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技術 電源制御用半導体装置

出願人 ミツミ電機株式会社
発明者 松田裕樹村田幸雄
出願日 2015年2月25日 (5年10ヶ月経過) 出願番号 2015-034636
公開日 2016年9月1日 (4年4ヶ月経過) 公開番号 2016-158398
状態 特許登録済
技術分野 DC‐DCコンバータ
主要キーワード ノイズ遮断用 スレッシホールド電圧 入力電圧特性 可変電流回路 起動端子 負荷電流特性 電圧変換用トランス 定格負荷電流
関連する未来課題
重要な関連分野

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図面 (13)

課題

回路規模の大幅な増大を招くことなく過電流保護回路動作点補正して広い範囲の入力電圧に対して適切な過電流保護を行えるようにする。

解決手段

スイッチング素子(SW)をオンオフ制御する駆動パルスを生成し出力する電源制御回路(13)に、一次側巻線に流れる電流に比例した電圧過電流検出電圧とを比較して過電流状態を検出するための過電流検出回路(36a)と、過電流検出回路が過電流状態を検出したことに応じてスイッチング素子をオフ状態にさせる制御信号生成回路と、スイッチング素子の駆動パルスのオンデューティに応じて過電流検出電圧を生成する過電流検出レベル生成回路(40)とを設け、過電流検出レベル生成回路は、過電流検出電圧をVocp、オンデューティをON Duty、基準となる過電流検出電圧をVint、補正係数をaとすると、次式:Vocp=Vint+a・ON Dutyに従って過電流検出電圧を生成するように構成した。

概要

背景

直流電源装置には、交流電源整流するダイオードブリッジ回路と、該回路で整流された直流電圧降圧して所望の電位の直流電圧に変換するDC−DCコンバータなどで構成された絶縁型AC−DCコンバータがある。絶縁型のAC−DCコンバータとしては、例えば電圧変換用トランスの一次側巻線直列に接続されたスイッチング素子をPWM(パルス幅変調制御方式PFMパルス周波数変調)制御方式等でオンオフ駆動して一次側巻線に流れる電流を制御し、二次側巻線に誘起される電圧を制御するようにしたスイッチング電源装置が知られている。

ところで、絶縁型直流電源装置においては、定格負荷電流(或いは最大負荷電流)が規定されており、二次側に流れる電流が定格負荷電流以上に増加する過電流状態が発生すると電源装置ダメージを受けることがあるので、一次側の制御回路に、過電流検出機能および過電流を検出した場合にスイッチング素子をオフさせる過電流保護機能を設けることが多い。
スイッチング制御方式の絶縁型直流電源装置における出力の過電流状態を検出する方法としては、一次側のスイッチング素子と直列に電流検出用抵抗を設け、該抵抗により電流−電圧変換した電圧(三角波形の電圧のピーク値)を監視する方式がある(例えば特許文献1参照)。

概要

回路規模の大幅な増大を招くことなく過電流保護回路動作点補正して広い範囲の入力電圧に対して適切な過電流保護を行えるようにする。スイッチング素子(SW)をオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する電源制御回路(13)に、一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と過電流検出電圧とを比較して過電流状態を検出するための過電流検出回路(36a)と、過電流検出回路が過電流状態を検出したことに応じてスイッチング素子をオフ状態にさせる制御信号生成回路と、スイッチング素子の駆動パルスのオンデューティに応じて過電流検出電圧を生成する過電流検出レベル生成回路(40)とを設け、過電流検出レベル生成回路は、過電流検出電圧をVocp、オンデューティをON Duty、基準となる過電流検出電圧をVint、補正係数をaとすると、次式:Vocp=Vint+a・ON Dutyに従って過電流検出電圧を生成するように構成した。

目的

本発明は上記のような課題に着目してなされたもので、その目的とするところは、電圧変換用のトランスを備え一次側巻線に流れる電流をオン、オフして出力を制御する絶縁型直流電源装置を構成する制御用半導体装置において、回路規模や消費電力の大幅な増大、増加を招くことなく、過電流保護回路の動作点を補正して広い範囲の入力電圧に対して適切な過電流保護を行うことができる技術を提供する

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

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請求項1

電圧変換用のトランスの一次側巻線間欠的に電流を流すためのスイッチング素子を、前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号とに応じてオンオフ制御する駆動パルスを生成し出力する電源制御用半導体装置であって、前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と過電流検出電圧とを比較して前記トランスの二次側の過電流状態を検出するための過電流検出回路と、前記過電流検出回路が過電流状態を検出したことに応じて前記スイッチング素子をオフ状態にさせる制御信号を生成する制御信号生成回路と、前記スイッチング素子の駆動パルスのオンデューティに応じて前記過電流検出電圧を生成する過電流検出レベル生成回路と、を備え、前記過電流検出レベル生成回路は、過電流検出電圧をVocp、オンデューティをON Duty、基準となる過電流検出電圧をVint、補正係数をaとすると、次式Vocp=Vint+a・ON Dutyに従って前記過電流検出電圧を生成するように構成されていることを特徴とする電源制御用半導体装置。

請求項2

前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧を増幅して前記過電流検出回路に供給する非反転増幅回路を備え、該非反転増幅回路の増幅率Aは、前記補正係数aとの積A・aがほぼ「1」となるように設定されていることを特徴とする請求項1に記載の電源制御用半導体装置。

請求項3

前記過電流検出レベル生成回路は、前記二次側からの出力電圧検出信号に応じた電流を生成する可変電流源と、前記可変電流源からの電流によって充電される容量素子と、前記駆動パルスのオンレベルからオフレベルへの変化で前記容量素子の充電電荷放電する放電手段と、過電流検出電圧の基準電圧を生成する切片電圧生成回路と、を備え、前記駆動パルスのオンレベルの期間に、前記切片電圧生成回路から出力される電圧に対し、前記容量素子に印加し前記可変電流源からの電流によって前記容量素子に充電された電圧を加えることを特徴とする請求項1または2に記載の電源制御用半導体装置。

請求項4

前記二次側からの出力電圧検出信号に応じた電流を生成する可変電流源から流される電流の大きさに応じて周波数可変に構成された発振回路を有し、前記スイッチング素子を周期的にオンさせるタイミングを与えるクロック信号を発生するクロック発生回路を備え、前記過電流検出レベル生成回路が備える前記可変電流源は、前記クロック発生回路が備える前記可変電流源と共通の可変電流源として構成されていることを特徴とする請求項3に記載の電源制御用半導体装置。

技術分野

0001

本発明は、電源制御用半導体装置に関し、特に電圧変換用トランスを備えた絶縁型直流電源装置における過電流保護回路動作点補正を電源制御用半導体装置で実施する際に有効な技術に関する。

背景技術

0002

直流電源装置には、交流電源整流するダイオードブリッジ回路と、該回路で整流された直流電圧降圧して所望の電位の直流電圧に変換するDC−DCコンバータなどで構成された絶縁型AC−DCコンバータがある。絶縁型のAC−DCコンバータとしては、例えば電圧変換用トランスの一次側巻線直列に接続されたスイッチング素子をPWM(パルス幅変調制御方式PFMパルス周波数変調)制御方式等でオンオフ駆動して一次側巻線に流れる電流を制御し、二次側巻線に誘起される電圧を制御するようにしたスイッチング電源装置が知られている。

0003

ところで、絶縁型直流電源装置においては、定格負荷電流(或いは最大負荷電流)が規定されており、二次側に流れる電流が定格負荷電流以上に増加する過電流状態が発生すると電源装置ダメージを受けることがあるので、一次側の制御回路に、過電流検出機能および過電流を検出した場合にスイッチング素子をオフさせる過電流保護機能を設けることが多い。
スイッチング制御方式の絶縁型直流電源装置における出力の過電流状態を検出する方法としては、一次側のスイッチング素子と直列に電流検出用抵抗を設け、該抵抗により電流−電圧変換した電圧(三角波形の電圧のピーク値)を監視する方式がある(例えば特許文献1参照)。

先行技術

0004

特開2005−341730号公報
特開2012−235561号公報

発明が解決しようとする課題

0005

ところで、ワールドワイド入力仕様のAC−DCコンバータは、入力交流電圧が例えば85V〜276Vのような比較的広い範囲の電圧に対して動作可能であるように構成する必要がある。しかしながら、特許文献1に開示されている電源装置のように、電流−電圧変換した電圧を監視する方式にあっては、AC入力電圧VACの大きさによって一次側のピーク電流Ipが図11のように変化してしまう。
そのため、何ら対策をしないと、例えばAC入力電圧100Vのときに図12破線で示すような動作点で過電流保護機能が働いて出力電圧Voutを下げるように設計されていたとすると、85Vや276Vのときには実線や一点鎖線で示すように過電流保護機能が働く動作点(電流値Idet)がずれてしまう。

0006

そして、AC入力電圧VACの大きさに対する過電流保護回路の動作点の変化を図示したものが図8であり、何ら対策をしない場合には、図8に実線Aで示すように、VACに応じて過電流保護回路の動作点Idetが変化してしまい、適切な過電流保護を行うことができない。なお、理想的な特性は、VAC−Idet特性が平坦になることである。
そこで、本発明者らは、先に、過電流保護回路の動作点を補正して広い範囲の入力電圧に対して適切な過電流保護を行うことができる直流電源装置に関する発明をなし、特許出願を行なった(特許文献2)。

0007

上記特許文献2に記載されている発明は、スイッチング素子をオン、オフ制御する電源制御回路に、トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と比較基準電圧とを比較して二次側の過電流状態を検出するための過電流検出回路を設け、スイッチング素子の駆動パルスオンデューティに応じて前記比較基準電圧を補正して、比較基準電圧が交流入力電圧−オンデューティ特性カーブに従って変化するようにしたものである。
そして、オンデューティに応じて比較基準電圧を補正する手段の例として、駆動パルスのオンデューティを検出するデューティ検出回路と該デューティ検出回路からの電圧に応じて比較基準電圧を発生する可変電圧源とを備え、デューティ検出回路は駆動パルスの周期T0とオン時間Tonを計時するカウンタと、計時された周期T0とオン時間Tonとからオンデューティ(Ton/T0)に相当する電圧を出力する回路とで構成することによって実現している。

0008

しかしながら、上記のような比較基準電圧の補正の仕方では、カウンタを動作させるために駆動パルスの周波数よりも充分に高い周波数のクロックを発生するための発振回路(発振回路を共用する場合には分周回路)が別途必要になり、回路規模が大きくなってチップサイズが増大するとともに消費電力の増加を招くという課題がある。
本発明は上記のような課題に着目してなされたもので、その目的とするところは、電圧変換用のトランスを備え一次側巻線に流れる電流をオン、オフして出力を制御する絶縁型直流電源装置を構成する制御用半導体装置において、回路規模や消費電力の大幅な増大、増加を招くことなく、過電流保護回路の動作点を補正して広い範囲の入力電圧に対して適切な過電流保護を行うことができる技術を提供することにある。

課題を解決するための手段

0009

上記目的を達成するため本発明は、
電圧変換用のトランスの一次側巻線に間欠的に電流を流すためのスイッチング素子を、前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号とに応じてオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する電源制御用半導体装置であって、
前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と過電流検出電圧とを比較して前記トランスの二次側の過電流状態を検出するための過電流検出回路と、
前記過電流検出回路が過電流状態を検出したことに応じて前記スイッチング素子をオフ状態にさせる制御信号を生成する制御信号生成回路と、
前記スイッチング素子の駆動パルスのオンデューティに応じて前記過電流検出電圧を生成する過電流検出レベル生成回路と、を備え、
前記過電流検出レベル生成回路は、過電流検出電圧をVocp、オンデューティをON Duty、基準となる過電流検出電圧をVint、補正係数をaとすると、次式
Vocp=Vint+a・ON Duty
に従って前記過電流検出電圧を生成するように構成した。

0010

上記した構成によれば、交流入力電圧が異なっても過電流保護の動作点がほとんど変化しないため、交流入力電圧−過電流保護動作点特性が平坦になり、広い範囲の交流入力電圧に対して適切なポイントで過電流保護を行うことができる。また、オンデューティを検出するための発振回路が不要であるため、回路規模や消費電力の大幅な増大、増加を招くことなく、広い範囲の交流入力電圧に対して適切なポイントで過電流保護を行うことができる。さらに、過電流検出レベル生成回路は、駆動パルスのオンデューティに応じて過電流検出電圧を生成するため、例えスイッチング周波数が変化しても、リアルタイムでオンデューティを検出することができ、それによって常にリアルタイムでオンデューティを過電流検出電圧に反映することが可能である。

0011

ここで、望ましくは、前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧を増幅して前記過電流検出回路に供給する非反転増幅回路を備え、該非反転増幅回路の増幅率Aは、前記補正係数aとの積A・aがほぼ「1」となるように設定する。
これにより、設計が面倒な乗算回路を過電流検出レベル生成回路に設ける必要がなくなり、設計負担を軽減することができる。

0012

また、望ましくは、前記過電流検出レベル生成回路は、
前記二次側からの出力電圧検出信号に応じた電流を生成する可変電流源と、
前記可変電流源からの電流によって充電される容量素子と、
前記駆動パルスのオンレベルからオフレベルへの変化で前記容量素子の充電電荷放電する放電手段と、
過電流検出電圧の基準電圧を生成する切片電圧生成回路と、
を備え、前記駆動パルスのオンレベルの期間に、前記切片電圧生成回路から出力される電圧に対し、前記容量素子に印加し前記可変電流源からの電流によって前記容量素子に充電された電圧を加えるように構成する。
これにより、既知要素回路を組み合わせるだけで、広い範囲の交流入力電圧に対して適切なポイントでの過電流保護を可能にする過電流検出レベルを生成する回路を容易に実現することができる。

0013

さらに、望ましくは、前記二次側からの出力電圧検出信号に応じた電流を生成する可変電流源から流される電流の大きさに応じて周波数が可変に構成された発振回路を有し、前記スイッチング素子を周期的にオンさせるタイミングを与えるクロック信号を発生するクロック発生回路を備え、
前記過電流検出レベル生成回路が備える前記可変電流源は、前記クロック発生回路が備える前記可変電流源と共通の可変電流源として構成する。
これにより、回路の専有面積の増大や消費電力の大幅な増加を抑えることができる。

発明の効果

0014

本発明によれば、電圧変換用のトランスを備え一次側巻線に流れる電流をオン、オフして出力を制御する絶縁型直流電源装置の制御用半導体装置において、回路規模や消費電力の大幅な増大、増加を招くことなく、過電流保護回路の動作点を補正して広い範囲の入力電圧に対して適切な過電流保護を行うことができるという効果がある。

図面の簡単な説明

0015

本発明に係る絶縁型直流電源装置としてのAC−DCコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。
図1のAC−DCコンバータにおけるトランスの一次側スイッチング電源制御回路(電源制御用IC)の構成例を示すブロック図である。
実施例の電源制御用ICにおける各部の電圧の変化の様子を示す波形図である。
実施例の電源制御用ICにおけるオンデューティ−過電流検出レベル特性を示すグラフである。
OCPレベル生成回路の具体的な回路構成例を示す回路構成図である。
周波数制御回路の具体的な回路構成例を示す回路構成図である。
実施例の電源制御用ICにおけるスイッチング周波数とフィードバック電圧VFBの関係を示す特性図である。
過電流保護動作点の補正をしないAC−DCコンバータおよび動作点の補正をしたAC−DCコンバータにおける過電流保護動作点Idetの入力電圧特性を示すグラフである。
OCPレベル生成回路の他の実施例を示す回路構成図である。
OCPレベル生成回路の変形例を示す回路構成図である。
絶縁型AC−DCコンバータにおけるAC入力電圧VACと一次側のピーク電流との関係を示すグラフである。
過電流保護動作点の補正をしないAC−DCコンバータにおける負荷電流出力電圧特性を示すグラフである。

実施例

0016

以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
図1は、本発明を適用した絶縁型直流電源装置としてのAC−DCコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。

0017

この実施形態のAC−DCコンバータは、ノーマルモードノイズ減衰するためにAC端子間に接続されたXコンデンサCxと、コモンモードコイルなどからなるノイズ遮断用ラインフィルタ11と、交流電圧(AC)を整流するダイオード・ブリッジ回路12と、整流後の電圧を平滑する平滑用コンデンサC1と、一次側巻線Npと二次側巻線Nsおよび補助巻線Nbとを有する電圧変換用のトランスT1と、このトランスT1の一次側巻線Npと直列に接続されたNチャネルMOSFETからなるスイッチングトランジスタSWと、該スイッチングトランジスタSWを駆動する電源制御回路13を有する。この実施形態では、電源制御回路13は、単結晶シリコンのような1個の半導体チップ上に半導体集積回路(以下、電源制御用ICと称する)として形成されている。

0018

上記トランスT1の二次側には、二次側巻線Nsと直列に接続された整流用ダイオードD2と、このダイオードD2のカソード端子と二次側巻線Nsの他方の端子との間に接続された平滑用コンデンサC2とが設けられ、一次側巻線Npに間歇的に電流を流すことで二次側巻線Nsに誘起される交流電圧を整流し平滑することによって、一次側巻線Npと二次側巻線Nsとの巻線比に応じた直流電圧Voutを出力する。

0019

さらに、トランスT1の二次側には、一次側のスイッチング動作で生じたスイッチングリップルノイズ等を遮断するためのフィルタを構成するコイルL3およびコンデンサC3が設けられているとともに、出力電圧Voutを検出するための検出回路14と、該検出回路14に接続され検出電圧に応じた信号を電源制御用IC13へ伝達するフォトカプラ発光側素子としてのフォトダイオード15aが設けられている。そして、一次側には、上記電源制御用IC13のフィードバック端子FBと接地点との間に接続され上記検出回路14からの信号を受信する受光側素子としてのフォトトランジスタ15bが設けられている。

0020

また、この実施形態のAC−DCコンバータの一次側には、上記補助巻線Nbと直列に接続された整流用ダイオードD0と、このダイオードD0のカソード端子と接地点GNDとの間に接続された平滑用コンデンサC0とからなる整流平滑回路が設けられ、該整流平滑回路で整流、平滑された電圧が上記電源制御用IC13の電源電圧端子DDに印加されている。
一方、電源制御用IC13には、ダイオード・ブリッジ回路12で整流される前の電圧がダイオードD11,D12および抵抗R1を介して印加される高圧入力起動端子HVが設けられており、AC入力投入時(プラグが差し込まれた直後)は、この高圧入力起動端子HVからの電圧で動作することができるように構成されている。

0021

さらに、本実施形態においては、スイッチングトランジスタSWのソース端子と接地点GNDとの間に電流検出用の抵抗Rsが接続されているとともに、スイッチングトランジスタSWと電流検出用抵抗RsとのノードN1と電源制御用IC13の電流検出端子CSとの間に抵抗R2が接続されている。さらに、電源制御用IC13の電流検出端子CSと接地点との間にはコンデンサC4が接続され、抵抗R2とコンデンサC4によりローパスフィルタが構成されるようになっている。

0022

次に、上記電源制御用IC13の具体的な構成例について説明する。
本実施形態の電源制御用IC13は、外部からスイッチング周期を設定するための外部設定端子ADJを備えるとともに、該外部設定端子ADJの設定状態に応じて、予め用意されている2つのFB電圧−周波数特性のうちいずれか一方を選択し、選択された特性に従って出力電圧制御を行うように構成されている。具体的には、図7に示す2つの特性AまたはBのうちいずれか一方が選択可能である。

0023

上記FB電圧−周波数特性AとBは、フィードバック電圧VFBがVFB1(例えば1.8V)以下では、特性A,B共に22kHzのような同一かつ一定の周波数でPWM制御を行い、VFB2(例えば2.1V)以上では特性Aは100kHzのような一定の周波数、特性Bは66kHzのような一定の周波数でそれぞれPWM制御を行うとともに、VFB1〜VFB2間ではフィードバック電圧VFBの変化に応じて周波数が直線的に変化するような制御を行う。
なお、制御が切り替わる上記VFB1(1.8V),VFB2(2.1V)やVFB1以下の領域における固定周波数(22kHz)、VFB2以上の領域における固定周波数(66kHz,100kHz)は一例であって、そのような数値に限定されるものではない。

0024

図2には、上記のような機能を備える本実施形態の電源制御用IC13の構成例が示されている。
図2に示すように、本実施例の電源制御用IC13は、フィードバック端子FBの電圧VFBに応じた周波数で発振する発振回路31と、該発振回路31で生成された発振信号φcに基づいて一次側スイッチングトランジスタSWをオンさせるタイミングを与えるクロック信号CKを生成するワンショットパルス生成回路のような回路からなるクロック生成回路32と、クロック信号CKによってセットされるRS・フリップフロップ33と、該フリップフロップ33の出力に応じてスイッチングトランジスタSWの駆動パルスGATEを生成するドライバ駆動回路)34を備える。本明細書では、上記発振回路31とクロック生成回路32とを合わせたものをクロック発生回路と称する。

0025

また、電源制御用IC13は、電流検出端子CSに入力されている電圧Vcsを増幅するアンプ35と、該アンプ35により増幅された電位Vcs’と過電流状態の監視のための比較電圧スレッシホールド電圧)Vocpとを比較する電圧比較回路としてのコンパレータ36aと、フィードバック端子FBの電圧VFBに基づいて図3(A),(B)の(a)に示すような所定の波形の電圧RAMPを生成する波形生成回路37と、前記アンプ35により増幅された(c)に示すような波形の電位Vcs’と波形生成回路37により生成された波形RAMPとを比較するコンパレータ36bと、コンパレータ36aと36bの出力の論理和をとるORゲートG1を備える。本実施例の電源制御用IC13においては、図3の(a)の電圧RAMPは、FB電圧からある一定の傾きをもって電圧が低下するように生成される。

0026

上記ORゲートG1の出力RS(図3(d)参照)が上記フリップフロップ33のリセット端子に入力されることで、スイッチングトランジスタSWをオフさせるタイミングを与えるように構成されている。なお、フィードバック端子FBと内部電源電圧端子と間にはプルアップ抵抗もしくは定電流源が設けられており、フォトトランジスタ15bに流れる電流は該抵抗によって電圧に変換される。また、波形生成回路37を設けているのは、サブハーモニック発振対策のためであり、電圧VFBを直接あるいはレベルシフトしてコンパレータ36bへ入力するように構成しても良い。

0027

また、本実施例の電源制御用IC13は、フィードバック端子FBの電圧VFBに応じて前記発振回路31の発振周波数すなわちスイッチング周波数を、図7に示すような特性に従って変化させる周波数制御回路38を備える。周波数制御回路38は、ボルテージフォロワのようなバッファと、フィードバック端子FBの電圧が例えば1.8V以下のときは1.8Vに、また2.1V以上のときは2.1Vにそれぞれクランプするクランプ回路とで構成することができる。図示しないが、発振回路31は、周波数制御回路38からの電圧に応じた電流を流す電流源を備え、該電流源が流す電流の大きさによって発振周波数が変化するオシレータによって構成することができる。

0028

また、本実施例の電源制御用IC13は、フィードバック端子FBの電圧VFBと外部設定端子ADJの電圧を監視して、これらの端子の電圧に応じて前記発振回路31の発振周波数すなわちスイッチング周波数を、図7に示すような特性に従って変化させる周波数制御回路38を備える。図示しないが、外部設定端子ADJと内部電源電圧端子と間にはプルアップ抵抗もしくは定電流源が設けられており、外部設定端子ADJに接続される外付け抵抗Rtに流れる電流が該抵抗によって電圧に変換され、周波数制御回路38は外部設定端子ADJの電圧に応じて制御する発振周波数の特性をAまたはBに切り替えるように構成されている。これにより、ユーザは、外部設定端子ADJに接続する外付け抵抗Rtの抵抗値を選択することで、FB電圧−周波数特性を切り替えることができる。

0029

さらに、本実施例の電源制御用IC13には、上記クロック生成回路32から出力されるクロック信号CKに基づいて、駆動パルスGATEのデューティ(Ton/Tcycle)が予め規定された最大値(例えば85%〜90%)を超えないように制限をかけるための最大デューティリセット信号を生成するデューティ制限回路39が設けられており、デューティ制限回路39から出力される最大デューティリセット信号を、ORゲートG2を介して上記フリップフロップ33に供給してパルスが最大デューティに達した場合にはその時点でリセットさせることでスイッチングトランジスタSWを直ちにオフさせるように構成されている。

0030

また、本実施例の電源制御用IC13においては、電流検出端子CSの電圧Vcsを監視して過電流を検出する上記過電流検出用コンパレータ36aに比較電圧として印加される過電流検出電圧Vocpを発生する過電流検出レベル生成回路40が設けられている。この過電流検出レベル生成回路40には、上記ドライバ34から出力される駆動パルスGATEおよびフィードバック端子FBの電圧VFBが入力されており、過電流検出レベル生成回路40はこれらの信号に基づいてオンデューティを検出し、検出したオンデューティに応じて図4に示すような特性に従って変化する過電流検出レベルVocpを生成するように構成されている。

0031

図5には、図2の電源制御用ICにおける過電流検出レベル生成回路40の具体的な回路構成例が示されている。
図5に示すように、過電流検出レベル生成回路40は、例えば内部電源回路から電圧Vregを直列抵抗R5,R6で分圧された電圧Vint(2.02V)を入力とするバッファ(ボルテージフォロワ)BFF2と、フィードバック端子FBの電圧VFBに応じた電流を流す可変電流回路42と、可変電流回路42からの電流を利用してOPSレベルを生成するOPS波形生成回路43と、生成されたOPS電圧をインピーダンス変換して出力するとともにクランプ機能を有するバッファアンプ44とから構成されている。

0032

OPS波形生成回路43は、可変電流回路42と接地点との間に直列に接続されたスイッチS4およびコンデンサC5と、上記バッファBFF2と前記スイッチS4およびコンデンサC5の接続ノードN5との間に設けられたスイッチS5と、接続ノードN5と接地点との間に直列に接続されたスイッチS6および抵抗R7とで構成されており、スイッチS4はドライバ34から出力される駆動パルスGATEによりオン・オフされ、スイッチS5,S6は駆動パルスGATEを反転した信号/GATEによりオン・オフされるように構成されている。

0033

図5に示す過電流検出レベル生成回路40は、過電流検出レベルVocpに図4に示す特性を与えるための回路であり、バッファBFF2に入力される電圧Vintは図4における右上がりの直線がY軸(Vocp)と交わる切片電圧すなわち過電流検出基準レベル(2.02V)に相当している。従って、分圧用の抵抗R5,R6およびバッファBFF2は、切片電圧Vintを生成する回路(切片電圧生成回路41)として機能する。なお、切片電圧Vintは、電流検出端子CSの電圧Vcsに換算すると0.42Vに相当するため、本実施例では、図2に示すアンプ35に入力電圧Vcsを4.8倍に増幅する機能を持たせている。

0034

また、バッファアンプ44は、図4に示すように、オンデューティ48%以上の領域で過電流検出レベルVocpが所定のレベル(2.5V)で頭打ちとなるように制限するクランプ回路として機能する。
図4に示す特性は、オンデューティ48%未満の直線部分の傾きは1であり、これを数式で表すと、以下のようになる。なお、次式におけるON Dutyは百分率パーセント)の値ではなく、小数点で表される値(25%の時は0.25、30%の時は0.30)である。
Vocp=Vint+ON Duty (ON Duty<48%)
Vocp=一定(2.5V) (ON Duty≧48%)

0035

本発明者が検討した電源回路では、電流検出端子CSの電圧Vcsに対する過電流検出レベルOCPは、次式、
OCP=Vint+a・ON Duty=0.42V+a・ON Duty
とした。ここで、Vintは前述したように0.42Vであった。また、aは補正係数であり、「0.21」のような値となった。前記アンプ35の増幅率の設定は容易であるのに対し、「0.21」のような小数点で表される補正係数aをON Dutyに掛けた電圧を生成する乗算回路を設計するのは比較的面倒であり設計負担が大きいので、切片と同様に、a(=0.21)を4.8倍することで「≒1」とし、近似的に次式、
Vocp=2.02V+ON Duty
で表される過電流検出レベルVocpを生成する回路を実現することとした。

0036

図5に示す過電流検出レベル生成回路40においては、OPS波形生成回路43を、可変電流回路42からの定電流でコンデンサC5を充電し、コンデンサC5の充電電荷を抵抗R7を介して放電するように構成するとともに、充電を制御するスイッチS4を駆動パルスGATEでオンさせ、放電を制御するスイッチS6を駆動パルスGATEの反転信号/GATEでオンさせることで、オン時間に相当する過電流検出レベルVocpを生成している。
つまり、可変電流回路42、スイッチS4およびコンデンサC5はオン時間Tonに比例した電圧を生成する充電制御手段として機能し、コンデンサC5、スイッチS6および抵抗R7はオフ時間における放電を制御する放電制御手段として機能する。

0037

さらに、本実施例では、可変電流回路42はフィードバック端子FBの電圧VFBに応じた電流を流す一方、後に詳しく説明するように、発振回路31(図6参照)は、可変電流回路42と同様に、フィードバック電圧VFBに応じた電流を流す電流源回路311を備えており、その電流でコンデンサを充電することによってオシレータ部313で発振信号(三角波)を生成しているので、その発振信号φcに従って制御されるスイッチング周波数はフィードバック電圧VFBに応じた周波数となる。つまり、フィードバック電圧VFBに応じた電流を流す可変電流回路42を備えたOPS波形生成回路43は、スイッチング周波数すなわちスイッチング周期の情報を反映した電流でコンデンサC5を充電することとなる。そして、このコンデンサC5の充電期間は、スイッチングトランジスタSWのオン時間に相当している。その結果、生成される過電流検出レベルVocpはオンデューティを反映したものとなる。

0038

また、本実施例の過電流検出レベル生成回路40は、クランプ回路として機能するバッファアンプ44が出力部に設けられている。これにより、オンデューティ48%未満では、図3(A)の(b)のような波形(三角波)のOCPレベルVocpが生成されて過電流検出用コンパレータ36aに供給され、オンデューティ48%以上では、図3(B)の(b)のような波形(台形波)のOCPレベルVocpが生成されて過電流検出用コンパレータ36aに供給されて過電流検出が行なわれる。その結果、一次巻線に流れる電流のピーク値が大きくなり過ぎないようにすることができる。

0039

なお、通常の負荷状態では大部分の期間がオンデューティ50%以下で動作するように電源装置が設計されるので、上記のような頭打ちの制御を行うことで、VAC−Idet特性の平坦性が損なわれる状況が発生することはほとんどなく、かかる制御が問題となることはない。
図8には、上記実施例の過電流検出レベル生成回路40を適用した場合におけるVAC−Idet特性を破線Bで示す。なお、実線Aは、過電流検出レベルを補正可能な過電流検出レベル生成回路40を設けない場合におけるVAC−Idet特性である。図8より、過電流検出レベルを補正可能な過電流検出レベル生成回路40を設けることにより、かかる回路を設けない場合に比べてVAC−Idet特性の平坦性を大幅に改善できることが分かる。
なお、過電流保護動作点は過電流保護動作負荷電流に対応するので、入力電圧対過電流保護動作負荷電流特性図8のVAC−Idet特性と同じような特性となる。つまり、図8は、入力電圧対過電流保護動作負荷電流特性を示しているとみなすことができる。

0040

また、本実施例の過電流検出レベル生成回路40を適用した電源制御用ICによれば、上記説明より、前のサイクルではなく、そのときのサイクルにおけるオンデューティをリアルタイムでOCPレベルに反映させることができることが分かる。その結果、精度の高い過電流検出補正が可能となる。
なお、図3(A),(B)は、負荷電流が大きくなってフィードバック電圧VFBすなわちRAMP波がOCPレベルよりも高い状態での動作波形を示したものであり、負荷電流が通常の大きさである場合には、フィードバック電圧VFBすなわちRAMP波がOCPレベルVocpよりも低くなり、電流検出端子CSの電圧Vcsをゲイン倍しているVcs’がフィードバック電圧VFBで決まるRAMP波に到達した時点でリセット信号RSが生成されて、スイッチング素子がオフされる。

0041

上記実施例(図5)では、オンデューティを検出するのに駆動パルスGATEを使用しているが、駆動パルスGATEの代わりに、前段のフリップフロップ33の出力信号を用いても良い。また、可変電流回路42は、後述の周波数制御回路38(図6)における上下限クランプ回路81と基準電圧回路82と非反転増幅回路83とバッファ回路84と電流源回路311とからなる電流回路を共用することができる。
具体的には、例えば図6に破線で示すように、周波数制御回路38の電流源回路311を構成するカレントミラーのM4と並列に、M4と同一のゲート電圧ゲート端子に印加されたMOSトランジスタM5を設け、このトランジスタM5のドレイン電流を、過電流検出レベル生成回路40に供給するように構成することで、回路構成素子数を減らすことができる。

0042

図6には、本実施形態の電源制御用IC13を構成する周波数制御回路38の構成例が示されている。
図6に示すように、周波数制御回路38は、フィードバック端子FBの電圧VFBが所定の電圧VFB1(1.8V)以下である場合にはVFB1にクランプするとともに、VFB2(2.1V)以上である場合にはVFB2(2.1V)にクランプする上下限クランプ回路81と、図7に示すFB電圧−周波数特性のリニアな領域VFB1〜VFB2のスタートとなるポイントに対応する基準電圧Vref0(例えば2.1V)を発生する基準電圧回路82と、上下限クランプ回路81を通過した電圧(1.8V〜2.1V)に比例した電圧(0.65V〜2.1V/0.45V〜2.1V)を生成する非反転増幅回路83と、該非反転増幅回路83の出力をインピーダンス変換して発振回路31へ供給するバッファ回路84とを備える。

0043

一方、発振回路31は、上記バッファ回路84の出力に応じた周波数の発振信号(クロック信号φc)を生成するように構成されている。
また、この実施例の周波数制御回路38は、外部設定端子ADJの電圧に応じて非反転増幅回路83の増幅率すなわち図7に示すFB電圧−周波数特性線のリニアな領域VFB1〜VFB2での直線の傾きを切り替えることができるように構成されている。
なお、図7は、電源制御用IC13にとってはFB電圧−周波数特性を示すものであるが、二次側からのフィードバック電圧VFBは負荷電流に対応しているので、電源としては負荷電流−周波数特性を示しているとみなすことができる。

0044

図6に示すように、上下限クランプ回路81は4入力の差動増幅回路AMP1で構成されており、反転入力端子に自身の出力電圧がフィードバックされ、電源制御用ICのフィードバック端子FBの電圧VFBがクランプ電圧VFB1とVFB2との間の電圧範囲(1.8V〜2.1V)にあるときは、フィードバック電圧VFBをそのまま後段の非反転増幅回路83の非反転入力端子側へ伝達するバッファ(ボルテージフォロワ)として動作し、フィードバック電圧VFBがクランプ電圧VFB1(1.8V)以下である場合にはVFB1にクランプするとともに、VFBがVFB2(2.1V)以上である場合にはVFB2(2.1V)にクランプした電圧を出力するように構成されている。

0045

基準電圧回路82は、基準電圧源VRとバッファ(ボルテージフォロワ)BFF1とから構成され、基準電圧源VRが発生する基準電圧Vref0(2.1V)をそのまま非反転増幅回路83の反転入力端子側へ供給する。
非反転増幅回路83は、2入力の差動増幅回路AMP2と、基準電圧回路82と反転入力端子との間に接続された入力抵抗R1と、出力端子と反転入力端子との間に直列に接続された帰還抵抗R2,R3と、帰還抵抗R3と並列に接続されたスイッチS1および帰還抵抗R3と直列に接続されたスイッチS2とから構成されている。スイッチS1とS2は、外部設定端子ADJの電位に応じていずれか一方が選択的にオンされるように構成されており、スイッチS1がオンされるとR2のみが帰還抵抗として接続された状態(増幅率が小さい状態)となり、スイッチS2がオンされるとR2およびR3が帰還抵抗として接続された状態(増幅率が大きい状態)となる。

0046

具体的には、スイッチS1とS2のいずれがオンされている場合にも、フィードバック電圧VFBが2.1Vのときは非反転増幅回路83の出力電圧はVref0(2.1V)となるが、スイッチS1がオンされている状態でフィードバック電圧VFBとして1.8Vが入力されたときは非反転増幅回路83の出力電圧は0.65Vとなり、スイッチS1がオンされている状態でフィードバック電圧VFBとして1.8Vが入力されたときは非反転増幅回路83の出力電圧は0.45Vとなるように、抵抗R1,R2,R3の抵抗値が設定されている。なお、フィードバック電圧VFBが1.8V〜2.1Vの範囲では、フィードバック電圧VFBに比例して変化する電圧が非反転増幅回路83から出力される。そして、この非反転増幅回路83の出力は、バッファ回路84を介して発振回路31へ供給される。バッファ回路84はボルテージフォロワによって構成されている。

0047

発振回路31は、バッファ回路84によって、非反転入力端子と同電位となるように制御されたMOSトランジスタM1のソース電圧と対接地電位(GND)に接続されている抵抗R4に流れる電流で決まる電流を流す電流源回路311と、該電流源回路311からの電流によって充電される容量C11,C12およびC12と直列に接続されたスイッチS3からなる周波数切替え部312と、上記容量C11,C12の電荷を放電するための放電用MOSトランジスタM2および2つのコンパレータCMP1,CMP2とフリップフロップFF1からなるオシレータ部313とを備えている。

0048

そして、上記フリップフロップFF1の出力が放電用MOSトランジスタM2のゲート端子に印加され、容量C11,C12の充電と放電を繰り返すことにより、内部で三角波を生成し所定の周波数のクロック信号を出力するようになっている。なお、電流源回路311は、MOSトランジスタM3のドレイン電流を折り返すため、MOSトランジスタM3,M4からなるカレントミラー回路を備えている。
上記説明より分かるように、電流源回路311は、フィードバック電圧VFBに応じた電流を流すこととなる。その結果、オシレータ部313で生成される発振信号φcはフィードバック電圧VFBに応じた周波数となる。

0049

図9には、図2の電源制御用ICにおける過電流検出レベル生成回路40の他の実施例が示されている。なお、図9に示されている回路は、図5の過電流検出レベル生成回路40と同様に、次式、
Vocp=Vint+ON Duty
で表される過電流検出レベルVocpを生成するように構成されている回路である。

0050

図9に示す過電流検出レベル生成回路40は、駆動パルスGATEと三角波TRWを入力としオンデューティに比例した電圧を生成するオンデューティ検出回路45と、オンデューティ検出回路45の出力電圧のピーク値を保持するピークホールド回路46と、バッファBFF3と、ホールドされた電圧を分圧することで所定の倍率を掛けた電圧に変換する電圧変換回路47と、切片電圧Vint(2.02V)を生成する切片電圧生成回路41と、電圧変換回路47の出力電圧と切片電圧生成回路41の出力電圧とを加算する加算回路48と、過電流検出レベルVocpが所定のレベル(2.5V)で頭打ちとなるように制限するクランプ回路49とから構成されている。

0051

オンデューティ検出回路45は、発振回路31(図6参照)で生成される、周波数が変化してもピークボトムの電圧が変化しない三角波TRWを入力とするバッファBFF4と、該バッファBFF4の出力電圧をピークホールド回路46へ伝達するスイッチS7と、接地点とピークホールド回路46との間に接続されたスイッチS8とを備える。そして、スイッチS7は駆動パルスGATEによりオン・オフされ、スイッチS8は駆動パルスGATEの反転信号/GATEによりオン・オフされるように構成されている。
これにより、オン期間における三角波TRWの最大の電圧をピークホールド回路46にホールドすることで疑似的にオンデューティを検出する。

0052

そして、検出したオンデューティに応じた電圧を、バッファBFF3を介して分圧用直列抵抗R8,R9とバッファBFF5とからなる電圧変換回路47へ供給し、所定の倍率(例えば1/2.4)を掛けた電圧に変換した後、この電圧に入力抵抗R10,R11とオペアンプAMP3とからなる加算回路48で切片電圧Vint(2.02V)を加算して、上式で表される過電流検出電圧Vocpを生成しクランプ回路49を介して出力する。
クランプ回路49は、内部電源電圧Vregを分圧して例えば2.5Vのような比較電圧Vcmpを生成する分圧用直列抵抗R14,R15と、加算回路48の出力電圧と上記比較電圧Vcmp (2.5V)とを比較するコンパレータCMP3と、該コンパレータCMP3の出力によって相補的にオン、オフされるMOSトランジスタM6,M7とから構成されており、加算回路48の出力電圧が比較電圧Vcmp (2.5V) 以下の時はM7をオフし、M6をオンさせて加算回路48の出力電圧をそのまま過電流検出電圧Vocpとして出力する一方、加算回路48の出力電圧が比較電圧Vcmp(2.5V)を越えるとM6をオフし、M7をオンさせて比較電圧の2.5Vを出力することで、過電流検出電圧Vocpをクランプする。

0053

図10には、図2の電源制御用ICにおける過電流検出レベル生成回路40の変形例が示されている。この変形例の回路は、スイッチングトランジスタSWのオン時間を反映した過電流検出レベルを生成するように構成したものである。
図10に示す過電流検出レベル生成回路40は、図9の過電流検出レベル生成回路40におけるオンデューティ検出回路45の代わりに、駆動パルスGATEがハイレベル期間だけMOSトランジスタM6をオフにして、定電流源CSからの電流をコンデンサC6に流して充電することで、オン時間に比例した電圧を生成するオン時間検出回路50を設けたもので、他の構成は図9の過電流検出レベル生成回路40と同じである。

0054

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記実施形態では、トランスの一次側巻線に間歇的に電流を流すスイッチングトランジスタSWを、電源制御用IC13とは別個の素子としているが、このスイッチングトランジスタSWを電源制御用IC13に取り込んで、1つの半導体集積回路として構成してもよい。
さらに、前記実施形態では、本発明をフライバック方式のAC−DCコンバータを構成する電源制御用ICに適用した場合について説明したが、本発明はフォワード型や疑似共振型のAC−DCコンバータを構成する電源制御用ICにも適用することができる。

0055

11ラインフィルタ
12ダイオード・ブリッジ回路(整流回路
13電源制御回路(電源制御用IC)
14 二次側検出回路検出用IC)
15aフォトカプラの発光側ダイオード
15b フォトカプラの受光側トランジスタ
31発振回路
32クロック生成回路
34ドライバ(駆動回路)
35アンプ(非反転増幅回路)
36a過電流検出用コンパレータ(過電流検出回路)
36b電圧/電流制御用コンパレータ(電圧/電流制御回路
37波形生成回路
38周波数制御回路
39デューティ制限回路
40過電流検出レベル生成回路
41切片電圧生成回路
42可変電流回路
43 OPS波形生成回路
44 バッファアンプ

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