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図面 (20)

課題

万能復調能力を備えた振幅復調器を提供する。

解決手段

この発明の振幅復調器は、対数増幅器検出器(LDA)回路、LDA回路に連結され、LDA回路の中心周波数基準周波数ロックするように構成された位相ロックループPLL)回路、入力信号発振を維持するフィードバック回路増幅器出力に接続され、増幅器回路を中心周波数でまたはその付近共振させる並列共振回路、および、増幅器入力に接続され、あらかじめ決められた閾値電圧が検出されるたびに入力信号の発振を周期的に終了させるコントローラ回路であって、反復周波数を有する第2の出力信号を生成するように構成された低域通過フィルタを含むコントローラ回路、を含む。

概要

背景

本開示はLDAの改善とLDAに関する新規な用途に関する。LDAは、米国特許7,911,235号に最初に記載された。

本開示のLDAは回路トポロジーの観点から超再生受信機(SRO)にいくつかの態様で類似している。SROは振幅に反応する再生デバイスである。SROは外部クエンチングと高い利得をさらに有している。SROは、米国特許1,424,065号に最初に記載された。SROは一般に狭帯域信号に使用される際には選択性の乏しさと高出力ノイズという欠点を抱えている。発振器がLCベースである場合、SROは温度ドリフトすることもある。SRO受信器メインストリームラジオ用のスーパーヘテロダイン受信器にすぐに取って代えられた。というのも、後者の方が選択性と感度に優れたいたからである。しかし、SROは単純且つ低電力であり、何十年もの間リモート制御システム短距離計測、及び無線セキュリティに使用されてきた。表面弾性波SAWデバイスを用いて選択性とドリフトの制限に対する取り組みが行われてきた。21世紀の最初の十年間で、最大でGHzの範囲までの低消費電力受信機で使用するために、および中程度から高度のデータ率を利用するためのSROに対する新たな関心が生まれてきた。

MHzの帯域幅でのSROの受信感度は、約−80dBmから−90dBmの中程度から高い範囲にある。SROのダイナミックレンジ(最小から最大の信号レベル範囲)は、約20〜60dBで中程度である。SROは位相変調(PM)を本質的にまたは別の方法で復調することはできない。SROはノイズを減らすことができない。SROは受信チェーン内のどの場所にも置くことができるが、最前列に置かれなければ受信感度を失いかねない。SROは外部で消光される(または同期される)。SROの増幅モードは振幅に反応する再生である。回路トポロジーは一般にコルピッツ発振器ベースである。
SROの利得は高い。

本開示は、広いダイナミックレンジ上にわたって対数増幅を提供する傾向があるDCまたはベースバンドログアンプといくつかの類似点を有している。ベースバンドログアンプは多くのギルバートセルに基づいており、一般に低乃至高周波数で中程度から大きなダイナミックレンジにわたって優れた線形性を提供する。より単純な対数増幅器(例えば、DCログアンプ)は、トランジスタ対数電流対電圧伝達特性に基づいており、DCから低周波までの範囲の用途に取り組む。

1MHzの帯域幅でのログアンプの受信感度は、約−80dBmから−90dBmの中程度から高度の範囲である。ログアンプのダイナミックレンジ(最小乃至最大の信号レベル範囲)は高く、ほぼ40〜90dBである。ログアンプはPMを直接または間接的に復調することができない。ログアンプはノイズを減らすことができない。ログアンプは受信チェーン内では使用されず、クエンチングを含まない。ログアンプの増幅モードは多重増幅である。回路トポロジーは一般に多段式のギルバートセルである。ログアンプの利得は高い乃至非常に高く、およそ30〜70dBである。

従って、SROもログアンプも、高いスカート比で、非常に高い感度とノイズ抑圧で、非常に高いダイナミックレンジで、優れた信号弁別で、および欠点のない受信機内に自在に配置して、位相、振幅と位相、周波数と振幅と周波数を本質的に復調する能力を有していない。

平均化、選択的な増幅フィルタリング同期検出スペクトル拡散、および非線形のRAMAN光学増幅器といった、ノイズに埋没した弱い信号を処理するためのさらなる方法が開発されてきた。

平均化では、ノイズがn周期にわたって低減される;しかしながら信号は増幅されない。同様に、平均化は参考のために正確なトリガーを要求し、このトリガーは低信号レベルではノイズが多く問題になることもある。

選択的な増幅および/またはフィルタリングでは、増幅および/またはフィルタリングは周波数に依存して定常的であるため、周波数通過帯域を経時的に改善せず、その通過帯域のノイズを減らさない。帯域幅が大きい場合、これは問題となる。また、選択性増幅器はノイズの除去が制限されている。

同期検出では、位相ロックループPLL)は入力信号ロックされることを必要とし、より複雑な方法が使用されない限り、その選択性は狭帯域を暗に意味する。この方法は非常に低い信号レベルでは問題が生じることもある。

直接シーケンス—スペクトル拡散(DS−SS)において、ビット送信変調プロセスの間に広範な周波数スペクトル全体広がり、最終的には損失の多い媒体通信される。受信機はエネルギーを広げて、復調信号ノイズフロア(例えば、1000の典型的な拡散係数を備えたGPS)を上回るように見せる。この方法により、非常に高い減衰を克服することが可能となるが、この方法は、多くの用途に不向きなDS−SSトランスミッタを必要としている。

RAMAN分散光増幅器では、信号対雑音比(SNR)を改善することができ、最小限の再生だけでデータを、数百または数千キロメートルにわたる光ファイバー線を通ってデータを伝送することができるが、この解決策は光学的な用途に制限されている。

概要

万能の復調能力を備えた振幅復調器を提供する。この発明の振幅復調器は、対数増幅器検出器(LDA)回路、LDA回路に連結され、LDA回路の中心周波数基準周波数へロックするように構成された位相ロックループ(PLL)回路、入力信号の発振を維持するフィードバック回路増幅器出力に接続され、増幅器回路を中心周波数でまたはその付近共振させる並列共振回路、および、増幅器入力に接続され、あらかじめ決められた閾値電圧が検出されるたびに入力信号の発振を周期的に終了させるコントローラ回路であって、反復周波数を有する第2の出力信号を生成するように構成された低域通過フィルタを含むコントローラ回路、を含む。

目的

本開示は、広いダイナミックレンジ上にわたって対数増幅を提供する

効果

実績

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請求項1

対数増幅器であって、増幅器入力入力信号受け取り、入力信号を発振し、および、増幅器出力で第1の出力信号を生成するように構成された増幅器回路であって、入力信号が検出される変調信号電気ノイズを含む、増幅器回路、増幅器出力と増幅器入力に連結され、入力信号と第一の出力信号との間で180度の位相シフト確立するように構成されたフィードバック回路であって、入力信号の発振を維持するように構成された単一のコンデンサを含む、フィードバック回路、増幅器出力に接続され、および、増幅器回路を中心周波数でまたはその付近共振させるように構成された並列共振回路、増幅器入力に接続され、および、あらかじめ決められた閾値電圧が検出されるたびに入力信号の発振を周期的に終了させるように構成されたコントローラ回路であって、反復周波数を有する第2の出力信号を生成するように構成された低域通過フィルタを含むコントローラ回路、を含む、対数増幅器。

請求項2

変調信号は振幅変調または位相変調され、第1の出力信号は周波数領域でほぼ釣鐘状であり、変調信号は、入力信号の1つの周波数が釣鐘状の中心に調整されるときに復調される、請求項1に記載の対数増幅器。

請求項3

コントローラ回路はRC回路を含み、低域通過フィルタは増幅器入力とRC回路との間で連結されたダイオードである、請求項1に記載の対数増幅器。

請求項4

コントローラ回路はRC回路を含み、低域通過フィルタは増幅器入力とRC回路の間で連結されたインダクタである、請求項1に記載の対数増幅器。

請求項5

増幅器入力に連結されたバイアスをさらに含む、請求項1に記載の対数増幅器。

請求項6

バイアスは増幅器回路を温度補償するように構成される、請求項5に記載の対数増幅器。

請求項7

バイアスは温度補償された定電流給電である、請求項5に記載の対数増幅器。

請求項8

増幅器出力に連結され、および、RF周波数コンポーネントが取り除かれた後の任意の変調を含む入力信号の実質的に再生成されたタイムサンプリングされたコピーである第3の出力信号を生成するように構成された低域通過フィルタをさらに含む、請求項1に記載の対数増幅器。

請求項9

増幅器入力に連結された温度制御されたバイアスをさらに含む、請求項8に記載の対数増幅器。

請求項10

増幅器出力と低域通過フィルタとの間で連結された整合回路をさらに含む、請求項8に記載の対数増幅器。

請求項11

低域通過フィルタの出力に連結されたアンチエイリアシングフィルタアナログ−デジタル変換器をさらに含む、請求項8に記載の対数増幅器。

請求項12

低域通過フィルタの出力に連結された周波数−電圧変換器、アンチエイリアシングフィルタ、およびアナログ−デジタル変換器をさらに含む、請求項8に記載の対数増幅器。

請求項13

低域通過フィルタの出力に連結されたデジタルシェーパ周波数計、および計数回路をさらに含む、請求項8に記載の対数増幅器。

請求項14

低域通過フィルタの入力に連結された1つ以上の整合回路をさらに含む、請求項1に記載の対数増幅器。

請求項15

増幅器入力に連結された、または1つ以上の整合回路間で連結されたアイソレータをさらに含む、請求項14に記載の対数増幅器。

請求項16

増幅器出力に連結され、および、第3の出力信号を生成するように構成されたマッチングネットワークと低域通過フィルタをさらに含む、請求項15に記載の対数増幅器。

請求項17

増幅器入力に連結され、および、第3の出力信号を生成するように構成されたマッチングネットワークと低域通過フィルタをさらに含む、請求項15に記載の対数増幅器。

請求項18

並列共振回路に連結され、および、第3の出力信号を生成するように構成されたマッチングネットワークと低域通過フィルタをさらに含む、請求項15に記載の対数増幅器。

請求項19

低域通過フィルタに連結され、第2の出力信号を生成するように構成されたマッチングネットワークをさらに含む、請求項15に記載の対数増幅器。

請求項20

振幅復調器であって、対数増幅器検出器(LDA)回路と、LDA回路に連結され、LDA回路の中心周波数を基準周波数ロックするように構成された位相ロックループPLL)回路を備え、LDA回路は、増幅器入力で入力信号を受け取り、入力信号を発振し、増幅器出力で第1の出力信号を生成するように構成された増幅器回路であって、入力信号が検出される変調信号と電気ノイズを含む、増幅器回路、増幅器入力の入力に連結された1つ以上の整合回路、増幅器入力に連結された、または1つ以上の整合回路の間で連結されたアイソレータ、増幅器出力と増幅器入力に連結され、入力信号と第1の出力信号の間の180度の移相シフトを確立するように構成されたフィードバック回路であって、入力信号の発振を維持するように構成された単一のコンデンサを含むフィードバック回路、増幅器出力に接続され、増幅器回路を中心周波数でまたはその付近で共振させるように構成された並列共振回路、および、増幅器入力に接続され、および、あらかじめ決められた閾値の電圧が検出されるたびに入力信号の発振を周期的に終了させるように構成されたコントローラ回路であって、反復周波数を有する第2の出力信号を生成するように構成された低域通過フィルタを含むコントローラ回路、を含む、振幅復調器。

請求項21

LDA回路は増幅器入力に連結された温度補償バイアスをさらに含む、請求項20に記載の振幅復調器。

請求項22

PLL回路は、スイッチの制御装置に連結されたサンプラー、スイッチの第1の側に連結された比較器、およびスイッチの第2の側に連結された低域通過フィルタを含み、第1の出力信号または第2の出力信号はサンプラーに連結され、比較器が分離され、および、クエンチングパルスが存在しないとき、スイッチは開いており、比較器が接続され、およびクエンチングパルスが存在しているとき、スイッチは閉じられ、スイッチにより低域通過フィルタはPLLを温度補償されたバイアスの入力に連結することができ、比較器はNで割られた増幅器出力によって供給され、Mで割られた基準周波数から供給される、請求項21に記載の振幅復調器。

技術分野

0001

<関連出願への相互参照
本出願は「Logarithmic Amplifier with Universal Demodulation Capabilities」という表題で2013年3月15日に出願された米国仮特許出願61/798,521号の利益を主張する。

0002

本開示は再生式の選択的な対数検出器増幅器(LDA)に関する。

背景技術

0003

本開示はLDAの改善とLDAに関する新規な用途に関する。LDAは、米国特許7,911,235号に最初に記載された。

0004

本開示のLDAは回路トポロジーの観点から超再生受信機(SRO)にいくつかの態様で類似している。SROは振幅に反応する再生デバイスである。SROは外部クエンチングと高い利得をさらに有している。SROは、米国特許1,424,065号に最初に記載された。SROは一般に狭帯域信号に使用される際には選択性の乏しさと高出力ノイズという欠点を抱えている。発振器がLCベースである場合、SROは温度ドリフトすることもある。SRO受信器メインストリームラジオ用のスーパーヘテロダイン受信器にすぐに取って代えられた。というのも、後者の方が選択性と感度に優れたいたからである。しかし、SROは単純且つ低電力であり、何十年もの間リモート制御システム短距離計測、及び無線セキュリティに使用されてきた。表面弾性波SAWデバイスを用いて選択性とドリフトの制限に対する取り組みが行われてきた。21世紀の最初の十年間で、最大でGHzの範囲までの低消費電力受信機で使用するために、および中程度から高度のデータ率を利用するためのSROに対する新たな関心が生まれてきた。

0005

MHzの帯域幅でのSROの受信感度は、約−80dBmから−90dBmの中程度から高い範囲にある。SROのダイナミックレンジ(最小から最大の信号レベル範囲)は、約20〜60dBで中程度である。SROは位相変調(PM)を本質的にまたは別の方法で復調することはできない。SROはノイズを減らすことができない。SROは受信チェーン内のどの場所にも置くことができるが、最前列に置かれなければ受信感度を失いかねない。SROは外部で消光される(または同期される)。SROの増幅モードは振幅に反応する再生である。回路トポロジーは一般にコルピッツ発振器ベースである。
SROの利得は高い。

0006

本開示は、広いダイナミックレンジ上にわたって対数増幅を提供する傾向があるDCまたはベースバンドログアンプといくつかの類似点を有している。ベースバンドログアンプは多くのギルバートセルに基づいており、一般に低乃至高周波数で中程度から大きなダイナミックレンジにわたって優れた線形性を提供する。より単純な対数増幅器(例えば、DCログアンプ)は、トランジスタ対数電流対電圧伝達特性に基づいており、DCから低周波までの範囲の用途に取り組む。

0007

1MHzの帯域幅でのログアンプの受信感度は、約−80dBmから−90dBmの中程度から高度の範囲である。ログアンプのダイナミックレンジ(最小乃至最大の信号レベル範囲)は高く、ほぼ40〜90dBである。ログアンプはPMを直接または間接的に復調することができない。ログアンプはノイズを減らすことができない。ログアンプは受信チェーン内では使用されず、クエンチングを含まない。ログアンプの増幅モードは多重増幅である。回路トポロジーは一般に多段式のギルバートセルである。ログアンプの利得は高い乃至非常に高く、およそ30〜70dBである。

0008

従って、SROもログアンプも、高いスカート比で、非常に高い感度とノイズ抑圧で、非常に高いダイナミックレンジで、優れた信号弁別で、および欠点のない受信機内に自在に配置して、位相、振幅と位相、周波数と振幅と周波数を本質的に復調する能力を有していない。

0009

平均化、選択的な増幅フィルタリング同期検出スペクトル拡散、および非線形のRAMAN光学増幅器といった、ノイズに埋没した弱い信号を処理するためのさらなる方法が開発されてきた。

0010

平均化では、ノイズがn周期にわたって低減される;しかしながら信号は増幅されない。同様に、平均化は参考のために正確なトリガーを要求し、このトリガーは低信号レベルではノイズが多く問題になることもある。

0011

選択的な増幅および/またはフィルタリングでは、増幅および/またはフィルタリングは周波数に依存して定常的であるため、周波数通過帯域を経時的に改善せず、その通過帯域のノイズを減らさない。帯域幅が大きい場合、これは問題となる。また、選択性増幅器はノイズの除去が制限されている。

0012

同期検出では、位相ロックループPLL)は入力信号ロックされることを必要とし、より複雑な方法が使用されない限り、その選択性は狭帯域を暗に意味する。この方法は非常に低い信号レベルでは問題が生じることもある。

0013

直接シーケンス—スペクトル拡散(DS−SS)において、ビット送信変調プロセスの間に広範な周波数スペクトル全体広がり、最終的には損失の多い媒体通信される。受信機はエネルギーを広げて、復調信号ノイズフロア(例えば、1000の典型的な拡散係数を備えたGPS)を上回るように見せる。この方法により、非常に高い減衰を克服することが可能となるが、この方法は、多くの用途に不向きなDS−SSトランスミッタを必要としている。

0014

RAMAN分散光増幅器では、信号対雑音比(SNR)を改善することができ、最小限の再生だけでデータを、数百または数千キロメートルにわたる光ファイバー線を通ってデータを伝送することができるが、この解決策は光学的な用途に制限されている。

0015

本開示は、位相ロックループ(PLL)のような外部回路類備えた、積分振幅変調(AM)と位相変調(PM)を伴う再生式の対数検出器増幅器(LDA)に関する。これは、従来の解決策と比較して、感度、混信阻止、および帯域幅を増加させて、有線または無線のAM、PM、またはAMとPMの信号を受信することができる。LDAは信号を増幅する一方でノイズを最小化することもできる。LDAは、入力信号が経時的に特定の振幅に達するとき(閾値)はいつでも、そのサイクルを自動的に再開することにより、および外部手段を伴わずに、AM入力信号のSNRを改善する一体化したハードウェアを利用する。LDA回路はそれによってAM入力を低い中間周波数(IF)パルス出力ストリームに変換し、ここで瞬時周波数入力波(つまりIF帯に移されたAM)で調整する。この出力ストリームは準デジタル周波数に変調された信号として提供される。AMが変調されると、変換は固有対数目盛とその後の出力を介して行われる。同じ周波数変調された出力もベースバンドに変換するか、あるいは振幅変換器ピーク検出器またはデジタルカウンター、論理インバータ、および再計数回路アナログ周波数を加えることで経時的に変化する電圧に復調することができる(0Hz乃至F_max)。

0016

本明細書に記載されるLDAは、対数増幅、信号再生成周波数変換ノイズフィルタリング、混信阻止、およびアナログ/デジタル振幅/位相復調を含む、いくつかの機能をある程度同時に行なうことができる。AMモードにおいて、出力頻度入力電圧の対数に比例する。周波数変換の従来にないプロセスの一部としてnサイクルにわたってノイズを減らしながら信号を増幅することによって、LDAは再生受信機と増幅器としての役割を果たす。固有のログ機能は線形入力を対数出力に変換し、非常に低い入力レベルでの検出を可能にして、これにより、およそ100dBのダイナミックレンジが使用可能となる。LDAはPM入力を異なる周波数に変換することができる。LDAは様々なチャネル回路基板を取り扱うために調整可能な周波数を使用することができる。LDA受信機回路は非常に高い感度を提供する。LDAはコスト効率が良く、スケーラブルで、集積回路チップへ直接組み込むことができる。LDAはアナログ、デジタル、およびAMの復調を提供することができる。入力信号によるLDA位相の同期再生により、PMなどの他のタイプの復調は、LDAを実務的な用途に役立つようにして、さらなる回路類を加えても実現可能である。

0017

LDAの用途はあまたある。LDA技術は、高い感度、高いダイナミックレンジ、低電源消費、優れた混信阻止、帯域幅の増加、優れたSNR、長いレンジ、および/またはより明瞭な増幅から利益を得るほぼすべての電子装置統合することができる。

図面の簡単な説明

0018

図面全体にわたって、参照番号は参照を付けた要素間の一致を示すために再度使用されることもある。図面は、本明細書に記載される例を示すために提供されるものであり、開示の範囲を制限することを意図していない。
一実施形態に係るLDAの操作効果を例証する信号のグラフである。
一実施形態に係るLDAの操作効果を例証する信号のグラフである。
一実施形態に従って、どれくらい長い間、入力の時間スケールがLDAの出力周波数を達成するかを例証する信号のグラフである。
一実施形態に従って、どれくらい長い間、入力の時間スケールがLDAの出力周波数を達成するかを例証する信号のグラフである。
一実施形態に係るLDAの非線形の振動とクエンチングサイクルをさらに例証する信号のグラフである。
一実施形態に係る積分AM復調回路類を備えたLDAを例証するブロック図である。
一実施形態に係る積分AM/ASK/OOK復調回路類と代替的な復調を伴うLDAを例証するブロック図である。
一実施形態に係る積分AM/ASK/OOK復調回路類と代替的な復調構造を伴うLDAを例証するブロック図である。
一実施形態に係る積分AM/ASK/OOK復調回路類と代替的な復調構造を伴うLDAを例証するブロック図である。
一実施形態に係るAM復調回路類を伴うLDAを例証する概略図である。
一実施形態に係るのデジタル周波数入力のデジタル出力パルスストリームへの変換を例証するブロック図である。
一実施形態に係るデジタルパルスストリームのデジタル等価な電圧サンプルへの変換を例証するブロック図である。
一実施形態に係るアナログ周波数−電圧変換器を示すブロック図である。
一実施形態に係るアナログ検出器を示す概略図である。
一実施形態に係るLDAを示すブロック図である。
一実施形態に係る代替的な出力を伴うLDAを示すブロック図である。
一実施形態に係る2つの周波数と一致するための解決策を示すブロック図である。
一実施形態に係る2つの周波数と一致するための解決策を示すブロック図である。
一実施形態に係る2つの周波数と一致するための解決策を示す概略図である。
一実施形態に係る2つの周波数と一致するための解決策を示す概略図である。
一実施形態に従って、どのようにして直列分岐CRLHTLAがLDAに接続され得るのか、および、どのようにして並列CRLH−TL BがLNAに接続され得るのかを例証する。
一実施形態に係るミキサーとしてのLDAを例証するブロック図である。
一実施形態に従って、LDAがアナログ出力または半デジタル出力をどのように生成することができるかを例証するブロック図である。
一実施形態に係るミキサーとしてのLDAの第2の実施形態を例証する略図である。
一実施形態に係るミキサーとしてのLDAの第3の実施形態を示す略図である。
一実施形態に係るアナログI、Q出力を伴うQPSK復調器として提供されたLDAミキサーを例証するブロック図である。
一実施形態に係るデジタルI、Q出力を伴うQPSK復調器として提供されたLDAミキサーを例証するブロック図である。
一実施形態に係るデュアルLDAミキサーのLO実行に対する変化を例証するブロック図である。
代替的な出力を伴うAM復調器としてのLDAを例証するブロック図である。
一実施形態に係るポーラ変調出力を伴うスーパーヘテロダインAM−LDA LNA/QPSK/M−QAM復調器を例証するブロック図である。
一実施形態に係るポーラ変調出力を伴うAM−LDA LNA/QPSKの直接復調器を例証するブロック図である。
一実施形態に係るポーラ変調出力を伴う別のAM−LDA LNA/QPSKの直接復調器を例証するブロック図である。
一実施形態に係る直角位相スプリッタとデュアルPLLを伴うAM−LDA LNA/QPSKの直接復調器を例証するブロック図である。
一実施形態に係る第一段階としてのQPSKを伴うスーパーヘテロダインAM−LDA LNA/QPSK復調器を例証するブロック図である。
一実施形態に係るポーラ変調計算出力と第一段階としてのQPSKを伴うスーパーヘテロダインAM−LDA LNA/QPSK復調器を例証するブロック図である。
一実施形態に係る第一段階としてのQPSKと直角位相スプリッタを伴うスーパーヘテロダインAM−LDA LNA/QPSK復調器を例証するブロック図である。
一実施形態に係る第一段階としてのQPSKとデュアルPLLを伴うスーパーヘテロダインAM−LDA LNA/QPSK復調器を例証するブロック図である。
それぞれ一実施形態に係るQPSK復調器としてのLDAを例証するブロック図である。
それぞれ一実施形態に係るQPSK復調器としてのLDAを例証するブロック図である。
それぞれ一実施形態に係るQPSK復調器としてのLDAを例証するブロック図である。
LNAに取って代わるAM−LDAのためのモデルを例証する略図である。
一実施形態に係るLNAに取って代わるスーパーヘテロダインAM−LDA置換を例証するブロック図である。
一実施形態に係るLNAに取って代わるAM−LDAとPLLを例証するブロック図である。
一実施形態に係る、複素変調QPSK、n−PSK、またはn−NQAMのための方形スプリッタ、デュアルAM−LDA、およびPLLに基づいたLNAの取り換えを例証するブロック図である。
一実施形態に係る、複素変調QPSK、n−PSK、またはn−NQAMのための、出力オプションのない、方形スプリッタ、デュアルAM−LDA、およびPLLに基づいたLNAの取り換えを例証するブロック図である。
一実施形態に係る、複素変調QPSK、n−PSK、またはn−NQAMのためのフロントエンドおよびデュアルAM−LDAおよびPLLとしてのQSPK復調器に基づいたLNAの取り換えを例証するブロック図である。
一実施形態に係る、複素変調QPSK、n−PSK、またはn−NQAMのためのフロントエンドおよびデュアルAM−LDAとしてのQSPK復調器に基づいたLNAの取り換えを例証するブロック図である。
一実施形態に係る、AM−LDAに基づいたLNAの取り換えとエンベロープ除去回復ERを例証するブロック図である。
一実施形態に係る、スーパーヘテロダイン無線中継器を例証するブロック図である。

実施例

0019

LDAは、本明細書に引用により全体として組み込まれる米国特許7,911,235号に記載されているように、所定の閾値に達するとセルフクエンチする間欠発振をもたらす。さらに、これは直接または間接のAMあるいはPM復調を行なうために回路類を埋め込む。再生利得が低い側にあるという事実と結び付けると、これらの因子により、LDAはノイズに埋もれた小さな振幅の信号を検出することができる。LDAはアナログまたはデジタルAM変調信号を変換し、広範なダイナミックレンジにわたって中間周波数中の多くのほぼ一定の振幅と準デジタルパルスを生成する。デジタルの周波数−電圧変換器(VFC)を用いて、単純な処理によりデジタル電圧ワードパルス周波数を変換することもある。代替的に、簡単なアナログVFCまたはピーク検出器を用いて、オーディオまたはビデオの帯域幅を備えたベースバンドへ入力信号を復調することもある。LDAにより、自動周波数制御AFC)を必要することなく、ノイズレベル、高スカート比、および疑似デジタル出力データからの直接のAM復調、高感度、および信号再生成が可能となる。

0020

LDAの操作上の効果が図1でさらに示される。LDAが、ホワイトガウス入力ノイズ(104)(図1の頂部で例証される破線)によってマスキングされる、その周波数捕獲帯域幅内に低レベルの入力信号(102)(図1の頂部に例証される長い破線)を受け取ると仮定すると、LDAは、閾値に達するまでに、多くの期間(図1の底部の破線点線)にわたって出力信号(106)として入力信号(102)を再生成して増幅するであろう。入力閾値レベルに到達すると、LDAは出力パルスを再生成してそのサイクルを再開する。ガウスノイズランダムであり、入力信号(102)とは相関関係にないため、再生成された信号(106)が増加すると、ノイズ(108)(図1の底部で例証された実線)は平均化され、同じ値に維持され、したがって多くの期間にわたって増幅されない。

0021

LDAに対する入力信号が多くの期間(図2の実線)にわたって組み合わされるとき、結果として生じる曲線は、図2の破線によって例証されるように、時間とともにジッタが減少した再生成さおよび増幅された信号を表す。この効果は、光子が特定の波長空胴で増幅される垂直キャビティレーザーVCSEL)などのレーザーに似ている。LDAの場合には、共振周波数では、定常波は同期の増幅器の助けを借りて時間とともにエネルギーを構造的構築する。構築期間の終わりに、より高いエネルギーが生成され、プロセスが再開する。

0022

コヒーレントエネルギー(および振幅ジッタの減少)の蓄積の鈍化を伴ってノイズフロアから生じる再生プロセスについて説明している別の例が以下である:2つの同様の機械的なフォーク(高品質要因と同一の共振周波数を各々持って)と各々が部屋の反対側にある、大きな騒々しい部屋があると仮定する。第1のフォーク(励起源)が低い一定のレベルで打っていると仮定する。第2のフォークは、高いレベルのノイズにより第1のフォークをかろうじて「聞く」ことができる。しばらくした後、第2のフォークは、その高品質要因により、両方のフォーク間の結合の弱さにより、および最終的には最後に機械エネルギーの同期蓄積の遅れにより、室内でのノイズレベルに関係なく、高振幅レベルのトーン周波数で増幅して共振する。ここのキーは信号を構築するために「遅い」が、ランダムノイズを平均する。

0023

この原則は図3Aと3Bでさらに例証されており、これらの図は入力のための長時間のスケールがどのように出力周波数を達成するのかを例証している。両方の図において、入力信号(ノイズを含む)は各図の頂部で実線として示されており、再生成された出力信号は各図の中央の破線として示されている。
出力繰返し率は各図の底部の長い破線として示される。見て分かるように、入力信号が低レベルにあるとき、LDAは、信号を再生成し、かつ一定の閾値に達するために時間(t1)を必要とする。図3A時間窓では、t1の間に5つのパルスが作成され、図4Bはより高い入力信号と閾値に到達するための対応する高速な再生時間を示しており、LDAが同じ時間窓の中でより多くのパルス(8つのパルス)を精製している。

0024

加えて、出力パルスは、任意の低−高入力信号用の振幅でほとんど一定であり、これは含まれる巨大なダイナミックレンジを考慮すれば、それは注目に値することである。

0025

AMモードに関する限り、LDAの出力周波数は入力電圧の対数に比例しており、これは以下のように表す:

0026

ここで、
F0は最小限の定点周波数であり、
KとK2は定値であり、
VIN_RMS(t)は入力信号VIN(t)のRMS値であり、
LIN_dB(t)はdBmにおける入力値LIN(t)であり、および、
FOUT(t)は出力周波数である。

0027

無線および有線の両方のシステムで情報の伝達を強化するLDA技術の能力は、論理レベルを含むデータのパルスストリームに容易に変換することができる出力周波数の生成に基づく。情報は振幅ドメインではなく周波数にある。このアプローチは、無線と同様に長いワイヤー全体でのデータ通信において効率を増加させ、ノイズを低下させる。

0028

必要に応じて、出力周波数はアナログまたはデジタルフォームでの電圧変調に変換可能である。この場合、低域通過フィルタリングの後の出力電圧は以下のようになる:

0029

ここで、
VOUT_RMS(t)は出力電圧であり、K3、K4は定値である。

0030

PMまたはAM復調回路類を備えたLDAは、次の包括的でないリストを含む、異なる実施形態の広範な範囲で利用されることもある:
1.電圧変調された入力信号をIFレンジのFM出力信号へと変換するLDAの能力と、その対数の復元の使用は、ノイズを減らし、ノイズに対する弱い信号のダイナミックレンジを拡張する菜にとりわけ有効であり、LDAを以下のような多くの用途に理想的に適切なものとする:
a.スプラッターが生じやすいレーダー;超音波MRI、およびCATスキャンなどのミクロ信号の医療機器魚群探知機ソナー全般;および、衝突防止
b.信号分析器電力計、およびRF送信機増幅器;
c.Wi−Fiなどの無線ネットワーク
d.高分解能、高速だが高価なAD変換器に取って代わるものとしてLDAに基づく簡単な低電力消費周波数−デジタル変換器
e.石油、水およびガス産業におけるパイプライン計測と通信;ならびに、
f.高価なアナログ−デジタル変換器ADC)を、LDA、PLL、デジタルカウンター、高速クロック、デジタルインバータ、およびデジタルスケーリングのいくつかの可能な構造に取り替えること。

0031

2.より弱い信号からのランダムノイズをフィルタ処理するLDAの能力は、例えば、スマートフォンデバイスまたはセルラー基地局の受信機のためにノイズフロアから数dBの信号を抽出する能力をLDAに与える。さらに携帯電話出力電力を減らし(RFバジェットリンク(budget link))、および、それによって係数nによってその電池寿命と範囲を拡張するために、LDA技術を携帯電話に組み込むことができる。さらに、セル基地局はもっと弱い信号を回復するためにLDAを使用することができる。

0032

3.LDAが入力信号を再生成して活動的にノイズを低減するため、LDAは、増幅チェーン内の第1または第2ブロックの後に置かれたとしても、SNR比を著しく増加させることができる。

0033

4.LDAはアナログ/デジタルAMと、ASK、OOK、およびPSKなどの他の変調を直接復調することができる。LDAはさらに、場合によっては、PLL、ミキサー、シンセサイザー、スプリッタ、コンバイナー、増幅器、およびフィルタなどのより多くの回路類を加えて、DS−SS(BPSKまたはQPSKを使用する)とOFDM(BPSK、QPSK、およびn−QAMを使用する)などのより複雑なスキームと同様に、アナログ/デジタルPM、二次位シフトキーイング(QPSK)、およびn−QAM変調も復調することができる。この文脈において:
a.用途はWi−Fi、GPS、LTE、および他の多くの通信方法を含んでいる;
b.LDAは、RF変調周波数でまたはその付近で調整される場合、多くのタイプの低レベルRF信号を再生成することができる;
c.LDAを用いて、標準デジタル受信機(直接デジタル変換伴う低い中間周波数またはベースバンドへのRF)のいくつかの機能を交換することによって無線デジタル受信機を簡略化することができる;ならびに、
d.ベースバンドマイクロボルトセンサー(例えばオーディオ帯域幅20Hz−20KHz)では、LDAは、デジタル出力を伴う非常に低いノイズと高い信号弁別変換利得増幅器として使用することができる。
5.ノイズに埋もれている弱い信号に対する、およびベースバンド内にある、または以前に変調された広範なダイナミック信号(つまり、弱乃至強)のためのLDAの高い感度のおかげで、LDAは超音波などの医療産業用途に非常に適したものとなる。

0034

LDAおよびその基本操作にここで戻ると、LDAは、可変コンダクタンスを備えるLC回路とおおよそみなされ、後者は、正から負まで周期的に変わる。負の場合、発振は、正のコンダクタンスサイクルに対応する、0まで漸進的に分路される(shunted)、閾値に達するまで増大する。この効果は、図4で示され、これは、LDAの信号応答描写し、ここで、再生成プロセスが、ポイント(402)で開始し、入力信号がノイズに埋もれているため、最小の検出が提供される。非線形発振は、(404)で増大し始めて、(406)で最大の再生に達し、そのポイントで、発振は分路され(ポイント(408))、信号が次のクエンチングサイクルの開始のために再度ノイズに埋れるように、発振は低下する(ポイント(410))。

0035

積分AM復調(AM-LDA)を備えたLDAの概略的なブロック図が、図5に示される。示される回路の挙動原理は、以下のとおりである:増幅器(502)は、フィードバックループを介してコンデンサ(504)で発振するように作られている。増幅器(502)は、NPNPNPトランジスタFETトランジスタ、AMOSトランジスタデュアルゲートFETトランジスタなどでもよい。また、能動回路の構成は、Darlington、共通ベース、共通のコレクター、共通のエミッターカスケード差動対などであり得る。単一の又は複数の段増幅器および論理増幅器などの、他のタイプの増幅器が使用されてもよい。製造プロセスは、Silicon、Bi−CMOS、GaAs、または増幅器を作り出すことができる他のプロセスであり得る。

0036

最も簡潔実装は、増幅器(502)の入力から出力までの180度の移相シフト、および利得制限因子としてコンデンサ(504)によって維持される発振を有することである。並列共振回路(506)、または一般に共振四極回路は、増幅器(502)の出力に加えられてもよい。回路(506)の通過帯域における低減衰が原因で、増幅器は、中心周波数で又はそのあたりで共振するように作られている。AM-LDAのAC解析応答は、グランドに接続された並列共振器に典型的であり、周波数領域でほぼ釣鐘状のように見える。

0037

入力信号周波数がLDAの釣鐘状の中心に調整されるときに、最適なAMまたは位相復調モードが生じる。LDAは、コヒーレント信号をその周波数帯域幅内で再生成する傾向があり、それ故、電力はこの帯域幅において増大され得る。

0038

AM-LDA挙動の重要な別の要素は、レジスタ(508)およびコンデンサ(510)で構成された、RC回路である。増幅器に接続されると、RC回路は、周期的に充電し、電位が増大するにつれ、レジスタ(508)にわたる電圧は増大し、増幅器(502)の出力電流を増加させる。同時に、増幅器(502)の入力バイアス電流は、低減し、与えられた電圧閾値で、増幅器(502)のスイッチをオフにし、それ故、発振もオフにする。この時点で、コンデンサ(510)に蓄積された電荷は、レジスタ(508)において放電され、結果として、レジスタ(508)およびコンデンサ(510)上の電圧は、0に低下する。その後、クエンチングサイクルが再開し、レジスタ(508)およびコンデンサ(510)上の電位が低いため、増幅器のバイアス電流は増加する傾向があり、短期間の後、発振が再び増大する。

0039

増幅器(502)入力のためのバイアス(511)は、増幅器(502)を温度補償するように設計されてもよい。例えば、増幅器(502)がバイポーラトランジスタで作られる場合、そのVBEは、−2mV/degreeで変化する。DCバイアス電圧も、−2mV/degree減少するようにされる場合、エミッター上のDC電圧は、一定のままであり、それ故、DC電流も、レジスタ(508)を通る。

0040

代替的なバイアス方法は、増幅器(502)またはトランジスタ回路に温度補償された定電流を供給することである。そうすることによって、およびトランジスタが電流増幅器であるために、温度でのVBE変化は関連性がなくなり、コレクター電流も、ベース電流掛けベータと等しいため、温度補償される。また、ベース電圧が時間に応じて変化するため、定電流バイアスは、より線形な挙動を提供する。

0041

低域通過フィルタリング後、レジスタ(508)およびコンデンサ(510)上の信号は、出力反復周波数であり、その形状は、図4に示される周期的な発振周波数包絡線に類似している。

0042

ダイオード(512)は、増幅器を、RC回路またはレジスタ(508)およびコンデンサ(510)に連結させ、優れたRF挙動を有する低域通過フィルタとして作用する。ダイオード(512)は、導電時(入力電圧の正の半サイクル)に低インピーダンスおよび非導電時(入力電圧の負の半サイクル)に高インピーダンスを有する。増幅器(502)に対する入力は、ダイオード(512)の上部に弱く連結される。以下にさらに議論されるように、入力の整合(Input matching)は重要であり、優れた整合は、有意な因子によって性能を向上させることができる。連結を増強させ、反復サイクリングを促進するために、随意のコンデンサ(図示されず)が、ダイオード(512)の陰極と増幅器(502)のバイアスとの間で接続されてもよい。

0043

別の実施形態において、ダイオード(512)は、比較的高い値、例えば10uHから1mHのインダクタと取り替えられてもよい。LDA発振動作周波数が高すぎる場合、寄生発振(parasitic)が、低域通過効果に悪影響を及ぼしかねず、ダイオードなどのより理想的な構成要素が使用され得る。さらなる実施形態において、ダイオード(512)は、適切にバイアスされるトランジスタなどの能動部品と取り替えられてもよい。

0044

積分AM/ASK/OOK復調の回路構成を備えたLDAのさらなる実施形態は、図6で示されます。図6は、図5と本質的に同じであり、類似の要素に同じ符号が与えられているが、低域通過フィルタ(602)が追加されており、代替的な出力(604)が生成させ、バイアス(611)は温度制御されている。代替的な出力(604)上の信号は、本質的に、RF周波数成分が低域通過フィルタ(602)によって除去された後に任意のAM/ASK/OOKを含む、入力信号の再生成されたタイムサンプリングしたコピーであり得る。エネルギーの伝達を分離する且つ最大限にするために、整合回路図6には示されず)が、低域通過フィルタ(602)の前に加えられてもよい。

0045

出力信号のタッピングは、増幅器の出力上などにおいて導電モードで、または相互連結されたインダクタンスと連結する電磁結合などの無線モードで行われ得る。タイムサンプリングが原因で、周波数スペクトルは繰り返しのように見え得る。幾つかの場合では、クエンチング周波数パルスが、非常に少ない(little)ため、あたかもクエンチング周波数がないようにシステムが作用し、出力上の変調された信号が、時間内で連続しているようであり得る。しかし、代替的な出力ノード(604)でのタッピンは、この問題を緩和し、より高い電力出力信号F_rep(t)を提供し得る。

0046

低域通過フィルタの前の代替的な出力(604)上の周波数スペクトルは、変調を有するRF信号(もしあれば)、変調を有する中間周波数IFにおける反復率F_rep(t)周波数(もしあれば)、および0ヘルツでのベースバンドにおける変調された信号(もしあれば)を包含している。この時点で、2つのケースが可能である:
1.RF信号およびIF周波数(f_rep)を低域通過フィルタにかけ、再生成された/増幅されたベースバンド信号を回復する。ベースバンド信号は、たまたま復調されたAM出力である。デジタル信号v(k)を作り出すためのアンチエイリアスフィルタおよびADCでの随意のフォローアップも可能である。
2.RF信号およびベースバンド(BB)周波数を低域通過フィルタ(またはバンドパスフィルタ)にかけ、再生成された/増幅されたf_rep(t)信号を回復する。
a.周波数−電圧変換器(f/v変換器)および改良された増幅器を用いてアナログ方式でf_rep(t)を処理し、ベースバンド復調されたAM信号を回復する。デジタル信号v(k)を作り出すためのアンチエイリアスフィルタおよびADCでの随意のフォローアップも可能である。
b.デジタル成形(digital shaping)の、瞬時周波数メーター(またはデジタル1/x機能に従うペリオド計)によってデジタルでf_rep(t)を処理し、スケーリングして、デジタル復調された出力信号を得る。

0047

さらなる実施形態が図7に示され、図5および6と類似の要素に同じ符号が与えられている。図7は、積分AM/ASK/OOK復調回路構成および並列共振回路におけるノードから得られた代替的な復調反復周波数F_rep(t)出力を備えるLDAを示す。図7の実施形態に従って、出力信号(702)は、並列共振回路(506)の内部のノードからタップされる。タッピングは、回路(506)の2つのコンデンサ間中点などの導電モード、または相互連結されたインダクタンスと結合する電磁結合などの無線モードであり得る。

0048

さらなる実施形態が図8で示され、図5および6と類似の要素に同じ符号が与えられている。図8は、積分AM/ASK/OOK復調回路構成および増幅器の出力から得られた第2の代替的な復調反復周波数F_rep(t)出力を備えるLDAを示す。本実施形態において、出力(802)は、増幅器(502)の入力からタップされる。分離を改善する且つエネルギー移動を最大限にするために、随意の整合回路(図示されず)が、低域通過フィルタ(602)の前に置かれ得る。

0049

AM復調能力を有するLDAの典型的な実装が図9に示される。並列共振器回路(L1)および直列共振器回路(C3)は、増幅器T1のコレクター上で見られる(この場合では、NPNトランジスタ)。トランジスタT1は、コレクターとエミッターとの間に180度の移相シフトを提供します。C1は、フィードバック発振器コンデンサである。VG1は、コンデンサ(図示しないが、図5乃至8に示されるコンデンサC2に類似している)を介して連結された入力源信号である。バイアスは、VS2、R3、およびC6である。D2は、RC回路R4、C11に連結するダイオードである。出力はVM1である。随意のC7は、クエンチプロセスを改善するために示される。

0050

前に議論されたように、図5乃至8の出力、代替的な出力または第2の代替的な出力からの反復周波数率は、準デジタルであり、デジタル信号へと形作られる処理をほとんど必要としない。最初に、ピーク間の振幅が約0.5Vppより小さい場合に、出力は増幅される必要がある。図10示されるように振幅が0.1Vppである場合に、利得は、約5乃至20である。増幅は、1つの工程または幾つかの工程で行うことができる。その後、増幅信号は、基準電圧V_refと比較されて、V_refのときに論理「1」を、そうでないときには論理「0」を作成する。現在の(now)デジタル信号に鋭いエッジおよびTTLレベルを提供するために、1つ以上の論理ゲートが加えられてもよい。デジタル反復周波数出力信号は、位相および瞬時周波数において情報を含む。以前に言及したように、信号は、長距離にわたって又はノイズの多い環境で送信され得、情報が振幅においては存在しないため、ノイズに鈍感である。

0051

図11に示されるように、図5乃至8の出力、代替的な出力または第2の代替的な出力からのデジタル反復周波数信号はまた、瞬時周波数メーターを介することによって、デジタル電圧V(k)信号に変換され得る。デジタル逆関数に従う瞬時ペリオド計が使用されてもよい。デジタル電圧V(k)は、以下のようにスケーリングした後に得られ:
V(k)=F(k)*K1+V0
ここで:
F(k)は、瞬時周波数のk番目の(kth)サンプルであり;
K1は、V/Hzにおいて一定しており;および
V0は、LDA入力が50オームで終了するときに生成された電圧(周波数)に相当する、一定のオフセット電圧である。50オームでV(0)=F(k)*K1。

0052

図12で示されるように、周波数−電圧変換器(FVC)は、AM-LDAとともに使用されてもよい。変換器は、LDAの反復周波数出力に接続され、変換電圧平均値を有する出力を提供する。さらなる低域通過フィルタリングが加えられてもよい。図12は、簡潔なFVCを示すが、簡潔性のために幾らかの制限がある。即ち、スルーレートは、例えば以前のデジタル方式より遅く、典型的に、正確な電圧値定着するために少数のパルスを必要とする。

0053

図13は、アナログ検出器を示し、これは、LDAに関係する別の可能な実装形態である。アナログ検出器は、図9の反復周波数出力(VM1)または図9の増幅器T1の入力に接続されてもよい。さらなる低域通過フィルタリングおよび増幅が加えられてもよい。

0054

これまでに示されたAM-LDAは、動作可能であるが、それらが幾つかの弱点、即ち、入力ポートの全体にわたるRFエネルギーのその発振器からの漏出に悩まされかねないために、必ずしも理想的ではない。これは、2つの大きな理由のために悪化する要因となっている。

0055

1.最初に、LDAがRF受信機において第1段階として使用されるときに、RFエネルギーはアンテナへと後方に供給される。これにより、アンテナは、恐らく意図しない周波数帯域において望ましくないエネルギーを放射し、EMIノイズを引き起こしてしまう。

0056

2.漏出エネルギーは、異なる位相対入力信号を用いてLDA入力に反射され得、再生の目的を無効にするという事実が存在する(再生成は、入力信号での共振位相コヒーレントの遅い形成である)。この反射は、それ故、RF感度を低下させる。

0057

また、低ノイズ増幅器LNAがログ検出器の増幅器LDAに先行するときに、利得のさらなる用途が獲得され得る。実際に、再生成装置および時変回路であるため、LDAは、以下のFriisの式によって定義されるように、第1の増幅器が、受信機のノイズ指数を決定する際に重要な要素である、従来の受信機チェーンなどにおいて、線形回路のためのノイズの法則(noise law)によって十分には記載されていないかもしれず:
(dB)においてNF=10*log*(F)、および

0058

ここで、 NFは、dBにおける、合計のノイズ指数、比率であり;
Fは、線形における、合計のノイズ指数、比率であり;
FAiは、増幅チェーンのi番目の(ith)増幅器の線形のノイズ指数であり;および
Gaiは、i番目の増幅器の線形の利得である。

0059

再生成式のログアンプの場合、再生成式の部分は、第1の場所に又は受信チェーンにおける任意の位置に配されるときに、SNRを改善することができる。それ故、再生成式のLDAは、ノイズを制限した増幅器の受信機チェーンにおいてさえも、先行する低ノイズ増幅器をうまく利用することができる。ダイナミックレンジが、信号の低い側(low side)(ノイズレベル)で拡張されるため、そのようなLDAは、ノイズに埋もれた信号をさらに増幅し得る。そのようなノイズが制限された受信機において、LDAなしでは、システムがノイズを制限されるため、LNAの仮定的な追加はほとんど役に立たない。例えば、LDAなしでノイズが制限された受信機の前に20dBの利得LNAを加えても、感度レベルが0乃至2dB増加するだけである。反対側で、8dBもの再生成因子を有するログアンプの使用により、6乃至8dBだけ(by a factor of)感度が改善される。

0060

したがって、図5修正版である、図14で示されるように、LDAの入力で1つ以上のマッチングネットワーク/回路(1402)を加えることによって、先行する回路との連結が改善され得、および入力反射は減少され得る。さらに、入力でアイソレータ(1404)、または言い換えれば、分離の高い因子(high factor of)を備えた増幅器を加えることによって、再生成および利得の機会はさらに改善され得る。

0061

図15は、図14を1工程さらに進めた図である。図15において、f_rep(t)出力は、様々なノードでタップされ得、例えば、代替的に増幅器の出力での、ノード上または並列共振器からの、その後のマッチングネットワーク(1504)、あるいは代替的に増幅器の入力側上での、その後のマッチングネットワーク(1504)での、R1上の出力、マッチングネットワーク(1502)後のC3が挙げられる。

0062

前に留意されたように、LDAは、可変コンダクタンスを備えるLC回路とみなされ得、後者は、正から負まで周期的に変わる。結果的に、入力インピーダンスは、時間に応じて変化し、例えば、経時的にするLDA発振サイクルと関連のあるスミス図表の右下部分のアーク上を移動する。その結果、幾つかの入力を整合するシナリオが想定される:
1.平均値での固定整合された共役(fix matched conjugate);
2.ノイズからの信号構築である、最も関心のある挙動ポイントに対応する、インピーダンス値での固定整合された共役;
3.最大の発振振幅レベル(閾値が達成されるポイント)での固定整合された共役;
4.上記の1.および2.でのデュアルインピーダンス整合;及び/又は
5.例えば、LDA挙動サイクルと同時発生する可変インピーダンス

0063

図16A、16B、16Cおよび16Dで示されるように、従来のマイクロストリップラインで設計された従来のマッチングネットワークにおいて、例えば、直列マイクロストリップラインは、インピーダンス実数部を変更し、分岐スタブは、虚数部を調整する。分岐スタブは、開放されるか又は短縮され得る。図16Aで示されるように、分岐スタブは、標準化された負荷インピーダンスがスミス図表上のどこに位置しているかに依存して、直列マイクロストリップラインの前または後に配され得る。標準化された負荷インピーダンスが、スミス図表上の1+jxの円内にある場合、スタブは、直列マイクロストリップラインの後に配されるべきであり、標準化された負荷インピーダンスがスミス図表上の1+jxの円外にある場合、分岐スタブは、直列マイクロストリップラインの前に配されるべきである。

0064

図16Bで示されるように、異なる周波数で異なるインピーダンスを制御するために、これらの従来のマイクロストリップラインを複合の右−左手伝送ライン(CRLH−TLs)と取り替えることが可能である。CRLH−TL Bは、オープンエンド型(opened ended)であるか又は短絡していてもよい。図16Cおよび16Dで示される実施形態では、トポロジーは、同様の結果のためにわずかに修正され得る。CLAは、CRAおよびLLAの右に移動され得る。CLBは、CRBおよびLLBの右に移動され得る。例えば、CRLH−TL Aは、位相Φ1を備える周波数f1および位相Φ2を備える周波数f2を有するように設計され得る。CRLH−TLは、例えば、直列インダクタLRA、分岐コンデンサCRA、直列コンデンサCLA、および分岐インダクタLLAを使用することによって設計される。CRLH−TL Bは、例えば、直列インダクタLRB、分岐コンデンサCRB、直列コンデンサCLB、及び分岐インダクタLLBを有し得る。CRLH−TL AおよびCRLH−TL Bのインピーダンスは、以下によって定義される:

0065

直列CRLH−TLAは、インピーダンスの実数部を画成し得、分岐CRLH−TL Bは、虚数部を画成し得る。固定部品、LRA、CRA、LLA、CLAおよびLRB、CRB、LLB、CLBを、可変/調整可能なコンデンサおよび可変/調整可能なインダクタと交換することによって、可変インピーダンスを設計することも可能である。それ故、インピーダンスは、動作周波数に応じて変更され得る。例えば、これらの可変インピーダンスは、LDAの入出力で、LNA出力とLDA入力との間に挿入され得る。可変整合は、反復周波数の出力で挿入され得る。あるいは、可変/調整可能なLDAを有するために、インダクタおよびコンデンサの固定値を変更可能なものと交換することによって、発振周波数を異なる値に調整することが可能である。異なる実装も可能である。例えば可変CRLH−TL Bを備えた固定CRLH−TL A、あるいは固定CRLH−TL Bまたは可変CRLH−TL Aおよび可変CRLH−TL Bを備えた可変CRLH−TL Aを有することも可能である。

0066

実装の実施形態が図17で示され、ここで、直列分岐CRLH−TLAはLDAに接続され、CRLH−TL BはLNAに接続され、および分岐は底部で解放されたままにされ、ここで、図16のトポロジーおよび図16は、CLAをCRAの右に(LDAに向かって)移動させるなどによって修正される。

0067

図18で示されるように、LDAはまた、混合器として使用されてもよい。混合器の先行技術の実施形態は、二重平衡混合器およびGilbertのアクティブセル混合器(Gilbert cell active mixer)を含んでいる。二重平衡混合器は、典型的に、必要とされる高い局部発振器(LO)電力(例えば、+3dMm)、不十分なノイズ指数(NF)(例えば、5−6dB)、利得に対する5dBの最小5の損失、RF、LO、およびIFのポート間の分離(例えば、35dB LO−RF、25dB LO−IF)を有する。Gilbertのアクティブセル混合器は、典型的に、6つ以上のトランジスタを必要とし、限定された利得、NFおよび分離を有し、一般に内部に増幅されるより低いLOを有し、LNAとして適切ではない。混合器としてのLDAの実施形態は、図18に示される。本実施形態は、小さく、手な価格であり得、必要とされる部品数が少ない。必要とされるのは、低いLO電力、例えば−40dBmである。損失に対する高い利得、例えば+25dBがある。LDAの再生成は、高いRX感度および非常に低いNFを提供する。マッチングネットワークによる、LOからIFの優れた分離、例えば60dB、およびLOからRF_INの良い分離もある。最後に重要なことに、実施形態は、必要に応じて、LDA混合器のバランスを調整するための、簡潔な及びオン・ザ・フライト(on the flight)の方法を含む。

0068

さらに、LDAの以前の特徴のほとんどが、保存され得、これによって、高感度、ノイズからの弱い入力信号の抽出を可能にする再生成、低いノイズ指数を有する高い増幅、低い電力消費、高いスカート比を有する周波数選択性帯域外阻止、および入力信号と位相関連する、および同時に、局部LO周波数と同期またはサンプリングされる方法で、周波数が入力RF信号ダウンコンバートする、混合器機能を有するという点で、この構成は非常に有用である。LOの各半サイクルで作り出された対応する位相変化が、(f_repおよびf/vの変換器後に出された)復調後に電圧変化をもたらすため、このようなLDA混合器は、容易にPM信号を復調し得る。

0069

下記に記載される実施形態において、このようなLDA混合器は、0度および90度の位相差を有するLOによって駆動され得、これは、QPSKなどの二次変調またはn−PSKおよびn−QAMなどのより複雑な変調の復調を可能にする。

0070

本実施形態はまた、RF送信機として動作し得、この構成では、変調された送信信号は、RFにおいて局部発振器を変調し、LDA混合器に受信機およびダウンコンバーターと同じ接続性を与える。このモードでは、A/V OUT出力は使用されず、LDA混合器のRF_INポートは、RF出力になる。出力周波数は、LOの周波数と略等しいかもしれず、LOとして変調され得る。プロセス中に、信号は、LDAにおいて増幅され、アンテナに送信され得る。本実施形態はまた、半二重のTX、半二重のRX、または全二重のRX+TX(信号が受信され、その間に別の信号が送信される)として機能し得る。全二重または半二重(TDD)とは別に、同時のFDD(異なる周波数チャネルでの1つ以上の同時送信および受信)および同時のCDMA(異なるPN系列符号と同じ周波数での1つ以上の同時送信および受信)などの、他の挙動モードも支持されてもよい。これらの実施形態は、低いIFまたは0のIFを有する。図19で示されるように、LDAは、F_rep(t)からアナログA/V v(t)または半デジタルIFを生成することができる。

0071

混合器としてのLDAの第2実施形態が、図20に示される。本実施形態では、ループ利得コンデンサC1は、C1’とC1’’に分けられ、フィードLOは、C1’とC1’’の平衡した中点に制限され(tightened)、その入力は、マッチングネットワークを含み、およびFrepノード上の出力は、整合回路を含んでいる。Frep_out(IF)は、BB A/V_out信号v(t)を得るためにF/V変換器に通され得、デジタル信号v(k)のためにADCに通され得る。代替的に、Frep_out(IF)(F_repと同じ)は、デジタルで形作られ、周波数を計測され、実質的にv(k)である、v’(k)を得るためにスケーリングされ得る。本実施形態は、C1’またはC1’’を調節する、バランス調整を可能にする。例えば、LDA混合器が完全に平衡を保たれる場合、LO上の変調された信号は、一定のA/V出力電圧と一致し得るF_rep(t)出力上で変形を作り出さないかもしれない。しかし、LDA混合器が平衡を保たれない場合、LO上の変調は、F_rep(t)上に存在し得、それは入力またはLO信号を復調する傾向があるため、F_rep(t)信号における周波数の瞬時の変化を作り出し得る。デジタルまたはアナログのf/v変換(復調)後に、A/V信号v(t)または相対するデジタルv(k)は、不均衡のレベルに比例する振幅を有する望ましくない変調された信号を運ぶ

0072

そのような混合器を較正するための1つの方法は、一定のF_repを得るためにLOを変調することであり、これは、すべてが統合された較正であり得る。LDA混合器は、受信またはダウンコンバーターにおいて機能するときに、LOを変調すること、およびそれ故、LDA混合器が十分に平衡を保たれるまで望ましくないf_rep(t)の変化を作り出すことによって、動的に平衡を保たれ得る。送信モードにおいて、LDA混合器の平衡を保つために、同じことが言える。

0073

上記のことから、C1’、C1’’の調整またはC1’およびC1’’両方の不均一な調整が、混合器の不均衡を動的に修正し得ることは明白であるはずである。この効果については、1つ以上の可変コンデンサ回路が使用され得、これは、回路または通信装置における制御ユニットによって制御され得る。一実施形態において、1つ以上のバリキャップが、C1’、C1’’と交換可能に又は平行して使用され、アナログ電圧によって制御される。別の実施形態において、2進法の累積(binary progression)(1、2、4、8、…、n)でのコンデンサの1つ以上のデジタル制御されたバンクが使用され、同様に接続され、および(1から2n−1)*Crefからの任意の容量値を生成することを許容される。

0074

混合器としてのLDAの第3実施形態は、図21で示され、これはさらに、混合器におけるLDAの双方向演算を示す。受信モードにおいて、RF入力信号は、混合器のRF_INポートのアンテナ給電装置から受信される。LOは、LDAに提供される且つダウンコンバージョンモードで提供される。その出力は、F/V変換後にベースバンド(0Hz)においてA/V_outまたは中間周波数(IF)においてf_rep、即ち、例えば5MHzで半デジタルである。送信モードにおいて、入力信号は、LOを変調し、より高い電力を有するアンテナとは逆に送信される。本実施形態では、全二重(TXおよびRX)、半二重(TXまたはRX)が可能である。

0075

LDA混合器は、多くの異なる適用で使用され得る。図22は、アナログI、Q出力を備えたQPSK復調器として実施されたLDA混合器を示す。本実施形態は、部品数が少ない簡潔なトポロジーを有し、これによって、より手頃な価格で入手できるとともに、集積回路にて実施することができる。本実施形態において、LDAは、狭帯域(NB)LNAおよびNB混合器として組み合わせられる。これは、LNA、混合器、RXチェーン、およびホモダイン変換などの高集積な機能を提供する。LO注入は、90度のスプリッタを介して行われ、2*LO注入は、90度でのデジタル除算器を介して行われる。

0076

図23は、図22と同様であるが、この場合には、LDAのミキサーは、デジタルのI、Q出力を備えるQPSK復調器として実装される。本実施形態では、F_rep(t)は、瞬時周波数として(またはパルスからパルスへの経過時間の逆数)データを運び、F_rep(t)は半デジタル形であり、すなわちデジタルで成形され、ペリオド計の中に設計された高速クロックをNビットカウンタに与える。カウンタの出力は、デジタル的にF(k)に反転され、および
v(k)’=CF*F(k)+K0
へと大きさを変更され、
式中、
CGおよびKOは定数であり;および
v(k)’はv(k)と十分に等しく、それはADCで得られる。
実施形態では、1つのパスvI’(k)はIを与え、他のパスvQ’(k)はQを与える。

0077

LDAミキサーはアナログであれデジタルであれI、Q出力を備えたQPSK復調器として使用され、一方の実施形態の単純なトポロジーは、集積回路の中で手頃に製造され実行され得る少ない部品数を有する。前述のように、LDAは、NB LNAおよびNBミキサーに組み合わせられ得る。高集積化機能は、LNA、ミキサー、RXチェーン、低IF変換を含む。デジタルのI/Qバージョンでは、ADCは高速カウンタによって置き換えられ、これは動力およびチップサイズのかなりの面積を節約することができ、アンチエイリアシングADCフィルタおよびバッファーの除去を可能にする。前述のように、LOインジェクションは、90度のスプリッタを介して、または90度のデジタルディバイダを介して行われてもよい。

0078

このような実施形態では、RF入力スプリッタは、種々の公知の電力結合技術抵抗スプリッタ、ウィルキンソンスプリッタ、ハイブリッドスプリッタ、カプラーメタマテリアルスプリッタ、などを使用することができる。抵抗スプリッタは6dBの減衰を作り出し、LDA#1からLDA#2への入力の限定された隔離を、および6dBのみの逆の限定された隔離を同様に、管理する。カプラーは、同様に過剰な減衰を受ける。ウィルキンソンスプリッタは、3および4dBの損失との間で生じるが、20−35デシベルオーダーで高い分離を提供できる。LDAに基づくアクティブスプリッタは差動出力増幅器またはLNAであってもよい。この実装は、パッシブスプリッタの使用を置き換え、(集積回路内に集積され得るので)サイズを低減し、LDA#1からLDA#2への入力の、および、LDA#1、2からRFへの入力の良好な分離を提供できる。他の側では、低電力消費、および低NFは、困難であり得る。受信機設計では、アンテナへ後方に漏洩するEMIは、抑制帯域にある際、問題となり得る。LDAはまた、最高の再生成の性能のための入力での反射の優れた低レベルを必要とする。他の分割技法はよくRF技術で周知のものを用いることができる。図24は、LOの実装の別の変形を示し、2*foにおけるLOとのPLL(2402)は、0および90度の位相シフトを備えるデジタルディバイダ(2404)による、2への入力である。

0079

LDAはまた、AM復調器として実装されてもよい。図15に基づく実装の実施形態は、図25に示される。PLL(2502)は、
F_LDA=(F_ref/N)*M
との正確な基準周波数F_基準の一つに、LDAの中心発振周波数を正確にロックするために、LDAに追加される。

0080

本実施形態では、LDAは、低応答時間とPLLで安定化され、遅い時間応答電圧制御発振器(slow time response voltage controlled oscillator)のように使用される:LDAの発振周波数はPLLへとロックされ、その結果、それは正確であり得、および入力信号の中心周波数、例えば周波数帯域内の特定のチャネルと、実質的に同一であり得る。LDAは、温度ドリフトや部品許容誤差を克服することができる。(図6図7及び8に記載されるように)出力又は代替の出力から、又は、第2の又は第3の代替の出力から来る出力f_rep(t)のコピーは、PLL(2502)でサンプラーの制御に使用され得る。スイッチ2504は、foの出力を可能にする。位相比較器が切断され、クエンチパルスが存在しないたときに、スイッチ(2504)は開いており、クエンチングパルスが表示されるときには閉じられている。他の側では、増幅器出力A1から時間サンプリングされた出力周波数をNで割って、位相/周波数比較器を与える。コンパレータの他方の入力は、Mで割った参照周波数から与えられる。位相比較器の出力にはスイッチおよび低域通過フィルタが続き、位相比較器の出力はVCOの、Vtの、この場合LDAの入力制御を与える。制御入力Vtは、増幅器のバイアス条件を変更し、それによりわずかにLDAの発振周波数を変更するか、または共振器内の可変容量バリキャップに取り付けられて、振動周波数を直接変更する。
図6図7図8に記載されるように、復調AM信号は出力または代替の出力のいずれかに由来し得る。この実施形態では、PLLの時間応答はデータ転送速度よりも遅くなるように設計されており、その結果、LDA中心周波数の制御は、入って来る変調信号のためにゆっくりとトランスペアレントである。PLLの時間応答はいくつかのパラメーターデバイダ因子N、低域通過フィルタのカット周波数、とりわけ位相比較器のゲインで調節され得る。

0081

さらに別の実施形態では、AM−LDAは受け入れLNA前増幅(receive LNA pre−amplification)及びQPSK/N−QAM復調方式を結合するために使用され得る。この組み合わされたLDAおよびユニバーサル復調回路構成は、1つ以上のLDAを使用し得る。特にこの技術は、受信の感度、干渉リジェクション、スカート比、低消費電力、および受信機の部品の削減における多数のdBの改善を伴って、QPSK、つまり、無線ルータのようなデバイスにより使用される位相変調(PM)のデジタル形式を復調し得る。いくつかの概略的な変形は、極座標を伴うQPSK復調器、デカルト座標を伴うQPSK復調器、ミキサーおよびデカルト座標としてLDAを伴うQPSK復調器、およびこれら二つの重要なトポロジーの変形を含んで、以下に詳細に説明される。

0082

図26は、標準的なスーパーヘテロダイントポロジー、それに続く極性設定におけるAM−LDAを示す。この構成では、IおよびQよりむしろモジュールおよび位相が生成される。図26に示されるように、IおよびQは、デジタルプロセッサーによって計算され得る。LDAは、固定IF周波数における入力信号を受信する。LDAは、低IF F_data_out(t)でこの信号をダウンコンバートする。いくつかの限定されたパルス成形の後、反復周波数比率信号はデジタルであり、瞬時周波数は、データモジュールの情報を保持する。一実施形態では、パルスは、高速のクロックで測られるパルス間の期間のメーターを、パルス間で連続的に測定する。結果は周波数を得るために反転して、モジュールR(k)を見つけるために計られる。随意に、反復周波数比率信号F_data_out(t)は単純な周波数−電圧変換器でベースバンド信号Data_out(t)に変換され、モジュールR(k)を作り出すためにADCで最後にサンプリングされる。

0083

位相情報FM/位相復調構成におけるPLLで得られる。位相は、たまたま、VCO(LDA発振器)を与える補正電圧である。もちろん、PLLのループ帯域幅を適切に設計する必要があり、この復調構成において着信データ比率よりも高速でなければならない。最後に、ADCは、デジタル・ワード位相(k)に位相を変換する。最後のステップはとIおよびQの計算である:
I(k)=R(k)*cos(Phase(k))
Q(k)=R(k)*sin(Phase(k))

0084

この回路はLDAの再生成式の性質により非常に高感度をもたらす。
選択性は、LDAの優れたスカート比率のために、標準的なスーパーヘテロダイントポロジー回路よりよい。したがって、バンドパスフィルタは、入力されたミキサーの前に必要でないもしれないし、存在する場合、劣化するかもしれない。また、LDAの再生成式の因子および入力アイソレータが高感度に寄与するので、入力LNAは必要ではない。更に、受理チェーンは必要ではなく、また、出力がハイ・レベルおよび準デジタルに既にあるので、2つのADCも必要ない。最後に、比較的簡単な回路であり、低消費電力である。

0085

直接的なLDAの入力でのLNA/アイソレータおよび共役した整合回路は、入力ポートへの漏れおよびアンテナ上での再放出からのLCエネルギー(EMI問題)、およびLDA自体の再生成挙動の効果を、非コヒーレントの位相(それは再生成の目的をくじく)を伴う入力に反映されることによって回避するために、使用されてもよい。言い換えれば、例えば20〜50dBの分離のアイソレータは、LDAの入力で望ましい。時間変化再生成の工程により、LDAの前のその位置は、再生成の後にSNRを減少させない。

0086

図27図26において示された回路に似て、AM−LDAの実施形態をLNA/QPSKの直接の極座標復調で示す。図27において、回路は、位相と極座標信号モジュールとして復調信号を提供する。しかしこの実施形態において、LDA(3202)への入力ではスーパーヘテロダインステージがないので、LDA(2702)は、PLL(2704)およびローカル基準周波数(2706)の助けにより、正しい入力チャネルへ合わせるために必要とされるように、調整可能な周波数でダウンコンバートする。LDA(2702)は、所望のチャンネルへロックするためのPLL(2704)に入れられる。図27および図26の回路間のさらなる差異は、図27のLDA(2702)が、選択されたチャンネルだけでなく、対象の全周波数帯の入力ノイズ帯域幅を検分するということである。これは、受信感度のいくらかの低減と、より少ない選択性を結果として生じ得る。

0087

図28において、LNA/QPSKの直接の極座標復調を備えたAM−LDAのさらに別の実装が示される。図28に表された回路は、入力で、二次のスプリッタ(2802)(0〜90度の位相で示されるが、それはまた+45〜−45度の位相でもありうる)を含んでおり、2つのAM−LDAs(2804および2806)はそれ自身のPLL(2808および2810)中にそれぞれロックされる。各PLL(2808および2810)に、同じ基準周波数(2812)および同じチャネルの選択(2814)が与えられる。図28における回路の他の機能および特徴は、出力機能以外は、図26において示された回路のものに似ており、それはデジタル加工オプションおよびアナログ処理のオプションを含んでいる。

0088

デジタル加工については、R(k)およびR2(k)は、両方のLDA(2804および2806)からそれぞれ集められ、位相情報はそれらの間の差異から以下のように抽出される:
位相(k)=K*R(k)*R2(k)+位相(0)
マッピングテーブルとスケーリングはKおよび位相(0)を決定するために導き出すことができる。位相(k)がデジタルであるので、随意のルックアップテーブルは、変換関数dPhase(k)_out対[R(k)−R2(k)]における非線形性補正するために加えられてもよい。最後に、R(k)およびdPhase(K)は解かれ、前述のようにIとQを計算することができる。この実装は、2つの高性能で高速のADCを使用する必要性を除去し、それは高価なコンポーネントであり得る。

0089

アナログ処理のために、抵抗性のデバイダR1、R2の中間での電圧は、位相差がIおよびQの間で0である場合に、0の電圧差を提供するように、LDA(2804)の出力上のData_out2(t)およびLDA(2806)の出力上のData_out1(t)によって、与えられる。四象限データに関して図28にv_dPhiに関する注記で示されるように、位相/電圧の組み合わせはすべてこの配置を通じてアドレス指定することができる。最後に、R(k)およびdPhase(K)は提供され、前述のようにIとQを計算することができる。

0090

図29は、直角位相スプリッタおよびデュアルPLLを備えたLNA/QPSKのダイレクトな復調を伴うAM−LDAの実施形態を開示する。図示されるように、図29は0および90度の位相における信号を分割する二次のスプリッタ(2902)を示す。トップのLDA(2904)および最下段のLDA(2906)は、所望チャンネルへ、2重のPLL(2908および2910)に別々にそれぞれロックされる。
前に説明されたように、出力IおよびQは、分岐IおよびQの反復数F_Data_out(t)から得られ、また同様にデジタル化され、あるいは2つのF/V変換器を使用して、IおよびQのData_out(t)を作成する。図29で示される回路の他の特性は、LDA(2904および2906)が選択されたチャネルだけでなく対象の全周波数帯の入力ノイズ帯域幅を確認以外は、図26で示された回路と同様である。これは、受信感度のいくらかの低減と、より少ない選択性を結果として生じ得る。

0091

AM−LDAの別の実施形態は図30で示される。この実施形態、IおよびQがデカルト座標において直接作られる以外は図26の実施形態と同様である。これは2つのLDA(3002および3004)、および標準的なスーパーヘテロダインのステージ(3006および3008)で始まる各LDAに対するフロントエンドをそれぞれ必要とする。回路の残りは、IまたはQのいずれかを復調する各LDAを備える、PLLなしの図26と同様である。両方のADCが、高速のカウンタ、高速のクロックおよびいくつかの単純なデジタル加工と取り替えられ得るという観点から、図30の実施形態は観点から興味深いかもしれない。

0092

LNA/QPSK復調、および第一段としての極性変調演算出力とQPSKを備えたスーパーヘテロダインAM−LDAのさらなる実施形態は、図31において示される。
この実施形態は、定点IFにおいて働く1組のLDAが後続する入力側のスーパーヘテロダインの回路を備えたデカルトのI/Q座標の復調を含む。両方のLDAはペアになり(両方のLDAのすべての能動素子は同じシリコン基板上にある)、それによって、温度によって又は他のパラメーターから変形またはドリフトが起きる場合に、一致した挙動を提供する。図28と同様に、アナログまたはデジタル出力処理、および他の特性は、その図を参照して記述されたものと同様である。

0093

図28で記載された回路の変形でもある図32は、LNA QPSK復調を伴い、および直交スプリッタとの第一段階としてQPSKを伴うスーパーヘテロダインAM−LDAを示す。この実施形態において、各フロントスプリッタは、2つの分岐間で90度の位相遅れを生成する直角位相スプリッタであるが、一方でLOは2つのミキサーに同じ信号を提供する。この実施形態は、この種の実施形態の実際的な実装を単純化し得る。

0094

図33は、LDAについて1つのFLLが加えられる以外は、図29において示されたそれに似ている、さらに別の実施形態を示す。各々PLLロックは正確な周波数にLDAをロックし、温度または他のパラメーターで可能な変形(ドリフト)を防ぎうる。この実施形態の他の特徴は図26に関して記述された回路にと同様である。

0095

図34図35および図36を参照して、本明細書中に記載のLDAはまた、QPS復調器として実装され得る。図34において示された実施形態において、周波数選択的LDA(3402)は位相によって復調するようにPLL3404に結合されている。出力は、モジュールおよび位相(極性)であり、デカルト変換式への極性に基づいて、IおよびQに演算され得る。
I(k)= R(k)*cos(Φ(k))
Q(k)= R(k)*sin(Φ(k))
図示される回路のタイミングは感知可能である。また、PLL(3404)は正しいタイミングで有効になる必要がある。受信(RX)感度は、PLLの制限された感度により限定的であってもよい。

0096

図35の実施形態はまた、RX感度を提供し得るという点で図34と同様であるが、タイミングは同じほどには敏感ではない。この実施形態において、LDA(3502)は位相を復調するようにPLL(3504)と結び付けられる。出力はモジュールおよび位相(極線)であり、図34に関して記述された同じ変換式に基づいてIおよびQに演算され得る。図35に関して、RX感度はPLLの制限された感度によって限定的であってもよい。

0097

QPSK復調器のさらなる実施形態は図36において示される。前に記述されたように、この実施形態は、IおよびQをアナログまたは半デジタルフォームのいずれかの形態で提供できる、アナログ及び/又は半デジタル出力を含む。LDA1(3602)およびLDA2(3602)はNB LNAおよびND復調器として組み合わせられ、整合回路M1/M2を含み得る。LO注入は、90度のスプリッタ(3606)を介するか、または前に記述されたように、デジタルスプリッタ(ここに示されないが、上に記述された)を通じて2*LOを介する。0または90度の分割は、入力スプリッタまたはLOAI(3602)およびLDA2(3604)スプリッタのように、異なる2ポイントで都合のよいように行われ得る。この実施形態は、ICとして含む製品に手頃であり得る、低いコンポーネント計算を伴う単純なトポロジーを提供し、LNA、ミキサー、RXチェーンおよびホモダイン変換など機能の高集積を提供する。

0098

LDAは、AM−LDA上の形態においてLNAを交換するために使用されてもよく、特に、低いノイズRFはLNAを受信する。こうしたAM−LDAの概念的な実施形態は、図37において示される。LDAの再生成の特性により、AM−LDA増幅器のSNRの方がよいだろう。こうしたデバイスはまた高感度および高出力レベルを有し、RXチェーンにおいて最も高価なLNAを交換するために使用され得る。AM−LDAが低ノイズLNAを超えて有する他の利点は、次のものを含む:高レベルの増幅(ほぼ100dB対わずかに12−20dBを備えたLNA)、低消費電力、周波数帯に対して高選択度およびチャンネル(バンドパスフィルタの必要性なしで)、優れた混信阻止(対LNA無しに対し)、高いスカート比率(すなわち、近くの弱いチャンネルと強いチャンネルを区別しない能力に対して、こうした能力なし)、近く遠い効果に対する弾性(すなわち干渉による飽和、対、低い弾性)および高ダイナミックレンジおよびログ変換(すなわち、出力レベルは大きなダイナミックレンジにわたり一定である)。前に議論されたように、RF出力は半デジタルであってもよく、それは、ベースバンド阻害を備えた同期、準デジタル・パルスにおける出力、およびシンボルレートとの同期を可能にする。
前述のように、RF出力は、シンボルレートのベースバンド部、準デジタルパルスを出力し、同期との同期を可能にする、半デジタルであってもよい。

0099

AM−LDAの1つの実装実施形態は、図37に関して記述されるように、図38において示される。この実装は、RF信号を定点IFにもたらす標準スーパーヘテロダイン(3802)を第一段で含む。LDA(3804)は固有のAM復調能力を備えた周波数選別LDA(またユニバーサルな復調を備えたLDAとも呼ばれる)であってもよい。LDAの出力は、まず反復率F_rep_out(t)で低いIF中にダウンコンバートされ、その後、ベースバンドBB v_rep(t)中にダウンコンバートされ、この時点で信号は依然として振幅および位相情報を運ぶ。その後、ベースバンド信号は、元のRF周波数にアップコンバートされ得る。

0100

図38において示されたAM−LDA回路の利点は、LDAが既に周波数選択的であるので、バンドパスフィルタ(BPF)を除去できるという点(量に関して1つの回路当たりの約0.25ドルの節約)である。このLNA置換はまた、LDAの再生成信号の再生成の特性により、通常のLNAより高い感度を有する。このLNA置換はまた干渉(共同チャンネル、あるいは隣接する)を拒絶し得るが、これは、それが位相中に求められるチャンネルへ固定されるためである。AM−LDAの他の特性は、前に議論された図36の回路と同様である。

0101

図38に関して記述された、LNA置換AM−LDAのもうひとつ別の実施形態は、図39において図示される。この実施形態の阻害模式図は、PLL(3904)を備えたAM−LDA(3902)とAM−LDA(3804)とが取り替えられる以外は、図38のそれと同一である。PLL3904の添加は、安定したローカル周波数基準に正確にLDA’SVCOを安定化するためのものであり、そのような温度によるドリフトなどの変形を回避するのを助ける。

0102

LNA置換のさらなる実施形態は図40において示される。この実施形態のためのトポロジーはQPSK復調およびQPSK再変調を使用する。入力RF信号は、0および90度の構成要素を作り出す、直角位相スプリッタ4002で分離される。PLL(4008および4010)にそれぞれロックされた各LDA(4004および4006)を伴う2重のLDA配置が使用される。各PLL(4008および4010)は同じ基準発振器を使用し、各PLLはそれぞれ、どれをロックするかについてのチャネル情報を受信する。

0103

各LDA(4004および4006)の出力は、BB復調されたdata_out(t)を使用してもよく、QPSK変調器のIおよびQの入力ポートを与える。最終結果は、しかし、高い受信レベル高い選択性、およびより高い感度を備えた入力と同じRF信号である。

0104

別の実施形態において、各LDAの反復数F_data_out(t)は、瞬時周波数を測定し、かつアナログ方式においてそれを再変換するための上述の同じ方法に従ってデジタルで処理されてもよく、これはその後、QPSKモジュレーターによって処理され得る。

0105

図41は、LNA置換の1つのさらなる実施形態を示し、それは図40と同じだが、ここでLDAアナログ出力が利用される。

0106

図42および43は、QPSK復調器に基づいたLNA置換の2つの実施形態を示すが、他の関連において図40と類似している。図42の実施形態において、QPSK復調器およびモジュレーターは2重のLDAと共に使用され、それらの両方は、温度または他のパラメーターによる任意の変形を回避するために、PLLにさらにロックされる。図43の実施形態において、QPSK復調器およびモジュレーターは2重のLDAと共に使用されるが、しかし、LDAは、小さな変形のみか、または温度または他のパラメーターによりドリフトし得るという推定に基づいて、PLLを必要としない。

0107

LNA置換の最終的な実施形態は図44において示される。この実施形態において、入力信号は、入力信号に似ているが、著しく優れたRF RX感度を示す非常に低いNFで有意に増幅される出力信号を、BPFの後に形成するために、2つに分割され且つ掛けられる。最初の分岐(4402)において、RF入力信号は固定遅延により遅れる。第2の分岐4404において、入力信号の包絡線は、ダブルループPLL(4408)に接続しているLDA(4406)で抽出される。PLL(4408)の第1のループは、CW信号の位相に対してLDAを位相でロックする。PLL(4408)の第2のループは、位相中の入力信号の変調(包絡線)に対してPLLをロックする。包絡線の信号は、正確に(1または0)形作られ、最初の分岐のマルチプライヤを与える。包絡線の振幅が入力包絡線より高いG時間である場合、出力信号は値Gの利得に掛けられる。

0108

図45に関して示されるように、AM−LDAも無線中継器として実施され得る。無線中継器のためのブロックの概略図は、図37〜44に関して上に示され記述されたLNA置換実施形態に非常に似ている。実際、図37乃至図44中の上に述べられた任意の実施形態は、少数の変調を備える中継器のために使用されてもよい。まず、随意の電力増幅器(4502)および随意のバンドパスフィルタ(4504)はミキサー出力の次に来る。第2に、信号フィード、アンテナは、無線によって送信される。任意のこうした無線中継器の実施形態において、同時に反復が生じる場合、RF出力周波数はソースと同じではない。言い換えれば、出力チャネルは入力チャネルと同じであるはずがない。

0109

「amongothers」、「can」、「could」、「might」、「may」、「e.g.」などの、本明細書で使用される条件的な言語は、特に明記されない限り、又はさもなくば使用されるような範囲内で理解されない限り、通常は、特定の例が特定の特徴、要素、及び/又は工程を含む一方で他の例はそれらを含まないことを伝えるように意図される。故に、そのような条件的な言語は一般的に、著者の入力又はプロンテイングの有無にかかわらず、特徴、要素、及び/又は工程が任意の特定の例に含まれるか又はその例において実行されねばならないかにかかわらず、特徴、要素、及び/又は工程が、1以上の例に必要とされる任意の方法であること、又は、1以上の例が必ず決定のための論理を含むことを示すように、意図される。用語「含む(comprising)」、「含む(including)」、「有する(having)」などは同意語であり、包括的に無制限の様式で使用され、そして、付加的な要素、特徴、作用、操作などを排除しない。また、用語「又は」は、例えば、要素のリストを接続するために使用される場合に、用語「又は」がリストにおける要素の1つ、幾つか、又は全てを意味するように、包括的な意味において使用される(その排他的な意味において使用されない)。

0110

総じて、上述の様々な特徴及び処理は、互いに独立して使用されるか、又は、異なる方法で組み合わせられてもよい。全ての可能な組み合わせ及びサブ組み合わせは、本開示の範囲内にあるように意図される。加えて、特定の方法又は処理ブロックは、幾つかの実装において省略され得る。本明細書に記載される方法及び処理はまた、任意の特定の配列に限定されず、それに関係するブロック又は状態は、適切な他の配列において行なうことができる。例えば、記載されるブロック又は状態が、具体的に開示される以外の順に行われ、多数のブロック又は状態は、単一のブロック又は状態で組み合わせられ得る。例となるブロック又は状態は、直列、並列、又は、幾つかの他の様式で行われ得る。ブロック又は状態は、開示された例に加えられるか、又はそこから取り除かれてもよい。本明細書に記載される、例となるシステム及び構成要素は、記載される元のとは異なって構成されてもよい。例えば、要素は、開示された例に加えられ、そこから取り除かれ、又は、それと比較して再配置されてもよい。

0111

特定の例又は例示的な例が記載されてきた一方で、これらの例は、ほんの一例として提示され、本明細書に開示される主題の範囲を限定するようには意図されない。実際、本明細書に記載される新規の方法及びシステムは様々な他の形態で具体化されてもよい。添付の特許請求の範囲及びその同等物は、本明細書に開示される主題の特定の範囲及び精神の中にあるように、そのような形態又は修正をカバーするように意図される。

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