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技術 LED電源装置及びLED照明装置

出願人 岩崎電気株式会社
発明者 岩館秀明白木知広野月伸一山崎祐哉
出願日 2015年1月26日 (5年9ヶ月経過) 出願番号 2015-012232
公開日 2016年8月4日 (4年3ヶ月経過) 公開番号 2016-139472
状態 特許登録済
技術分野 光源の回路一般
主要キーワード 検出スイッチ回路 検出保持回路 増大モード 平滑機 出力フィードバック制御 制御電源端子 一動作モード 入力電源周波数
関連する未来課題
重要な関連分野

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図面 (10)

課題

LED電源装置において、出力フィードバック制御下においても通常の動作モードと軽負荷時の動作モードとの切替に起因する動作不安定を防止する。

解決手段

LED電源装置(1)は、フィードバック制御される出力電流PWM制御におけるオフ期間終了時を、スイッチング素子印加電圧の第1の立下りエッジが発生する第1の時点に対応させる第1のモードと、印加電圧の第1の立下りエッジより後の第2の時点に対応させる第2のモードとを信号(S2)に基づいて切り替え、第1の時点と第2の時点の差を上記信号のレベルに基づいて決定するオフ幅増大回路(40)と、調光率が切替調光率以上の場合には第1のモードを適用し、切替調光率未満の場合には第2のモードを適用するよう上記信号を生成するモード決定部(612)及び上記信号レベル変化速度を低減させる移行減速部(613)を含む出力制御回路(60)とを備える。

概要

背景

特許文献1は、LEDを点灯する絶縁型電源装置を開示する。この絶縁型電源装置は、トランスの一次側に流す電流を制御するスイッチング素子制御信号を出力する制御回路と、出力電流を検出する検出手段による検出信号を制御回路へ伝達する信号伝達手段とを有する。そして、制御回路は、スイッチング素子のPWM制御パルスを生成するパルス生成回路と、外部から供給されるデューティ比制御情報を有する出力制御パルス信号に基づいてスイッチング素子へ供給されるPWM制御パルスを遮断するマスク回路と、出力制御パルス信号を監視してデューティ比が所定値以下になった場合にデューティ比の下限を制限した制御パルスをマスク回路へ供給するオーバーシュート抑制回路とを備える。同文献によると、上記構成により、一次側と二次側の両方の制御回路に出力制御信号を入力して出力をフィードバック制御する絶縁型電源装置において、出力制御信号を変化させた際にフィードバック制御の比較的大きな時定数に起因して発生する出力オーバーシュートが低減される。

概要

LED電源装置において、出力フィードバック制御下においても通常の動作モードと軽負荷時の動作モードとの切替に起因する動作不安定を防止する。LED電源装置(1)は、フィードバック制御される出力電流のPWM制御におけるオフ期間終了時を、スイッチング素子の印加電圧の第1の立下りエッジが発生する第1の時点に対応させる第1のモードと、印加電圧の第1の立下りエッジより後の第2の時点に対応させる第2のモードとを信号(S2)に基づいて切り替え、第1の時点と第2の時点の差を上記信号のレベルに基づいて決定するオフ幅増大回路(40)と、調光率が切替調光率以上の場合には第1のモードを適用し、切替調光率未満の場合には第2のモードを適用するよう上記信号を生成するモード決定部(612)及び上記信号レベル変化速度を低減させる移行減速部(613)を含む出力制御回路(60)とを備える。

目的

本発明は、出力フィードバック制御を適用しつつも、通常の動作モードと軽負荷時の動作モードとの切替に起因する電源高調波の増大及びLED発光のちらつきを防止するLED電源装置及びそれを用いたLED照明装置を提供する

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

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請求項1

LED電源装置であって、一次巻線及び二次巻線を有するトランス、前記一次巻線をスイッチングするスイッチング素子、並びに前記二次巻線の出力を整流平滑して出力電流LEDに供給する整流平滑回路を含むコンバータ回路と、前記スイッチング素子をPWM制御するように構成され、該PWM制御におけるオン期間の長さを第1の信号に基づいて決定するPWM制御回路と、前記PWM制御の各スイッチングサイクルにおいて、オフ期間終了時を前記スイッチング素子に印加される印加電圧の第1の立下りエッジが発生する第1の時点に対応させる第1のモードと、前記オフ期間終了時を前記印加電圧の前記第1の立下りエッジより後の第2の時点に対応させる第2のモードとを第2の信号に基づいて切り替えるように構成され、前記第1の時点と前記第2の時点の差分が前記第2の信号のレベルに基づいて決定される、オフ幅増大回路と、前記出力電流を検出して電流検出値を生成する電流検出回路と、外部調光信号に基づいて調光率を決定する調光率決定部、前記調光率が切替調光率以上の場合には前記第1のモードを適用し、前記調光率が前記切替調光率未満の場合には前記第2のモードを適用するよう前記第2の信号を生成するモード決定部、前記第2の信号のレベルの変化速度を低減させる移行減速部、前記調光率に基づいて電流目標値を生成する目標値生成部、及び前記電流検出値が前記電流目標値に一致するように前記第1の信号を出力する定電流制御部を含む出力制御回路とを備えたLED電源装置。

請求項2

請求項1に記載のLED電源装置において、前記出力制御回路が、少なくとも、前記出力電流の定格値又は前記電流目標値と前記切替調光率との関係を記憶した記憶部を含む、LED電源装置。

請求項3

請求項1又は2に記載のLED電源装置において、前記調光率が上昇される場合の切替調光率が、前記調光率が低減される場合の切替調光率よりも高くなるように設定された、LED電源装置。

請求項4

請求項1から3のいずれか一項に記載のLED電源装置において、前記外部調光信号が段調光を示すものであり、前記切替調光率が、前記段調光において使用されない調光率に設定された、LED電源装置。

請求項5

請求項1から4のいずれか一項に記載のLED電源装置において、前記トランスが、前記二次巻線の電流を検出する三次巻線を有し、前記PWM制御回路が、前記三次巻線に発生する電圧に対応する検出電圧し、前記検出電圧が検出閾値未満となったことに基づいて前記第1の時刻及び前記第2の時刻を決定するように構成され、前記オフ幅増大回路が同期スイッチ回路、充放電回路及び検出スイッチ回路を含み、前記同期スイッチ回路が前記スイッチング素子に同期してオン/オフされ、前記同期スイッチ回路のオン期間に前記第2の信号が前記充放電回路に充電され、前記同期スイッチ回路のオフ期間に前記充放電回路が放電され、前記充放電回路の電圧が動作閾値以上の場合に前記検出スイッチ回路がオン状態となることにより前記検出電圧が無効化されるように構成された、LED電源装置。

請求項6

請求項1から4のいずれか一項に記載のLED電源装置において、前記トランスが、前記二次巻線の電流を検出する三次巻線を有し、前記PWM制御回路が、前記三次巻線に発生する電圧に対応する検出電圧し、前記検出電圧が検出閾値未満となったことに基づいて前記第1の時刻及び前記第2の時刻を決定するように構成され、前記オフ幅増大回路が同期スイッチ回路、充放電回路、検出保持回路及び検出一時スイッチ回路を含み、前記同期スイッチ回路が前記スイッチング素子に同期してオン/オフされ、前記同期スイッチ回路のオン期間に前記第2の信号が前記充放電回路に充電され、前記同期スイッチ回路のオフ期間に前記充放電回路が放電され、前記第2のモードにおいて前記検出保持回路が前記検出電圧を平滑化するように構成され、前記充放電回路の電圧が動作閾値未満となることに応じて前記検出一時スイッチ回路が一時的にオン状態となることによって前記検出保持回路が短絡されるように構成された、LED電源装置。

請求項7

請求項1から6のいずれか一項に記載のLED電源装置と、前記LEDとを備えたLED照明装置

技術分野

0001

本発明は、LED電源装置及びそれを用いたLED照明装置に関する。

背景技術

0002

特許文献1は、LEDを点灯する絶縁型電源装置を開示する。この絶縁型電源装置は、トランスの一次側に流す電流を制御するスイッチング素子制御信号を出力する制御回路と、出力電流を検出する検出手段による検出信号を制御回路へ伝達する信号伝達手段とを有する。そして、制御回路は、スイッチング素子のPWM制御パルスを生成するパルス生成回路と、外部から供給されるデューティ比制御情報を有する出力制御パルス信号に基づいてスイッチング素子へ供給されるPWM制御パルスを遮断するマスク回路と、出力制御パルス信号を監視してデューティ比が所定値以下になった場合にデューティ比の下限を制限した制御パルスをマスク回路へ供給するオーバーシュート抑制回路とを備える。同文献によると、上記構成により、一次側と二次側の両方の制御回路に出力制御信号を入力して出力をフィードバック制御する絶縁型電源装置において、出力制御信号を変化させた際にフィードバック制御の比較的大きな時定数に起因して発生する出力オーバーシュートが低減される。

先行技術

0003

特開2012−34490号公報

発明が解決しようとする課題

0004

ところで、一般に、特許文献1に開示されるようなPWM制御下での出力フィードバック構成においては、調光等によって負荷が軽くなるとPWMオン幅が小さくなる。特に、設定出力電流の変動幅が大きい場合において深い調光が行われると、PWMオン幅はより狭小化される。そして、PWMオン幅がPWM制御用ICの動作下限以下となると、スイッチング動作断続的になり、LED発光にちらつきが生じる。このオン期間狭小化の問題に対処するため、詳細を後述するように、軽負荷時には、出力電流フィードバック制御下においても所定のPWMオン幅が確保されるように、PWMオフ幅強制的に長くする(すなわち、スイッチング周波数を強制的に低下させる)構成が提案されている。しかし、通常の動作モードと、スイッチング周波数を強制的に低下させる動作モードとを切り替えると、このモード切替の際のフィードバック応答遅れに起因してスイッチング動作が一時的に不安定となる場合がある。この不安定なスイッチング動作のために、装置の入力側では電源高調波が増大するとともに出力側ではLED発光のちらつきが発生し得るという問題があった。

0005

そこで、本発明は、出力フィードバック制御を適用しつつも、通常の動作モードと軽負荷時の動作モードとの切替に起因する電源高調波の増大及びLED発光のちらつきを防止するLED電源装置及びそれを用いたLED照明装置を提供することを課題とする。

課題を解決するための手段

0006

本発明のLED電源装置は、コンバータ回路PWM制御回路、オフ幅増大回路電流検出回路及び出力制御回路を備える。コンバータ回路は、一次巻線及び二次巻線を有するトランス、一次巻線をスイッチングするスイッチング素子並びに二次巻線の出力を整流平滑して出力電流をLEDに供給する整流平滑回路を含む。PWM制御回路は、スイッチング素子をPWM制御するように構成され、PWM制御におけるオン期間の長さを第1の信号に基づいて決定する。オフ幅増大回路は、PWM制御の各スイッチングサイクルにおいて、オフ期間終了時をスイッチング素子に印加される印加電圧の第1の立下りエッジが発生する第1の時点に対応させる第1のモードと、オフ期間終了時を印加電圧の第1の立下りエッジより後の第2の時点に対応させる第2のモードとを第2の信号に基づいて切り替えるように構成され、第1の時点と第2の時点の差分が第2の信号レベルに基づいて決定される。電流検出回路は、出力電流を検出して電流検出値を生成する。出力制御回路は、外部調光信号に基づいて調光率を決定する調光率決定部、調光率が切替調光率以上の場合には第1のモードを適用し、調光率が切替調光率未満の場合には第2のモードを適用するよう第2の信号を生成するモード決定部、第2の信号レベルの変化速度を低減させる移行減速部、調光率に基づいて電流目標値を生成する目標値生成部、及び電流検出値が電流目標値に一致するように第1の信号を出力する定電流制御部を含む。

0007

上記構成のLED電源装置によると、出力電流のフィードバック制御下において、PWM制御のオフ幅の異なる第1及び第2のモード間の切替時におけるスイッチング周波数の変化速度が移行減速部によって低減される。これにより、LED電源装置において、出力フィードバック制御下においてもスイッチング周波数の変化に伴うフィードバック応答の遅れを回避し、動作モードの切替に起因する電源高調波の増大及びLED発光のちらつきを防止ことが可能となる。

0008

ここで、出力制御回路は、少なくとも、出力電流の定格値又は電流目標値と切替調光率との関係を記憶した記憶部を含む。これにより、LED電源装置が種々の機種のLED照明装置に適用される場合にも、それぞれの場合において第1のモードと第2のモードとの適切な切替動作が実現される。

0009

また、調光率が上昇される場合の切替調光率が、調光率が低減される場合の切替調光率よりも高くなるように設定されることが好ましい。これにより、第1のモードと第2のモードの切替にヒステリシスをもたせて、いわゆるチャタリングを防止することができる。

0010

また、外部調光信号が段調光を示すものである場合、切替調光率が、段調光において使用されない調光率に設定されるようにすることが好ましい。これにより、軽負荷時に第2のモードを適用する構成において調光率の切替と動作モードの切替とが重なる過渡的な制御を回避して安定した調光切替動作を実現することができる。

0011

ここで、一形態として、トランスが、二次巻線の電流を検出する三次巻線を有し、PWM制御回路が、三次巻線に発生する電圧に対応する検出電圧し、検出電圧が検出閾値未満となったことに基づいて第1の時刻及び第2の時刻を決定するように構成され、オフ幅増大回路が同期スイッチ回路、充放電回路及び検出スイッチ回路を含み、同期スイッチ回路がスイッチング素子に同期してオン/オフされ、同期スイッチ回路のオン期間に第2の信号が充放電回路に充電され、同期スイッチ回路のオフ期間に充放電回路が放電され、充放電回路の電圧が所定閾値以上の場合に検出スイッチ回路がオン状態となることにより検出電圧が無効化されるように構成される。このように、出力制御回路からの第2の信号を比較的簡素な構成でモード切替動作に反映させることができ、LED電源装置全体を比較的簡素な構成で実現することが可能となる。

0012

また、他の形態として、トランスが、二次巻線の電流を検出する三次巻線を有し、PWM制御回路が、三次巻線に発生する電圧に対応する検出電圧し、検出電圧が検出閾値未満となったことに基づいて第1の時刻及び第2の時刻を決定するように構成され、オフ幅増大回路が同期スイッチ回路、充放電回路、検出保持回路及び検出一時スイッチ回路を含み、同期スイッチ回路がスイッチング素子に同期してオン/オフされ、同期スイッチ回路のオン期間に第2の信号が充放電回路に充電され、同期スイッチ回路のオフ期間に充放電回路が放電され、第2のモードにおいて検出保持回路が検出電圧を平滑化するように構成され、充放電回路の電圧が所定閾値未満となることに応じて検出一時スイッチ回路が一時的にオン状態となることによって検出保持回路が短絡されるように構成される。これにより、第2の信号のレベル変化連続性に応じて、モード切替時のPWMオフ幅の変化も連続的にすることができる。これにより、モード切替時のスイッチング周波数の変化をより連続的にしてモード切替の際の動作を確実に安定化させることが可能となる。

0013

本発明は、上記いずれかのLED電源装置と、LEDとを備えたLED照明装置も含む。これにより、電源高調波の増大及び光出力のちらつきを防止したLED照明装置を提供することが可能となる。

図面の簡単な説明

0014

本発明の第1の実施形態によるLED電源装置及びLED照明装置の回路構成図である。
第1の実施形態における通常モードを説明する図である。
第1の実施形態におけるオフ幅増大モードを説明する図である。
第1の実施形態におけるモード切替動作の一例を説明する図である。
第1の実施形態におけるモード切替動作の他の例を説明する図である。
第1の実施形態のLED電源装置における定電流制御部を説明する図である。
本発明の第2の実施形態によるLED電源装置及びLED照明装置の回路構成図である。
第2の実施形態におけるオフ幅増大モードを説明する図である。
参照例によるLED電源装置の回路構成図である。

実施例

0015

<第1の実施形態>
図1に、本発明の第1の実施形態に係るLED電源装置1及びそれを用いたLED照明装置3の回路構成図を示す。LED照明装置3はLED電源装置1及びLED2を含む。交流電源ACからの入力電圧がLED電源装置1に入力され、LED電源装置1からの直流出力がLED2に供給される。なお、図1においては、LED2として3個のLED素子直列接続された構成を示すが、LED2を構成するLED素子の個数は任意であり、LED素子の直列回路複数列並列接続されていてもよい。

0016

LED電源装置1は、コンバータ回路10、PWM制御回路20、補助電源回路30、オフ幅増大回路40、電流検出回路50及び出力制御回路60を備える。なお、本明細書における説明において、各回路素子が上記のどの名称の回路に属するかは便宜的なものである。

0017

コンバータ回路10はダイオードブリッジ11、入力コンデンサ12、トランス13、スイッチング素子14、ダイオード15及び出力コンデンサ16を備える。コンバータ回路10は、交流電源AC(例えば商用電源)からの交流電圧直流変換し、直流の出力電流をLED2に供給する。コンバータ回路10は、本実施形態においては絶縁型フライバックコンバータからなり、力率改善機能を持つ、いわゆるワンコンバータ方式フライバック降圧回路を構成する。なお、必要に応じて、コンバータ回路10の前段には電流ヒューズF1及びF2並びにノイズフィルタ(不図示)が接続される。トランス13は一次巻線N1、二次巻線N2及び三次巻線N3を有し、二次巻線N2の巻方向は三次巻線N3の巻方向と同じであり、これらの巻方向は一次巻線N1とは逆となる。すなわち、三次巻線N3の出力によって二次巻線N2に発生する電流を検出することができる。本実施形態では、スイッチング素子14はMOSFETからなる。したがって、以降において、スイッチング素子14のことをFET14ともいう。

0018

コンバータ回路10において、入力交流電圧がダイオードブリッジ11によって全波整流され、入力コンデンサ12には脈流電圧が現われる。FET14のオン期間にトランス13の一次巻線N1によってエネルギー蓄積され、FET14のオフ期間にそのエネルギーがトランス13の二次巻線N2側からダイオード15を介して出力コンデンサ16に充電される。コンバータ回路10の出力は、FET14のPWM制御におけるオンデューティ(デューティ比)、一次巻線N1に対する二次巻線N2の巻数比等によって決まる。FET14は、後述するスイッチング制御用の制御IC21によって駆動される。なお、以降の説明において、コンバータ回路10の出力電流を「出力電流」という。

0019

本実施形態のコンバータ回路10は力率改善型であるので、出力コンデンサ16が低周波リップル入力電源周波数に基づくリップル)の平滑機能を担う。したがって、入力コンデンサ12の容量≪出力コンデンサ16の容量であり、例えば、入力コンデンサ12はフィルムコンデンサからなり、出力コンデンサ16は電解コンデンサからなる。なお、トランス13の一次巻線N1側の基準電位(すなわち、入力コンデンサ12の低電位電極ノード)を一次側グランドといい、二次巻線側の基準電位(すなわち、出力コンデンサ16の低電位電極側ノード)を二次側グランドというものとする。

0020

PWM制御回路20は、制御IC21、フォトカプラ22及び抵抗23を含む。制御IC21(例えば、ミツミ電機株式会社製のMM3460)は、フォトカプラ22のフォトトランジスタ出力状態に基づくオン幅でスイッチング素子14をPWM制御する。フォトカプラ22の出力状態(信号S1t)は出力制御回路60からの入力(信号S1d)によって決定される。なお、信号S1dと信号S1tとは実質的に同じ内容の情報を示す信号であるので、これらを総称して信号S1ともいう。制御IC21には、必要に応じて周辺回路部品が接続されていてもよい。また、フォトカプラ22のフォトトランジスタのコレクタ端子には、所定の電圧源を構成する抵抗回路(不図示)が適宜接続されるものとする。

0021

制御IC21は、少なくとも、制御電源端子VCC端子)、ゲート出力端子OUT端子)、ゼロクロス検出端子(ZCD端子)、フィードバック端子FB端子)及びグランド端子GND端子)を有する。制御IC21はVCC端子から動作電源の供給を受け、GND端子を基準電位として動作する。GND端子は一次側グランドに接続され、したがって制御IC21は一次側グランドを基準電位として動作する。

0022

OUT端子は、FET14のゲート端子に接続される。OUT端子の内部回路はFET14のゲート信号を出力し、このゲート信号は後述のオフ幅増大回路40にも入力される。

0023

ZCD端子は、抵抗23を介してトランス13の三次巻線N3に接続される。ZCD端子の内部回路は、トランス13の三次巻線N3の電圧に対応する電圧(以下、「検出電圧」という)における立下りエッジを検出する。具体的には、ZCD端子の内部回路は、検出電圧が閾値(例えば、1.5V)以下に減少した時点をゼロクロスとして検出し、このゼロクロスの検出に応じてOUT端子の出力をローからハイ遷移させる。

0024

FB端子は、フォトカプラ22のフォトトランジスタに接続される。FB端子の内部回路は、端子電圧(すなわち、信号S1t)に応じて、OUT端子からのゲート信号におけるハイ期間、すなわちFET14のPWM制御におけるオン幅を決定する。

0025

前述したコンバータ回路10の動作を併せて参照すると、制御IC21の通常の使用における動作は概略として以下のようになる。まず、OUT端子の出力がローからハイに遷移すると、FB端子の内部回路によって決定されたオン幅にわたってFET14がオン状態となる。FET14がオン状態である間は、ZCD端子の電圧はゼロとなる。その後、オン期間の終了時にOUT端子の出力がローとなり、FET14はオフ状態となる。そして、二次巻線N2及び三次巻線N3に電流が流れ、検出電圧が上昇する(ZCD端子の電圧は適宜クランプされる)。その後、二次巻線N2及び三次巻線N3の電流の減少に伴って検出電圧は減少する。検出電圧が閾値(例えば、1.5V)以下となると、OUT端子の出力がローからハイに遷移し、上記の動作が繰り返される。

0026

補助電源回路30は、トランス13の三次巻線N3、ダイオード31、コンデンサ32、トランジスタ33、抵抗34、ツェナーダイオード35及びコンデンサ36を含む。三次巻N3に発生する電圧はダイオード31及びコンデンサ32によって整流及び平滑され、この平滑された電圧が、トランジスタ33、抵抗34及びツェナーダイオード35によって構成されたシリーズレギュレータ降圧される。この降圧された電圧がコンデンサ36によって平滑されて補助電源回路30の出力電圧となる。このように、補助電源回路30は、FET14のパルスごとに生成される電圧を平滑してPWM制御回路20及びオフ幅増大回路40に制御電圧Vcc(以下、必要に応じて「制御電源Vcc」ともいう)を供給する。

0027

オフ幅増大回路40は、信号伝達回路41、同期スイッチ回路42、充放電回路43及び検出スイッチ回路44を備える。概略として、同期スイッチ回路42がFET14に同期してオン/オフされ、同期スイッチ回路42のオン期間に、信号伝達回路41からの信号S2tが充放電回路43に充電され、同期スイッチ回路42のオフ期間に充放電回路43がその時定数に従って放電される。充放電回路43の電圧が動作閾値以上の場合には、検出スイッチ回路44がオン状態となることによりZCD端子が一次側グランドに短絡され、検出電圧が無効化される。一方、検出スイッチ回路44がオフ状態の場合には、上述したように、検出電圧が抵抗23を介して入力される。詳細を後述するように、オフ幅増大回路40は、検出電圧の無効化によってPWM制御におけるオフ幅を強制的に増大させる。

0028

信号伝達回路41は、フォトカプラ410並びに抵抗411及び412を含む。制御電源Vccと一次側グランドとの間に、抵抗411、フォトカプラ410のフォトトランジスタ及び抵抗412の直列回路が形成され、フォトトランジスタのエミッタ端子の電圧が同期スイッチ回路42に入力される。フォトカプラ410のフォトダイオードに信号S2dが入力されると、信号S2dの電流値又は電圧値に応じてフォトトランジスタに電流が流れる。したがって、信号S2dがローの場合には、フォトトランジスタはオフ状態となり、抵抗412に発生する電圧、すなわち信号S2tの電圧は実質的にゼロとなる。一方、信号S2dがハイの場合には、フォトトランジスタはオン状態となり、制御電源Vccから抵抗411、フォトトランジスタを介してハイ出力の信号S2tが入力される。なお、信号S2dと信号S2tとは実質的に同じ内容の情報を示す信号であるので、これらを総称して信号S2ともいう。また、以下において、各信号の電圧又は電流を信号のレベルというものとする。

0029

同期スイッチ回路42は、トランジスタ420(以下、「FET420」という)並びに抵抗421、422及び423を含む。抵抗421及び422の直列回路が制御IC21のOUT端子と一次側グランドの間に接続され、抵抗421と抵抗422の接続点がFET420のゲート端子に接続される。FET420のドレイン端子は抵抗423を介して信号伝達回路410(フォトカプラ410のフォトトランジスタのエミッタ端子と抵抗412の接続点)に接続され、ドレイン端子には信号S2tが入力される。FET420のソース端子は充放電回路43及び検出スイッチ回路44に接続される。すなわち、FET420は、FET14と同期してスイッチングされ、そのオン期間に信号S2tが充放電回路43に入力される。

0030

充放電回路43はコンデンサ430及び抵抗431の並列回路からなり、この並列回路がFET420のソース端子と一次側グランドの間に接続される。すなわち、信号S2tがローの場合には、FET420がオンされてもコンデンサ430は充電されず、信号S2tがハイの場合には、FET420がオンされるとコンデンサ430に信号S2tが充電される。コンデンサ430のピーク電圧は信号S2tのレベルに依存する。そして、FET420がオフされると、コンデンサ430の電荷は、コンデンサ430の容量と抵抗430の抵抗値によって決まる時定数で放電される。

0031

検出スイッチ回路44は、トランジスタ440及び抵抗441を含む。トランジスタ440のベース端子は抵抗441を介してコンデンサ430の高電位側端子及びFET420のソース端子に接続される。トランジスタ440のコレクタ端子はIC21のZCD端子に接続され、エミッタ端子は一次側グランドに接続される。したがって、コンデンサ430の高電位側端子の電圧(以下、「電圧Va」という)がトランジスタ440の動作閾値以上の場合には、トランジスタ440がオンされ、ZCD端子は一次側グランドに実質的に短絡される。一方、電圧Vaがトランジスタ440の動作閾値未満の場合には、トランジスタ440がオフされ、三次巻線N3からの電圧がZCD端子に入力される。

0032

すなわち、信号S2tがローの場合には、FET420の動作状態にかかわらずコンデンサ430は充電されず、トランジスタ440はオフ状態を維持する。すなわち、LED電源装置1全体として、オフ幅増大回路40がない場合と同様の動作モードが実行される。以下において、この信号S2tがローの場合の動作モードを「通常モード」(第1のモード)という。一方、信号S2tがハイの場合には、FET420の動作及び信号S2tのレベルに応じてコンデンサ430が充放電され、コンデンサ430の電圧に応じてトランジスタ440がオン/オフされる。以下において、信号S2tがハイの場合の動作モードを「オフ幅増大モード」(第2のモード)という。

0033

ここで、図2及び図3を用いて、各モードにおけるオフ幅増大回路40、PWM制御回路20及びコンバータ回路10の動作を説明する。なお、図2及び図3は説明のための模式図であり、実際の信号レベル及び時間の比率は図面通りとは限らない。図2は通常モードの動作を示し、図3はオフ幅増大モードの動作を示す。図2及び図3において、上段から、FET14のドレインソース電圧ds、制御IC21のZCD端子の電圧Vzcd(すなわち、検出電圧)、コンデンサ430の電圧Va、及び制御IC21のOUT端子の電圧Voutを示し、各縦軸は電圧、各横軸は時間を示す。

0034

図2に示す通常モードでは、信号S2tはロー(ゼロ)であるため、電圧Vaは全期間を通じてゼロである。
時刻t0の時点で、電圧Voutがハイになると、FET14がオンされ、電圧Vds及び電圧Vzcdはゼロとなる。
時刻t1において、電圧Voutがローになると、FET14がオフされ、電圧Vdsが入力コンデンサ11の電圧に実質的に等しくなるとともに、電圧Vzcdが上昇する。
時刻t2において、トランス13において一次巻線N1から二次巻線N2への放電が終息すると電圧Vds及び電圧Vzcdが低下し、電圧Vzcdが閾値(1.5V)を下回ると電圧Voutがハイとなり、次のPWMオンサイクルが開始される。

0035

図3に示すオフ幅増大モードでは、信号S2tはハイとなっている。
時刻t10の時点で、電圧Voutがハイになると、FET14がオンされ、電圧Vds及び電圧Vzcdはゼロとなる。一方、コンデンサ430が信号S2tによって充電されて電圧Vaが上昇する。電圧Vaのピークは、信号S2tのレベルに依存する。

0036

時刻t11において、電圧Voutがローになると、FET14がオフされ、電圧Vdsが入力コンデンサ11の電圧に実質的に等しくなる。時刻t11において、FET420もオフされるため、電圧Vaは低下していくが、電圧Vaによってトランジスタ440は依然としてオンされているため、三次巻線N3からの電圧はZCD端子に入力されず、電圧Vzcdはゼロに維持される。

0037

時刻t12において、トランス13において一次巻線N1から二次巻線N2への放電が終息すると、トランス13のインダクタンス及びFET14の寄生容量に起因して、電圧Vdsは振動を開始する。この時点でも、電圧Vaによってトランジスタ440がオンされているため、電圧Vzcdはゼロに維持される。したがって、ZCD端子において検出電圧のゼロクロスは検出されず、OUT端子からのゲート信号は依然としてローに維持される。

0038

時刻t13において、電圧Vaがトランジスタ440の動作閾値を下回ると、トランジスタ440がオフされ、電圧Vdsに応じた(時間遅れを含み得る)電圧Vzcdが制御端子ZCDに入力される。

0039

時刻t14において、電圧Vdsの立下りエッジに対応して電圧Vzcdが閾値(1.5V)を下回ると、電圧Voutがハイとなり、次のPWMオンサイクルが開始される。

0040

図2及び図3から分かるように、通常モードにおいては、PWM制御の各スイッチングサイクルにおいてオフ期間の終了時は電圧Vdsの最初の立下りエッジに対応し、オフ幅増大モードにおいては、オフ期間の終了時が電圧Vdsのn番目下りエッジに対応する。そして、オフ幅増大モードでは、通常モードのPWMオフ期間よりも長い期間にわたってFET14が強制的にオフされる期間の長さ(すなわち、時刻t2又はt12と時刻t14との差分)は信号S2tのレベルに依存する。

0041

このように、オフ幅増大モードにおいては、FET14のPWMオフ幅を強制的に長くすることができる(すなわち、スイッチング周波数を強制的に低下させることができる)。したがって、コンバータ回路10の平均出力電流が同じであれば、通常モードよりもオフ幅増大モードにおいてPWMオン幅が長くなる。このように、オフ幅増大モードによって、例えば軽負荷時(深い調光時等)にPWMオン幅が制御IC21の規定する最小オン幅よりも短くなることを防止することができる。言い換えると、コンバータ回路10のスイッチング動作は、通常モードにおいては実質的に臨界モードとなり、オフ幅増大モードにおいては実質的に不連続モードとなる。

0042

図1戻り、電流検出回路50(以下、「電流検出抵抗50」ともいう)は、二次側グランドとLED2のカソード端の間に挿入された低抵抗素子からなり、出力電流に比例した電圧が電流検出抵抗50に発生する。電流検出抵抗50に発生する電圧が、電流検出値として出力制御回路60に入力される。

0043

ここで、本実施形態の動作を説明する前に、図8に示す参照例に係るLED電源装置4の動作を説明する。LED電源装置4はコンバータ回路10、PWM制御回路20、補助電源回路30、オフ幅増大回路40、電流検出抵抗50及び制御回路70を備える。コンバータ回路10、PWM制御回路20、補助電源回路30、オフ幅増大回路40及び電流検出抵抗50は、図1に示すLED電源装置1のものと同様である。

0044

制御回路70は、調光入力部65、目標値生成部71及び定電流制御部72を備える。調光入力部65は、装置外部の調光器Dから入力される外部調光信号を受け付け調光指令電圧を生成する。具体的には、PWM信号又はアナログDC信号の外部調光信号がフォトカプラ(不図示)のフォトダイオードに入力され、そのフォトカプラのフォトトランジスタから二次側グランドを基準電位とする信号が出力され、これが平滑化されて調光指令電圧となる。これにより、調光率に対して単調減少又は単調増加する調光指令電圧が得られる。なお、本明細書においては、調光率が高いほど(明るいほど)調光指令電圧が低く、調光率が低いほど(暗いほど)調光指令電圧が高くなるものとして説明を行う。

0045

目標値生成部71は、調光入力部65によって生成された調光指令電圧に基づいて出力電流の目標値(電流目標値)を生成する。定電流制御部72は、電流検出抵抗50によって検出された電流検出値と、目標値生成部71によって生成された電流目標値を一致させるように、その誤差に応じた信号S1dをフォトカプラ22に出力する。これにより、定電流制御部72、フォトカプラ22、制御IC21、コンバータ回路10及び電流検出抵抗50によって、出力電流のフィードバック制御が行われる。

0046

調光入力部65によって生成された調光指令電圧は、信号S2dとしてオフ幅増大回路40のフォトカプラ410のフォトダイオードに入力され、フォトトランジスタの出力として一次側グランドを基準とする信号S2tに変換される。調光指令電圧が所定値以下(調光率が所定率以上)においては、信号S2d及びS2tがローであり、通常モードが実行される。調光指令電圧が所定値を超えると(調光率が所定率未満)においては、信号S2d及びS2tがハイとなり、オフ幅増大モードが実行される。

0047

ここで、上記の参照例においては、調光率の切替に伴う、通常モードとオフ幅増大モードとの間の急峻な切替に起因してLED電源装置4の動作が不安定になるという問題がある。すなわち、モード切替のための信号S2dが専ら調光指令電圧に依存するため、調光率が瞬時に切り替えられると、信号S2tのレベルも瞬時に変化する。この信号S2tのレベルの急峻な変化に伴い、FET14のPWM制御におけるPWMオフ幅及びスイッチング周波数も急峻に変化する。そして、スイッチング周波数の急峻な変化に対して、そのスイッチング周波数におけるPWMオン幅を決定するための出力電流フィードバック制御の応答が遅れるため、調光率切替後フィードバックが正常に動作するとした場合の)最終的なPWMオン幅に収束するまでFET14のスイッチング動作が不安定となる。この不安定なスイッチング動作のために、LED電源装置4の入力側では電源高調波が増大するとともに出力側ではLED発光のちらつきが発生し得るという問題があった。本実施形態は、出力制御回路60を採用することにより、上記問題を解決する。

0048

図1に戻り、本実施形態の出力制御回路60は、処理部61(例えば、マイコン)、定電流制御部62及び調光入力部65を有する。なお、出力制御回路60回路には、コンバータ回路10の出力コンデンサ16の電圧から得られる電力をもとに制御電圧Vsが適宜供給されるものとする。あるいは、補助電源回路30と同様の回路によってトランス13の補助巻線(三次巻線N3であってもよいし別途四次巻線であってもよい)から得られる電力をもとに制御電圧Vsが生成されるようにしてもよい。あるいは、出力コンデンサ16の電圧をから得られる電力及びトランス13の補助巻線から得られる電力の双方をもとに制御電圧Vsが生成されるようにしてもよい。調光入力部65は、図8に関して上述したものと同様のものである。すなわち、装置外部の調光器Dから入力される外部調光信号を受け付け、調光率に対して単調減少する調光指令電圧を生成する。

0049

処理部61は、調光率決定部611、モード決定部612、移行減速部613、目標値生成部614及び記憶部615を有し、各部はバスBによって相互にデータ転送可能に接続される。調光率決定部611、モード決定部612、移行減速部613及び目標値生成部614は、マイコンのCPUの一部であればよい。また、調光率決定部611及び目標値生成部613はマイコンの外部に接続される外付け回路であってもよい。

0050

調光率決定部611は、調光入力部65からの調光指令電圧に基づいて、調光率を決定する。調光率決定部611は、調光指令電圧に対して略線形に調光率を決定するように構成されていてもよいし、記憶部615における参照テーブルを参照することによって調光指令電圧に対する調光率を決定するように構成されていてもよい。

0051

モード決定部612は、調光率決定部611によって決定された調光率が切替調光率以上の場合には通常モードを適用し、調光率が切替調光率未満の場合(軽負荷時)にはオフ幅増大モードを適用するよう信号S2dを生成する。具体的には、信号S2dの論理は、通常モードではローとなり、オフ幅増大モードでは可変レベルのハイとなる。

0052

上記所定調光率は、予め決定されているものとし、LED電源装置1が適用される機種に応じて決定されることができる。例えば、記憶部615に、LED電源装置1が適用されるLED照明装置3における定格LED電流値(全光時のLED電流値)、調光種別連続調光又は段調光)、調光率の下限値等に対応した切替調光率が記憶されるようにすればよい。また、(後述する移行速度の減速がなかったとしても)動作モードの切替によってスイッチングの不安定動作が誘発されない、又はされ難い調光率のポイントが存在する場合には、そのポイントを切替調光率とすれば、不安定動作が一層確実に防止される。

0053

また、調光率が低減される場合と、調光率が上昇される場合との間で、切替調光率は異なるものであってもよい。この場合、調光率が上昇される場合の切替調光率が、調光率が低減される場合の切替調光率よりも高く設定されることが好ましい。これにより調光率の増減に対する動作モードの切替にヒステリシスをもたせて、いわゆるチャタリングを防止することができる。

0054

なお、調光種別が段調光である場合には、切替調光率は使用されない調光率に対応していることが望ましい。例えば、調光率の設定が100%(全光)、75%、50%及び25%である場合には、切替調光率は、例えば50%と25%の間に設定されることが好ましい。これにより、軽負荷時にオフ幅増大モードを適用する構成において、調光率の切替と動作モードの切替とが重なる過渡的な制御を回避して安定した調光切替動作を実現することができる。

0055

移行減速部613は、モード決定部612で生成された信号S2dのレベル変化の速度を低下させる。移行減速部613は、信号S2dがローからハイ又はハイからローとなる場合に、信号S2dの電圧変化速度(移行速度)、すなわち結果としてコンデンサ430の電圧Vaの変化速度を上述の出力電流フィードバック制御の応答速度(時定数)と同等又はそれよりも遅くなるように設定する。この移行速度は、信号S2dの移行開始から移行終了までが、例えば1ms〜100ms程度となるようなものであればよい。ここで、移行速度と切替調光率との関係について、オフ幅増大回路40を設けた当初の目的は軽負荷時のPWM制御における最小オン幅を確保することであることから、信号S2dの移行期間においてもPWMオン幅が最小オン幅以上となるように、切替調光率及び移行速度が決定されることが好ましい。

0056

目標値生成部614は、調光入力部65によって生成された調光指令電圧又は調光率決定部によって決定された調光率に基づいて出力電流の目標値(電流目標値)を生成する。目標値生成部614は、調光指令電圧又は調光率に対して略線形に電流目標値を演算するように構成されていてもよいし、記憶部615における参照テーブルを参照することによって調光指令電圧又は調光率に対する電流目標値を決定するように構成されていてもよい。目標値生成部614によって生成された電流目標値は定電流制御部62に入力される。

0057

図4A及び図4Bを用いて、移行減速部613及び目標値生成部614の動作タイミングを説明する。移行減速部613による信号S2dの移行タイミングと、目標値生成部614から定電流制御部62への電流目標値の切替タイミングとの関係には、比較的柔軟性がある。図4A及び図4Bは、調光率が切替調光率を跨いで低減される場合の、信号S2dの変化、電流目標値の切替タイミング、及びFET14のPWM幅との関係を示す。PWM幅については、オン幅を破線で、オフ幅を実線で示す。横軸は時間を示し、図4A及び図4Bのいずれにおいても、時刻taにおいて、外部調光信号による調光切替がなされ、それまでローであった信号S2dが移行を開始し、時刻tbにおいて移行が終了して信号S2dが最終的なハイレベルに到達するものとする。また、電流目標値はi1からi2に切り替えられるものとする。

0058

図4Aは、信号S2dの移行開始と電流目標値の低減とが同時(時刻ta)に行われる場合の例を示す。時刻taと時刻tb間において、PWM制御のオン幅及びオフ幅が、電流目標値i1に対応する当初のオン幅及びオフ幅から、電流目標値i2に対応する最終的なオン幅及びオフ幅まで徐々に変化していく。
図4Bは、信号S2dの移行終了と電流目標値の低減とが同時(時刻tb)に行われる場合の例を示す。時刻taと時刻tb間において、PWM制御のオン幅及びオフ幅が、電流目標値i1に対応する当初のオン幅及びオフ幅の比率(すなわちデューティ比)を維持しながら徐々に上昇していき、時刻tbにおいてオン幅のみが、電流目標値i2に対応する最終的なオン幅まで降下する。これは、同一動作モード内であれば電流目標値を瞬時に切り替えても出力電流のフィードバックは安定に維持されるという知見に基づく。
なお、図4A及び図4Bにおいては、当初の(時刻taまでの)オン幅よりも最終的な(時刻tb以降の)オン幅が若干大きいものを例示しているが、最終的なオン幅は電流目標値i1とi2の関係に依存して当初のオン幅よりも小さくなる場合も等しくなる場合もある。調光率が切替調光率を跨いで増加する場合も上記と同様の動作が得られる。

0059

記憶部615は、ROM、RAM等のメモリである。記憶部615には、上述したように、少なくとも、出力電流の定格値(全光時のLED電流値)又は電流目標値と切替調光率との関係が記憶される。また、この関係に交流電源ACの電圧の情報が追加されてもよい。また更に、記憶部615には、移行減速部613において適用される信号S2dのレベル変化の速度と、出力電流の定格値(LED電流の定格値)、出力電力の定格値(LED電力の定格値)、調光種別、調光下限値、各調光率、交流電源ACの電圧等との所望の又は最適な関係が記憶されるようにしてもよい。

0060

図5に、定電流制御部62の一例を示す。定電流制御部62は、オペアンプ621、入力素子622、帰還素子623、ダイオード624、抵抗625及び抵抗626を含む。概略として、オペアンプ621は出力電流を一定化させる機能を担う定電流制御用のオペアンプである。オペアンプ621の負入力端子(−)には電流検出抵抗50によって検出された電流検出値が入力され、正入力端子(+)には電流目標値に対応する電圧値が目標値生成部614から入力される。入力素子622は、電流検出抵抗50とオペアンプ621の負入力端子間に接続され、抵抗等によって構成され、必要に応じて積分回路フィルタ回路等が構成される。帰還素子623は、オペアンプ621の負入力端子と出力端子の間に接続され、抵抗、コンデンサ、又はこれらの直列回路若しくは並列回路からなる。オペアンプ621は、負入力端子に入力される電流検出値と、正入力端子に入力される電圧値との誤差を増幅して出力する。オペアンプ621は、制御IC21との協働により、電流検出値が電流目標値に一致するようにPWMオン幅を制御することになる。

0061

オペアンプ621の出力端子はダイオード624のカソードに接続され、ダイオード624のアノードはフォトカプラ22のフォトダイオードのカソード側に接続される。フォトカプラ22のフォトダイオードのアノードは制御電圧Vsに抵抗625を介して接続され、フォトダイオードに抵抗626が並列接続される。なお、抵抗625はフォトダイオードのカソード側に挿入されていてもよい。フォトカプラ22のフォトトランジスタには、フォトダイオードに流れる電流(発光)(信号S1d)に応じた出力電流が流れる。前述したように、制御IC21はフォトカプラ22のフォトトランジスタの出力状態(信号S1t)に応じたパルス幅ゲート電圧を出力する。なお、本実施形態において、ダイオード624は省略してもよいが、他の制御回路(例えば、出力電圧の過電圧保護回路等)の出力をフォトカプラ22への入力に反映させる場合に選択回路の一部として必要となる。このように、定電流制御部62、フォトカプラ22、制御IC21、コンバータ回路10及び電流検出抵抗50によって、出力電流のフィードバック制御が行われる。

0062

以上のように、本実施形態のLED電源装置1では、コンバータ回路10、PWM制御回路20及び出力制御回路60によって出力電流のフィードバック制御が行われる。ここで、オフ幅増大回路40において、PWM制御のオフ期間終了時を、FET14の印加電圧Vdsの第1の立下りエッジが発生する第1の時点(t3又はt12)に対応させる通常モードと、オフ期間終了時を印加電圧Vdsの第1の立下りエッジより後の第2の時点(t14)に対応させるオフ幅増大モードとが信号S2に基づいて切り替えられ、第1の時点と第2の時点の差分が信号S2のレベルに基づいて決定される。そして、モード決定部612において、調光率が切替調光率以上の場合には通常モードが適用され、調光率が切替調光率未満の場合にはオフ幅増大モードが適用されるように信号S2が生成され、移行減速部613において、信号S2のレベルの変化速度が低減される。このように、モード移行時のPWMオフ幅の変化速度、すなわちスイッチング周波数の変化速度が低減されるので、出力電流フィードバック制御の応答の遅れを回避することができる。これにより、LED電源装置1において、出力フィードバック制御を適用しつつも、モード切替に起因する電源高調波の増大及びLED発光のちらつきを防止することが可能となる。また、これにより、電源高調波の増大及び光出力のちらつきを防止したLED照明装置3を提供することが可能となる。

0063

また、出力制御回路60の記憶部615が、少なくとも、出力電流の定格値又は電流目標値と切替調光率との関係を記憶する構成とした。これにより、LED電源装置1が種々の仕様のLED照明装置3に適用される場合にも、それぞれのLED照明装置3において適切なモード切替動作が実現される。したがって、複数の仕様の機種に対するLED電源装置1及びLED照明装置3の展開が容易となる。

0064

また更に、上述したオフ幅増大回路40とマイコン等の処理部61を含む出力制御回路60との組み合わせにより、信号S2を比較的簡素な構成でモード切替動作に反映させることができる。したがって、LED電源装置1全体を比較的簡素な構成で実現することが可能となる。

0065

<第2の実施形態>
上記第1の実施形態では、モード切替の際にスイッチング周波数がFET14の電圧Vdsの振動周期(立下りエッジの間隔)に対応して略段階的に変化する構成を示したが、本実施形態では、スイッチング周波数が電圧Vdsの振動周期に依存せずに連続的に変化する構成を示す。図6に、本実施形態のLED電源装置1及びLED照明装置3を示す。本実施形態のLED電源装置1においては、オフ幅増大回路40の構成が第1の実施形態のものと相違し、他の構成要素は第1の実施形態のものと実質的に同じである。

0066

図6に示すように、本実施形態のオフ幅増大回路40は、信号伝達回路41、同期スイッチ回路42、充放電回路43、検出保持回路45及び検出一時スイッチ回路46を備える。概略として、同期スイッチ回路42がFET14に同期してオン/オフされ、同期スイッチ回路42のオン期間に信号伝達回路41からの信号S2tが充放電回路43に充電され、同期スイッチ回路42のオフ期間に充放電回路43が放電される。オフ幅増大モードにおいて検出保持回路45が検出電圧を平滑化し、充放電回路43の電圧が所定閾値未満となることに応じて検出一時スイッチ回路46が一時的にオン状態となることによって検出保持回路45が短絡される。なお、信号伝達回路41、同期スイッチ回路42及び充放電回路43の構成は第1の実施形態のものと実質的に同様であるのでその説明を省略する(ただし、各抵抗の抵抗値等の回路定数は異なり得る)。なお、出力制御回路60の構成及び動作は第1の実施形態のものと同様であればよい。

0067

具体的には、検出保持回路45は、トランジスタ450(以下、「FET450」という)、コンデンサ451及びダイオード452を含む。FET450のドレイン端子はコンデンサ451を介してZCD端子に接続され、ソース端子は一次側グランドに接続され、ゲート端子はフォトカプラ410のフォトトランジスタのエミッタ端子に接続される。ダイオード452のカソード端子及びアノード端子がFET450のドレイン端子及びソース端子にそれぞれ接続される。

0068

フォトカプラ410からの信号S2dがハイの場合に、FET450がオン状態となり、ZCD電圧がコンデンサ451に充電される。すなわち、FET14のオフ期間において、ZCD端子には、FET14のVdsの包絡線に対応する電圧が現われる。信号S2dがローの場合には、FET450はオフ状態となる。

0069

検出一時スイッチ回路46は、トランジスタ460、抵抗461、抵抗462、コンデンサ463、抵抗464及びトランジスタ465(以下、「FET465」という)を含む。トランジスタ460のベース端子は抵抗461を介してコンデンサ430の高電位側端子及びFET420のソース端子に接続され、エミッタ端子は一次側グランドに接続される。抵抗462、コンデンサ463及び抵抗464の直列回路が、制御電源Vccと一次側グランドの間に接続され、抵抗462とコンデンサ463との接続点にトランジスタ460のコレクタ端子が接続される。FET465のドレイン端子はZCD端子に接続され、ソース端子は一次側グランドに接続され、ゲート端子はコンデンサ463と抵抗464との接続点に接続される。

0070

検出一時スイッチ回路46において、コンデンサ430の電圧Vaがトランジスタ460の動作閾値以上の場合、トランジスタ460がオン状態となり、FET465はオフ状態となる。そして、電圧Vaがトランジスタ460の動作閾値を下回るとトランジスタ460がオフし、コンデンサ463及び抵抗464の微分回路に制御電圧Vccが供給され、抵抗464、すなわちFET465のゲートソース間に一時的にゲート電圧が発生する。このゲート電圧によって一時的にFET465がオンし、ZCD端子と一次側グランドとが短絡される。この時、コンデンサ451の電荷がダイオード452及びFET465を介して放電される。

0071

図7を用いて、信号S2tがハイとなるオフ幅増大モードにおけるオフ幅増大回路40の動作を説明する。なお、図7は説明のための模式図であり、実際の信号レベル及び時間の比率は図面通りとは限らない。図7において、上段から、FET14のドレイン−ソース電圧Vds、制御IC21のZCD端子の電圧Vzcd(すなわち、検出電圧)、FET450の動作状態、コンデンサ430の電圧Va、トランジスタ460の動作状態、FET465の動作状態、及び制御IC21のOUT端子の電圧Voutを示し、各縦軸は電圧、各横軸は時間を示す。

0072

なお、通常モードおいては、FET450、トランジスタ460及びFET465ともオフ状態に維持されるので、FET14のドレイン−ソース電圧Vds、制御IC21のZCD端子の電圧Vzcd(すなわち、検出電圧)、及び制御IC21のOUT端子の電圧Voutは、第1の実施形態について図2に示したものと同じであるのでその説明を省略する。すなわち、第1の実施形態と同様に、通常モードにおいては、LED電源装置1全体として、オフ幅増大回路40がない場合と同様の動作が実行される。

0073

時刻t20の時点で、電圧Voutがハイになると、FET14がオンされ、電圧Vds及び電圧Vzcdはゼロとなる。FET450は全期間を通じて信号S2tによってオンされる。時刻t20から、信号S2tによってコンデンサ430が充電されて電圧Vaが上昇する。電圧Vaのピークは、信号S2tのレベルに依存する。そして、電圧Vaがトランジスタ460の動作閾値を超えるとトランジスタ460がオンされる。また、時刻t20の時点でFET465はオフ状態である。

0074

時刻t21において、電圧Voutがローになると、FET14がオフされ、電圧Vdsが入力コンデンサ11の電圧に実質的に等しくなるとともに電圧Vzcdが上昇する。時刻t21において、FET420もオフされるため、電圧Vaが低下していくが、電圧Vaはトランジスタ460の動作閾値以上である。したがって、トランジスタ460は依然としてオン状態であり、FET465はオフ状態である。

0075

時刻t22において、トランス13において一次巻線N1から二次巻線N2への放電が終息すると、トランス13のインダクタンス及びFET14の寄生容量に起因して、電圧Vdsは振動を開始する。ここで、信号S2tによってFET450がオンされているため、三次巻線N3から得られる電圧はコンデンサ451によって平滑化され、ZCD端子には三次巻線N3から得られる電圧の包絡線が現われる。すなわち、電圧Vzcdは閾値以上であり、電圧Voutはローに維持される。

0076

時刻t23において、電圧Vaがトランジスタ460の動作閾値を下回ると、トランジスタ460がオフされ、コンデンサ463及び抵抗464の微分回路によって生成されるゲート電圧により、その直後の時刻t24にFET465が一時的にオンする。すなわち、時刻t24において電圧Vzcdが一時的に短絡されて閾値(1.5)を下回ることにより、電圧Voutがハイとなり、次のPWMオンサイクルが開始される。

0077

このように、本実施形態のオフ幅増大モードでは、通常モードのPWMオフ期間よりも長い期間にわたってFET14が強制的にオフされる期間の長さ、すなわち、時刻t2(図2)又はt22と時刻t24との差分は、信号S2tのレベルのみに依存し、三次巻線N3に発生する電圧の振動周期に依存しない。したがって、信号S2tのレベルの変化の連続性に応じて、モード切替時のスイッチング周波数の変化も連続的にすることができる。したがって、本実施形態によると、上記第1の実施形態で得られる効果に加えて、スイッチング周波数の変化をより連続的にしてモード切替の際の動作を更に安定化させることが可能となる。

0078

<変形例>
以上に本発明の好適な実施形態を示したが、本発明は、例えば以下に示すように種々の態様に変形可能である。

0079

(1)オフ幅増大回路40のトランジスタに関する変形
上記各実施形態では、オフ幅増大回路40の各トランジスタがMOSFET又はバイポーラトランジスタのいずれかであるものとしたが、各トランジスタについて、MOSFETとバイポーラトランジスタとは適宜変更可能である(ただし、その変更に伴い回路定数は相違し得る)。このような変更において、MOSFETのゲート端子及びバイポーラトランジスタのベース端子がトランジスタの制御端子として、MOSFETのドレイン端子及びバイポーラトランジスタのコレクタ端子がトランジスタの入力端子として、MOSFETのソース端子及びバイポーラトランジスタのエミッタ端子がトランジスタの出力端子として置き換えられる。

0080

(2)信号S2dの論理に関する変形
上記各実施形態においては、フォトカプラ410のフォトダイオード側の信号S2dとフォトトランジスタ側の信号S2tとが同じ論理となる組合せを示したが、これらの論理は適宜反転可能である。すなわち、信号S2dの論理を反転するとともに、信号S2tの出力端をフォトトランジスタのコレクタ端子側に接続する構成としてもよい(ただし、この変更に伴いフォトトランジスタに接続される抵抗の抵抗値は適宜選定される必要がある)。

0081

(3)移行速度の減速に関する変形
上記各実施形態においては、処理部61のマイコンにおいて信号S2dの移行速度の低減を行う構成を示した。一方、これに代えて、オフ幅増大回路40において、抵抗412に適切な容量のコンデンサを並列接続することによって抵抗411と当該コンデンサの積分回路を構成し、この積分回路の時定数によって信号S2tの移行速度を低減させることも可能である。また、抵抗423(FET420のドレイン端子側ノード)と一次側グランドとの間に適切な容量のコンデンサを接続することによって抵抗423と当該コンデンサの積分回路を構成し、この積分回路の時定数によって信号S2tの移行速度を低減させることも可能である。ただし、これらの場合、移行速度全体としては低減されるものの、切替の瞬間(すなわち、上記コンデンサの充放電開始時)の移行速度変化は比較的急峻なものとなることに留意する必要がある。

0082

1LED電源装置
2LED
3LED照明装置
10コンバータ回路
13トランス
14スイッチング素子
15ダイオード
16出力コンデンサ
20PWM制御回路
40オフ幅増大回路
41信号伝達回路
42同期スイッチ回路
43充放電回路
44検出スイッチ回路
45検出保持回路
46 検出一時スイッチ回路
50電流検出回路(電流検出抵抗)
60出力制御回路
61 処理部(マイコン)
611調光率決定部
612モード決定部
613移行減速部
614目標値生成部
615 記憶部
62定電流制御部
N1一次巻線
N2二次巻線
N3 三次巻線

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