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技術 インターリーブコンバータ

出願人 ローム株式会社国立大学法人島根大学
発明者 山口敦司森山洋平柏木淳一坂本晃輝山本真義梅上大勝川上太知
出願日 2016年5月20日 (4年6ヶ月経過) 出願番号 2016-101441
公開日 2017年11月24日 (2年11ヶ月経過) 公開番号 2017-208976
状態 特許登録済
技術分野 DC‐DCコンバータ
主要キーワード 電流帰還ループ 入力極性 電流差分値 スロープ信号 電流平衡 差分入力 ロジック制御 インターリーブ制御
関連する未来課題
重要な関連分野

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図面 (14)

課題

従来よりも好ましい電流平衡制御を実現する。

解決手段

制御装置10は、複数相出力段(101A/B)を所定の位相差で駆動することにより入力電圧Viから出力電圧Voを生成するインターリーブコンバータ1の制御主体である。制御装置10は、各相の出力段に流れる電流をそれぞれ検出して各相の電流帰還制御を行う複数の電流帰還制御部(108A/B、109A/B、110A/B)と、各相の出力段に流れる電流の平均値を用いて各相の電流帰還制御部をそれぞれ調整する電流平衡制御部(201、202、203A/B、204A/B、205A/B)と、を有する。なお、制御装置10は、出力電圧Vo(ないしは帰還電圧Vfb)を検出して電圧帰還制御を行う電圧帰還制御部(105、106、107A/B)をさらに有する。

概要

背景

従来より、複数相(例えば2相)のスイッチング出力段を所定の位相差(2相であれば位相差180°)で駆動することにより、入力電圧から所望の出力電圧を生成するインターリーブコンバータマルチフェイズコンバータ)が提案されている。

また、従来のインターリーブコンバータには、各相電流不均衡が生じないように、電流平衡制御を行うものもある。

なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献1を挙げることができる。

概要

従来よりも好ましい電流平衡制御を実現する。制御装置10は、複数相の出力段(101A/B)を所定の位相差で駆動することにより入力電圧Viから出力電圧Voを生成するインターリーブコンバータ1の制御主体である。制御装置10は、各相の出力段に流れる電流をそれぞれ検出して各相の電流帰還制御を行う複数の電流帰還制御部(108A/B、109A/B、110A/B)と、各相の出力段に流れる電流の平均値を用いて各相の電流帰還制御部をそれぞれ調整する電流平衡制御部(201、202、203A/B、204A/B、205A/B)と、を有する。なお、制御装置10は、出力電圧Vo(ないしは帰還電圧Vfb)を検出して電圧帰還制御を行う電圧帰還制御部(105、106、107A/B)をさらに有する。

目的

明細書中に開示されている発明は、本願の発明者らにより見出された上記の課題に鑑み、より好ましい電流平衡制御を実現することのできるインターリーブコンバータを提供する

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

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請求項1

複数相出力段を所定の位相差で駆動することにより入力電圧から出力電圧を生成するインターリーブコンバータ制御装置であって、各相の出力段に流れる電流をそれぞれ検出して各相の電流帰還制御を行う複数の電流帰還制御部と、各相の出力段に流れる電流の平均値を用いて各相の電流帰還制御部をそれぞれ調整する電流平衡制御部と、を有することを特徴とする制御装置。

請求項2

前記出力電圧を検出して電圧帰還制御を行う電圧帰還制御部をさらに有することを特徴とする請求項1に記載の制御装置。

請求項3

前記電圧帰還制御部は、前記出力電圧またはこれに応じた帰還電圧と所定の参照電圧との差分に応じた電圧帰還信号を生成する制御器と、前記電圧帰還信号に応じて各相の出力段をそれぞれ駆動する複数の駆動部と、を含むことを特徴とする請求項2に記載の制御装置。

請求項4

前記複数の電流帰還制御部は、それぞれ、対応する相の出力段に流れる電流を検出して電流検出信号を生成する電流検出部と、前記電流検出信号を増幅して電流帰還信号を生成する増幅器と、前記電圧帰還信号またはこれと比較されるスロープ信号を前記電流帰還信号に応じて調整する第1信号調整部と、を含むことを特徴とする請求項3に記載の制御装置。

請求項5

前記電流平衡制御部は、各相の電流帰還信号を平均して平均電流帰還信号を生成する平均部と、各相の電流帰還信号と前記平均電流帰還信号との差分を取って各相の差分電流帰還信号を生成する複数の減算器と、各相の差分電流帰還信号それぞれの位相補償して各相の電流平衡信号を生成する複数の補償器と、各相の電流帰還信号を各相の電流平衡信号に応じて調整する複数の第2信号調整部と、を含むことを特徴とする請求項4に記載の制御装置。

請求項6

前記出力段の相数はn(ただしnは2以上の整数)であり、前記位相差は360°/nであることを特徴とする請求項1〜請求項5のいずれか一項に記載の制御装置。

請求項7

複数相の出力段と、請求項1〜請求項6のいずれか一項に記載の制御装置と、を有し、各相の出力段を所定の位相差で駆動することにより入力電圧から出力電圧を生成することを特徴とするインターリーブコンバータ。

請求項8

各相の出力段は、それぞれ、昇圧型降圧型昇降圧型、または、反転型であることを特徴とする請求項7に記載のインターリーブコンバータ。

請求項9

前記出力電圧に応じた帰還電圧を生成して前記制御装置に出力する帰還電圧生成部を更に有することを特徴とする請求項7または請求項8に記載のインターリーブコンバータ。

請求項10

電源手段として、請求項7〜請求項9のいずれか一項に記載のインターリーブコンバータを有することを特徴とする機器

技術分野

0001

本発明は、インターリーブコンバータに関する。

背景技術

0002

従来より、複数相(例えば2相)のスイッチング出力段を所定の位相差(2相であれば位相差180°)で駆動することにより、入力電圧から所望の出力電圧を生成するインターリーブコンバータ(マルチフェイズコンバータ)が提案されている。

0003

また、従来のインターリーブコンバータには、各相電流不均衡が生じないように、電流平衡制御を行うものもある。

0004

なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献1を挙げることができる。

先行技術

0005

特開2015−220976号公報

発明が解決しようとする課題

0006

しかしながら、従来のインターリーブコンバータでは、上記の電流平衡制御について、更なる改良(各相の電流に差がない場合の挙動改善)を図る余地があった。

0007

明細書中に開示されている発明は、本願の発明者らにより見出された上記の課題に鑑み、より好ましい電流平衡制御を実現することのできるインターリーブコンバータを提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

0008

本明細書中に開示されているインターリーブコンバータの制御装置は、複数相の出力段を所定の位相差で駆動することにより入力電圧から出力電圧を生成するインターリーブコンバータの制御主体であり、各相の出力段に流れる電流をそれぞれ検出して各相の電流帰還制御を行う複数の電流帰還制御部と、各相の出力段に流れる電流の平均値を用いて各相の電流帰還制御部をそれぞれ調整する電流平衡制御部と、を有する構成(第1の構成)とされている。

0009

なお、上記第1の構成から成る制御装置は、前記出力電圧を検出して電圧帰還制御を行う電圧帰還制御部をさらに有する構成(第2の構成)にするとよい。

0010

また、上記第2の構成から成る制御装置において、前記電圧帰還制御部は、前記出力電圧またはこれに応じた帰還電圧と所定の参照電圧との差分に応じた電圧帰還信号を生成する制御器と、前記電圧帰還信号に応じて各相の出力段をそれぞれ駆動する複数の駆動部とを含む構成(第3の構成)にするとよい。

0011

また、上記第3の構成から成る制御装置において、前記複数の電流帰還制御部はそれぞれ、対応する相の出力段に流れる電流を検出して電流検出信号を生成する電流検出部と、前記電流検出信号を増幅して電流帰還信号を生成する増幅器と、前記電圧帰還信号またはこれと比較されるスロープ信号を前記電流帰還信号に応じて調整する第1信号調整部と、を含む構成(第4の構成)にするとよい。

0012

また、上記第4の構成から成る制御装置において、前記電流平衡制御部は、各相の電流帰還信号を平均して平均電流帰還信号を生成する平均部と、各相の電流帰還信号と前記平均電流帰還信号との差分を取って各相の差分電流帰還信号を生成する複数の減算器と、各相の差分電流帰還信号それぞれの位相補償して各相の電流平衡信号を生成する複数の補償器と、各相の電流帰還信号を各相の電流平衡信号に応じて調整する複数の第2信号調整部と、を含む構成(第5の構成)にするとよい。

0013

また、上記第1〜第5いずれかの構成から成る制御装置において、前記出力段の相数はn(ただしnは2以上の整数)であり、前記位相差は360°/nである構成(第6の構成)にするとよい。

0014

また、本明細書中に開示されているインターリーブコンバータは、複数相の出力段と、請求項1〜請求項6のいずれか一項に記載の制御装置と、を有し、各相の出力段を所定の位相差で駆動することにより入力電圧から出力電圧を生成する構成(第7の構成)とされている。

0015

なお、上記第7の構成から成るインターリーブコンバータにおいて、各相の出力段は、それぞれ、昇圧型降圧型昇降圧型、または、反転型である構成(第8の構成)にするとよい。

0016

また、上記第7または第8の構成から成るインターリーブコンバータは、前記出力電圧に応じた帰還電圧を生成して前記制御装置に出力する帰還電圧生成部をさらに有する構成(第9の構成)にするとよい。

0017

また、本明細書中に開示されている機器は、電源手段として、上記第7〜第9いずれかの構成から成るインターリーブコンバータを有する構成(第10の構成)とされている。

発明の効果

0018

本明細書中に開示されている発明によれば、より好ましい電流平衡制御を実現することのできるインターリーブコンバータを提供することが可能となる。

図面の簡単な説明

0019

インターリーブコンバータの一構成例を示す回路ブロック
制御装置の第1参考例を示すブロック線
第1参考例におけるインダクタ電流シミュレーション波形
領域αの拡大図
制御装置の第2参考例を示すブロック線図
第2参考例におけるインダクタ電流のシミュレーション波形図
領域βの拡大図
IL1=IL2時の無効部分を示すブロック線図
制御装置の一実施形態を示すブロック図
IL1=IL2時の無効部分を示すブロック線図
本実施形態におけるインダクタ電流のシミュレーション波形図
領域γの拡大図
インターリーブコンバータの具体例を示す回路

実施例

0020

<インターリーブコンバータ>
図1は、インターリーブコンバータの一構成例(特にその出力段周辺)を示す回路ブロック図である。本構成例のインターリーブコンバータ1は、2相昇圧型のインターリーブDC/DCコンバータであり、その出力段周辺の構成要素として、出力トランジスタTr1及びTr2と、インダクタL1及びL2と、整流ダイオードD1及びD2と、出力キャパシタCoと、制御装置10と、を有する。

0021

インダクタL1の第1端は、ライン抵抗RL1を介して入力電圧Viの入力端に接続されている。インダクタL1の第2端は、出力トランジスタTr1のドレインと整流ダイオードD1のアノードに接続されている。出力トランジスタTr1のソースバックゲートは、いずれも基準電位端(例えば接地端)に接続されている。出力トランジスタTr1のドレイン・ソース間には、図示の極性ボディダイオードBD1が接続されている。出力トランジスタTr1のゲートは、制御装置10に接続されている。整流ダイオードD1のカソードは、出力電圧Voの出力端に接続されている。

0022

インダクタL2の第1端は、ライン抵抗RL2を介して入力電圧Viの入力端に接続されている。インダクタL2の第2端は、出力トランジスタTr2のドレインと整流ダイオードD2のアノードに接続されている。出力トランジスタTr2のソースとバックゲートは、いずれも基準電位端に接続されている。出力トランジスタTr2のドレイン・ソース間には、図示の極性でボディダイオードBD2が接続されている。出力トランジスタTr2のゲートは、制御装置10に接続されている。整流ダイオードD2のカソードは、出力電圧Voの出力端に接続されている。

0023

出力キャパシタCoは、出力電圧Voの出力端と基準電位端との間に接続されている。なお、出力キャパシタCoには、等価直列抵抗RCが付随している。

0024

上記構成要素のうち、出力トランジスタTr1とインダクタL1は、入力電圧Viから矩形波状のスイッチ電圧Vo1を生成する第1相の出力段として機能する。また、出力トランジスタTr2とインダクタL2は、入力電圧Viから矩形波状のスイッチ電圧Vo2を生成する第2相の出力段として機能する。一方、整流ダイオードD1及びD2は、スイッチ電圧Vo1及びVo2を足し合わせる出力加算部(出力整流部)として機能する。また、出力キャパシタCoは、ダイオードD1及びD2の加算出力平滑化して最終的な出力電圧Voを生成する出力平滑部として機能する。

0025

なお、本図では、各相の出力段を昇圧型とした例を挙げたが、その出力形式はこれに限定されるものではなく、各相の出力段を降圧型、昇降圧型、若しくは、反転型としてもよい。また、整流ダイオードD1及びD2に代えて、出力トランジスタTr1及びTr2と相補的オンオフされる同期整流トランジスタを用いることも可能である。

0026

制御装置10は、インターリーブコンバータ1の制御主体(いわゆる電源コントローラIC)であり、入力電圧Viから所望の出力電圧Voを生成する際に、各相の出力段を所定の位相差で駆動する。本図の構成例に即して述べると、制御装置10は、2相の出力段(具体的には出力トランジスタTr1及びTr2)を180°の位相差で駆動する。このようなインターリーブ制御を行うことにより、インダクタL1及びL2にそれぞれ流れるインダクタ電流IL1及びIL2のリップル成分を互いに打ち消し合うことができる。従って、スイッチングノイズの低減や出力キャパシタCoのストレス軽減などを実現することが可能となる。

0027

なお、本図では、出力段の相数を2とした例を挙げたが、出力段の相数は何らこれに限定されるものではなく、3以上としても構わない。これを踏まえて、インターリーブ制御の位相差について一般化すると、出力段の相数がn(ただしnは2以上の整数)であるときには、上記の位相差を360°/nとすることが望ましい。

0028

次に、制御装置10の構成と動作について詳述する。ただし、以下では、制御装置10の実施形態について詳細な説明を行う前に、その技術的意義がより明確となるように、いくつかの参考例を挙げて簡単に説明しておく。

0029

<制御装置(第1参考例)>
図2は、インターリーブコンバータ1(特に制御装置10)の第1参考例を示すブロック線図である。本参考例のインターリーブコンバータ1は、出力段101A及び101Bと、出力加算部102と、出力平滑部103と、帰還電圧生成部104と、差分入力部105と、制御器106と、駆動部107A及び107Bと、電流検出部108A及び108Bと、増幅器109A及び109Bと、信号調整部110A及び110Bとを有する。

0030

なお、上記構成要素のうち、例えば、差分入力部105、制御器106、駆動部107A及び107B、電流検出部108A及び108A、増幅器109A及び109B、並びに、信号調整部110A及び110Bは、制御装置10に含めておくとよい。ただし、出力段101A及び101Bや帰還電圧生成部104を制御装置10に含めたり、逆に、電流検出部108A及び108Bを制御装置10に含めないようにすることも任意である。

0031

出力段101A(伝達関数:Gvd(s))は、駆動信号S12Aに応じて矩形波状のスイッチ電圧Vo1を生成するパワー部である。出力段101Aとしては、図1の出力トランジスタTr1及びインダクタL1がこれに相当する。

0032

出力段101B(伝達関数:Gvd(s))は、駆動信号S12Bに応じて矩形波状のスイッチ電圧Vo2を生成するパワー部である。出力段101Bとしては、図1の出力トランジスタTr2及びインダクタL2がこれに相当する。

0033

出力加算部102は、スイッチ電圧Vo1及びVo2をそれぞれ足し合わせて出力平滑部103に出力する。出力加算部102としては、図1の整流ダイオードD1及びD2がこれに相当する。

0034

出力平滑部103は、ダイオードD1及びD2の加算出力を平滑化して出力電圧Voを生成する。出力平滑部103としては、図1の出力キャパシタCoがこれに相当する。

0035

帰還電圧生成部104(ゲイン:Kv)は、出力電圧Voに応じた帰還電圧Vfbを生成して制御装置10に出力する。なお、帰還電圧生成部104としては、例えば、出力電圧Voを分圧して帰還電圧Vfbを生成する抵抗分圧回路がこれに相当する。ただし、出力電圧Voが制御装置10の入力ダイナミックレンジに収まっている場合には、帰還電圧生成部104を省略し、出力電圧Voを制御装置10に直接入力することも可能である。

0036

差分入力部105は、帰還電圧Vfbと所定の参照電圧Vrefとの差分信号を制御器106に出力する。

0037

制御器106(伝達関数:Gcv(s))は、差分入力部105から入力される差分信号に応じた電圧帰還信号S10を生成する。

0038

なお、差分入力部105及び制御器106としては、例えば、エラーアンプ位相補償回路がこれに相当する。

0039

駆動部107A(伝達関数:Fm)は、制御信号S11A(=電流帰還信号S14Aによる調整済みの電圧帰還信号S10に相当)に応じて駆動信号S12Aを生成する。駆動部107Aとしては、例えば、制御信号S11Aに応じたオンデューティ(=一周期に占めるオン期間の割合)のパルス幅変調信号を生成するPWM[pulse width modulation]発生回路がこれに相当する。

0040

駆動部107B(伝達関数:Fm)は、制御信号S11B(=電流帰還信号S14Bによる調整済みの電圧帰還信号S10に相当)に応じて駆動信号S12Bを生成する。駆動部107Bとしては、例えば、制御信号S11Bに応じたオンデューティのパルス幅変調信号を生成するPWM発生回路がこれに相当する。

0041

なお、上記構成要素のうち、差分入力部105、制御器106、並びに、駆動部107A及び107Bは、出力電圧Vo(ないしは帰還電圧Vfb)を検出して電圧帰還制御を行う電圧帰還制御部として機能する。

0042

電流検出部108A(伝達関数:Gid(s))は、駆動信号S12Aに応じて電流検出信号S13Aを生成する。電流検出部108Aとしては、例えば、インダクタ電流IL1を電流/電圧変換するセンス抵抗がこれに相当する。

0043

電流検出部108B(伝達関数:Gid(s))は、駆動信号S12Bに応じて電流検出信号S13Bを生成する。電流検出部108Bとしては、例えば、インダクタ電流IL2を電流/電圧変換するセンス抵抗がこれに相当する。

0044

増幅器109A(ゲイン:Ki)は、電流検出信号S13Aを増幅して電流帰還信号S14Aを生成する。

0045

増幅器109B(ゲイン:Ki)は、電流検出信号S13Bを増幅して電流帰還信号S14Bを生成する。

0046

信号調整部110Aは、電流帰還信号S14Aに応じて電圧帰還信号S10を調整することにより、制御信号S11Aを生成する。信号調整部110Aとしては、例えば、電圧帰還信号S10から電流帰還信号S14Aを差し引いて制御信号S11Aを生成する減算器がこれに相当する。

0047

信号調整部110Bは、電流帰還信号S14Bに応じて電圧帰還信号S10を調整することにより、制御信号S11Aを生成する。信号調整部110Bとしては、例えば、電圧帰還信号S10から電流帰還信号S14Bを差し引いて制御信号S11Bを生成する減算器がこれに相当する。

0048

なお、上記構成要素のうち、電流検出部108A、増幅器109A、及び、信号調整部110Aは、インダクタ電流IL1を検出して第1相の電流帰還制御を行う第1の電流帰還制御部として機能する。また、上記構成要素のうち、電流検出部108B、増幅器109B、及び、信号調整部110Bは、インダクタ電流IL2を検出して第2相の電流帰還制御を行う第2の電流帰還制御部として機能する。

0049

上記構成から成る第1参考例の制御装置10では、各相共通電圧モード制御が行われると共に、各相独立の電流モード制御が行われる。

0050

図3は、第1参考例におけるインダクタ電流IL1及びIL2のシミュレーション波形図である。なお、シミュレーション回路(先出の図1を参照)の回路定数については、入力電圧Vi=12V、出力電圧Vo=48V、出力電流Io=10.42Aまたは20.84A、出力電力Po=500Wまたは1kW、自己インダクタンスL1及びL2=7.2μH、直流ライン抵抗RL1、RL2=5mΩ、20mΩ、出力キャパシタンスCo=500μF、等価直列抵抗RC=30mΩ、並びに、スイッチング周波数fs=200kHzであるものとする。また、図4は、図3における領域αの拡大図である。

0051

第1参考例の制御装置10であれば、出力電圧Voに応じた電圧帰還制御だけでなく、インダクタ電流IL1及びIL2に応じた電流帰還制御が行われるので、電圧帰還制御のみを行う構成と比べて、出力帰還制御の安定性を向上することが可能である。

0052

また、電圧帰還ループ電流帰還ループの双方を有する構成であれば、電圧帰還ループの二次遅れ系と電流帰還ループの二次遅れ系を相殺することができる。従って、電圧帰還ループの二次遅れ系に特有共振ピークが減るので、位相の遅れが緩やかとなる。その結果、電圧帰還ループのみを有する構成と比べて、出力電流Io(延いてはインダクタ電流IL1及びIL2)が急変しても、意図しないオーバーシュートまたはアンダーシュートを生じにくくなる。

0053

しかしながら、第1参考例の制御装置10では、インダクタ電流IL1及びIL2に応じた各相の電流帰還制御がそれぞれ独立に実施されている。すなわち、各相の電流帰還制御には、インダクタ電流IL1及びIL2相互間の偏差が何ら反映されていない。そのため、電流検出部108A及び108Bの検出精度にばらつきがあったり、出力段101A及び101Bの回路定数(例えば直流ライン抵抗RL1及びRL2)にばらつきがあったりすると、インダクタ電流IL1及びIL2に不均衡(定常偏差)を生じてしまう。

0054

<制御装置(第2参考例)>
図5は、インターリーブコンバータ1(特に制御装置10)の第2参考例を示すブロック線図である。本参考例のインターリーブコンバータ1は、インダクタ電流IL1及びIL2の不均衡(定常偏差)を解消すべく、第1参考例(図2)の構成要素に加えて、さらに、減算器111と補償器112を有する。なお、これらの構成要素は、制御装置10に含めるとよい。

0055

減算器111は、電流帰還信号S14Aと電流帰還信号S14Bとの差分を取って差分電流帰還信号S15(=S14A−S14B)を生成する。

0056

補償器112(伝達関数:Ci(s))は、差分電流帰還信号S15の位相を補償して電流平衡信号S16を生成する。電流平衡信号S16は、図2の電流帰還信号S14A及びS14Bに代えて、信号調整部110A及び110Bに入力されている。

0057

従って、信号調整部110A及び110Bでは、電流平衡信号S16に応じて電圧帰還信号S10を調整することにより、制御信号S11A及びS11Bが生成される。

0058

上記構成から成る第2参考例の制御装置10では、各相共通の電圧モード制御が行われると共に、各相の電流差分値(=IL1−IL2)に応じた電流平衡制御が行われる。

0059

図6は、第2参考例におけるインダクタ電流IL1及びIL2のシミュレーション波形図である。なお、シミュレーション条件については、先出の図3と同様である。また、図7は、図6における領域βの拡大図である。

0060

両図で示したように、第2参考例の制御装置10であれば、各相のインダクタ電流IL1及びIL2が定常偏差のない平衡状態となる。

0061

しかしながら、第2参考例の制御装置10では、出力電流Io(延いてはインダクタ電流IL1及びIL2)の急変時において、意図しないオーバーシュートまたはアンダーシュートが生じやすくなる。これは、出力電流Ioの急変時において、過渡的にIL1=IL2(またはIL1≒IL2)となり、電流平衡ループが無効となるためである。以下では、この現象について説明する。

0062

図8は、各相のインダクタ電流IL1及びIL2が等しい(またはほぼ等しい)ときに電流平衡ループが無効となる様子を示すブロック線図である。IL1=IL2(またはIL1≒IL2)である場合には、減算器111で生成される差分電流帰還信号S15がゼロ値(またはほぼゼロ値)となるので、信号調整部110A及び110Bにそれぞれ入力される電流平衡信号S16もゼロ値(またはほぼゼロ値)となる。

0063

その結果、本図の破線で示したように、電流平衡ループが何ら機能していない状態となる。このような状態は、電圧帰還ループのみを有する構成と等価であり、二次遅れ系に特有の共振ピークが大きくなる。

0064

以上の理由から、第2参考例の制御装置10では、出力電流Ioの急変時において、意図しないオーバーシュートまたはアンダーシュートが生じやすくなる。

0065

<制御装置(実施形態)>
図9は、インターリーブコンバータ1(特に制御装置10)の一実施形態を示すブロック図である。本実施形態のインターリーブコンバータ1は、第2参考例(図5)の減算器111と補償器112に代えて、加算器201と、1/2減衰器202と、減算器203A及び203Bと、補償器204A及び204Bと、信号調整部205A及び205Bとを有する。なお、これらの構成要素は、制御装置10に含めるとよい。

0066

加算器201は、電流帰還信号S14A及びS14Bを足し合わせて加算電流帰還信号S21(=S14A+S14B)を生成する。

0067

1/2減衰器202は、加算電流帰還信号S21を1/2に減衰して平均電流帰還信号S22(=(S14A+S14B)/2)を生成する。

0068

すなわち、加算器201及び1/2減衰器202は、電流帰還信号S14A及びS14Bを平均して平均電流帰還信号S22を生成する平均部として機能する。

0069

減算器203Aは、電流帰還信号S14Aから平均電流帰還信号S22を差し引いて差分電流帰還信号S23A(=S14A−S22)を生成する。

0070

減算器203Bは、電流帰還信号S14Bから平均電流帰還信号S22を差し引いて差分電流帰還信号S23B(=S14B−S22)を生成する。

0071

補償器204A(伝達関数:Ci(s))は、差分電流帰還信号S23Aの位相を補償して電流平衡信号S24Aを生成する。

0072

補償器204B(伝達関数:Ci(s))は、差分電流帰還信号S23Bの位相を補償して電流平衡信号S24Bを生成する。

0073

信号調整部205Aは、電流平衡信号S24Aに応じて電流帰還信号S14Aを調整することにより、調整電流帰還信号S25Aを生成する。信号調整部205Aとしては、例えば、電流帰還信号S14Aと電流平衡信号S24Aとを足し合わせて調整電流帰還信号S25A(=S14A+S24A)を生成する加算器がこれに相当する。

0074

信号調整部205Bは、電流平衡信号S24Bに応じて電流帰還信号S14Bを調整することにより、調整電流帰還信号S25Bを生成する。信号調整部205Bとしては、例えば、電流帰還信号S14Bと電流平衡信号S24Bとを足し合わせて調整電流帰還信号S25B(=S14B+S24B)を生成する加算器がこれに相当する。

0075

なお、先出の減算器203Aの入力極性正負逆とし、平均電流帰還信号S22から電流帰還信号S14Aを差し引いて差分電流帰還信号S23A(=S22−S14A)を生成する場合には、信号調整部205Aとして、電流帰還信号S14Aから電流平衡信号S24Aを差し引いて調整電流帰還信号S25A(=S14A−S24A)を生成する減算器を用いればよい。

0076

同様に、先出の減算器203Bの入力極性を正負逆とし、平均電流帰還信号S22から電流帰還信号S14Bを差し引いて差分電流帰還信号S23B(=S22−S14B)を生成する場合には、信号調整部205Bとして、電流帰還信号S14Bから電流平衡信号S24Bを差し引いて調整電流帰還信号S25B(=S14B−S24B)を生成する減算器を用いればよい。

0077

調整電流帰還信号S25A及びS25Bは、それぞれ、図2の電流帰還信号S14A及びS14B、若しくは、図5の電流平衡信号S16に代えて、信号調整部110A及び110Bに入力されている。

0078

従って、信号調整部110A及び110Bでは、それぞれ、調整電流帰還信号S25A及びS25Bに応じて電圧帰還信号S10を調整することにより、制御信号S11A及びS11Bが生成される。

0079

なお、上記の構成要素(201、202、203A及び203B、204A及び204B、並びに、205A及び205B)は、インダクタ電流IL1及びIL2の平均値を算出し、その算出結果を用いて電流帰還信号S14A及びS14Bをそれぞれ調整する電流平衡制御部として機能する。

0080

以下では、本実施形態の技術的意義について、先の第2参考例(図5)と対比すべく、IL1=IL2(またはIL1≒IL2)である場合を例に挙げて説明する。

0081

図10は、各相のインダクタ電流IL1及びIL2が等しい(またはほぼ等しい)ときに、電流平衡制御部が無効となる様子を示すブロック線図である。

0082

IL1=IL2(またはIL1≒IL2)である場合には、減算器203A及び203Bでそれぞれ生成される差分電流帰還信号S23A及びS23Bがゼロ値(またはほぼゼロ値)となるので、信号調整部205A及び205Bにそれぞれ入力される電流平衡信号S24A及びS24Bもゼロ値(またはほぼゼロ値)となる。その結果、本図の破線で示したように、電流平衡制御部が何ら機能していない状態となる。この点については、先の第2参考例(図5)と基本的に同様である。

0083

ただし、本実施形態の制御装置10では、電流平衡制御部が無効となっても、調整電流帰還信号S25A及びS25Bがゼロ値となるわけではなく、無調整の電流帰還信号S14A及びS14Bが調整電流帰還信号S25A及びS25Bとしてそのまま信号調整部110A及び110Bに入力される状態となる。従って、IL1=IL2(またはIL1≒IL2)であっても、各相独立の電流モード制御自体は、何ら支障なく継続される。

0084

すなわち、本実施形態の制御装置10は、第2参考例(図5)と異なり、各相独立の電流帰還ループを残しつつ、電流平衡制御部が別途追加された構成であると言える。このような構成を採用すれば、IL1=IL2(またはIL1≒IL2)となり、電流平衡制御部が十全に機能しない状態となっても、出力電圧Voに応じた電圧帰還制御とインダクタ電流IL1及びIL2に応じた電流帰還制御を支障なく継続することができる。従って、第1参考例(図2)と同様、出力電流Io(延いてはインダクタ電流IL1及びIL2)が急変しても、意図しないオーバーシュートまたはアンダーシュートを生じにくくなる。

0085

また、IL1≠IL2である場合には、上記の電流平衡制御部が有効となるので、第2参考例(図5)と同様、各相のインダクタ電流IL1及びIL2について、定常偏差のない平衡状態を実現することが可能となる。

0086

図11は、本実施形態におけるインダクタ電流IL1及びIL2のシミュレーション波形図である。なお、シミュレーション条件については、先出の図3または図6と同様である。また、図12は、図11における領域γの拡大図である。

0087

先にも述べたように、本実施形態の制御装置10であれば、各相のインダクタ電流IL1及びIL2を平衡させつつ、IL1=IL2(またはIL1≒IL2)となる場合でも各相独立の電流帰還制御を継続することができる。すなわち、第1参考例(図2)と第2参考例(図5)双方の長所を併せ持つ出力帰還制御を行うことが可能となる。

0088

特に、大電流高電圧を取り扱う機器(民生機器産業機器、または、車載機器など)の電源手段として、インターリーブコンバータ1を用いる場合には、電圧帰還ループの二次遅れ系に特有の共振ピークが大きくなりやすいので、本実施形態の制御装置10を採用することが望ましいと言える。

0089

図13は、本実施形態におけるインターリーブコンバータ1の具体例を示す回路図である。本構成例のインターリーブコンバータ1において、出力段101A及び101B、出力加算部102、並びに、出力平滑部103は、先出の図1と同様の構成から成るので、詳細な説明を割愛する。

0090

帰還電圧生成部104は、出力電圧Voの出力端と基準電位端との間に直列接続された抵抗R1及びR2を含み、相互間の接続ノードから帰還電圧Vfb(=出力電圧Voの分圧電圧)が出力される。

0091

差分入力部105と制御器106は、オペアンプAMP1と、抵抗R3と、キャパシタC1及びC2を含む。オペアンプAMP1の第1入力端には、参照電圧Vrefが印加されている。オペアンプAMP1の第2入力端には、帰還電圧Vfbが印加されている。抵抗R3の第1端とキャパシタC2の第1端は、オペアンプAMP1の第2入力端に接続されている。抵抗R3の第2端は、キャパシタC1の第1端に接続されている。キャパシタC1及びC2それぞれの第2端は、オペアンプAMP1の出力端に接続されている。上記接続態様のオペアンプAMP1は、その出力端から電圧帰還信号S10を出力する。このように、差分入力部105と制御器106は、帰還電圧Vfbと参照電圧Vrefとの差分に応じた電圧帰還信号S10を生成するエラーアンプとして実装されている。

0092

電流検出部108A及び108Bは、それぞれ、インダクタ電流IL1及びIL2に応じた電流検出信号S13A及びS13Bを生成する。なお、電流検出手法については、インダクタ電流IL1及びIL2(またはこれらと等価のミラー電流)が流れる電流経路に設けられたセンス抵抗の両端間電圧を測定する構成としてもよいし、或いは、出力トランジスタTr1及びTr2のオン期間中にそれぞれのドレイン・ソース間電圧を測定する構成としてもよい。

0093

増幅器109Aは、オペアンプAMP2と抵抗R4及びR5を含む。オペアンプAMP2の第1入力端には、電流検出信号S13Aが入力されている。抵抗R4の第1端は、オペアンプAMP2の出力端に接続されている。抵抗R4の第2端と抵抗R5の第1端は、オペアンプAMP2の第2入力端に接続されている。抵抗R5の第2端は、基準電位端に接続されている。本構成例の増幅器109Aは、オペアンプAMP2の出力端から電流帰還信号S14Aを出力する。

0094

増幅器109Bは、オペアンプAMP3と抵抗R6及びR7を含む。オペアンプAMP3の第1入力端には、電流検出信号S13Bが入力されている。抵抗R6の第1端は、オペアンプAMP3の出力端に接続されている。抵抗R6の第2端と抵抗R7の第1端は、オペアンプAMP3の第2入力端に接続されている。抵抗R7の第2端は、基準電位端に接続されている。本構成例の増幅器109Bは、オペアンプAMP3の出力端から電流帰還信号S14Bを出力する。

0095

加算器201は、オペアンプAMP4と抵抗R8〜R10とを含む。抵抗R8の第1端には、電流帰還信号S14Aが入力されている。抵抗R9の第1端には、電流帰還信号14Bが入力されている。抵抗R8及びR9それぞれの第2端と抵抗R10の第1端は、オペアンプAMP4の第1入力端に接続されている。オペアンプAMP4の第2入力端は、基準電位端に接続されている。抵抗R10の第2端は、オペアンプAMP4の出力端に接続されている。本構成例の加算器201は、オペアンプAMP4の出力端から加算電流帰還信号S21を出力する。

0096

1/2減衰器202は、オペアンプAMP5と、同一抵抗値の抵抗R11及びR12を含む。抵抗R11の第1端には、加算電流帰還信号S21が入力されている。抵抗R11の第2端と抵抗R12の第1端は、オペアンプAMP5の第1入力端に接続されている。オペアンプAMP5の第2入力端は、基準電位端に接続されている。抵抗R12の第2端は、オペアンプAMP5の出力端に接続されている。本構成例の1/2減衰器202は、オペアンプAMP5の出力端から平均電流帰還信号S22を出力する。

0097

減算器203Aは、オペアンプAMP6と抵抗R13〜R16を含む。抵抗R13の第1端には、電流帰還信号S14Aが入力されている。抵抗R15の第1端には、平均電流帰還信号S22が入力されている。抵抗R13の第2端と抵抗R14の第1端は、オペアンプAMP6の第1入力端に接続されている。抵抗R15の第2端と抵抗R16の第1端は、オペアンプAMP6の第2入力端に接続されている。抵抗R14の第2端は、オペアンプAMP6の出力端に接続されている。抵抗R16の第2端は、基準電位端に接続されている。本構成例の減算器203Aは、オペアンプAMP6の出力端から差分電流帰還信号S23Aを出力する。

0098

減算器203Bは、オペアンプAMP7と抵抗R17〜R20を含む。抵抗R17の第1端には、電流帰還信号S14Bが入力されている。抵抗R19の第1端には、平均電流帰還信号S22が入力されている。抵抗R17の第2端と抵抗R18の第1端は、オペアンプAMP7の第1入力端に接続されている。抵抗R19の第2端と抵抗R20の第1端は、オペアンプAMP7の第2入力端に接続されている。抵抗R18の第2端は、オペアンプAMP7の出力端に接続されている。抵抗R20の第2端は、基準電位端に接続されている。本構成例の減算器203Bは、オペアンプAMP7の出力端から差分電流帰還信号S23Bを出力する。

0099

補償器204Aは、オペアンプAMP8と、抵抗R21及びR22と、キャパシタC3とを含む。抵抗R21の第1端には、差分電流帰還信号S23Aが入力されている。抵抗R21の第2端と抵抗R22の第1端は、オペアンプAMP8の第1入力端に接続されている。オペアンプAMP8の第2入力端は、基準電位端に接続されている。抵抗R22の第2端は、キャパシタC3の第1端に接続されている。キャパシタC3の第2端は、オペアンプAMP8の出力端に接続されている。本構成例の補償器204Aは、オペアンプAMP8の出力端から電流平衡信号S24Aを出力する。

0100

補償器204Bは、オペアンプAMP9と、抵抗R23及びR24と、キャパシタC4とを含む。抵抗R23の第1端には、差分電流帰還信号S23Bが入力されている。抵抗R23の第2端と抵抗R24の第1端は、オペアンプAMP9の第1入力端に接続されている。オペアンプAMP9の第2入力端は、基準電位端に接続されている。抵抗R24の第2端は、キャパシタC4の第1端に接続されている。キャパシタC4の第2端は、オペアンプAMP9の出力端に接続されている。本構成例の補償器204Bは、オペアンプAMP9の出力端から電流平衡信号S24Bを出力する。

0101

信号調整部205Aは、オペアンプAMP10と抵抗R25〜R27を含む。抵抗R25の第1端には、電流帰還信号S14Aが入力されている。抵抗R26の第1端には、電流平衡信号S24Aが入力されている。抵抗R25及びR26それぞれの第2端と抵抗R27の第1端は、オペアンプAMP10の第1入力端に接続されている。オペアンプAMP10の第2入力端は、基準電位端に接続されている。抵抗R27の第2端は、オペアンプAMP10の出力端に接続されている。本構成例の信号調整部205Aは、オペアンプAMP10の出力端から調整電流帰還信号S25Aを出力する。

0102

信号調整部205Bは、オペアンプAMP11と抵抗R28〜R30を含む。抵抗R28の第1端には、電流帰還信号S14Bが入力されている。抵抗R29の第1端には、電流平衡信号S24Bが入力されている。抵抗R28及びR29それぞれの第2端と抵抗R30の第1端は、オペアンプAMP11の第1入力端に接続されている。オペアンプAMP11の第2入力端は、基準電位端に接続されている。抵抗R30の第2端は、オペアンプAMP11の出力端に接続されている。本構成例の信号調整部205Bは、オペアンプAMP11の出力端から調整電流帰還信号S25Bを出力する。

0103

信号調整部110Aは、オペアンプAMP12と抵抗R31〜R34を含む。抵抗R31の第1端には、電圧帰還信号S10が入力されている。抵抗R33の第1端には、調整電流帰還信号S25Aが入力されている。抵抗R31の第2端と抵抗R32の第1端は、オペアンプAMP12の第1入力端に接続されている。抵抗R33の第2端と抵抗R34の第1端は、オペアンプAMP12の第2入力端に接続されている。抵抗R32の第2端は、オペアンプAMP12の出力端に接続されている。抵抗R34の第2端は、基準電位端に接続されている。本構成例の信号調整部110Aは、オペアンプAMP12の出力端から制御信号S11Aを出力する。

0104

信号調整部110Bは、オペアンプAMP13と抵抗R35〜R38を含む。抵抗R35の第1端には、電圧帰還信号S10が入力されている。抵抗R37の第1端には、調整電流帰還信号S25Bが入力されている。抵抗R35の第2端と抵抗R36の第1端は、オペアンプAMP13の第1入力端に接続されている。抵抗R37の第2端と抵抗R38の第1端は、オペアンプAMP13の第2入力端に接続されている。抵抗R36の第2端は、オペアンプAMP13の出力端に接続されている。抵抗R38の第2端は、基準電位端に接続されている。本構成例の信号調整部110Bは、オペアンプAMP13の出力端から制御信号S11Bを出力する。

0105

駆動部107Aは、スロープ生成部SLG1と、コンパレータCMP1と、ロジック制御CTRL1とを含む。コンパレータCMP1は、信号調整部110Aから入力される制御信号S11Aとスロープ生成部SLG1から入力されるスロープ信号SL1とを比較してパルス幅変調信号PWM1を生成する。ロジック制御部CTRL1は、コンパレータCMP1から入力されるパルス幅変調信号PWM1に応じて駆動信号S12Aを生成し、これを出力トランジスタTr1のゲートに出力する。

0106

駆動部107Bは、スロープ生成部SLG2と、コンパレータCMP2と、ロジック制御部CTRL2とを含む。コンパレータCMP2は、信号調整部110Bから入力される制御信号S11Bとスロープ生成部SLG2から入力されるスロープ信号SL2とを比較してパルス幅変調信号PWM2を生成する。ロジック制御部CTRL2は、コンパレータCMP2から入力されるパルス幅変調信号PWM2に応じて駆動信号S12Bを生成し、これを出力トランジスタTr2のゲートに出力する。

0107

なお、本構成例では、電圧帰還信号S10から調整電流帰還信号S25A及びS25Bをそれぞれ減算する構成を例に挙げたが、電流帰還制御手法は、何らこれに限定されるものではなく、例えば、スロープ信号SL1及びSL2に調整電流帰還信号S25A及びS25Bをそれぞれ加算する構成としてもよい。

0108

<その他の変形例>
なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

0109

本明細書中に開示されているインターリーブコンバータは、例えば、大電流・高電圧を取り扱う機器(民生機器、産業機器、または、車載機器など)の電源手段として、好適に利用することが可能である。

0110

1インターリーブコンバータ
10制御装置
101A、101B出力段
102 出力加算部
103 出力平滑部
104帰還電圧生成部
105差分入力部
106制御器
107A、107B 駆動部
108A、108B電流検出部
109A、109B増幅器
110A、110B信号調整部
111減算器
112補償器
201加算器
202 1/2減衰器
203A、203B 減算器
204A、204B 補償器
205A、205B 信号調整部
Tr1、Tr2出力トランジスタ
BD1、BD2ボディダイオード
L1、L2インダクタ
RL1、RL2ライン抵抗
D1、D2整流ダイオード
Co出力キャパシタ
RC等価直列抵抗
R1〜R38抵抗
C1〜C4キャパシタ
AMP1〜AMP13オペアンプ
CMP1、CMP2コンパレータ
SLG1、SLG2スロープ生成部
CTRL1、CTRL2ロジック制御部

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