図面 (/)

技術 電力変換装置および制御方法

出願人 株式会社日立製作所
発明者 景山寛
出願日 2015年11月4日 (4年4ヶ月経過) 出願番号 2015-216573
公開日 2017年5月25日 (2年9ヶ月経過) 公開番号 2017-093039
状態 特許登録済
技術分野 インバータ装置
主要キーワード 付随装置 正電位端子 負電位端子 基本波周期 リプル量 逆並列接続回路 共通接続端子 レベル動作
関連する未来課題
重要な関連分野

この項目の情報は公開日時点(2017年5月25日)のものです。
また、この項目は機械的に抽出しているため、正しく解析できていない場合があります

図面 (17)

課題

レベル動作から2レベル動作に切り替えた場合でも、リプル電流の増加が抑制され、リアクトルの大型化を抑制あるいは大型化しなくてもよい電力変換装置および制御方法を提供する。

解決手段

電力変換装置1は、スイッチング回路10と、制御装置15から構成され、直流入力側電源コンデンサ13、14を介して直流電圧源2を接続し、交流出力側に交流リアクトル11、フィルタコンデンサ12を介して単相交流電力系統3に接続している。スイッチング回路10の1つのアームは、スイッチング素子を逆方向に直列接続した双方向スイッチSW2,SW3で構成され、制御装置15は、スイッチング回路に3レベル動作および2レベル動作を行わせるためのPWMパルス発生回路22を具備し、電圧指令値の絶対値が所定の電圧指令しきい値より大きく、かつ、交流出力電流実効値IACが所定のしきい値より大きい場合には、2レベル動作を行う。

概要

背景

直流電力交流電力に変換する電力変換装置は、多くのパワーエレクトロニクスの分野で使用されている。電力変換装置は、一般的に、直流配線から入力される直流電力を交流電力に変換して交流配線に出力するために、スイッチング素子で構成されたスイッチング回路を利用してインバータ動作を行っている。電力変換装置は、パルス信号によってスイッチング回路内のスイッチング素子をスイッチング動作させることでPWM(Pulse Width Modulation)動作による電力変換を行っている。なお多くの電力変換装置は、交流側に例えばフィルタリング等のためのリアクトル、又はトランスなどのインダクタンスを有する機器を接続して利用されることが多い。

電力変換装置のスイッチング回路は、2つの電位によるPWM動作(以下2レベル動作と略す)が可能な2レベルインバータ回路で構成されたものが主流である。この2レベル動作のスイッチング回路の特徴は回路構成が最も簡単なことである。

一方、3つの電位によるPWM動作(以下3レベル動作)が可能な3レベルインバータ回路もしばしば用いられる。3レベルインバータ回路の構成は2レベルインバータ回路の構成よりスイッチング素子が多く複雑になる反面、3レベル動作により高調波電流や、リプル電流をより小さくすることができるという利点がある。

図14に、典型的な3レベルインバータ回路の一例を示す。スイッチング回路10は、スイッチング素子SW1で構成された第1のアームと、スイッチング素子SW2、SW3で構成された第2のアームと、スイッチング素子SW4で構成された第3のアームの3アームで構成されている。

スイッチング回路10に接続される直流電圧源2は、直列接続された2つの直流電圧源91、92で構成されて、直流電圧Edcを与えている。直列接続された2つの直流電圧源91、92で構成された直流電圧源2は、ノードmを基準として、ノードpに(+Edc/2)、ノードnに(−Edc/2)の3段階の電圧を用意している。そのうえで、ノードmにスイッチング回路10の第2のアームを接続し、ノードpにスイッチング回路10の第1のアームを接続し、ノードnにスイッチング回路10の第3のアームを接続している。

またスイッチング回路10に接続される交流電力系統3側は、配線AC1がスイッチング回路10の3組のアームの共通接続端子に接続され、配線AC2が直流電圧源2のノードmに接続されている。なお配線AC1にはリアクトル11が配置され、配線AC1と配線AC2の間にはフィルタコンデンサ12が配置されている。

係る構成のスイッチング回路10により、3レベルによるスイッチング動作を行うことで、リアクトル11とフィルタコンデンサ12の電流平滑化の効果によって、配線AC1と配線AC2には交流電圧交流電流が発生し、変換した交流電力は交流電力系統3へ供給される。

しかしながら、スイッチング素子SWを電界効果トランジスタMOSFET)で構成する場合、ノードmと接続する第2のアームは逆導通を防止するためにスイッチング素子SW2、SW3を直列に接続する必要がある。スイッチング素子SW2、SW3を経由して電流を流す場合は、他のアームのスイッチング素子SW1、SW4を経由する場合に比べて、おおよそ2倍の導通損失が発生する。導通損失は、流れる電流量の2乗に比例するため、電流が多い時ほど、スイッチング素子SW2、SW3を経由して流れる電流による導通損失増加がより顕著となる。

この問題を解決するために、特許文献1では、電流が大きい場合には、ノードp、m、nの3レベルの電圧を出力する3レベル動作から、ノードp、nの2レベルの電圧を出力する2レベル動作に切り替える方法を提案しており、2レベル動作に切り替えることによって、スイッチング素子SW2、SW3をOFFにして、スイッチング素子SW2、SW3に電流を流さなくすることができる。している。それによって、電流が大きい場合のスイッチング素子SW2、SW3での損失を削減することができ、インバータでの電力変換効率を高めることができる。

概要

3レベル動作から2レベル動作に切り替えた場合でも、リプル電流の増加が抑制され、リアクトルの大型化を抑制あるいは大型化しなくてもよい電力変換装置および制御方法を提供する。電力変換装置1は、スイッチング回路10と、制御装置15から構成され、直流入力側電源コンデンサ13、14を介して直流電圧源2を接続し、交流出力側に交流リアクトル11、フィルタコンデンサ12を介して単相交流電力系統3に接続している。スイッチング回路10の1つのアームは、スイッチング素子を逆方向に直列接続した双方向スイッチSW2,SW3で構成され、制御装置15は、スイッチング回路に3レベル動作および2レベル動作を行わせるためのPWMパルス発生回路22を具備し、電圧指令値の絶対値が所定の電圧指令しきい値より大きく、かつ、交流出力電流実効値IACが所定のしきい値より大きい場合には、2レベル動作を行う。

目的

本発明は、3レベル動作から2レベル動作に切り替えた場合でも、リプル電流の増加が抑制され、リアクトルの大型化を抑制あるいは大型化しなくてもよい電力変換装置および制御方法を提供する

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

この技術が所属する分野

(分野番号表示ON)※整理標準化データをもとに当社作成

ライセンス契約や譲渡などの可能性がある特許掲載中! 開放特許随時追加・更新中 詳しくはこちら

請求項1

複数のスイッチング素子から構成され、その入力側に直流電圧源を接続し、出力側交流電力系統に接続されたスイッチング回路と、該スイッチング回路を制御するための制御回路とを備え、前記直流電圧源の直流電力を前記交流電力系統の単相交流電力に変換する電力変換装置であって、前記スイッチング回路は、3つのアームで構成された3つのレベル電圧を出力することができる3レベルインバータ回路で構成され、前記スイッチング素子は、トランジスタ素子ダイオード素子を逆並列に接続した片方向スイッチで構成され、前記3つのアームのうち少なくとも1つのアームは、スイッチング素子を逆方向に直列接続して構成した双方向スイッチで構成され、前記制御回路は、前記スイッチング回路に3レベル動作および2レベル動作を行わせるためのPWMパルス発生回路具備し、前記PWMパルス発生回路は、出力交流電圧を制御するための電圧指令値を参照して、ON/OFFを制御するゲートパルスを前記複数のトランジスタ素子に供給し、前記電圧指令値の絶対値が所定の電圧指令しきい値より大きく、かつ、前記スイッチング回路の出力側の交流出力電流実効値が所定のしきい値より大きい場合には、前記スイッチング回路は2レベル動作を行い、それ以外の場合には、3レベル動作を行うことを特徴とする電力変換装置。

請求項2

請求項1の電力変換装置であって、前記所定の電圧指令しきい値は0.7程度であることを特徴とする電力変換装置。

請求項3

請求項1の電力変換装置であって、交流出力電圧基本周期の間に、前記2レベル動作と3レベル動作が少なくとも4回切り替わることを特徴とする電力変換装置。

請求項4

請求項1の電力変換装置であって、前記スイッチング素子はMOSFETで作成されていることを特徴とする電力変換装置。

請求項5

請求項1の電力変換装置であって、前記スイッチング素子はワイドギャップ半導体で形成されていることを特徴とする電力変換器

請求項6

複数のスイッチング素子から構成され、その入力側に直流電圧源を接続し、出力側が交流電力系統に接続されたスイッチング回路を備え、前記直流電圧源の直流電力を前記交流電力系統の単相交流電力に変換する電力変換装置であって、前記スイッチング回路は、一端を共通端子に接続し、他端を前記直流電圧源の正電位端子に接続する第1のスイッチング素子と、一端を前記共通端子に接続し、他端を前記直流電圧源の負電位端子に接続する第2のスイッチング素子と、一端を前記共通端子に接続し、他端を前記直流電圧源の中間電位端子に接続するとともに、互いに逆方向に直列接続された第3のスイッチング素子と第4のスイッチング素子で構成され、前記共通端子と前記直流電圧源の中間電位端子が単相の前記交流電力系統の交流端子とされており、前記第1、第2、第3、第4のスイッチング素子は、ダイオードを逆並列に接続しており、前記交流電力系統の交流出力電圧の絶対値が所定の電圧しきい値より大きく、かつ、交流出力電流の実効値が所定の電流しきい値より大きい場合には、前記スイッチング回路の前記第2と第3のスイッチング素子を非導通として前記第1と第4のスイッチング素子を導通制御する2レベル動作を行い、それ以外の場合には、前記第1、第2、第3、第4のスイッチング素子を導通制御する3レベル動作を行うことを特徴とする電力変換装置。

請求項7

複数のスイッチング素子を備えたスイッチング回路により直流電圧源の直流電力を前記交流電力系統の単相交流電力に変換する電力変換装置の制御方法であって、前記スイッチング回路は、前記直流電圧源の正、または負電位のいずれかを与える2レベル動作と、前記直流電圧源の正電位、負電位、中間電位のいずれかを与える3レベル動作の双方を実施可能であって、前記交流電力系統の交流出力電圧の絶対値が所定の電圧しきい値より大きく、かつ、交流出力電流の実効値が所定の電流しきい値より大きい場合には、前記2レベル動作を行い、それ以外の場合には、前記3レベル動作を行うことを特徴とする電力変換装置の制御方法。

技術分野

0001

本発明は、直流電力交流電力に変換する電力変換装置および制御方法に関する。

背景技術

0002

直流電力を交流電力に変換する電力変換装置は、多くのパワーエレクトロニクスの分野で使用されている。電力変換装置は、一般的に、直流配線から入力される直流電力を交流電力に変換して交流配線に出力するために、スイッチング素子で構成されたスイッチング回路を利用してインバータ動作を行っている。電力変換装置は、パルス信号によってスイッチング回路内のスイッチング素子をスイッチング動作させることでPWM(Pulse Width Modulation)動作による電力変換を行っている。なお多くの電力変換装置は、交流側に例えばフィルタリング等のためのリアクトル、又はトランスなどのインダクタンスを有する機器を接続して利用されることが多い。

0003

電力変換装置のスイッチング回路は、2つの電位によるPWM動作(以下2レベル動作と略す)が可能な2レベルインバータ回路で構成されたものが主流である。この2レベル動作のスイッチング回路の特徴は回路構成が最も簡単なことである。

0004

一方、3つの電位によるPWM動作(以下3レベル動作)が可能な3レベルインバータ回路もしばしば用いられる。3レベルインバータ回路の構成は2レベルインバータ回路の構成よりスイッチング素子が多く複雑になる反面、3レベル動作により高調波電流や、リプル電流をより小さくすることができるという利点がある。

0005

図14に、典型的な3レベルインバータ回路の一例を示す。スイッチング回路10は、スイッチング素子SW1で構成された第1のアームと、スイッチング素子SW2、SW3で構成された第2のアームと、スイッチング素子SW4で構成された第3のアームの3アームで構成されている。

0006

スイッチング回路10に接続される直流電圧源2は、直列接続された2つの直流電圧源91、92で構成されて、直流電圧Edcを与えている。直列接続された2つの直流電圧源91、92で構成された直流電圧源2は、ノードmを基準として、ノードpに(+Edc/2)、ノードnに(−Edc/2)の3段階の電圧を用意している。そのうえで、ノードmにスイッチング回路10の第2のアームを接続し、ノードpにスイッチング回路10の第1のアームを接続し、ノードnにスイッチング回路10の第3のアームを接続している。

0007

またスイッチング回路10に接続される交流電力系統3側は、配線AC1がスイッチング回路10の3組のアームの共通接続端子に接続され、配線AC2が直流電圧源2のノードmに接続されている。なお配線AC1にはリアクトル11が配置され、配線AC1と配線AC2の間にはフィルタコンデンサ12が配置されている。

0008

係る構成のスイッチング回路10により、3レベルによるスイッチング動作を行うことで、リアクトル11とフィルタコンデンサ12の電流平滑化の効果によって、配線AC1と配線AC2には交流電圧交流電流が発生し、変換した交流電力は交流電力系統3へ供給される。

0009

しかしながら、スイッチング素子SWを電界効果トランジスタMOSFET)で構成する場合、ノードmと接続する第2のアームは逆導通を防止するためにスイッチング素子SW2、SW3を直列に接続する必要がある。スイッチング素子SW2、SW3を経由して電流を流す場合は、他のアームのスイッチング素子SW1、SW4を経由する場合に比べて、おおよそ2倍の導通損失が発生する。導通損失は、流れる電流量の2乗に比例するため、電流が多い時ほど、スイッチング素子SW2、SW3を経由して流れる電流による導通損失増加がより顕著となる。

0010

この問題を解決するために、特許文献1では、電流が大きい場合には、ノードp、m、nの3レベルの電圧を出力する3レベル動作から、ノードp、nの2レベルの電圧を出力する2レベル動作に切り替える方法を提案しており、2レベル動作に切り替えることによって、スイッチング素子SW2、SW3をOFFにして、スイッチング素子SW2、SW3に電流を流さなくすることができる。している。それによって、電流が大きい場合のスイッチング素子SW2、SW3での損失を削減することができ、インバータでの電力変換効率を高めることができる。

先行技術

0011

特開2014−107931号公報

発明が解決しようとする課題

0012

特許文献1によれば、スイッチング素子SW2、SW3を経由して流れる電流による導通損失増加を抑制することには成功している。しかしながら、2レベル動作を行うと、フィルタリアクトル11を通して出力される交流電流に含まれるリプル電流の振幅が大きくなってしまうという別の問題が発生する。リプル電流は放射ノイズ発熱などの原因であるため、多くの場合、設計上、一定量に制限する必要がある。2レベル動作に切り替えても3レベル動作だけで発生するリプル量と同等以下にするためには、フィルタリアクトル11のインダクタンスを大きくすることが必要になり、それによって、リアクトルのサイズの大型化を招くことになる。

0013

以上のことから本発明は、3レベル動作から2レベル動作に切り替えた場合でも、リプル電流の増加が抑制され、リアクトルの大型化を抑制あるいは大型化しなくてもよい電力変換装置および制御方法を提供するものである。

課題を解決するための手段

0014

以上のことから本発明においては、「複数のスイッチング素子から構成され、その入力側に直流電圧源を接続し、出力側が交流電力系統に接続されたスイッチング回路と、該スイッチング回路を制御するための制御回路とを備え、直流電圧源の直流電力を交流電力系統の単相交流電力に変換する電力変換装置であって、スイッチング回路は、3つのアームで構成された3つのレベルの電圧を出力することができる3レベルインバータ回路で構成され、スイッチング素子は、トランジスタ素子ダイオード素子を逆並列に接続した片方向スイッチで構成され、3つのアームのうち少なくとも1つのアームは、スイッチング素子を逆方向に直列接続して構成した双方向スイッチで構成され、制御回路は、スイッチング回路に3レベル動作および2レベル動作を行わせるためのPWMパルス発生回路具備し、PWMパルス発生回路は、出力交流電圧を制御するための電圧指令値を参照して、ON/OFFを制御するゲートパルスを複数のトランジスタ素子に供給し、電圧指令値の絶対値が所定の電圧指令しきい値より大きく、かつ、スイッチング回路の出力側の交流出力電流実効値が所定のしきい値より大きい場合には、スイッチング回路は2レベル動作を行い、それ以外の場合には、3レベル動作を行うことを特徴とする電力変換装置。」としたものである。

0015

また本発明においては、「複数のスイッチング素子を備えたスイッチング回路により直流電圧源の直流電力を前記交流電力系統の単相交流電力に変換する電力変換方法であって、スイッチング回路は、直流電圧源の正、または負電位のいずれかを与える2レベル動作と、直流電圧源の正電位、負電位、中間電位のいずれかを与える3レベル動作の双方を実施可能であって、交流電力系統の交流出力電圧の絶対値が所定の電圧しきい値より大きく、かつ、交流出力電流の実効値が所定の電流しきい値より大きい場合には、2レベル動作を行い、それ以外の場合には、3レベル動作を行うことを特徴とする電力変換方法。」である。

発明の効果

0016

本発明によれば、電力変換装置の損失を低減し、電力変換効率を向上することができる。また、リプル電流を抑制することでリアクトルなどの付随装置の大型化を抑制することができる。

図面の簡単な説明

0017

本発明の実施例に係る電力変換装置の構成例を示す図。
PWMパルス発生器22の回路構成例を示す図。
三角波発生回路31が発生する三角波のうち+1と−1の間で変化する三角波Tri2の波形を示した図。
三角波発生回路31が発生する三角波のうち0と+1、0と−1の間で変化する三角波Tri3a、Tri3bの波形を示した図。
本発明におけるPWMパルス発生器22の動作状態を示す図。
動作モード切替判定器23の回路構成例を示す図。
動作モード切替判定器23の判定ロジックを示す図。
2レベル動作を行う時のPWMパルス発生器22内の各部信号波形を示す図。
3レベル動作を行う時のPWMパルス発生器22内の各部信号波形を示す図。
交流電流の実効値Irmsがしきい値電圧Ithよりも大きい場合の電圧指令値Uとスイッチング回路10の出力電圧Vxの一例を示した図。
一般的なリプル電流の波形の例を示した図。
(1)式および(2)式に基づいて描いた、電圧指令値U対するリプル電流振幅のグラフを示す図。
電圧指令しきい値Uthに対する最大リプル電流振幅を表したグラフを示す図。
本発明の実施例を太陽光発電システムに適用した例を示した図。
本発明の実施例に用いた制御装置15のもう一つの構成例を示した図。
従来の3レベルインバータ回路の一例を示した図。

0018

以下本発明の実施例について図面を用いて詳細に説明する。

0019

図1に本発明の実施例に係る電力変換装置の構成例を示す。

0020

電力変換装置1は、大別するとスイッチング回路10と、制御装置15から構成されており、スイッチング回路10の直流入力側電源コンデンサ13、14を介して直流電圧源2を接続する。またスイッチング回路10の交流出力側に交流リアクトル11、フィルタコンデンサ12を介して交流電力系統3を接続している。係る構成により、電力変換器1は、電圧Edcの直流電源2が発生する直流電力を入力して単相の交流電力に変換し、単相の交流電力系統3へ電力供給している。

0021

電力変換装置1は、スイッチング回路10内のスイッチング素子SW1、SW2、SW3、SW4がPWM制御されることによって、直流電力配線P、Nを通して入力される直流電力を交流電力に変換し、交流リアクトル11、フィルタコンデンサ12から交流電力配線AC1、AC2を通して出力する。

0022

スイッチング回路10は、基本的に図14に示した従来における3レベルインバータ回路と同じ構成をしている。具体的には、スイッチング回路10は、スイッチング素子sw1で構成された第1のアームと、スイッチング素子SW2、SW3で構成された第2のアームと、スイッチング素子SW4で構成された第3のアームの3アームで構成されている。

0023

なおスイッチング回路10に接続される直流電圧Edcの直流電圧源2は、直列接続された電源側コンデンサ13、14により分圧されて、スイッチング回路10に接続されている。電源側コンデンサ13、14により、配線Mを基準として、配線Pに(+Edc/2)、配線Nに(−Edc/2)の3段階の電圧を用意している。そのうえで、配線Mにスイッチング回路10の第2のアームを接続し、配線Pにスイッチング回路10の第1のアームを接続し、配線Nにスイッチング回路10の第3のアームを接続している。

0024

スイッチング回路10のスイッチング素子SW1、SW2、SW3、SW4は、ワイドギャップ半導体であるSiC−MOSFETとダイオード逆並列接続回路によって構成されている。ダイオードにはSiC−MOSFET素子内在しているPN接合ダイオードを利用する場合と、SiC−SBD(ショットキーバリアダイオード素子を別に用意する場合があるが、本発明はそのいずれであってもよい。

0025

スイッチング素子SW1は配線Pと接続ノードX間、スイッチング素子SW4は配線Nと接続ノードX間に接続されている。また、スイッチング素子SW2とSW3は互いに逆方向に接続されて双方向スイッチ回路を構成し、その双方向スイッチ回路の両端はノードMと接続ノードXに接続されている。コンデンサ13と14は配線PとNの直流電圧を平滑化するとともに、3レベル動作によって配線P−M間、配線P−N間の電圧をEdc/2となるように制御している。またノードMは、配線AC2にも接続されている。

0026

制御装置15には各種センサの情報が入力されている。交流電力配線AC1には電流センサ16が、フィルタコンデンサ12の両端には電圧センサ17が取り付けられており、それぞれセンサで測定した電流値IACと電圧値VACを制御装置15へ取り込まれている。なお、図示していないが、その他にも各所の電圧、電流、および温度を観測する同様のセンサが複数取り付けられており、その情報は制御装置15へ送られて、本明細書で主題としない各種制御や保護に用いられている。

0027

このように、図1に示す本発明に係る電力変換装置は、複数のスイッチング素子から構成され、その入力側に直流電圧源を接続し、出力側にリアクトルを介して交流電力系統に接続されたスイッチング回路を備えることで直流電圧源の直流電力を交流電力系統の単相交流電力に変換している。

0028

またスイッチング回路は、3つのアームで構成された3つのレベルの電圧を出力することができる3レベルインバータ回路で構成され、スイッチング素子は、トランジスタ素子とダイオード素子を逆並列に接続した片方向スイッチで構成され、3つのアームのうち少なくとも1つのアームは、スイッチング素子を逆方向に直列接続して構成した双方向スイッチで構成されている。

0029

制御装置15は、電圧指令発生器21、PWMパルス発生器22、動作モード切替判定器23、電流実効値測定器24、ゲートドライバ18などを備えている。

0030

このうち電圧指令発生器21は、交流電力系統3への電力安定制御をスイッチング回路10に行わせるために、適切な電圧指令値UをPWMパルス発生器22に供給する。また電流実効値測定器24は交流電流IACの値から電流の実効値(RMS値)を計算し、電流実効値Irmsを出力する。なお電圧指令値Uは、図8を用いて後述するように、電力変換装置1が接続される交流電力系統3における交流電圧に相当する正弦波形のものとされている。

0031

動作モード切替判定器23は、電圧指令値Uと電流実効値Irmsを入力し、2レベル動作と、3レベル動作のモード切替信号ODEを出力する。動作モード切替判定器23の回路構成例について図5を、また動作モード切替判定器23の判定ロジックについて図6を参照して後述する。

0032

PWMパルス発生器22は、電圧指令発生器21からの電圧指令値Uと、動作モード切替判定器23からのモード切替信号MODEを入力し、キャリア周波数fcを持ったパルス信号PLS1、PLS2、PLS3、PLS4を発生する。キャリア周波数fcは交流電力系統3の基本周波数f0より十分に高い周波数である。たとえば日本国内で基本周波数f0は50Hzか60Hzであり、数100Hz以上の電力変換装置のキャリア周波数fcは基本周波数f0より十分に高い。PWMパルス発生器22の回路構成例について図2を、またPWMパルス発生器22の動作モードについて図4を参照して後述する。

0033

ゲートドライバ18は、パルス信号PLS1、PLS2、PLS3、PLS4を入力し、電流と電圧を増幅してスイッチング素子SW1、SW2、SW3、SW4にそれぞれ供給することで、パルス信号PLS1、PLS2、PLS3、PLS4の論理値に従ってスイッチング素子SW1、SW2、SW3、SW4のON/OFFを制御する。

0034

図2にPWMパルス発生器22の回路構成例の図を示す。PWMパルス発生器22は、三角波発生回路31、セレクタ32、33、コンパレータ34、35、NOTゲート36、37、ANDゲート38、39から構成されている。

0035

このうち三角波発生回路31は、3種類の三角波信号Tri2、Tri3a、Tri3bを出力する。3種類の三角波信号Tri2、Tri3a、Tri3bのうち、三角波信号Tri2の波形を図3aに示し、三角波信号Tri3a、Tri3bの波形を図3bに示している。図3a図3bに示すように、3種類の三角波信号Tri2、Tri3a、Tri3bは、周波数fcは同じであるが、大きさが相違する。三角波信号Tri2は+1と−1の間で変化するが、三角波信号Tri3a、Tri3bの大きさは、三角波信号Tri2の1/2である。また三角波信号Tri3aは+1と0の間で変化するに対し、三角波信号Tri3bは0と−1の間で変化する。つまり、3つの波形は共に周期が1/fcで位相が揃った三角波であり、Tri2はオフセット=0、振幅=2、Tri3aはオフセット=+0.5、振幅=1、Tri3bはオフセット−0.5、振幅=1の三角波である。

0036

セレクタ32、33は、動作モード切替判定器23からのモード切替信号MODEによって三角波信号Tri2、Tri3a、Tri3bを選択し、2レベル動作を指示するMODE=0のときは三角波信号Tri2を、3レベル動作を指示するMODE=1のときはそれぞれ三角波信号Tri3aとTri3bを選択する。

0037

なお、モード切替信号MODEは、図2のANDゲート38、39にも与えられている。2レベル動作を指示するMODE=0のとき、ANDゲート38、39には論理レベル「0」の信号が与えられるために、パルス信号PLS2、PLS3の出力は連続して「0」となり、結果PWMパルス発生器22からはパルス信号PLS1、PLS4のみが時間変化信号として与えられることになり、スイッチング素子SW1、SW4による2レベル動作が行われる。同様に3レベル動作を指示するMODE=1のとき、ANDゲート38、39には論理レベル「1」の信号が連続して与えられるために、ANDゲート38、39は他方の入力を出力する。この結果、PWMパルス発生器22からはパルス信号PLS1、PLS2、PLS3、PLS4の全てが時間変化信号として与えられることになり、スイッチング素子SW1、SW2、SW3、SW4の全てを用いた3レベル動作が行われることになる。

0038

コンパレータ34、35は入力された電圧指令値Uと、セレクタ32、33が選択した三角波信号Tri2、Tri3a、Tri3bを比較し、その大小の比較結果を論理値として出力する。コンパレータ34、35の出力はそれぞれパルス信号PLS1、PLS4となってスイッチング素子SW1、SW4に供給される。またコンパレータ34と35の出力をNOTゲート36、37およびANDゲート38、39で演算した結果がパルス信号PLS2およびPLS3となってスイッチング素子SW2、SW3に供給される。なお、コンパレータ34、35に入力される電圧指令値Uの値の範囲は−1から+1の範囲の実数であり、U=1のときは電圧値=Edc/2に、U=−1のときは電圧値=−Edc/2に対応する。

0039

図7aは2レベル動作を行う時のPWMパルス発生器22内の各部信号波形を示す図であり、図7bは3レベル動作を行う時のPWMパルス発生器22内の各部信号波形を示す図である。

0040

図7aに示すように2レベル動作を行う時、+1と−1の間で変化する三角波Tri2と、+1と−1の間で変化する電圧指令値Uの大小比較の結果、パルス信号PLS1は電圧指令値U≧三角波Tri2の期間にレベル「1」を与える。また他方パルス信号PLS4は電圧指令値U≧三角波Tri2の期間にレベル「0」を与える。これらのパルス信号PLS1とPLS4は、互いの反転信号であり、パルス信号PLS2、PLS3は、ANDゲート38、39で阻止されて連続「0」レベルとされている。

0041

図7bに示すように3レベル動作を行う時、0+1の間で変化する三角波Tri3a及び、0と−1の間で変化する三角波Tri3bと、+1と−1の間で変化する電圧指令値Uの大小比較の結果、パルス信号PLS1、PLS4は電圧指令値U≧三角波Tri3aまたは三角波Tri3bの期間にレベル「1」を与える。また他方パルス信号PLS2、PLS3は電圧指令値U≧三角波3aまたは三角波Tri3bの期間にレベル「0」を与える。これらのパルス信号PLS1とPLS2は、互いの反転信号であり、パルス信号PLS2とPLS3は、互いの反転信号である。

0042

パルス信号PLS1、PLS2、PLS3、PLS4は、ゲートドライバ18で増幅されてスイッチング素子SW1、SW2、SW3、SW4内のSiC−MOSFETのゲート電圧として供給される。それによってパルス信号PLS1、PLS2、PLS3、PLS4が0のときにはスイッチング素子SW1、SW2、SW3、SW4内MOSFETがそれぞれOFFし、反対にパルス信号PLS1、PLS2、PLS3、PLS4が1のときにはスイッチング素子SW1、SW2、SW3、SW4内のMOSFETがそれぞれONするように関係づけられている。

0043

図4に本発明におけるモード切替信号MODEと電圧指令値Uに対する、SiC−MOSFETのON/OFF状態関係表を示す。図4図7a図7bの関係を整理したものである。2レベル動作を指定するMODE=0の場合、コンパレータ34、35は電圧指令値Uを三角波Tri2と比較する。比較結果、電圧指令値Uが三角波Tri2より大きくなったとき、スイッチング素子SW1、SW2、SW3、SW4のうちスイッチング素子SW1のみがONとなる。この期間が、図7aにおいてT1として示されている。比較結果、電圧指令値Uが三角波Tri2より小さくなったときスイッチング素子SW4のみがONとなる。この期間が、図7aにおいてT2として示されている。これにより、スイッチング回路10はMODE=0のときは電圧指令値Uに従った2レベル動作を行う。

0044

一方、3レベル動作を指定するMODE=1の場合、コンパレータ34、35は電圧指令値Uを三角波Tri3aおよびTri3bと比較する。比較結果、電圧指令値Uが三角波Tri3aより大きくなったとき、スイッチング素子SW1、SW2、SW3、SW4のうちスイッチング素子SW1とスイッチング素子SW3がONとなる。この期間が、図7bにおいてT3として示されている。比較結果、電圧指令値Uが三角波Tri3bより小さくなったときスイッチング素子SW2とスイッチング素子SW4がONとなる。この期間が、図7bにおいてT4として示されている。また比較結果、電圧指令値Uが三角波Tri3aより小さく、かつ電圧指令値Uが三角波Tri3bより大きくなったときスイッチング素子SW2とスイッチング素子SW3がONとなる。この期間が、図7bにおいてT5として示されている。これにより、スイッチング回路10はMODE=1のときは電圧指令値Uに従った3レベル動作を行う。

0045

図5に動作モード切替判定器23の構成図を示す。動作モード切替判定器23は絶対値回路40、コンパレータ41、42、NANDゲート43、ラッチ回路44、45で構成される。

0046

このうちコンパレータ41は、交流電流の実効値Irmsと電流しきい値Ithを比較する。コンパレータ41が出力する比較結果は、ラッチ回路44にラッチされ、交流出力電流の基本波周期1/f0ごとに更新される。一方、コンパレータ42は、絶対値回路40を通して絶対値に変換された電圧指令値Uの絶対値|U|を、電圧指令しきい値Uthと比較する。コンパレータ42が出力する比較結果は、NANDゲート43で論理演算された後、ラッチ回路45にラッチされ、キャリア周期1/fcごとに更新される。

0047

ラッチ回路45の出力はモード切替信号MODEとなり、PWMパルス発生器22に供給され、スイッチング回路10の2レベル動作と3レベル動作を決定する。

0048

図6に、交流電流の実効値Irmsと電圧指令値の絶対値|U|に対する、スイッチング回路10の動作モードのマップを示す。交流電流の実効値Irmsが電流しきい値Ithより大きい時、かつ、電圧指令値の絶対値|U|がしきい値Uthより大きい時には、MODE=0となり、スイッチング回路10は2レベルインバータ動作を行う。それ以外ではMODE=1となり、スイッチング回路10は3レベルインバータ動作を行う。

0049

図8に、交流電流の実効値Irmsがしきい値電圧Ithよりも大きい場合の電圧指令値Uとスイッチング回路10の出力電圧Vxの一例を示す。図8において、時刻t0からt5までの時間は、交流電力系統3の交流電圧に対応する電圧指令値Uの1周期分の時間(=1/f0)を表している。

0050

時刻t0において、電圧指令値Uは0であり、その後電圧指令値Uは上昇し、U<Uthまではスイッチング回路10は3レベル動作を行う。時刻t1を過ぎてU>Uthとなると、スイッチング回路10は2レベル動作に切り替わる。その後電圧指令値Uがピークを過ぎて減少し、時刻t2を過ぎてU<Uthとなるとスイッチング回路は3レベル動作に切り替わる。その後電圧指令値Uは減少して負の値となり、時刻U<−Uthとなると、スイッチング回路10は再び2レベル動作に切り替わる。その後電圧指令値Uがボトムを過ぎて上昇し、時刻t4を過ぎてU>−Uthとなるとスイッチング回路10は3レベル動作に切り替わる。この波形から明らかなように本発明の電力変換装置における制御回路により制御された交流出力電圧は、その基本周期の間に、2レベル動作と3レベル動作が少なくとも4回切り替わる、
上記した本発明の電力変換装置における制御回路は、スイッチング回路に3レベル動作および2レベル動作を行わせるためのPWMパルス発生回路を具備しており、このPWMパルス発生回路は、出力交流電圧を制御するための電圧指令値を参照して、ON/OFFを制御するゲートパルスを複数のトランジスタ素子に供給し、電圧指令値の絶対値が所定の電圧指令しきい値より大きく、かつ、スイッチング回路の出力側の交流出力電流の実効値が所定のしきい値より大きい場合には、スイッチング回路は2レベル動作を行い、それ以外の場合には、3レベル動作を行うように制御されている。

0051

図9に一般的なリプル電流の波形の例を示す。上の波形は2レベルインバータ動作時の出力電圧Vxの例であり、下の波形はそのときの交流電流IACの電流波形である。交流電流IACは、PWM動作によって制御される平均電流Iaveと、振幅I_ripple(p−p値)を持ったリプル電流の和で表わすことができる。

0052

2レベル動作のとき、リプル電流の振幅I_rippleは、(1)式に示したI_ripple2で表わすことができる。ここで、Edcは直流電圧(=配線P−N間の電圧)、fcはキャリア周波数、Lはリアクトル11のインダクタンス、Uは電圧指令値(−1≦U≦+1)である。

0053

0054

一方、3レベル動作のとき、リプル電流の振幅I_rippleは、(2)式に示したI_ripple3で表わすことができる。

0055

0056

図10に(1)式および(2)式に基づいて描いた、電圧指令値Uに対するリプル電流振幅のグラフを示す。2レベル動作時のリプル電流はI_ripple2、3レベル動作時のリプル電流はI_ripple3である。2レベル動作時のリプル電流振幅I_ripple2はU=0で最大、3レベル動作時のリプル電流振幅I_ripple3はU=±0.5で最大となる。また2レベル動作時のリプル電流振幅I_ripple2の最大値は、3レベル時のリプル電流振幅I_ripple3の最大値の2倍となる。

0057

ここで、本発明の電力変換装置は、電圧指令しきい値Uthにおいて、2レベル動作と3レベル動作が切り替わる。本発明の電力変換装置は電圧指令値UがU<−UthあるいはU>+Uthの範囲においては2レベル動作となり、そのときのリプル電流振幅はI_ripple2となる。一方で、本発明の電力変換装置は電圧指令値Uが−Uth<U<+Uthの範囲においては3レベル動作となり、そのときのリプル電流振幅はI_ripple3となる。このため本発明に係る2レベル動作と3レベル動作を切替運用する電力変換装置においては、図10の電圧指令値の大きさの範囲内において、図示一点鎖線曲線Lに示すリプル電流を生じることになる。

0058

また図10の電圧指令しきい値Uthにおいて、2レベル動作と3レベル動作が切り替わる場合、電圧指令しきい値Uthに対する最大リプル電流振幅は、図11のグラフの関係になる。Uth=0は常時2レベル動作、Uth=1は常時3レベル動作に該当する。Uth=0のときの最大リプル電流振幅はUth=1のときのリプル電流の2倍であるが、Uthを増加させることにより、徐々に減少し、Uth=1/√2(≒0.7)において、最大リプル電流振幅はUth=1のときと同じになり、1/√2(≒0.7)<Uth<1の範囲においてUthは一定となる。

0059

したがって、電圧指令しきい値Uthを1/√2<Uth<1の範囲に設定した場合、最大リプル電流振幅は3レベルインバータの最大リプル電流振幅と同じになるため、リアクトル11のインダクタンス値Lを変える必要がなく、同じサイズのリアクトルを使用することができる。特に、電圧指令しきい値Uthを1/√2(≒0.7)とした場合、最も2レベル動作の時間割合を大きくできるので、損失低減にも効果的である。このように、所定の電圧指令しきい値Uthは0.7程度であることが望ましい。

0060

また、電圧指令しきい値Uthを0<Uth<1/√2の範囲に設定した場合においても、必要となるインダクタンス値Lは2倍より少ない値となるため、必要となるリアクトルのサイズを抑制することができる。

0061

図12に本発明の実施例に係る電力変換装置を太陽光発電システムに適用した例を示す。直流配線P、Nを太陽電池モジュールアレイ52に接続することで、直流電力が電力変換装置1に供給される。また、交流配線AC1、AC2を昇圧トランス54に接続して、電力変換装置1の出力電力高電圧な交流電力に変換して交流電力系統53に供給する。

0062

スイッチング素子SW1、SW2、SW3、SW4にはワイドギャップ半導体であるSiC−MOSFETと、SiC−SBDを用いているため、太陽光モジュールアレイが発生する1kV近い高電圧を入力することができ、さらに、スイッチング素子のスイッチング損失を小さくすることができる。

0063

図13に、本発明の実施例に用いた制御装置15のもう一つの構成例を示す。図13の制御装置15は、電圧指令発生器21、PWMパルス発生器22、動作モード切替判定器23、電流実効値測定器24、電圧正規化回路65を備えている。図1の制御装置15の構成とは、電圧正規化回路65を備えている点でのみ相違する。

0064

まず電圧指令発生器21は、交流電力系統3への電力安定制御をスイッチング回路10に行わせるために、適切な電圧指令値UをPWMパルス発生器22に供給する。

0065

電流実効値測定器24は電流測定値IACの値から電流のRMS値を計算し、電流実効値Irmsを出力する。

0066

電圧正規化回路65は、電圧測定値VACの値を直流電圧Vdcで除算することで正規化し、正規化された電圧値U´を動作モード切替判定器に供給する。正規化された電圧値U´はVAC=(1/2)Vdcのときに+1、VAC=(−1/2)Vdcのときに−1となる。なお、VAC=0.35・Vdcのときに、U´は0.7となる。

0067

動作モード切替判定器23は、電圧測定値VACと電流実効値Irmsを入力し、2レベル動作と、3レベル動作のモード切替信号MODEを出力する。

0068

PWMパルス発生器は、電圧指令値Uと、モード切替信号MODEを入力し、キャリア周波数fcを持ったパルス信号PLS1、PLS2、PLS3、PLS4を発生する。

実施例

0069

一般的に交流出力の電圧値は、電圧指令値に近い値であるために、電圧指令Uの代わりとして出力電圧の測定値VACを利用することができる。

0070

SW1、SW2、SW3、SW4:スイッチング素子
P、N:直流配線
AC1、AC2:交流配線
IAC:交流電流測定値
VAC:交流電圧測定値
Edc:直流電源電圧
1:電力変換装置
2:直流電源
3:交流電力系統
10:スイッチング回路
11:リアクトル
12:フィルタコンデンサ
13、14:コンデンサ
15:制御装置
21:電圧指令発生器
22:PWMパルス発生器
23:動作モード切替判定器
24:電流実効値測定器
31:三角波発生回路
32、33:セレクタ
34、35:コンパレータ
36、37:NOTゲート
38、39:ANDゲート
40:絶対値回路
41、42:コンパレータ
43:NANDゲート
44、45:ラッチ回路
51:電力変換装置
52:太陽電池モジュールアレイ
53:交流電力系統
54:昇圧トランス
65:電圧正規化回路
91、92:直流電圧源

ページトップへ

この技術を出願した法人

この技術を発明した人物

ページトップへ

関連する挑戦したい社会課題

関連する公募課題

該当するデータがありません

ページトップへ

技術視点だけで見ていませんか?

この技術の活用可能性がある分野

分野別動向を把握したい方- 事業化視点で見る -

(分野番号表示ON)※整理標準化データをもとに当社作成

ページトップへ

おススメ サービス

おススメ astavisionコンテンツ

新着 最近 公開された関連が強い技術

この 技術と関連性が強い技術

関連性が強い 技術一覧

この 技術と関連性が強い人物

関連性が強い人物一覧

この 技術と関連する社会課題

関連する挑戦したい社会課題一覧

この 技術と関連する公募課題

該当するデータがありません

astavision 新着記事

サイト情報について

本サービスは、国が公開している情報(公開特許公報、特許整理標準化データ等)を元に構成されています。出典元のデータには一部間違いやノイズがあり、情報の正確さについては保証致しかねます。また一時的に、各データの収録範囲や更新周期によって、一部の情報が正しく表示されないことがございます。当サイトの情報を元にした諸問題、不利益等について当方は何ら責任を負いかねることを予めご承知おきのほど宜しくお願い申し上げます。

主たる情報の出典

特許情報…特許整理標準化データ(XML編)、公開特許公報、特許公報、審決公報、Patent Map Guidance System データ