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技術 共存フィルタを有する電力増幅器

出願人 スカイワークスソリューションズ,インコーポレイテッド
発明者 オレクサンドルゴルバチョフ
出願日 2017年8月24日 (2年6ヶ月経過) 出願番号 2017-160862
公開日 2018年1月18日 (2年2ヶ月経過) 公開番号 2018-011316
状態 特許登録済
技術分野 送受信機 伝送の細部、特殊媒体伝送方式 増幅器一般 送信機
主要キーワード リアクタンス性インピーダンス 負荷位相 試験負荷 外部フィルタ 低電圧型 GPIOポート 受動構成要素 バイポーラ接合
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重要な関連分野

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図面 (20)

課題

フロントエンドシステムコストを低減し、小型化と同時に、WLAN送信時の電流消費を低減させうるフロントエンド回路を提供する。

解決手段

入力整合セグメント入力ポートに接続され、出力整合セグメントは出力ポートに接続される。増幅器セグメントは、少なくとも1つのトランジスタを含み、トランジスタは、入力整合セグメントに接続された第1の端子と、出力整合セグメントに接続された第2の端子と、阻止周波数の範囲を有するフィルタに接続された第3の端子とを有する。フィルタは、第3の端子に接続された接合部をグラウンドに結び付ける第1の誘導性相互接続部に近接して接続されている。補償器もまた、フィルタの不安定性を最小限にするべく入力整合セグメント及び出力整合セグメントに接続される。

概要

背景

無線通信システムは、長距離、および短距離データ転送を含む広い分野で応用されている。現在、それぞれの特定の需要満足しうる広い範囲のモデルが存在する。需要と技術展開に関し、これらのシステムの中で主要なものは、移動またはセルラ電話システムであり、全世界で、46億以上の人が加入していると推定されている。

一般に、無線通信は、データを表現するために、様々に変調された無線周波数(RF)キャリア信号を利用している。そして、信号の変調、送信、受信、および復調は、1連の基準に従って運用されている。多くの異なる移動通信技術、またはエアインタフェースが存在し、これらには、GSM登録商標)、EDGE(GSM Evolutionに対する強化データレート)、およびUMTS汎用移動通信システム)が含まれる。これらの技術には、様々な世代が存在し、段階を追って展開されている。その中で、共通の第3世代(3G)UMTSモデルは、UMTS−FDD(周波数分割2重)と呼ばれる、WCDMA(登録商標)(広帯域符号分割多重)である。これらの移動通信モデルに加えて、移動電話システムには、ローカルエリアデータネットワークモデル無線LAN、またはWLAN(IEEE80.11x)等)が組み込まれている。

移動携帯端末、またはいずれの無線通信システムの携帯端末における基本的な構成要素は、トランシーバであり、これは、送信回路受信回路とを組み合わせたものである。トランシーバは、データをベースバンド信号に符号化し、それを変調して、RFキャリア信号とする。トランシーバは、RFキャリア信号を受信すると、それをダウンコンバートし、復調してベースバンド信号を得て、そのベースバンド信号から、データを復号化する。送信機に接続されたアンテナは、電気信号電磁波に変換し、受信機に接続されたアンテナは、電磁波を変換して電気信号に戻す。従来の携帯端末トランシーバは、それだけで信頼性の高い通信を行うためには、出力電力が十分ではなく、また感度が十分ではない。従って、RF信号を付加的に加工することが必要である。この機能を提供するトランシーバとアンテナとの間の回路は、フロントエンドモジュールと呼ばれ、送信電力増幅するための電力増幅器、および/または、受信感度を増すための低雑音増幅器が含まれている。

ユーザーによって、携帯電話ネットワークにしばしば要求される機能は、マルチタスクであり、特に、移動通信、またはセルラネットワークモデルを、音声呼と共に、データ通信、またはWLANモデルに使用して、インターネット検索、またはデータファイルダウンロードを行う等、同時使用のマルチタスクである。これに関しては、多くの試みがあり、これらの中の1つは、WLANサブシステムが動作している混雑したRF環境での同時使用である。更に、WCDMA/UMTS等のいくつかの移動通信サブシステムは、周波数領域2重プロトコルを利用しており、この場合、送信機と受信機とは、常に活性化されている。WLANからの送信は、動作周波数は異なるが、スプリアス雑音、および干渉を引き起こす可能性がある。携帯端末の小型化、および異なる通信サブシステムのそれぞれのアンテナを、互いに近接して設置しなければならないため、別の種類の挑戦が必要である。これらの制約の中で、重要な1つは、移動通信サブシステムが、過負荷または感度低下被ることなく、信頼性の高いセルラネットワーク受信に対するWLAN通信サブシステムからのベースバンド、および他のタイプの雑音を防止することである。

従って、マルチモード移動通信携帯端末を実現する上で、フィルタリングは、重要な課題である。WCDMAおよびWLANが共に動作している環境では、帯域通過共存フィルタを使用して、WCDMA受信チェーンの感度の劣化を最小にすることができる。このフィルタによって、WLAN送信の高調波等の不要波放射を更に抑圧することができる。しかし、これらは、典型的に、低温同時焼成セラミックス(LTCC)デバイスであり、大型になり、従って、プリント回路基板の全体としての専有面積を増すこととなる。更に、このような共存フィルタはまた、電流消費が増大すること、および受信感度が劣化することによって、WLANシステム動作性能を劣化させる。最近、異なるタイプのフィルタ(SAW表面音響波)またはBAW(バルク音響波))が利用されている。これらのフィルタは、小さい専有面積で実現されている。しかし、コストが大幅に高くなる。

WLAN電力増幅器チェーンの中にいくつかのフィルタを組み入れて、外部フィルタに対する要求を少なくすることができる。フィルタは、一般に電力増幅器の入力に接続される。それは、同じダイ上(on−die)に作製されるには有利であるが、このようにしたフィルタの動作性能は、好ましいものではない。オンダイ(on−die)構成要素は、Q値が低く、従って、外部共存フィルタを付加しなければならないということが問題である。特に、WLANチェーンの出力に接続されるこのようなフィルタは、約1.5〜2.0dBの挿入損失を有するこれにより、電力増幅器には、より高い出力が要求され、電源電池)からの電流消費が増すことになる。外部共存フィルタに関連する挿入損失はまた、WLANチェーンの受信感度を低下させ、リンク距離、およびデータスループットに対して、負の影響を与える。

概要

フロントエンドシステムのコストを低減し、小型化と同時に、WLAN送信時の電流消費を低減させうるフロントエンド回路を提供する。入力整合セグメント入力ポートに接続され、出力整合セグメントは出力ポートに接続される。増幅器セグメントは、少なくとも1つのトランジスタを含み、トランジスタは、入力整合セグメントに接続された第1の端子と、出力整合セグメントに接続された第2の端子と、阻止周波数の範囲を有するフィルタに接続された第3の端子とを有する。フィルタは、第3の端子に接続された接合部をグラウンドに結び付ける第1の誘導性相互接続部に近接して接続されている。補償器もまた、フィルタの不安定性を最小限にするべく入力整合セグメント及び出力整合セグメントに接続される。

目的

これらの制約の中で、重要な1つは、移動通信サブシステムが、過負荷または感度低下を被ることなく、信頼性の高いセルラネットワーク受信に対するWLAN通信サブシステムからのベースバンド、および他のタイプの雑音を防止することである

効果

実績

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請求項1

トランシーバアンテナに接続する動作周波数のための、入力ポート及び出力ポートを含む電力増幅器アーキテクチャであって、前記入ポートに接続された入力整合セグメントと、前記出力ポートに接続された出力整合セグメントと、一定範囲の阻止周波数を有する少なくとも1つのフィルタと、少なくとも1つのトランジスタを含む増幅器セグメントと、前記フィルタの不安定性を最小限にするべく前記入力整合セグメント及び前記出力整合セグメントに接続された補償器とを含み、前記トランジスタは、前記入力整合セグメントに接続された第1の端子と、前記出力整合セグメントに接続された第2の端子と、第1の誘導性相互接続部に近接するように前記フィルタに接続された第3の端子とを有し、前記第1の誘導性相互接続部は、前記第3の端子に接続された接合部をグラウンドに結び付ける電力増幅器アーキテクチャ。

請求項2

前記フィルタは、前記接合部に結び付けられた第1のフィルタキャパシタと、前記第1のフィルタキャパシタと直列に配列されて前記グラウンドに結び付けられた第1のフィルタインダクタとを含む請求項1の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項3

前記第1のフィルタインダクタは、前記第1の誘導性相互接続部と平行関係で延びる第2の誘導性相互接続部であり、前記第1及び第2のボンドワイヤは、互いに磁気的に結合する請求項2の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項4

前記第1の誘導性相互接続部と前記第2の誘導性相互接続部との磁気結合係数は、約0.4〜0.5である請求項3の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項5

前記第1のフィルタキャパシタ及び前記第1のフィルタインダクタは、前記動作周波数において、小さな抵抗性インピーダンス及びリアクタンス性インピーダンスに、前記一定範囲の阻止周波数において、大きな抵抗性インピーダンス及びリアクタンス性インピーダンスに対応する値を有する請求項2の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項6

前記動作周波数における前記抵抗性インピーダンスは、約4オームより小さく、前記一定範囲の阻止周波数における前記抵抗性インピーダンスは、約15オームより大きい請求項5の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項7

前記動作周波数における前記リアクタンス性インピーダンスは、約0オームであり、前記一定範囲の阻止周波数における前記誘導性リアクタンスインピーダンスは、約20オームより大きい請求項5の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項8

前記フィルタは、前記接合部に結び付けられた第2のフィルタキャパシタと、前記第2のフィルタキャパシタと直列にされかつグラウンドに結び付けられた第2のフィルタインダクタとを含む請求項2の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項9

前記第1のフィルタインダクタ及び前記第2のフィルタインダクタはそれぞれ、前記第1の誘導性相互接続部と並列関係で延びる第2の誘導性相互接続部及び第3の誘導性相互接続部であり、前記第1、第2及び第3の誘導性相互接続部は互いに磁気的に結合される請求項8の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項10

前記第1の誘導性相互接続部と前記第2の誘導性相互接続部との間の第1の磁気結合係数、及び前記第1の誘導性相互接続部と前記第3の誘導性相互接続部との間の第2の磁気結合係数は、約0.4〜0.5であり、前記第2の誘導性相互接続部と前記第3の誘導性相互接続部との間の第3の磁気結合係数は、約0.2〜0.3である請求項9の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項11

前記フィルタは、前記第3の端子に結び付けられた第2のフィルタキャパシタと、前記第2のフィルタキャパシタと直列にされかつグラウンドに結び付けられた第2のフィルタインダクタと、前記第3の端子と前記接合部との間に接続された第3のフィルタインダクタとを含む請求項2の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項12

前記第1のフィルタインダクタ及び前記第2のフィルタインダクタはそれぞれ、前記第1の誘導性相互接続と並列関係で延びる第2の誘導性相互接続部及び第3の誘導性相互接続部であり、前記第1、第2及び第3の誘導性相互接続部は互いに磁気的に結合される請求項11の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項13

前記増幅器セグメントは、多段に接続された複数のトランジスタを含み、前記トランジスタの2つ以上が、それぞれのフィルタに接続される請求項1の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項14

前記補償器は、第1の補償器キャパシタ及び補償器インダクタを有する並列共振回路と、前記並列共振回路と直列に接続された第2の補償器キャパシタとを含み、前記並列共振回路は、前記動作周波数に近似する共振周波数によって画定される請求項1の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項15

前記補償器は、特定の信号周波数において阻止特性に影響を与える請求項14の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項16

前記第1の誘導性相互接続部はボンドワイヤである請求項1の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項17

前記第1の誘導性相互接続部はオンダイプリントインダクタである請求項1の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項18

前記トランジスタは、前記第1の端子がベース端子であり、前記第2の端子がコレクタ端子であり、前記第3の端子がエミッタ端子であるバイポーラ型である請求項1の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項19

前記トランジスタは、前記第1の端子がゲート端子であり、前記第2の端子がソース端子であり、前記第3の端子がドレイン端子である電界効果型である請求項1の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項20

前記少なくとも1つのトランジスタは、金属酸化物半導体電界効果型、バイポーラ接合型、ヘテロ接合バイポーラ型、金属半導体電界効果型及び高電子移動度型からなるグループから選択された半導体構造に作製される請求項1の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項21

トランシーバをアンテナに接続するための無線周波数(RF)フロントエンドアーキテクチャであって、前記トランシーバの出力線接続可能な送信入力ポートと、前記トランシーバの入力線に接続可能な受信出力ポートと、前記送信入力ポートに接続されて動作周波数を有する電力増幅器であって、入力整合セグメント、出力整合セグメント及び増幅器セグメントを含む電力増幅器と、前記増幅器セグメントのエミッタ側に接続されて一定範囲の阻止周波数を有するフィルタと、前記エミッタ側のフィルタに関連する不安定効果を最小限にするべく前記電力増幅器の前記出力整合セグメント及び前記入力整合セグメントに接続された補償器と、前記受信出力ポートに接続された低雑音増幅器と、前記アンテナに接続された第1のポート、前記低雑音増幅器に接続された第2のポート、及び前記電力増幅器に接続された第3のポートを有するスイッチとを含み、前記低雑音増幅器及び前記第2は、前記スイッチを介して前記アンテナに選択的に接続可能であるRFフロントエンドアーキテクチャ。

請求項22

前記フィルタは、前記動作周波数において、小さな抵抗性インピーダンス及びリアクタンス性インピーダンスに、前記一定範囲の阻止周波数において、大きな抵抗性インピーダンス及びリアクタンス性インピーダンスに対応する値を有する構成要素を含む請求項18のRFフロントエンドアーキテクチャ。

請求項23

前記動作周波数における前記抵抗性インピーダンスは、約4オームより小さく、前記一定範囲の阻止周波数における前記抵抗性インピーダンスは、約15オームより大きい請求項19のRFフロントエンドアーキテクチャ。

請求項24

前記動作周波数における前記リアクタンス性インピーダンスは、約0オームであり、前記一定範囲の阻止周波数における前記誘導性リアクタンス性インピーダンスは、約20オームより大きい請求項19の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項25

前記補償器は、前記動作周波数に近似する共振周波数によって画定される並列共振回路を含む請求項18の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項26

前記補償器は、特定の信号周波数において阻止特性に影響を与える請求項23の電力増幅器アーキテクチャ。

請求項27

第1の周波数バンドで動作する第1のトランシーバを第1のアンテナに接続し、第2の周波数バンドで動作する第2のトランシーバを第2のアンテナに接続する無線周波数(RF)フロントエンド回路であって、前記第1のトランシーバからの送信線に接続可能な第1の電力増幅器と、前記第1のトランシーバからの受信線に接続可能な第1の低雑音増幅器と、前記第2のトランシーバからの送信線に接続可能な第2の電力増幅器と、前記第2のトランシーバからの受信線に接続可能な第2の低雑音増幅器と、前記第2のトランシーバからの送信線と前記第2の電力増幅器を含む前記第2のアンテナとの相互接続によって画定される送信チェーンにおける共存フィルタとを含み、前記共存フィルタは、前記第1の周波数バンドの受信と周波数重複する前記第2の周波数バンドの送信信号の一部を阻止し、前記第1の電力増幅器及び前記第1の低雑音増幅器は前記第1のアンテナに接続可能であり、前記第2の電力増幅器及び前記第2の低雑音増幅器は前記第2のアンテナに選択的に接続可能であり、前記共存フィルタは、前記第2の電力増幅器及び前記第2の低雑音増幅器と共にオンダイで製作されるRFフンロトエンドエンド回路

請求項28

前記第1の電力増幅器の出力に接続された第1のポート、前記第1の低雑音増幅器の入力に接続された第2のポート、及び前記第1のアンテナに接続可能な第3のポートを有するデュープレクサをさらに含み、前記デュープレクサは、前記第1の電力増幅器及び前記第1の低雑音増幅器を前記第1のアンテナに接続する請求項27のRFフロントエンド回路

請求項29

前記第2の電力増幅器の出力に接続された第1のポート、前記第2の低雑音増幅器の入力に接続された第2のポート、及び前記第2のアンテナに接続可能な第3のポートを有するスイッチをさらに含み、前記スイッチは、前記第2の電力増幅器及び前記第2の低雑音増幅器を前記第2のアンテナに選択的に接続する請求項27のRFフロントエンド回路。

請求項30

前記第1の周波数バンドは、広帯域符号分割多元接続(WCDMA移動通信モデルに対応する請求項27のRFフロントエンド回路。

請求項31

前記第1の周波数バンドの範囲は、約2.11〜2.17GHzにわたり、前記第1の電力増幅器及び第1の低雑音増幅器は前記範囲に同調される請求項27のRFフロントエンド回路。

請求項32

前記第2の周波数バンドは、無線ローカルエリアネットワーク(WLAN)データネットワークモダリティに対応する請求項27のRFフロントエンド回路。

請求項33

前記第2の周波数バンドの範囲は、約2.4〜2.5GHzにわたり、前記第2の電力増幅器及び第2の低雑音増幅器は前記範囲に同調される請求項27のRFフロントエンド回路。

請求項34

前記第1の電力増幅器、前記第2の電力増幅器、前記第1の低雑音増幅器、前記第2の低雑音増幅器及び前記共存フィルタは、金属酸化物半導体電界効果型、バイポーラ接合型、ヘテロ接合バイポーラ型、金属半導体電界効果型及び高電子移動度型からなるグループから選択された半導体構造に作製される請求項27のRFフロントエンド回路。

技術分野

0001

本発明は、広義では、無線周波数(RF)信号回路に関し、特に、移動無線通信デバイスのための、共存フィルタを有する無線ローカルエリアネットワーク(WLAN)の電力増幅器に関する。

背景技術

0002

無線通信システムは、長距離、および短距離データ転送を含む広い分野で応用されている。現在、それぞれの特定の需要満足しうる広い範囲のモデルが存在する。需要と技術展開に関し、これらのシステムの中で主要なものは、移動またはセルラ電話システムであり、全世界で、46億以上の人が加入していると推定されている。

0003

一般に、無線通信は、データを表現するために、様々に変調された無線周波数(RF)キャリア信号を利用している。そして、信号の変調、送信、受信、および復調は、1連の基準に従って運用されている。多くの異なる移動通信技術、またはエアインタフェースが存在し、これらには、GSM登録商標)、EDGE(GSM Evolutionに対する強化データレート)、およびUMTS汎用移動通信システム)が含まれる。これらの技術には、様々な世代が存在し、段階を追って展開されている。その中で、共通の第3世代(3G)UMTSモデルは、UMTS−FDD(周波数分割2重)と呼ばれる、WCDMA(登録商標)(広帯域符号分割多重)である。これらの移動通信モデルに加えて、移動電話システムには、ローカルエリアデータネットワークモデル無線LAN、またはWLAN(IEEE80.11x)等)が組み込まれている。

0004

移動携帯端末、またはいずれの無線通信システムの携帯端末における基本的な構成要素は、トランシーバであり、これは、送信回路受信回路とを組み合わせたものである。トランシーバは、データをベースバンド信号に符号化し、それを変調して、RFキャリア信号とする。トランシーバは、RFキャリア信号を受信すると、それをダウンコンバートし、復調してベースバンド信号を得て、そのベースバンド信号から、データを復号化する。送信機に接続されたアンテナは、電気信号電磁波に変換し、受信機に接続されたアンテナは、電磁波を変換して電気信号に戻す。従来の携帯端末トランシーバは、それだけで信頼性の高い通信を行うためには、出力電力が十分ではなく、また感度が十分ではない。従って、RF信号を付加的に加工することが必要である。この機能を提供するトランシーバとアンテナとの間の回路は、フロントエンドモジュールと呼ばれ、送信電力増幅するための電力増幅器、および/または、受信感度を増すための低雑音増幅器が含まれている。

0005

ユーザーによって、携帯電話ネットワークにしばしば要求される機能は、マルチタスクであり、特に、移動通信、またはセルラネットワークモデルを、音声呼と共に、データ通信、またはWLANモデルに使用して、インターネット検索、またはデータファイルダウンロードを行う等、同時使用のマルチタスクである。これに関しては、多くの試みがあり、これらの中の1つは、WLANサブシステムが動作している混雑したRF環境での同時使用である。更に、WCDMA/UMTS等のいくつかの移動通信サブシステムは、周波数領域2重プロトコルを利用しており、この場合、送信機と受信機とは、常に活性化されている。WLANからの送信は、動作周波数は異なるが、スプリアス雑音、および干渉を引き起こす可能性がある。携帯端末の小型化、および異なる通信サブシステムのそれぞれのアンテナを、互いに近接して設置しなければならないため、別の種類の挑戦が必要である。これらの制約の中で、重要な1つは、移動通信サブシステムが、過負荷または感度低下被ることなく、信頼性の高いセルラネットワーク受信に対するWLAN通信サブシステムからのベースバンド、および他のタイプの雑音を防止することである。

0006

従って、マルチモード移動通信携帯端末を実現する上で、フィルタリングは、重要な課題である。WCDMAおよびWLANが共に動作している環境では、帯域通過共存フィルタを使用して、WCDMA受信チェーンの感度の劣化を最小にすることができる。このフィルタによって、WLAN送信の高調波等の不要波放射を更に抑圧することができる。しかし、これらは、典型的に、低温同時焼成セラミックス(LTCC)デバイスであり、大型になり、従って、プリント回路基板の全体としての専有面積を増すこととなる。更に、このような共存フィルタはまた、電流消費が増大すること、および受信感度が劣化することによって、WLANシステム動作性能を劣化させる。最近、異なるタイプのフィルタ(SAW表面音響波)またはBAW(バルク音響波))が利用されている。これらのフィルタは、小さい専有面積で実現されている。しかし、コストが大幅に高くなる。

0007

WLAN電力増幅器チェーンの中にいくつかのフィルタを組み入れて、外部フィルタに対する要求を少なくすることができる。フィルタは、一般に電力増幅器の入力に接続される。それは、同じダイ上(on−die)に作製されるには有利であるが、このようにしたフィルタの動作性能は、好ましいものではない。オンダイ(on−die)構成要素は、Q値が低く、従って、外部共存フィルタを付加しなければならないということが問題である。特に、WLANチェーンの出力に接続されるこのようなフィルタは、約1.5〜2.0dBの挿入損失を有するこれにより、電力増幅器には、より高い出力が要求され、電源電池)からの電流消費が増すことになる。外部共存フィルタに関連する挿入損失はまた、WLANチェーンの受信感度を低下させ、リンク距離、およびデータスループットに対して、負の影響を与える。

発明が解決しようとする課題

0008

従って、WLANおよびWCDMA無線通信モデルの組み合わせを備えているフロントエンド回路から、外部共存フィルタを除去し、しかも、双方に対する適切な動作性能パラメータを保持しうる技術が要求されている。結論として、共存フィルタのオンダイの製作技術であって、フロントエンドシステムのコストを低減し、小型化と同時に、WLAN送信時の電流消費を低減させうる技術が求められている。このフロントエンド回路は、WLAN受信時に高い感度を有すると共に、WCDMA受信時にも、高い感度を有すると有利である。

課題を解決するための手段

0009

本発明の種々の実施形態においては、トランシーバをアンテナに接続し、入力ポート出力ポートとを含む電力増幅キアテクチャを提供することを目的としている。トランシーバは、特定の動作周波数に対応するように構成することができ、入力ポートに接続された入力整合セグメントと、出力ポートに接続された出力整合セグメントとを有することができる。さらに、阻止周波数範囲を有する少なくとも1つのフィルタを有することができる。電力増幅キアーテクチャは、増幅器セグメントを備えることがよく、この増幅器セグメントは、入力整合セグメントに接続された第1の端子と、出力整合セグメントに接続された第2の端子と、フィルタに接続された第3の端子とを有する少なくとも1つのトランジスタを有することができる。フィルタは、第1の誘導性相互接続に近接して接続することができる。この第1の誘導性相互接続は、第3の端子に接続された接合部をグラウンドに結び付ける。更に、補償器も設けることができ、この補償器は、入力整合セグメント、および出力整合セグメントに接続され、フィルタの不安定性を最小にする。

0010

別の実施形態として、アンテナにトランシーバを接続するための無線周波数(RF)フンロトエンドアーキテクチャが考えられる。RFフロントエンドアーキテクチャには、トランシーバの出力線に接続することができる送信入力ポートと、トランシーバの入力線に接続することができる受信出力ポートとを設けることができる。更に、動作周波数を有する電力増幅器を設けることもでき、この電力増幅器は、送信入力ポートに接続される。電力増幅器は、入力整合セグメントと、出力整合セグメントと、増幅器セグメントとを備えることができる。フンロトエンドアーキテクチャは、増幅器セグメントのエミッタ側に接続された、阻止周波数範囲を有するフィルタを更に備えることができる。エミッタは、バイポーラトランジスタに特定した名称であるが、電界効果型等の他のタイプのトランジスタで置き換えることもできる。この場合には、エミッタは、ソースに対応することとなる。また、補償器を設けることができる。この補償器は、電力増幅器の出力整合セグメント、および入力整合セグメントに接続され、エミッタ側フィルタにおける不安定さを最小にしている。また、受信出力ポートに接続される低雑音増幅器を備えることもできる。更に、スイッチを設けることができ、このスイッチは、アンテナに接続された第1のポートと、低雑音増幅器に接続された第2のポートと、電力増幅器に接続された第3のポートとを有する。低雑音増幅器と第2のポートとは、スイッチによって、選択的に、アンテナに接続することができる。

0011

更に別の実施形態においては、RFフンロトエンド回路とすることができる。このRFフンロトエンド回路を、第1の周波数バンドで動作する第1のトランシーバを第1のアンテナに接続し、第2の周波数バンドで動作する第2のトランシーバを第2のアンテナに接続することができる。RFフンロトエンド回路は、第1のトランシーバの送信線接続可能な第1の電力増幅器と、第1のトランシーバの受信線に接続可能な第1の低雑音増幅器とを備えることができる。更に、フンロトエンド回路は、第2のトランシーバの送信線に接続可能な第2の電力増幅器と、第2のトランシーバの受信線に接続可能な第2の低雑音増幅器とを備えることができる。第2のトランシーバの送信線と、第2の電力増幅器を含む第2のアンテナとの間の相互接続によって定める送信チェーンの中には、共存フィルタを設けることができる。共存フィルタは、受信を行う第1の周波数バンドと、周波数が重複している第2の周波数バンドの送信信号の一部を阻止することができる。第1の電力増幅器および第1の低雑音増幅器は、第1のアンテナに接続可能であり、第2の電力増幅器および第2の低雑音増幅器は、第2のアンテナに選択的に接続可能である。共存フィルタは、第2の電力増幅器および第2の低雑音増幅器と共に、一体に製作することができる。

0012

添付の図面を参照して、以下の詳細な説明を読むことにより、本発明をより理解しうると思う。

0013

本発明の種々の実施形態、およびその特徴および利点は、以下の説明および図面を参照することによって、よりよく理解しうると思う。

図面の簡単な説明

0014

第1のトランシーバ、第2のトランシーバ、フロントエンド回路、およびアンテナ対を含むデュアル動作モード通信システムの1つの実施形態を示すブロック図である。
CDMA信号およびWLAN信号スペクトルを示すグラフであり、重複している部分は、強調して示してある。
フィルタおよび補償回路を含む、本発明の一実施形態による電力増幅器アーキテクチャのブロック図である。
フィルタの第1の実施形態を示す略図である。
図4に示すフィルタの第1の実施形態の応答を示すスミスチャートである。
フィルタの第2の実施形態を示す図である。
図6に示すフィルタの第2の実施形態の応答を示すスミスチャートである。
フィルタの第3の実施形態を示す図である。
図8に示すフィルタの第3の実施形態の応答を示すスミスチャートである。
補償回路の1つの実施形態を示す図である。
図10に示す補償回路の応答を示すスミスチャートである。
図4に示すフィルおよび図10に示す補償回路の第1の実施形態を組み込んだ電力増幅器アーキテクチャの第1の実施形態を示す図である。
図6に示すフィルタの第2の実施形態を組み込んだ電力増幅器アーキテクチャの第2の実施形態を示す図である。
図8に示すフィルタの第3の実施形態を組み込んだ電力増幅器アーキテクチャの第3の実施形態を示す図である。
図13に示す電力増幅器アーキテクチャと同等の、電力増幅器アーキテクチャの1つの例を示す図である。シミュレーションのために、各成分の損失を含んでいる。
補償回路キャパシタC6を種々の異なる値としたときの、図15に示す電力増幅器アーキテクチャの1つの例の散乱パラメータを示すグラフである。
補償回路キャパシタC6を、種々の異なる値としたときの、図15に示す電力増幅器アーキテクチャの1つの例の散乱パラメータを示すグラフである。
補償回路キャパシタC6を種々の異なる値としたときの、図15に示す電力増幅器アーキテクチャの1つの例の散乱パラメータを示すグラフである。
補償回路キャパシタC6を種々の異なる値としたときの、図15に示す電力増幅器アーキテクチャの1つの例の散乱パラメータを示すグラフである。
入力電力スイープに応答した、動作特性測定値を示すグラフである。
入力電力スイープに応答した、動作特性測定値を示すグラフである。
入力電力スイープに応答した、動作特性測定値を示すグラフである。
入力電力スイープに応答した、動作特性測定値を示すグラフである。
高出力、高VSWR不整合動作条件のシミュレーションのための電力増幅器アーキテクチャの別の例を示す図である。
図18に示す電力増幅器アーキテクチャの小信号散乱パラメータを示すグラフである。
入力電力スイープに応答した、電力増幅器アーキテクチャの動作特性を示すグラフである。
入力電力スイープに応答した、電力増幅器アーキテクチャの動作特性を示すグラフである。
入力電力スイープに応答した、電力増幅器アーキテクチャの動作特性を示すグラフである。
トランジスタにおけるAC電圧を示すグラフである。
VSWRが10:1である場合における、負荷位相に対する電力増幅器アーキテクチャの動作性能測定結果を示すグラフである。
VSWRが10:1である場合における、負荷位相に対する電力増幅器アーキテクチャの動作性能測定結果を示すグラフである。
VSWRが10:1である場合における、負荷位相に対する電力増幅器アーキテクチャの動作性能測定結果を示すグラフである。
VSWRが10:1である場合における、負荷位相に対する電力増幅器アーキテクチャの動作性能測定結果を示すグラフである。
負荷位相に対してシミュレートされたSパラメータを示すグラフである。
負荷位相に対してシミュレートされたSパラメータを示すグラフである。
負荷位相に対してシミュレートされたSパラメータを示すグラフである。
負荷位相に対してシミュレートされたSパラメータを示すグラフである。
ソース不整合に対してシミュレートされたSパラメータを示すグラフである。
ソース不整合に対してシミュレートされたSパラメータを示すグラフである。
ソース不整合に対してシミュレートされたSパラメータを示すグラフである。
ソース不整合に対してシミュレートされたSパラメータを示すグラフである。
ボンドワイヤの形状に対してシミュレートされたSパラメータを示すグラフである。
ボンドワイヤの形状に対してシミュレートされたSパラメータを示すグラフである。
ボンドワイヤの形状に対してシミュレートされたSパラメータを示すグラフである。
ボンドワイヤの形状に対してシミュレートされたSパラメータを示すグラフである。
ボンドワイヤの形状に対してシミュレートされたSパラメータを示すグラフである。
2段電力増幅器に対してシミュレートされたSパラメータを示すグラフである。
各段に阻止ノッチを有する3段電力増幅器に対してシミュレートされたSパラメータを示すグラフである。

0015

図面および詳細な説明を通じ、同じ要素には、同じ符号を使用する。

実施例

0016

本発明は、種々の無線周波数(RF)フロントエンド、特に電力増幅器および関連する送信チェーン回路に関するものである。添付の図面を参照しつつ以下で行う詳細な説明は、現在の好ましい実施形態に関するものであり、開発され、利用し得る唯一の形態を示すものではない。以下の説明は、図示した実施形態と関連づけて行うものである。しかし、同一または同等の機能を、異なる実施形態によっても、達成することができ、これらもまた、本発明の範囲の中に包まれるものである。また、第1、および第2等の相互を関係づける用語は、必ずしも、各要素の関係または順序を示すものではなく、単に、1つの要素を他の要素と区別する目的で使用されているものである。

0017

説明する例は、WCDMA(広帯域符号分割多元接続)移動通信モデル、およびWLAN(ワイヤレスローカルエリアネットワーク)モデルを含むデュアル動作モード通信システムに関するものである。多くの場合において、WCDMおよびWLANは、システムの様々な構成要素の変形を表す語としてとして使用する。しかし、本発明は、他の通信モデル、およびネットワークモデル(GSM、EDGE(GSMエヴォルーションのための拡張データレート)、(WCDMA−HSPA(高速パケットアクセス)−LTE(長期的進化)、CDMA2000等)にも適用することができる。当業者は、本明細書に示す開示に基づいて、これらの代替的通信モデル、および特定の動作周波数に対応するシステムを具体化することができると思われる。従って、特定の構成要素に対する具体的な言及は、単なる例示であり、限定をする目的のものではない。より広い説明も可能ではあろうが、簡単にするために、それらは、省略することとする。

0018

図1は、デュアル動作モード通信システム10のブロック図を示す。具体的には、デュアル動作モード通信システム10には、WCDMAモデル/標準準拠し、RF信号を送信および受信する第1のトランシーバ12と、WLANモデル/標準に準拠し、RF信号を送信および受信する第2のトランシーバ14とが存在する。第1のトランシーバ12および第2のトランシーバ14は、フロントエンド回路16に接続され、フロントエンド回路16は、それぞれ、第1のアンテナポート22、第2のアンテナポート24を介して、第1(WCDMA)のアンテナ18、および第2(WLAN)のアンテナ20に接続されている。

0019

第1のトランシーバ12は、RF信号を生成し、相手遠隔受信機に対して、第1のモデル(WCDMA)送信ポート26の上で 送信される。この信号(WCDMA送信信号28とも呼ばれる)は、フロントエンド回路16の送信入力ポート32を通って、第1(WCDMA)の電力増幅器30に渡される。上述したように、WCDMA送信信号28の電力レベルは、信頼性確保および長距離RF通信のためには非常に低い可能性があり、第1の電力増幅器30によって増幅される。第1の電力増幅器30は、第1のトランシーバ12の汎用目的入力/出力(GPIO)ポート34で生成される信号によって、イネーブル、およびディセーブルされる。この信号は、WCDMA送信イネーブル信号36と呼ぶこともでき、フロントエンド回路16の上のWCDMA送信イネーブル入力ポート38を介して、第1の電力増幅器30に送られる。

0020

第1のトランシーバ12は、基本的に、第1のアンテナ18で受信されたRF信号を検出する感度に欠けている。従って、電力レベルは、第1(WCDMA)の低雑音増幅器40によって増幅される。増幅された信号は、WCDMA受信信号44として、フロントエンド回路16のWCDMA受信出力ポート42に送られる。WCDMA受信出力ポート42は、第1のトランシーバの第1のモデル(WCDMA)受信ポート46に接続されている。信号受信をイネーブルおよびディセーブルするために、第1のトランシーバ12は、第2のGPIOポート48の上に、WCDMA受信イネーブル信号50を生成する。この信号50は、フロントエンド回路16の上のWCDMA受信イネーブル入力ポート52を介して、第1の低雑音増幅器40に送られる。

0021

第1の電力増幅器30の出力および第1の低雑音増幅器40への入力は、デュープレクサ54に接続されている。より具体的には、デュープレクサ54は、第1の電力増幅器30に接続された第1のポート56、第1の低雑音増幅器40に接続された第2のポート58、および第1のアンテナポート22に接続された第3のポート60を有する。理解されることだが、第1のトランシーバ12の通信モデルでは周波数領域の2重化が利用される。従って、信号の送受信は、2つの異なる周波数で行われ、第1のアンテナ18は、第1の電力増幅器30と第1の低雑音増幅器40との両方に同時に接続することができる。

0022

デュアル動作モード通信システム10はまた、WLAN通信モデルに特有の、第2のトランシーバ14を含んでいる。フロントエンド回路16は、第2のトランシーバ14に固有の構成成分および機能を備えている。これらのものの大部分は、上記で述べた第1のトランシーバ12におけるものと同様である。

0023

これに関し、第2のトランシーバ14は、第2(WLAN)のモデルの送信ポート62と共に、第2(WLAN)のモデルの受信ポート64を含んでいる。第2のトランシーバ14は、WLAN送信信号66を生成し、この信号は、フロントエンド回路16の送信入力ポート68に送られ、第2(WLAN)の電力増幅器70によって増幅される。第2のトランシーバ14の別のGPIOポート72からは、WLAN送信イネーブル信号74が出力され、WLAN送信イネーブル入力ポート76を介して、第2の電力増幅器70に送られる。

0024

第2のアンテナ20を介して受信された信号の電力は、第2(WLAN)の低雑音増幅器78により増幅され、第2の(WLAN)低雑音増幅器78の出力は、WLAN受信出力ポート80に接続される。受信され、増幅されたWLAN信号82は、第2のトランシーバ14の第2(WLAN)のモデルの受信ポート64に渡される。受信機能は、GPIO出力86から生成されるWLAN受信イネーブル信号84に基づいて、活性化、および無効化され、WLAN受信イネーブル入力ポート88に渡される。WLAN受信イネーブル入力ポート88は、第2(WLA)の低雑音増幅器78に接続されている。第2の電力増幅器は、WLAN通信モデルに特有であるので、下記で詳述するその具体的実施形態は、IEEE802.11規格によって規定された信号電力レベルを生成することができ、線形モードで動作することができる。この線に沿って、種々の回路を、他の電力増幅器に同調させることができる。

0025

WCDMAとは対照的に、WLANでは、時間領域の2重プロトコルを利用している。この場合、送信および受信は、同じ周波数を使用するが、時間間隔が交互になっている。従って、第2のアンテナ20は、送信チェーンまたは受信チェーンのいずれかに、選択的に接続される。この選択的接続のために、単一極、2投入RFスイッチ90が存在し、このスイッチの第1のポート92は、第2の電力増幅器70の出力に接続され、また第2のポート94は、第2の低雑音増幅器78の入力に接続され、第3のポート96は、第2のアンテナポート24に接続される。

0026

フロントエンド回路16は、共存フィルタ98を更を備え、共存フィルタは、周波数領域でWCDMA受信信号44と一致するWLAN送信信号66の特定の部分を減衰させるようになっている。これは、共存フィルタ98を使用することにより、付加的な外部フィルタを必要でなくするためである。図2には、プロット99、100、および102を示す。プロット99は、第1のアンテナ18におけるWCDMA送信信号28の周波数スペクトラムの1つの例を示し、プロット100は、第2のアンテナ20におけるWLAN送信信号66の周波数スペクトラムの1つの例を示し、プロット102は、第1のアンテナ18の上で受信したWLAN送信信号66の減衰した電力の周波数スペクトラムを示す。典型的な実施形態においては、第1のアンテナ18は、第2のアンテナ20から、約15dB〜20dBだけ分離されている。この信号レベルは、付加的なフィルタを使用せずに減衰しているにも拘わらず、WLAN送信信号66は、非常に強く、WCDMAチェーンの受信機感度を低下させる。

0027

WLANの動作周波数は、は2.4〜2.5GHzであり、WCDMAの受信バンド高域は、2.11〜2.17GHzである。しかし、WLAN送信周波数スペクトラムの低域側肩に沿って、一致する領域104が存在し、この一致する領域の中には、WCDMA受信バンド106と重複する位相雑音、変調スペクトラムの寄与等を含む帯域内雑音が存在する可能性がある。更に、プロット108は、WCDMA送信信号からの広帯域雑音の周波数スペクトラムを示す。しかし、デュープレクサ54は、この雑音レベルを、熱雑音フロア−174dBm/Hzより約6dB低いレベルに減衰させることができるものである。この減衰にも拘わらず、WCDMA受信ポート46における全雑音は、1dBだけ増加する可能性があり、これにより、対応する受信感度は劣化する。

0028

ここで考慮しているWCDMAおよびWLANを含む典型的なデュアル動作モード通信システム10のための、本発明の様々な実施形態においては、WCDMA受信感度の許容可能な劣化は、WLANとの同時動作において、0.5〜1.0dBを越えてはならない。この動作性能を達成するためには、WLAN送信からの許容可能な付加的雑音レベルは、受信モードにある第1のトランシーバ12の雑音指数に依存するが、−180dBm/Hzである。

0029

図3を参照して、フロントエンド回路16、特に、その電力増幅器アーキテクチャ110の詳細を考える。電力増幅器アーキテクチャ110全体はまた、送信チェーンと呼ぶことができ、フロントエンド回路16の中の構成成分を含んでいる。フロントエンド回路16は、WLAN送信入力ポート68と第2のアンテナポート24との間の電気回路の一部である。従って、電力増幅器アーキテクチャ110は、WLANの動作モードに固有であり、従って、2.4〜2.5GHzの動作周波数バンドを有する。いくつかの場合においては、第2のアンテナ20、または第2のトランシーバ14等の他の構成成分も、送信チェーンの一部であると考えることができる。従って、前記で挙げたWLAN送信入力ポート68に、おおむね対応する入力112、およびスイッチ90を介して、第2のアンテナ20に接続可能な出力114が存在する。

0030

最も基本的な形態においては、電力増幅器のアーキテクチャ110は、トランジスタ116を含み、トランジスタ116は、第1の、またはベース端子116a、第2の、またはコレクタ端子、116b、および第3の、またはエミッタ端子116cを有する。トランジスタは、バイポーラ型であるが、電界効果型を利用した他の形態であってもよい。この場合には、第1の端子116aは、ゲート端子であり、第2の端子116bは、ドレイン端子、第3の端子は、ソース端子であると考えられる。第1の端子116aは、入力整合セグメント118に接続され、入力整合セグメント118は、入力112に接続されている。第2の端子116bは、出力整合セグメント120に接続され、出力整合セグメント120は、出力114に接続されている。入力整合セグメント118、および出力整合セグメント120は、それぞれ、第2のトランシーバ14,および第2のアンテナ20から見たインピーダンス(典型的には50オーム)に整合されている。

0031

第3の端子116cは、グランドに結び付けられる。しかし、一般的な半導体ダイによる実施形態では、グランドに接続されているボンドワイヤまたは複数のボンドワイヤは、インダクタンス122を有する。従来のモデルでは、整合部118,120のどちらかにフィルタを利用するが、本発明の種々の実施形態においては、共存フィルタを、従来のボンドワイヤまたはエミッタをグラウンドに結び付ける既存のボンドワイヤ、または誘導性相互接続と並列に、エミッタまたは第3の端子に接続する。種々の実施形態においては、誘導性相互接続は、ボンドワイヤであるが、オンダイ(on−die)プリントインダクタ等の、他のタイプの誘導性相互接続とすることもできる。ここに示す例では、1つのトランジスタを有する1段の増幅段であるが、いくつかのまたは全ての段に、それぞれ共存フィルタを有する多段構成することも可能である。インダクタンス122および共存フィルタの高いQ値によって、近接する周波数バンドを、正確に阻止し、急峻なフィルタ特性を実現することができる。共存フィルタに関わる更なる詳細について、以下で検討する。

0032

トランジスタ116のエミッタ側に共存フィルタ98を挿入すると、特定の周波数で、増幅器が不安定となるおそれがある。しかし、本発明の種々の実施形態においては、この不安定さを緩和するために、補償回路126を設けている。この補償回路126については、後で詳細に述べる。

0033

図示の電力増幅器アーキテクチャ110の構成要素は、全て単一の半導体ダイ上に作製することができる。そのため、アンテナ側の外部フィルタの除去が可能となり、WLANの受信チェーンの感度を向上させることができることとなる。更に、統合されたデバイスは、デュアル動作モード通信システム10の全体的な専有面積を低減させ、保守費用を削減させることができる。付加されたオンダイ共存フィルタ98、および補償回路126によって増える専有面積は、最小であり、1段構成に対して、5%より小さく、多段構成において、10%よりも小さい。上述したように、トランジスタ116は、バイポーラ型または電界効果型であっても良く、金属酸化物半導体電界効果トランジスタMOSFET)、金属半導体電界効果トランジスタMESFET),ヘテロ接合バイポーラSOI(Silicon on Insulator)、高電子移動度(FEMT)等の、任意のいずれの半導体構造を利用することができる。また、シリコンガリウムヒ素GaAs)等の、適切な半導体基板を利用することもでき、本発明は、いずれかの特定の半導体作製技術に限定されないものである。

0034

図4に示すように、共存フィルタ98aの第1の実施形態は、接合部128に接続されたキャパシタC2を含んでいる。接合部128は、トランジスタ116の第3の端子116cに結び付けられる。グラウンドに結び付けられたインダクタL2は、キャパシタc2と直列に接続される。上記したように、インダクタンス122が存在し、このインダクタンスは、第3の端子116cをグラウンドに結び付けるボンドワイヤに対応する。これは、インダクタL1で示されている。同様に、インダクタL2もまた、高いQ値を有するボンドワイヤと実現することができる。インダクタL1およびL2に対応するボンドワイヤは、互いに近接して配置され、ボンドワイヤのダイパッドは、それらの間の結合係数を定める。その典型的な値は、0.4〜0.5である。

0035

キャパシタC2とインダクタL2およびL1の値は、WLAN動作周波数(2.4〜2.5GHz)において、エミッタ側から見た接合116cにおけるインピーダンスの抵抗成分が小さい値となるように選択される。いくつかの実施形態においては、この抵抗性インピーダンスの抵抗成分は、3〜4オームより小さい。また、この動作周波数における、インピーダンスのリアクタンス成分は、殆どゼロである。インダクタL2は、キャパシタC2と共に、利得を増大させている。図5のスミスチャートは、共存フィルタ98aの第1の実施形態のシミュレートされた応答/散乱パラメータ(S11)を示している。動作周波数2.45GHzにおける値は、マーカ130で強調してある。

0036

阻止されるべきWCDMA動作周波数(2.17GHz)において、共存フィルタ98aは、15〜20オームより大きな抵抗性インピーダンスを有する。インピーダンスのリアクタンス成分もまた、高く、20〜25オームよりも大きい。マーカ132は、2.17GHzにおける応答を強調している。図に示すように、WCDMA受信周波数と一致するWLAN送信雑音を、高いレベルで阻止している。

0037

ここで図6を参照すると、共存フィルタ98bの第2の実施形態が描かれる。この変形例もまた、第3の端子116cに結び付けられた接合部128に接続されたキャパシタC2と、キャパシタC2に直列に接続され、グラウンドに結び付けられたインダクタL2とを含む。更に、接合部128に接続されたキャパシタC3と、キャパシタC3と直列に接続されグラウンドに結び付けられたインダクタL3とが存在する。上記したように、インダクタL1は、トランジスタ116の第3の端子116cをグラウンドに結び付けるボンドワイヤとして実装することができる。これらの線に沿って、インダクタL2およびL3もまた、ボンドワイヤとすることができ、これらは、互いに近接して配置される。インダクタL1およびインダクタL2のダイパッドの間の結合係数、およびインダクタL1およびインダクタL3のダイパッドの間の結合係数は、0.4〜0.5である。他方、インダクタL2およびインダクタL3のダイパッドの間の結合係数は、例えば0.2〜0.3である。

0038

図7のスミスチャートは、動作周波数2.45GHz、および阻止周波数2.17GHzにおける共存フィルタ98bのSパラメータ(S11)を示す。キャパシタC2およびC3、およびインダクタL2およびL3の値は、共存フィルタ98aに関して上記した場合と、実質的には等しい値としてある。

0039

図8は、共存フィルタ98Cのさらに別の、第3の実施形態を示す。この実施形態では、インダクタL4は、トランジスタ116の第3の端子116cから接合128を分離している。しかし、インダクタL3と直列に接続されているキャパシタC3は、第3の端子116cに直接に接続されている。第2のインダクタL2と直列に接続されている第2のキャパシタC2は、接合128に接続されたままである。この場合も同様に、インダクタL1、L2、およびL3は、ボンドワイヤとすることができ、それらが取り付けられているダイパッドは、種々の磁気結合係数を定め、これらは、上記で議論したパラメータと合致している。

0040

共存フィルタ98cの様々な構成要素は、動作周波数および阻止周波数帯域において、上記したインピーダンス特性を示すように調整することができる。図9のスミスチャートに示されているそれらのシミュレートされた結果は、それらの合致を示している。共存フィルタ98cの第3の実施形態では、インピーダンス整合の柔軟性が増し、電力増幅器アーキテクチャの入力リターンロス等の主要な動作性能パラメータが改善されていることを理解することができる。

0041

図5図7、および図9のスミスチャートに示すように、共存フィルタ98a〜98cの各実施形態は、トランジスタ116のエミッタにおけるフィルタを含めることに起因する潜在的に不安定な周波数領域134によって特徴付けられている。図10に示すように、補償回路126の1つの実施形態は、入力整合セグメント118に接続された第1のポート136,および出力整合セグメント120に接続された第2のポート138を有している。より詳細には、補償回路126は、キャパシタC5およびインダクタL5を含む並列共振回路140で構成されている。この並列共振回路140は、キャパシタC6と直列に接続されている。

0042

図11のスミスチャートにおいて、インダクタL5およびキャパシタC5の値は、共振周波数が、WLAN動作周波数2.45GHzに大体等しくなるように選定されている。
更に、並列共振回路140は、そのインピーダンスのインダクタンス成分が、不安定周波数範囲134において反対に働くように構成されている。更に、キャパシタC6は、出力整合セグメント120のバイアス電源制御ブロックとの間の直流(DC)電流遮断し、これにより、トランジスタ116のベース端子116aに、適切な電圧を与えている。キャパシタC6の更なる調整により、電力増幅器アーキテクチャ110の総合動作にも影響を与えることとなる。

0043

上述の共存フィルタ98および補償回路126は、電力増幅キアーテクチャ110の中に組み入れることができる。更に、より一般的には、この電力増幅キアーテクチャ110を、デュアル動作モード通信システム10の中に組み入れることができる。図12は、電力増幅キアーテクチャ110aの第1の典型的な実施形態を示す。この場合、入力整合セグメント118、増幅器/トランジスタ116、補償回路126、出力整合セグメント120、および共存フィルタ98を中に組み入れることができる。この例においては、共存フィルタ98の第1の実施形態98aを示している。入力112は、入力整合セグメント118に接続され、出力114は、出力整合セグメント120に接続されている。インダクタL4、L6、およびL7の構成要素値は、低い値(0.1〜0.2nHより低い値)に保持して、同調を簡単にすることができる。更に出力整合セグメント120に関しては、それらのキャパシタC8、およびインダクタL8は、動作周波数の第2高調波で直列共振するように構成することができる。

0044

電力増幅器アーキテクチャの第1の実施形態110aの動作は、上記した種々の構成要素の機能の組み合わせである。総合の電力増幅キアーテクチャ118a、および種々の能動、受動構成要素コンテキストの中で、更なる同調の可能性を考えることとする。キャパシタC6の値は、上記で上げた2.11〜2.17GHzのWCDMA受信バンドの外に、広い範囲の阻止周波数領域に対して調整することができる。通信システム10で扱われる可能性がある他の敏感な周波数バンド(種々セルラ通信モデル(GSM、GPRS、EDGE、3GWCDMA、HSPA、LTE、CDMA−2000,GPS周波数バンド(1.575GHz)、他のオーディオおよびビデオ放送システム等)、で利用されている800MHz、1000MHz、1.7GHz、および2.0GHzを含む)もまた、フィルタで阻止することができる。不要信号の阻止を高めることにより、2つのアンテナ間の距離を小とし、従って、装置の小型化と共に、WCDMAチェーンの受信感度を高い値に維持したまま、通信モデルの間の結合を高めることができる

0045

図13は、電力増幅器アーキテクチャの第2の実施形態110bを示す。この場合も、入力整合セグメント118、出力整合セグメント120、および同じ補償回路126を備えている。しかし、共存フィルタの第2の実施形態98bと置換されている。共存フィルタ98bの第2の実施形態を使用することにより、周波数2.11〜2.17GHzの周波数(WCDMA)バンドにおける信号/雑音の阻止特性を高めることができる。その他の点に関しては、実施例110aの動作と同じである。

0046

図14は、電力増幅器アーキテクチャの第3の実施形態110cを示す。この場合も同様に、入力整合セグメント118は、入力112およびトランジスタ116のベース端子116aに接続されており、出力整合セグメント120は、出力114、およびトランジスタ116のコレクタ端子116bに接続されている。エミッタ端子116cには、共存フィルタの第3の実施形態98cが接続されている。入力整合セグメント118および出力整合セグメント120との間には、補償回路126が接続されている。電力増幅器アーキテクチャの第3の実施形態110cによって、入力整合セグメント118における、可能性のあるいずれのインピーダンス不整合に関わる問題も軽減される。

0047

上記で簡単に述べたように、電力増幅キアーテクチャ110は、カスケード接続された多段の増幅器によって構成することができる。これにより、所望の阻止周波数バンドにおける阻止特性が改善される。電力増幅器アーキテクチャの第3の実施形態110cを最終段に使用した場合には、電圧定在波比(VSWR)不整合の許容範囲が拡大され、これにより、トランジスタ116の端子における電圧スイングが減少する。電圧スイングの減少が期待されることにより、トランジスタ116は、低電圧型であってよく、保守費用が低減される。

0048

1つの回路例142を使用して、電力増幅器アーキテクチャの第2の実施形態110bの動作特性のシミュレーションを行った。その結果を図15に示す。この回路例は、上記で述べた構成要素に加えて、種々のインダクタ、およびキャパシタに関係する典型的な抵抗損失を表す追加的な抵抗を含んでいる。回路に、時間領域の電流波形、および電圧波形印加して、P1〜P5における、種々の測定結果が記録された。次に示す表は、図15に示す回路例142に含まれる構成要素値を示す。これらの値は、単なる例として示すものであり、限定する目的のものではない。



表1:電力増幅器アーキテクチャ(第2の実施形態)の構成要素値

0049

図16A図16Dは、それぞれ、電力増幅器アーキテクチャの第2の実施形態110bに対応する例示的な回路例142のSパラメータのプロットを示す。各グラフにおいて、第1のプロット150は、ポート1(入力)反射係数S11、第2のプロット152は、順方向電圧利得S21、第3のプロット154は、ポート2(出力)反射係数S22、また、第4のプロット156は、逆方向電圧利得S21である。図16Aのグラフは、キャパシタC6を8pFにした時のシミュレーション結果を示す。図16Aに示すように、WCDMA受信バンド周波数(2.11〜2.17GHz)における雑音の阻止は、容易に達成できている。図16Bは、キャパシタC6を、13pFに設定した場合の別のシミュレーションを示す。この図より、キャパシタをこの値に更に調整することにより、2GHz以下の周波数において阻止できることが分かる。C6を20、30pFとした場合を、それぞれ、図16C、16Dに示す。

0050

図17A〜17Dのグラフは、回路例142の、WLAN動作周波数2.45GHzにおける連続波電力スイープに対する応答の動作特性を示す。これらのシミュレーションに対して、補償回路126のキャパシタC6は、13pFに設定されている。図17Aのグラフによれば、1dB利得圧縮(P1dB)における出力電力は、約18dBmであり、WLAN送信電力(誤りベクトル振幅約3%)に対して、約12〜13dBmの線形電力が得られる。図17Bのグラフに示すように、入力電力を変えた時の順方向電力利得の位相偏差は、5度より小さく、従って、電力増幅キアーテクチャ110は、線形で動作していると理解することができる。上に簡単に述べたように、本発明の電力増幅キアーテクチャにおいて考えられる利点の1つは、WLANチェーンの電力消費を低減することである。図17Cのグラフは、種々の入力電力レベルに対するDC電流を示す。最大電力レベル14dBmにおける電流は、50mA未満である。図17Dのグラフは、キャパシタC6は、以前と同じ13pFとして、2.45GHzと、6MHzオフセットとの2トーン入力電力スイープを示す。回路例142の線形性を規定する3次相互変調歪みは、出力電力14dBm以下で、−38dBc未満である。

0051

図18における上記の例では、電力増幅器アーキテクチャ110の小信号動作特性を示す。大きい値の負荷VSWRを有する高電力応用もまた、考えることができる。第2の回路例160のシミュレーションを行った。シミュレーションに使用した構成要素値を表2に示す。



表2:高いVSWRのシミュレーションに対する電力増幅器アーテクチャの構成要素値

0052

VSWR不整合のアンテナに導かれる電力をシミュレートするために、理想的な結合器162が接続されている。10:1のVSWRに対しては、試験負荷抵抗は、5オームに固定され、理想的な移相器164を使用して位相を回転させる。図19のグラフに示すように、第2の回路例160のシミュレーションから得られた小信号Sパラメータは、前に述べた第1の回路例142のSパラメータと似ている。WCDMA受信バンドに対応する2.11〜2.17GHzの範囲における雑音の阻止は、27dBより大きいと予想される。図20Aを見ると、1dB利得圧縮の電力は、21.5dBmである。また、図20Bのグラフによれば、種々の入力電力に対する順方向電圧利得S21の位相偏差は、5度より小さい。図20Cのグラフは、入力電力スイープに対するDC電流消費特性を示している。図20Aのグラフは、1dB利得圧縮に対応する最大入力線形電力は、約17dBmであることを示している。この値は、移動通信モデルに対する典型的な値である。図21のグラフは、入力電力が17dBmである場合の、2.45GHz信号に対する、トランジスタ116におけるAC電圧を示す。これに関連して、これらのシミュレーションのそれぞれは、動作周波数2.45GHzにおける入力電力スイープに関している。誤りベクトル振幅(EVM)約3%に対応する線形電力16dBmにおけるDC電流消費は、87mAであり、この値は、従来の増幅器と同程度である。

0053

図22A図22Dは、動作周波数2.45GHzにおいて、供給電圧を3.3Vとし、VSWR10:1の負荷の位相に対するコレクタエミッタ電圧、およびコレクタ〜ベース電圧、DC電流、利得圧縮1dBの出力、および小信号利得をプロットしたものである。図22Aのグラフは、最大入力電力17dBmにおいてシミュレートした、コレクタ〜エミッタ電圧のプロット166、およびコレクタ〜ベース電圧のプロット168を示す。このVSWR不整合において、コレクタとベースとの間の最大電圧の増加は、0.6V未満である。それと関連する図22Bのプロット170は、最大入力電力18dBmのときの、シミュレートされた、位相に対するDC電流を示す。プロット172は、入力信号18dBmの場合、またプロット174は、入力電力16dBmの場合である。図22Cのグラフのプロット176は、負荷VSWR10:1の時の、シミュレートされた、位相に対する1dB利得圧縮の出力電力を示す。ここに示すように、P1dBおよび最大線形電力の変動は、1.4dB未満であると考えられ、この値は、従来の構成より、大幅に低い値である。更に、図22Dのプロット177は、異なる位相に対するVSWR10:1の負荷における小信号利得を示す。変動は、+/−2.5dBである。

0054

続くグラフに示すように、負荷および信号源VSWRの更に広い範囲に亘って、WCDMA受信バンド2.11〜2.17GHzにおける阻止量は、高く保たれている。図23A図23Dは、負荷を5オーム、キャパシタC6を13pFとした場合でシミュレートされたSパラメータを示す。各グラフは、ポート1(入力)の反射係数S11に対する第1のプロット178、順方向電圧利得S21に対する第2のプロット180、ポート2(出力)の反射係数S22に対する第3のプロット182、逆方向電圧利得S12に対する第4のプロット184を含んでいる。178a、180a、182a、および184aを有する図23Aは、位相0度に対するプロットであり、178b、180b、182b、および184bを有する図23Bは、位相45度に対するプロットであり、178c、180c、182c、および184cを有する図23Cは、位相90度に対するプロットであり、178d、180d、182d、および184dを有する図23Dは、位相135度に対するプロットである。

0055

図24A図24Dのグラフは、ソース5オーム、キャパシタC6を13pFとした時の、ソース不整合位相に対してシミュレートしたSパラメータをプロットしたものである。各グラフは、ポート1(入力)の反射係数S11に対する第1のプロット186、順方向電圧利得S21に対する第2のプロット188、ポート2(出力)の反射係数S22に対する第3のプロット190、逆方向電圧利得S12に対する第4のプロット192を含んでいる。186a、188a、190a、および192aを有する図24Aは、位相0度に対するプロットである。186b、188b、190b、および192bを有する図24Bは、位相45度に対するプロットである。186c、188c、190c、および192cを有する図24Cは、位相90度に対するプロットであり、186d、188d、190d、および192dを有する図24Dは、位相135度に対するプロットである。

0056

図25A図25Eのグラフは、種々の異なる構成のボンドワイヤに対してシミュレートされたSパラメータをプロットしたものである。この場合も同様に、各グラフは、ポート1(入力)の反射係数S11に対する第1のプロット194、順方向電圧利得S21に対する第2のプロット196、ポート2(出力)の反射係数S22に対する第3のプロット198、逆方向電圧利得S12に対する第4のプロット200を含んでいる。194a、196a、198a、および200aを含む図25Aは、2つのボンドワイヤと1つのキャップがある構成に対するプロットであり、194b、196b、198b、および200bを含む図25Bは、1つのボンドワイヤがあり、並列帰還がない構成に対するプロットであり、これに対して、194c、196c、198c、および200cを含むず25Cは、1つのボンドワイヤと並列帰還がある構成に対するプロットである。194d、196d、198d、および200dを含む図25Dは、3つのボンドワイヤがあり並列帰還がない構成に対するプロットである。194e、196e、198e、および200eを含む図25Eは、2つのボンドワイヤがあり並列帰還がない構成に対するプロットである。

0057

上述したように、電力増幅キアーテクチャは、多段として構成することができる。図26にプロットしたSパラメータは、ポート1(入力)の反射係数S11に対する第1のプロット202、順方向電圧利得S21に対する第2のプロット204、ポート2(出力)の反射係数S22に対する第3のプロット206、および逆方向電圧利得S21に対する第4のプロット208を含み、WLAN周波数バンド(2.45GHz)とWCDMA受信バンド(2.17GHz)との間の分離は、65dBcより高いことを示している。この値は、携帯端末/移動通信応用に対して十分な値であり、アンテナ、または電力増幅器出力に対する付加的なフィルタリングは不要であることを理解することができる。更に、他の全てのセルラバンド、およびGPSバンドの周波数は、56dB以上阻止することができ、従って、他のフィルタリングは、必要ではない。

0058

WLAN周波数バンドにおけるフィルタリングおよび阻止特性は、各段に、フィルタまたは阻止「ノッチ」が含まれる増幅段を追加することにより、更に改善することができる(3段増幅器のシミュレーション結果を図27に示す)。不要雑音/信号の阻止は、83dBより大きく、この値であれば、以前と同様に、電力増幅キアーテクチャ110に外部フィルタを付加する必要はない。セルラモデル、およびGPSモデルを含む他の周波数バンドも、80dB以上阻止される。これほど高い阻止レベルが必要でない場合もある。その場合には、通信システム10の構成を変形して、より近接して配置されたアンテナを利用することができる。

0059

これまでに示した特定の実施形態は、単なる示したものであって、本発明の実施形態について議論を行うことを目的とするだけのものであり、本発明の原理概念的側面を、最も正しく、かつ最も容易に理解できる説明を提供するものである。従って、種々の実施形態に対して、本発明の基本的理解に必要である以上の詳細については示していない。図面を使用して行ったこれらの説明は、実際にはいくつかの形で実現することができると言うことは、当業者には明らかであると思われる。

0060

[関連出願に対する相互参照
本出願は、米国特許仮出願第61/481557号(2011年5月2日出願)「WCDMAハンドセット応用のための、共存フィルタを有するWLAN電力増幅器アーキテクチャ」に関連するものであり、その利益を主張する。前記仮出願は、参照用として、全て、本明細書に組み込まれるものとする。
陳述注記連邦政府研究/開発支援/適用せず

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