号をs2(u)、シンボル番号u+1の信号をs2(u+1)、・・・とあらわす。そして、重み付け合成部600は、図3におけるベースバンド信号307A(s1(t))および307B(s2(t))、信号処理方法に関する情報315を入力とし、信号処理方法に関する情報315にしたがった重み付けを施し、図3の重み付け合成後の信号309A(z1(t))、316B(z2’(t))を出力する。位相変更部317Bは、重み付けされた信号316B(z2’(t))の位相を変更し、位相変更後の信号309B(z2(t))を出力する。

0103

このとき、z1(t)は、固定のプリコーディング行列Fにおける第1行のベクトルをW1=(w11,w12)とすると、以下の式(41)であらわすことができる。

0104

0105

一方、z2(t)は、固定のプリコーディング行列Fにおける第2行のベクトルをW2=(w21,w22)とし、位相変更部による位相変更式をy(t)とすると、以下の式(42)であらわすことができる。

0106

0107

ここで、y(t)は、予め定められた方式に従って、位相を変更するための式であり、例えば、周期を4とすると、時刻uの位相変更式は、例えば、式(43)であらわすことができる。

0108

0109

同様に時刻u+1の位相変更式は、例えば、式(44)であらわすことができる。

0110

0111

即ち、時刻u+kの位相変更式は、式(45)であらわすことができる。

0112

0113

なお、式(43)〜(45)に示した規則的な位相変更例は一例に過ぎない。
規則的な位相変更の周期は4に限ったものではない。この周期の数が多くなればその分だけ、受信装置の受信性能(より正確には誤り訂正性能)の向上を促すことができる可能性がある(周期が大きければよいというわけではないが、2のような小さい値は避ける方がよい可能性が高い。)。

0114

また、上記式(43)〜(45)で示した位相変更例では逐次所定の位相(上記式では、π/2ずつ)だけ回転させていく構成を示したが、同じ位相量だけ回転させるのではなくランダムに位相を変更することとしてもよい。例えば、y(t)は予め定められた周期に従って、式(46)や式(47)に示すような順に乗じる位相が変更されてもよい。位相の規則的な変更において重要となるのは、変調信号の位相が規則的に変更されることであり、変更される位相の度合いについては、なるべく均等になる、例えば、−πラジアンからπラジアンに対し、一様分布となるのが望ましいもののランダムであってもよい。

0115

0116

0117

このように、図6の重み付け合成部600は、予め定められた固定のプリコーディングウェイトを用いてプリコーディングを実行し、位相変更部317Bは、入力された信号の位相を、その変更度合いを規則的に変えながら、変更する。
LOS環境では、特殊なプリコーディング行列を用いると、受信品質が大きく改善する可能性があるが、直接波の状況により、その特殊なプリコーディング行列は受信した際の直接波の位相、振幅成分により異なる。しかし、LOS環境には、ある規則があり、この規則に従い送信信号の位相を規則的に変更すれば、データの受信品質が大きく改善する。本発明は、LOS環境を改善する信号処理方法を提案している。

0118

図7は、本実施の形態における受信装置700の構成の一例を示している。無線部703_Xは、アンテナ701_Xで受信された受信信号702_Xを入力とし、周波数変換、直交復調等の処理を施し、ベースバンド信号704_Xを出力する。
送信装置で送信された変調信号z1におけるチャネル変動推定部705_1は、ベースバンド信号704_Xを入力とし、図5におけるチャネル推定用リファレンスシンボル501_1を抽出し、式(40)のh11に相当する値を推定し、チャネル推定信号706_1を出力する。

0119

送信装置で送信された変調信号z2におけるチャネル変動推定部705_2は、ベースバンド信号704_Xを入力とし、図5におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル501_2を抽出し、式(40)のh12に相当する値を推定し、チャネル推定信号706_2を出力する。
無線部703_Yは、アンテナ701_Yで受信された受信信号702_Yを入力とし、周波数変換、直交復調等の処理を施し、ベースバンド信号704_Yを出力する。

0120

送信装置で送信された変調信号z1におけるチャネル変動推定部707_1は、ベースバンド信号704_Yを入力とし、図5におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル501_1を抽出し、式(40)のh21に相当する値を推定し、チャネル推定信号708_1を出力する。
送信装置で送信された変調信号z2におけるチャネル変動推定部707_2は、ベースバンド信号704_Yを入力とし、図5におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル501_2を抽出し、式(40)のh22に相当する値を推定し、チャネル推定信号708_2を出力する。

0121

制御情報復号部709は、ベースバンド信号704_Xおよび704_Yを入力とし、図5の送信方法を通知するためのシンボル500_1を検出し、送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号710を出力する。
信号処理部711は、ベースバンド信号704_X、704_Y、チャネル推定信号706_1、706_2、708_1、708_2、及び、送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号710を入力とし、検波、復号を行い、受信データ712_1および7
12_2を出力する。

0122

次に、図7の信号処理部711の動作について詳しく説明する。図8は、本実施の形態における信号処理部711の構成の一例を示している。図8は、主にINNERMIMO検波部とsoft−in/soft−outデコーダ、係数生成部から構成されている。この構成における反復復号の方法については、非特許文献2、非特許文献3で詳細が述べられているが、非特許文献2、非特許文献3に記載されているMIMO伝送方式は空間多重MIMO伝送方式であるが、本実施の形態における伝送方式は、時間とともに信号の位相を規則的に変更し、かつ、プリコーディング行列が使用されているMIMO伝送方式である点が、非特許文献2、非特許文献3と異なる点である。式(36)における(チャネル)行列をH(t)、図6におけるプリコーディングウェイト行列をF(ここでプリコーディング行列は1の受信信号中においては変更されない固定のものである)、図6の位相変更部による位相変更式の行列をY(t)(ここでY(t)はtによって変化する)、受信ベクトルをR(t)=(r1(t),r2(t))T、ストリームベクトルS(t)=(s1(t),s2(t))Tとすると以下の関係式が成立する。

0123

0124

このとき、受信装置は、H(t)×Y(t)×Fを得ることで、受信ベクトルR(t)に対して非特許文献2、非特許文献3の復号方法を適用することができる。
したがって、図8の係数生成部819は、送信装置が通知した送信方法の情報(用いた固定のプリコーディング行列及び位相を変更していた場合の位相変更パターンを特定するための情報)に関する信号818(図7の710に相当)を入力とし、信号処理方法の情報に関する信号820を出力する。

0125

INNERMIMO検波部803は、信号処理方法の情報に関する信号820を入力とし、この信号を利用して、式(48)の関係を利用することで、反復検波・復号を行うことになるがその動作について説明する。
図8に示す構成の信号処理部では、反復復号(反復検波)を行うため図10に示すような処理方法を行う必要がある。初めに、変調信号(ストリーム)s1の1符号語(または、1フレーム)、および、変調信号(ストリーム)s2の1符号語(または、1フレーム)の復号を行う。その結果、soft−in/soft−outデコーダから、変調信号(ストリーム)s1の1符号語(または、1フレーム)、および、変調信号(ストリーム)s2の1符号語(または、1フレーム)の各ビットの対数尤度比(LLR:Log−Likelihood Ratio)が得られる。そして、そのLLRを用いて再度、検波・復号が行われる。この操作が複数回行われる(この操作を反復復号(反復検波)と呼ぶ。)。以降では、1フレームにおける特定の時間のシンボルの対数尤度比(LLR)の作成方法を中心に説明する。

0126

図8において、記憶部815は、ベースバンド信号801X(図7のベースバンド信号704_Xに相当する。)、チャネル推定信号群802X(図7のチャネル推定信号70
6_1、706_2に相当する。)、ベースバンド信号801Y(図7のベースバンド信号704_Yに相当する。)、チャネル推定信号群802Y(図7のチャネル推定信号708_1、708_2に相当する。)を入力とし、反復復号(反復検波)を実現するために、式(48)におけるH(t)×Y(t)×Fを実行(算出)し、算出した行列を変形チャネル信号群として記憶する。そして、記憶部815は、必要なときに上記信号を、ベースバンド信号816X、変形チャネル推定信号群817X、ベースバンド信号816Y、変形チャネル推定信号群817Yとして出力する。

0127

その後の動作については、初期検波の場合と反復復号(反復検波)の場合を分けて説明する。
<初期検波の場合>
INNERMIMO検波部803は、ベースバンド信号801X、チャネル推定信号群802X、ベースバンド信号801Y、チャネル推定信号群802Yを入力とする。ここでは、変調信号(ストリーム)s1、変調信号(ストリーム)s2の変調方式が16QAMとして説明する。

0128

INNERMIMO検波部803は、まず、チャネル推定信号群802X、チャネル推定信号群802YからH(t)×Y(t)×Fを実行し、ベースバンド信号801Xに対応する候補信号点を求める。そのときの様子を図11に示す。図11において、●(黒丸)は、IQ平面における候補信号点であり、変調方式が16QAMのため、候補信号点は256個存在する。(ただし、図11では、イメージ図を示しているため、256個の候補信号点全ては示していない。)ここで、変調信号s1で伝送する4ビットをb0、b1、b2、b3、変調信号s2で伝送する4ビットをb4、b5、b6、b7とすると、図11において(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)に対応する候補信号点が存在することになる。そして、受信信号点1101(ベースバンド信号801Xに相当する。)と候補信号点それぞれとの2乗ユークリッド距離を求める。そして、それぞれの2乗ユークリッド距離をノイズの分散σ2で除算する。したがって、(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)に対応する候補信号点と受信信号点2乗ユークリッド距離をノイズの分散で除算した値をEX(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)が求まることになる。なお、各ベースバンド信号、変調信号s1、s2は、複素信号である。

0129

同様に、チャネル推定信号群802X、チャネル推定信号群802YからH(t)×Y(t)×Fを実行し、ベースバンド信号801Yに対応する候補信号点をもとめ、受信信号点(ベースバンド信号801Yに相当する。)との2乗ユークリッド距離を求め、この2乗ユークリッド距離をノイズの分散σ2で除算する。したがって、(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)に対応する候補信号点と受信信号点2乗ユークリッド距離をノイズの分散で除算した値をEY(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)が求まることになる。

0130

そして、EX(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)+EY(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)=E(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)を求める。
INNERMIMO検波部803は、E(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)を信号804として出力する。

0131

対数尤度算出部805Aは、信号804を入力とし、ビットb0およびb1およびb2およびb3の対数尤度(log likelihood)を算出し、対数尤度信号806Aを出力する。ただし、対数尤度の算出では、“1”のときの対数尤度および“0”のときの対数尤度が算出される。その算出方法は、式(28)、式(29)、式(30)に示
した通りであり、詳細については、非特許文献2、非特許文献3に示されている。

0132

同様に、対数尤度算出部805Bは、信号804を入力とし、ビットb4およびb5およびb6およびb7の対数尤度を算出し、対数尤度信号806Bを出力する。
デインタリーバ(807A)は、対数尤度信号806Aを入力とし、インタリーバ(図3のインタリーバ(304A))に対応するデインタリーブを行い、デインタリーブ後の対数尤度信号808Aを出力する。

0133

同様に、デインタリーバ(807B)は、対数尤度信号806Bを入力とし、インタリーバ(図3のインタリーバ(304B))に対応するデインタリーブを行い、デインタリーブ後の対数尤度信号808Bを出力する。
対数尤度比算出部809Aは、デインタリーブ後の対数尤度信号808Aを入力とし、図3符号化器302Aで符号化されたビットの対数尤度比(LLR:Log−Likelihood Ratio)を算出し、対数尤度比信号810Aを出力する。

0134

同様に、対数尤度比算出部809Bは、デインタリーブ後の対数尤度信号808Bを入力とし、図3の符号化器302Bで符号化されたビットの対数尤度比(LLR:Log−Likelihood Ratio)を算出し、対数尤度比信号810Bを出力する。
Soft−in/soft−outデコーダ811Aは、対数尤度比信号810Aを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比812Aを出力する。

0135

同様に、Soft−in/soft−outデコーダ811Bは、対数尤度比信号810Bを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比812Bを出力する。
<反復復号(反復検波)の場合、反復回数k>
インタリーバ(813A)は、k−1回目のsoft−in/soft−outデコードで得られた復号後の対数尤度比812Aを入力とし、インタリーブを行い、インタリーブ後の対数尤度比814Aを出力する。このとき、インタリーブ(813A)のインタリーブのパターンは、図3のインタリーバ(304A)のインタリーブパターンと同様である。

0136

インタリーバ(813B)は、k−1回目のsoft−in/soft−outデコードで得られた復号後の対数尤度比812Bを入力とし、インタリーブを行い、インタリーブ後の対数尤度比814Bを出力する。このとき、インタリーブ(813B)のインタリーブのパターンは、図3のインタリーバ(304B)のインタリーブパターンと同様である。

0137

INNERMIMO検波部803は、ベースバンド信号816X、変形チャネル推定信号群817X、ベースバンド信号816Y、変形チャネル推定信号群817Y、インタリーブ後の対数尤度比814A、インタリーブ後の対数尤度比814Bを入力とする。ここで、ベースバンド信号801X、チャネル推定信号群802X、ベースバンド信号801Y、チャネル推定信号群802Yではなく、ベースバンド信号816X、変形チャネル推定信号群817X、ベースバンド信号816Y、変形チャネル推定信号群817Yを用いているのは、反復復号のため、遅延時間が発生しているためである。

0138

INNERMIMO検波部803の反復復号時の動作と、初期検波時の動作の異なる点は、インタリーブ後の対数尤度比814A、インタリーブ後の対数尤度比814Bを信号処理の際に用いていることである。INNER MIMO検波部803は、まず、初期検波のときと同様に、E(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)を求める。加えて、インタリーブ後の対数尤度比814A、インタリーブ後の対数尤度比814Bから、式(11)、式(32)に相当する係数を求める。そして、E(b0,b1,b2
,b3,b4,b5,b6,b7)の値をこの求めた係数を用いて補正し、その値をE’(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)とし、信号804として出力する。

0139

対数尤度算出部805Aは、信号804を入力とし、ビットb0およびb1およびb2およびb3の対数尤度(log likelihood)を算出し、対数尤度信号806Aを出力する。ただし、対数尤度の算出では、“1”のときの対数尤度および“0”のときの対数尤度が算出される。その算出方法は、式(31)、式(32)、式(33)、式(34)、式(35)に示した通りであり、非特許文献2、非特許文献3に示されている。

0140

同様に、対数尤度算出部805Bは、信号804を入力とし、ビットb4およびb5およびb6およびb7の対数尤度を算出し、対数尤度信号806Bを出力する。デインタリーバ以降の動作は、初期検波と同様である。
なお、図8では、反復検波を行う場合の、信号処理部の構成について示したが、反復検波は必ずしも良好な受信品質を得る上で必須の構成ではなく、反復検波のみに必要とする構成部分、インタリーバ813A、813Bを有していない構成でもよい。このとき、INNERMIMO検波部803は、反復的な検波を行わないことになる。

0141

そして、本実施の形態で重要な部分は、H(t)×Y(t)×Fの演算を行うことである。なお、非特許文献5等に示されているように、QR分解を用いて初期検波、反復検波を行ってもよい。
また、非特許文献11に示されているように、H(t)×Y(t)×Fに基づき、MMSE(Minimum Mean Square Error)、ZF(Zero Forcing)の線形演算を行い、初期検波を行
ってもよい。

0142

図9は、図8と異なる信号処理部の構成であり、図4の送信装置が送信した変調信号のための信号処理部である。図8と異なる点は、soft−in/soft−outデコーダの数であり、soft−in/soft−outデコーダ901は、対数尤度比信号810A、810Bを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比902を出力する。分配部903は、復号後の対数尤度比902を入力とし、分配を行う。それ以外の部分については、図8と同様の動作となる。

0143

以上のように、本実施の形態のように、MIMO伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、プリコーディング行列を乗算するとともに、時間とともに位相を変更し、この位相の変更を規則的に行うことで、直接波が支配的なLOS環境において、従来の空間多重MIMO伝送を用いるときと比べ、受信装置におけるデータの受信品質が向上するという効果を得ることができる。

0144

本実施の形態において、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。
また、本実施の形態では、特にLDPC符号を例に説明したがこれに限ったものではなく、また、復号方法についても、soft−in/soft−outデコーダとして、sum−product復号を例に限ったものではなく、他のsoft−in/soft−outの復号方法、例えば、BCJRアルゴリズム、SOVAアルゴリズム、Max−log−MAPアルゴリズムなどがある。詳細については、非特許文献6に示されている。

0145

また、本実施の形態では、シングルキャリア方式を例に説明したが、これに限ったものではなく、マルチキャリア伝送を行った場合でも同様に実施することができる。したがっ
て、例えば、スペクトル拡散通信方式、OFDM(Orthogonal Frequency−Division Multiplexing)方式、SC−FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access)、SC−OFDM(Single Carrier Orthogonal Frequency−Division Multiplexing)方式、非特許文献7等で示されているウェーブレットOFDM方式等を用いた場合についても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボルプリアンブルユニークワード等)、制御情報の伝送用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。

0146

以下では、マルチキャリア方式の一例として、OFDM方式を用いたときの例を説明する。
図12は、OFDM方式を用いたときの送信装置の構成を示している。図12において、図3と同様に動作するものについては、同一符号を付した。
OFDM方式関連処理部1201Aは、重み付け後の信号309Aを入力とし、OFDM方式関連の処理を施し、送信信号1202Aを出力する。同様に、OFDM方式関連処理部1201Bは、位相変更後の信号309Bを入力とし、送信信号1202Bを出力する。

0147

図13は、図12のOFDM方式関連処理部1201A、1201B以降の構成の一例を示しており、図12の1201Aから312Aに関連する部分が、1301Aから1310Aであり、1201Bから312Bに関連する部分が1301Bから1310Bである。
シリアルパラレル変換部1302Aは、重み付け後の信号1301A(図12の重み付け後の信号309Aに相当する)シリアルパラレル変換を行い、パラレル信号1303Aを出力する。

0148

並び換え部1304Aは、パラレル信号1303Aを入力とし、並び換えを行い、並び換え後の信号1305Aを出力する。なお、並び換えについては、後で詳しく述べる。
逆高速フーリエ変換部1306Aは、並び換え後の信号1305Aを入力とし、逆高速フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号1307Aを出力する。
無線部1308Aは、逆フーリエ変換後の信号1307Aを入力とし、周波数変換、増幅等の処理を行い、変調信号1309Aを出力し、変調信号1309Aはアンテナ1310Aから電波として出力される。

0149

シリアルパラレル変換部1302Bは、重み付けされ位相が変更された後の信号1301B(図12の位相変更後の信号309Bに相当する)に対し、シリアルパラレル変換を行い、パラレル信号1303Bを出力する。
並び換え部1304Bは、パラレル信号1303Bを入力とし、並び換えを行い、並び換え後の信号1305Bを出力する。なお、並び換えについては、後で詳しく述べる。

0150

逆高速フーリエ変換部1306Bは、並び換え後の信号1305Bを入力とし、逆高速フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号1307Bを出力する。
無線部1308Bは、逆フーリエ変換後の信号1307Bを入力とし、周波数変換、増幅等の処理を行い、変調信号1309Bを出力し、変調信号1309Bはアンテナ1310Bから電波として出力される。

0151

図3の送信装置では、マルチキャリアを用いた伝送方式でないため、図6のように、4周期となるように位相を変更し、位相変更後のシンボルを時間軸方向に配置している。図12に示すようなOFDM方式のようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、当然
図3のようにプリコーディングし、位相を変更した後のシンボルを時間軸方向に配置し、それを各(サブ)キャリアごとに行う方式が考えられるが、マルチキャリア伝送方式の場合、周波数軸方向、または、周波数軸・時間軸両者を用いて配置する方法が考えられる。以降では、この点について説明する。

0152

図14は、横軸周波数、縦軸時間における、図13の並び替え部1301A、1301Bにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、周波数軸は、(サブ)キャリア0から(サブ)キャリア9で構成されており、変調信号z1とz2は、同一時刻(時間)に同一の周波数帯域を使用しており、図14(A)は変調信号z1のシンボルの並び替え方法、図14(B)は変調信号z2のシンボルの並び替え方法を示している。シリアルパラレル変換部1302Aが入力とする重み付けされた後の信号1301Aのシンボルに対し、順番に、#0、#1、#2、#3、・・・と番号をふる。ここでは、周期4の場合を考えているので、#0、#1、#2、#3が一周期分となる。同様に考えると、#4n、#4n+1、#4n+2、#4n+3(nは0以上の整数)が一周期分となる。

0153

このとき、図14(a)のように、シンボル#0、#1、#2、#3、・・・をキャリア0から順番に配置し、シンボル#0から#9を時刻$1に配置し、その後、シンボル#10から#19を時刻$2に配置するというように規則的に配置するものとする。なお、変調信号z1とz2は、複素信号である。
同様に、シリアルパラレル変換部1302Bが入力とする重み付けされ位相が変更された後の信号1301Bのシンボルに対し、順番に、#0、#1、#2、#3、・・・と番号をふる。ここでは、周期4の場合を考えているので、#0、#1、#2、#3はそれぞれ異なる位相変更を行っていることになり、#0、#1、#2、#3が一周期分となる。同様に考えると、#4n、#4n+1、#4n+2、#4n+3(nは0以上の整数)はそれぞれ異なる位相変更を行っていることになり、#4n、#4n+1、#4n+2、#4n+3が一周期分となる。

0154

このとき、図14(b)のように、シンボル#0、#1、#2、#3、・・・をキャリア0から順番に配置し、シンボル#0から#9を時刻$1に配置し、その後、シンボル#10から#19を時刻$2に配置するというように規則的に配置するものとする。
そして、図14(B)に示すシンボル群1402は、図6に示す位相変更方法を用いたときの1周期分のシンボルであり、シンボル#0は図6の時刻uの位相を用いたときのシンボルであり、シンボル#1は図6の時刻u+1の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル#2は図6の時刻u+2の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル#3は図6の時刻u+3の位相を用いたときのシンボルである。したがって、シンボル#xにおいて、x mod 4が0(xを4で割ったときの余り、したがって、mod:modulo)のとき、シンボル#xは図6の時刻uの位相を用いたときのシンボルであり、x mod
4が1のとき、シンボル#xは図6の時刻u+1の位相を用いたときのシンボルであり、x mod 4が2のとき、シンボル#xは図6の時刻u+2の位相を用いたときのシンボルであり、x mod 4が3のとき、シンボル#xは図6の時刻u+3の位相を用いたときのシンボルである。

0155

なお、本実施の形態においては、図14(A)に示す変調信号z1は位相を変更されていない。
このように、OFDM方式などのマルチキャリア伝送方式を用いた場合、シングルキャリア伝送のときとは異なり、シンボルを周波数軸方向に並べることができるという特徴を持つことになる。そして、シンボルの並べ方については、図14のような並べ方に限ったものではない。他の例について、図15図16を用いて説明する。

0156

図15は、図14とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図13の並び替え部1
301A、1301Bにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図15(A)は変調信号z1のシンボルの並び替え方法、図15(B)は変調信号z2のシンボルの並び替え方法を示している。図15(A)(B)が図14と異なる点は、変調信号z1のシンボルの並び替え方法と変調信号z2のシンボルの並び替え方法が異なる点であり、図15(B)では、シンボル#0から#5をキャリア4からキャリア9に配置し、シンボル#6から#9をキャリア0から3に配置し、その後、同様の規則で、シンボル#10から#19を各キャリアに配置する。このとき、図14(B)と同様に、図15(B)に示すシンボル群1502は、図6に示す位相変更方法を用いたときの1周期分のシンボルである。

0157

図16は、図14と異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図13の並び替え部1301A、1301Bにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図16(A)は変調信号z1のシンボルの並び替え方法、図16(B)は変調信号z2のシンボルの並び替え方法を示している。図16(A)(B)が図14と異なる点は、図14では、シンボルをキャリアに順々に配置しているのに対し、図16では、シンボルをキャリアに順々に配置していない点である。当然であるが、図16において、図15と同様に、変調信号z1のシンボルの並び替え方法と変調信号z2の並び替え方法を異なるようにしてもよい。

0158

図17は、図14〜16とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図13の並び替え部1301A、1301Bにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図17(A)は変調信号z1のシンボルの並び替え方法、図17(B)は変調信号z2のシンボルの並び替え方法を示している。図14〜16では、シンボルを周波数軸方向に並べているが、図17ではシンボルを周波数、時間軸の両者を利用して配置している。

0159

図6では、位相の変更を4スロットで切り替える場合の例を説明したが、ここでは、8スロットで切り替える場合を例に説明する。図17に示すシンボル群1702は、位相変更方法を用いたときの1周期分のシンボル(したがって、8シンボル)であり、シンボル#0は時刻uの位相を用いたときのシンボルであり、シンボル#1は時刻u+1の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル#2は時刻u+2の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル#3は時刻u+3の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル#4は時刻u+4の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル#5は時刻u+5の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル#6は時刻u+6の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル#7は時刻u+7の位相を用いたときのシンボルである。したがって、シンボル#xにおいて、x mod 8が0のとき、シンボル#xは時刻uの位相を用いたときのシンボルであり、x mod 8が1のとき、シンボル#xは時刻u+1の位相を用いたときのシンボルであり、x mod 8が2のとき、シンボル#xは時刻u+2の位相を用いたときのシンボルであり、x mod 8が3のとき、シンボル#xは時刻u+3の位相を用いたときのシンボルであり、x mod 8が4のとき、シンボル#xは時刻u+4の位相を用いたときのシンボルであり、x mod 8が5のとき、シンボル#xは時刻u+5の位相を用いたときのシンボルであり、x mod 8が6のとき、シンボル#xは時刻u+6の位相を用いたときのシンボルであり、x mod 8が7のとき、シンボル#xは時刻u+7の位相を用いたときのシンボルである。図17のシンボルの並べ方では、時間軸方向に4スロット、周波数軸方向で2スロットの計4×2=8スロットを用いて、1周期分のシンボルを配置しているが、このとき、1周期分のシンボルの数をm×nシンボル(つまり、乗じる位相はm×n種類存在する。)1周期分のシンボルを配置するのに使用する周波数軸方向のスロット(キャリア数)をn、時間軸方向に使用するスロットをmとすると、m>nとするとよい。これは、直接波の位相は、時間軸方向の変動は、周波数軸方向の変動と比較し、緩やかである。したがって、定常的な直接波の影響を小さくするために本実施の形態の規則的な位相の変更を行うので、位相の変更を
行う周期では直接波の変動を小さくしたい。したがって、m>nとするとよい。また、以上の点を考慮すると、周波数軸方向のみ、または、時間軸方向のみにシンボルを並び替えるより、図17のように周波数軸と時間軸の両者を用いて並び換えを行うほうが、直接波は定常的になる可能性が高く、本発明の効果を得やすいという効果が得られる。ただし、周波数軸方向に並べると、周波数軸の変動が急峻であるため、ダイバーシチゲインを得ることが出来る可能性があるので、必ずしも周波数軸と時間軸の両者を用いて並び換えを行う方法が最適な方法であるとは限らない。

0160

図18は、図17とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図13の並び替え部1301A、1301Bにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図18(A)は変調信号z1のシンボルの並び替え方法、図18(B)は変調信号z2のシンボルの並び替え方法を示している。図18は、図17と同様、シンボルを周波数、時間軸の両者を利用して配置しているが、図17と異なる点は、図17では、周波数方向優先し、その後、時間軸方向にシンボルを配置しているのに対し、図18では、時間軸方向を優先し、その後、時間軸方向にシンボルを配置している点である。図18において、シンボル群1802は、位相変更方法を用いたときの1周期分のシンボルである。

0161

なお、図17図18では、図15と同様に、変調信号z1のシンボルの配置方法と変調信号z2のシンボル配置方法が異なるように配置しても同様に実施することができ、また、高い受信品質を得ることができるという効果を得ることができる。また、図17図18において、図16のようにシンボルを順々に配置していなくても、同様に実施することができ、また、高い受信品質を得ることができるという効果を得ることができる。

0162

図22は、上記とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における図13の並び替え部1301A、130Bにおけるシンボルの並び換え方法の一例を示している。図6の時刻u〜u+3のような4スロットを用いて規則的に位相を変更する場合を考える。図22において特徴的な点は、周波数軸方向にシンボルを順に並べているが、時間軸方向に進めた場合、サイクリックにn(図22の例ではn=1)シンボルサイクリックシフトさせている点である。図22における周波数軸方向のシンボル群2210に示した4シンボルにおいて、図6の時刻u〜u+3の位相の変更を行うものとする。

0163

このとき、#0のシンボルでは時刻uの位相を用いた位相変更、#1では時刻u+1の位相を用いた位相変更、#2では時刻u+2の位相を用いた位相変更、時刻u+3の位相を用いた位相変更を行うものとする。
周波数軸方向のシンボル群2220についても同様に、#4のシンボルでは時刻uの位相を用いた位相変更、#5では時刻u+1の位相を用いた位相変更、#6では時刻u+2の位相を用いた位相変更、#7では時刻u+3の位相を用いた位相変更を行うものとする。

0164

時間$1のシンボルにおいて、上記のような位相の変更を行ったが、時間軸方向において、サイクリックシフトしているため、シンボル群2201、2202、2203、2204については以下のように位相の変更を行うことになる。
時間軸方向のシンボル群2201では、#0のシンボルでは時刻uの位相を用いた位相変更、#9では時刻u+1の位相を用いた位相変更、#18では時刻u+2の位相を用いた位相変更、#27では時刻u+3の位相を用いた位相変更を行うものとする。

0165

時間軸方向のシンボル群2202では、#28のシンボルでは時刻uの位相を用いた位相変更、#1では時刻u+1の位相を用いた位相変更、#10では時刻u+2の位相を用いた位相変更、#19では時刻u+3の位相を用いた位相変更を行うものとする。
時間軸方向のシンボル群2203では、#20のシンボルでは時刻uの位相を用いた位
相変更、#29では時刻u+1の位相を用いた位相変更、#2では時刻u+2の位相を用いた位相変更、#11では時刻u+3の位相を用いた位相変更を行うものとする。

0166

時間軸方向のシンボル群2204では、#12のシンボルでは時刻uの位相を用いた位相変更、#21では時刻u+1の位相を用いた位相変更、#30では時刻u+2の位相を用いた位相変更、#3では時刻u+3の位相を用いた位相変更を行うものとする。
図22においての特徴は、例えば#11のシンボルに着目した場合、同一時刻の周波数軸方向の両隣のシンボル(#10と#12)は、ともに#11とは異なる位相を用いて位相の変更を行っているとともに、#11のシンボルの同一キャリアの時間軸方向の両隣のシンボル(#2と#20)は、ともに#11とは異なる位相を用いて位相の変更を行っていることである。そして、これは#11のシンボルに限ったものではなく、周波数軸方向および時間軸方向ともに両隣にシンボルが存在するシンボルすべてにおいて#11のシンボルと同様の特徴をもつことになる。これにより、効果的に位相を変更していることになり、直接波の定常的な状況に対する影響を受けづらくなるため、データの受信品質が改善される可能性が高くなる。

0167

図22では、n=1として説明したが、これに限ったものではなく、n=3としても同様に実施することができる。また、図22では、周波数軸にシンボルを並べ、時間が軸方向にすすむ場合、シンボルの配置の順番をサイクリックシフトするという特徴を持たせることで、上記の特徴を実現したが、シンボルをランダム(規則的であってもよい)に配置することで上記特徴を実現するような方法もある。

0168

(実施の形態2)
上記実施の形態1においては、重み付け合成された(固定のプリコーディング行列でプリコーディングされた)信号z(t)の位相を変更することとした。ここでは、上記実施の形態1と同等の効果を得られる位相変更方法の各種の実施形態について開示する。

0169

上記実施の形態において、図3及び図6に示すように、位相変更部317Bは、重み付け合成部600からの一方の出力に対してのみ位相の変更を実行する構成となっている。
しかしながら、位相の変更を実行するタイミングとしては、重み付け合成部600によるプリコーディングの前に実行することとしてもよく、送信装置は、図6に示した構成に代えて、図25に示すように、位相変更部317Bを重み付け合成部600の前段に設ける構成としてもよい。

0170

この場合、位相変更部317Bは、選択した変調方式のマッピングにしたがったベースバンド信号s2(t)に対して規則的な位相の変更を実行して、s2’(t)=s2(t)y(t)(但し、y(t)はtにより変更される)を出力し、重み付け合成部600は、s2’(t)に対してプリコーディングを実行して、z2(t)(=W2s2’(t))(式(42)参照)を出力し、これを送信する構成としてもよい。

0171

また、位相の変更は、両変調信号s1(t)、s2(t)の双方に対して実行してもよく、送信装置は、図6に示した構成に代えて、図26に示すように、重み付け合成部600の両方の出力に対して位相変更部を設ける構成をとってもよい。
位相変更部317Aは、位相変更部317Bと同様に入力された信号の位相を規則的に変更するものであり、重み付け合成部からのプリコーディングされた信号z1’(t)の位相を変更し、位相を変更した信号z1(t)を送信部に出力する。

0172

ただし、位相変更部317A及び位相変更部317Bは互いに位相を変更する位相の度合いは、同じタイミングにおいては、図26に示すような位相の変更を行う。(ただし、
以下は一つの例であり、位相の変更方法はこれに限ったものではない。)時刻uにおいて、図26の位相変更部317Aは、z1(t)=y1(t)z1’(t)となるように、
また、位相変更部317Bは、z2(t)=y2(t)z2’(t)となるように、位相の変更を行う。例えば、図26に示すように、時刻uにおいて、y1(u)=ej0、y2(u)=e−jπ/2、時刻u+1において、y1(u+1)=ejπ/4、y2(u+1)=e−j3π/4、・・・、時刻u+kにおいて、y1(u+k)=ejkπ/4、y2(u+k)=ej(−kπ/4−π/2)、として位相の変更を行う。なお、位相を規則的に変更する周期は、位相変更部317Aと位相変更部317Bとで同じであってもよいし、異なるものであってもよい。

0173

また、上述したとおり、位相を変更するタイミングは、重み付け合成部によるプリコーディングの実行前であってもよく、送信装置は、図26に示す構成に代えて、図27に示す構成としてもよい。
両変調信号の位相を規則的に変更する場合には、それぞれの送信信号には、例えば制御情報として、それぞれの位相変更パターンの情報が含まれることとし、受信装置は、この制御情報を得ることで、送信装置が規則的に切り替えた位相変更方法、つまり、位相変更パターンを知ることができ、これにより、正しい復調(検波)を実行することが可能となる。

0174

次に、図6図25の構成の変形例について図28図29を用いて説明する。図28図6と異なる点は、位相変更ON/OFFに関する情報2800が存在する点、および、位相変更をz1’(t)、z2’(t)のいずれかに位相変更を行う(同一時刻、または、同一周波数で、位相変更をz1’(t)、z2’(t)のいずれかに対し施す。)点である。したがって、位相変更をz1’(t)、z2’(t)のいずれかに位相変更を行うことになるため、図28の位相変更部317A、位相変更部317Bは、位相変更を行う(ON
)場合と位相変更を行わない(OFF)場合がある。このON/OFFに関する制御情報が、位相
変更ON/OFFに関する情報2800となる。この位相変更ON/OFFに関する情報2800は、図3に示す信号処理方法情報生成部314から出力される。

0175

図28の位相変更部317Aは、z1(t)=y1(t)z1’(t)となるように、
また、位相変更部317Bは、z2(t)=y2(t)z2’(t)となるように、位相の変更を行うことになる。
このとき、例えば、z1’(t)は、周期4で位相変更を行うものとする。(このとき、z2’(t)は位相変更を行わない。)したがって、時刻uにおいて、y1(u)=ej0、y2(u)=1、時刻u+1において、y1(u+1)=ejπ/2、y2(u+1)=1、時刻u+2において、y1(u+2)=ejπ、y2(u+2)=1、時刻u+3において、y1(u+3)=ej3π/2、y2(u+3)=1とするものとする。

0176

次に、例えば、z2’(t)は、周期4で位相変更を行うものとする。(このとき、z1’(t)は位相変更を行わない。)したがって、時刻u+4において、y1(u+4)=1、y2(u+4)=ej0、時刻u+5において、y1(u+5)=1、y2(u+5)=ejπ/2、時刻u+6において、y1(u+6)=1、y2(u+6)=ejπ、時刻u+7において、y1(u+7)=1、y2(u+7)=ej3π/2とするものとする。

0177

したがって、上記の例では、
時刻8kのとき、y1(8k)=ej0、y2(8k)=1、
時刻8k+1のとき、y1(8k+1)=ejπ/2、y2(8k+1)=1、
時刻8k+2のとき、y1(8k+2)=ejπ、y2(8k+2)=1、
時刻8k+3のとき、y1(8k+3)=ej3π/2、y2(8k+3)=1、
時刻8k+4のとき、y1(8k+4)=1、y2(8k+4)=ej0、
時刻8k+5のとき、y1(8k+5)=1、y2(8k+5)=ejπ/2、
時刻8k+6のとき、y1(8k+6)=1、y2(8k+6)=ejπ、
時刻8k+7のとき、y1(8k+7)=1、y2(8k+7)=ej3π/2
となる。

0178

上述のように、z1’(t)のみ位相変更する時間とz2’(t)のみ位相を変更する時間とが存在するようにする。また、z1’(t)のみ位相変更する時間とz2’(t)のみ位相を変更する時間とで、位相変更の周期を構成する。なお、上述では、z1’(t)のみ位相変更を行う場合の周期とz2’(t)のみ位相変更を行う場合の周期を同一にしているが、これに限ったものではなく、z1’(t)のみ位相変更を行う場合の周期とz2’(t)のみ位相変更を行う場合の周期が異なっていてもよい。また、上述の例では、z1’(t)を4周期で位相変更を行った後にz2’(t)を4周期で位相変更を行うように説明しているが、これに限ったものではなく、z1’(t)の位相変更とz2’(t)の位相変更の順番をどのようにしてもよい(例えば、z1’(t)の位相変更とz2’(t)の位相変更を交互に行っても良いし、ある規則にしたがった順番でもよいし、順番はランダムであってもよい。)
図29の位相変更部317Aは、s1’(t)=y1(t)s1(t)となるように、
また、位相変更部317Bは、s2’(t)=y2(t)s2(t)となるように、位相の変更を行うことになる。

0179

このとき、例えば、s1(t)は、周期4で位相変更を行うものとする。(このとき、s2(t)は位相変更を行わない。)したがって、時刻uにおいて、y1(u)=ej0、y2(u)=1、時刻u+1において、y1(u+1)=ejπ/2、y2(u+1)=1、時刻u+2において、y1(u+2)=ejπ、y2(u+2)=1、時刻u+3において、y1(u+3)=ej3π/2、y2(u+3)=1とするものとする。

0180

次に、例えば、s2(t)は、周期4で位相変更を行うものとする。(このとき、s1(t)は位相変更を行わない。)したがって、時刻u+4において、y1(u+4)=1、y2(u+4)=ej0、時刻u+5において、y1(u+5)=1、y2(u+5)=ejπ/2、時刻u+6において、y1(u+6)=1、y2(u+6)=ejπ、時刻u+7において、y1(u+7)=1、y2(u+7)=ej3π/2とするものとする。

0181

したがって、上記の例では、
時刻8kのとき、y1(8k)=ej0、y2(8k)=1、
時刻8k+1のとき、y1(8k+1)=ejπ/2、y2(8k+1)=1、
時刻8k+2のとき、y1(8k+2)=ejπ、y2(8k+2)=1、
時刻8k+3のとき、y1(8k+3)=ej3π/2、y2(8k+3)=1、
時刻8k+4のとき、y1(8k+4)=1、y2(8k+4)=ej0、
時刻8k+5のとき、y1(8k+5)=1、y2(8k+5)=ejπ/2、
時刻8k+6のとき、y1(8k+6)=1、y2(8k+6)=ejπ、
時刻8k+7のとき、y1(8k+7)=1、y2(8k+7)=ej3π/2
となる。

0182

上述のように、s1(t)のみ位相変更する時間とs2(t)のみ位相を変更する時間とが存在するようにする。また、s1(t)のみ位相変更する時間とs2(t)のみ位相を変更する時間とで、位相変更の周期を構成する。なお、上述では、s1(t)のみ位相変更を行う場合の周期とs2(t)のみ位相変更を行う場合の周期を同一にしているが、これに限ったものではなく、s1(t)のみ位相変更を行う場合の周期とs2(t)のみ
位相変更を行う場合の周期が異なっていてもよい。また、上述の例では、s1(t)を4周期で位相変更を行った後にs2(t)を4周期で位相変更を行うように説明しているが、これに限ったものではなく、s1(t)の位相変更とs2(t)の位相変更の順番をどのようにしてもよい(例えば、s1(t)の位相変更とs2(t)の位相変更を交互に行っても良いし、ある規則にしたがった順番でもよいし、順番はランダムであってもよい。)
これによって、受信装置側における送信信号z1(t)及びz2(t)を受信したときのそれぞれの受信状態を均等にすることができるとともに、受信した信号z1(t)及びz2(t)それぞれのシンボルにおいて位相が周期的に切り替えられることにより、誤り訂正復号後誤り訂正能力を向上させることができるので、LOS環境における受信品質を向上させることができる。

0183

以上、実施の形態2に示した構成でも、上記実施の形態1と同様の効果を得ることができる。
本実施の形態では、シングルキャリア方式を例、つまり、位相変更を時間軸に対して行う場合について説明したが、これに限ったものではなく、マルチキャリア伝送を行った場合でも同様に実施することができる。したがって、例えば、スペクトル拡散通信方式、OFDM(Orthogonal Frequency−Division Multiplexing)方式、SC−FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access)、SC−OFDM(Single Carrier Orthogonal Frequency−Division Multiplexing)方式、非特許文献7等で示されているウェーブレットOFDM方式等を用いた場合についても同様に実施することができる。前述したように、本実施の形態では、位相変更を行う説明として、時間t軸方向で位相変更を行う場合で説明したが、実施の形態1と同様に、周波数軸方向に位相変更を行う、つまり、本実施の形態において、t方向での位相変更の説明において、tをf(f:周波数((サブ)キャリア))に置き換えて、考えることで、本実施の形態で説明した位相変更方法を、周波数方向に位相変更ことに適用することができることになる。また、本実施の形態の位相変更方法は、実施の形態1の説明と同様に、時間−周波数方向に対する位相変更に対して、適用することも可能である。

0184

したがって、図6図25図26図27では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図6図25図26図27において、時間tをキャリアfに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間tを時間t、周波数f、つまり(t)を(t、f)に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。

0185

そして、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル(プリアンブル、ユニークワード等)、制御情報の伝送用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。

(実施の形態3)
上記実施の形態1及び2においては、位相を規則的に変更することとした。本実施の形態3においては、送信装置から見て、各所に点在することになる受信装置において、受信装置がどこに配置されていても、各受信装置が良好なデータの受信品質を得るための手法について開示する。

0186

本実施の形態3においては、位相を変更して得られる信号のシンボル配置を説明する。
図31は、規則的に位相を変更する送信方式において、OFDM方式のようなマルチキャリア方式を用いたときの、時間−周波数軸における信号の一部のシンボルのフレーム構
成の一例を示している。
はじめに、実施の形態1で説明した、2つのプリコーディング後のベースバンド信号のうち、一方のベースバンド信号(図6参照)に位相変更を行った場合の例で説明する。

0187

(なお、図6では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図6において、時間tをキャリアfに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間tを時間t、周波数f、つまり(t)を(t、f)に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。)
図31は、図12に示した位相変更部317Bの入力である変調信号z2’のフレーム構成を示しており、1つの四角がシンボル(ただし、プリコーディングを行っているため、s1とs2の両者の信号を含んでいるのが通常であるが、プリコーディング行列の構成次第では、s1とs2の一方の信号のみであることもある。)を示している。

0188

ここで、図31のキャリア2、時刻$2のシンボル3100について着目する。なお、ここではキャリアと記載しているが、サブキャリア呼称することもある。
キャリア2において、時刻$2に時間的に最も隣接するシンボル、つまりキャリア2の時刻$1のシンボル3103と時刻$3のシンボル3101のそれぞれのチャネル状態は、キャリア2、時刻$2のシンボル3100のチャネル状態と、非常に相関が高い。

0189

同様に時刻$2において、周波数軸方向でキャリア2に最も隣接している周波数のシンボル、即ち、キャリア1、時刻$2のシンボル3104と時刻$2、キャリア3のシンボル3104とのチャネル状態は、ともに、キャリア2、時刻$2のシンボル3100のチャネル状態と、非常に相関が高い。
上述したように、シンボル3101、3102、3103、3104のそれぞれのチャネル状態は、シンボル3100のチャネル状態との相関が非常に高い。

0190

本明細書において、規則的に位相を変更する送信方法において、乗じる位相として、N種類の位相(但し、Nは2以上の整数)を用意しているものとする。図31に示したシンボルには、例えば、「ej0」という記載を付しているが、これは、このシンボルにおける図6における信号z2’に対し、「ej0」が乗じられて位相が変更されたことを意味する。つまり、図31の各シンボルに記載している値は、式(42)におけるy(t)、および、実施の形態2で説明したz2(t)=y2(t)z2’(t)におけるy2(t)の値となる。

0191

本実施の形態においては、この周波数軸方向で隣接しあうシンボル及び/又は時間軸方向で隣接しあうシンボルのチャネル状態の相関性が高いことを利用して受信装置側において、高いデータの受信品質が得られる位相が変更されたシンボルのシンボル配置を開示する。
この受信側で高いデータの受信品質が得られる条件として、<条件#1>、<条件#2>が考えられる。

0192

<条件#1>
図6のように、プリコーディング後のベースバンド信号z2’に対し、規則的に位相を変更する送信方法において、OFDMのようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、時間X・キャリアYがデータ伝送用のシンボル(以下、データシンボルと呼称する)であり、時間軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間X−1・キャリアYおよび時間X+1・キャリアYがいずれもデータシンボルであり、これら3つのデータシンボルに対応するプリコーディング後のベースバンド信号z2’、つまり、時間X・キャリアY、時間X−1・キャリアYおよび時間X+1・キャリアYにおけるそれぞれのプリコーディング後の
ベースバンド信号z2’では、いずれも異なる位相変更が行われる。

0193

<条件#2>
図6のように、プリコーディング後のベースバンド信号z2’に対し、規則的に位相を変更する送信方法において、OFDMのようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、時間X・キャリアYがデータ伝送用のシンボル(以下、データシンボルと呼称する)であり、周波数軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間X・キャリアY−1および時間X・キャリアY+1がいずれもデータシンボルである場合、これら3つのデータシンボルに対応するプリコーディング後のベースバンド信号z2’、つまり、時間X・キャリアY、時間X・キャリアY−1および時間X・キャリアY+1におけるそれぞれのプリコーディング後のベースバンド信号z2’では、いずれも異なる位相変更が行われる。

0194

そして、<条件#1>を満たすデータシンボルが存在するとよい。同様に、<条件2>を満たすデータシンボルが存在するとよい。
この<条件#1><条件#2>が導出される理由は以下の通りである。
送信信号においてあるシンボル(以降、シンボルAと呼称する)があり、当該シンボルAに時間的に隣接したシンボルそれぞれのチャネル状態は、上述したとおり、シンボルAのチャネル状態との相関が高い。

0195

したがって、時間的に隣接した3シンボルで、異なる位相を用いていると、LOS環境において、シンボルAが劣悪な受信品質(SNRとしては高い受信品質を得ているものの、直接波の位相関係が劣悪な状況であるため受信品質が悪い状態)であっても、残りのシンボルAに隣接する2シンボルでは、良好な受信品質を得ることができる可能性が非常に高く、その結果、誤り訂正復号後は良好な受信品質を得ることができる。

0196

同様に、送信信号においてあるシンボル(以降、シンボルAと呼称する)があり、このシンボルAに周波数的に隣接したシンボルそれぞれのチャネル状態は、上述したとおり、シンボルAのチャネル状態との相関が高い。
したがって、周波数的に隣接した3シンボルで、異なる位相を用いていると、LOS環境において、シンボルAが劣悪な受信品質(SNRとしては高い受信品質を得ているものの、直接波の位相関係が劣悪な状況であるため受信品質が悪い状態)であっても、残りのシンボルAに隣接する2シンボルでは、良好な受信品質を得ることができる可能性が非常に高く、その結果、誤り訂正復号後は良好な受信品質を得ることができる。

0197

また、<条件#1>と<条件#2>を組み合わせると、受信装置において、より、データの受信品質を向上させることができる可能性がある。したがって、以下の<条件#3>を導くことができる。

<条件#3>
図6のように、プリコーディング後のベースバンド信号z2’に対し、規則的に位相を変更する送信方法において、OFDMのようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、時間X・キャリアYがデータ伝送用のシンボル(以下、データシンボルと呼称する)であり、時間軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間X−1・キャリアYおよび時間X+1・キャリアYがいずれもデータシンボルであり、かつ、周波数軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間X・キャリアY−1および時間X・キャリアY+1がいずれもデータシンボルである場合、これら5つのデータシンボルに対応するプリコーディング後のベースバンド信号z2’、つまり、時間X・キャリアYおよび時間X−1・キャリアYおよび時間X+1・キャリアYおよび時間X・キャリアY−1および時間X・キャリアY+1における
それぞれのプリコーディング後のベースバンド信号z2’では、いずれも異なる位相変更が行われる。

0198

ここで、「異なる位相変更」について、補足を行う。位相変更は、0ラジアンから2πラジアンで定義されることになる。例えば、時間X・キャリアYにおいて、図6のプリコーディング後のベースバンド信号z2’に対して施す位相変更をejθX,Y、時間X−1
・キャリアYにおいて、図6のプリコーディング後のベースバンド信号z2’に対して施す位相変更をejθX−1,Y、時間X+1・キャリアYにおいて、図6プリコーディン
グ後のベースバンド信号z2’に対して施す位相変更をejθX+1,Yとすると、0ラジ
アン≦θX,Y<2π、0ラジアン≦θX−1,Y<2π、0ラジアン≦θX+1,Y<2πとな
る。したがって、<条件#1>では、θX,Y≠θX−1,YかつθX,Y≠θX+1,YかつθX+
1,Y≠θX−1,Yが成立することになる。同様に考えると、<条件#2>では、θX,Y≠θX,Y−1かつθX,Y≠θX,Y+1かつθX,Y−1≠θX−1,Y+1が成立することになり、<
条件#3>では、θX,Y≠θX−1,YかつθX,Y≠θX+1,YかつθX,Y≠θX,Y−1かつθX,Y≠θX,Y+1かつθX−1,Y≠θX+1,YかつθX−1,Y≠θX,Y−1かつθX−1,Y≠θX,Y+1かつθX+1,Y≠θX,Y−1かつθX+1,Y≠θX,Y+1かつθX,Y−1≠θX,Y+1が成立することになる。

0199

そして、<条件#3>を満たすデータシンボルが存在するとよい。
図31は<条件#3>の例であり、シンボルAに該当するシンボル3100に相当する図6のプリコーディング後のベースバンド信号z2’に乗じられている位相と、そのシンボル3100に時間的に隣接するシンボル3101に相当する図6のプリコーディング後のベースバンド信号z2’、3103に相当する図6のプリコーディング後のベースバンド信号z2’に乗じられている位相と、周波数的に隣接するシンボル3102に相当する図6のプリコーディング後のベースバンド信号z2’、3104に相当する図6のプリコーディング後のベースバンド信号z2’に乗じられている位相が互いに異なるように配されており、これによって、受信側においてシンボル3100の受信品質が劣悪であろうとも、その隣接するシンボルの受信品質は非常に高くなるため、誤り訂正復号後の高い受信品質を確保できる。

0200

この条件のもとで、位相を変更して得られるシンボルの配置例を図32に示す。
図32を見ればわかるように、いずれのデータシンボルにおいても、その位相が周波数軸方向及び時間軸方向の双方において隣接しあうシンボルに対して変更された位相の度合いは互いに異なる位相変更量となっている。このようにすることで、受信装置における誤り訂正能力を更に向上させることができる。

0201

つまり、図32では、時間軸方向で隣接するシンボルにデータシンボルが存在していた場合、<条件#1>がすべてのX、すべてのYで成立している。
同様に、図32では、周波数方向で隣接するシンボルにデータシンボルが存在していた場合、<条件#2>がすべてのX、すべてのYで成立している。
同様に、図32では、周波数方向で隣接するシンボルにデータシンボルが存在し、かつ、時間軸方向で隣接するシンボルにデータシンボルが存在していた場合、<条件#3>がすべてのX、すべてのYで成立している。

0202

次に、実施の形態2で説明した、2つのプリコーディング後のベースバンド信号に位相変更を行った場合(図26参照)の例で説明する。
図26のように、プリコーディング後のベースバンド信号z1’、および、プリコーディング後のベースバンド信号z2’の両者に位相変更を与える場合、位相変更方法について、いくつかの方法がある。その点について、詳しく説明する。

0203

方法1として、プリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更は、前述のように、図32のように位相変更を行うものとする。図32において、プリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更は周期10としている。しかし、前述で述べたように、<条件#1><条件#2><条件#3>を満たすようにするために、(サブ)キャリア1で、プリコーディング後のベースバンド信号z2’に施す位相変更を時間とともに変更している。(図32では、このような変更をほどこしているが、周期10をとし、別の位相変更方法であってもよい)そして、プリコーディング後のベースバンド信号z1’の位相変更は、図33のように、プリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更は周期10の1周期分の位相変更する値は一定とする。図33では、(プリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更の)1周期分を含む時刻$1において、プリコーディング後のベースバンド信号z1’の位相変更の値は、ej0としており、次の(プリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更の)1周期分を含む時刻$2において、プリコーディング後のベースバンド信号z1’の位相変更の値は、ejπ/9としており、・・・、としている。

0204

なお、図33に示したシンボルには、例えば、「ej0」という記載を付しているが、これは、このシンボルにおける図26における信号z1’に対し、「ej0」が乗じられて位相が変更されたことを意味する。つまり、図33の各シンボルに記載している値は、実施の形態2で説明したz1(t)=y1(t)z1’(t)におけるy1(t)の値となる。

0205

プリコーディング後のベースバンド信号z1’の位相変更は、図33ように、プリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更は周期10の1周期分の位相変更する値は一定とし、位相変更する値は、1周期分の番号とともに変更するようにする。(上述のように、図33では、第1の1周期分では、ej0とし、第2の1周期分ではejπ/9、・・・としている。)
以上のようにすることで、プリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更は周期10であるが、プリコーディング後のベースバンド信号z1’の位相変更とプリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更の両者を考慮したときの周期は10より大きくすることができるという効果を得ることができる。これにより、受信装置のデータの受信品質が向上する可能性がある。

0206

方法2として、プリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更は、前述のように、図32のように位相変更を行うものとする。図32において、プリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更は周期10としている。しかし、前述で述べたように、<条件#1><条件#2><条件#3>を満たすようにするために、(サブ)キャリア1で、プリコーディング後のベースバンド信号z2’に施す位相変更を時間とともに変更している。(図32では、このような変更をほどこしているが、周期10をとし、別の位相変更方法であってもよい)そして、プリコーディング後のベースバンド信号z1’の位相変更は、図30に示すように、プリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更は周期10とは異なる周期3での位相変更を行う。

0207

なお、図30に示したシンボルには、例えば、「ej0」という記載を付しているが、これは、このシンボルにおける図26における信号z1’に対し、「ej0」が乗じられて位相が変更されたことを意味する。つまり、図30の各シンボルに記載している値は、実施の形態2で説明したz1(t)=y1(t)z1’(t)におけるy1(t)の値となる。

0208

以上のようにすることで、プリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更は
周期10であるが、プリコーディング後のベースバンド信号z1’の位相変更とプリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更の両者を考慮したときの周期は30となりプリコーディング後のベースバンド信号z1’の位相変更とプリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更の両者を考慮したときの周期を10より大きくすることができるという効果を得ることができる。これにより、受信装置のデータの受信品質が向上する可能性がある。方法2の一つの有効な方法としては、プリコーディング後のベースバンド信号z1’の位相変更の周期をNとし、プリコーディング後のベースバンド信号z2
’の位相変更の周期をMとしたとき、特に、NとMが互いに素の関係であると、プリコーデ
ィング後のベースバンド信号z1’の位相変更とプリコーディング後のベースバンド信号z2’の位相変更の両者を考慮したときの周期はN×Mと容易に大きな周期に設定することができるという利点があるが、NとMが互いに素の関係でも、周期を大きくすることは可能である。

0209

なお、本実施の形態3の位相変更方法は一例であり、これに限ったものではなく、実施の形態1、実施の形態2で説明したように、周波数軸方向で位相変更を行ったり、時間軸方向で位相変更を行ったり、時間−周波数のブロックで位相変更を行っても同様に、受信装置におけるデータの受信品質を向上させることができるという効果を持つことになる。
上記で説明したフレーム構成以外にも、データシンボル間にパイロットシンボル(SP(Scattered Pilot))や制御情報を伝送するシンボルなどが挿入されることも考えられ
る。この場合の位相変更について詳しく説明する。

0210

図47は、変調信号(プリコーディング後のベースバンド信号)z1またはz1’および変調信号(プリコーディング後のベースバンド信号)z2’の時間—周波数軸におけるフレーム構成を示しており、図47(a)は、変調信号(プリコーディング後のベースバン
ド信号)z1またはz1’の時間—周波数軸におけるフレーム構成、図47(b)は、変調
信号(プリコーディング後のベースバンド信号)z2’の時間—周波数軸におけるフレーム構成である。図47において、4701はパイロットシンボル、4702はデータシンボルを示しており、データシンボル4702は、プリコーディングまたはプリコーディングと位相変更を施したシンボルとなる。

0211

図47は、図6のように、プリコーディング後のベースバンド信号z2’に対し、位相変更を行う場合のシンボル配置を示している(プリコーディング後のベースバンド信号z1には位相変更を行わない)。(なお、図6では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図6において、時間tをキャリアfに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間tを時間t、周波数f、つまり(t)を(t、f)に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。)したがって、図47のプリコーディング後のベースバンド信号z2’のシンボルに記載されている数値は、位相の変更値を示している。なお、図47のプリコーディング後のベースバンド信号z1’(z1)のシンボルは、位相変更を行わないので、数値を記載していない。

0212

図47において重要な点は、プリコーディング後のベースバンド信号z2’に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングを施したシンボルに対して施している点である。(ここで、シンボルと記載しているが、ここで記載しているシンボルには、プリコーディングが施されているため、s1のシンボルとs2のシンボルの両者を含んでいることになる。)したがって、z2’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さないことになる。

0213

図48は、変調信号(プリコーディング後のベースバンド信号)z1またはz1’および変調信号(プリコーディング後のベースバンド信号)z2’の時間—周波数軸における
フレーム構成を示しており、図48(a)は、変調信号(プリコーディング後のベースバン
ド信号)z1またはz1’の時間—周波数軸におけるフレーム構成、図48(b)は、変調
信号(プリコーディング後のベースバンド信号)z2’の時間—周波数軸におけるフレーム構成である。図48において、4701はパイロットシンボル、4702はデータシンボルを示しており、データシンボル4702は、プリコーディングと位相変更を施したシンボルとなる。

0214

図48は、図26のように、プリコーディング後のベースバンド信号z1’およびプリコーディング後のベースバンド信号z2’に対し、位相変更を行う場合のシンボル配置を示している。(なお、図26では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図26において、時間tをキャリアfに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間tを時間t、周波数f、つまり(t)を(t、f)に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。)したがって、図48のプリコーディング後のベースバンド信号z1’およびプリコーディング後のベースバンド信号z2’のシンボルに記載されている数値は、位相の変更値を示している。

0215

図48において重要な点は、プリコーディング後のベースバンド信号z1’に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングを施したシンボルに対して施している、また、プリコーディング後のベースバンド信号z2’に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングを施したシンボルに対して施している点である。(ここで、シンボルと記載しているが、ここで記載しているシンボルには、プリコーディングが施されているため、s1のシンボルとs2のシンボルの両者を含んでいることになる。)したがって、z1’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さず、また、z2’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さないことになる。

0216

図49は、変調信号(プリコーディング後のベースバンド信号)z1またはz1’および変調信号(プリコーディング後のベースバンド信号)z2’の時間—周波数軸におけるフレーム構成を示しており、図49(a)は、変調信号(プリコーディング後のベースバン
ド信号)z1またはz1’の時間—周波数軸におけるフレーム構成、図49(b)は、変調
信号(プリコーディング後のベースバンド信号)z2’の時間—周波数軸におけるフレーム構成である。図49において、4701はパイロットシンボル、4702はデータシンボル、4901はヌルシンボルであり、ベースバンド信号の同相成分I=0であり、直交成
分Q=0となる。このとき、データシンボル4702は、プリコーディングまたはプリコーディングと位相変更を施したシンボルとなる。図49図47の違いは、データシンボル以外のシンボルの構成方法であり、変調信号z1’でパイロットシンボルが挿入されている時間とキャリアにおいて、変調信号z2’はヌルシンボルとなっており、逆に、変調信号z2’でパイロットシンボルが挿入されている時間とキャリアにおいて、変調信号z1’はヌルシンボルとなっている点である。

0217

図49は、図6のように、プリコーディング後のベースバンド信号z2’に対し、位相変更を行う場合のシンボル配置を示している(プリコーディング後のベースバンド信号z1には位相変更を行わない)。(なお、図6では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図6において、時間tをキャリアfに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間tを時間t、周波数f、つまり(t)を(t、f)に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。)したがって、図49のプリコーディング後のベースバンド信号z2’のシンボルに記載されている数値は、位相の変更値を示している。なお、図49のプリコーディング後のベースバンド信号z1’(z1)のシンボルは、位相変更を行わないので、数値を記載していない。

0218

図49において重要な点は、プリコーディング後のベースバンド信号z2’に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングを施したシンボルに対して施している点である。(ここで、シンボルと記載しているが、ここで記載しているシンボルには、プリコーディングが施されているため、s1のシンボルとs2のシンボルの両者を含んでいることになる。)したがって、z2’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さないことになる。

0219

図50は、変調信号(プリコーディング後のベースバンド信号)z1またはz1’および変調信号(プリコーディング後のベースバンド信号)z2’の時間—周波数軸におけるフレーム構成を示しており、図50(a)は、変調信号(プリコーディング後のベースバン
ド信号)z1またはz1’の時間—周波数軸におけるフレーム構成、図50(b)は、変調
信号(プリコーディング後のベースバンド信号)z2’の時間—周波数軸におけるフレーム構成である。図50において、4701はパイロットシンボル、4702はデータシンボル、4901はヌルシンボルであり、ベースバンド信号の同相成分I=0であり、直交成
分Q=0となる。このとき、データシンボル4702は、プリコーディングまたはプリコーディングと位相変更を施したシンボルとなる。図50図48の違いは、データシンボル以外のシンボルの構成方法であり、変調信号z1’でパイロットシンボルが挿入されている時間とキャリアにおいて、変調信号z2’はヌルシンボルとなっており、逆に、変調信号z2’でパイロットシンボルが挿入されている時間とキャリアにおいて、変調信号z1’はヌルシンボルとなっている点である。

0220

図50は、図26のように、プリコーディング後のベースバンド信号z1’およびプリコーディング後のベースバンド信号z2’に対し、位相変更を行う場合のシンボル配置を示している。(なお、図26では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図26において、時間tをキャリアfに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間tを時間t、周波数f、つまり(t)を(t、f)に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。)したがって、図50のプリコーディング後のベースバンド信号z1’およびプリコーディング後のベースバンド信号z2’のシンボルに記載されている数値は、位相の変更値を示している。

0221

図50において重要な点は、プリコーディング後のベースバンド信号z1’に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングを施したシンボルに対して施している、また、プリコーディング後のベースバンド信号z2’に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングを施したシンボルに対して施している点である。(ここで、シンボルと記載しているが、ここで記載しているシンボルには、プリコーディングが施されているため、s1のシンボルとs2のシンボルの両者を含んでいることになる。)したがって、z1’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さず、また、z2’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さないことになる。

0222

図51は、図47図49のフレーム構成の変調信号を生成し、送信する送信装置の構成の一例を示しており、図4と同様に動作するものについては、同一符号を付している。
図51において、重み付け合成部308A、308B、および、位相変更部317Bは、フレーム構成信号313がデータシンボルであるタイミングを示しているときのみ動作することになる。

0223

図51のパイロットシンボル(ヌルシンボル生成を兼ねるものとする)生成部5101は、フレーム構成信号313がパイロットシンボル(かつヌルシンボル)であることをしめしていた場合、パイロットシンボルのベースバンド信号5102A、および5102B
を出力する。
図47から図50のフレーム構成では示していなかったが、プリコーディング(および、位相回転を施さない)を施さない、例えば、1アンテナから変調信号を送信する方式、(この場合、もう一方のアンテナからは信号を伝送しないことになる)、または、時空間符号(特に時空間ブロック符号)を用いた伝送方式を用いて制御情報シンボルを送信する場合、制御情報シンボル5104は、制御情報5103、フレーム構成信号313を入力とし、フレーム構成信号313が制御情報シンボルであることを示している場合、制御情報シンボルのベースバンド信号5102A、5102Bを出力する。

0224

図51の無線部310A、310Bは、入力となる複数のベースバンド信号のうち、フレーム構成信号313に基づき、複数のベースバンド信号から、所望のベースバンド信号を選択する。そして、OFDM関連の信号処理を施し、フレーム構成にしたがった変調信号311A、311Bをそれぞれ出力する。
図52は、図48図50のフレーム構成の変調信号を生成し、送信する送信装置の構成の一例を示しており、図4図51と同様に動作するものについては、同一符号を付している。図51に対して追加した位相変更部317Aは、フレーム構成信号313がデー
タシンボルであるタイミングを示しているときのみ動作することになる。その他については、図51と同様の動作となる。

0225

図53は、図51とは異なる送信装置の構成方法である。以降では異なる点について説明する。位相変更部317Bは、図53のように、複数のベースバンド信号を入力とする。そして、フレーム構成信号313が、データシンボルであることを示していた場合、位相変更部317Bは、プリコーディング後のベースバンド信号316Bに対し、位相変更を施す。そして、フレーム構成信号313が、パイロットシンボル(またはヌルシンボル)、または、制御情報シンボルであることを示していた場合、位相変更部317Bは、位相変更の動作を停止し、各シンボルのベースバンド信号をそのまま出力する。(解釈としては、「ej0」に相当する位相回転を強制的に行っていると考えればよい。)
選択部5301は、複数のベースバンド信号を入力とし、フレーム構成信号313が示したシンボルのベースバンド信号を選択し、出力する。

0226

図54は、図52とは異なる送信装置の構成方法である。以降では異なる点について説明する。位相変更部317Bは、図54のように、複数のベースバンド信号を入力とする。そして、フレーム構成信号313が、データシンボルであることを示していた場合、位相変更部317Bは、プリコーディング後のベースバンド信号316Bに対し、位相変更
を施す。そして、フレーム構成信号313が、パイロットシンボル(またはヌルシンボル)、または、制御情報シンボルであることを示していた場合、位相変更部317Bは、位相変更の動作を停止し、各シンボルのベースバンド信号をそのまま出力する。(解釈としては、「ej0」に相当する位相回転を強制的に行っていると考えればよい。)
同様に、位相変更部5201は、図54のように、複数のベースバンド信号を入力とする。そして、フレーム構成信号313が、データシンボルであることを示していた場合、位相変更部5201は、プリコーディング後のベースバンド信号309Aに対し、位相変更を施す。そして、フレーム構成信号313が、パイロットシンボル(またはヌルシンボル)、または、制御情報シンボルであることを示していた場合、位相変更部5201は、位相変更の動作を停止し、各シンボルのベースバンド信号をそのまま出力する。(解釈としては、「ej0」に相当する位相回転を強制的に行っていると考えればよい。)
上述の説明では、パイロットシンボルと制御シンボルとデータシンボルを例に説明したが、これに限ったものではなく、プリコーディングとは異なる伝送方法、例えば、1アンテナ送信、時空間ブロック符号を用いた伝送方式、等を用いて伝送するシンボルであれば、同様に、位相変更を与えない、ということが重要となり、これとは逆に、プリコーディングを行ったシンボルに対しては、位相変更を行うことが本発明では重要なこととなる。

0227

したがって、時間−周波数軸におけるフレーム構成におけるすべてのシンボルで位相変更が行われるわけではなく、プリコーディングを行った信号のみに位相変更を与える点が、本発明の特徴となる。

(実施の形態4)
上記実施の形態1及び2においては、位相を規則的に変更すること、実施の形態3においては、隣り合うシンボルの位相の変更の度合いを異ならせることを開示した。

0228

本実施の形態4では、位相変更方法が、送信装置が使用する変調方式、誤り訂正符号の符号化率により、異なっていてもよいことを示す。
以下の表1には、送信装置が設定した各種設定パラメータに応じて設定する位相変更方法の一例を示している。

0229

0230

表1における#1は上記実施の形態1の変調信号s1(送信装置が設定した変調方式のベースバンド信号s1)、#2は変調信号s2(送信装置が設定した変調方式のベースバンド信号s2)を意味する。表1における符号化率の列は、#1, #2の変調方式に対し、誤り訂正符号の設定した符号化率を示している。表1における位相変更パターンの列は、実施の形態1から実施の形態3で説明したように、プリコーディング後のベースバンド信号z1(z1’)、z2(z2’)に対して施す位相変更方法を示しており、位相変更パターンをA、B、C、D、E、・・・というように定めているが、これは、実際には、位相を変更する度合いの変化を示す情報であり、例えば、上記式(46)や式(47)に示す
ような変更パターンを示すものとする。なお、表1における位相変更パターンの例において「‐」と記載しているが、これは、位相変更を行わないことを意味している。

0231

なお、表1に示した変調方式や符号化率の組み合わせは、一例であり、表1に示す変調方式以外の変調方式(例えば、128QAMや256QAM等)や、符号化率(例えば、7/8等)が含まれてもよい。また、実施の形態1で示したように、誤り訂正符号は、s1、s2別々に設定してもよい(なお、表1の場合は、図4のように、一つの誤り訂正符号の符号化を施している場合としている。)。また、同じ変調方式及び符号化率に、互いに異なる複数の位相変更パターンを対応付けることとしてもよい。送信装置は、各位相変更パターンを示す情報を受信装置に対して送信し、受信装置は当該情報と表1を参照することによって位相変更パターンを特定し、復調、および、復号を実行することとなる。なお、変調方式、および、誤り訂正方式に対し、位相変更パターンが一意に決定する場合、送信装置は、変調方式と誤り訂正方式の情報を受信装置に送信すれば、受信装置は、その情報を得ることで、位相変更パターンを知ることができるので、この場合は、位相変更パターンの情報は必ずしも必要としない。

0232

実施の形態1から実施の形態3では、プリコーディング後のベースバンド信号に対し、位相変更を行う場合について説明したが、位相のみでなく、振幅を位相変更と同様に周期をもって規則的に変更することも可能である。したがって、当該表1に、規則的に変調信号の振幅を変更する振幅変更パターンも対応させてもよい。この場合、送信装置には、図3図4の重み付け合成部308Aの後に振幅を変更する振幅変更部、また、重み付け合成部308Bの後に、振幅を変更する振幅変更部を備えればよい。なお、プリコーディング後のベースバンド信号z1(t)、z2(t)の一方に対し、振幅変更を施しても良いし(この場合、重み付け合成部308A、308Bのいずれかの後に振幅変更部を備えればよい。)、両方に対し、振幅変更を施してもよい。

0233

更に、上記表1においては示していないが、位相を規則的に変更するのではなく、マッピング部により規則的にマッピング方法を変更する構成としてもよい。
即ち、変調信号s1(t)のマッピング方式を16QAM、変調信号s2(t)のマッピング方式を16QAMであったものを、例えば、変調信号s2(t)に適用するマッピング方式を規則的に、16QAM→16APSK(16 Amplitude Phase Shift Keying)
→I-Q平面において16QAM、16APSKとは異なる信号点配置となる第1のマッピ
ング方法→I-Q平面において16QAM、16APSKとは異なる信号点配置となる第2
のマッピング方法→・・・というように変更することで、上述してきたように位相を規則的に変更する場合と同様に、受信装置において、データの受信品質を向上する効果を得ることができる。

0234

また、本発明は、位相を規則的に変更する方法、マッピング方法を規則的に変更する方法、振幅を変更する方法のいずれかの組み合わせであってもよく、また、その全てを考慮にいれて送信信号を送信する構成としてもよい。
本実施の形態では、シングルキャリア方式、マルチキャリア伝送いずれの場合でも実施することができる。したがって、例えば、スペクトル拡散通信方式、OFDM(Orthogonal Frequency−Division Multiplexing)方式、SC−FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access)、SC−OFDM(Single Carrier Orthogonal Frequency−Division Multiplexing)方式、非特許文献7等で示されているウェーブレットOFDM方式等を用いた場合についても実施することができる。前述したように、本実施の形態では、位相変更、振幅変更、マッピング変更を行う説明として、時間t軸方向で位相変更、振幅変更、マッピング変更を行う場合で説明したが、実施の形態1と同様に、周波数軸方向に位相変
更を行うときと同様に、つまり、本実施の形態において、t方向での位相変更、振幅変更、マッピング変更の説明において、tをf(f:周波数((サブ)キャリア))に置き換えて、考えることで、本実施の形態で説明した位相変更、振幅変更、マッピング変更を、周波数方向に位相変更、振幅変更、マッピング変更ことに適用することができることになる。また、本実施の形態の位相変更、振幅変更、マッピング変更方法は、実施の形態1の説明と同様に、時間−周波数方向に対する位相変更、振幅変更、マッピング変更に対して、適用することも可能である。

0235

そして、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル(プリアンブル、ユニークワード等)、制御情報の伝送用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。

(実施の形態A1)
本実施の形態では、非特許文献12〜非特許文献15に示されているように、QC(Quasi Cyclic) LDPC(Low-Density Prity-Check)符号(QC−LDPC符号でない
、LDPC符号であってもよい)、LDPC符号とBCH符号(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code)の連接符号テイルバイティングを用いたターボ符号またはDuo-Binary Turbo Code等のブロック符号を用いたときの規則的に位相を変更する方法について詳しく説明する。ここでは、一例として、s1、s2の2つのストリームを送信する場合を例に説明する。ただし、ブロック符号を用いて符号化を行った際、制御情報等が必要でないとき、符号化後のブロックを構成するビット数は、ブロック符号を構成するビット数(ただし、この中に、以下で記載するような制御情報等が含まれていてもよい。)と一致する。ブロック符号を用いて符号化を行った際、制御情報等(例えば、CRC(cyclic redundancy check)、伝送パラメータ等)が必要であるとき、符号化後のブロックを構成するビット
数は、ブロック符号を構成するビット数と制御情報等のビット数の和であることもある。

0236

図34は、ブロック符号を用いたとき、1つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図である。図34は、例えば、図4の送信装置に示したように、s1、s2の2つのストリームを送信し、かつ、送信装置が、1つの符号化器を有している場合の「ブロック符号を用いたとき、1つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図」である。(このとき、伝送方式としては、シングルキャリア伝送、OFDMのようなマルチキャリア伝送、いずれを用いてもよい。)
図34に示すように、ブロック符号における1つの符号化後のブロックを構成するビット数を6000ビットであるとする。この6000ビットを送信するためには、変調方式がQPSKのとき3000シンボル、16QAMのとき1500シンボル、64QAMのとき1000シンボルが必要となる。

0237

そして、図4の送信装置では、2つのストリームを同時に送信することになるため、変調方式がQPSKのとき、前述の3000シンボルは、s1に1500シンボル、s2に1500シンボル割り当てられることになるため、s1で送信する1500シンボルとs2で送信する1500シンボルを送信するために1500スロット(ここでは「スロット」と名付ける。)が必要となる。

0238

同様に考えると、変調方式が16QAMのとき、1つの符号化後のブロックを構成するすべてのビットを送信するために750スロットが必要となり、変調方式が64QAMのとき、1ブロックを構成するすべてのビットを送信するために500スロットが必要となる。
次に、規則的に位相を変更する方法において、上述で定義したスロットと乗じる位相との関係について説明する。

0239

ここでは、規則的に位相を変更する方法のために用意する位相変更値(または、位相変更セット)の数を5とする。つまり、図4の送信装置の位相変更部のために、5つの位相変更値(または、位相変更セット)を用意するものとする(実施の形態1から実施の形態4における「周期」となる)(図6のように、プリコーディング後のベースバンド信号z2’のみに位相変更を行う場合、周期5の位相変更を行うためには、5つの位相変更値を用意すればよい。また、図26のように、プリコーディング後のベースバンド信号z1’およびz2’の両者に対し位相変更を行う場合、1スロットのために、2つの位相変更値が必要となる。この2つの位相変更値を位相変更セットとよぶ。したがって、この場合、周期5の位相変更を行うためには、5つの位相変更セットを用意すればよい)。この5つの位相変更値(または、位相変更セット)をPHASE[0], PHASE[1], PHASE[2],PHASE[3], PHASE[4]とあらわすものとする。

0240

変調方式がQPSKのとき、1つの符号化後のブロックを構成するビット数6000ビットを送信するための上記で述べた1500スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが300スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが300スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが300スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが300スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが300スロットである必要がある。これは、使用する位相にかたよりがあると、多くの数を使用した位相の影響が大きく、受信装置において、この影響に依存したデータの受信品質となるからである。

0241

同様に、変調方式が16QAMのとき、1つの符号化後のブロックを構成するビット数6000ビットを送信するための上記で述べた750スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが150スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが150スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが150スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが150スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが150スロットである必要がある。

0242

同様に、変調方式が64QAMのとき、1つの符号化後のブロックを構成するビット数6000ビットを送信するための上記で述べた500スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが100スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが100スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが100スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが100スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが100スロットである必要がある。

0243

以上のように、規則的に位相を変更する方法において、用意する位相変更値(または、位相変更セット)をN個(N個の異なる位相をPHASE[0], PHASE[1], PHASE[2],・・・, PHASE[N-2] , PHASE[N-1]とあらわすものとする)としたとき、1つの符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相PHASE[0]を使用するスロット数をK0, 位相PHASE[1]を使用するスロット数をK1、位相PHASE[i]を使用するスロット数をKi(i=0,1,2,・・・,N-1(iは0以上N-1以下の整数))、 位相PHASE[N-1] を使用するスロット数
をKN-1としたとき、

<条件#A01>
K0=K1=・・・=Ki=・・・=KN-1、つまり、Ka=Kb、(for∀a、∀b、ただし
、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは0以上N-1以下の整数、bは0以上N-1以下の整数)、a≠b)

であるとよい。

0244

そして、通信システムが、複数の変調方式をサポートしており、サポートしている変調方式から選択して使用する場合、サポートしている変調方式において、<条件#A01>
が成立するとよいことになる。
しかし、複数の変調方式をサポートしている場合、各変調方式により1シンボルで送信することができるビット数が異なるのが一般的であり(場合によっては、同一となることもあり得る。)、場合によっては、<条件#A01>を満たすことができない変調方式が存在することもある。この場合、<条件#A01>にかわり、以下の条件を満たすとよい。

0245

<条件#A02>
KaとKbの差は0または1、つまり、|Ka—Kb|は0または1
(for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは0以上N-1以下の整数、bは0以上N-1以下の整数)、a≠b)

図35は、ブロック符号を用いたとき、2つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図である。図35は、図3の送信装置および図12の送信装置に示したように、s1、s2の2つのストリームを送信し、かつ、送信装置が、2つの符号化器を有している場合の「ブロック符号を用いたとき、1つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図」である。(このとき、伝送方式としては、シングルキャリア伝送、OFDMのようなマルチキャリア伝送、いずれを用いてもよい。)
図35に示すように、ブロック符号における1つの符号化後のブロックを構成するビット数を6000ビットであるとする。この6000ビットを送信するためには、変調方式がQPSKのとき3000シンボル、16QAMのとき1500シンボル、64QAMのとき1000シンボルが必要となる。

0246

そして、図3の送信装置および図12の送信装置では、2つのストリームを同時に送信することになり、また、2つの符号化器が存在するため、2つのストリームでは、異なる符号ブロックを伝送することになる。したがって、変調方式がQPSKのとき、s1、s2により、2つの符号化ブロック同一区間内で送信されることから、例えば、s1により第1の符号化後のブロックが送信され、s2により、第2の符号化ブロックが送信されることになるので、第1、第2の符号化後のブロックを送信するために3000スロットが必要となる。

0247

同様に考えると、変調方式が16QAMのとき、2つの符号化後のブロックを構成するすべてのビットを送信するために1500スロットが必要となり、変調方式が64QAMのとき、2つの符号化後のブロックを構成するすべてのビットを送信するために1000スロットが必要となる。
次に、規則的に位相を変更する方法において、上述で定義したスロットと乗じる位相との関係について説明する。

0248

ここでは、規則的に位相を変更する方法のために用意する位相変更値(または、位相変更セット)の数を5とする。つまり、図3および図12の送信装置の位相変更部のために、5つの位相変更値(または、位相変更セット)を用意するものとする(実施の形態1から実施の形態4における「周期」となる)(図6のように、プリコーディング後のベースバンド信号z2’のみに位相変更を行う場合、周期5の位相変更を行うためには、5つの位相変更値を用意すればよい。また、図26のように、プリコーディング後のベースバンド信号z1’およびz2’の両者に対し位相変更を行う場合、1スロットのために、2つの位相変更値が必要となる。この2つの位相変更値を位相変更セットとよぶ。したがって、この場合、周期5の位相変更を行うためには、5つの位相変更セットを用意すればよい)。この5つの位相変更値(または、位相変更セット)をPHASE[0], PHASE[1], PHASE[2]
,PHASE[3], PHASE[4]とあらわすものとする。

0249

変調方式がQPSKのとき、2つの符号化後のブロックを構成するビット数6000×2ビットを送信するための上記で述べた3000スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが600スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが600スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが600スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが600スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが600スロットである必要がある。これは、使用する位相にかたよりがあると、多くの数を使用した位相の影響が大きく、受信装置において、この影響に依存したデータの受信品質となるからである。

0250

また、第1の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが600回、位相PHASE[1]を使用するスロットが600回、位相PHASE[2]を使用するスロットが600回、位相PHASE[3]を使用するスロットが600回、位相PHASE[4]を使用するスロットが600回である必要があり、また、第2の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが600回、位相PHASE[1]を使用するスロットが600回、位相PHASE[2]を使用するスロットが600回、位相PHASE[3]を使用するスロットが600回、位相PHASE[4]を使用するスロットが600回であるとよい。

0251

同様に、変調方式が16QAMのとき、2つの符号化後のブロックを構成するビット数6000×2ビットを送信するための上記で述べた1500スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが300スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが300スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが300スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが300スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが300スロットである必要がある。

0252

また、第1の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが300回、位相PHASE[1]を使用するスロットが300回、位相PHASE[2]を使用するスロットが300回、位相PHASE[3]を使用するスロットが300回、位相PHASE[4]を使用するスロットが300回である必要があり、また、第2の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが300回、位相PHASE[1]を使用するスロットが300回、位相PHASE[2]を使用するスロットが300回、位相PHASE[3]を使用するスロットが300回、位相PHASE[4]を使用するスロットが300回であるとよい。

0253

同様に、変調方式が64QAMのとき、2つの符号化後のブロックを構成するビット数6000×2ビットを送信するための上記で述べた1000スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが200スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが200スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが200スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが200スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが200スロットである必要がある。

0254

また、第1の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが200回、位相PHASE[1]を使用するスロットが200回、位相PHASE[2]を使用するスロットが200回、位相PHASE[3]を使用するスロットが200回、位相PHASE[4]を使用するスロットが200回である必要があり、また、第2の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが200回、位相PHASE[1]を使用するスロットが200回、位相PHASE[2]を使用するスロットが200回、位相PHASE[3]を使用するスロットが200回、位相PHASE[4]を使用するスロットが200回であるとよい。

0255

以上のように、規則的に位相を変更する方法において、用意する位相変更値(または、位相変更セット)をPHASE[0], PHASE[1], PHASE[2],・・・, PHASE[N-2] , PHASE[N-1]と
あらわすものとする)としたとき、2つの符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相PHASE[0]を使用するスロット数をK0, 位相PHASE[1]を使用するスロット数をK1、位相PHASE[i]を使用するスロット数をKi(i=0,1,2,・・・,N-1(iは0以
上N-1以下の整数))、 位相PHASE[N-1] を使用するスロット数をKN-1としたとき、

<条件#A03>
K0=K1=・・・=Ki=・・・=KN-1、つまり、Ka=Kb、(for∀a、∀b、ただし
、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは0以上N-1以下の整数、bは0以上N-1以下の整数)、a≠b)

であり、第1の符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相PHASE[0]を使用する回数をK0,1, 位相PHASE[1]を使用する回数をK1,1、位相PHASE[i]を使用する回数をKi,1(i=0,1,2,・・・,N-1(iは0以上N-1以下の整数))、 位相PHASE[N-1] を使用する回数をKN-1,1としたとき、

<条件#A04>
K0,1=K1,1=・・・=Ki,1=・・・=KN-1,1、つまり、Ka,1=Kb,1、(for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは0以上N-1以下の整数、bは0以上N-1以下の整数)、a≠b)

であり、第2の符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相PHASE[0]を使用する回数をK0,2, 位相PHASE[1]を使用する回数をK1,2、位相PHASE[i]を使用する回数をKi,2(i=0,1,2,・・・,N-1(iは0以上N-1以下の整数))、 位相PHASE[N-1] を使用する回数をKN-1,2としたとき、

<条件#A05>
K0,2=K1,2=・・・=Ki,2=・・・=KN-1,2、つまり、Ka,2=Kb,2、(for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは0以上N-1以下の整数、bは0以上N-1以下の整数)、a≠b)

であるとよい。

0256

そして、通信システムが、複数の変調方式をサポートしており、サポートしている変調方式から選択して使用する場合、サポートしている変調方式において、<条件#A03><条件#A04><条件#A05>が成立するとよいことになる。
しかし、複数の変調方式をサポートしている場合、各変調方式により1シンボルで送信することができるビット数が異なるのが一般的であり(場合によっては、同一となることもあり得る。)、場合によっては、<条件#A03><条件#A04><条件#A05>を満たすことができない変調方式が存在することもある。この場合、<条件#A03><条件#A04><条件#A05>にかわり、以下の条件を満たすとよい。

<条件#A06>
KaとKbの差は0または1、つまり、|Ka—Kb|は0または1
(for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは0以上N-1以下の整数、bは0以上N-1以下の整数)、a≠b)

<条件#A07>
Ka,1とKb,1の差は0または1、つまり、|Ka,1—Kb,1|は0または1
(for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは0以上N-1以下の整数、bは0以上N-1以下の整数)、a≠b)

<条件#A08>
Ka,2とKb,2の差は0または1、つまり、|Ka,2—Kb,2|は0または1
(for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1(aは0以上N-1以下の整数、bは0以上N-1以下の整数)、a≠b)

以上のように、符号化後のブロックと乗じる位相の関係付けを行うことで、符号化ブロックを伝送するために使用する位相にかたよりがなくなるため、受信装置において、データの受信品質が向上するという効果を得ることができる。

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