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図面 (12)

課題

解決手段

SMALレギュレータ(200)は、負荷電流を供給するように構成されるスイッチトモードコンバータ(230)と、レギュレートされた負荷電圧を供給、及びスイッチドモードコンバータ(230)によって供給されない負荷電流を供給するように構成されるリニアアンプ(210)を含む。リニアアンプ(210)及びスイッチトモードコンバータ(230)が供給ノードにおいて並列に結合され、リニアアンプ(210)及びスイッチトモードコンバータ(230)が負荷電流(IPA)を供給するよう協同して制御を行い、リニアアンプ(210)が負荷電圧(VPA)を設定する。

概要

背景

ハイブリッドアーキテクチャの一応用例では、ハイブリッドレギュレータが、電力出力ノード並列に結合され、レギュレートされた負荷電圧及び負荷電流を供給するように協同して制御される、スイッチトモードコンバータ(又はスイッチトコンバータ)及びリニアアンプを含む。このようなハイブリッドレギュレータでは、帯域幅は高いが効率が低いリニアアンプほど、高い周波数成分の出力電力を供給し、効率は高いが帯域幅が低いスイッチトコンバータほど、低い周波数成分を提供する。

ハイブリッドレギュレータの一応用例は、RF(無線周波数パワーアンプ(PA)用のエンベロープ変調電源である。エンベロープ変調追従は、例えば、モバイルRF通信に典型的な高いピーク対平均電力比(PAR)信号の電力増幅効率を改善する。エンベロープ変調レギュレータは、RF PA供給電圧を動的に制御して、PA出力電力変動/要件に追従する。

エンベロープ変調/追従電源設計パラメータには、ノイズ、歪、及び帯域幅が含まれる。エンベロープ変調器によって生じ、PA供給ピンに伝わるノイズ及び歪は、PA出力スペクトルに渡される。エンベロープ変調器の帯域幅は、典型的に、ベースバンド信号の帯域幅よりかなり高くなる。ハイブリッドレギュレータアーキテクチャの場合、大きなノイズ源は、スイッチトモードコンバータからのスイッチングノイズであり、重要な設計基準は、エンベロープ変調器の動作帯域幅出力インピーダンス帯域幅)にわたってリニアアンプの小信号出力インピーダンスを小さくすることである。

ハイブリッドレギュレータは、電力出力ノードにAC結合されるリニアアンプを備えて構成され得る。リニアアンプは、負荷電圧のAC成分を供給するだけでよく、レギュレータの出力におけるDC平均電圧は、ACカップリング(DCデカップリングコンデンサにおいて維持される。

下記の説明は、パワーアンプ応用例でのレギュレートされた電源の文脈でなされるが、本明細書で提示される原理は、このような応用例に限定されるものではなく、より一般に、スイッチトモードコンバータ及びリニアアンプを含むハイブリッドアーキテクチャを対象とする。

概要

スイッチトモードアシストリニアSMAL)レギュレータの出力電力変動に追従して、リニアアンプの小信号出力インピーダンスを小さくする。SMALレギュレータ(200)は、負荷電流を供給するように構成されるスイッチトモードコンバータ(230)と、レギュレートされた負荷電圧を供給、及びスイッチドモードコンバータ(230)によって供給されない負荷電流を供給するように構成されるリニアアンプ(210)を含む。リニアアンプ(210)及びスイッチトモードコンバータ(230)が供給ノードにおいて並列に結合され、リニアアンプ(210)及びスイッチトモードコンバータ(230)が負荷電流(IPA)を供給するよう協同して制御を行い、リニアアンプ(210)が負荷電圧(VPA)を設定する。

目的

このようなハイブリッドレギュレータでは、帯域幅は高いが効率が低いリニアアンプほど、高い周波数成分の出力電力を供給し、効率は高いが帯域幅が低いスイッチトコンバータほど、低い周波数成分を提供する

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

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請求項1

レギュレートされた負荷電圧及び関連する負荷電流を、信号帯域幅によって特徴付けられる動的負荷に供給するための回路であって、前記負荷に結合される供給ノードにおいて並列に結合されるアンプ回路スイッチトモードコンバータスイッチャ)回路とを含むスイッチトモードアシストリニアSMAL)レギュレータであって、前記アンプ回路がカップリングコンデンサを介して前記供給ノードに結合される、前記SMALレギュレータ、を含み、前記SMALレギュレータが、信号経路帯域幅に基づいて前記レギュレートされた負荷電圧及び負荷電流を供給するように構成され、前記アンプ回路が、動的入力信号応答して、対応する前記レギュレートされた負荷電圧を前記信号経路帯域幅に基づいて供給し、前記スイッチャ回路が、前記信号経路帯域幅より狭いスイッチャ帯域幅を有するスイッチング制御信号に応答して、前記スイッチャ帯域幅に基づくスイッチャ負荷電流を供給し、前記アンプ回路が、前記カップリングコンデンサを介して、前記スイッチャ負荷電流によって供給されない前記負荷電流に対応するアンプ負荷電流を供給し、前記スイッチャ回路が、前記スイッチャ負荷電流を供給するように前記スイッチャ回路を制御するため前記スイッチング制御信号を提供するように構成される電流制御ループと、前記カップリングコンデンサの両端の電圧と所定のDC平均カップリングコンデンサ電圧との間の差に対応するオフセットを前記電流制御ループに導入するように構成される入れ子充電制御ループと、を含んで、非ゼロオフセットに応答して、対応する調節されたスイッチング制御信号を前記電流制御ループが提供するように、及び前記調節されたスイッチング制御信号に応答して、対応する調節されたスイッチャ負荷電流を前記スイッチャ回路が供給して、前記非ゼロオフセットに対応する非ゼロ平均値を有する調節されたアンプ負荷電流を前記アンプ回路に出力させ、それによって、前記カップリングコンデンサ上の前記電圧を前記所定のDC平均カップリングコンデンサ電圧に調節するようにする、回路。

請求項2

請求項1に記載の回路であって、前記電流制御ループがさらに、前記アンプ負荷電流を最小化するように、前記スイッチャ負荷電流を最大化するように構成される、回路。

請求項3

請求項1に記載の回路であって、前記信号経路帯域幅が前記信号帯域幅より狭い、回路。

請求項4

請求項1に記載の回路であって、前記電流制御ループが、所定のヒステリシスウィンドウを用いてヒステリシス制御実装し、前記充電制御ループが、前記所定のカップリングコンデンサ電圧に対応して前記ヒステリシスウィンドウにオフセットを導入するように構成される、回路。

請求項5

請求項1に記載の回路であって、前記スイッチャ回路が、前記スイッチング制御信号を提供するように構成されるスイッチング制御回路要素を含み、前記スイッチング制御回路要素が、ヒステリシスウィンドウとして確立するように構成されるヒステリシスコンパレータであって、(i)前記アンプ負荷電流に対応する電流制御信号と(ii)オフセット信号とを受け取るように結合される、前記ヒステリシスコンパレータ、前記電流制御ループを確立するように及び前記電流制御信号を生成するように構成される電流制御回路要素、及び前記充電制御ループを確立するように及び前記オフセット信号を生成するように構成される充電制御回路要素、を含み、前記アンプ回路及び前記スイッチャ回路が、前記ヒステリシスウィンドウ内で前記電流制御信号を維持するように動作可能であり、前記ヒステリシスコンパレータが、対応するオフセットを前記ヒステリシスウィンドウに導入するように前記オフセット信号に応答する、回路。

請求項6

請求項1に記載の回路であって、前記スイッチャ回路が、制御された電圧を蓄積する出力コンデンサと、前記出力コンデンサと前記供給ノードの間に結合されて、前記出力コンデンサ上の前記制御された電圧が、前記スイッチャ回路によって前記供給ノードに供給される前記スイッチャ負荷電流に変換されるようにする、出力インダクタと、を含む、電圧供給源として構成される、回路。

請求項7

ステムであって、或る信号帯域幅を有する動的入力信号を受け取るように結合され、前記入力信号に対応する増幅信号を出力するように構成されるパワーアンプ、を含み、前記パワーアンプが、供給入力と、供給ノードにおいて並列に結合されるアンプとスイッチトモードコンバータ(スイッチャ)とを含むスイッチトモードアシストリニア(SMAL)レギュレータ、を含み、前記アンプがカップリングコンデンサを介して前記供給ノードに結合され、前記供給ノードが前記パワーアンプの前記供給入力に結合され、前記SMALレギュレータが、レギュレートされた負荷電圧及び関連する負荷電流を、信号経路帯域幅に基づいて前記パワーアンプに供給するように構成され、前記アンプが、前記入力信号に応答して、対応する前記レギュレートされた負荷電圧を、前記信号経路帯域幅に基づいて供給し、前記スイッチャが、前記信号経路帯域幅より狭いスイッチャ帯域幅を有するスイッチング制御信号に応答して、前記スイッチャ帯域幅に基づくスイッチャ負荷電流を供給し、前記アンプが、前記スイッチャ負荷電流によって供給されない前記負荷電流に対応するアンプ負荷電流を供給し、前記スイッチャが、前記スイッチャ負荷電流を供給するように前記スイッチャを制御するため前記スイッチング制御信号を提供するように構成される電流制御ループと、前記カップリングコンデンサの両端の電圧と所定のDC平均カップリングコンデンサ電圧との間の差に対応するオフセットを前記電流制御ループに導入するように構成される入れ子充電制御ループと、を含んで、非ゼロオフセットに応答して、対応する調節されたスイッチング制御信号を前記電流制御ループが提供するように、及び前記調節されたスイッチング制御信号に応答して、対応する調節されたスイッチャ負荷電流を前記スイッチャが供給して、前記非ゼロオフセットに対応する非ゼロ平均値を有する調節されたアンプ負荷電流を前記アンプに出力させ、それによって、前記カップリングコンデンサ上の前記電圧を前記所定のDC平均カップリングコンデンサ電圧に調節するようにする、システム。

請求項8

請求項7に記載のシステムであって、前記信号経路帯域幅が前記信号帯域幅より狭い、システム。

請求項9

請求項7に記載のシステムであって、前記電流制御ループが、所定のヒステリシスウィンドウを用いてヒステリシス制御を実装し、前記充電制御ループが、前記所定のカップリングコンデンサ電圧に対応して前記ヒステリシスウィンドウにオフセットを導入するように構成される、回路。

請求項10

請求項7に記載のシステムであって、前記スイッチャが、前記スイッチング制御信号を提供するように構成されるスイッチング制御回路要素を含み、前記スイッチング制御回路要素が、ヒステリシスウィンドウとして確立するように構成されるヒステリシスコンパレータであって、(i)前記アンプ負荷電流に対応する電流制御信号と(ii)オフセット信号とを受け取るように結合される、前記ヒステリシスコンパレータ、前記電流制御ループを確立するように及び前記電流制御信号を生成するように構成される電流制御回路要素、及び前記充電制御ループを確立するように及び前記オフセット信号を生成するように構成される充電制御回路要素、を含み、前記アンプ及び前記スイッチャが、前記ヒステリシスウィンドウ内で前記電流制御信号を維持するように動作可能であり、前記ヒステリシスコンパレータが、対応するオフセットを前記ヒステリシスウィンドウに導入するように前記オフセット信号に応答する、システム。

請求項11

レギュレートされた負荷電圧及び関連する負荷電流を、信号経路帯域幅によって特徴付けられる動的負荷に供給するための回路であって、前記負荷に結合される供給ノードにおいて並列に結合されるアンプ回路とスイッチトモードコンバータ(スイッチャ)と回路を含むスイッチトモードアシストリニア(SMAL)レギュレータ、を含み、前記SMALレギュレータが、前記レギュレートされた負荷電圧及び前記負荷電流を信号経路帯域幅に基づいて供給するように構成され、前記アンプ回路が、動的入力信号に応答して、対応する前記レギュレートされた負荷電圧を供給し、前記スイッチャ回路が、前記信号経路帯域幅より狭いスイッチャ帯域幅を有するスイッチング制御信号に応答して、前記スイッチャ帯域幅に基づくスイッチャ負荷電流を供給し、前記アンプ回路が、前記スイッチャ負荷電流によって供給されない前記負荷電流に対応するアンプ負荷電流を供給し、前記アンプ回路が、第1及び第2のネガティブフィードバックループを備えて構成されて、前記第1のフィードバックループが前記第2のフィードバックループより高速となるようにされ、前記第1のフィードバックループが、前記アンプの出力インピーダンス帯域幅を制御するように構成され、前記第2のフィードバックループが、前記出力インピーダンス帯域幅から実質的に独立して前記信号経路帯域幅を制御するように構成され、それによって、前記出力インピーダンス帯域幅の構成を信号経路帯域幅からデカップリングする、回路。

請求項12

請求項11に記載の回路であって、前記供給ノードがリニアアンプの前記出力のところにあり、それによって、前記スイッチャ回路と前記リニアアンプとの間のトレースインダクタンスが最小化されるように、前記スイッチャ回路が前記リニアアンプの前記出力において接続される、回路。

技術分野

0001

本開示は、スイッチトモードアンプ/レギュレータリニアアンプ/レギュレータを組み合わせるハイブリッド又は複合アンプ/レギュレータのアーキテクチャに関する。このアーキテクチャは、リニアアシストスイッチトモード又はスイッチトモードアシストリニアアーキテクチャとも称する。

背景技術

0002

ハイブリッドアーキテクチャの一応用例では、ハイブリッドレギュレータが、電力出力ノード並列に結合され、レギュレートされた負荷電圧及び負荷電流を供給するように協同して制御される、スイッチトモードコンバータ(又はスイッチトコンバータ)及びリニアアンプを含む。このようなハイブリッドレギュレータでは、帯域幅は高いが効率が低いリニアアンプほど、高い周波数成分の出力電力を供給し、効率は高いが帯域幅が低いスイッチトコンバータほど、低い周波数成分を提供する。

0003

ハイブリッドレギュレータの一応用例は、RF(無線周波数パワーアンプ(PA)用のエンベロープ変調電源である。エンベロープ変調追従は、例えば、モバイルRF通信に典型的な高いピーク対平均電力比(PAR)信号の電力増幅効率を改善する。エンベロープ変調レギュレータは、RF PA供給電圧を動的に制御して、PA出力電力変動/要件に追従する。

0004

エンベロープ変調/追従電源設計パラメータには、ノイズ、歪、及び帯域幅が含まれる。エンベロープ変調器によって生じ、PA供給ピンに伝わるノイズ及び歪は、PA出力スペクトルに渡される。エンベロープ変調器の帯域幅は、典型的に、ベースバンド信号の帯域幅よりかなり高くなる。ハイブリッドレギュレータアーキテクチャの場合、大きなノイズ源は、スイッチトモードコンバータからのスイッチングノイズであり、重要な設計基準は、エンベロープ変調器の動作帯域幅出力インピーダンス帯域幅)にわたってリニアアンプの小信号出力インピーダンスを小さくすることである。

0005

ハイブリッドレギュレータは、電力出力ノードにAC結合されるリニアアンプを備えて構成され得る。リニアアンプは、負荷電圧のAC成分を供給するだけでよく、レギュレータの出力におけるDC平均電圧は、ACカップリング(DCデカップリングコンデンサにおいて維持される。

0006

下記の説明は、パワーアンプ応用例でのレギュレートされた電源の文脈でなされるが、本明細書で提示される原理は、このような応用例に限定されるものではなく、より一般に、スイッチトモードコンバータ及びリニアアンプを含むハイブリッドアーキテクチャを対象とする。

0007

レギュレートされた動的負荷電圧及び関連する負荷電流を信号(動的)帯域幅により特徴づけられた動的負荷に供給するレギュレータとしてスイッチトモードアシストリニア(SMAL)アンプアーキテクチャを適合させるための装置及び方法が提供される。SMALアンプ/レギュレータアーキテクチャは、負荷に結合される供給ノードにおいて(リニア)アンプに結合されるスイッチトモードコンバータ(スイッチトコンバータ又はスイッチャ)を含む。SMALアンプ/レギュレータは、動的負荷の信号帯域幅より狭くし得る信号経路帯域幅に対して構成され、この信号経路帯域幅によって特徴付けられる。

0008

一実装形態では、SMALレギュレータが、カップリングコンデンサを介して供給ノードに結合されるアンプを備えて構成され、容量性充電制御を用いたACカップリングのための方法を実装する。この方法は、(a)動的入力信号応答して、対応するレギュレートされた負荷電圧を、信号経路帯域幅に基づいてアンプから供給すること、(b)信号経路帯域幅より狭いスイッチャ帯域幅を有するスイッチング制御信号に応答して、スイッチャ帯域幅に基づくスイッチャ負荷電流をスイッチャから供給ノードに供給すること、及び(c)スイッチャ負荷電流によって供給されない負荷電流に対応するアンプ負荷電流をアンプ回路からカップリングコンデンサを介して供給ノードに供給することを含む。この方法はさらに、(a)スイッチング制御信号を提供する電流制御ループ、及びカップリングコンデンサ両端の電圧と所定のDC平均カップリングコンデンサ電圧との差に対応するオフセットを電流制御ループに導入する入れ子充電制御ループ確立すること、及び(b)非ゼロオフセットに応答して、SMALレギュレータが、対応する調節されたスイッチング制御信号を提供して、スイッチャが対応する調節されたスイッチャ負荷電流を供給して、非ゼロオフセットに対応する非ゼロ平均を有する調節されたアンプ負荷電流をアンプに出力させ、それによって、カップリングコンデンサ上の電圧を所定のDC平均カップリングコンデンサ電圧に調節するようにすることを含む。

0009

別の実装形態において、SMALレギュレータが、(リニア)アンプの出力インピーダンス帯域幅から信号経路帯域幅をデカップリングするための方法を実装する。この方法は、(a)第1及び第2のネガティブフィードバックループを、第1のフィードバックループが第2のフィードバックループより高速であり、(i)第1のフィードバックループがアンプの出力インピーダンス帯域幅を制御するように構成され、(ii)第2のフィードバックループがSMALレギュレータの信号経路帯域幅を制御するように構成されるように、確立することによって、SMALレギュレータの信号経路帯域幅と、アンプの出力インピーダンス帯域幅とを独立して制御するようにアンプを構成し、それによって、信号経路帯域幅から出力インピーダンス帯域幅の構成をデカップリングすること、(b)信号帯域幅を有する入力信号に応答して、対応するレギュレートされた、信号経路帯域幅を有する負荷電圧をアンプから供給すること、(c)信号経路帯域幅より狭いスイッチャ帯域幅を有するスイッチング制御信号に応答して、負荷電流及びスイッチャ帯域幅に対応するスイッチャ負荷電流をスイッチャから供給すること、及び(d)信号経路帯域幅に対応するアンプ負荷電流とスイッチャ負荷電流によって供給されない負荷電流とをアンプから供給することを含む。

図面の簡単な説明

0010

パワーアンプ(PA)を含み、PAの電力変動/要件に追従するエンベロープ変調電力をPAに供給するように構成されるエンベロープ変調器を含む、例示のRFトランスミッタステムを示す。

0011

パワーアンプ(PA)を含み、PAの電力変動/要件に追従するエンベロープ変調電力をPAに供給するように構成されるエンベロープ変調器を含む、例示のRFトランスミッタシステムを示す。

0012

RF PAのためのエンベロープ変調器/電源として応用するためなどのSMAL(スイッチトモードアシストリニア)レギュレータの例示実施形態を示す。このSMALレギュレータは、負荷電流を供給するように構成されるスイッチトモードコンバータと、レギュレートされた負荷電圧を供給するように、及びスイッチトコンバータによって供給されない負荷電流を供給するように構成されるリニアアンプ(スイッチトコンバータにDC結合される)とを含む。

0013

図2に示すSMALレギュレータの実施形態に関する例示波形を示す。(a)上のグラフでは、PA出力電力変動/要件に追従するPA負荷/供給電圧VPAの波形を、(b)下のグラフでは、関連するPA負荷電流IPAを、スイッチトモードコンバータによって供給される負荷電流ISWのグラフと、リニアアンプによって供給される必要がある付加的な負荷電流IOPとの個別のグラフと共に、示している。

0014

電流供給源として構成されるスイッチトモードコンバータにリニアアンプがAC結合され、カップリングコンデンサに対し容量性充電制御を提供するためにリニアアンプを効果的に制御するようにスイッチング電流制御ループが構成される、SMALレギュレータの例示実施形態を示す。

0015

電圧供給源出力インダクタを介して電流を供給する)として構成されるスイッチトモードコンバータにリニアアンプがAC結合され、カップリングコンデンサに対し容量性充電制御を提供するためにリニアアンプを効果的に制御するようにスイッチング(電圧)制御ループが構成される、代替のSMALレギュレータの例示実施形態を示す。

0016

図5Aの代替のSMALレギュレータのための等価回路を示す。

0017

リニアアンプがスイッチトモードコンバータにAC結合され、カップリングコンデンサのリニアアンプ側に結合されるトランジスタを制御する容量性充電制御ループによって容量性充電制御が実装される、SMALレギュレータの例示の代替実施形態を示す。

0018

出力インピーダンスと信号経路帯域幅がデカップリングされたリニアアンプ設計を含み、出力インピーダンス帯域幅を広くするように構成されるローカル/内部(より高速の)フィードバックループと、出力インピーダンス帯域幅から独立した信号経路帯域幅を確立するように構成可能な外部フィードバックネットワークとを含むSMALレギュレータの例示実施形態を示す。

0019

スイッチトモードコンバータがリニアアンプのローカル/内部フィードバックループに直接的に結合され、寄生トレースインダクタンス(例示のIC実装では、専用のIN_SWピンに結合される)を低減する、図7AのSMALレギュレータの例示の代替実施形態を示す。

0020

閉ループ出力インピーダンス(ZOUT)と周波数の関係を示す。

実施例

0021

ハイブリッドアンプ/レギュレータアーキテクチャの例示の実施形態を説明する。このアーキテクチャは、レギュレートされた動的負荷電圧及び関連する負荷電流を、信号(動的)帯域幅によって特徴付けられる動的負荷に供給するスイッチトモードアシストリニア(SMAL)レギュレータとして実装される。SMALレギュレータの実施形態は、負荷に結合される供給ノードにおいて(リニア)アンプに結合されるスイッチトモードコンバータ(スイッチトコンバータ又はスイッチャ)を含む。SMALアンプ/レギュレータは、動的負荷の信号帯域幅より狭くし得る信号経路帯域幅に対して構成され、この信号経路帯域幅によって特徴付けられる。また、SMALアンプ/レギュレータは、レギュレートされた(動的な)負荷電圧をリニアアンプが設定するように構成され、スイッチトコンバータ(信号経路帯域幅より狭いスイッチャ帯域幅によって特徴付けられる)は低周波数負荷電流を供給し、一方、(高帯域幅の)リニアアンプはスイッチトコンバータによって供給されない負荷電流を供給する。SMALレギュレータの例示実施形態を、RFパワーアンプ(PA)のためのエンベロープ変調(追従)電源としての例示応用例の文脈で説明する。エンベロープ変調及びエンベロープ追従という用語は交換可能に用いられる。

0022

SMALレギュレータの実施形態が、カップリングコンデンサを介して供給ノードに結合されるアンプを備えて構成され、容量性充電制御を用いたACカップリングを実装する。ここで、(a)アンプ回路は、動的入力信号に応答して、対応するレギュレートされた負荷電圧を信号経路帯域幅に基づいて供給し、(b)スイッチャ回路は、信号経路帯域幅より狭いスイッチャ帯域幅を有するスイッチング制御信号に応答して、スイッチャ負荷電流をスイッチャ帯域に基づいて供給し、(c)アンプ回路は、カップリングコンデンサを介して、スイッチャ負荷電流によって供給されない負荷電流に対応するアンプ負荷電流を供給する。スイッチャ回路は、(a)スイッチャ回路を制御してスイッチャ負荷電流を供給するスイッチング制御信号を提供するように構成される電流制御ループ、及び(b)カップリングコンデンサ両端の電圧と所定のDC平均カップリングコンデンサ電圧との差に対応するオフセットを電流制御ループに導入するように構成される入れ子充電制御ループを含み、(c)そのため、非ゼロオフセットに応答して、対応する調節されたスイッチング制御信号を電流制御ループが提供するようにする。調節されたスイッチング制御信号に応答して、スイッチャ回路は、対応する調節されたスイッチャ負荷電流を供給して、アンプ回路に、非ゼロオフセットに対応する非ゼロ平均を有する、調節されたアンプ負荷電流を出力させ、それによって、カップリングコンデンサ上の電圧を所定のDC平均カップリングコンデンサ電圧に調節する。他の実施形態では、SMALレギュレータは、(a)アンプ負荷電流を最小化するように、電流制御ループがスイッチャ負荷電流を最大にし得るように、(b)信号経路帯域幅を信号帯域幅より狭くし得るように、及び(c)電流制御ループが所定のヒステリシスウィンドウを用いるヒステリシス制御を実装し得るように構成され得、充電制御ループは、所定のカップリングコンデンサ電圧に対応するオフセットをヒステリシスウィンドウに導入するように構成される。

0023

SMALレギュレータの他の実装形態が、(リニア)アンプの出力インピーダンス帯域幅から信号経路帯域幅をデカップリングするように構成される。これら他の実施形態は下記構成を含む。(a)アンプ回路が、動的入力信号に応答して、対応するレギュレートされた負荷電圧を供給する。(b)スイッチャ回路が、信号経路帯域幅より狭いスイッチャ帯域幅を有するスイッチング制御信号に応答して、スイッチャ帯域幅に基づくスイッチャ負荷電流を供給する。(c)アンプ回路が、スイッチャ負荷電流によって供給されない負荷電流に対応するアンプ負荷電流を供給する。(d)アンプ回路が、第1及び第2のネガティブフィードバックループを備えて構成され、第1のフィードバックループが第2のフィードバックループより高速であるようにし、(i)第1のフィードバックループが、アンプの出力インピーダンス帯域幅を制御するように構成され、(ii)第2のフィードバックループが、出力インピーダンス帯域幅とは実質的に独立して信号経路帯域を制御するように構成される。

0024

1.RFエンベロープ変調
エンベロープ変調を用いるRFトランスミッタにおいて、PAに提供される供給電圧は、PAによって必要とされる出力電力変動に相応に追従するように動的に変調される。エンベロープ変調は、RF通信(例えば、モバイルハンドセット基地局で用いられるものなど)に典型的な高いピーク対平均電力比(PAR)信号に対して大きな効率改善を提供する。

0025

図1Aは、RFパワーアンプ11と、概してRFIC(RF集積回路)と称するRFベースバンドサブシステム13とを含む、例示のRFトランスミッタシステム10の機能図である。RFIC13はベースバンド信号x(t)を生成し、ベースバンド信号x(t)は、RFにアップコンバート(15)され、PA(例えば、RFアンテナを駆動するためのもの)によって増幅される。

0026

エンベロープ変調器100が、RFIC13からのエンベロープ信号e(t)に応答して供給電圧を変調し、PA(PA供給レール)に電力を供給する。エンベロープ追従信号e(t)は、RFIC13によって決められるようなPAの出力電力変動/要件に追従する。すなわち、RFIC13は、ベースバンド信号を、エンベロープ(強度)情報を担持するエンベロープ追従信号e(t)と、位相情報を担持する定強度信号x(t)との2つの別個経路に分割する。
e(t)=|s(t)| (1)
x(t)=s(t)/|s(t)| (2)
これら2つの信号はPAによって合成される。(1)の操作は非線形なので、s(t)が帯域幅制限されていても、エンベロープ信号e(t)は帯域制限されず、その結果、エンベロープ変調帯域幅は、典型的に、信号経路帯域幅よりかなり大きくなる。

0027

図1Bは、RFトランスミッタシステム10の代替の実施形態を図示し、RFIC13の後にローパスフィルタ17を含む。ローパスフィルタは、エンベロープ変調器100に入力されるエンベロープ信号e(t)の帯域幅を狭くするように構成され得る。ローパスフィルタによって導入されるレイテンシ補償するために、アップコンバージョンミキシング15の前に、符号調節19が用いられ得る。

0028

この代替実施形態は、エンベロープ変調器100を含む、RFトランスミッタシステム10の全体的な効率に関する設計トレードオフを表している。例えば、エンベロープ変調器100の帯域幅を狭めると(すなわち、エンベロープ変調器に入力されるエンベロープ追従信号e(t)の帯域幅を狭めると)、PA供給電圧の追従帯域幅が狭められるという点で或る種のPA効率が犠牲になるが、エンベロープ変調器の効率が改善されるという点で有利である。x(t)信号経路に符号調節を含めると、信号経路帯域幅が増大し、したがって、アップコンバータミキサ帯域幅要件及びPAへの入力の帯域幅要件が広げられる。

0029

エンベロープ追従帯域幅を制限することの他の利点には、受信帯域ノイズの減少及びPA利得誤差の減少が含まれる。受信帯域ノイズは、RFトランシーバの受信帯域内のPAの出力において測定されるノイズである。エンベロープ追従帯域幅を狭めることによって、エンベロープ変調器が導入するノイズ及び/又は歪が小さくなり、受信帯域ノイズが低減される。PA利得誤差は、エンベロープ変調器を通したエンベロープ追従信号と実際のエンベロープ追従信号との差に比例し、エンベロープ追従帯域幅が狭められると、PA利得誤差が小さくなり、受信帯域ノイズが減少する。

0030

2.SMALレギュレータ、DCカップリングされる場合
図2は、レギュレートされた電力、すなわち、負荷電圧VPA及び負荷電流IPAを負荷に提供するように構成されるSMALレギュレータ200の例示の実施形態を図示する。SMALレギュレータ200は、リニアアンプ210及びスイッチトモードコンバータ230を、電流供給源として構成される、関連するスイッチングコントローラ250とともに含む。リニアアンプ210とスイッチトモードコンバータ230は、電流加算出力ノードPAOUT(パワーアンプの供給ピンに結合される)において並列に結合される。この例示の実施形態では、リニアアンプはノードPAOUTにDC結合される。

0031

リニアアンプ段210は、動的入力電圧VINに応答して動的負荷電圧VPAを供給する。SMALレギュレータ200のための例示の一応用例は、RF PA(図1A)のためのエンベロープ変調電源であり、動的入力電圧VINが(RFICからの)エンベロープ追従信号であり、SMALレギュレータが、レギュレートされた動的負荷電圧VPAと、必要とされる負荷電流IPAとをPAに供給するようになっている。

0032

リニアアンプ210は、電圧をレギュレートするように構成され、PAに供給される動的負荷電圧VPAを設定する。リニアアンプはまた、スイッチトコンバータ230によって供給されない、必要とされる負荷電流IOPを供給する。SMALレギュレータ200は、スイッチトコンバータ230(電流供給)からの負荷電流ISWを最大にするように構成され得、それによって、リニアアンプ210により供給される必要がある負荷電流IOPを最小化する。この構成では、スイッチトコンバータの帯域幅が低いほど、スイッチトコンバータが供給する負荷電流ISWの周波数が低くなり、リニアアンプの帯域幅が高いほど、リニアアンプが供給する負荷電流IOPの周波数が高くなり、そのため、ノードPAOUTにおけるISW+IOPが、PAによって必要とされる負荷電流IPAを供給する。

0033

リニアアンプ210の例示の実施形態を後述する(図7A及び図7B)。この実施形態は、SMALレギュレータ200のための信号経路帯域幅を確立するようにリニアアンプを構成すること、及び出力インピーダンス帯域幅の構成から信号経路帯域幅の構成をデカップリングすることを含む。信号経路帯域幅から出力インピーダンス帯域幅をデカップリングすることにより、信号経路帯域幅とは比較的独立して出力インピーダンス帯域幅が最大にされ得る。これは、リニアアンプ210が、スイッチトコンバータ230によって生成されるスイッチングノイズ及びリップルを排除するように構成され得るので、より高い周波数の負荷電流(IOP)を供給することに加えて、重要な利点である。

0034

スイッチトコンバータ230の例示の実施形態は、電流供給/源として構成される降圧型コンバータとして実装される。スイッチトコンバータ230は、降圧インダクタ231を含むが、従来の降圧型電圧レギュレータ出力コンデンサは含まない。実際には、リニアアンプ210が従来の降圧出力コンデンサに取って代わる。この例示コンバータのトポロジは設計上の選択であり、スイッチトコンバータの代替の実装形態が、ブースト降圧ブースト、及びフライバックを含む。

0035

従来の降圧型コンバータ設計によれば、制御型変調器回路233が、降圧スイッチFET)M1/M2のためのゲートドライバ235を制御する。スイッチングコントローラ250が、スイッチトコンバータ230のスイッチングデューティサイクルを制御するように構成される。

0036

スイッチングコントローラ250は、ヒステリシス電圧コンパレータ251を備えて実装される。コンパレータ251の一方の入力は、リニアアンプ210によって供給される負荷電流IOPから導出され、他方の入力は、所定のオフセットVOFFSETである。図に示すように、リニアアンプからのIOP/Nは、レジスタ255によって電圧に変換され、ローパスフィルタリング(257)されてスイッチング周波数が低くなる。例示の実施形態では、IOP/Nはリニアアンプ210のN個の出力トランジスタの1つによって提供され、そのため、リニアアンプによって供給される負荷電流IOPは、N個の出力トランジスタのうちのN−1個によって形成される。

0037

スイッチングコントローラ250は、PAに電力を供給する際のSMALレギュレータ200の効率を最適化するように構成され得る。これは、典型的に、負荷電流IPAのうち、(帯域幅制限の影響を受ける)スイッチトコンバータ230によって供給されるISW成分を最大にすること、及びそれに対応して、リニアアンプ210によって供給される必要がある負荷電流IOP(及びしたがって、リニアアンプ内の電力消散)を最小にすることの結果である。すなわち、スイッチトコンバータ230によって供給/降下される電流ISWが最大にされ、リニアアンプ210によって供給/降下される必要がある電流IOPが最小にされて、高速だが効率の低いリニアアンプほど、動的負荷電流IPAのうち、供給する成分IOPの周波数が高くなり、一方、効率は高いが帯域幅が低いスイッチトコンバータほど、提供する成分ISWの周波数が低くなるようにする。典型的に、この効率最適化は、コンパレータ251への入力VOFFSETをゼロに設定することによる結果である。

0038

スイッチトコンバータ230の例示の降圧型実装では、主に、降圧型インダクタ231(インダクタンスLを有する)を介した電流の最大スルーレートによって帯域幅が制限される。スルーレートは下記の式で与えられる。
増加スルーレート=(VCC−VPA)/L
減少スルーレート=−VPA/L
リニアアンプ210は、必要とされる負荷電流IPAとスイッチトコンバータ230によって供給される負荷電流ISWとの間の差を動的に供給/降下させる。降圧インダクタのインダクタンスは設計トレードオフを表す。

0039

図3は、SMALレギュレータ200に関する例示波形を図示する。(a)上のグラフでは、リニアアンプによって設定されるようなPAの出力電力変動/要件に追従する負荷電圧VPAの波形、(b)下のグラフでは、関連する負荷電流IPA=(ISW+IOP)の波形を、スイッチトコンバータによって供給される低周波数負荷電流ISWのグラフと、リニアアンプによって供給される必要がある高周波数負荷電流IOPとの個別のグラフと共に、示す。負荷電流IPAの動的要件及びスイッチトコンバータの帯域幅制限に基づいて、リニアアンプ及びスイッチトコンバータの両方が電流を供給及び降下させ得ることに留意されたい。

0040

図2を参照して、先に言及したように、SMALレギュレータ200及びリニアアンプ210は、スイッチトコンバータ230の帯域幅よりかなり高い信号経路帯域幅を備えて構成され得る。例えば、本開示に従ったSMALレギュレータの実装が、コンバータスイッチング周波数が1〜15MHzの範囲であり(受動構成要素及び信号特性に依存する)、20MHzの範囲の信号経路帯域幅に対して構成され得る。

0041

3.容量性充電制御を用いるACカップリング
図4図5A図5B、及び図6は、リニアアンプがACカップリング(DCデカップリング)コンデンサCACを介してノードPAOUTにAC結合される、SMALレギュレータの実施形態を図示する。各実施形態では、カップリングコンデンサCACは、リニアアンプの(外部)フィードバックループ内で、リニアアンプの出力とノードPAOUTとの間で結合される。

0042

ACカップリングでは、所定のDC−平均電圧が、カップリングコンデンサCAC上で維持され、リニアアンプは、SMALレギュレータによって供給される負荷電圧VPA(供給ノードPAOUT)のAC成分を供給する。リニアアンプによって供給される負荷電流IOPは、カップリングコンデンサCACを介してノードPAOUTに結合され、そのため、CAC上の所定のDC−平均電圧を維持するために、カップリングコンデンサCACを通る定常状態平均電流をゼロにする。

0043

SMALレギュレータは、CAC上の所定のDC−平均電圧を維持するためリニアアンプからカップリングコンデンサCACへの平均電流入力を制御するように構成され得る。(a)図4図5A、及び図5Bの例示の実施形態は、スイッチトモードコンバータ段が、リニアアンプの出力電流を効果的に制御するように負荷電流ISWを制御する容量性充電制御ループを含む、SMALレギュレータを図示し、(b)図6の代替の例示実施形態は、リニアアンプ段が充電制御トランジスタを含み、充電制御トランジスタが、関連する容量性充電制御を用いてリニアアンプからカップリングコンデンサへの電流出力を制御するように構成される、SMALレギュレータを図示する。

0044

例示の実施形態では、容量CACは比較的大きく(例えば、5〜10μFの範囲に)し得る。この構成では、カップリングコンデンサCACは、スイッチトコンバータからのスイッチングノイズ/リップルをフィルタリングするように設計されず、その代わりに、DC電圧レベルシフタとして動作し、出力電圧VPAの所定のDC平均電圧を蓄積する。カップリングコンデンサCAC上のDC平均電圧の所定のレベルは、或るレジスタから、又は1つ又は複数のレジスタからの計算により、設定され得る。

0045

図4は、リニアアンプ410がACカップリングコンデンサCACを介してノードPAOUTにAC結合される、SMALレギュレータ400の例示の実施形態を図示する。スイッチトモードコンバータ430が、容量性充電制御を実施にするように構成されるVCAC制御ループ455を含み、入れ子制御ループを備えたスイッチングコントローラ450を含む。

0046

機能的には、VCAC制御ループ455は、スイッチトコンバータ430によって供給される負荷電流ISWを制御するISW制御ループ(IOP/N)にVCACオフセットを導入する。VCACオフセットに応答して、スイッチトコンバータ430は、リニアアンプ410がその出力電流ILAを調節して非ゼロ平均にするように、負荷電流ISWを相応に調節する。その結果、カップリングコンデンサCAC上の電圧は、カップリングコンデンサCACを介してノードPAOUTに至る平均電流に基づいて変化して、カップリングコンデンサCACを充電放電してDC平均電圧VCACを維持する。

0047

SMALレギュレータ400のAC結合された実施形態の設計を考察することにより、リニアアンプ410の供給電圧に対するDC平均電圧VCACが確立される。図を見やすくするためにDC平均電圧VCACを無視すると、SMALレギュレータ400は、信号のピークツーピーク振幅が供給電圧未満である限り、供給(例えば、バッテリ)電圧を上回る出力電圧を供給し得る。例えば、供給電圧2.5Vに対して、PA負荷電圧VPAが2Vから3.6Vまで振れる場合、LA供給レールをブーストする必要はない。これは、信号のピークツーピーク振幅(この例では1.6V)が2.5Vの供給電圧未満であるためである(そして、供給電圧が適度の余裕をもって1.6Vを上回ったままである限り、このままである)。すなわち、AC結合された例示の実施形態では、LAにおける設計制約は、VPP(ピークツーピーク)及びVPA−DC(平均出力電圧VPA)がいずれも供給電圧よりいくらかの余裕をもって小さくなければならないことである(いくつかの実施形態では、VPA−DCはゼロボルトとなり得る)。そのため、AC結合により、リニアアンプ410の供給レールをブーストする必要なく最大PA負荷電圧VPAを指定する際の設計の自由度が得られる。具体的には、VPP及びVPA−DCの制約遵守される限り、VPAが供給電圧より大きくなり得る。VPAが制約される図2に示す例示のDC結合実装と対比されたい。

0048

スイッチングコントローラ450は、スイッチトコンバータ(降圧型)430を、(a)リニアアンプ410によって供給される必要がある負荷電流IOPを最小にする負荷電流ISWを供給するための定常状態動作について、及び、(b)必要に応じて、ISWを調節してリニアアンプに、必要とされる負荷電流IOPを供給することに加えて、DC平均カップリングコンデンサ電圧VCACを維持するようにカップリングコンデンサCACを充電/放電する非ゼロ平均出力電流ILAを出力させることの両方について制御するように構成される。

0049

スイッチングコントローラ450は、ISW/IOPヒステリシスウィンドウを定義するヒステリシス電流コンパレータ451を含む。ヒステリシス電流コンパレータ451は、2つの制御(入れ子)ループ、即ち、(a)リニアアンプ410によって供給される負荷電流IOPに対応するIOP/Nに基づくISW制御ループ、及び(b)カップリングコンデンサCACの両端の電圧に基づくVCAC制御ループ455、から導出される入力を受け取る。図2を参照すると、VCAC制御ループは、基本的に、ヒステリシス電圧コンパレータ251へのVOFFSET入力に取って代わるものである。

0050

ISW制御ループは、降圧型スイッチトコンバータを駆動して負荷電流ISWを供給して、IOP/N(ISW/IOPヒステリシスウィンドウ内のローパスフィルタリングによって平均化される)を維持することによって、リニアアンプからの負荷電流IOPを最小にするように動作する。その結果、リニアアンプは、カップリングコンデンサCACを介して加算ノードPAOUTに結合される(定常状態の)ゼロ平均出力電流ILAを、リニアアンプ410によって供給される負荷電流IOPとして出力する。

0051

VCAC制御ループ455は、トランスコンダクタンス(gm)アンプ457を備えて実装される。VCAC制御ループは、所定のカップリングコンデンサ電圧VCACに対応して、ISW/IOPヒステリシスウィンドウにVCAC充電制御オフセットを導入する。トランスコンダクタンス(gm)アンプ457は、ヒステリシスコンパレータ451に、VCAC:gm*[VPA−(VLA+VCAC)]と参照されるカップリングコンデンサCACの両端の電圧に比例する電流入力を提供する。すなわち、VCAC制御ループによって導入されるVCACオフセットは、(a)PA負荷電圧VPAと、(b)リニアアンプ出力電圧VLAに所定のカップリングコンデンサ電圧VCACを加えたものである(VLA+VCAC)との差に対応する。これらの入力をローパスフィルタリングすることにより、高周波数共通モード排除に対する要件が緩和される。

0052

カップリングコンデンサCAC上の電圧が所定のVCACから逸脱すると、ISW/IOPヒステリシスウィンドウはオフセットされ(VPA−(VLA+VCAC)は非ゼロである)て、ISW制御ループが、スイッチトコンバータ430を駆動して負荷電流ISWを出力させ、この負荷電流ISWがリニアアンプに相応に非ゼロ平均電流ILAを出力させるように動作するようにする。この非ゼロ平均電流ILAは、カップリングコンデンサCACを介して負荷電流IOPを提供することに加えて、VCACまで、即ち、[VPA−(VLA+VCAC)]がゼロになるまで、CACを充電/放電する。この時点で、入れ子のISW制御ループは、リニアアンプ410によって供給される必要がある負荷電流IOPを最小にする負荷電流ISWを供給するようにスイッチトコンバータ430を駆動するため定常状態動作を継続する。この定常状態動作(カップリングコンデンサCACの電圧がVCAC)では、リニアアンプは、CACを介して加算ノードPAOUTにゼロ平均電流ILAを負荷電流IOPとして出力する。

0053

例えば、ISW/IOPヒステリシスウィンドウが+50/−50mA(ゼロ平均電流ILA)になるように、スイッチトコンバータ430が、リニアアンプ(LA)410によって提供される負荷電流IOPが50mAより大きいとき電流を供給し、IOPが50mA未満のとき電流を降下させると仮定する。VPAのDC平均が(VLA+VCAC)を上回る場合、gmのオフセット電流に[VPA−(VLA+VCAC)]を乗じたものが、ヒステリシスコンパレータに入力される。例えば、この電流が20mAである場合、新たなISW/IOPヒステリシスウィンドウは+70/−30mAになり、新たなLA非ゼロ平均出力電流ILAは約20mAになり、所定の電圧VCACに達する(VPA−(VLA+VCAC)がゼロになる)まで、カップリングコンデンサ上の電圧を増大するようにCACを徐々に充電する。

0054

図5A及び図5Bはそれぞれ、高周波数応用例に適合された、ACカップリングを用いるSMALレギュレータ500の例示の代替実施形態及びSMALレギュレータ500のための等価回路を示す。リニアアンプ510が、カップリングコンデンサCACを介してノードPAOUTにAC結合される。この実施形態では、スイッチトモードコンバータ530が、降圧インダクタ531に加えて、降圧出力コンデンサ532を含む降圧型電圧供給源として実装される。スイッチングコントローラ550が、降圧型コンバータ530に電圧制御を施し、降圧型コンバータ530は、負荷電流ISWのため降圧型電圧供給を電流供給に変換する大出力インダクタ539を含む。スイッチングコントローラ550は、容量性充電制御を実現するように構成されるVCAC制御ループ555を含む。

0055

機能的には、VCAC制御ループ555は、スイッチトコンバータ530によって供給される負荷電流ISWを制御するISW制御ループ(VIN)にVCACオフセットを導入する。VCACオフセットに応答して、スイッチトコンバータ530は、負荷電流ISWを相応に調節して、リニアアンプ510は、その出力電流ILAを非ゼロ平均電流まで調節するようにする。その結果、カップリングコンデンサCAC上の電圧は、カップリングコンデンサCACを介してノードPAOUTに至る平均電流に基づいて変化し、DC平均電圧VCACを維持するようにカップリングコンデンサCACを充電/放電する。

0056

スイッチングコントローラ550は、2つの信号入力、(a)目標電圧VINに基づくISW制御信号であって、リニアアンプ510にも入力されるISW制御信号、及び、(b)カップリングコンデンCACの両端の電圧に基づくVCAC制御ループ555からのVCAC制御信号、を受け取るコンバイナ551を含む。

0057

ISW制御信号の場合、目標電圧VINは、ローパスフィルタ553によって平均化され、リニアアンプ510によって設定される負荷電圧VPAに対応するISW制御入力をスイッチトコンバータ530に提供する。スイッチトコンバータ530へのISW制御入力は、降圧出力コンデンサ532上の供給電圧を制御するように動作して、その結果の、出力インダクタ539を通る負荷電流ISWがリニアアンプに(定常状態の)ゼロ平均出力電流ILAを出力させるようにする。出力電流ILAは、リニアアンプ510によって供給される必要がある負荷電流IOPとして、カップリングコンデンサCACを介して加算ノードPAOUTに結合される。

0058

VCAC制御ループ555は、電圧アンプ557及び後続補償回路網559を備えて実装される。得られるVCAC制御信号は、所定のカップリングコンデンサ電圧VCACに対応するVCAC充電制御オフセット信号を導入する。アンプ557からの出力は、VCAC:[VPA−(VLA+VCAC)]と参照されるCACの両端の電圧に比例する。すなわち、VCAC制御ループによって導入されるVCACオフセット制御信号は、(a)PA負荷電圧VPAと、(b)リニアアンプ出力電圧VLAに所定のカップリングコンデンサ電圧VCACを加えたものである(VLA+VCAC)との差に対応する。これらの入力をローパスフィルタリングすることにより、高周波数共通モード排除に対する要件が緩和される。

0059

カップリングコンデンサCAC上の電圧が所定のVCACから逸脱すると、VCAC制御ループ555からのVCACオフセット制御信号[VPA−(VLA+VCAC)]は非ゼロになる。得られるISW制御信号及びVCACオフセット制御信号は、コンバイナ551によって合成され、スイッチトコンバータ530を駆動して負荷電流ISWを調節し、それによって、リニアアンプ510に、[VPA−(VLA+VCAC)]に対応する非ゼロ平均電流ILAを出力させる。この非ゼロ平均電流ILAは、負荷電流IOPを提供することに加えて、VCACまで、即ち、[VPA−(VLA+VCAC)]がゼロになるまで、カップリングコンデンサCACを充電/放電する。この時点で、ISW制御信号は(ローパスフィルタリングされた目標電圧VINに対応して)、リニアアンプ510からの負荷電流IOPを最小にする負荷電流ISWを供給するようにスイッチトコンバータ530を駆動する際の定常状態動作を継続する。リニアアンプは、カップリングコンデンサCACを介して加算ノードPAOUTに、負荷電流IOPに対応するゼロ平均電流ILAを出力する。

0060

図5Bは、図5Aに示したSMALレギュレータ500の実施形態のAC等価回路を示す。図5Bでは、スイッチトモードコンバータ(降圧型)530を電圧制御型電圧供給源に近似している。制御ループの伝達関数は下記によって与えられる。



図5Bには、カップリングコンデンサCACのESRであるRC(伝達関数ではCと表す)及びLのESLであるRLを除いて、すべての量が示されている。極及びゼロは、P1=0、P2=−RL/L、P3=−2πf3dB、P4=−1/C1R11、Z1=−1CRC、Z2=−1/(C1(R12+R11))である。例えば、(P2)100mΩのESR及び100μHのLと仮定すると、この極は160Hzに位置し得る。(P3)この極は、リニアアンプ電流によって生じるコンデンサCの両端のいかなる高周波数ノイズもフィルタリング除去するための付加的な自由度を提供する。(P4)この極は、リニアアンプ電流によって生じるコンデンサCの両端のいかなる高周波数ノイズもフィルタリングして除去するための付加的な自由度を提供する。(Z1)20mΩのESR及び50μFのCと仮定すると、このゼロは166Hz(極めて高い周波数極)に位置し得る。(Z2)このゼロは、ループを安定化させるように及び位相マージンを大きくするように設定され得る。

0061

図6は、容量性充電制御がリニアアンプ段において実装される、ACカップリングを用いる代替のSMALレギュレータアーキテクチャ600の例示の実施形態を示す。具体的には、リニアアンプ段610が、VCAC(充電)制御トランジスタM3及び関連するVCAC制御回路660を含む。この例示の実施形態では、VCAC制御トランジスタM3は、容量性充電制御を提供するように線形領域で動作する動作モードトランジスタである。本開示の主題ではない別の動作モードにおいて、VCAC制御トランジスタM3は、カップリングコンデンサを(リニアアンプをイナクティブにして)接地するように用いられる。

0062

SMALレギュレータ600は、降圧型電流供給として実装されるスイッチトコンバータ630を含む。降圧型スイッチトコンバータ630は、降圧インダクタ631を介してノードPAOUTに結合される。

0063

スイッチングコントローラ650が、リニアアンプ610によって供給される必要がある負荷電流IOPを最小にする負荷電流ISWを供給するようにスイッチトコンバータ630を制御するように構成される。スイッチングコントローラ650は、ISW/IOPヒステリシスウィンドウを定義するヒステリシス電流コンパレータ651を含む。ヒステリシス電流コンパレータ651は、リニアアンプ610によって供給される負荷電流IOPに対応する電流IOP/Nに基づいてISW制御ループから導出されるIOP/N入力を受け取る。このIOP/N入力は、負荷電流IOP(AC結合される実装形態ではゼロ)のDC平均に対応するゼロ基準と比較される。ISW制御ループは、ISW/IOPヒステリシスウィンドウ内で(ローパスフィルタリングされた)IOP/Nを維持することによってリニアアンプからの負荷電流IOPを最小にするために負荷電流ISWを供給するようにスイッチトコンバータ630を駆動するように動作する。その結果、リニアアンプ610は、カップリングコンデンサCACを介して加算ノードPAOUTに結合される(定常状態の)ゼロ平均出力電流ILAを、リニアアンプ610によって供給される負荷電流IOPとして出力する。

0064

VCAC制御ループ660は、カップリングコンデンサCACの両端の電圧に基づいてVCAC制御を実装するように構成されるカスケード差動アンプ661及び662を含む。アンプ662の出力は、M5制御ゲートにVCAC制御信号を提供する。

0065

VCAC制御ループ660は、[VPA−(VLA+VCAC)]、又は、図6の構成では[(VPA−VLA)−VCAC]と表され得る。すなわち、アンプ661/662は、所定のDC平均電圧VCACに対して、カップリングコンデンサの両端の電圧(VPA−VLA)に対応するVCAC制御信号を生成する。特に、フィードバックにより、アンプ662の負入力に印加されるVCACがカップリングコンデンサCACの両端に現れることが保証され、それによって、カップリングコンデンサ電圧VCACの精確な制御が可能になる。

0066

カップリングコンデンサCAC上の電圧が所定のVCAC(非ゼロ[(VPA−VLA)−VCAC])から逸脱すると、VCAC制御ループ660(アンプ662)からのVCAC制御信号は、[(VPA−VLA)−VCAC]がゼロになるまで、カップリングコンデンサCACの充電/放電を実施するようにM3を制御する。別個のISW制御ループ650が定常状態動作を継続し、リニアアンプ610によって供給される必要がある負荷電流IOPを最小にする負荷電流ISWを供給するようにスイッチトコンバータ630を駆動する。この定常状態動作(カップリングコンデンサCAC上の電圧がVCAC)では、リニアアンプ610は、CACを介して加算ノードPAOUTにゼロ平均電流ILAを負荷電流IOPとして出力する。

0067

出力インピーダンスと信号経路帯域幅のデカップリング
図7A及び図7Bは、パワーアンプ701(図1A図1Bに示すRFトランスミッタシステムで使用するものなど)を備えたシステム構成におけるSMALレギュレータ700の例示の実施形態を示す。SMALレギュレータ700は、PA701への出力ノードPAOUTにおいて並列に結合される、リニアアンプ710及びスイッチトモードコンバータ730を含む。スイッチトモードコンバータの制御は、スイッチトモードコンバータに統合され、個別には示していない(例えば、図2コントローラ250と比較されたい)。

0068

図に示すように、SMALレギュレータ700の例示の実施形態は、DCカップリング(図2にも示すものなど)を適切に改変したものを備えて構成され、これらの実施形態に関連する説明は、ACカップリングの実施形態/実装にも適用され得る。

0069

図に示すように、リニアアンプ710及びスイッチトコンバータ730は、個別の集積回路(IC)として実装され、本開示に従ったSMALレギュレータが単一IC実装に適合され得る。システム相互接続は、高周波数での動作に影響を及ぼし得る(図7Bの実施形態に関連して説明する)トレースインダクタンスを含む必要がある。

0070

SMALレギュレータ700は、レギュレートされた電圧VPA及び電流IPAをPA(PAOUT)に供給する。本開示に従って、(a)PA負荷電圧VPAは、リニアアンプ710によって動的に設定され、(b)PA負荷電流IPAはリニアアンプ710によって供給され、主電流アシストがスイッチトコンバータ730によって提供される。スイッチトコンバータ730は、低周波数の負荷電流ISWを供給するように構成され、リニアアンプ710は、スイッチトコンバータによって供給されない負荷電流IOPを供給する(すなわち、スイッチトコンバータによって供給されないPA負荷電流IPAを供給/降下する)ように構成される。ISW及びIOPは、供給ノードPAOUTで合算される。

0071

リニアアンプ710は、電圧VLA及び電流ILAを出力する。例示のDC結合の実装では、出力電圧VLAは、PA 701に供給されるレギュレートされた負荷電圧VPAに対応し、出力電流ILAは、リニアアンプによって供給される負荷電流IOPに対応する。例示のIC実装では、VLA及びILAは、出力ピンOUT_PAにおいて利用可能である。

0072

リニアアンプ設計710は、出力インピーダンスと信号経路帯域幅をデカップリングして、信号経路帯域幅が出力インピーダンス帯域幅とは比較的独立して確立されるように構成され得る。リニアアンプは、出力インピーダンス帯域幅を制御するように構成されるローカル/内部(より高速な)フィードバックループと、信号経路帯域幅を独立して確立するように構成可能なグローバル/外部フィードバックネットワークとを含む。本開示において用いられるように、出力インピーダンス帯域幅とは、対象の周波数及び負荷に対して、SMALレギュレータの出力インピーダンスが低いままである帯域幅を指す。

0073

図8は、閉ループ出力インピーダンス(ZOUT)と周波数(Hz)の関係を示す。この説明は、本開示に従ったSMALレギュレータで用いられるようなリニアアンプに関連する点で対応するネガティブフィードバックオペアンプの文脈でなされる。閉ループ出力インピーダンスZOUTは、アンプが大きなループ利得を有するより低い周波数における低抵抗RDCによって特徴付けられる。より高い周波数では、アンプループ利得は減少し、出力インピーダンスZOUTは増加する。設計パラメータは、システム出力インピーダンスがゼロdB−Ω(非dB単位では1Ω)まで上昇する周波数として定義されるゼロデシベル交差周波数f0dB(ZCF)である。

0074

例示のRF応用例の文脈において、リニアアンプの出力インピーダンスに対するZCFが高いほど、出力インピーダンス帯域幅が高くなり、パワーアンプにおける受信帯域ノイズが小さくなる。すなわち、対象のRF周波数に対してZCFが高いリニアアンプが、スイッチトモードコンバータによってSMALレギュレータの内部で生じるか、又は、動的PA負荷(PA供給ピンからのノイズ出力)から外部的に生じる、高周波数電圧障害を能動的に排除する際に有利である。そのため、出力インピーダンス帯域幅を広く(ZCFを大きく)して受信帯域ノイズを減少させることが有利であり得る。しかし、効率を上げるために信号経路帯域幅を狭めること(すなわち、信号経路帯域幅をエンベロープ追従のための帯域幅要件に制限すること)、及び/又は(例えば、設計の複雑さを低減することにより)設計自由度を大きくすることが設計上のトレードオフとなり得る。

0075

図7A及び図7Bは、信号経路帯域幅から出力インピーダンス帯域幅をデカップリングすることを含めて、リニアアンプ設計710のハイレベル機能を示すものを含む。本開示に従ったSMALレギュレータで用いるためのリニアアンプの具体的な実装は設計上の選択を表し、異なる動作条件の下での異なる応用例に対して効率を改善するための設計代替例及び/又はトレードオフを実装することを含め、他のアンプアーキテクチャを本開示に従ったリニアアンプとして適合することが可能である。

0076

図7Aを参照すると、リニアアンプ710は、RFICなどから差動エンベロープ追従信号(VCON+/−)を受け取る(この差動信号は、図2図4図5A図5B、及び図6のVINに対応する)。応答して、リニアアンプ710は、レギュレートされたシングルエンド負荷電圧VPA(VLA)をPA701に供給する。

0077

リニアアンプ710は、対象の周波数での出力インピーダンスを小さくするように構成される内部(より高速の)フィードバックループ711と、信号経路帯域幅を確立するように構成される外部(より低速の)フィードバックネットワーク713とを含む。図示するIC実装では、外部フィードバックネットワーク713は、FB及びOUT_PAピンの間で、PAOUTに接続される。

0078

ローカル/内部(より高速の)フィードバックループ711は、出力インピーダンス帯域幅を広くし得る。内部フィードバックループ711は、高周波数での出力インピーダンスを小さくしてゼロ交差周波数(図8のZCF)を高くし、それによって、出力インピーダンス帯域幅を広くする。リニアアンプ710への反転入力VCON−における容量性分周器ネットワーク715が、高周波数でのさらなる制御を提供するために用いられ得る。

0079

グローバル/外部フィードバックネットワーク713は、信号経路帯域幅を狭くして効率を高めるためにSMALレギュレータ700を最適化することを含めて、信号経路帯域幅を確立するように構成され得る。例えば、外部フィードバックループ713に比較的大きな抵抗値を用いると、対象の周波数に対する出力インピーダンス帯域幅に明らかな影響を及ぼすことなく、フィードバックループが遅くなり、信号経路帯域幅が狭くなる。また、並列抵抗717が、OUT_PAとFBピンの間のフィードバックループにおける(トレース)インダクタンスを小さくすることによって、高周波数で外部フィードバックループ713を安定化するために用いられ得、それによって、位相マージンを改善する。

0080

図7Bは、図7AのSMALレギュレータ700の例示の代替実施形態を示し、この実施例において、スイッチトコンバータ730がリニアアンプ710の出力に接続されて、ローカル/内部フィードバックループ711において効果的に、スイッチトコンバータ730とリニアアンプ710の間の寄生トレースインダクタンスを低減する。例示のIC実装では、スイッチトコンバータ730は、リニアアンプ710の個別ピンIN_SWに接続する。このシステム相互接続構成では、ノードPAOUTが効果的にリニアアンプのところにあり、トレースインダクタンスの影響(スイッチング及びリップルノイズによって生じる歪)を低減する。

0081

スイッチトモードアシストリニアアンプ/レギュレータアーキテクチャの例示の実施形態を、RFパワーアンプのためのエンベロープ変調(又は追従)電源としての例示の応用例の文脈で説明してきた。本開示に従ったSMALアンプ/レギュレータアーキテクチャの他の応用例には、オーディオ電源オーディオアンプ(統合電力を備える)、及び電力線通信が含まれる。

0082

本発明の特許請求の範囲内で、説明した例示の実施形態を改変することができ、また、多くの他の実施形態が可能であることが当業者には理解されよう。

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