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技術 光変調器のドライバ装置

出願人 日本電信電話株式会社
発明者 武田浩太郎野坂秀之長谷宗彦竹谷勉本田健太郎才田隆志菊池清史
出願日 2015年8月27日 (4年7ヶ月経過) 出願番号 2015-167567
公開日 2017年3月2日 (3年0ヶ月経過) 公開番号 2017-044885
状態 特許登録済
技術分野
  • -
主要キーワード 位相変化特性 差動電気信号 I信号 スィング 電界特性 関数出力 Q信号 プロセス誤差
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図面 (19)

課題

上下アームの特性が非対称であっても、光出力品質を向上させる。

解決手段

ZM1とMZM2により直交振幅光変調器または位相偏移光変調器が構成されており、ドライバD1,D2により駆動している。ドライバD1は、同相電気信号Iaに、直交電気信号Qを基に求めた参照電気信号Qrが加算された信号によりMZM1を駆動する。ドライバD2は、直交電気信号Qaに、同相電気信号Iを基に求めた参照電気信号Irが加算された信号によりMZM2を駆動する。

概要

背景

マッハツェンダ光変調器(MZM:Mach-Zehnder Modulator)は光変調器の一つである。
図11は両アーム屈折率変化部があり、ドライバ差動動作するMZMの例である。このMZMは、入力導波路1と、分岐部2と、上アーム3aと、下アーム3bと、合波部4と、出力導波路5を有している。上アーム3aには屈折率変化部6aが形成され、下アーム3bには屈折率変化部6bが形成されている。屈折率変化部6a,6bは、ドーピングした半導体強誘電体などで構成されている。
屈折率変化部6a,6bには、ドライバ10から制御電圧入力電圧)が印加される。

各アーム3a,3bに形成した屈折率変化部6a,6bは、図12(a)に示すように、ドライバ10から印加した電圧に対して屈折率が変化する特性を持っている。
屈折率変化は光路長の変化となるため、屈折率変化部6a,6bの特性は、位相変化量縦軸にとった図12(b)のように表すことができる。このとき、位相の変化量がπ(180°)になるときの電圧の値を半波長電圧と呼び、Vπで表す。

図13は、MZMでの、上アーム3aからの出力特性と(図中、太い点線で示している)、下アーム3bからの出力特性と(図中、太い一点鎖線で示している)、上下アーム3a,3bからの出力を合波した時の出力であるMZM出力特性(図中、太い実線で示している)を、複素平面上に表した出力電界特性図(コンスタレーションダイアグラム)である。

例えばV0からV1までのスィングをドライバ10から出力した時(但しV0<V1)、上アーム3aと下アーム3bは差動動作しているため、上アーム3aの屈折率変化部6aに印加される制御電圧(入力電圧)の電圧値がV0の時は、下アーム3bの屈折率変化部6bに印加される制御電圧(入力電圧)の電圧値がV1になり、上アーム3aの屈折率変化部6aに印加される制御電圧の電圧値がV1の時は、下アーム3bの屈折率変化部6bに印加される制御電圧の電圧値がV0になる。

上下アーム3a,3bの出力が揃っていれば、位相変化による虚数成分は上下アーム3a,3bの出力で打ち消しあうため、MZM出力は虚数成分を持つ事が無く、実軸上を移動する。
制御電圧(入力電圧)V0と制御電圧(入力電圧)V1の時のMZM出力をシンボル点とした変調方式がBPSK(Binary Phase Shift Keying)であり、多値化したものがASK(Amplitude Phase Shift Keying)になる(非特許文献1及び非特許文献2参照)。

MZMを2個用意し、図14の様に片方のMZM出力部に位相回転部27を付けることによって同相(In-phase,I信号)電界成分と直交(Quadrature,Q信号)電界成分とをそれぞれ独立に変調して出力する直交振幅光変調器または位相偏移光変調器を作ることができる。
なお、直交振幅光変調器と位相偏移光変調器は光変調器としては同じ構造であるが、入力される電気信号直交振幅変調された変調電気信号であれば、光変調器は直交振幅光変調器として機能し、入力される電気信号が位相偏移変調された変調電気信号であれば、光変調器は位相偏移光変調器として機能する。

直交振幅光変調器または位相偏移光変調器として機能する図14の光変調器は、第1のマッハツェンダ光変調器MZM1と第2のマッハツェンダ光変調器MZM2により構成されている。

第1のマッハツェンダ光変調器MZM1は、入力導波路11と、分岐部12と、上下のアーム13a,13bと、合波部14と、出力導波路15と、上下の屈折率変化部16a,16bと、ドライバD1により構成されている。ドライバD1は、同相電気信号Iが入力されるとその差動信号である差動同相電気信号I1と差動同相電気信号I2を生成し、差動同相電気信号I1が屈折率変化部16aに入力され、差動同相電気信号I2が屈折率変化部16bに入力される。
なお差動同相電気信号I1と差動同相電気信号I2は、振幅は同じであるが位相が180°ずれている。

第2のマッハツェンダ光変調器MZM2は、入力導波路21と、分岐部22と、上下のアーム23a,23bと、合波部24と、出力導波路25と、上下の屈折率変化部26a,26bと、出力導波路25に備えられた位相回転部27と、ドライバD2により構成されている。位相回転部27は出力導波路25を伝搬する光信号の位相を90°回転させる(位相シフトさせる)。ドライバD2は、直交電気信号Qが入力されるとその差動信号である差動直交電気信号Q1と差動直交電気信号Q2を生成し、差動直交電気信号Q1が屈折率変化部26aに入力され、差動直交電気信号Q2が屈折率変化部26bに入力される。
なお差動直交電気信号Q1と差動直交電気信号Q2は、振幅は同じであるが位相が180°ずれている。

光入力Pinは入力導波路31を伝搬し、分岐部32により2分岐され、入力導波路11を介してマッハツェンダ光変調器MZM1に入力され、入力導波路21を介してマッハツェンダ光変調器MZM2に入力される。
マッハツェンダ光変調器MZM1では、差動同相電気信号I1,I2により光信号が変調され、マッハツェンダ光変調器MZM2では、差動直交電気信号Q1,Q2により光信号が変調される。
マッハツェンダ光変調器MZM1の出力導波路15から出力された光出力変調光信号)と、マッハツェンダ光変調器MZM2の位相回転部27により位相が90°回転して出力導波路25から出力された光出力(変調光信号)は、合波部33にて合波されて光出力(変調光信号)Poutとなり、出力導波路34から出力される。

図14の構成の光変調器を用いて出力した、光出力Poutである16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)光信号を、図15に示す。図中の白い点が変調のシンボル点、黒い線が変調時の軌跡を示す。

概要

上下アームの特性が非対称であっても、光出力の品質を向上させる。MZM1とMZM2により直交振幅光変調器または位相偏移光変調器が構成されており、ドライバD1,D2により駆動している。ドライバD1は、同相電気信号Iaに、直交電気信号Qを基に求めた参照電気信号Qrが加算された信号によりMZM1を駆動する。ドライバD2は、直交電気信号Qaに、同相電気信号Iを基に求めた参照電気信号Irが加算された信号によりMZM2を駆動する。

目的

本発明は、上記従来技術に鑑み、上下アームの特性が非対称になっているマッハツェンダ光変調器により構成した光変調器(直交振幅光変調器または位相偏移光変調器)であっても、変調した光信号の信号品質を良好にすることができる、光変調器のドライバ装置を提供する

効果

実績

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請求項1

第1のマッハツェンダ光変調器と第2のマッハツェンダ光変調器を備えた直交振幅光変調器または位相偏移光変調器を駆動するため、第1の電気信号入力線(L10)を介して同相電気信号(I)が入力されると、第1の電気信号出力線(L11)を介して第1の差動同相電気信号(I1)を前記第1のマッハツェンダ光変調器の一方の屈折率変化部に送ると共に、第2の電気信号出力線(L12)を介して第2の差動同相電気信号(I2)を前記第1のマッハツェンダ光変調器の他方の屈折率変化部に送る第1のドライバ(D1)と、第2の電気信号入力線(L20)を介して直交電気信号(Q)が入力されると、第3の電気信号出力線(L21)を介して第1の差動直交電気信号(Q1)を前記第2のマッハツェンダ光変調器の一方の屈折率変化部に送ると共に、第4の電気信号出力線(L22)を介して第2の差動直交電気信号(Q2)を前記第2のマッハツェンダ光変調器の他方の屈折率変化部に送る第2のドライバ(D2)と、を備えたドライバ装置であって、前記第1の電気信号入力線(L10)には、前記同相電気信号(I)の流れ方向に沿い第1の信号分岐部(101)と第1の遅延回路(102)と第1の加算回路(103)がこの順に備えられ、前記第2の電気信号入力線(L20)には、前記直交電気信号(Q)の流れ方向に沿い第2の信号分岐部(104)と第2の遅延回路(105)と第2の加算回路(106)がこの順に備えられ、更に、前記第2の信号分岐部(104)にて分岐された直交電気信号(Qb)を基に、前記同相電気信号(I)を補償する参照電気信号(Qr)を発生して前記第1の加算回路(103)に送る第1の補償回路(110)と、前記第1の信号分岐部(101)にて分岐された同相電気信号(Ib)を基に、前記直交電気信号(Q)を補償する参照電気信号(Ir)を発生して前記第2の加算回路(106)に送る第2の補償回路(120)とを備え、前記第1の遅延回路(102)における位相遅延量は、前記第1の補償回路(110)における位相遅延量と等しく、前記第2の遅延回路(105)における位相遅延量は、前記第2の補償回路(120)における位相遅延量と等しく、前記第1の加算回路(103)は、前記第1の信号分岐部(101)にて分岐されてから前記第1の遅延回路(102)を通過してきた同相電気信号(Ia)と前記参照電気信号(Qr)とを加算して、前記第1のドライバ(D1)に送り、前記第2の加算回路(106)は、前記第2の信号分岐部(104)にて分岐されてから前記第2の遅延回路(105)を通過してきた直交電気信号(Qa)と前記参照電気信号(Ir)とを加算して、前記第2のドライバ(D2)に送ることを特徴とするドライバ装置。

請求項2

請求項1において、前記第1の信号分岐部(101)と、前記第1の遅延回路(102)と、前記第1の加算回路(103)と、前記第2の信号分岐部(104)と、前記第2の遅延回路(105)と、前記第2の加算回路(106)と、前記第1の補償回路(110)と、前記第2の補償回路(120)とからなる非線形特性補正回路(130-1,130-2)を、複数段に配置していることを特徴とするドライバ装置。

請求項3

第1のマッハツェンダ光変調器と第2のマッハツェンダ光変調器を備えた直交振幅光変調器または位相偏移光変調器を駆動するため、第1の電気信号入力線(L10)を介して同相電気信号(I)が入力されると、第1の電気信号出力線(L11)を介して第1の差動同相電気信号(I1)を前記第1のマッハツェンダ光変調器の一方の屈折率変化部に送ると共に、第2の電気信号出力線(L12)を介して第2の差動同相電気信号(I2)を前記第1のマッハツェンダ光変調器の他方の屈折率変化部に送る第1のドライバ(D1)と、第2の電気信号入力線(L20)を介して直交電気信号(Q)が入力されると、第3の電気信号出力線(L21)を介して第1の差動直交電気信号(Q1)を前記第2のマッハツェンダ光変調器の一方の屈折率変化部に送ると共に、第4の電気信号出力線(L22)を介して第2の差動直交電気信号(Q2)を前記第2のマッハツェンダ光変調器の他方の屈折率変化部に送る第2のドライバ(D2)と、を備えたドライバ装置であって、前記第1の電気信号出力線(L11)には、前記第1の差動同相電気信号(I1)の流れ方向に沿い第3の信号分岐部(201)と第3の遅延回路(202)と第3の加算回路(203)がこの順に備えられ、前記第2の電気信号出力線(L12)には、前記第2の差動同相電気信号(I2)の流れ方向に沿い第4の信号分岐部(204)と第4の遅延回路(205)と第4の加算回路(206)がこの順に備えられ、前記第3の電気信号出力線(L21)には、前記第1の差動直交電気信号(Q1)の流れ方向に沿い第5の信号分岐部(301)と第5の遅延回路(302)と第5の加算回路(303)がこの順に備えられ、前記第4の電気信号出力線(L22)には、前記第2の差動直交電気信号(Q2)の流れ方向に沿い第6の信号分岐部(304)と第6の遅延回路(305)と第6の加算回路(306)がこの順に備えられ、更に、前記第4の信号分岐部(204)にて分岐された差動同相電気信号(I2b)を基に、前記第1の差動同相電気信号(I1)を補償する参照電気信号(I2r)を発生して前記第3の加算回路(203)に送る第3の補償回路(210)と、前記第3の信号分岐部(201)にて分岐された差動同相電気信号(I1b)を基に、前記第2の差動同相電気信号(I2)を補償する参照電気信号(I1r)を発生して前記第4の加算回路(206)に送る第4の補償回路(220)と、前記第6の信号分岐部(304)にて分岐された差動直交電気信号(Q2b)を基に、前記第1の差動直交電気信号(Q1)を補償する参照電気信号(Q2r)を発生して前記第5の加算回路(303)に送る第5の補償回路(310)と、前記第5の信号分岐部(301)にて分岐された差動直交電気信号(Q1b)を基に、前記第2の差動直交電気信号(Q2)を補償する参照電気信号(Q1r)を発生して前記第6の加算回路(306)に送る第6の補償回路(320)とを備え、前記第3の遅延回路(202)における位相遅延量は、前記第3の補償回路(210)における位相遅延量と等しく、前記第4の遅延回路(205)における位相遅延量は、前記第4の補償回路(220)における位相遅延量と等しく、前記第5の遅延回路(302)における位相遅延量は、前記第5の補償回路(310)における位相遅延量と等しく、前記第6の遅延回路(305)における位相遅延量は、前記第6の補償回路(320)における位相遅延量と等しく、前記第3の加算回路(203)は、前記第3の信号分岐部(201)にて分岐されてから前記第3の遅延回路(202)を通過してきた差動同相電気信号(I1a)と前記参照電気信号(I2r)とを加算して出力し、前記第4の加算回路(206)は、前記第4の信号分岐部(204)にて分岐されてから前記第4の遅延回路(205)を通過してきた差動同相電気信号(I2a)と前記参照電気信号(I1r)とを加算して出力し、前記第5の加算回路(303)は、前記第5の信号分岐部(301)にて分岐されてから前記第5の遅延回路(302)を通過してきた差動直交電気信号(Q1a)と前記参照電気信号(Q2r)とを加算して出力し、前記第6の加算回路(306)は、前記第6の信号分岐部(304)にて分岐されてから前記第6の遅延回路(305)を通過してきた差動直交電気信号(Q2a)と前記参照電気信号(Q1r)とを加算して出力することを特徴とするドライバ装置。

請求項4

請求項1から請求項3のいずれか一項において、前記第1から第6の補償回路(110,120,210,220,310,320)は、単相信号を2つの差動電気信号に変換する単相差動変換回路(111,121)と、2つのトランジスタを有しており、前記2つの差動電気信号を差動増幅して前記参照電気信号(Qr,Ir,I1r,I2r,Q1r,Q2r)を発生する差動増幅回路と、で構成されていることを特徴とするドライバ装置。

請求項5

請求項4において、前記第1から第6の補償回路(110,120,210,220,310,320)の前記2つのトランジスタは、MOSトランジスタまたはバイポーラトランジスタであることを特徴とするドライバ装置。

請求項6

第1のマッハツェンダ光変調器と第2のマッハツェンダ光変調器を備えた直交振幅光変調器または位相偏移光変調器を駆動するため、第1の電気信号入力線(L10)を介して同相電気信号(I)が入力されると、第1の電気信号出力線(L11)を介して第1の差動同相電気信号(I1)を前記第1のマッハツェンダ光変調器の一方の屈折率変化部に送ると共に、第2の電気信号出力線(L12)を介して第2の差動同相電気信号(I2)を前記第1のマッハツェンダ光変調器の他方の屈折率変化部に送る第1のドライバ(D1)と、第2の電気信号入力線(L20)を介して直交電気信号(Q)が入力されると、第3の電気信号出力線(L21)を介して第1の差動直交電気信号(Q1)を前記第2のマッハツェンダ光変調器の一方の屈折率変化部に送ると共に、第4の電気信号出力線(L22)を介して第2の差動直交電気信号(Q2)を前記第2のマッハツェンダ光変調器の他方の屈折率変化部に送る第2のドライバ(D2)と、を備えたドライバ装置であって、前記第1の電気信号出力線(L11)には、前記第1の差動同相電気信号(I1)の流れ方向に沿い第7の信号分岐部(401)と第7の遅延回路(402)と第7の加算回路(403)がこの順に備えられ、前記第2の電気信号出力線(L12)には、前記第2の差動同相電気信号(I2)の流れ方向に沿い第8の信号分岐部(404)と第8の遅延回路(405)と第8の加算回路(406)がこの順に備えられ、前記第3の電気信号出力線(L21)には、前記第1の差動直交電気信号(Q1)の流れ方向に沿い第9の信号分岐部(501)と第9の遅延回路(502)と第9の加算回路(503)がこの順に備えられ、前記第4の電気信号出力線(L22)には、前記第2の差動直交電気信号(Q2)の流れ方向に沿い第10の信号分岐部(504)と第10の遅延回路(505)と第10の加算回路(506)がこの順に備えられ、更に、前記第7の信号分岐部(401)にて分岐された差動同相電気信号(I1b)と前記第8の信号分岐部(404)にて分岐された差動同相電気信号(I2b)を基に、前記第1の差動直交電気信号(Q1)を補償する参照電気信号(I12r)を発生して前記第9の加算回路(503)に送ると共に前記第2の差動直交電気信号(Q2)を補償する参照電気信号(I21r)を発生して前記第10の加算回路(506)に送る第7の補償回路(410)と、前記第9の信号分岐部(501)にて分岐された差動直交電気信号(Q1b)と前記第10の信号分岐部(504)にて分岐された差動直交電気信号(Q2b)を基に、前記第1の差動同相電気信号(I1)を補償する参照電気信号(Q12r)を発生して前記第7の加算回路(403)に送ると共に前記第2の差動同相電気信号(I2)を補償する参照電気信号(Q21r)を発生して前記第8の加算回路(406)に送る第8の補償回路(510)とを備え、前記第7の遅延回路(402)における位相遅延量及び前記第8の遅延回路(405)における位相遅延量は、前記第8の補償回路(510)における位相遅延量と等しく、前記第9の遅延回路(502)における位相遅延量及び前記第10の遅延回路(505)における位相遅延量は、前記第7の補償回路(410)における位相遅延量と等しく、前記第7の加算回路(403)は、前記第7の信号分岐部(401)にて分岐されてから前記第7の遅延回路(402)を通過してきた差動同相電気信号(I1a)と前記参照電気信号(Q12r)とを加算して出力し、前記第8の加算回路(406)は、前記第8の信号分岐部(404)にて分岐されてから前記第8の遅延回路(405)を通過してきた差動同相電気信号(I2a)と前記参照電気信号(Q21r)とを加算して出力し、前記第9の加算回路(503)は、前記第9の信号分岐部(501)にて分岐されてから前記第9の遅延回路(502)を通過してきた差動直交電気信号(Q1a)と前記参照電気信号(I12r)とを加算して出力し、前記第10の加算回路(506)は、前記第10の信号分岐部(504)にて分岐されてから前記第10の遅延回路(505)を通過してきた差動直交電気信号(Q2a)と前記参照電気信号(I21r)とを加算して出力することを特徴とするドライバ装置。

請求項7

請求項6において、前記第7の補償回路(410)は、2つのトランジスタ(411,412)を有する差動増幅回路を備えており、前記差動同相電気信号(I1b)と前記差動同相電気信号(I2b)を差動増幅して前記参照電気信号(I12r)と前記参照電気信号(I21r)を発生し、前記第8の補償回路(510)は、2つのトランジスタ(511,512)を有する差動増幅回路を備えており、前記差動直交電気信号(Q1b)と前記差動直交電気信号(Q2b)を差動増幅して前記参照電気信号(Q12r)と前記参照電気信号(Q21r)を発生することを特徴とするドライバ装置。

請求項8

請求項7において、前記第7の補償回路(410)の前記トランジスタ(411,412)及び前記第8の補償回路(510)の前記トランジスタ(511,512)は、MOSトランジスタまたはバイポーラトランジスタであることを特徴とするドライバ装置。

技術分野

0001

本発明は、電気信号光信号に変換する光変調器(直交振幅光変調器または位相偏移光変調器)を駆動するドライバ装置に関するものである。

背景技術

0002

マッハツェンダ光変調器(MZM:Mach-Zehnder Modulator)は光変調器の一つである。
図11両アーム屈折率変化部があり、ドライバ差動動作するMZMの例である。このMZMは、入力導波路1と、分岐部2と、上アーム3aと、下アーム3bと、合波部4と、出力導波路5を有している。上アーム3aには屈折率変化部6aが形成され、下アーム3bには屈折率変化部6bが形成されている。屈折率変化部6a,6bは、ドーピングした半導体強誘電体などで構成されている。
屈折率変化部6a,6bには、ドライバ10から制御電圧入力電圧)が印加される。

0003

各アーム3a,3bに形成した屈折率変化部6a,6bは、図12(a)に示すように、ドライバ10から印加した電圧に対して屈折率が変化する特性を持っている。
屈折率変化は光路長の変化となるため、屈折率変化部6a,6bの特性は、位相変化量縦軸にとった図12(b)のように表すことができる。このとき、位相の変化量がπ(180°)になるときの電圧の値を半波長電圧と呼び、Vπで表す。

0004

図13は、MZMでの、上アーム3aからの出力特性と(図中、太い点線で示している)、下アーム3bからの出力特性と(図中、太い一点鎖線で示している)、上下アーム3a,3bからの出力を合波した時の出力であるMZM出力特性(図中、太い実線で示している)を、複素平面上に表した出力電界特性図(コンスタレーションダイアグラム)である。

0005

例えばV0からV1までのスィングをドライバ10から出力した時(但しV0<V1)、上アーム3aと下アーム3bは差動動作しているため、上アーム3aの屈折率変化部6aに印加される制御電圧(入力電圧)の電圧値がV0の時は、下アーム3bの屈折率変化部6bに印加される制御電圧(入力電圧)の電圧値がV1になり、上アーム3aの屈折率変化部6aに印加される制御電圧の電圧値がV1の時は、下アーム3bの屈折率変化部6bに印加される制御電圧の電圧値がV0になる。

0006

上下アーム3a,3bの出力が揃っていれば、位相変化による虚数成分は上下アーム3a,3bの出力で打ち消しあうため、MZM出力は虚数成分を持つ事が無く、実軸上を移動する。
制御電圧(入力電圧)V0と制御電圧(入力電圧)V1の時のMZM出力をシンボル点とした変調方式がBPSK(Binary Phase Shift Keying)であり、多値化したものがASK(Amplitude Phase Shift Keying)になる(非特許文献1及び非特許文献2参照)。

0007

MZMを2個用意し、図14の様に片方のMZM出力部に位相回転部27を付けることによって同相(In-phase,I信号)電界成分と直交(Quadrature,Q信号)電界成分とをそれぞれ独立に変調して出力する直交振幅光変調器または位相偏移光変調器を作ることができる。
なお、直交振幅光変調器と位相偏移光変調器は光変調器としては同じ構造であるが、入力される電気信号が直交振幅変調された変調電気信号であれば、光変調器は直交振幅光変調器として機能し、入力される電気信号が位相偏移変調された変調電気信号であれば、光変調器は位相偏移光変調器として機能する。

0008

直交振幅光変調器または位相偏移光変調器として機能する図14の光変調器は、第1のマッハツェンダ光変調器MZM1と第2のマッハツェンダ光変調器MZM2により構成されている。

0009

第1のマッハツェンダ光変調器MZM1は、入力導波路11と、分岐部12と、上下のアーム13a,13bと、合波部14と、出力導波路15と、上下の屈折率変化部16a,16bと、ドライバD1により構成されている。ドライバD1は、同相電気信号Iが入力されるとその差動信号である差動同相電気信号I1と差動同相電気信号I2を生成し、差動同相電気信号I1が屈折率変化部16aに入力され、差動同相電気信号I2が屈折率変化部16bに入力される。
なお差動同相電気信号I1と差動同相電気信号I2は、振幅は同じであるが位相が180°ずれている。

0010

第2のマッハツェンダ光変調器MZM2は、入力導波路21と、分岐部22と、上下のアーム23a,23bと、合波部24と、出力導波路25と、上下の屈折率変化部26a,26bと、出力導波路25に備えられた位相回転部27と、ドライバD2により構成されている。位相回転部27は出力導波路25を伝搬する光信号の位相を90°回転させる(位相シフトさせる)。ドライバD2は、直交電気信号Qが入力されるとその差動信号である差動直交電気信号Q1と差動直交電気信号Q2を生成し、差動直交電気信号Q1が屈折率変化部26aに入力され、差動直交電気信号Q2が屈折率変化部26bに入力される。
なお差動直交電気信号Q1と差動直交電気信号Q2は、振幅は同じであるが位相が180°ずれている。

0011

光入力Pinは入力導波路31を伝搬し、分岐部32により2分岐され、入力導波路11を介してマッハツェンダ光変調器MZM1に入力され、入力導波路21を介してマッハツェンダ光変調器MZM2に入力される。
マッハツェンダ光変調器MZM1では、差動同相電気信号I1,I2により光信号が変調され、マッハツェンダ光変調器MZM2では、差動直交電気信号Q1,Q2により光信号が変調される。
マッハツェンダ光変調器MZM1の出力導波路15から出力された光出力変調光信号)と、マッハツェンダ光変調器MZM2の位相回転部27により位相が90°回転して出力導波路25から出力された光出力(変調光信号)は、合波部33にて合波されて光出力(変調光信号)Poutとなり、出力導波路34から出力される。

0012

図14の構成の光変調器を用いて出力した、光出力Poutである16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)光信号を、図15に示す。図中の白い点が変調のシンボル点、黒い線が変調時の軌跡を示す。

先行技術

0013

Govind P. Agrawal,“Fiber-optic communication systems”, Wiley&Sons, New Jersey (2010) pp13-16
"Agilent application note 1298" (October 30,2001) p13-14

発明が解決しようとする課題

0014

一般にMZMの上アームと下アームの屈折率変化部は同じ特性を示すように設計される。
しかし、プロセス誤差の影響により上下アームの屈折率変化部の特性が異なることがある。加えて屈折率変化部を非線形特性の強い材料で構成した時は、ドライバが印加した電圧に対して位相変化が非線形になる。これらの影響により、ドライバから差動信号が上下アームの屈折率変化部に入力されると、上下アームの位相変化量が異なってしまう。

0015

図16はMZMの上下アームの特性が異なり、かつ非線形の時の例を示す。すなわち、図16(a)は上下アーム3a,3bの屈折率変化部6a,6bの特性が異なるMZMを示しており、図16(b)はこのMZMの上アーム3a側での位相変化量を示しており、図16(c)はこのMZMの下アーム3b側での位相変化量を示している。
図16(b),(c)に示すように、ドライバ10から入力される電圧値がV0からV1に変化したとき、上アーム3a側での位相変化量と下アーム3b側での位相変化量とが異なっている。

0016

図17は上下アームで特性が異なるMZMでの、上アーム3aからの出力特性と(図中、太い点線で示している)、下アーム3bからの出力特性と(図中、太い一点鎖線で示している)、上下アーム3a,3bからの出力を合波した時の出力であるMZM出力特性(図中、太い実線で示している)を、複素平面上に表した出力電界特性図(コンスタレーションダイアグラム)である。

0017

図17では上アーム3aと下アーム3bの位相変化量が異なるため、位相変化による虚数成分が上下アーム3a,3bの出力で打ち消しあわず、MZM出力も虚数成分を持っている。MZM出力がこのような軌跡を持つとき、変調時のシンボル点が歪む原因となる。

0018

図18はMZM上下アームの特性が異なるMZMを2個用意し、直交振幅光変調器として使用した時の16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)光変調信号を示す。図中の白い点が変調のシンボル点、黒い線が変調時の軌跡を示す。
図15ではI信号とQ信号のシンボル点を結んだ線が直交しているのに対し、MZM上下アーム特性が異なる図18の場合、各MZMの出力が歪んだ軌跡を示すため、I信号とQ信号のシンボル点を結んだ線が直交せず歪みを見せている。従って上下アームが非対称のMZMを用いた場合、信号品質が著しく低下する。

0019

本発明は、上記従来技術に鑑み、上下アームの特性が非対称になっているマッハツェンダ光変調器により構成した光変調器(直交振幅光変調器または位相偏移光変調器)であっても、変調した光信号の信号品質を良好にすることができる、光変調器のドライバ装置を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

0020

上記課題を解決する本願の第1の発明は、
第1のマッハツェンダ光変調器と第2のマッハツェンダ光変調器を備えた直交振幅光変調器または位相偏移光変調器を駆動するため、
第1の電気信号入力線(L10)を介して同相電気信号(I)が入力されると、第1の電気信号出力線(L11)を介して第1の差動同相電気信号(I1)を前記第1のマッハツェンダ光変調器の一方の屈折率変化部に送ると共に、第2の電気信号出力線(L12)を介して第2の差動同相電気信号(I2)を前記第1のマッハツェンダ光変調器の他方の屈折率変化部に送る第1のドライバ(D1)と、
第2の電気信号入力線(L20)を介して直交電気信号(Q)が入力されると、第3の電気信号出力線(L21)を介して第1の差動直交電気信号(Q1)を前記第2のマッハツェンダ光変調器の一方の屈折率変化部に送ると共に、第4の電気信号出力線(L22)を介して第2の差動直交電気信号(Q2)を前記第2のマッハツェンダ光変調器の他方の屈折率変化部に送る第2のドライバ(D2)と、
を備えたドライバ装置であって、
前記第1の電気信号入力線(L10)には、前記同相電気信号(I)の流れ方向に沿い第1の信号分岐部(101)と第1の遅延回路(102)と第1の加算回路(103)がこの順に備えられ、
前記第2の電気信号入力線(L20)には、前記直交電気信号(Q)の流れ方向に沿い第2の信号分岐部(104)と第2の遅延回路(105)と第2の加算回路(106)がこの順に備えられ、
更に、前記第2の信号分岐部(104)にて分岐された直交電気信号(Qb)を基に、前記同相電気信号(I)を補償する参照電気信号(Qr)を発生して前記第1の加算回路(103)に送る第1の補償回路(110)と、
前記第1の信号分岐部(101)にて分岐された同相電気信号(Ib)を基に、前記直交電気信号(Q)を補償する参照電気信号(Ir)を発生して前記第2の加算回路(106)に送る第2の補償回路(120)とを備え、
前記第1の遅延回路(102)における位相遅延量は、前記第1の補償回路(110)における位相遅延量と等しく、
前記第2の遅延回路(105)における位相遅延量は、前記第2の補償回路(120)における位相遅延量と等しく、
前記第1の加算回路(103)は、前記第1の信号分岐部(101)にて分岐されてから前記第1の遅延回路(102)を通過してきた同相電気信号(Ia)と前記参照電気信号(Qr)とを加算して、前記第1のドライバ(D1)に送り
前記第2の加算回路(106)は、前記第2の信号分岐部(104)にて分岐されてから前記第2の遅延回路(105)を通過してきた直交電気信号(Qa)と前記参照電気信号(Ir)とを加算して、前記第2のドライバ(D2)に送ることを特徴とする。

0021

本願の第2の発明は前記第1の発明において、
前記第1の信号分岐部(101)と、前記第1の遅延回路(102)と、前記第1の加算回路(103)と、前記第2の信号分岐部(104)と、前記第2の遅延回路(105)と、前記第2の加算回路(106)と、前記第1の補償回路(110)と、前記第2の補償回路(120)とからなる非線形特性補正回路(130-1,130-2)を、複数段に配置していることを特徴とする。

0022

本願の第3の発明は、
第1のマッハツェンダ光変調器と第2のマッハツェンダ光変調器を備えた直交振幅光変調器または位相偏移光変調器を駆動するため、
第1の電気信号入力線(L10)を介して同相電気信号(I)が入力されると、第1の電気信号出力線(L11)を介して第1の差動同相電気信号(I1)を前記第1のマッハツェンダ光変調器の一方の屈折率変化部に送ると共に、第2の電気信号出力線(L12)を介して第2の差動同相電気信号(I2)を前記第1のマッハツェンダ光変調器の他方の屈折率変化部に送る第1のドライバ(D1)と、
第2の電気信号入力線(L20)を介して直交電気信号(Q)が入力されると、第3の電気信号出力線(L21)を介して第1の差動直交電気信号(Q1)を前記第2のマッハツェンダ光変調器の一方の屈折率変化部に送ると共に、第4の電気信号出力線(L22)を介して第2の差動直交電気信号(Q2)を前記第2のマッハツェンダ光変調器の他方の屈折率変化部に送る第2のドライバ(D2)と、
を備えたドライバ装置であって、
前記第1の電気信号出力線(L11)には、前記第1の差動同相電気信号(I1)の流れ方向に沿い第3の信号分岐部(201)と第3の遅延回路(202)と第3の加算回路(203)がこの順に備えられ、
前記第2の電気信号出力線(L12)には、前記第2の差動同相電気信号(I2)の流れ方向に沿い第4の信号分岐部(204)と第4の遅延回路(205)と第4の加算回路(206)がこの順に備えられ、
前記第3の電気信号出力線(L21)には、前記第1の差動直交電気信号(Q1)の流れ方向に沿い第5の信号分岐部(301)と第5の遅延回路(302)と第5の加算回路(303)がこの順に備えられ、
前記第4の電気信号出力線(L22)には、前記第2の差動直交電気信号(Q2)の流れ方向に沿い第6の信号分岐部(304)と第6の遅延回路(305)と第6の加算回路(306)がこの順に備えられ、
更に、前記第4の信号分岐部(204)にて分岐された差動同相電気信号(I2b)を基に、前記第1の差動同相電気信号(I1)を補償する参照電気信号(I2r)を発生して前記第3の加算回路(203)に送る第3の補償回路(210)と、
前記第3の信号分岐部(201)にて分岐された差動同相電気信号(I1b)を基に、前記第2の差動同相電気信号(I2)を補償する参照電気信号(I1r)を発生して前記第4の加算回路(206)に送る第4の補償回路(220)と、
前記第6の信号分岐部(304)にて分岐された差動直交電気信号(Q2b)を基に、前記第1の差動直交電気信号(Q1)を補償する参照電気信号(Q2r)を発生して前記第5の加算回路(303)に送る第5の補償回路(310)と、
前記第5の信号分岐部(301)にて分岐された差動直交電気信号(Q1b)を基に、前記第2の差動直交電気信号(Q2)を補償する参照電気信号(Q1r)を発生して前記第6の加算回路(306)に送る第6の補償回路(320)とを備え、
前記第3の遅延回路(202)における位相遅延量は、前記第3の補償回路(210)における位相遅延量と等しく、
前記第4の遅延回路(205)における位相遅延量は、前記第4の補償回路(220)における位相遅延量と等しく、
前記第5の遅延回路(302)における位相遅延量は、前記第5の補償回路(310)における位相遅延量と等しく、
前記第6の遅延回路(305)における位相遅延量は、前記第6の補償回路(320)における位相遅延量と等しく、
前記第3の加算回路(203)は、前記第3の信号分岐部(201)にて分岐されてから前記第3の遅延回路(202)を通過してきた差動同相電気信号(I1a)と前記参照電気信号(I2r)とを加算して出力し、
前記第4の加算回路(206)は、前記第4の信号分岐部(204)にて分岐されてから前記第4の遅延回路(205)を通過してきた差動同相電気信号(I2a)と前記参照電気信号(I1r)とを加算して出力し、
前記第5の加算回路(303)は、前記第5の信号分岐部(301)にて分岐されてから前記第5の遅延回路(302)を通過してきた差動直交電気信号(Q1a)と前記参照電気信号(Q2r)とを加算して出力し、
前記第6の加算回路(306)は、前記第6の信号分岐部(304)にて分岐されてから前記第6の遅延回路(305)を通過してきた差動直交電気信号(Q2a)と前記参照電気信号(Q1r)とを加算して出力することを特徴とする。

0023

本願の第4の発明は前記第1から第3のいずれかの発明において、
前記第1から第6の補償回路(110,120,210,220,310,320)は、
単相信号を2つの差動電気信号に変換する単相差動変換回路(111,121)と、
2つのトランジスタを有しており、前記2つの差動電気信号を差動増幅して前記参照電気信号(Qr,Ir,I1r,I2r,Q1r,Q2r)を発生する差動増幅回路と、で構成されていることを特徴とする。

0024

本願の第5の発明は前記第4の発明において、
前記第1から第6の補償回路(110,120,210,220,310,320)の前記2つのトランジスタは、MOSトランジスタまたはバイポーラトランジスタであることを特徴とする。

0025

本願の第6の発明は、
第1のマッハツェンダ光変調器と第2のマッハツェンダ光変調器を備えた直交振幅光変調器または位相偏移光変調器を駆動するため、
第1の電気信号入力線(L10)を介して同相電気信号(I)が入力されると、第1の電気信号出力線(L11)を介して第1の差動同相電気信号(I1)を前記第1のマッハツェンダ光変調器の一方の屈折率変化部に送ると共に、第2の電気信号出力線(L12)を介して第2の差動同相電気信号(I2)を前記第1のマッハツェンダ光変調器の他方の屈折率変化部に送る第1のドライバ(D1)と、
第2の電気信号入力線(L20)を介して直交電気信号(Q)が入力されると、第3の電気信号出力線(L21)を介して第1の差動直交電気信号(Q1)を前記第2のマッハツェンダ光変調器の一方の屈折率変化部に送ると共に、第4の電気信号出力線(L22)を介して第2の差動直交電気信号(Q2)を前記第2のマッハツェンダ光変調器の他方の屈折率変化部に送る第2のドライバ(D2)と、
を備えたドライバ装置であって、
前記第1の電気信号出力線(L11)には、前記第1の差動同相電気信号(I1)の流れ方向に沿い第7の信号分岐部(401)と第7の遅延回路(402)と第7の加算回路(403)がこの順に備えられ、
前記第2の電気信号出力線(L12)には、前記第2の差動同相電気信号(I2)の流れ方向に沿い第8の信号分岐部(404)と第8の遅延回路(405)と第8の加算回路(406)がこの順に備えられ、
前記第3の電気信号出力線(L21)には、前記第1の差動直交電気信号(Q1)の流れ方向に沿い第9の信号分岐部(501)と第9の遅延回路(502)と第9の加算回路(503)がこの順に備えられ、
前記第4の電気信号出力線(L22)には、前記第2の差動直交電気信号(Q2)の流れ方向に沿い第10の信号分岐部(504)と第10の遅延回路(505)と第10の加算回路(506)がこの順に備えられ、
更に、前記第7の信号分岐部(401)にて分岐された差動同相電気信号(I1b)と前記第8の信号分岐部(404)にて分岐された差動同相電気信号(I2b)を基に、前記第1の差動直交電気信号(Q1)を補償する参照電気信号(I12r)を発生して前記第9の加算回路(503)に送ると共に前記第2の差動直交電気信号(Q2)を補償する参照電気信号(I21r)を発生して前記第10の加算回路(506)に送る第7の補償回路(410)と、
前記第9の信号分岐部(501)にて分岐された差動直交電気信号(Q1b)と前記第10の信号分岐部(504)にて分岐された差動直交電気信号(Q2b)を基に、前記第1の差動同相電気信号(I1)を補償する参照電気信号(Q12r)を発生して前記第7の加算回路(403)に送ると共に前記第2の差動同相電気信号(I2)を補償する参照電気信号(Q21r)を発生して前記第8の加算回路(406)に送る第8の補償回路(510)とを備え、
前記第7の遅延回路(402)における位相遅延量及び前記第8の遅延回路(405)における位相遅延量は、前記第8の補償回路(510)における位相遅延量と等しく、
前記第9の遅延回路(502)における位相遅延量及び前記第10の遅延回路(505)における位相遅延量は、前記第7の補償回路(410)における位相遅延量と等しく、
前記第7の加算回路(403)は、前記第7の信号分岐部(401)にて分岐されてから前記第7の遅延回路(402)を通過してきた差動同相電気信号(I1a)と前記参照電気信号(Q12r)とを加算して出力し、
前記第8の加算回路(406)は、前記第8の信号分岐部(404)にて分岐されてから前記第8の遅延回路(405)を通過してきた差動同相電気信号(I2a)と前記参照電気信号(Q21r)とを加算して出力し、
前記第9の加算回路(503)は、前記第9の信号分岐部(501)にて分岐されてから前記第9の遅延回路(502)を通過してきた差動直交電気信号(Q1a)と前記参照電気信号(I12r)とを加算して出力し、
前記第10の加算回路(506)は、前記第10の信号分岐部(504)にて分岐されてから前記第10の遅延回路(505)を通過してきた差動直交電気信号(Q2a)と前記参照電気信号(I21r)とを加算して出力することを特徴とする。

0026

本願の第7の発明は前記第6の発明において、
前記第7の補償回路(410)は、
2つのトランジスタ(411,412)を有する差動増幅回路を備えており、前記差動同相電気信号(I1b)と前記差動同相電気信号(I2b)を差動増幅して前記参照電気信号(I12r)と前記参照電気信号(I21r)を発生し、
前記第8の補償回路(510)は、
2つのトランジスタ(511,512)を有する差動増幅回路を備えており、前記差動直交電気信号(Q1b)と前記差動直交電気信号(Q2b)を差動増幅して前記参照電気信号(Q12r)と前記参照電気信号(Q21r)を発生することを特徴とする。

0027

本願の第8の発明は前記第7の発明において、
前記第7の補償回路(410)の前記トランジスタ(411,412)及び前記第8の補償回路(510)の前記トランジスタ(511,512)は、MOSトランジスタまたはバイポーラトランジスタであることを特徴とする。

発明の効果

0028

本発明のドライバ装置によれば、マッハツェンダ光変調器での上下アームの位相変化特性が異なっていても、変調した光信号(光出力)の変調シンボル点のずれが補償され(各シンボルの歪が緩和され)、光出力の品質を向上することができる。

図面の簡単な説明

0029

本発明の実施例1に係る、光変調器のドライバ装置を示す構成図。
上下アームの特性が異なる2つのマッハツェンダ光変調器を用いた直交振幅光変調器による、16QAM信号の軌跡を示す特性図。
実施例1で用いた補償回路の補償特性を示す特性図。
補償回路の特性調整機構を示す構成図。
補償回路の特性調整方法の例を示す説明図。
実施例1における16QAM信号の出力特性を示す特性図。
本発明の実施例2に係る、光変調器のドライバ装置を示す構成図。
本発明の実施例3に係る、補償回路の各種差動対(差動増幅回路)を示す回路図。
本発明の実施例4に係る、光変調器のドライバ装置を示す構成図。
本発明の実施例5に係る、光変調器のドライバ装置を示す構成図。
マッハツェンダ光変調器を示す構成図。
マッハツェンダ光変調器の特性を示す特性図であり、(a)は屈折率変化特性図、(b)は位相変化特性図である。
マッハツェンダ光変調器における出力電界特性を示すコンスタレーションダイアグラムである。
直交振幅光変調器または位相偏移光変調器を示す構成図。
16QAM信号の出力特性を示す特性図。
上下アームの屈折率変化特性が異なるマッハツェンダ光変調器を示す図であり、(a)は構成図、(b)は上アームの位相変化特性図、(c)は下アームの位相変化特性図である。
上下アームの屈折率変化特性が異なるマッハツェンダ光変調器における出力電界特性を示すコンスタレーションダイアグラムである。
上下アームの屈折率変化特性が異なるマッハツェンダ光変調器における16QAM信号の出力特性を示す特性図。

実施例

0030

以下、本発明に係る、光変調器のドライバ装置を、実施例に基づき詳細に説明する。

0031

[実施例1]
図1は本発明の実施例1に係る、光変調器のドライバ装置100を示すものである。
このドライバ装置100により駆動する光変調器は、図14に示す光変調器と同じであり、第1のマッハツェンダ光変調器MZM1と、位相回転部27を備えた第2のマッハツェンダ光変調器MZM2を有している。入力導波路31から入力された光入力Pinは分岐部32において分岐されて、第1のマッハツェンダ光変調器MZM1と第2のマッハツェンダ光変調器MZM2に入力される。第1のマッハツェンダ光変調器MZM1では、同相電気信号I(差動同相電気信号I1,I2)により変調動作が行われ、第2のマッハツェンダ光変調器MZM2では、直交電気信号Q(差動直交電気信号Q1,Q2)により変調動作が行われる。第1,第2のマッハツェンダ光変調器MZM1,MZM2により変調された光信号は、合波部33により合波され光出力(変調光信号)Poutとなり、出力導波路34から出力される。

0032

ドライバ装置100のドライバD1では、同相電気信号Iが電気信号入力線L10を介して入力され、位相が相互に180°ずれている差動同相電気信号I1,I2を電気信号出力線L11,L12を介して出力する。差動同相電気信号I1は屈折率変化部16aに入力され、差動同相電気信号I2は屈折率変化部16bに入力される。
ドライバD2では、直交電気信号Qが電気信号入力線L20を介して入力され、位相が相互に180°ずれている差動直交電気信号Q1,Q2を電気信号出力線L21,L22を介して出力する。差動直交電気信号Q1は屈折率変化部26aに入力され、差動直交電気信号Q2は屈折率変化部26bに入力される。

0033

電気信号入力線L10には、同相電気信号Iの流れ方向に沿い、信号分岐部101、遅延回路102、加算回路103が、この順に備えられている。このため、同相電気信号Iは、信号分岐部101、遅延回路102及び加算回路103を通過してドライバD1に入力される(なおドライバD1に入力される電気信号の詳細については後述する)。
電気信号入力線L20には、直交電気信号Qの流れ方向に沿い、信号分岐部104、遅延回路105、加算回路106が、この順に備えられている。このため、直交電気信号Qは、信号分岐部104、遅延回路105及び加算回路106を通過してドライバD2に入力される(なおドライバD2に入力される電気信号の詳細については後述する)。

0034

更に本実施例のドライバ装置100は、補償回路110と補償回路120を有している。
補償回路110は、単相差動変換回路111と、MOSトランジスタ112と、MOSトランジスタ113と、抵抗114を有している。トランジスタ112、113は、相互のドレインが接続された差動対(差動増幅回路)を構成している。トランジスタ112,113のドレインは抵抗114を介して高電位電源に接続され、トランジスタ112,113のソース接地されている。トランジスタ112,113は、PMOSであってもNMOSであってもよい。

0035

補償回路120は、単相差動変換回路121と、MOSトランジスタ122と、MOSトランジスタ123と、抵抗124を有している。トランジスタ122、123は、相互のドレインが接続された差動対(差動増幅回路)を構成している。トランジスタ122,123のドレインは抵抗124を介して高電位電源に接続され、トランジスタ122,123のソースは接地されている。トランジスタ122,123は、PMOSであってもNMOSであってもよい。

0036

なお図1に示すドライバ装置100のうち、ドライバD1,D2を除く構成により、非線形特性補正回路130が構成されている。すなわち、非線形特性補正回路130は、信号分岐部101,104、遅延回路102,105、加算回路103,106、補償回路110,120により構成されている。

0037

次に、上記構成のドライバ装置100の動作を説明する。
同相電気信号Iは、信号分岐部101により、同相電気信号Iaと同相電気信号Ibに分岐される。同相電気信号Iaは、遅延回路102により位相遅延されてから、加算回路103に送られる。遅延回路102における同相電気信号Iaの位相遅延量は、後述する直交電気信号Qbが補償回路110を通過する際の位相遅延量と等しくしている。

0038

直交電気信号Qは、信号分岐部104により、直交電気信号Qaと直交電気信号Qbに分岐される。直交電気信号Qaは、遅延回路105により遅延されてから、加算回路106に送られる。遅延回路105における直交電気信号Qaの位相遅延量は、直交電気信号Ibが補償回路120を通過する際の位相遅延量と等しくしている。

0039

補償回路110の単相差動変換回路111は、単相信号である直交電気信号Qbを、差動信号である直交電気信号Qb1と直交電気信号Qb2に変換する。直交電気信号Qb1はトランジスタ112のゲートに入力され、直交電気信号Qb2はトランジスタ113のゲートに入力され、トランジスタ112,113による差動対(差動増幅回路)により差動増幅される。
トランジスタ112,113による差動対(差動増幅回路)により増幅された電気信号は、トランジスタ112,113のドレインから取り出され、参照電気信号Qrとして出力されて加算回路103に送られる。

0040

補償回路120の単相差動変換回路121は、単相信号である同相電気信号Ibを、差動信号である同相電気信号Ib1と同相電気信号Ib2に変換する。同相電気信号Ib1はトランジスタ122のゲートに入力され、同相電気信号Ib2はトランジスタ123のゲートに入力され、トランジスタ122,123による差動対(差動増幅回路)により差動増幅される。
トランジスタ122,123による差動対(差動増幅回路)により増幅された電気信号は、トランジスタ122,123のドレインから取り出され、参照電気信号Irとして出力されて加算回路106に送られる。

0041

加算回路103では、同相電気信号Iaと参照電気信号Qrを加算し、加算した電気信号をドライバD1に送る。このとき、同相電気信号Iaは遅延回路102により位相遅延量が調整されているため、同相電気信号Iaと参照電気信号Qrの位相は同期している。
ドライバD1は、位相同期した同相電気信号Iaと参照電気信号Qrが入力され、Ia+Qrの差動信号である差動同相電気信号I1,I2を出力する。この差動同相電気信号I1,I2は、直交電気信号Qの値を参照したものとなっている。
差動同相電気信号I1が屈折率変化部16aに入力され、差動同相電気信号I2が屈折率変化部16bに入力され、マッハツェンダ光変調器MZM1により光変調動作が行われる。

0042

加算回路106では、直交電気信号Qaと参照電気信号Irを加算し、加算した電気信号をドライバD2に送る。このとき、直交電気信号Qaは遅延回路105により位相遅延量が調整されているため、直交電気信号Qaと参照電気信号Irの位相は同期している。
ドライバD2は、位相同期した直交電気信号Qaと参照電気信号Irが入力され、Qa+Irの差動信号である差動直交電気信号Q1,Q2を出力する。この差動直交電気信号Q1,Q2は、同相電気信号Iの値を参照したものとなっている。
差動直交電気信号Q1が屈折率変化部26aに入力され、差動直交電気信号Q2が屈折率変化部26bに入力され、マッハツェンダ光変調器MZM2により光変調動作が行われる。

0043

実施例1の効果を、図2を用いて説明する。
図2は、上アーム13a,23aの屈折率変化部16a,26aの特性と、下アーム13b,23bの屈折率変化部16b,26bの特性が異なるマッハツェンダ光変調器MZM1,MZM2を用いて直交振幅光変調器を作り、16QAM信号を出力した時の軌跡を示す例である。

0044

MZMの上下アームの特性が異なるとき、MZM出力は、図2のように理想の軌跡(図中、点線で示す軌跡)に対し、歪んだ軌跡(図中、実線で示す特性)になる。
例えば(a)のシンボルは、本来あるべきポジション(a’)から実軸成分に(1)、虚軸成分に(2)分のズレを持っている。実軸成分のシンボルをI信号(同相電気信号I)、虚軸成分のシンボルはQ信号(直交電気信号Q)が決めるとすると、(2)のズレを補正するには、Q信号を調整する必要がある。
一方で、(b)のシンボルは本来あるべきポジション(b’)から実軸成分に(3)、虚軸成分に(4)分のズレを持っている。虚軸成分のズレ(4)は(2)に比べて小さい。
(a)と(b)はQ信号の値に違いは無く、I信号の値が異なるため、シンボルの位置が異なっている。すなわち、(2)と(4)のズレを補正するQ信号の調整はI信号の値によって変化する必要がある。

0045

そのため図1の実施例では、Q信号にはI信号を参照した値(参照電気信号Ir)を入力するように配置してある。具体的には、ドライバD2には直交電気信号Qaと参照電気信号Irを入力している。
I信号の調整も同様にQ信号の値によって変化する必要があるため、図1の実施例では、I信号にはQ信号を参照した値(参照電気信号Qr)を入力するように配置してある。具体的には、ドライバD1には同相電気信号Iaと参照電気信号Qrを入力している。

0046

図3は、図2のような歪みを直交振幅光変調器が見せた時の、補償回路110,120の特性の例である。
図3に示すように補償回路110,120は、入力信号に対して、図3のような偶数関数出力を出す回路である。

0047

図3の特性になっている補償回路110,120の動作原理を以下に示す。なお両補償回路110,120の動作原理は同一であるので、ここでは両者を代表して補償回路110について説明する。

0048

補償回路110への入力信号をXとすると単相差動変換回路111から出力される信号はXと−Xとなる。出力された差動信号X,−Xはそれぞれトランジスタ112,113に入力される。
両トランジスタ112,113のVin-Iout特性をテイラー展開すると、Iout=a0 + a1Vin + a2Vin2 + a3Vin3.....と多項式表現できる。Xと−Xを入力し、出力を足し合わせると奇数次の項が打ち消しあいIout=2a0 + 2a2Vin2 + 2a4Vin4.....と偶関数の出力になる。
加算した電流は抵抗Rout(抵抗114)を用いて、電圧に変換でき、Vout=Rout×Ioutとなる。これが図3の出力を出す補償回路の動作原理となる。

0049

補償回路110の入出力特性は、トランジスタや抵抗等の回路素子パラメータを変化させることで変更できる。出力の形状は図2変調器出力の歪みに合わせて特性を調整する必要がある。

0050

特性の調整法としては次の方法がある。
第1の調整方法は、補償回路の入出力特性を変更できるような補償回路調整回路を接続し、図4に示すように測定部1001により変調器出力を測定してから、品質係数符号誤り率計算部1002にて品質係数や符号誤り率を計算し、これが最小になるように補償回路調整回路1003により補償回路110,120の入出力特性を変更する方法である。
第2の調整方法は、変調器の上下アーム特性の測定結果から、図5(a),(b)に示すように出力がフラットになるような補償回路の入出力特性を計算によって求め、補償回路調整回路1003によって調整する方法である。

0051

上記のようにして補償回路110,120の補償特性を決定しているため、ドライバD1には同相電気信号Iaと参照電気信号Qrを入力し、ドライバD2には直交電気信号Qaと参照電気信号Irを入力することにより、同相電気信号Iと直交電気信号Qによりそれぞれ独立に光信号を変調して出力する直交振幅光変調器または位相偏移光変調器において、変調後の光出力(変調光信号)Poutの各シンボルの歪みが緩和され、信号品質が向上する。

0052

図6は本実施例1を用いて直交振幅光変調器を構成した時の16QAM信号出力を示す。図18の16QAM信号にくらべ各シンボルの歪みが緩和され、信号品質が向上している。

0053

[実施例2]
図7は本発明の実施例2に係る、光変調器のドライバ装置100Aを示している。なお図7ではマッハツェンダ光変調器MZM1,MZM2は図示省略している。

0054

このドライバ装置100Aでは、ドライバD1,D2の入力側の電気信号入力線L10,L20に、2段の非線形特性補償回路130−1,130−2を直列に入れている。非線形特性補償回路130−1,130−2の構成は、図1に示す非線形特性補正回路130と同様である。
なお、非線形特性補償回路130−1による補償量と、非線形特性補償回路130−2による補償量は、同一であっても異なっていてもよい。

0055

本例では、2段の非線形特性補償回路130−1,130−2を採用しているため、実施例1に比べて、シンボルの歪みが強く補正される。
なお、非線形特性補償回路の段数を3段以上にしてもよく、段数が増えるほどシンボルの歪みは強く補正される。

0056

[実施例3]
実施例1,2で用いていた、補償回路110,120の差動対(差動増幅回路)を変形したものを、図8を参照しつつ実施例3としてまとめて説明する。

0057

図8(a)に示す差動対(差動増幅回路)は、MOSトランジスタTr1,Tr2のソース同士を接続し、このソース側から参照電気信号Qr(Ir)を出力するものである。トランジスタTr1,Tr2のドレインは抵抗R11,R12を介して高電位電源に接続され、そのソースは抵抗R13を介して接地されている。
図8(b)に示す差動対(差動増幅回路)は、バイポーラトランジスタTr3,Tr4のコレクタ同士を接続し、このコレクタ側から参照電気信号Qr(Ir)を出力するものである。トランジスタTr3,Tr4のコレクタは抵抗R21を介して高電位電源に接続され、そのエミッタは接地されている。
図8(c)に示す差動対(差動増幅回路)は、バイポーラトランジスタTr5,Tr6のエミッタ同士を接続し、このエミッタ側から参照電気信号Qr(Ir)を出力するものである。トランジスタTr5,Tr6のコレクタは抵抗R31,R32を介して高電位電源に接続され、そのエミッタは抵抗R33を介して接地されている。

0058

[実施例4]
図9は本発明の実施例4に係る、光変調器のドライバ装置100Bを示している。このドライバ装置100Bでは、ドライバD1,D2の後段に、非線形特性補償回路130−3,130−4を配置している。

0059

ドライバD1の後段に配置された非線形特性補正回路130−3では、電気信号出力線L11に、差動同相電気信号I1の流れ方向に沿い、信号分岐部201、遅延回路202、加算回路203が、この順に備えられている。電気信号出力線L12には、差動同相電気信号I2の流れ方向に沿い、信号分岐部204、遅延回路205、加算回路206が、この順に備えられている。
信号分岐部201は、差動同相電気信号I1を差動同相電気信号I1aと差動同相電気信号I1bに分岐し、信号分岐部204は、差動同相電気信号I2を差動同相電気信号I2aと差動同相電気信号I2bに分岐する。

0060

補償回路210,220は、図1に示す補償回路110,120や、図8(a),(b),(c)に示す補償回路のうちのいずれかと同じ回路構成となっている。
補償回路210は、差動同相電気信号I2bを補償演算して参照電気信号I2rを加算回路203に送る。補償回路220は、差動同相電気信号I1bを補償演算して参照電気信号I1rを加算回路206に送る。

0061

加算回路203では、遅延回路202にて位相遅延した差動同相電気信号I1aと参照電気信号I2rを加算して、これを屈折率変化部16aに入力する。なお、遅延回路202での差動同相電気信号I1aの位相遅延量は、補償回路210での差動同相電気信号I2bの位相遅延量と等しくなっている。
加算回路206では、遅延回路205にて位相遅延した差動同相電気信号I2aと参照電気信号I1rを加算して、これを屈折率変化部16bに入力する。なお、遅延回路205での差動同相電気信号I2aの位相遅延量は、補償回路220での差動同相電気信号I1bの位相遅延量と等しくなっている。

0062

ドライバD2の後段に配置された非線形特性補正回路130−4では、電気信号出力線L21に、差動直交電気信号Q1の流れ方向に沿い、信号分岐部301、遅延回路302、加算回路303が、この順に備えられている。電気信号出力線L22には、差動直交電気信号Q2の流れ方向に沿い、信号分岐部304、遅延回路305、加算回路306が、この順に備えられている。
信号分岐部301は、差動直交電気信号Q1を差動直交電気信号Q1aと差動直交電気信号Q1bに分岐し、信号分岐部304は、差動直交電気信号Q2を差動直交電気信号Q2aと差動直交電気信号Q2bに分岐する。

0063

補償回路310,320は、図1に示す補償回路110,120や、図8(a),(b),(c)に示す補償回路のうちのいずれかと同じ回路構成となっている。
補償回路310は、差動直交電気信号Q2bを補償演算して参照電気信号Q2rを加算回路303に送る。補償回路320は、差動直交電気信号Q1bを補償演算して参照電気信号Q1rを加算回路306に送る。

0064

加算回路303では、遅延回路302にて位相遅延した差動直交電気信号Q1aと参照電気信号Q2rを加算して、これを屈折率変化部26aに入力する。なお、遅延回路302での差動直交電気信号Q1aの位相遅延量は、補償回路310での差動直交電気信号Q2bの位相遅延量と等しくなっている。
加算回路306では、遅延回路305にて位相遅延した差動直交電気信号Q2aと参照電気信号Q1rを加算して、これを屈折率変化部26bに入力する。なお、遅延回路305での差動直交電気信号Q2aの位相遅延量は、補償回路320での差動直交電気信号Q1bの位相遅延量と等しくなっている。

0065

この実施例4では、ドライバD1,D2の後段に、4つの補償回路210,220,310,320を配置することができるので、補償回路の数が増え、よりシンボルの歪を強く補正することができる。補償回路210,220,310,320の特性は、同じであっても全て異なっていても良い。

0066

なお図9に示す構成において、ドライバD1,D2の前段に、図1に示す非線形特性補正回路130や、図7に示す非線形特性補正回路130−1,130−2を配置してもよい。

0067

[実施例5]
図10は本発明の実施例5に係る、光変調器のドライバ装置100Cを示している。このドライバ装置100Cでは、ドライバD1,D2の後段に、非線形特性補正回路130−5,130−6を配置している。

0068

ドライバD1の後段に配置された非線形特性補正回路130−5では、電気信号出力線L11に、差動同相電気信号I1の流れ方向に沿い、信号分岐部401、遅延回路402、加算回路403が、この順に備えられている。電気信号出力線L12には、差動同相電気信号I2の流れ方向に沿い、信号分岐部404、遅延回路405、加算回路406が、この順に備えられている。
信号分岐部401は、差動同相電気信号I1を差動同相電気信号I1aと差動同相電気信号I1bに分岐し、信号分岐部404は、差動同相電気信号I2を差動同相電気信号I2aと差動同相電気信号I2bに分岐する。

0069

補償回路410は、MOSトランジスタ411とMOSトランジスタ412からなる差動対(差動増幅回路)を有している。トランジスタ411,412のドレインは抵抗413を介して高電位電源に接続され、トランジスタ411,412のソースは抵抗414を介して接地されている。

0070

差動同相電気信号I1bはトランジスタ411のゲートに入力され、差動同相電気信号I2bはトランジスタ412のゲートに入力される。これにより、差動同相電気信号I1b,I2bが差動増幅され、トランジスタ411,412のドレイン側からは参照電気信号I12rが出力され、トランジスタ411,412のソースからは参照電気信号I21rが出力される。

0071

ドライバD2の後段に配置された非線形特性補正回路130−6では、電気信号出力線L21に、差動直交電気信号Q1の流れ方向に沿い、信号分岐部501、遅延回路502、加算回路503が、この順に備えられている。電気信号出力線L22には、差動直交電気信号Q2の流れ方向に沿い、信号分岐部504、遅延回路505、加算回路506が、この順に備えられている。
信号分岐部501は、差動直交電気信号Q1を差動直交電気信号Q1aと差動直交電気信号Q1bに分岐し、信号分岐部504は、差動直交電気信号Q2を差動同相電気信号Q2aと差動直交電気信号Q2bに分岐する。

0072

補償回路510は、MOSトランジスタ511とMOSトランジスタ512からなる差動対(差動増幅回路)を有している。トランジスタ511,512のドレインは抵抗513を介して高電位電源に接続され、トランジスタ511,512のソースは抵抗514を介して接地されている。

0073

差動直交電気信号Q1bはトランジスタ511のゲートに入力され、差動直交電気信号Q2bはトランジスタ512のゲートに入力される。これにより、差動直交電気信号Q1b,Q2bが差動増幅され、トランジスタ511,512のドレイン側からは参照電気信号Q12rが出力され、トランジスタ511,512のソースからは参照電気信号Q21rが出力される。

0074

加算回路403では、遅延回路402にて位相遅延した差動同相電気信号I1aと参照電気信号Q12rを加算して、これを屈折率変化部16aに入力する。なお、遅延回路402での差動同相電気信号I1aの位相遅延量は、補償回路510での差動直交電気信号Q1b,Q2bの位相遅延量と等しくなっている。
加算回路406では、遅延回路405にて位相遅延した差動同相電気信号I2aと参照電気信号Q21rを加算して、これを屈折率変化部16bに入力する。なお、遅延回路405での差動同相電気信号I2aの位相遅延量は、補償回路510での差動直交電気信号Q1b,Q2bの位相遅延量と等しくなっている。

0075

加算回路503では、遅延回路502にて位相遅延した差動直交電気信号Q1aと参照電気信号I12rを加算して、これを屈折率変化部26aに入力する。なお、遅延回路502での差動直交電気信号Q1aの位相遅延量は、補償回路410での差動同相電気信号I1b,I2bの位相遅延量と等しくなっている。
加算回路506では、遅延回路505にて位相遅延した差動直交電気信号Q2aと参照電気信号I21rを加算して、これを屈折率変化部26bに入力する。なお、遅延回路505での差動直交電気信号Q2aの位相遅延量は、補償回路410での差動同相電気信号I1b,I2bの位相遅延量と等しくなっている。

0076

なお補償回路410,510の差動対(差動増幅回路)を構成するトランジスタ411,412,511,512は、PMOSでもNMOSでも良く、また、バイポーラトランジスタを用いてもよい。

0077

なお図10に示す構成において、ドライバD1,D2の前段に、図1に示す非線形特性補正回路130や、図7に示す非線形特性補正回路130−1,130−2を配置してもよい。

0078

本発明は、直交振幅光変調器または位相偏移光変調器を駆動するドライバ装置として利用することができる。

0079

100,100A,100B,100Cドライバ装置
101,104,201,204,301,304,401,404,501,504信号分岐部
102,105,202,205,302,305,402,405,502,505遅延回路
103,106,203,206,303,306,403,406,503,506加算回路
110,120,210,220,310,320,410,510補償回路
130,130−1,130−2,130−3,130−4,130−5,130−6非線形特性補正回路
D1,D2 ドライバ

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