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技術 パルスレーダー装置及びその部品

出願人 株式会社ヨコオ
発明者 三木健一新島ゆい
出願日 2016年4月25日 (3年5ヶ月経過) 出願番号 2016-087219
公開日 2017年11月2日 (1年11ヶ月経過) 公開番号 2017-198474
状態 特許登録済
技術分野 レーダ方式及びその細部
主要キーワード 高周波信号波 電流調整用抵抗 直流遮断コンデンサ パルス位相変調 コンポジット基材 RF基板 ブランチライン 制御用抵抗
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図面 (7)

課題

簡素な構成で、送信による妨害波の影響を抑えつつ、0mに限りなく近い至近距離の測定を可能にする近距離パルスレーダー装置を提供する。

解決手段

高周波ローカル信号波をラットレース型の分波変調回路11で送信側と受信側とに分配する。送信信号波が送信アンテナ40から放射されるときの内部反射波は、分波変調回路11で低減させる。移相回路12は、受信側に分配されたローカル信号波の位相を、送信アンテナ40の受信アンテナ50への回り込み波の位相と同じに調整するとともに調整後の位相を0度/90度に切り換えミキサー13へ入力する。位相が調整されたローカル信号波と受信アンテナ50からの受信信号とをミキサー13でホモダイン検波することにより、内部反射波や回り込み波による妨害波が減衰される。これにより、パルス方式電波レーダーでありながら複雑な回路の追加がなく、簡素な構成で、0mに限りなく近い至近距離の測距を高精度に行うことができる。

概要

背景

距対象物までの距離を測定するレーダー装置として、干渉に強く、分解能を高くとることができるパルスレーダーが多用されている。この種のパルスレーダーでは、至近距離では送信信号波による妨害波が生じ、この妨害波と測距対象物からの反射信号波とが重なると信号成分の分離が困難となる。妨害波には、送信信号波の受信アンテナへの回り込み波パルスレーダー装置内で生じる内部反射波とがある。回り込み波は、送信信号波が送信アンテナから受信アンテナまでの空間を介して受信に影響を及ぼすもの(送信信号波のリーク)である。内部反射波は、高周波部の設計上の不整合特性変動などによって生じ、それが高周波部の部品間ないし伝送線路内を伝わり受信系回路に影響を及ぼすものである。

このような妨害波を除去する技術として、特許文献1に開示されているレーダー装置では、ベースバンド部で近距離の受信信号マスク処理を行うことで妨害波を遮断している。また、特許文献2に開示されているレーダー装置では、パルス送信周期よりも遅い周期サンプリングや積算することで時間軸伸長させ、これにより受信波の信号成分を遅延させるなどして至近距離の測定に対応させている。

概要

簡素な構成で、送信による妨害波の影響を抑えつつ、0mに限りなく近い至近距離の測定を可能にする近距離パルスレーダー装置を提供する。高周波ローカル信号波をラットレース型の分波変調回路11で送信側と受信側とに分配する。送信信号波が送信アンテナ40から放射されるときの内部反射波は、分波変調回路11で低減させる。移相回路12は、受信側に分配されたローカル信号波の位相を、送信アンテナ40の受信アンテナ50への回り込み波の位相と同じに調整するとともに調整後の位相を0度/90度に切り換えミキサー13へ入力する。位相が調整されたローカル信号波と受信アンテナ50からの受信信号とをミキサー13でホモダイン検波することにより、内部反射波や回り込み波による妨害波が減衰される。これにより、パルス方式電波レーダーでありながら複雑な回路の追加がなく、簡素な構成で、0mに限りなく近い至近距離の測距を高精度に行うことができる。

目的

本発明は、簡素な構成で送信による妨害波の影響を抑えつつ、至近距離の測定を可能にする近距離パルスレーダー装置を提供する

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

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請求項1

ローカル信号波を出力する高周波発振器と、前記ローカル信号波を2分配する第1のラットレース回路、及び、分配された一方のローカル信号波をパルス変調する第2のラットレース回路を含む分波変調回路と、前記第2のラットレース回路でパルス変調された送信信号波を放射する送信アンテナと、測距対象物で前記送信信号波が反射された反射信号波と前記反射信号波以外の回り込み波とを受信する受信アンテナと、分配された他方のローカル信号波を前記回り込み波と所定の位相差にして出力する移相回路と、前記反射信号波を前記移相回路の出力信号ホモダイン検波する検波回路とを有する、パルスレーダー装置

請求項2

前記第1のラットレース回路は、前記一方のローカル信号波を前記第2のラットレース回路へ導くための第1のポートと、前記他方のローカル信号波を前記移相回路へ導くための第2のポートとを含み、前記第1のポートと前記第2のポートとの電気長は、前記第2のラットレース回路から前記第1のポートを通じて前記第2のポートへ伝わる内部反射波が減衰する長さに設定されている、請求項1に記載のパルスレーダー装置。

請求項3

前記第1ラットレース回路は、前記第1のポートと前記第2のポートとの間にアイソレーションポートが形成されており、前記アイソレーションポートには、その一端が接地された終端抵抗の他端に接続されたスタブパターンが設けられ、前記アイソレーションポートに到達した前記内部反射波を前記スタブパターンで減衰させる、請求項2記載のパルスレーダー装置。

請求項4

前記第2のラットレース回路は、前記第1のポートを通じて入力された前記一方のローカル信号波を0度又は180度の位相差でパルス位相変調する変調手段を有する、請求項3に記載のパルスレーダー装置。

請求項5

前記変調手段は、前記一方のローカル信号波が伝搬する伝送線路パターンと、その導通又は非導通により前記伝送線路パターンの電気的な長さを変化させるスイッチング素子とを含んで構成される、請求項4に記載のパルスレーダー装置。

請求項6

前記スイッチング素子が、ショットキーバリアダイオードである、請求項5に記載のパルスレーダー装置。

請求項7

前記移相回路は、前記他方のローカル信号波の前記検波回路へ入力される位相遅延させる遅延手段と、遅延したローカル信号波の位相を所定の範囲で変化させる位相調整手段とを含んで構成される、請求項1ないし6のいずれか一項に記載のパルスレーダー装置。

請求項8

前記位相調整手段は、前記遅延したローカル信号波が伝搬する経路の電気的な長さを予め設定された複数の長さを選択的に変えることにより当該ローカル信号波の位相を変化させる、請求項7記載のパルスレーダー装置。

請求項9

前記検波回路が、前記反射信号波及び前記回り込み波と前記移相回路の出力信号とを混合する第3のラットレース回路を含んで構成される、請求項8に記載のパルスレーダー装置。

請求項10

前記送信アンテナ、前記受信アンテナ、前記分波変調回路、前記移相回路及び前記検波回路が電波透過性ケースに収容されており、測距の基準位置が前記ケースの表面であり、前記測距対象物が前記ケースに接触可能である、請求項1ないし9のいずれか一項に記載のパルスレーダー装置。

請求項11

前記送信信号波及び前記反射信号波が24[GHz]帯以上の周波数である、請求項1ないし10のいずれか一項に記載のパルスレーダー装置。

請求項12

24[GHz]帯以上で使用される送信アンテナ及び受信回路を有する測距装置に組込可能な高周波ボードであって、高周波基板と、該高周波基板に実装された第1のラットレース回路と第2のラットレース回路とを有し、第1のラットレース回路は、前記測距装置からローカル信号波を入力する入力ポートと、入力されたローカル信号波を前記第2のラットレース回路へ導く第1のポートと、入力されたローカル信号波を前記受信回路へ導く第2のポートとを含み、前記第2のラットレース回路は、前記第1のポートを通じて入力されたローカル信号波を変調して前記送信アンテナに導く変調回路を含み、前記第1のポートと前記第2のポートとの間の電気長は、前記第2のラットレース回路から前記第1のポートを通じて前記第2のポートへ伝わる内部反射波が減衰する長さに設定されている、高周波ボード。

請求項13

前記受信回路は、前記送信アンテナから放射された送信信号波が測距対象物で反射された反射信号波と該反射信号波以外の回り込み波とを受信する受信アンテナを含んでおり、前記高周波基板に、前記第2のポートから出力されたローカル信号波を前記回り込み波と所定の位相差にして出力する移相回路と、前記反射信号波を前記移相回路の出力信号でホモダイン検波する検波回路とが実装されている、請求項11に記載の高周波ボード。

技術分野

0001

本発明は、0m以上の至近距離の測距が可能なパルスレーダー装置及びその部品に関する。

背景技術

0002

距対象物までの距離を測定するレーダー装置として、干渉に強く、分解能を高くとることができるパルスレーダーが多用されている。この種のパルスレーダーでは、至近距離では送信信号波による妨害波が生じ、この妨害波と測距対象物からの反射信号波とが重なると信号成分の分離が困難となる。妨害波には、送信信号波の受信アンテナへの回り込み波とパルスレーダー装置内で生じる内部反射波とがある。回り込み波は、送信信号波が送信アンテナから受信アンテナまでの空間を介して受信に影響を及ぼすもの(送信信号波のリーク)である。内部反射波は、高周波部の設計上の不整合特性変動などによって生じ、それが高周波部の部品間ないし伝送線路内を伝わり受信系回路に影響を及ぼすものである。

0003

このような妨害波を除去する技術として、特許文献1に開示されているレーダー装置では、ベースバンド部で近距離の受信信号マスク処理を行うことで妨害波を遮断している。また、特許文献2に開示されているレーダー装置では、パルス送信周期よりも遅い周期サンプリングや積算することで時間軸伸長させ、これにより受信波の信号成分を遅延させるなどして至近距離の測定に対応させている。

先行技術

0004

特開2006−98167号公報
特許3294726号公報

発明が解決しようとする課題

0005

特許文献1に開示されているマスク処理では、マスクする距離が固定であるため、測距の基準位置から0m付近の至近距離の測定はできない。また、測距対象物が移動物体である場合、その位置によっては反射信号波も遮断してしまうおそれがある。また、特許文献2に開示されたレーダー装置では、高周波部の回路構成が複雑になるだけでなく、時間軸伸張や積算では、基準位置から0m付近の至近距離での信号検出が難しいばかりでなく、基準位置に近づくほど測距精度が下がるという課題が残る。
本発明は、簡素な構成で送信による妨害波の影響を抑えつつ、至近距離の測定を可能にする近距離パルスレーダー装置を提供することを主たる課題とする。

課題を解決するための手段

0006

本発明によれば、ローカル信号波を出力する高周波発振器と、前記ローカル信号波を2分配する第1のラットレース回路、及び、分配された一方のローカル信号波をパルス変調する第2のラットレース回路を含む分波変調回路と、前記第2のラットレース回路でパルス変調された送信信号波を放射する送信アンテナと、測距対象物で前記送信信号波が反射された反射信号波と該反射信号波以外の回り込み波とを受信する受信アンテナと、分配された他方のローカル信号波を前記回り込み波と所定の位相差にして出力する移相回路と、前記反射信号波を前記移相回路の出力信号ホモダイン検波する検波回路とを有する、パルスレーダー装置を提供することができる。

0007

また、本発明によれば、パルスレーダー装置のような測距装置に組込可能な高周波ボードを提供することができる。この高周波ボードは、例えば24[GHz]帯以上で使用される送信アンテナ及び受信回路を有する測距装置に組込可能な高周波ボードであって、高周波基板と、該高周波基板に実装された第1のラットレース回路と第2のラットレース回路とを有し、第1のラットレース回路は、前記測距装置からローカル信号波を入力する入力ポートと、入力されたローカル信号波を前記第2のラットレース回路へ導く第1のポートと、入力されたローカル信号波を前記受信回路へ導く第2のポートとを含み、前記第2のラットレース回路は、前記第1のポートを通じて入力されたローカル信号波を変調して前記送信アンテナに導く変調回路を含み、前記第1のポートと前記第2のポートとの間の電気長は、前記第2のラットレース回路から前記第1のポートを通じて前記第2のポートへ伝わる内部反射波が減衰する長さに設定されていることを特徴とする。

発明の効果

0008

本発明によれば、受信アンテナが受信する反射信号波以外の回り込み波や内部反射波による妨害波が減衰されるので、パルス方式電波レーダーでありながら複雑な回路の追加がなく、簡素な構成で、0mに限りなく近い至近距離の測距を高精度に行うことができる。

図面の簡単な説明

0009

本発明を適用した近距離パルスレーダー装置の構成図。
本実施形態の分波変調回路の構成図。
本実施形態の移相回路の構成図。
本実施形態による制御系統タイミングチャート
本実施形態における無入力時検波出力波形図の例示図
(a)〜(c)は近距離パルスレーダー装置のケース外観図

実施例

0010

以下、本発明を測距装置の一例となる近距離パルスレーダー装置に適用した場合の実施の形態例を説明する。図1は、近距離パルスレーダー装置の構成図である。この近距離パルスレーダー装置1は、高周波部10、高周波発振器20、制御回路30、送信アンテナ40、受信アンテナ50、ベースバンド回路60及びA/D変換回路70を備えて構成される。これらの構成部品は、後述するケースに収容される。

0011

高周波部10は、測距装置に組込可能な高周波ボードであり、分波変調回路11,移相回路12、ミキサー13を含んで構成される。すなわち、高周波基板であるコンポジット基材に、銅膜伝送線路パターンを形成するとともに、所定部位回路部品を実装して構成される。コンポジット基材の材質及びサイズは使用する周波数によって異なるが、後述するとおり、本実施形態では、24GHz帯を使用するので、厚みが0.254mmの熱硬化性樹脂セラミックフィラーガラスクロスのコンポジット基材を用いる場合の例を説明する。高周波ボードは、1枚のコンポジット基材に全ての回路部品を実装して構成することができる。

0012

高周波発振器20は、CW(無変調連続波)の高周波信号波(「ローカル信号波」という)を高周波部10の分波変調回路11に入力する。ここでは、24GHz帯を使用した場合の例を説明するが、本発明は、10GHz帯のように比較的低い周波数帯の測距装置,あるいは、79GHz帯のように、より高い周波数帯で使用するパルスレーダー装置においても適用できるものである。

0013

制御回路30は、測距情報を利用する図示しない外部装置アプリケーションプログラム起動するコンピュータ)から受信した基準信号(CLK)を基に短パルス信号、位相信号制御信号を生成する。また、短パルス信号と後述するデジタル検波信号に基づいて測距のための信号処理を行う。制御回路30自体は、DSP(Digital Signal
Processor)で実現することができる。短パルス信号は、パルス幅100nsec以下のパルス信号をいい、パルス変調に用いられる。短パルス信号は、高周波部10の分波変調回路11に入力される。位相信号は、高周波部10の移相回路12による位相偏移量を調整するために用いられる信号である。制御信号は、分波変調回路11や移相回路12の動作を制御する信号である。

0014

送信アンテナ40は、分波変調回路11から出力される送信信号波を測距対象物に向けて放射する。受信アンテナ50は、測距対象物からの反射された反射信号波と、反射信号波以外の回り込み波を受信し、ミキサー13に入力する。なお、図1では、送信アンテナ40と受信アンテナ50とを別体で構成しているが、共用アンテナとしてもよい。

0015

ミキサー13は検波回路の一例であり、受信した反射信号波及び回り込み波と移相回路12の出力信号とを混合してホモダイン検波し、検波信号をベースバンド回路60に出力する。ベースバンド回路60は検波信号をパルス増幅する。A/D変換回路70は、ベースバンド回路60で増幅された検波信号をデジタル信号に変換し、制御回路30へ出力する。制御回路30は、検波信号のデジタル信号と短パルス信号とに基づいて対象物までの測距情報を生成し、これを外部装置へ出力する。

0016

次に、高周波部10の各構成部品について説明する。図2は分波変調回路11の構成図である。分波変調回路11は、上述した高周波ボードの一つであり、コンポジット基材上にラットレース回路型の分配回路(ラットレース回路)を実装する。高周波で使用する分配回路として、ブランチライン型(分岐線路型)の分配回路が知られているが、本実施形態ではそれを使用しない。これは、ラットレース型の分配回路の方が、ブランチライン型よりもインピーダンスが高く、伝送線路パターンのライン幅を狭くできるためである。これにより、24GHzのような高周波数帯でも容易かつ簡易に小型の分配回路を構成することができ、また、インピーダンスが安定しているため、分配回路内で、性能に影響を与えずにパルス信号やバイアス等の供給線路供給点)を容易に接続することができるようになる。

0017

分波変調回路11は、高周波発振器20から出力されるローカル信号波を2分配する第1のラットレース回路111、及び、分配された一方のローカル信号波をパルス変調する第2のラットレース回路112を含んで構成される。第1のラットレース回路111は、一方のローカル信号波を第2のラットレース回路112へ導くためのポート(第1のポート)と、他方のローカル信号波を受信回路側、本例では移相回路12へ導くためのポート(第2のポート)とを含む。第1のポートと第2のポートとのポート間は、第2のラットレース回路112から第1のポートを通じて第2のポートへ伝わる内部反射波が減衰する電気長(電気的な長さ)に設定されている。これについては後述する。
第2のラットレース回路112は、第1ラットレース回路111から第1のポートを通じて入力されたローカル信号波をパルス変調し、変調後のローカル信号波を送信アンテナ40の給電点へ供給する。

0018

ここで、第1ラットレース回路111及び第2のラットレース回路112のポート構成例(ポート間の電気長を含む)を説明する。第1ラットレース回路111は、ポートP1,P2,P3,P4を有する。第2のラットレース回路112は、ポートP5,P6,P7,P8,P9を有する。ポートP4とポートP5とは共通ポートとして構成される。ポートP9はバイアス点となり、短パルス信号が入力される。各ポートP1〜P9は、ライン幅が√2Zo(Zoは回路インピーダンス=50Ω)の伝送線路パターンで形成される。

0019

ポートP1−P2、P2−P3、P3−P4、P5−P6、P6−P7、P7−P8、P8−P9のそれぞれの間は、使用周波数波長λに対して1/4λの電気長に形成される。他方、ポートP1−P4、P5−P8のそれぞれの間は、3/4λの電気長に形成される。第1ラットレース回路111のポートP1を入力ポートとすると、ポートP4が上記第1のポート、ポートP2が上記第2のポートとなる。ポートP3はアイソレーションポートとなる。

0020

このように構成される第1ラットレース回路111では、ポートP2,P4において、ポートP1に入力されたローカル信号波が時計回り反時計回りとで同相となる。そのため、ポートP4からローカル信号波を出力することができる。ポートP3では、ポートP1に入力されたローカル信号波が時計回りと反時計回りとで逆相となる。そのため、ポートP2からは、ポートP1から入力されたローカル信号波を、ポートP3の接続状況を考慮することなく、移相回路12側へ出力することができる。
第2のラットレース回路112では、ポートP5を入力ポート(第1ラットレース回路111からみた第1のポート)とすると、通常のラットレース回路では、ポートP6、P8が出力ポート、ポートP7、P9がアイソレーションポートとなるが、本実施形態のラットレース回路では、ポートP6とポートP8がローカル信号波の位相を制御する役目を担うので、ポートP6、P8、P9がアイソレーションポート、ポートP7が出力ポートとなる。このポートP7は送信アンテナ40の給電点につながるポートとなる。

0021

第1ラットレース回路111のポートP1は、直流遮断コンデンサC1を介して高周波発振器20と接続される。ポートP2は、直流遮断コンデンサC2を介して移相回路12に接続される。ポートP3は、直流遮断コンデンサC3を介して終端抵抗R2(=50Ω)の一端に接続される。終端抵抗R2の他端はGND(接地端)に接続される。直流遮断コンデンサC3と終端抵抗R2との間には、スタブパターンSTが形成される。ポートP4は、第2のラットレース回路のポートP5に接続される。

0022

ここで、ポートP3に接続されたスタブパターンSTについて説明する。第1ラットレース回路111のポートP4には、第2のラットレース回路112のポートP5を通じて内部反射波が侵入する。このような内部反射波が、測距精度に影響を及ぼすことは上述のとおりである。ポートP4から見てポートP2はアイソレーションポートとなるため、もともと内部反射波は大きくないが、より高い測距精度を確保するためにはこれを更に低減することが望ましい。また、内部反射波の一部はポートP3にも侵入する。ポートP4−P5間に整合用のスタブパターンを挿入すれば内部反射波を低減させることができるが、反面、ポートP4−P5が共通ラインのため、高周波信号波まで大きく影響を受けて損失が大きくなる。

0023

そこで、本実施形態では、第1ラットレースは、ポートP3がポートP2及びポートP4の合成器として作用する点に着目し、ポートP3、及び、直流遮断用コンデンサC3と終端抵抗R2との間のラインにスタブパターンSTを設け、ポートP3に侵入する反射信号波をスタブパターンSTにより反射させ、この反射信号波がP4から侵入した内部反射波を打ち消すようにしている。スタブパターンSTは、例えばスタブ幅0.68mm,長さ1.5mmに設定される。これにより、ポートP1から入力されるローカル信号波に影響を及ぼすことなく、ポートP2に到達する第2ラットレース回路112からの内部反射波を限りなく0まで低減することができる。そのため、移相回路12側に出力されるのは、殆どポートP1から入力されたローカル信号波だけにすることができる。このように、第1ラットレース回路111は、内部反射波を限りなく0に低減してローカル信号波を効率的に送信アンテナ40側と移相回路12側へ分波する回路として動作する。

0024

第2のラットレース回路112では、上記のとおり、第1ラットレース回路111のポートP4を通じてポートP5にローカル信号波が入力される。ポートP6は、伝送線路パターンM1,ダイオードD2,伝送線路パターンM3を介してGND(接地端)に接続される。ポートP8は、伝送線路パターンM2,ダイオードD1,伝送線路パターンM4を介して接地端に接続される。ダイオードD1,D2は、制御回路30からの制御信号に基づいて導通/非導通の切り換えを選択的に行うためのスイッチング素子である。

0025

伝送線路パターンM1,M2は、そこを伝搬する信号波の位相を任意に設定するためのリアクタンスとして機能する。本例では、伝送線路パターンM1は、位相を270度遅くする長さにしてある。伝送線路パターンM2は、位相を90度遅くする長さにしてある。伝送線路パターンM3,M4は、それぞれダイオードD1,D2の容量性リアクタンスを打ち消す長さである。これにより、ダイオードD1,D2の導通/非導通の切換動作に伴う位相の変動を抑制することができる。

0026

このように構成される第2のラットレース回路112では、制御回路30からの制御信号でダイオードD1,D2を導通にすることにより、伝送線路パターンM1,M2の端部が短絡状態(SHORT)となる。一方、制御回路30からの制御信号でダイオードD1,D2を非導通にすることにより、伝送線路パターンM1,M2の端部が開放状態(OPEN)となる。これにより、送信アンテナ40から放射される送信信号波の位相が伝送線路パターンM1,M2のリアクタンスに応じて変化するので、簡易な構成かつ制御態様で、直流変動がなく、定振幅位相変調回路を実現することができる。なお、ポートP6から見た場合に、ポートP8がアイソレーションポートとなり、ポートP8から見た場合に、ポートP6がアイソレーションポートとなるため、ポート同士の影響は受けず、第2のラットレース回路112の特性インピーダンスが安定したものとなる。

0027

ポートP9には、第2のラットレース回路112から見て特性インピーダンスが相対的に高くなるように、RFチョーク用のインダクタンス素子L1とダイオード電流制御用抵抗R1とが挿入される。そして、第1ラットレース回路111とポートP5を通じて入力されたローカル信号波が、制御回路30から入力される短パルス信号によりパルス位相変調される。このようにパルス位相変調された送信信号波がポートP7から直流遮断用コンデンサC4を介して送信アンテナ40へ出力される。

0028

第2のラットレース回路112による変調動作をより詳しく説明すると、以下のようになる。まず、ダイオードD1,D2が非導通のとき、ポートP6,P8が開放状態となる。このとき、ポートP5−P7間の時計回りでは、入力されたローカル信号波は、通常のラットレース回路では位相が180度遅れ(2λ/4)となるが、本実施形態では伝送線路パターンM1により位相が270度(3λ/4)遅れるため、全体では90度(λ/4)の遅れとなる。反時計回りでは、通常のラットレース回路では位相変化はないが、本実施形態では伝送線路パターンM2で位相が90度(λ/4)遅れるため、全体では90度(λ/4)遅れとなる。その結果、時計回り、反時計回り共に同相となるので、位相が90度遅れたままの送信信号波がポートP7から送信アンテナ40へ出力される。

0029

一方、ダイオードD1,D2が導通のとき、ポートP6,P8は短絡状態となる。このとき、送信信号波の位相が反転(180度)する。ポートP5−P7間では、時計回りでは伝送線路パターンL1M1で位相が450度遅れるため、全体では位相が270度遅れとなる。他方、反時計回りでは伝送線路パターンL2M2で270度位相が遅れる。そのため、全体では位相が270度遅れとなる。その結果、時計回り、反時計回り共に同相となるので、位相が270度遅れた送信信号波がポートP7から送信アンテナ40へ出力される。このように、ダイオードD1,D2の導通/非導通の切換動作により、送信信号波の位相差は180度(=270−90)となり、0度/180度差位相変調が可能となる。

0030

ダイオードD1,D2は、応答の早いショットキーバリアダイオードを使用する。これにより短パルス信号に対応することができる。また、インダクタンス素子L1は、ライン幅0.1mm,長さ1.55mmのパターンで構成している。ダイオード電流制御用抵抗R1は120Ωである。伝送線路パターンM1は幅0.55mm,長さ3.0mm、伝送線路パターンM2は幅0.55mm,長さ1.2mm、M3,M4を幅0.55mm,長さ0.2mmにそれぞれ設定している。ただし、これらの数値は使用周波数に応じて多少変更される場合がある。短パルス信号は、Lowレベルを0v、Highレベルを+3.3vに設定している。

0031

次に、移相回路12について説明する。移相回路12は、分波変調回路11のポートP2で分配されたローカル信号波の位相と回り込み波の位相とが所定の位相差となるように調整する回路である。回り込み波とローカル信号波との位相差は、送信アンテナ40と受信アンテナ50との距離、使用する周波数帯及び送信信号波の出力などが決まれば、計算により特定することができる。本実施形態では、回り込み波とローカル信号波との位相偏移が無くなるようにした上で、当該ローカル信号波の位相を0度〜90度の範囲で変化させる。ローカル信号波と回り込み波との位相偏移が無くなるようにするのは、ミキサー13でホモダイン検波する際に回り込み波でNULL点を発生させ、これにより回り込み波による妨害波の影響を無くすためである。また、当該ローカル信号波の位相を0度〜90度の範囲で変化させるのは、検波信号を振幅最大まで変化させるためである。これは、測距対象物が移動する場合、距離によっては反射信号波でもNULL点が発生するためである。すなわち、測距対象物までの距離(使用周波数の波長λ毎、24G帯では略12mm毎)で反射信号波とローカル信号波との位相偏移が無くなり、NULL点が生じてしまい、測距精度が低下する可能性がある。そこで、ミキサー13に入力するローカル信号波の位相を変化させ、検波信号を振幅最大まで変化させることにより、検波信号を有意な値として出力することができる。

0032

上記のように動作させるため、本実施形態では、移相回路12を図3のように構成した。図3を参照すると、移相回路12は、直流遮断用コンデンサC5、可変移相器121、遅延ライン(DL)122、直流遮断用コンデンサC6を備える。直流遮断用コンデンサC5は、分波変調回路11から分配されたローカル信号波の直流成分を遮断する。可変移相器121は、所定の位相差を0、すなわち、回り込み波とローカル信号波との位相偏移が無くなるようにする。可変移相器121は、ハイブリッドカップルド型のダイオードを含んで構成される。遅延ライン(DL)122は、通過するローカル信号波の位相を遅延させる。直流遮断用コンデンサC6は、ミキサー13への出力信号の直流成分を遮断する。

0033

遅延ライン(DL)122と直流遮断用コンデンサC6との間には、インピーダンス素子L2を介して電流調整用抵抗R3が接続され、電流調整用抵抗R3には位相信号が供給される。位相信号は、制御回路30より供給される信号であり、可変移相器121のダイオードを導通又は非導通にする。位相信号はデジタル(方形波)信号又はノコギリ波三角波)である。位相信号がデジタル信号の場合、可変位相器122は、ローカル信号波の位相を、予め設定された0度/90度を選択的に切り換える。位相信号がノコギリ波の場合、可変位相器122は、ローカル信号波の位相を0度と90度の範囲で徐々に切り換える。これにより、ミキサー13において反射信号波の検波時のNULL点を無くしている。

0034

なお、図3の例では、遅延手段として遅延ライン(DL)122を用いる場合の例を示したが、リアクタンス装荷でも対応することができる。リアクタンス装荷の場合、スイッチング素子などを用いて伝送経路のリアクタンスを可変させ、電気的な長さを変えることになる。

0035

また、本実施形態の移相回路12では、分波変調回路11によりローカル信号波には内部反射波による妨害波が含まれず、回り込み波の位相のみを考慮すれば良いため、遅延手段の位相設定が容易になり、位相偏移の調整が簡便となる。

0036

ミキサー13は、分波変調回路11、移相回路12と共に1枚の高周波ボード上に実装してもよいし、単独の高周波ボードとして実装してもよい。その際、分波変調回路11と同様、ラットレース回路(第3のラットレース回路)を用いてミキサー13を構成することができる。
ラットレース回路でミキサー13を構成する場合、入力ポートは受信アンテナ50の給電点とコンデンサなどを介して接続される。また、もう一つの入力ポートは、相互の干渉のない電気長だけ離れた部位に形成され、移相回路12と接続され、位相調整されたローカル信号波が入力される。出力ポートはベースバンド回路60に接続される。

0037

ミキサー13では、受信アンテナ50からの反射信号波及び回り込み波を移相回路12から入力されるローカル信号波でホモダイン検波するが、ホモダイン検波では、出力される検波信号の振幅が反射信号波等の位相に応じて変化する。振幅の変化は定常波となり、位相90度毎に「腹」と「節」とが繰り返される。回り込み波はローカル信号波との位相偏移が無いことから回り込み波が無くなる。また、送信信号波自体が0/180度の位相変調がなされ、かつ、ローカル信号波の位相が0度〜90度の範囲で変わるので、反射信号波のNULL点が回避され、基準位置から0m付近の至近距離でも精度良く測距が可能な状態を実現することができる。

0038

図4は、本実施形態による短パルス信号、位相信号及び検波信号のタイミングチャートである。図4上段は短パルス信号の拡大図である。図4中、T1=5ns、T2=0.5μs、T3=T4=500μsである。図4に示す例では、ホモダイン検波により検波信号の振幅がNULL点で位相信号がHigh、位相90度となるように制御回路30が制御する。位相信号をLowにすると位相が0度となり、検波信号が現れる。そのため、位相信号のHigh/Lowを切り替えながら時間的に検波信号を処理することで、NULL点の無い高精度の測距が可能となる。この場合、検波信号をソフトウエアモニタリングしながら位相信号を制御することも可能である。

0039

図5は、従来型のパルスレーダー装置と本実施形態の近距離パルスレーダー装置1との動作比較例を示す図である。ここでは、対象物のない無入力時の検波信号の出力波形を示している。従来型のパルスレーダー装置の検波信号は、図5中段に示すように、至近距離で送信時に起因する妨害波が出力され、至近距離測定の妨げになっている。そのため、例えば0mでの測距ができない。一方、本実施形態の近距離パルスレーダー装置1の場合、検波信号における妨害波は打ち消される。そのため、測距対象物が、測距の基準位置(0m)に限りなく近い至近距離に存在する場合であっても精度良く測距が可能となる。基準位置は、例えば送信アンテナ40の設置位置であり、設計時に定めることができる。

0040

このように、本実施形態の近距離パルスレーダー装置1では、ホモダイン検波特有のNULL点(信号最小点)を利用し、回り込み波とローカル信号波の位相偏移を無くすことにより送信時における回り込み波を低減することができる。また、ミキサー13に入力されるローカル信号波の位相を0度〜90度の範囲で変化させることで、測距精度の劣化を防ぐことができる。

0041

本実施形態の近距離パルスレーダー装置1は、例えば、金属製のベース上に設けた回路基板に構成し、小型のケースに収容して製品化することができる。図6(a)は、近距離パルスレーダー装置1が構成された回路基板を搭載した金属ベース100とそれを収容するケースの平面図、(b)は側面図、(c)は裏面図である。金属ベース100はダイカスト製矩形状であり、その上面には、金属ベース100よりやや小さい同じく矩形状のRF基板110が搭載されている。RF基板110の中央部には、後述するように高周波発振器20を含めた高周波部10が搭載されることから、高周波による電磁輻射を防止するための金属カバー120が被せられる。一方、金属ベース100の下面中央部には、近距離パルスレーダー装置1の制御回路30、ベースバンド回路60、A/D変換回路70を含む各種信号処理回路を搭載した信号処理基板130が、金属製のシールドカバー140に収納された状態で取り付けられている。金属ベース100、信号処理基板130、シールドカバー140には、RF基板110と信号処理基板130との間の電気的接続および制御回路30から外部装置への接続に必要なケーブルまたはコネクタを収容するための、連通する孔部150が設けられている。なお、このようなRF基板110、信号処理基板130を搭載する金属ベース100は、一点鎖線で示したように、硬質絶縁体からなる電波透過性で前記金属ベース100のサイズよりやや大きい、ケース160に収容される。

0042

前記RF基板110には、上述したとおり、中央部に高周波発振器20を含む高周波部10が搭載されるとともに、前記中央部を挟んだ左右に、送信アンテナ40と受信アンテナ50とが、それぞれ形成される。高周波部10には、図2に示した分波変調回路11、図3に示した移相回路12のほか、ラットレース回路で構成した図1のミキサー13も実装される。送信アンテナ40と受信アンテナ50は平面アンテナであり、それぞれ上方に指向性を持つ同等のアンテナ性能を有するものである。なお、前記RF基板110と信号処理基板130との電気的接続は、前記孔部150を介して配線ケーブルにより行うか、もしくは孔部150内に設けた接続用コネクタにより行われる。また、近距離パルスレーダー装置1の出力、すなわち信号処理基板130上に設けられた制御回路30からの出力信号は、シールドカバー140の下方に設けた孔部150の開口部より、配線ケーブルまたはコネクタにより取り出され、外部装置へ出力される。

0043

このような構造のケース160は、24GHz帯の場合、厚みが1cm前後、長辺でも15cm程度の小型なものとなる。そのため、様々な場所に取り付けることができる。例えば、駐車場の所定領域に埋め込み、当該領域に存在するのが車両の検出などにも応用することができる。そして、測距基準位置であるケース160の外側表面と送信アンテナ40の位置とは極めて近接して設けられるから、測距対象物が、ケース160に接触している場合を含め、測距の基準位置に限りなく近い至近距離に存在する場合であっても精度良く測距を行うことが可能である。

0044

1・・・近距離パルスレーダー装置、10・・・高周波部、11・・・分波変調回路、111,112・・・ラットレース回路、12・・・移相回路、13・・・ミキサー、20・・・高周波発振器、30・・・制御回路、40・・・送信アンテナ、50・・・受信アンテナ、60・・・ベースバンド回路、70・・・A/D変換回路、100・・・金属ベース。

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