図面 (/)

技術 空燃比センサの制御装置

出願人 株式会社デンソー
発明者 植村晋也
出願日 2015年9月9日 (3年10ヶ月経過) 出願番号 2015-177600
公開日 2017年3月16日 (2年4ヶ月経過) 公開番号 2017-053711
状態 特許登録済
技術分野 濃淡電池(酸素濃度の測定)
主要キーワード 基礎構成 電圧印加経路 排気燃焼ガス 出力アナログ電圧 出力デジタル値 入力デジタル値 長時間待機 特性領域
関連する未来課題
重要な関連分野

この項目の情報は公開日時点(2017年3月16日)のものです。
また、この項目は機械的に抽出しているため、正しく解析できていない場合があります

図面 (12)

課題

空燃比センサ印加電圧を、極力時間を要することなく目標電圧に制御できるようにした空燃比センサの制御装置を提供する。

解決手段

デジタル処理部3の設定器14は、第2電圧印加回路5の出力電圧所定電圧Voutとするように第2入力デジタル値を設定し、制御器16は、センス電流Isのデジタル値演算結果に基づいて第1電圧印加回路4の第1オペアンプ10の出力端子の出力電圧をVout ±(Vtar + Is × Rs )…(1)に示すように第1入力デジタル値を制御する。

概要

背景

空燃比センサは、内燃機関に供給される混合気空燃比目標値に制御するために設けられ内燃機関の排気ガスを検出するセンサであり、当該ガス濃度に応じて変化する検知信号を出力する。一般に、ストイキ理論空燃比)であるときには、センサの電流は0Aとなり、リッチ状態リーン状態では電流が流れる方向が互いに逆方向となる。例えば、このセンサ電流の検出には検出抵抗が用いられ、センサ電流が流れる検出抵抗の端子間電圧を検出することで、適切に燃料噴射制御できる。空燃比センサの制御装置の一例が特許文献1に空燃比検出装置として開示されている。この特許文献1記載の技術では、2つのオペアンプの出力からそれぞれ抵抗を通じてセンサの各電極通電することで空燃比センサの各電極に電圧印加している。

概要

空燃比センサの印加電圧を、極力時間を要することなく目標電圧に制御できるようにした空燃比センサの制御装置を提供する。デジタル処理部3の設定器14は、第2電圧印加回路5の出力電圧所定電圧Voutとするように第2入力デジタル値を設定し、制御器16は、センス電流Isのデジタル値演算結果に基づいて第1電圧印加回路4の第1オペアンプ10の出力端子の出力電圧をVout ±(Vtar + Is × Rs )…(1)に示すように第1入力デジタル値を制御する。

目的

本発明の目的は、空燃比センサの印加電圧を、極力時間を要することなく目標電圧に制御できるようにした空燃比センサの制御装置を提供する

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

この技術が所属する分野

(分野番号表示ON)※整理標準化データをもとに当社作成

ライセンス契約や譲渡などの可能性がある特許掲載中! 開放特許随時追加・更新中 詳しくはこちら

請求項1

内燃機関空燃比を検出するための空燃比センサ(2)の一端子と他端子との間に印加する電圧目標電圧に制御する制御装置(1、101、201、301、401、501)であって、第1入力デジタル値指令値として入力しアナログ変換する第1D/A変換部(9)、及び、前記第1D/A変換部の出力アナログ電圧非反転入力端子に入力し反転入力端子出力端子を接続した第1オペアンプ(10)を備え、前記第1オペアンプの出力端子の出力電圧を前記空燃比センサの一端子に印加する第1電圧印加回路(4)と、第2入力デジタル値を指令値として入力しアナログ変換する第2D/A変換部(12)、及び、前記第2D/A変換部の出力アナログ電圧を非反転入力端子に入力し反転入力端子に出力端子を接続した第2オペアンプ(13)を備え、前記第2オペアンプの出力端子の出力電圧を前記空燃比センサの他端子に印加する第2電圧印加回路(5)と、前記第1電圧印加回路の第1オペアンプの出力端子と前記第2電圧印加回路の第2オペアンプの出力端子との間の前記空燃比センサへの電圧印加経路に介在して構成され当該空燃比センサに流れる電流センス電流として検出する電流検出抵抗(6、406)と、前記電流検出抵抗により検出される検出電圧をA/D変換しデジタル値を出力するA/D変換部(8)と、前記A/D変換部のデジタル値に基づいて前記第1D/A変換部の第1入力デジタル値及び前記第2D/A変換部の第2入力デジタル値を前記指令値として出力するデジタル処理部(3、103)と、を備え、前記デジタル処理部は、前記第2電圧印加回路の出力電圧を所定電圧とするように前記第2入力デジタル値を設定する設定器(14、114)と、前記A/D変換部の出力デジタル値を前記電流検出抵抗の抵抗値で除した値に基づいて前記電流検出抵抗に流れるセンス電流のデジタル値を演算する演算器(15、115)と、前記所定電圧をVout、前記空燃比センサに印加する前記目標電圧をVtar、前記センス電流をIs、前記電流検出抵抗の抵抗値をRsとしたとき、前記センス電流のデジタル値の演算結果に基づいて前記第1電圧印加回路の第1オペアンプの出力端子の出力電圧をVout±(Vtar+Is×Rs)…(1)に示すように前記第1入力デジタル値を制御する制御器(16、116)と、を備え、前記(1)式の「±」のうち「+」は前記第1電圧印加回路の出力電圧を前記空燃比センサの上流側に設けられる前記一端子に印加すると共に前記第2電圧印加回路の出力電圧を前記空燃比センサの下流側に設けられる前記他端子に印加する場合を示し、「−」は前記第1電圧印加回路の出力電圧を前記空燃比センサの下流側に設けられる前記一端子に印加すると共に前記第2電圧印加回路の出力電圧を前記空燃比センサの上流側に設けられる前記他端子に印加する場合を示す空燃比センサの制御装置。

請求項2

請求項1記載の空燃比センサの制御装置において、前記電流検出抵抗は、前記空燃比センサの他端子と前記第2オペアンプの出力端子との間に接続されているときに、前記空燃比センサの一端子と前記第1オペアンプの出力端子との間に保護抵抗をさらに設け、前記デジタル処理部は、前記保護抵抗の抵抗値をRpとしたとき、前記第1電圧印加回路のオペアンプの出力端子の出力電圧を、前記(1)式の前記電流検出抵抗の抵抗値に前記保護抵抗の抵抗値を加算したVout±{Vtar+Is×(Rs+Rp)}…(2)に示すように前記第1入力デジタル値を制御する空燃比センサの制御装置。

請求項3

請求項1または2記載の空燃比センサの制御装置において、前記デジタル処理部が前記空燃比センサに印加する目標電圧を固定電圧とする空燃比センサの制御装置。

請求項4

請求項1または2記載の空燃比センサの制御装置において、前記デジタル処理部が前記空燃比センサに印加する目標電圧を前記電流検出抵抗によるセンス電流に応じて変化させる空燃比センサの制御装置。

請求項5

請求項1から4の何れか一項に記載の空燃比センサの制御装置において、前記デジタル処理部が前記空燃比センサに印加する電圧を掃引して複数点サンプリング電圧に基づいて前記空燃比センサに流れるセンサ電流又は前記空燃比センサのインピーダンスを算出する空燃比センサの制御装置。

技術分野

0001

本発明は、空燃比センサ制御装置に関する。

背景技術

0002

空燃比センサは、内燃機関に供給される混合気空燃比目標値に制御するために設けられ内燃機関の排気ガスを検出するセンサであり、当該ガス濃度に応じて変化する検知信号を出力する。一般に、ストイキ理論空燃比)であるときには、センサの電流は0Aとなり、リッチ状態リーン状態では電流が流れる方向が互いに逆方向となる。例えば、このセンサ電流の検出には検出抵抗が用いられ、センサ電流が流れる検出抵抗の端子間電圧を検出することで、適切に燃料噴射制御できる。空燃比センサの制御装置の一例が特許文献1に空燃比検出装置として開示されている。この特許文献1記載の技術では、2つのオペアンプの出力からそれぞれ抵抗を通じてセンサの各電極通電することで空燃比センサの各電極に電圧印加している。

先行技術

0003

特開平11−230931号公報

発明が解決しようとする課題

0004

特許文献1記載の方式によれば、センサ素子の電圧をフィードバックするため、駆動回路出力端子とオペアンプの反転入力端子との間にフィードバック抵抗を設け、センサ素子に流れる電流を検出抵抗により検出し、この検出電圧に基づいて2つのオペアンプから出力される電圧及び電流をアナログ制御している。しかしながら、この構成を採用すると、センサ素子への印加電圧が一定の電圧となるまで時間を多大に要してしまい好ましくない。また、前述したフィードバック抵抗に別の容量素子を接続して位相補償することもあるが、このようにしても目標値に制御するには時間を多大に要してしまう。

0005

本発明の目的は、空燃比センサの印加電圧を、極力時間を要することなく目標電圧に制御できるようにした空燃比センサの制御装置を提供することにある。

課題を解決するための手段

0006

請求項1記載の発明によれば、デジタル処理部の設定器は、第2電圧印加回路出力電圧所定電圧とするように第2入力デジタル値を設定し、制御器は、センス電流デジタル値演算結果に基づいて第1電圧印加回路の第1オペアンプの出力端子の出力電圧をVout ±(Vtar + Is ×Rs )…(1)に示すように第1入力デジタル値を制御する。このため、デジタル演算処理を用いて目標電圧を制御でき、極力時間を要することなくセンサへの印加電圧を目標電圧に制御できるようになる。

図面の簡単な説明

0007

第1実施形態に係る空燃比センサの制御装置の電気的構成例を概略的に示すブロック図
センサ電流の印加電圧特性を模式的に示す特性図
動作を概略的に示すタイミングチャート
比較例の動作を概略的に示すタイミングチャート
第2実施形態に係る空燃比センサの制御装置の電気的構成例を概略的に示すブロック図
動作を概略的に示すタイミングチャート
第3実施形態に係る空燃比センサの制御装置の電気的構成例を概略的に示すブロック図
第4実施形態に係る空燃比センサの制御装置の電気的構成例を概略的に示すブロック図
第5実施形態に係る空燃比センサの制御装置の電気的構成例を概略的に示すブロック図
第6実施形態に係る空燃比センサの制御装置の電気的構成例を概略的に示すブロック図
第7実施形態に係る動作を概略的に示すタイミングチャート

実施例

0008

以下、空燃比センサの制御装置の幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。以下の説明では、各実施形態で説明した構成と同一又は類似機能を備えた構成について同一符号又は類似符号を付し、第2実施形態以降では必要に応じて説明を省略する。

0009

(第1実施形態)
図1から図4は第1実施形態の説明図を示す。図1には、空燃比センサの制御装置1の電気的構成を概略的なブロック図により示している。図1に示す制御装置1は、車両用の内燃機関(図示せず)が排出する排気燃焼ガス被検出ガスとし、排気中の酸素濃度を検出し、空燃比を特定するための空燃比センサ2の各種制御処理を行うものである。制御装置1は、例えば特定用途向け集積回路(application specific integrated circuit)であるASICにより構成され、デジタル処理部3、第1電圧印加回路4、第2電圧印加回路5、電流検出抵抗6、増幅器7、及び、A/D変換器(A/D変換部相当)8を備える。

0010

第1電圧印加回路4は、第1D/A変換器(第1D/A変換部相当)9及び第1オペアンプ10を備える。第1D/A変換器9は、デジタル処理部3から入力される入力デジタル値を指令値として入力しアナログ変換する。第1オペアンプ10は、第1D/A変換器9の出力アナログ電圧非反転入力端子に入力して構成され、その出力端子を反転入力端子に接続して構成された所謂ボルテージフォロワ回路により構成される。この第1オペアンプ10の出力端子は、保護用に用いられる抵抗11を通じて制御装置1の上流側の出力端子Suに与えられている。制御装置1の上流側の出力端子Suには、空燃比センサ2の上流側の一端子が接続されている。

0011

第2電圧印加回路5は、第2D/A変換器(第2D/A変換部相当)12及び第2オペアンプ13を備える。第2D/A変換器12は、デジタル処理部3から入力される入力デジタル値を指令値として入力しアナログ変換する。第2オペアンプ13は、第2D/A変換器12の出力アナログ電圧を非反転入力端子に入力して構成されると共に、その出力端子を反転入力端子に接続して構成された所謂ボルテージフォロワ回路により構成される。この第2オペアンプ13の出力端子は電流検出抵抗6を通じて制御装置1の下流側の出力端子Sdに与えられている。制御装置1の下流側の出力端子Sdには空燃比センサ2の下流側の他端子が接続されている。

0012

電流検出抵抗6は、第1電圧印加回路4の第1オペアンプ10の出力端子と第2電圧印加回路5の第2オペアンプ13の出力端子との間の空燃比センサ2への電圧印加経路に介在するように構成される。本実施形態において、電流検出抵抗6は、第2オペアンプ13の出力端子と下流側の出力端子Sdとの間に直列接続されている。この電流検出抵抗6は、空燃比センサ2に流れる電流をセンス電流として検出するように構成される。

0013

A/D変換器8は、電流検出抵抗6により検出される検出電圧をA/D変換処理しデジタル値を出力する。このデジタル値はデジタル処理部3に入力される。デジタル処理部3は、このA/D変換器8のデジタル値に基づいて第1D/A変換器9及び第2D/A変換器12の入力デジタル値を指令値として出力するように構成される。このデジタル処理部3は、例えばDSP(Digital Signal Processor)により構成され、機能的には、設定器14と、センス電流の演算器(以下演算器と称す)15と、制御器16と、を組み合わせて構成される。

0014

設定器14は、第2電圧印加回路5の出力電圧を所定電圧Vout(=Vsd)とするように第2D/A変換器12に入力される第2入力デジタル値を固定値に設定する。この固定値は制御器16にも入力される。また、演算器15は、A/D変換器8の出力デジタル値を電流検出抵抗6の抵抗値で除した値に基づいて電流検出抵抗6に流れるセンス電流のデジタル値を演算する。ここで本実施形態では、増幅器7が電流検出抵抗6とA/D変換器8との間に介在しているため、下記(2)式に示すようにセンス電流を演算できる。ここで、センス電流をIs、A/D変換器の出力デジタル値をVs、電流検出用の抵抗6の抵抗値をRd、増幅器の増幅率をG、としている。ここで本実施形態では抵抗6の抵抗値Rdは、電流検出抵抗の抵抗値Rsと同一である。

0015

Is = Vs / (G × Rd) …(2)
演算器15は、このセンス電流Isを空燃比のフィードバック出力17とすると共に制御器16に出力する。制御器16は、記憶部18を備えており、設定器14から入力される固定値、及び、センス電流Isのデジタル値の演算結果に基づいて第1D/A変換器9の第1入力デジタル値を指令値として出力する。このとき、空燃比センサ2に印加するための目標電圧をVtarとしたとき、制御器16は、下記の(1a)式のように第1D/A変換器9の出力電圧Vuを算出し、この出力電圧Vuに対応するように第1D/A変換器9の第1入力デジタル値を制御する。ここで抵抗11の抵抗値をRuとしている。本実施形態では、抵抗11の抵抗値Ruは保護抵抗の抵抗値Rpとなる。

0016

Vu = Vout + {Vtar + Is × (Ru + Rd)} …(1a)
空燃比センサ2の素子電流増減は空燃比の増減(リーンリッチ)に対応する。図2は、空燃比センサ2の印加電圧電流特性を示すものであり、印加電圧Vsu−Vsd[V]に対応したセンサ電流Is[mA]を示す。この図2に示すように、例えば空燃比がリーンになれば素子電流は正となり、空燃比がリッチになれば素子電流は負となる。本実施形態は、目標電圧Vtarを所定電圧に制御する。このため、例えば図2の(a)に示す負荷線19に沿った電圧を空燃比センサ2に印加する。負荷線19とセンサ電流Isの特性とがクロスする部分では、センサ電流Isが印加電圧Vsu−Vsdの変化に対してほとんど変化しない。これにより、センス電流Isが印加電圧Vsu−Vsdの変化に対して安定的に推移する特性領域にて空燃比センサ2を使用できる。

0017

前述構成の本実施形態の特徴に関わる動作について図3を参照しながら説明する。本実施形態では、空燃比センサ2に流れる電流が変化したときでも空燃比センサ2の印加電圧を目標電圧に素早く制御するところを特徴とするものである。そこで、センサ電流Isが変化したタイミングの時点でどのように制御を行うかについて重点的に説明する。

0018

通常時、ストイキ(理論空燃比)であることを前提とすると、空燃比センサ2に流れる電流は0[mA]となり、センサ電流Isも0[mA]となる。デジタル処理部3は、クロック信号エッジ発生タイミング(例えば立下りタイミング)にてセンサ電流Isを算出し、このセンサ電流Isを算出した直後に空燃比センサ2の印加電圧を制御する。このセンサ電流算出処理印加電圧制御処理は、クロック信号のエッジ発生毎に逐次実施される処理である。

0019

期間T1では、センサ電流Isが0[mA]のまま変化しない、すなわちセンサ電流Isの変化が0である。このとき、デジタル処理部3の演算器15がセンサ電流Isを算出し、制御器16が印加電圧を制御するが、このとき出力端子Suの印加電圧Vsuを所定電圧Vu0(例えば、2.9[V])で変化させず、出力端子Sdの印加電圧Vsdを電圧Vd0(例えば、2.5[V])で変化させない。

0020

このとき、デジタル処理部3の制御器16は、第1D/A変換器9を通じて端子Suに出力する出力電圧Vsuを固定値とするように第1入力デジタル値を固定値とする。また、デジタル処理部3の制御器16は、第2D/A変換器12の出力電圧Vdを一定とするように第2入力デジタル値を固定値とする。これにより、空燃比センサ2の印加電圧Vsu−Vsdを目標電圧となる一定電圧Vu0−Vd0に制御できる。

0021

例えば、あるタイミングT2において、何らかの影響(例えば環境温度変化)によりセンサ電流Isの変化ΔIを生じたことを考える。なお、ΔIは正値でも負値でも良いが、以下では正値であることを前提として説明を行う。タイミングT2において、センサ電流Isが変化すると、この電流変化ΔIは抵抗6の電圧降下に影響することになり、端子Sdの端子電圧Vsdは、この影響によりVd0+Rd×Iに変化する。

0022

また、このセンサ電流Isの電流変化ΔIは、上流側の抵抗11の電圧降下にも影響することになり、タイミングT2において端子Suの端子電圧Vsuは、この影響でVu0−Ru×Iに変化する。

0023

そこで、デジタル処理部3の制御器16は、演算器15により算出されたセンサ電流Isの変化を検知すると、次回のクロックタイミングT3において上流側の印加電圧Vuを上昇変化させる。このタイミングT3では、前述の(1a)式に示したように、I×( Ru + Rd )分だけ上流側の印加電圧Vuを上昇変化させる。これにより、抵抗11の電圧降下分の影響を考慮して、上流側の端子Suの印加電圧VsuをVu0+Rd×Iに変化させることができる。この結果、空燃比センサ2への印加電圧Vsu−Vsdを一定電圧Vu0−Vd0に制御できる。この後、期間T4に示すように、センサ電流Isが電流値Iで変化しなければ、制御器16は、この印加電圧Vsuを維持する。

0024

比較対象例の説明>
図4は、比較対象例における動作例を示している。例えば特許文献1記載の技術を採用したときには、空燃比センサ2の素子に流れる電流がタイミングT2において急峻に変化したときにアナログ制御することになる。このため、図4の期間TZに示すように、空燃比センサ2への印加電圧の変化も緩やかなものとなり、所定の整定時間だけ長時間待機しなければならなくなる。

0025

<本実施形態のまとめ>
これに対し、本実施形態によれば、デジタル処理部3によりデジタル制御すると共に第1及び第2D/A変換器9、12及び第1及び第2オペアンプ10、13によるボルテージフォロワ回路を用いて端子Su、Sdに電圧出力している。これにより端子Su、Sdへの印加電圧Vsu、Vsdの分解能を高くしながら制御できる。このため、空燃比センサ2のセンサ電流Isに微小変化ΔIを生じたとしても、この微小変化ΔIに即座に対応することができ、空燃比センサ2への印加電圧Vsu−Vsdを一定電圧Vu0−Vd0に即座に制御できる。この結果、空燃比センサ2への印加電圧を、極力時間を要することなく目標電圧Vtarに制御できる。デジタル処理部3がデジタル制御することにより実現しているため、複雑なアナログフィードバックを備えなければならない構成に比較して製造コストを抑制できる。

0026

(第2実施形態)
図5及び図6は第2実施形態の追加説明図を示す。第2実施形態では、上流側の端子Suに固定電圧を印加し、下流側の端子Sdの電圧を可変可能にする形態を示す。デジタル処理部3に代わるデジタル処理部103は、設定器114、演算器115及び制御器116を備え、制御器116は記憶部118を備える。設定器114は、端子Suの電圧を所定電圧Vout(=Vsu)とするように第1D/A変換器9に入力される第1入力デジタル値を固定値に設定する。この固定値は制御器116にも入力される。演算器115は、前述の(2)式に応じてセンス電流Isを算出し、このセンス電流Isを空燃比のフィードバック出力とすると共に制御器116に出力する。制御器116は、設定器114から入力される固定値、及び、センス電流Isのデジタル値に基づいて第2D/A変換器12の第2入力デジタル値を指令値として出力する。このとき、空燃比センサ2に印加するための目標電圧をVtarとしたとき、制御器116は、下記の(1b)式のようにに第2D/A変換器12の出力電圧Vdを算出し、この出力電圧Vdに対応するように第2D/A変換器12の第2入力デジタル値を制御する。

0027

Vd = Vout − {Vtar + Is × (Rd + Ru)} …(1b)
この(1b)式の抵抗Rd + Ruは、第1電圧印加回路4の出力から第2電圧印加回路5の出力に至るまでの空燃比センサ2のインピーダンスZ分を除く抵抗値を加算した抵抗値に相当する。前述構成の本実施形態の特徴に関わる動作について図6を参照しながら説明する。本実施形態においても電流変化のタイミングに時点でどのように制御するかを重点的に説明する。デジタル処理部103は、クロック信号のエッジ発生タイミングにおいてセンサ電流Isを算出し、このセンサ電流Isを算出した直後に空燃比センサ2の印加電圧を制御する。このセンサ電流Isの算出処理、印加電圧制御処理は、クロック信号のエッジ発生毎に逐次実施される。

0028

通常時、ストイキ(理論空燃比)であることを前提とすると、空燃比センサ2に流れる電流は0[mA]となる。このためセンサ電流Isも0[mA]である。期間T11に示すように、センサ電流Isの変化がないときには、制御器116は、出力端子Sdの印加電圧Vsdを所定電圧Vd0(例えば、2.5[V])で変化させず、出力端子Suの印加電圧Vsuを電圧Vu0(例えば、2.9[V])で変化させない。これにより、目標電圧Vtarを所定電圧Vu0−Vd0で一定にできる。

0029

例えば、あるタイミングT12において、何らかの影響(例えば環境温度変化)によりセンサ電流の変化ΔIを生じたことを考える。電流変化ΔIを生じると、この変化ΔIは、抵抗11の電圧降下、センス抵抗6の電圧降下に影響することになり、タイミングT12において端子Sdの端子電圧VsdはVd0+Rd×Iに変化し、端子Suの端子電圧Vsuは、Vu0−Ru×Iに変化する。

0030

そこで、デジタル処理部103の制御器116は、演算器115により算出されたセンサ電流Isの変化を検知すると、次回のクロックタイミングT13において下流側の端子Sdの印加電圧Vsdを変化させる。このタイミングT13では、前述の(1b)式に示したように、I×(Ru+Rd)分だけ下流側の印加電圧Vdを下降変化させる。これにより、抵抗11、空燃比センサ2及び電流検出抵抗6による電圧降下分の影響を考慮して、下流側の端子Sdの印加電圧VsdをVd0−Ru×Iに変化させることができる。この結果、空燃比センサ2への印加電圧Vsu−Vsdを一定電圧Vu0−Vd0に制御できる。この後、期間T14に示すように、センサ電流Isが電流値Iで変化しなければ、制御器116はこの印加電圧Vsdを維持する。

0031

以上説明したように、本実施形態によっても前述実施形態と同様の作用効果を奏する。
(第3実施形態)
図7は第3実施形態の追加説明図を示す。図7に示すモータコントローラ201は、第1実施形態にて参照した図1に対応して示す構成図であり、第1実施形態と異なる部分は保護用の抵抗11を設けていないところにある。すなわち、このモータコントローラ201を適用したときには、前述した(1a)式においてRu=0とした場合と同様であり、本実施形態では(1a)式に代えて以下の(1c)式を用いると良い。

0032

Vu = Vout + (Vtar + Is × Rd) …(1c)
したがって、第1実施形態と同様に、電流変化ΔIを生じたときには、I×Rd分だけ上流側の印加電圧を上昇変化させると良い。これにより上流側の端子Suの印加電圧VsuをVu0に制御することができ、空燃比センサへの印加電圧Vsu−Vsdを一定電圧Vu0−Vd0に制御できる。その他は、第1実施形態と同様であるため説明を省略する。

0033

本実施形態によっても前述実施形態と同様の作用効果を奏する。
(第4実施形態)
図8は第4実施形態の追加説明図を示す。図8に示すモータコントローラ301は、第2実施形態にて参照した図5に対応して示す構成図であり、第2実施形態と異なる部分は保護用の抵抗11を設けていないところにある。すなわち、このモータコントローラ301を適用したときには、前述した(1b)式のRu=0とした場合と同様であり、本実施形態では(1b)式に代えて以下の(1d)式を用いると良い。

0034

Vd = Vout − (Vtar + Is × Rd) …(1d)
したがって、第2実施形態と同様に、電流変化ΔIを生じたときには、I×Rd分だけ下流側の印加電圧を下降変化させると良い。これにより、下流側の端子Sdの印加電圧VsdをVd0に制御することができ、空燃比センサ2への印加電圧Vsu−Vsdを一定電圧Vu0−Vd0に制御できる。その他は、第1実施形態と同様であるため説明を省略する。本実施形態によっても前述実施形態と同様の作用効果を奏する。

0035

(第5実施形態)
図9は第5実施形態の追加説明図を示す。図9に示すモータコントローラ401は、第1実施形態にて参照した図1に対応して示すと共に第3実施形態にて参照した図7にも対応して示す構成図である。本実施形態が第1及び第3実施形態と異なる部分は、第1電圧印加回路4の第1オペアンプ10の出力端子と上流側の端子Suとの間に直列接続した抵抗406を電流検出抵抗としたところにあり、第3実施形態と同様に保護抵抗として機能する抵抗を設けていない。

0036

本実施形態の回路構成においても、第1電圧印加回路4と第2電圧印加回路5との間に介在する構成は、空燃比センサ2及び電流検出用の抵抗406となり第3実施形態と同様となる。したがって、(1a)式、又は、(1c)式又は類似の数式を用いて制御すれば、目標電圧Vtarを電圧Vu0−Vd0に一定制御できる。詳細は、前述実施形態と同様であるためその説明を省略する。本実施形態によっても前述実施形態と同様の作用効果を奏する。

0037

(第6実施形態)
図10は第6実施形態の追加説明図を示す。図10に示すモータコントローラ501は、は第2実施形態にて参照した図5に対応して示すと共に第4実施形態にて参照した図8にも対応して示す構成図である。本実施形態が第2及び第4実施形態と異なる部分は、第1電圧印加回路4の第1オペアンプ10の出力端子と上流側の端子Suとの間に直列接続した抵抗406を電流検出抵抗としたところにあり、第3実施形態と同様に保護抵抗として機能する抵抗を設けていない。

0038

本実施形態の回路構成においても、第1電圧印加回路4と第2電圧印加回路5との間に介在する構成は、空燃比センサ2及び電流検出用の抵抗406となり第4実施形態と同様となる。したがって、(1b)式、又は、(1d)式又は類似の数式を用いて制御すれば、目標電圧Vtarを電圧Vu0−Vd0に一定制御できる。詳細は、前述実施形態と同様であるためその説明を省略する。本実施形態によっても前述実施形態と同様の作用効果を奏する。

0039

(第7実施形態)
図11は第7実施形態の追加説明図を示す。第7実施形態では、制御器16が下流側の端子Sdの電圧を複数段階又は連続的に変化させ、この際に、A/D変換器8にてA/D変換電圧サンプリングし、連続する複数点サンプリング電圧(例えば2点のサンプリング電圧)に基づいてセンサ電流Is又はインピーダンスZを演算するところを特徴の一部としている。

0040

本実施形態では、例えば図8に示す電気的構成を基礎構成として適用し図11に示すように各ノードの電圧を変化させることが可能であるため、図8に示す構成を例に挙げて説明する。図8に示す設定器114は、第1D/A変換器9に第1入力デジタル値として固定値を出力するが、制御器116は、可変値として第2入力デジタル値を第2D/A変換器12に入力させる。このとき制御器116は、第2入力デジタル値を掃引して変化させて第2D/A変換器12に入力させる。このときの端子Sdにおける電圧Vsdの変動幅をΔVとする。A/D変換器8の入力電圧は、電流検出抵抗6の端子間電圧に比例して変化する。このため、制御器116が、可変値を第2入力デジタル値として第2D/A変換器12に入力させるときに、この変動値に対応してA/D変換器8の入力電圧も変化する。

0041

図11は各ノードの電圧及びサンプリングタイミングを示している。制御器116は、例えば、端子Sdの電圧を高電圧Vh、及び、高電圧Vhよりも低い低電圧Vlの2段階に矩形波状又は交流で電圧を変動させるように第2入力デジタル値として第2D/A変換器12に入力させる。このとき、制御器116は、タイミングA1において高電圧Vhを入力させるための第2入力デジタル値を第2D/A変換器12に入力させる。そして、制御器116は高電圧Vhの入力電圧に対しA/D変換器8の入力電圧が整定することが想定される予め定められたタイミングA2において、A/D変換器8に入力電圧をサンプリングさせる。このときのA/D変換器8のA/D変換値は「AD_H」として算出される。その後、制御器116は、タイミングA3において低電圧Vlを入力させるための第2入力デジタル値を第2D/A変換器12に切替え入力させる。そして制御器116は、低電圧Vlの入力電圧に対しA/D変換器8の入力電圧が整定することが想定される予め定められたタイミングA4において、A/D変換器8に入力電圧をサンプリングさせる。このときのA/D変換器8のA/D変換値は「AD_L」として算出される。その後、制御器116は、タイミングA5において高電圧Vhを入力させるための第2入力デジタル値を第2D/A変換器12に切替入力させる。このような処理は繰り返し行われる。

0042

演算器115は、このサンプリングタイミングで取得されたA/D変換器8の値AD_H、AD_Lを用いてセンサ電流Is又は/及び空燃比センサ2のインピーダンスZを算出する。演算器115が、センサ電流Isを算出するときには、下記の(3)式に基づいて算出する。

0043

Is = (AD_H+AD_L)/(2× G × Rd) …(3)
これは、平均電圧(AD_H+AD_L)/2をゲインGと電流検出用の抵抗6の抵抗値Rdで除した値である。また、演算器115が、空燃比センサ2のインピーダンスZを算出するときには、差電圧(AD_H − AD_L)に基づいて算出するが、演算器115は例えば下記の(4)式に基づいて空燃比センサ2のインピーダンスZを算出する。

0044

Z = {G × ΔV−(AD_H − AD_L)} × Rd
/(AD_H − AD_L) …(4)
これは、下記の(5)〜(7)式に基づく関係を展開することにより求められる数式である。下記の(5)〜(7)式において、電流Ihは、高電圧Vhを端子Sdに印加したときに空燃比センサ2に流れる電流を示し、電流Ilは、高電圧Vlを端子Sdに印加したときに空燃比センサ2に流れる電流を示す。

0045

G×Rd×Ih = AD_H …(5)
G×Rd×Il = AD_L …(6)
Z×Ih + Rd×Ih − (Z×Il + Rd×Il) = ΔV …(7)
増幅器のゲインG、差電圧ΔV及び抵抗6の抵抗値Rdは、予め規定されているため、前述の(4)式に基づいて空燃比センサ2のインピーダンスZを算出できる。特に連続する2点のA/D変換値AD_H、AD_Lを用いてインピーダンスZを算出することで空燃比センサ2のインピーダンスZを概ねリアルタイムに算出できる。これにより、算出された空燃比センサ2のインピーダンスZをフィードバック制御に利用できる。

0046

(他の実施形態)
前述実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下に示す変形又は拡張が可能である。

0047

前述した実施形態では、デジタル処理部3、103が空燃比センサ2に印加する目標電圧Vtarを固定電圧とする形態を示したが、これに限定されるものではない。例えば、図2の(b)の負荷線20に示すように、デジタル処理部3、103が空燃比センサ2に印加する目標電圧Vtarを電流検出抵抗6、406によるセンス電流Isに応じて変化(例えば比例変化)させても良い。デジタル処理部3、103は例えばDSPにより構成した形態を示したがDSPに限られるものではない。

0048

図面中、1、101、201、301、401、501はモータコントローラ(空燃比センサの制御装置)、9は第1D/A変換器(第1D/A変換部)、4は第1電圧印加回路、5は第2電圧印加回路、6、406は抵抗(電流検出抵抗)、8はA/D変換器(A/D変換部)、3、103はデジタル処理部、Ruは上流側の抵抗の抵抗値(保護抵抗の抵抗値Rp)、Rdは下流側の抵抗の抵抗値(電流検出抵抗の抵抗値Rs)、を示す。

ページトップへ

この技術を出願した法人

この技術を発明した人物

ページトップへ

関連する挑戦したい社会課題

関連する公募課題

ページトップへ

技術視点だけで見ていませんか?

この技術の活用可能性がある分野

分野別動向を把握したい方- 事業化視点で見る -

(分野番号表示ON)※整理標準化データをもとに当社作成

ページトップへ

おススメ サービス

おススメ astavisionコンテンツ

新着 最近 公開された関連が強い技術

  • トヨタ自動車株式会社の「 内燃機関のSOx指標取得装置」が 公開されました。( 2019/05/23)

    【課題】内燃機関のSOx指標取得装置の固体電解質に配設された電極が劣化しても、正確なSOx濃度の取得が可能な方法を提供する。【解決手段】内燃機関のSOx指標取得装置は、固体電解質11及び固体電解質を挟... 詳細

  • 株式会社デンソーの「 固体電解質、ガスセンサ、燃料電池」が 公開されました。( 2019/05/23)

    【課題】低温で高いイオン伝導度を示す固体電解質、これを用いたガスセンサ及び燃料電池の提供。【解決手段】式(1)で表される組成を有する組成を有し、メリライト型構造の単相から形成された固体電解質。さらにこ... 詳細

  • 日本特殊陶業株式会社の「 ガスセンサ」が 公開されました。( 2019/05/23)

    【課題】センサ素子の応答性を損なわずに小型化することが可能なガスセンサを提供する。【解決手段】プロテクタを軸線方向と直交し、且つ、ガス導入孔を通る平面で切断した円断面をみたとき、前記円断面の中心、及び... 詳細

この 技術と関連性が強い技術

関連性が強い 技術一覧

この 技術と関連性が強い人物

関連性が強い人物一覧

この 技術と関連する社会課題

関連する挑戦したい社会課題一覧

この 技術と関連する公募課題

関連する公募課題一覧

astavision 新着記事

サイト情報について

本サービスは、国が公開している情報(公開特許公報、特許整理標準化データ等)を元に構成されています。出典元のデータには一部間違いやノイズがあり、情報の正確さについては保証致しかねます。また一時的に、各データの収録範囲や更新周期によって、一部の情報が正しく表示されないことがございます。当サイトの情報を元にした諸問題、不利益等について当方は何ら責任を負いかねることを予めご承知おきのほど宜しくお願い申し上げます。

主たる情報の出典

特許情報…特許整理標準化データ(XML編)、公開特許公報、特許公報、審決公報、Patent Map Guidance System データ