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技術 共振形電源装置

出願人 株式会社日立産機システム
発明者 石垣卓也大橋敬典高瀬真人渡部與久上井雄介
出願日 2016年4月18日 (3年4ヶ月経過) 出願番号 2016-083045
公開日 2017年10月26日 (1年9ヶ月経過) 公開番号 2017-195664
状態 未査定
技術分野 DC‐DCコンバータ
主要キーワード 電流変動幅 ゲート信号生成器 制御量演算器 正負対 電源制御ブロック 入出力電圧比 切換え器 サンプリングモード
関連する未来課題
重要な関連分野

この項目の情報は公開日時点(2017年10月26日)のものです。
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図面 (7)

課題

小型化と低コスト化を実現する、共振形電源装置を提供する。

解決手段

入力電圧1次側スイッチング素子によりスイッチングすることでトランス共振素子パルス状の電圧印加し、2次側スイッチング素子によりスイッチングして出力電圧を制御する共振形電源装置であって、出力電圧の指令値を、パルス状の電圧の振幅のトランスの巻数比分の一以下に設定し、設定している期間のスイッチング周波数を取得し、取得したスイッチング周波数に基づき2次側スイッチング素子のゲート信号補正する制御機能を有する構成とする。

概要

背景

直流入力電圧を直流の出力電圧に変換する産業用機器情報機器などに用いられる電源装置の入力電圧と出力電圧は、トランスを用いて絶縁されている。絶縁型の電源装置に用いられる高効率な回路構成のひとつに、LLC電流共振形回路がある。LLC電流共振形回路は、共振現象を利用して電流正弦波状に流し、電流が小さくなるタイミングでスイッチングを行うため、スイッチング損失が小さく高効率な電源装置を実現できる。このような共振現象を利用した電源装置である共振形電源装置は、2次側半導体素子理想的なオフタイミング共振周波数に依存するため、共振素子の製造ばらつきによって共振周波数がずれると、2次側半導体素子に損失が発生してしまうという課題があった。

これに対し、例えば特開2005−168167号公報(特許文献1)に記載のように、共振素子に流れる電流から現在の共振周波数を推定する手段が知られている。

概要

小型化と低コスト化を実現する、共振形電源装置を提供する。入力電圧を1次側スイッチング素子によりスイッチングすることでトランスと共振素子にパルス状の電圧印加し、2次側スイッチング素子によりスイッチングして出力電圧を制御する共振形電源装置であって、出力電圧の指令値を、パルス状の電圧の振幅のトランスの巻数比分の一以下に設定し、設定している期間のスイッチング周波数を取得し、取得したスイッチング周波数に基づき2次側スイッチング素子のゲート信号補正する制御機能を有する構成とする。

目的

本発明によれば、共振周波数を容易に把握でき、安価で高効率な共振形電源装置を提供する

効果

実績

技術文献被引用数
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牽制数
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請求項1

入力電圧1次側スイッチング素子によりスイッチングすることでトランス共振素子パルス状の電圧印加し、2次側スイッチング素子によりスイッチングして出力電圧を制御する共振形電源装置であって、前記出力電圧の指令値を、前記パルス状の電圧の振幅の前記トランスの巻数比分の一以下に設定し、該設定している期間のスイッチング周波数を取得し、該取得したスイッチング周波数に基づき前記2次側スイッチング素子のゲート信号補正する制御機能を有することを特徴とする共振形電源装置。

請求項2

請求項1に記載の共振形電源装置であって、前記出力電圧の指令値を前記パルス状の電圧の振幅の前記トランスの巻数比分の一以下に設定している期間のスイッチング周波数を記憶する記憶器を有することを特徴とする共振形電源装置。

請求項3

請求項1に記載の共振形電源装置であって、前記出力電圧の指令値を前記パルス状の電圧の振幅の前記トランスの巻数比分の一以下に設定している期間を、前記共振形電源装置の起動時からスタンバイ完了信号を出力するまでの期間とすることを特徴とする共振形電源装置。

請求項4

請求項1に記載の共振形電源装置であって、前記出力電圧の指令値を前記パルス状の電圧の振幅の前記トランスの巻数比分の一以下に設定している期間のスイッチング周波数の変化から、前記共振素子を構成する共振コンデンサ劣化を判定し、該劣化に関する信号を前記共振形電源装置の外部へ出力する機能を有することを特徴とする共振形電源装置。

請求項5

請求項1に記載の共振形電源装置であって、前記取得したスイッチング周波数に基づき1次側スイッチング素子のゲート信号を生成して制御することを特徴とする共振形電源装置。

請求項6

入力電圧を1次側スイッチング素子によりスイッチングすることでトランスと共振素子にパルス状の電圧を印加し、2次側スイッチング素子によりスイッチングして出力電圧を制御する共振形電源装置であって、前記共振形電源装置の起動時からスタンバイ完了信号を出力するまでに、前記出力電圧が安定する電位が2つあることを特徴とする共振形電源装置。

請求項7

請求項1に記載の共振形電源装置であって、前記制御機能は制御ICで実現することを特徴とする共振形電源装置。

請求項8

入力電圧を1次側スイッチング素子によりスイッチングすることでトランスと共振素子にパルス状の電圧を印加し、2次側スイッチング素子によりスイッチングして出力電圧を制御する共振形電源装置であって、前記出力電圧の指令値を、前記パルス状の電圧の振幅の前記トランスの巻数比分の一以下に設定し、該設定している期間のスイッチング周波数を取得し、該取得したスイッチング周波数の半周期以下のパルス幅のゲート信号で前記2次側スイッチング素子を補正することを特徴とする共振形電源装置。

技術分野

0001

本発明は、産業用機器情報機器などに用いられる、共振形電源装置に関する。

背景技術

0002

直流入力電圧を直流の出力電圧に変換する産業用機器や情報機器などに用いられる電源装置の入力電圧と出力電圧は、トランスを用いて絶縁されている。絶縁型の電源装置に用いられる高効率な回路構成のひとつに、LLC電流共振形回路がある。LLC電流共振形回路は、共振現象を利用して電流正弦波状に流し、電流が小さくなるタイミングでスイッチングを行うため、スイッチング損失が小さく高効率な電源装置を実現できる。このような共振現象を利用した電源装置である共振形電源装置は、2次側半導体素子理想的なオフタイミング共振周波数に依存するため、共振素子の製造ばらつきによって共振周波数がずれると、2次側半導体素子に損失が発生してしまうという課題があった。

0003

これに対し、例えば特開2005−168167号公報(特許文献1)に記載のように、共振素子に流れる電流から現在の共振周波数を推定する手段が知られている。

先行技術

0004

特開2005−168167号公報

発明が解決しようとする課題

0005

特許文献1に記載されているように、共振電流波形周波数から共振周波数を推定することが可能である。しかしながら、共振周波数を推測するためにはスイッチング周波数よりも高い周波数で電流検出を行う必要があり、現実的ではない。

課題を解決するための手段

0006

上記課題を解決するために、本発明は、その一例を挙げるならば、入力電圧を1次側スイッチング素子によりスイッチングすることでトランスと共振素子にパルス状の電圧印加し、2次側スイッチング素子によりスイッチングして出力電圧を制御する共振形電源装置であって、出力電圧の指令値を、パルス状の電圧の振幅のトランスの巻数比分の一以下に設定し、設定している期間のスイッチング周波数を取得し、取得したスイッチング周波数に基づき2次側スイッチング素子のゲート信号補正する制御機能を有する構成とする。

発明の効果

0007

本発明によれば、共振周波数を容易に把握でき、安価で高効率な共振形電源装置を提供することができる。

図面の簡単な説明

0008

実施例1における共振形電源装置の回路図である。
実施例1における共振形電源装置の周波数特性である。
実施例1における共振形電源装置の起動時の波形である。
実施例1における共振形電源装置の動作波形図である。
実施例2における共振形電源装置の回路図である。
実施例3における共振形電源装置の回路図である。

0009

以下、本発明の実施例を図面に用いて説明する。

0010

図1は本実施例における共振形電源装置の回路図である。図1において、共振形電源装置01は、電源主回路02と電源制御ブロック03で構成される。電源主回路02の入力端子には入力電源Einから入力電圧Vinが印加されており、出力端子には負荷Roが接続されている。

0011

電源主回路02は、入力コンデンサCinと1次側半導体素子(スイッチング素子)04と共振素子05とトランス06と2次側半導体素子(スイッチング素子)07と出力コンデンサCoで構成され、入力電圧Vinと、出力コンデンサCoの両端電圧となる出力電圧Voとを検出し電源制御ブロック03へ送信する機能を有する。この検出、送信機能は、例えば、オペアンプ等で構成され、電源制御ブロック03側ではA/D変換器を介して受信する。

0012

電源制御ブロック03は、Voを受信し、Voが上位コントローラから送られてくる出力電圧指令値Vrefとなるスイッチング周波数Fswを演算する制御量演算器12を有し、Fswに基づき1次側半導体素子04のゲート信号を1次側ゲート信号生成器14で生成する。本実施例では1次側半導体素子04がQ1,Q2,Q3,Q4のフルブリッジ構成としているため、1次側ゲート信号生成器14はそれらのゲート信号Vg1,Vg2,Vg3,Vg4を生成し、電源主回路02に送信し、電源主回路02はその信号に従いQ1,Q2,Q3,Q4を駆動し、Voを制御する。なお、電源制御ブロック03は、専用の制御ICで実現しても良い。

0013

次側半導体素子04は電源制御ブロック03からのゲート信号Vg1,Vg2,Vg3,Vg4に従いオンオフを繰り返し、共振素子05とトランス06にパルス状の電圧を加える。例えば、Q1とQ4がオン、Q2とQ3がオフの時は、共振素子05にはVinの電圧が印加され、Q2とQ3がオン、Q1とQ4がオフの時は、共振素子05には−Vinの電圧が印加される。よって、本実施例では共振素子05とトランス06には振幅がVinのパルス状の電圧が印加されることになる。

0014

共振素子05は共振インダクタンスLrと共振コンデンサCrとから構成される。共振インダクタンスLrはトランス06の漏れインダクタンス直列の関係となっている。本実施例ではトランスの漏れインダクタンスを記載していないが、トランスの漏れインダクタンスは共振インダクタンスLrに含まれているものとする。LrとCrはトランスの1次側端子に別々に配置して記載したが、電気回路上直列に配置されていれば片側に直列に配置しても構わない。

0015

トランス06は励磁インダクタンスをLmとし、1次側の巻数をN1、2次側の巻数をN2とする。

0016

2次側半導体素子07はQ5,Q6,Q7,Q8のフルブリッジ構成としている。それらのゲート信号はVg5, Vg6, Vg7, Vg8であり、電源制御ブロック03の2次側ゲート信号生成器15によって生成される。

0017

本実施例における共振形電源装置01の周波数特性を図2に示す。共振形電源装置01はスイッチング周波数Fswを調整して所望の出力電圧Voを得る。図2は、横軸をFswとし、縦軸ゲインMとした周波数特性のグラフである。ゲインMは、入出力電圧比(Vo/Vin)とトランス07の巻数比(N1/N2)の積で定義され、あるスイッチング周波数Fswで動作している時の出力電圧が、入力電圧Vinを巻数比で割った値よりも大きいか小さいかを確認できる基準である。

0018

共振形電源装置01は、LrとCrで決まる共振周波数Foを固有で持ち、FswをFoで動作させている時はゲインMが1となるという特徴がある。この特徴は、負荷電流が大きい場合は寄生抵抗成分などによる電圧降下が発生するため、軽負荷時の方が正確である。

0019

軽負荷時にスイッチング周波数Fswで動作している時は、設計値通りのLrとCrが製造できた場合はゲインMが1となるため、設計値通りの共振周波数Foが得られるが、製造ばらつきや経年劣化によってLrまたはCrがばらついた時、周波数特性のグラフは変化し、ばらつきAの場合は共振周波数がFo(A)にずれ、ばらつきBの場合は共振周波数がFo(B)にずれる。

0020

本実施例では、この共振周波数のずれを把握するために、電源制御ブロック03内に切換え器11と共振周波数記憶器13を有する。電源制御ブロック03は、サンプリングモード切換え信号Smを切換え器11と共振周波数記憶器13に入力し、電圧指令値が、上位から送られてくる電圧指令値Vrefで動作する通常モードと、共振素子05とトランス06に印加するパルス状の電圧の振幅を巻数比で割った値で動作し、その時のスイッチング周波数Fswを共振周波数Foとして記憶するサンプリングモードの2つのモードを有する。サンプリングモード時に取得した共振周波数Foは、製造ばらつきや経年劣化によって、設計値からずれたLrとCrに対応する共振周波数である。

0021

図3は本実施例における起動時の波形である。図3(A)は出力電圧Vo、(B)はサンプリングモード切換え信号Sm、(C)はスタンバイ完了信号ENを示している。サンプリングモードは、上述した理由から軽負荷時に実施されることが望ましい。負荷に電力を供給した後は軽負荷時となるタイミングを把握することが困難であるため、電源起動時にサンプリングモードを設けることが望ましい。従って、図3に示すように、t0が共振形電源装置01の起動信号が入力された時間とすると、まずt1でサンプリングモードに移行して、電源の出力電圧指令値をVinを巻数比で割った値とする。t2から徐々にスイッチングが開始され、t3で出力電圧VoがVinを巻数比で割った値となる。t3からt4の間に共振周波数記憶器13がスイッチング周波数Fswを共振周波数Foと記憶する。記憶が完了した後、t4で上位から送られる電圧指令値Vrefに切換え器11が切り換わり、出力電圧VoがVrefになった後に、t5で共振形電源装置01のスタンバイ完了信号ENを外部に送信する。なお、t2からt3の期間はVoが直線的に上昇しているが、サンプリングモードの最終電圧がVinを巻数比で割った値となるように指令値をゆっくり上げることも可能である。

0022

本実施例によれば、共振形電源装置01はスタンバイ完了信号ENを出力する前に、出力電圧は2段の安定している電位を有することが特徴である。電位の一つは、Vinの巻数比分の一の値であり、もう一つは上位マイコンからの電圧指令値Vrefである。

0023

本実施例では、以上のように記憶した共振周波数を、2次側ゲート信号生成器15が利用している。図4に、通常モードでの、記憶した共振周波数Foよりもスイッチング周波数Fswが小さいときのスイッチング1周期の動作波形図を示す。

0024

図4においては、ゲート信号Vg1,Vg2,Vg3,Vg4,Vg5, Vg6, Vg7, Vg8、共振インダクタンスLrに流れる電流ILr、2次側半導体素子のQ5,Q6,Q7,Q8のソース-ドレイン電流I5,I6,I7,I8、のそれぞれのスイッチング1周期の波形を示している。なお、図3図4時間軸が異なり、図3のt0〜t5と図4のt10〜t16は無関係である。図4において、t10からt16までが一周期である。Vg1とVg4は、t10でオンし、t13でオフする。Vg2とVg3は、t14でオンし、t16でオフする。t10からt11とt13からt14はデッドタイムである。共振素子05にはVg2とVg3がオフするt10から、直前までVg2とVg3がオンでVinが印加されていたため、Lrにはt10からt12までの期間は正弦波状の電流ILrが流れる。ILrは、トランス06の励磁インダクタンスLmを通り共振素子05のCrへ流れる励磁電流ルートと、トランス06から2次側半導体素子07へ流れ、出力コンデンサCoまたは負荷Roを通りCrへ戻る負荷電流ルートの2ルートに分かれる。

0025

励磁電流ルートに流れる励磁電流ILmは、t10からt12の期間は、LmにVinが印加されているため一定の傾きを持って上昇する。ここで、正弦波状の波形であるILrと一定の傾きで上昇を続けるILmがt12で同じ値となる。t10からt12まではILrがILmよりも多かったため、負荷電流ルートのQ5とQ8にI5とI8が正方向に流れた。もし、Vg5とVg8がt12以降もオン状態である場合は、t12以降はI5とI8は負方向の電流が流れ、電流が逆流してしまうため効率が悪化する。つまり、Q5とQ8に正方向に流れるt10からt12までの期間をオン状態とすることが望ましい。同様に、Vg6とVg7もt13からt15の期間をオン状態とすることが望ましい。

0026

負荷が一定の定常状態であれば、t10時の共振電流ILr(t10)とt16時の共振電流ILr(t16)は等しい値となる。ILrはt10からt13までとt13からt16までは正負対象であるため、ILr(t13)=−ILr(t10)である。t12からt13までは動作モードによってILrは上昇する場合もあれば下降する場合もあるが、ILr(t12)−ILr(t13)=ILr(t16)−ILr(t15)となり、電流変動幅は等しい。つまり、t12からt13までに変化した電流はt15からt16までに変化した電流と相殺されるため、t10からt12までのILr波形とt13からt15までのILr波形を切り出すと正弦波となることがわかる。この時の周波数はLrとCrで決定される共振周波数Foである。スイッチング周波数Fswが記憶した共振周波数Foと一致するとILr波形は連続となる。

0027

上より、Vg5とVg8の理想的なオンタイミングは、Vg2とVg3がオフとなるタイミングであり、理想的なオフタイミングはそのタイミングから共振周期To(=1/Fo)の半周期後(=1/(2*Fo))となる。Vg6とVg7についても同様に、Vg1とVg4がオフとなるタイミングであり、理想的なオフタイミングはそのタイミングから共振周期To(=1/Fo)の半周期後(=1/(2*Fo))である。これらの処理は、1次側ゲート信号生成器14と共振周波数記憶器13から情報を得た2次側ゲート信号生成器15が行う。

0028

本実施例のように、2次側半導体素子07のスイッチングを、理想的なオンタイミングで実施することは、最大限同期整流期間を確保することになり、理想的なオフタイミングで実施することは、逆流による損失を防ぐことになるため、損失を減らせる。よって、高効率化つながり、また、発熱量が減少することから放熱部材を低減することができるため、低コスト化と小型化にもつながる。

0029

なお、実機では寄生インダクタンスの影響や素子リカバリの影響などで、理想のオフタイミングはTo/2とは限らないため、2次側ゲート信号生成器15では、得られた共振周波数Foと、設計した共振周波数の差分を確認し、設計値の共振周波数よりも実機の共振周波数が高い場合は、2次側半導体素子のオフタイミングを短くなる方向に補正し、設計値の共振周波数よりも実機の共振周波数が低い場合は、2次側半導体素子のオフタイミングを長くなる方向に補正することで、より理想的なオフタイミングに近づくことができる。

0030

また、実機では、理想的なオフタイミングから少しでもずれると、例えば、図4のt12以降はI5とI8は負方向の電流が流れ電流が逆流してしまうため、安全面を考慮して、Vg5とVg8のオフタイミングは、t12よりも早めのタイミング、すなわち、Foを高く見積る方向とする。すなわち、出力電圧の指令値をパルス状の電圧の振幅のトランスの巻数比分の一以下に設定すると良い。

0031

また、本実施例では起動時に共振周波数Foを取得することとしたが、毎起動時に取得する必要はなく、前回取得した周波数を用いれば良い。

0032

さらに、使用した周波数の変化から、Crの劣化具合を確認し劣化判定することができ、共振周波数が一定以下となった場合にコンデンサユニットまたは共振形電源装置01を交換する信号を外部に出力させ、メンテナンスに利用することで装置の長寿命化にも寄与する。

0033

以上のように、本実施例は、共振形電源装置において、電源起動時にゲイン特性が1となる出力電圧を出力し、その時のスイッチング周波数を取得することで、電源主回路の共振周波数を把握し、その共振周波数を2次側半導体素子の同期整流信号などに反映することにより、高効率で小型な共振形電源装置を実現する。

0034

言い換えれば、入力電圧を1次側スイッチング素子によりスイッチングすることでトランスと共振素子にパルス状の電圧を印加し、2次側スイッチング素子によりスイッチングして出力電圧を制御する共振形電源装置であって、出力電圧の指令値を、パルス状の電圧の振幅のトランスの巻数比分の一以下に設定し、設定している期間のスイッチング周波数を取得し、取得したスイッチング周波数に基づき2次側スイッチング素子のゲート信号を補正する制御機能を有する構成とする。

0035

これにより、共振周波数を容易に把握でき、安価で高効率な共振形電源装置を提供することができる。

0036

図5に本実施例の共振形電源装置01の回路図を示す。本実施例では1次側半導体素子04を2つの半導体素子Q11とQ12で構成した例と、トランス06をセンタータップで構成し、2次側半導体素子07も2つの半導体素子Q13とQ14で構成した例である。なお、電源制御ブロック03は、図1と同じなので省略している。このように回路構成を変えた場合においても、共振形電源装置01であれば2次側半導体素子07の理想のオフタイミングは共振周波数Foに依存する。

0037

実施例1では電圧レベルがVinと−Vinであったため、電圧の振幅はVinであったが、本実施例の場合は、トランス06と共振素子05に印加される電圧は、電圧レベルが0とVinのパルスであるため、電圧の振幅はVin/2である。よって、サンプリングモードではVinの半分の値を巻数比で割った値を電圧指令値として駆動する。

0038

このように、サンプリングモードの電圧指令値はトランス06と共振素子05に印加されるパルス電圧の振幅を巻数比で割った値に設定することで、フルブリッジ回路ハーフブリッジ回路など様々な回路方式にも対応可能である。

0039

図6に本実施例の共振形電源装置01の回路図を示す。本実施例では電源制御ブロック03内に、固定周波数切換え器21を有する。他の構成は図1と同様である。

0040

図6において、サンプリングモードでは、電圧指令値を入力電圧の巻数比分の一とし、固定周波数切換え器21は、制御量演算器12が算出したスイッチング周波数Fswで1次側ゲート信号生成器14が動作するように制御し、共振周波数記憶器13に共振周波数Foを記憶する。通常動作モードでは、実施例1のように、上位コントローラから送られてくる電圧指令値Vrefに従い制御量演算器12が計算したスイッチング周波数Fswで1次側ゲート信号生成器14がゲート信号を生成して電源を制御することもできるが、入力電源Einの電圧を制御できる場合は、スイッチング周波数をサンプリングモードで取得したFoに固定して共振形電源装置01を駆動することができる。

0041

これにより、共振形電源装置01は、共振周波数Foをスイッチング周波数Fswとして動作している時は、理想的な動作状態であり高い電力変換効率を実現できる。なお、固定周波数では入出力電圧比が固定されるため、出力電圧を制御する場合は入力電圧を制御する必要がある。

0042

以上に示した実施例のように、出力電圧指令値を、共振素子とトランスに印加する電圧の振幅の巻数比分の一の値に設定し、共振周波数を取得するサンプリングモードを有する共振形電源装置は、高効率な電力変換を可能にし、小型で低コストな共振形電源装置を提供することができる。

0043

また、全ての実施例において、単独運転の例を説明したが、並列運転の場合も一台ずつ順に共振周波数を確認することで、全ての共振形電源装置の共振周波数を確認することができる。

0044

また、全ての実施例において半導体素子をMOS-FET記号で示したが、MOS-FETに限定されるものではなく、素子はIGBTなどのスイッチング素子であれば本発明は適用できる。

実施例

0045

上実施例について説明したが、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。

0046

01:共振形電源装置、02:電源主回路、03:電源制御ブロック、04:1次側半導体素子、05:共振素子、06:トランス、07:2次側半導体素子、11:切換え器、12:制御量演算器、13:共振周波数記憶器、14:1次側ゲート信号生成器、15:2次側ゲート信号生成器、21:固定周波数切換え器

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