図面 (/)

技術 電力変換装置、電源装置およびその制御方法

出願人 株式会社日立製作所
発明者 乗松泰明叶田玲彦馬淵雄一嶋田尊衛門田充弘河口祐樹米川輝中原瑞紀
出願日 2015年12月10日 (3年11ヶ月経過) 出願番号 2015-240964
公開日 2019年3月14日 (7ヶ月経過) 公開番号 2019-041427
状態 未査定
技術分野 インバータ装置
主要キーワード 単相ブリッジ整流回路 絶縁耐圧低下 高圧インバータ ゲート用電源 単相トランス 複数巻線 共振トランス ゲート電力
関連する未来課題
重要な関連分野

この項目の情報は公開日時点(2019年3月14日)のものです。
また、この項目は機械的に抽出しているため、正しく解析できていない場合があります

図面 (16)

課題

絶縁トランスをはじめその周辺回路の小型化が可能な電力変換装置電源装置およびその制御方法を提供する。

解決手段

直流入力を得て高周波出力を与える第1のインバータ部と、第1のインバータ部の高周波出力を電圧変換するLLトランスと、LLCトランスの出力を直流変換する整流器部と、整流器部の直流出力交流に変換する第2のインバータ部と、LLCトランスの二次回路並列に接続された制御回路用電源トランスから整流回路を介して、第2のインバータ部を構成する半導体素子ゲート電力および当該半導体素子のゲート信号を与える制御回路電力を得る電源回路から成るとともに、整流回路の直流電圧分圧し整流器部の直流出力として制御回路に導入することを特徴とする電力変換装置および電源装置。

概要

背景

電力系統には多くの絶縁トランスが採用されているが、電力系統の周波数と同じ数十Hz(日本の場合、50/60Hz)の低周波で駆動されているため、小型・軽量化が難しいという課題があった。

これに対し、近年、高圧・大電力用途への適用が検討されているSST(ソリッドステートトランス:以下単にSSTと称する。)の技術を採用することで、小型・軽量化に貢献できることが期待されている。SSTは、高周波トランスと、電力変換回路で構成されており、その出力もしくは入力は従来と同じ周波数の交流電力である。SST内では、電力変換回路(DC/DCコンバータインバータ)により高周波を生成して高周波トランスを駆動することで、入力または出力を従来と同じ周波数の交流電力系統に接続しており、これにより従来の絶縁トランスを代替するものである。この構成によれば、高周波トランスを数十〜数百kHzの高周波駆動することによって、従来型絶縁トランス単体と比較して大幅な小型・軽量化を実現できる。

例えば電力系統向けの電力変換器の新たな用途として、太陽光発電風力発電といった自然エネルギー導入の世界的な拡大に伴い、自然エネルギーの電力を制御して電力系統へ出力する高性能な電力変換器であるPCSパワーコンディショニングシステム:以下単にPCSと称する。)が求められている。PCSは、電力系統に接続されて使用されるために、その出力側には高圧絶縁トランスを使用しており、電力系統の周波数と同じ数十Hzの低周波で駆動せざるを得ないために設備が大型化するという課題を有している。

また電力系統連系向け以外にも、例えば高圧のモータポンプ向け、鉄道向け等の高圧電力を使用する電力変換器の場合にも、入力側に高圧絶縁トランスを使用しているものがある。出力側同様に入力側の場合であっても、高圧絶縁トランスは電力系統からの受電により電力系統の周波数と同じ数十Hzの低周波で駆動されているため設備が大型化するという同様の課題を抱えている。

然るに、高圧向け電力変換器の小型・軽量化の実現に向けてSSTを適用するには、電力変換器の制御回路電源においても高周波絶縁トランス1次側2次側との間での絶縁が必要である。

これに対し、一般的な高圧向け電力変換器とその制御回路電源において採用されている絶縁トランスの1次側と2次側との間での絶縁対策を施した事例として、図2の構成のものが知られている。図2には、絶縁トランスに多重トランスを使用したマルチレベル構成の高圧インバータを示している。図2におけるマルチレベルは1段の構成例を示している。

図2の従来構成においては、主回路インバータ11の電力が三相交流の多重トランス12から入力され、主回路インバータ11から単相交流出力される。これにより、適宜電圧値あるいは周波数が調整されて主回路インバータ11から得られる。なお主回路インバータ11は、整流器部Rと平滑用のコンデンサC2とインバータ部In2とで構成されている。

主回路インバータ11内のインバータ部In2を構成する半導体素子点弧用の電力を供給するゲート用電源13は、単相トランス4、単相ブリッジ整流回路16、直流リアクトル14、半導体素子ごとに設けられた電源回路17で構成されている。点弧用の電力は、三相交流の多重トランス12の出力から単相を抜き出して供給されている。

図2のマルチレベル構成の高圧インバータでは、多重トランス12と主回路インバータ11とゲート用電源13により、上記の接続構成とすることで、電力系統との間の絶縁(数kV〜数十kV)は多重トランス12が確保する。このためゲート用電源13用の単相トランス15はマルチレベル1段に必要な電圧(数百V程度)に低減可能となり、かつ電圧変換を制御する制御回路も不要とすることができる。

特許文献1には、多重トランス12が単相である点の相違はあるが、基本的に図2と同じ構成の高圧インバータ電源装置が開示されている。

概要

絶縁トランスをはじめその周辺回路の小型化が可能な電力変換装置、電源装置およびその制御方法を提供する。直流入力を得て高周波出力を与える第1のインバータ部と、第1のインバータ部の高周波出力を電圧変換するLLCトランスと、LLCトランスの出力を直流変換する整流器部と、整流器部の直流出力交流に変換する第2のインバータ部と、LLCトランスの二次回路並列に接続された制御回路用電源トランスから整流回路を介して、第2のインバータ部を構成する半導体素子のゲート電力および当該半導体素子のゲート信号を与える制御回路の電力を得る電源回路から成るとともに、整流回路の直流電圧分圧し整流器部の直流出力として制御回路に導入することを特徴とする電力変換装置および電源装置。

目的

本発明においては、絶縁トランスをはじめその周辺回路の小型化が可能な電力変換装置、電源装置およびその制御方法を提供する

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

この技術が所属する分野

(分野番号表示ON)※整理標準化データをもとに当社作成

ライセンス契約や譲渡などの可能性がある特許掲載中! 開放特許随時追加・更新中 詳しくはこちら

請求項1

直流入力を得て高周波出力を与える第1のインバータ部と、該第1のインバータ部の高周波出力を電圧変換するLLトランスと、該LLCトランスの出力を直流変換する整流器部と、該整流器部の直流出力交流に変換する第2のインバータ部と、前記LLCトランスの二次回路並列に接続された制御回路用電源トランスから整流回路を介して、前記第2のインバータ部を構成する半導体素子ゲート電力および当該半導体素子のゲート信号を与える制御回路電力を得る電源回路から成るとともに、前記整流回路の直流電圧分圧し前記整流器部の直流出力として前記制御回路に導入することを特徴とする電力変換装置

請求項2

請求項1に記載の電力変換装置であって、前記LLCトランスは、その一次回路が第1のリアクトル一次巻線としての第2のリアクトル、コンデンサ直列配置されていることを特徴とする電力変換装置。

請求項3

請求項1または請求項2に記載の電力変換装置であって、前記制御回路用電源トランスは、前記LLCトランスの二次回路に並列に接続された1つの一次巻線と、該一次巻線に電磁結合された複数の二次巻線を含み、各二次巻線の出力から前記第2のインバータ部を構成する各半導体素子のゲート電力および当該半導体素子のゲート信号を与える制御回路の電力を得ることを特徴とする電力変換装置。

請求項4

請求項1または請求項2に記載の電力変換装置であって、前記制御回路用電源トランスは、前記LLCトランスの二次回路に並列に、直列接続された複数の一次巻線と、該それぞれの一次巻線に電磁結合された複数の二次巻線を含み、各二次巻線の出力から前記第2のインバータ部を構成する各半導体素子のゲート電力および当該半導体素子のゲート信号を与える制御回路の電力を得ることを特徴とする電力変換装置。

請求項5

請求項1または請求項2に記載の電力変換装置であって、前記制御回路用電源トランスは、前記LLCトランスの二次回路に並列に、並列接続された複数の一次巻線と、該それぞれの一次巻線に電磁結合された複数の二次巻線を含み、各二次巻線の出力から前記第2のインバータ部を構成する各半導体素子のゲート電力および当該半導体素子のゲート信号を与える制御回路の電力を得ることを特徴とする電力変換装置。

請求項6

請求項1または請求項2に記載の電力変換装置であって、前記制御回路用電源トランスは、前記LLCトランスの二次回路に並列に接続された一次巻線と、該一次巻線に電磁結合された複数の二次巻線を含み、各二次巻線の出力から前記第2のインバータ部を構成する各半導体素子のゲート電力を与える第1の制御回路用電源トランスと、前記LLCトランスの二次回路に並列に接続された一次巻線と、該一次巻線に電磁結合された二次巻線を含み、二次巻線の出力から前記半導体素子のゲート信号を与える制御回路の電力を得る第2の制御回路用電源トランスを備えるとともに、前記第1の制御回路用電源トランスの前記整流回路の直流電圧を分圧し前記整流器部の直流出力として前記制御回路に導入することを特徴とする電力変換装置。

請求項7

請求項1または請求項2に記載の電力変換装置であって、前記制御回路用電源トランスは、前記LLCトランスの二次回路に並列に、直列接続された複数の一次巻線と、該それぞれの一次巻線に電磁結合された複数の二次巻線を含み、各二次巻線の出力から前記第2のインバータ部を構成する各半導体素子のゲート電力および当該半導体素子のゲート信号を与える制御回路の電力を得ることを特徴とする電力変換装置。

請求項8

請求項1から請求項7のいずれか1項に記載の電力変換装置を用いた電源装置であって、前記第2のインバータ部の出力回路を相ごとに複数直列接続して、多相交流出力とすることを特徴とする電源装置。

請求項9

請求項1から請求項7のいずれか1項に記載の電力変換装置を用いた電源装置であって、前記第2のインバータ部の出力回路は、多相の交流出力を与えるとすることを特徴とする電源装置。

請求項10

請求項1から請求項7のいずれか1項に記載の電力変換装置、あるいは請求項8または請求項9に記載の電源装置のための制御方法であって、前記LLCトランスにおける共振周波数と、前記第1のインバータ部における駆動周波数について、前記駆動周波数と前記共振周波数が等しい運転態様と、前記駆動周波数が前記共振周波数よりも高い運転態様と、前記駆動周波数が前記共振周波数よりも低い運転態様とを切り替えて、前記第1のインバータ部を制御することを特徴とする制御方法。

請求項11

請求項10に記載の制御方法であって、前記第1のインバータ部の入力電圧が第1の電圧よりも低い領域では前記駆動周波数が前記共振周波数よりも低い運転態様とし、前記第1のインバータ部の入力電圧が第2の電圧よりも高い領域では前記駆動周波数が前記共振周波数よりも高い運転態様とし、前記第1のインバータ部の入力電圧が前記第1の電圧より高く、前記第2の電圧より低い領域では前記駆動周波数を前記共振周波数と同じにする運転態様に制御することを特徴とする制御方法。

技術分野

0001

本発明は、直流電力交流電力を対象とした電力変換装置電源装置およびその制御方法に関するものである。

背景技術

0002

電力系統には多くの絶縁トランスが採用されているが、電力系統の周波数と同じ数十Hz(日本の場合、50/60Hz)の低周波で駆動されているため、小型・軽量化が難しいという課題があった。

0003

これに対し、近年、高圧・大電力用途への適用が検討されているSST(ソリッドステートトランス:以下単にSSTと称する。)の技術を採用することで、小型・軽量化に貢献できることが期待されている。SSTは、高周波トランスと、電力変換回路で構成されており、その出力もしくは入力は従来と同じ周波数の交流電力である。SST内では、電力変換回路(DC/DCコンバータインバータ)により高周波を生成して高周波トランスを駆動することで、入力または出力を従来と同じ周波数の交流電力系統に接続しており、これにより従来の絶縁トランスを代替するものである。この構成によれば、高周波トランスを数十〜数百kHzの高周波駆動することによって、従来型絶縁トランス単体と比較して大幅な小型・軽量化を実現できる。

0004

例えば電力系統向けの電力変換器の新たな用途として、太陽光発電風力発電といった自然エネルギー導入の世界的な拡大に伴い、自然エネルギーの電力を制御して電力系統へ出力する高性能な電力変換器であるPCSパワーコンディショニングシステム:以下単にPCSと称する。)が求められている。PCSは、電力系統に接続されて使用されるために、その出力側には高圧絶縁トランスを使用しており、電力系統の周波数と同じ数十Hzの低周波で駆動せざるを得ないために設備が大型化するという課題を有している。

0005

また電力系統連系向け以外にも、例えば高圧のモータポンプ向け、鉄道向け等の高圧電力を使用する電力変換器の場合にも、入力側に高圧絶縁トランスを使用しているものがある。出力側同様に入力側の場合であっても、高圧絶縁トランスは電力系統からの受電により電力系統の周波数と同じ数十Hzの低周波で駆動されているため設備が大型化するという同様の課題を抱えている。

0006

然るに、高圧向け電力変換器の小型・軽量化の実現に向けてSSTを適用するには、電力変換器の制御回路電源においても高周波絶縁トランス1次側2次側との間での絶縁が必要である。

0007

これに対し、一般的な高圧向け電力変換器とその制御回路電源において採用されている絶縁トランスの1次側と2次側との間での絶縁対策を施した事例として、図2の構成のものが知られている。図2には、絶縁トランスに多重トランスを使用したマルチレベル構成の高圧インバータを示している。図2におけるマルチレベルは1段の構成例を示している。

0008

図2の従来構成においては、主回路インバータ11の電力が三相交流の多重トランス12から入力され、主回路インバータ11から単相交流出力される。これにより、適宜電圧値あるいは周波数が調整されて主回路インバータ11から得られる。なお主回路インバータ11は、整流器部Rと平滑用のコンデンサC2とインバータ部In2とで構成されている。

0009

主回路インバータ11内のインバータ部In2を構成する半導体素子点弧用の電力を供給するゲート用電源13は、単相トランス4、単相ブリッジ整流回路16、直流リアクトル14、半導体素子ごとに設けられた電源回路17で構成されている。点弧用の電力は、三相交流の多重トランス12の出力から単相を抜き出して供給されている。

0010

図2のマルチレベル構成の高圧インバータでは、多重トランス12と主回路インバータ11とゲート用電源13により、上記の接続構成とすることで、電力系統との間の絶縁(数kV〜数十kV)は多重トランス12が確保する。このためゲート用電源13用の単相トランス15はマルチレベル1段に必要な電圧(数百V程度)に低減可能となり、かつ電圧変換を制御する制御回路も不要とすることができる。

0011

特許文献1には、多重トランス12が単相である点の相違はあるが、基本的に図2と同じ構成の高圧インバータ電源装置が開示されている。

先行技術

0012

特開2007−151224号公報

発明が解決しようとする課題

0013

しかし、特許文献1で使用する単相トランス15は電力系統の周波数と同じ50/60Hzで駆動されることから、特にトランスコアの小型化が難しい。また、ゲート用電源13用の直流電圧への変換は単相ブリッジ整流回路16で行われることから制御回路の負荷によって電圧変動が大きくなる特性となり、電圧変動に対応したDC/DCコンバータや電圧変動を抑制するための直流リアクトル14も必要に応じて加える必要があり、ゲート用電源13用の電源が大型化する。

0014

また、高圧向け電力変換器の小型・軽量化の実現に向けてSSTを適用する場合には、高圧のパワー系低圧制御系の間で絶縁が必要であり、高圧のパワー系の電圧を検出するために低圧に変換する必要がある。例えば主回路の直流電圧を検出して、これを一定に制御する制御回路に帰還信号として導入するにあたり、一般的には直流電圧を分圧抵抗により分圧して検知している。しかしながら、主回路の600V〜1200Vの直流電圧の検出においては、分圧抵抗も1個当たり100V耐圧以上の素子が必要となり、沿面距離を確保する必要もあることから回路が大型化する。

0015

なお、主回路インバータ11の構成として、DC電圧からDC/DCコンバータで降圧する制御電源構成が考えられるが、この場合も電力系統との間の絶縁は多重トランス12が確保する構成にできる。また、DC/DCコンバータに必要なトランスやリアクトルもDC/DCコンバータの駆動周波数で駆動するため小型化が可能となる。しかしこの構成では、主回路インバータ11のDC電圧が数百Vであることから、ゲート用電源13用のDC/DCコンバータにも主回路インバータ11に使用する数百Vに対応した素子の適用と、素子それぞれに数百Vの絶縁距離の確保が必要となり、数百V入力に対応したDC/DCコンバータ用のゲート用電源13も必要となる。従って結果的には、DC/DCコンバータを適用した構成においてもゲート用電源13用の電源が大型化する。

0016

以上のことから本発明においては、絶縁トランスをはじめその周辺回路の小型化が可能な電力変換装置、電源装置およびその制御方法を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

0017

以上のような課題に対して本発明では、直流入力を得て高周波出力を与える第1のインバータ部と、第1のインバータ部の高周波出力を電圧変換するLLCトランスと、LLCトランスの出力を直流変換する整流器部と、整流器部の直流出力交流に変換する第2のインバータ部と、LLCトランスの二次回路並列に接続された制御回路用電源トランスから整流回路を介して、第2のインバータ部を構成する半導体素子のゲート電力および当該半導体素子のゲート信号を与える制御回路の電力を得る電源回路から成るとともに、整流回路の直流電圧を分圧し整流器部の直流出力として制御回路に導入することを特徴とする電力変換装置および電源装置である。

0018

また電力変換装置あるいは電源装置のための制御方法であって、LLCトランスにおける共振周波数と、第1のインバータ部における駆動周波数について、駆動周波数と共振周波数が等しい運転態様と、駆動周波数が共振周波数よりも高い運転態様と、動周波数が共振周波数よりも低い運転態様とを切り替えて、第1のインバータ部を制御することを特徴とする制御方法である。

発明の効果

0019

本発明によれば、絶縁トランスをはじめその周辺回路の小型化が可能な電力変換装置、電源装置およびその制御方法を提供することができる。

0020

また本発明の実施例によれば、制御回路用電源トランスに入力される周波数の高周波化により制御回路用電源トランス体積を低減し、電圧変換に関する制御回路も不要となる。また、制御回路用電源トランス以外には低圧の素子を使用可能となる。結果、制御回路全体の小型・軽量化が可能となるため、高圧向けの電力変換器の小型・軽量化を実現できる。

図面の簡単な説明

0021

本発明の実施例1に係る電力変換装置の構成を示す図。
従来のマルチレベル高圧インバータの構成を示す回路図。
本発明の実施例1に係る電力変換装置による3相電源装置の構成を示す図。
LLC共振周波数が駆動周波数と等しい時の電圧、電流波形を示す図。
LLC共振周波数>駆動周波数のときの電圧、電流波形を示す図。
LLC共振周波数<駆動周波数のときの電圧、電流波形を示す図。
太陽光発電による入力電圧に対する直流電圧Vdc、太陽光発電出力、駆動周波数の関係を示す図。
実施例3に係るゲート用電源の具体的な回路構成事例を示す図。
IGBTを採用した実施例3に係るゲート用電源の具体的な回路構成事例を示す図。
制御回路用電源トランスを単出力とした実施例3に係るゲート用電源の具体的な回路構成事例を示す図。
制御回路用電源トランスをゲート用電源回路用の4出力と、制御用電源回路用の単出力とに分割した場合の構成を示す図。
実施例4に係る電力変換装置の構成を示す図。
実施例5に係るゲート用電源の具体的な回路構成事例を示す図。
実施例5に係るゲート用電源の具体的な回路構成事例を示す図。
実施例6に係るゲート用電源の具体的な回路構成事例を示す図。

0022

以下、本発明の電力変換装置、電源装置およびその制御方法の実施例について、図を用いて説明する。

0023

まず、実施例1に係る電力変換装置の構成について図1を用いて説明する。

0024

図1に示す実施例1の電力変換装置では、入力が直流600〜1000Vであり、出力を6.6kV系の高圧系統へ連系する数百kWから数MW級のPCS向けの電力変換装置を想定している。

0025

図1の電力変換装置では、主回路100をフルブリッジ型のLLC共振コンバータ1と単相インバータ2の直列回路で構成している。フルブリッジ型のLLC共振コンバータ1は、その入力端子Tiに例えば太陽光発電による直流電源を接続し、単相インバータ2の出力端子Toに交流出力を与える。

0026

フルブリッジ型のLLC共振コンバータ1は、入力側から平滑用のコンデンサC1と、第1のインバータ部In1と、LLCトランス3と、整流器部Rと、平滑用のコンデンサC2とで構成されている。ここでLLCトランス3とは、トランス1次巻線側を第1のリアクトル31、一次巻線としての第2のリアクトル32、コンデンサ33を直列配置することから、LLCのように呼称された絶縁変圧器である。

0027

また図1において、単相インバータ2は第2のインバータ部In2を含んで構成されている。係る主回路100の構成において、第1のインバータ部In1と第2のインバータ部In2は、単相のフルブリッジ構成とされ、かつこれらのインバータ部In1、In2はその半導体素子をMOS−FETで構成した例を示している。

0028

この主回路100の構成によれば、第1のインバータ部In1において、入力端子Tiに印加された太陽光発電による直流入力を高周波数の交流に変換し、LLCトランス3において任意の電圧に調整し、その後整流器部Rにおいて直流に変換した後、第2のインバータ部In2において例えば商用の交流電源接続可能な周波数(50/60Hz)に変換して出力端子Toに出力する。

0029

図1のゲート用電源13において、電源回路17は、LLCトランス3の二次巻線34から制御回路用電源トランス4を介して電力を得ている。制御回路用電源トランス4は、図示の例では一次巻線41と一次巻線41に電磁結合された二次巻線42で構成されている。二次巻線42は、単相ブリッジ整流回路16を介して、電源回路17に対する直流電源を供給している。電源回路17の直流電力は、第2のインバータ部In2の半導体素子Q1、Q2、Q3、Q4のゲートに与えるゲート電力、あるいは制御回路用電力として利用される。

0030

また単相ブリッジ整流回路16の出力側には分圧抵抗R1、R2が直列接続され、接続点電位を主回路の直流電圧Vdcの検出信号として利用している。

0031

この構成によれば、LLCトランス3は高周波数で作動することから、装置構成の小型化が可能である。また制御回路用電源トランス4も高周波数で作動することから、小型化が可能である。さらに主回路直流電圧Vdc検出用分圧回路も、主回路に設置する場合に比べて低電位でありかつ絶縁がされていることから回路の小型化が図られている。

0032

なおこの図において、電源回路17は第2のインバータ部In2を構成するMOS−FETの半導体素子Q1、Q2、Q3、Q4のゲート電力およびゲート制御回路用電源を供給しているものであり、第1のインバータ部In1に対する電源回路を示したものではない。第1のインバータ部In1に対する電源回路は、別途設置されているがここには記述していない。この理由は、第1のインバータ部In1側については、絶縁すべき電圧レベル(通常は交流100ボルト程度)が低く、電源回路17に対して施すような高度の絶縁対策を必要としない、従って既存技術のもので対応が可能であるということによる。

0033

このように図1の主回路100の構成は、フルブリッジ型のLLC共振コンバータ1内におけるフルブリッジダイオード整流後の直流出力が単相インバータ2を介して電力系統へ交流出力される構成である。なお図1の実施例では、単相インバータ2を想定しているが、これは3レベルインバータ構成を適用してもよい。

0034

図1は、単相出力を示すものであるが、交流系統への接続に際しては3相であることが要求される。このため実用的には図3三相構成に適した応用がなされる。図3は、実施例1に係る電力変換装置による3相電源装置の構成を示す図である。この応用は、単相出力の主回路100の出力側を、3相のU、V、Wの各相について多段接続したものである。

0035

図1に電力変換装置の詳細構成を示し、図3三相電力系統への展開事例として3相電源装置の構成を示した本発明の実施例1によれば、単相インバータ2の出力を直列接続した直列マルチレベル構成とすることで高圧出力に対応できる。例えば、個々の主回路100の入力電圧は直流600〜1000Vでありながら、3相線間の電圧としては6.6kVを得ることができる。このことは、単相インバータ2の単体としてみると、1700V、1200V、650Vといった比較的低圧の半導体素子Q1、Q2、Q3、Q4を使用可能となることを意味している。また第2のコンデンサC2の端子電圧Vdcも半導体素子Q1、Q2、Q3、Q4に準じた電圧となるため、直流コンデンサC2も電力系統電圧と比較して低圧のコンデンサを使用可能となることを意味している。

0036

図1及び図3に示す電力変換装置または電源装置を構成する各部の仕様、機能は、以下のようなものであればよく、これにより以下に示すところの効果を発揮することが可能である。

0037

まずフルブリッジ型のLLC共振コンバータ1は、1000V以下の直流電圧であるため、第1のインバータ部In1としては高周波駆動に適したMOS−FETを適用することを想定している。第1のインバータ部In1の半導体素子のスイッチング周波数は、数十kHzから数百kHzを想定している。使用するMOS−FETには高耐圧・高周波スイッチングに適したSiC MOS−FETを適用しても構わないし、その他同様の機能を有するものであればよい。

0038

LLC共振コンバータ1の2次側の整流器部Rは、ダイオードによる平滑を想定している。Si型のダイオードの他に、導通損失を低減させるためにSi型のショットキーバリアダイオードSiCショットキーバリアダイオードを適用しても構わないし、SiCMOS−FETを同期させて使用することで損失低減させても構わないし、その他同様の機能を有するものであればよい。

0039

LLCトランス3は、電力系統電圧との絶縁機能を有し、トランス1次巻線側について第1のリアクトル31、一次巻線としての第2のリアクトル32、コンデンサ33を直列配置することから、このように呼称された絶縁変圧器である。またこれら回路部品のうち、第1のリアクトル31はリーケージインダクタンスLrを規定し、一次巻線としての第2のリアクトル32は高周波トランスの励磁インダクタンスLmを規定し、コンデンサ33は共振コンデンサ容量Crを規定している。LLC共振トランス3は、LLC共振とするために、高周波トランスの励磁インダクタンスLmに共振対応させたリーケージインダクタンスLrと共振コンデンサ容量Crとが接続される構成である。なお、リーケージインダクタンスLrは高周波トランス内の漏れ磁束定数の調整が可能となる構造として高周波トランス内で一体化しても構わない。共振コンデンサ容量Crはフィルムコンデンサを使用することを想定しているが、同様の機能を有するものであればよい。

0040

なお図1において第2のインバータ部In2の半導体素子はMOS−FETで構成する例を示したが、これはIGBTであってもよい。第2のインバータ部In2は、LLC共振コンバータ1の駆動周波数と比較して、直列多重PWMのスイッチング周波数が全体で数kHz以下と低いため、IGBTを適用してもよい。

0041

また図3の3相電力系統への適用に際し、以下のようにすることもできる。図3における電力変換装置の直列多重構成は、相あたりで単相インバータ2は8段から6段程度の直列数を想定している。図3では単相インバータ2の段数を少なくするため、Y結線の構成を想定しているが、Δ結線の構成でも実現可能である。Y結線の場合は、線間電圧6.6kVに対して相電圧は1/√3となり、相全体の直流電圧は√2倍が基準となるため、8段の場合の第2のコンデンサC2の端子電圧Vdcは600〜700V程度となる。この結果、単相インバータ2に1200VのMOS—FETが使用可能な電圧となり、低圧素子で高圧出力を実現可能である。LLC共振コンバータ1が対地電圧に対して1000V以下なのに対して、単相インバータ2はフローティング接続となるため、LLCトランス3が電力系統の6.6kVに対応した絶縁機能を有することを想定している。以上のような直列マルチレベル構成とすることで、出力電圧が6.6kV以外の場合にも段数とLLCトランス3の絶縁を場合により変更するだけで柔軟に対応可能な構成が実現できる。

0042

さらに制御回路用電源トランス4の仕様、機能について、これらの仕様、機能は、以下のようなものであればよく、これにより以下に示すところの効果を発揮することが可能である。

0043

図1に示す制御回路用電源トランス4は、LLCトランス3の2次側に接続する構成であり、LLC制御によって数十〜数百kHzで駆動されることで1次側数百Vを2次側数十〜数Vに変換可能である。

0044

ここで電源回路17に必要な電力は、単相インバータ2の100%出力に対して1%未満であるため、制御回路用電源トランス4の励磁インダクタンスはLLCトランス3に対して十分に大きな値にすることを想定している。例えばLLCトランス3の励磁インダクタンスLmが数百μHであるのに対して、制御回路用電源トランス4の励磁インダクタンスは数百mH以上の値となるように設定することを想定しているがこれに限るものではない。

0045

駆動電圧の詳細は後述するが、LLC制御によって制御回路用電源トランス4は駆動されるため、電圧変換を制御するコントローラは不要となる。

0046

電力系統との絶縁は前述の通りLLCトランス3が確保するため、制御回路用電源トランス4は第2のコンデンサC2の端子電圧Vdc以上となる数百V程度の絶縁機能に低減可能となる。またこの結果として、単相ブリッジ整流回路16の出力側に主回路の直流電圧Vdcの検出回路として設置された分圧抵抗R1、R2は、低電圧回路に適用することができるために、首魁色に設ける場合に比べて大幅な小型化が可能である。

0047

図1の実施例では、本発明の概要を説明したために、電源回路17を簡便に記述したが、実際には実施例3以降に示すように、制御回路用電源トランス4の2次側は多出力構成を想定しており、半導体素子Q1、Q2、Q3、Q4ごとにゲート用の電源回路17a、17b、17c、17dと、ゲートを制御するためのコントローラ(マイコン等)にそれぞれ絶縁出力を供給している。半導体素子Q1、Q2、Q3、Q4のゲートには電圧安定化回路リニアレギュレータ等)と駆動用フォトMOSがあり、コントローラがフォトMOSの発光ダイオードを駆動することで制御することを想定した構成である。各出力に必要な電力は数十〜数百mW程度を想定しているがそれに限るものではない。

0048

以上の想定する構成から、制御回路用電源トランス4にはパルストランスを使用することを想定しているが、同様の機能を有するものであれば上記構成に限定されるものではない。

0049

図1に例示する本発明の電力変換装置においては、LLC共振コンバータ1内にLLCトランス3を採用している。実施例2においてはLLCトランス3を含むLLC共振コンバータ1に特有の制御方法とその効果について説明する。

0050

本発明のLLC共振コンバータ1内の第1のインバータ部In1の制御では、PWMではなく、デッドタイムを付与したDuty50%の周波数制御を実施する。この場合、第1のインバータ部In1について前述した高周波トランスの励磁インダクタンスLm、リーケージインダクタンスLr、共振コンデンサ容量Crの値にて共振周波数が決まり、共振周波数は数十〜数百kHzに設定することを想定している。

0051

なおLLC共振コンバータ1の制御は、フルブリッジ型の第1のインバータ部In1を構成する4組の半導体素子のオンオフを制御する制御回路により実行される。制御回路自体は通常よく行われる回路構成のものであり、具体的な回路構成を省略するが、要するに以下のように半導体素子を制御する。

0052

例えばフルブリッジ型の4組の半導体素子のうち、図1の右上と左下の半導体素子Q9、Q8を第1の組、右下と左上の半導体素子Q10、Q7を第2の組としたときに、第1の組をON、第2の組をOFFとする第1の導通状態と、第2の組をON、第1の組をOFFとする第2の導通状態を交互に形成するように制御し、第1の導通状態から第2の導通状態を経て再度第1の導通状態に達するまでの期間を一周期とする駆動周波数によりON、OFF制御を行うものである。

0053

図4図5図6により、LLC共振周波数、駆動周波数の大小関係と、第1のインバータ部In1の電圧、電流波形の関係を説明する。これらの図において横軸は時間、縦軸は1周期間における電圧、電流の大きさを示している。

0054

図4に、LLC共振周波数が駆動周波数と等しい時の電圧、電流波形を示す。この場合には、前記したフルブリッジ型の第1のインバータ部In1を構成する4組の半導体素子のオン、オフを制御する制御回路により駆動周波数が制御されており、かつ駆動周波数は高周波トランスであるLLCトランス3の励磁インダクタンスLm、リーケージインダクタンスLr、共振コンデンサ容量Crの値にて定まる共振周波数と一致している。

0055

LLC共振周波数が駆動周波数と等しい状態では、LLCトランス3の1次側電流ITinの波形を図示しているように、半導体素子であるMOS−FETのON時には、MOS−FETを流れる電流はMOS−FETのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ZVS(ゼロボルトスイッチング)となり、ON時のスイッチング損失は発生しない。MOS−FETのOFF時には、MOS−FETを流れる電流はピークアウトして十分に低く抑えられ、OFF時のスイッチング損失も小さくなるため、LLC共振制御によって高効率なスイッチングが実現でき、パワーデバイス冷却器の小型化が実現できる。

0056

LLC制御によりLLC共振周波数が駆動周波数と等しく制御された時、LLCトランス3の2次側の電圧はVToutのようであり、要するに矩形状の電圧出力が得られる。したがって、制御回路用電源トランス4には矩形波電圧が入力される。このため、制御回路用電源トランス4の2次側出力には、第2のコンデンサC2の端子電圧Vdcに対して巻数比に応じた電圧が出力されるため、LLC共振コンバータ1と同様に電圧変動は無く、直流リアクトルも不要である。

0057

図5に、駆動周波数をLLC共振周波数よりも低下させて、昇圧動作となった時の電圧、電流波形を示す。

0058

駆動周波数をLLC共振周波数よりも低下させた状態では、LLCトランス3の1次側電流ITinの波形を図示しているように、MOS−FETのON時にはMOS−FETを流れる電流はMOS−FETのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ZVS(ゼロボルトスイッチング)となりON時のスイッチング損失は発生しない。OFF時にはMOS−FETを流れる電流はピークアウト後に十分に低く横ばいの値に抑えられるため、OFF時のスイッチング損失は共振周波数駆動と同様に小さくなる。

0059

LLC制御によりLLC共振周波数が駆動周波数よりも高く制御された時、LLCトランス3の2次側の電圧はVToutのような矩形波電圧となる。この矩形波電圧は、制御回路用電源トランス4に対しては、立ち上がり立下りで少し遅れがでる波形であるが、基本的には矩形波が入力される。このため、制御回路用電源トランス4の2次側出力には、第2のコンデンサC2の端子電圧Vdcに対して巻数比に応じた電圧が出力されるため、LLC共振コンバータ1と同様に電圧変動は無く、直流リアクトルも不要である。

0060

図6に、駆動周波数をLLC共振周波数よりも上昇させて、降圧動作となった時の電圧、電流波形を示す。

0061

駆動周波数をLLC共振周波数よりも上昇させた状態では、LLCトランス3の1次側電流ITinの波形を図示しているように、MOS−FETのON時にはMOS−FETを流れる電流はMOS−FETのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ZVS(ゼロボルトスイッチング)となりON時のスイッチング損失は発生しない。OFF時にはMOS−FETを流れる電流は低下しない状態での遮断となるため、OFF時のスイッチング損失は大きくなる。ただし、PCSでの制御動作の場合は、降圧制御となる電圧範囲を制限することで効率の低下を最小限とすることができる。

0062

LLC制御により駆動周波数をLLC共振周波数よりも上昇させた時、LLCトランス3の2次側の電圧はVToutのようであり、要するに矩形状の電圧出力が得られる。したがって、制御回路用電源トランス4には矩形波電圧が入力される。このため、制御回路用電源トランス4の2次側出力には、第2のコンデンサC2の端子電圧Vdcに対して巻数比に応じた電圧が出力されるため、LLC共振コンバータ1と同様に電圧変動は無く、直流リアクトルも不要である。

0063

上記したLLC制御における3種の運転態様(LLC共振周波数=駆動周波数、LLC共振周波数>駆動周波数、LLC共振周波数<駆動周波数)は、電力変換装置の実運用場面で適宜選択実行される。

0064

例えば図1の電力変換装置の直流入力を太陽光発電から得るシステム構成とした場合には、天候具合に応じて図7のように切替運用されるのがよい。図7は、太陽光発電に適用した場合のLLC制御の態様事例を示す図である。

0065

図7には、太陽光発電による入力電圧Vinに対する、第2のコンデンサC2の端子電圧Vdc、太陽光発電出力、駆動周波数の関係を示している。

0066

図7において中段の太陽光発電による入力電圧Vinと太陽光発電出力の関係についてみると、太陽光発電による入力電圧Vin及び太陽光発電出力は、天候(晴天曇天)により大きさが可変である。実施例2の運用においては、PCSに入力される電圧(すなわち太陽光発電による入力電圧Vin)の範囲を、第1領域D1、第2領域D2、第3領域D3に区分する。

0067

入力電圧Vinが第1の閾値Vin1より低い第1領域D1では、LLC制御により駆動周波数をLLC共振周波数よりも低くして、第2のコンデンサC2の端子電圧Vdcが下限値以下にならないように昇圧制御を実施する。入力電圧Vinが第2の閾値Vin2より高い第3領域D3では、LLC制御により駆動周波数をLLC共振周波数よりも高くして、第2のコンデンサC2の端子電圧Vdcが上限値以上にならないように降圧制御を実施する。第1の閾値Vin1と第2の閾値Vin2の中間の第2領域D2では、LLC制御により駆動周波数をLLC共振周波数に等しくし、一定にすることで、高効率運用を可能とする。

0068

なお、領域の設定は第2のコンデンサC2の端子電圧Vdcの上下限により定めればよいがこの場合、上限領域を定める第2の閾値Vin2については通常の晴天時の最大出力点電圧以上とするのがよい。このようにすることで、第3領域の降圧動作となる確率が低下する。

0069

本LLC制御によるLLCトランス3の2次側の電圧はVToutとなる。制御回路用電源トランス4には矩形波が入力されるため、2次側出力には第2のコンデンサC2の端子電圧Vdcに対して巻数比に応じた電圧が出力されるため、LLCコンバータ同様に電圧変動は無く、直流リアクトルも不要である。

0070

以上の3つの動作において負荷を変更してもVToutは矩形波であるため、負荷によらず第2のコンデンサC2の端子電圧Vdcの巻数比で制御用電圧を生成することが可能となる。

0071

以上の理由により、制御回路用電源トランス4をLLCトランス3の2次側に接続することで、絶縁耐圧低下、電圧変換駆動制御不要、負荷による電圧変動の抑制、高周波化によるトランス小型化を全て満たすことが可能となり、電源装置全体での小型・軽量化が可能となる。

0072

実施例3は、図1のゲート用電源13の具体的な回路構成事例を示している。

0073

図8に示す具体的なゲート用電源13の構成では、第2のインバータ部In2の半導体素子Q1、Q2、Q3、Q4ごとにゲート用電源回路17a、17b、17c、17dと単相ブリッジ整流回路16a、16b、16c、16dを設け、また制御用電源回路17jと単相ブリッジ整流回路16jを備えている。制御回路用電源トランス4は、制御回路用トランス4の2次側を二次巻線42a、42b、42c、42d、42jによる多出力とすることで各単相ブリッジ整流回路16a、16b、16c、16d、16jに接続している。なお図8の構成では、制御回路用トランス4は一次側を単一巻線、二次側を複数巻線とした1対n接続方式の例を示している。

0074

また単相ブリッジ整流回路16jの出力側には分圧抵抗R1、R2が直列接続され、接続点電位を主回路の直流電圧Vdcの検出信号として制御用電源回路17jに導入され、制御に利用している。

0075

図8の実施例3の構成は、制御回路用トランス4の2次側を多出力とすることで、実施例1で示した直流電圧Vdcの電圧検出と制御用電源回路17j内のマイコンに使用するだけではなく、インバータ駆動用の半導体素子Q1、Q2、Q3、Q4のゲート駆動用電源を生成する構成としている。

0076

半導体素子Q1、Q2、Q3、Q4のゲートには電圧安定化回路(リニアレギュレータ等)と駆動用のフォトMOSがあり、マイコンがフォトMOSの発光ダイオードを駆動することで駆動素子を制御することを想定した構成である。各出力に必要な電力は数十〜数百mW程度を想定しているがそれに限るものではない。

0077

以上の想定する構成から、制御回路用電源トランス4にはパルストランスを使用することを想定しているが、同様の機能を有するものであれば構わない。インバータ駆動用の半導体素子Q1、Q2、Q3、Q4は、図9に示すようにMOSFETではなくIGBTを使用しても構わない。出力用のインバータ部In2はLLC共振コンバータの駆動周波数と比較して、直列多重PWMのスイッチング周波数が全体で数kHz以下と低いため、IGBTを適用しても発熱等の問題は小さい。

0078

図10に制御回路用電源トランス4を単出力とした場合の構成を示す。LLCトランス3の二次側に、複数の制御回路用電源トランス4a、4b、4c、4d、4jを個別に配置することで、分散配置での小型化が可能となる場合に適用することを想定している。

0079

図11に制御回路用電源トランス4をゲート用電源回路17a、17b、17c、17d用の4出力と、制御用電源回路17j用の単出力とに分割した場合の構成を示す。ゲート用電源回路17a、17b、17c、17d用の4出力の巻数比を同じとし、制御用電源回路17j用の1出力の巻数比をゲート用電源回路17a、17b、17c、17d用の4出力より低電圧で出力できるようにすることで製造性を向上するとともに、全体の損失を低減可能となる。また、出力を分割とすることで小型化が可能となる効果も想定している。

0080

また図11の構成は、直流電圧Vdcの電圧検出をゲート用電源回路17dの側で分圧して制御用電源回路17jに与える構成である。制御用電源回路17j側よりも高い電圧から分圧することで制御回路用電源トランス1の整流素子電圧降下の影響等の誤差を小さくして、検出精度を向上させることを想定する。

0081

実施例3における制御方法は、基本的に先述のものと同じである。実施例3でもLLC共振コンバータ1の制御であり、デッドタイムを付与したDuty50%の周波数制御である。前述した励磁インダクタンスLm、リーケージインダクタンスLr、共振コンデンサ容量Crの値にて共振周波数は決まり、数十〜数百kHzに設定することを想定している。

0082

実施例3においても電圧を変化させた場合の波形は図4図5図6と同様であり、負荷を変更してもVToutは矩形波であるため、負荷によらずVdcの巻数比で制御用電圧を生成することが可能となる。

0083

この実施例でも、制御回路用トランス4をLLCトランス3の2次側に接続することで、絶縁耐圧低下による小型化、電圧変換駆動制御不要、負荷による電圧変動の抑制、高周波化によるトランス小型化を全て満たすことが可能となり、電源装置全体での小型・軽量化が可能となる。

0084

図12に実施例4に係る電力変換装置の構成を示す。実施例3の構成は、LLC共振コンバータ1の整流器部Rを構成する半導体素子数を半分にした構成である。1次側のLLCトランス3に入力される電圧幅は図1のフルブリッジ型構成の1/2となるが、LLCトランス3の巻き数比にて同様に調整可能である。

0085

実施例3の制御方法は、LLC共振コンバータ1の制御により行い、デッドタイムを付与したDuty50%の周波数制御である。前述した励磁インダクタンスLm、リーケージインダクタンスLr、共振コンデンサ容量Crの値にて共振周波数は決まり、数十〜数百kHzに設定することを想定している。

0086

実施例3においても電圧を変化させた場合の波形は図4図5図6と同様であり、負荷を変更してもVToutは矩形波であるため、負荷によらず第2のコンデンサC2の端子電圧Vdcの巻数比で制御用電圧を生成することが可能となる。

0087

実施例4も、制御回路用トランス1をLLCトランス2の2次側に接続することで、絶縁耐圧低下による小型化、電圧変換駆動制御不要、負荷による電圧変動の抑制、高周波化によるトランス小型化を全て満たすことが可能となり、電源装置全体での小型・軽量化が可能となる。

0088

図13図14に実施例5に係る電力変換装置の構成を示す。実施例5の構成においては、1段構成でU、V、W相の三相へ出力連系し、モータやポンプを出力駆動するシステムを想定している。

0089

図13において、制御回路用電源トランス3の出力はU、V、W相の三相の駆動に合わせて、半導体素子駆動用に6つ、制御コントローラ用の1つと合計7つの電源回路を想定しているが、同様の機能を有する構成ならば個数にはこだわらない。

0090

図14に制御回路用トランス4の出力数を低下させた構成を示す。半導体素子Q2、Q4、Q6のソース電圧が一致しているため、同じ出力とすることで制御回路用トランス1の出力数を低下可能となる。

0091

実施例5の制御方法は、LLC共振コンバータ1の制御により行い、デッドタイムを付与したDuty50%の周波数制御である。前述した励磁インダクタンスLm、リーケージインダクタンスLr、共振コンデンサ容量Crの値にて共振周波数は決まり、数十〜数百kHzに設定することを想定している。

0092

実施例5においても電圧を変化させた場合の波形は図4図5図6と同様であり、負荷を変更してもVToutは矩形波であるため、負荷によらず第2のコンデンサC2の端子電圧Vdcの巻数比で制御用電圧を生成することが可能となる。

0093

以上、4つの実施例を挙げて説明したが、用途に応じて実施例に記述した内容を組み合わせて使用してもよいことは言うまでもない。

実施例

0094

図15図1の制御回路用電源トランス4を分割して直列に分散配置した構成を示す。図1では、一次巻線と二次巻線を1:nに構成していたが、図15では、LLCトランス3の2次側に、制御回路用電源トランス4として、n=5個の制御回路用電源トランス4a、4b、4c、4d、4jを直列に接続したものである。この接続形式は、制御回路用電源トランス4を電源回路17a、17b、17c、17dごとに分割して直列に分散配置したものであり、分散配置での小型化が可能となる場合に適用することを想定している。

0095

1:LLC共振コンバータ
2:単相インバータ
3:LLCトランス
4、4a、4b、4c、4d、4j:制御回路用電源トランス
11:主回路インバータ
12:多重トランス
13:ゲート用電源
14:直流リアクトル
16、16a、16b、16c、16d、16j:単相ブリッジ整流回路
17:電源回路
17a、17b、17c、17d:ゲート用電源回路
17j:制御用電源回路
31:第1のリアクトル
32:一次巻線
33:コンデンサ
34:二次巻線
41:一次巻線
42a、42b、42c、42d、42j:二次巻線
100:主回路
R:整流器部
C1、C2:コンデンサ
In1、In2:インバータ部
Q1、Q2、Q3、Q4:半導体素子
Ti:入力端子
To:出力端子

ページトップへ

この技術を出願した法人

この技術を発明した人物

ページトップへ

関連する挑戦したい社会課題

関連する公募課題

該当するデータがありません

ページトップへ

技術視点だけで見ていませんか?

この技術の活用可能性がある分野

分野別動向を把握したい方- 事業化視点で見る -

(分野番号表示ON)※整理標準化データをもとに当社作成

ページトップへ

おススメ サービス

おススメ astavisionコンテンツ

新着 最近 公開された関連が強い技術

この 技術と関連性が強い技術

関連性が強い 技術一覧

この 技術と関連性が強い人物

関連性が強い人物一覧

この 技術と関連する社会課題

関連する挑戦したい社会課題一覧

この 技術と関連する公募課題

該当するデータがありません

astavision 新着記事

サイト情報について

本サービスは、国が公開している情報(公開特許公報、特許整理標準化データ等)を元に構成されています。出典元のデータには一部間違いやノイズがあり、情報の正確さについては保証致しかねます。また一時的に、各データの収録範囲や更新周期によって、一部の情報が正しく表示されないことがございます。当サイトの情報を元にした諸問題、不利益等について当方は何ら責任を負いかねることを予めご承知おきのほど宜しくお願い申し上げます。

主たる情報の出典

特許情報…特許整理標準化データ(XML編)、公開特許公報、特許公報、審決公報、Patent Map Guidance System データ