図面 (/)

この項目の情報は公開日時点(2016年6月20日)のものです。
また、この項目は機械的に抽出しているため、正しく解析できていない場合があります

図面 (13)

課題

精度の高い温度測定ができる温度センサを有し、測定された温度情報を基にした補償電圧により高い周波数安定度を実現する温度補償発振器を提供する。

解決手段

デジタル温度補償型発振器は、電圧制御型発振器1と、温度特性の異なる第1及び第2のリングオシレータ2a,2bと、電圧制御型発振器の発振周波数に基づいて設定されるカウント時間での各リングオシレータの発振周波数から得られる周波数カウントデータに対して、温度及び電圧の2元の2次以上の多項式近似式を設定し、第1及び第2のリングオシレータの周波数カウントデータを前記多項式近似式に適用した第1及び第2の方程式による連立2元方程式から温度及び電源電圧演算により求める温度電圧変換部33と、電圧制御型発振器の温度補償をするための温度補償デジタルデータを生成する温度補償回路4と、当該データをアナログ制御電圧に変換するD/A変換器7とを備える。

概要

背景

近年、高機能携帯端末、例えば、スマートフォンなどのモバイル環境が、フェムトセルピコセルマイクロセルというスモールセルになるのに応じて、それらの基地局側クロック周波数安定度に対する要求が厳しくなっている。フェムトセルは、50ppb安定度のクロックが必要とされ、この周波数安定度を満足するには0.05℃を検知できる温度センサを搭載した温度補償発振器が必要になる。
特許文献1は、温度で変化する電流源で駆動されるリングオシレータと温度に対して安定な電流源で駆動されるリングオシレータを用い、温度に対して安定なリングオシレータをカウントクロックとして、他の温度変化するリングオシレータのクロックのパルス幅カウントする方法で、温度をカウント値で一次近似している。また、温度センサを組み込んだデジタル温度補償型発振器は、例えば、特許文献2に記載されている。

なお、出願人は、先に温度補償型発振器として「ディジタル温度補償発振器」(特願2014−026219)を出願した。これは、1つのリングオシレータを温度センサ(感温発振器)として用い、その周波数カウント用基準クロックとして電圧制御型発振器のクロックを用いる。そして、温度補償発振器の温度補償回路デジタル回路で構成し、温度補償デジタルデータをD/A変換し、電圧制御型発振器に電圧印加する回路部をΔΣモジュレータパッシブLPFローパスフィルタ)で構成する。さらに、温度補償回路の入力のデジタル温度データをリングオシレータからなる温度センサ(感温発振器)とそれに続く温度変換回路から得ている。このような構成により、この温度補償発振器は、高分解能経年劣化温度ドリフトによる出力周波数の変動が長期間に亘って生じないデジタル温度補償発振器が得られる。

概要

精度の高い温度測定ができる温度センサを有し、測定された温度情報を基にした補償電圧により高い周波数安定度を実現する温度補償発振器を提供する。デジタル温度補償型発振器は、電圧制御型発振器1と、温度特性の異なる第1及び第2のリングオシレータ2a,2bと、電圧制御型発振器の発振周波数に基づいて設定されるカウント時間での各リングオシレータの発振周波数から得られる周波数カウントデータに対して、温度及び電圧の2元の2次以上の多項式近似式を設定し、第1及び第2のリングオシレータの周波数カウントデータを前記多項式近似式に適用した第1及び第2の方程式による連立2元方程式から温度及び電源電圧演算により求める温度電圧変換部33と、電圧制御型発振器の温度補償をするための温度補償デジタルデータを生成する温度補償回路4と、当該データをアナログ制御電圧に変換するD/A変換器7とを備える。

目的

本発明は、このような事情によりなされたもので、デジタル温度補償型発振器は、精度の高い温度測定ができる温度センサを有しており、測定された温度情報を基にした補償電圧(発振器に対する制御電圧信号)により高い周波数安定度を実現することができる温度補償発振器を提供する

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

この技術が所属する分野

(分野番号表示ON)※整理標準化データをもとに当社作成

ライセンス契約や譲渡などの可能性がある特許掲載中! 開放特許随時追加・更新中 詳しくはこちら

請求項1

環境温度の変化に対して周波数が変化する第1の発振周波数を生成すると共に制御電圧によって前記第1の発振周波数の制御が可能な発振信号を生成する電圧制御型発振器と、前記環境温度の変化に対して前記第1の発振周波数よりも変化率が大きい第2の発振周波数を生成する第1のリングオシレータと、前記環境温度の変化に対して前記第1の発振周波数よりも変化率が大きく且つ前記第2の発振周波数とは温度特性が異なる第3の発振周波数を生成する第2のリングオシレータと、前記第1の発振周波数に基づいて設定されるカウント時間での前記第2及び第3の発振周波数の計測により、得られる周波数カウントデータに対して、温度及び電圧の2元の2次以上の多項式近似式を設定した上で、予め前記温度及び電源電圧を変えて測定した前記周波数カウントデータを基に算出した前記第1のリングオシレータ及び前記第2のリングオシレータの前記多項式近似式における第1の係数セット及び第2の係数セットを記憶する係数記憶部と、同一の温度及び電源電圧の環境にて動作する前記第1のリングオシレータ及び前記第2のリングオシレータの第2及び第3の発振周波数を、前記カウント時間で計測することにより、そのときの発振周波数に対応する第1の周波数カウントデータ及び第2の周波数カウントデータを生成する周波数カウンタと、前記第1の周波数カウントデータと前記第1の係数セットを前記多項式近似式に適用した第1の方程式と、前記第2の周波数カウントデータと前記第2の係数セットを前記多項式近似式に適用した第2の方程式による連立2元方程式から、前記第1及び第2の周波数カウントデータを生成した時の温度及び電源電圧を演算により求める温度電圧変換部と、前記第1及び第2の周波数カウントデータを生成したときの前記同一の温度に基づいて前記第1の発振周波数の環境温度に対する変化を補償するための温度補償デジタルデータを生成する温度補償回路と、ΔΣモジュレータ受動素子からなる受動型多段ローパスフィルタによって構成されて前記温度補償デジタルデータをアナログ電圧で表わされる前記制御電圧に変換するD/A変換器とを備えることを特徴とするデジタル温度補償型発振器

請求項2

前記温度補償回路は、前記温度補償デジタルデータ及び電圧補償に関わるデジタルデータをそれぞれ出力し、前記温度補償デジタルデータは、前記D/A変換器に入力し、前記電圧補償に関わるデジタルデータは、前記電圧制御型発振器の電源電圧を供給する安定化電源を制御する電源電圧制御回路に入力することを特徴とする請求項1に記載のデジタル温度補償型発振器。

請求項3

前記温度補償回路は、前記温度電圧変換部によって得られた温度及び電源電圧の両方に基づいた補償データを前記温度補償デジタルデータとして出力し、前記D/A変換器に入力することを特徴とする請求項1に記載のデジタル温度補償型発振器。

技術分野

0001

本発明は、リングオシレータで構成された温度電圧センサを組み込んだデジタル温度補償型発振器に関するものである。

背景技術

0002

近年、高機能携帯端末、例えば、スマートフォンなどのモバイル環境が、フェムトセルピコセルマイクロセルというスモールセルになるのに応じて、それらの基地局側クロック周波数安定度に対する要求が厳しくなっている。フェムトセルは、50ppb安定度のクロックが必要とされ、この周波数安定度を満足するには0.05℃を検知できる温度センサを搭載した温度補償発振器が必要になる。
特許文献1は、温度で変化する電流源で駆動されるリングオシレータと温度に対して安定な電流源で駆動されるリングオシレータを用い、温度に対して安定なリングオシレータをカウントクロックとして、他の温度変化するリングオシレータのクロックのパルス幅カウントする方法で、温度をカウント値で一次近似している。また、温度センサを組み込んだデジタル温度補償型発振器は、例えば、特許文献2に記載されている。

0003

なお、出願人は、先に温度補償型発振器として「ディジタル温度補償発振器」(特願2014−026219)を出願した。これは、1つのリングオシレータを温度センサ(感温発振器)として用い、その周波数カウント用基準クロックとして電圧制御型発振器のクロックを用いる。そして、温度補償発振器の温度補償回路デジタル回路で構成し、温度補償デジタルデータをD/A変換し、電圧制御型発振器に電圧印加する回路部をΔΣモジュレータパッシブLPFローパスフィルタ)で構成する。さらに、温度補償回路の入力のデジタル温度データをリングオシレータからなる温度センサ(感温発振器)とそれに続く温度変換回路から得ている。このような構成により、この温度補償発振器は、高分解能経年劣化温度ドリフトによる出力周波数の変動が長期間に亘って生じないデジタル温度補償発振器が得られる。

0004

特開2007−187659号公報

先行技術

0005

特開昭64−73823号公報

発明が解決しようとする課題

0006

特許文献1で用いられるリングオシレータは、電源電圧が変動すると電流源も変動するため、その出力周波数が電圧依存性を有し、したがって、電源電圧が変動した場合には正確な温度を測定できない。
また、出願人が提案した先のディジタル温度補償発振器は、D/A変換器の経年劣化及び温度ドリフトによる周波数変動を改善することができる。また、温度センサにリングオシレータを使うことによって水晶振動子以外は、半導体ICチップ内の回路で実現できるようになった。しかし、このディジタル温度補償発振器に用いられる温度センサのリングオシレータも発振周波数に電圧依存性があり、精度の高い温度計測は困難が伴うものであった。
本発明は、このような事情によりなされたもので、デジタル温度補償型発振器は、精度の高い温度測定ができる温度センサを有しており、測定された温度情報を基にした補償電圧(発振器に対する制御電圧信号)により高い周波数安定度を実現することができる温度補償発振器を提供する。また、この温度センサを用いることで、温度測定と同時に逐次変動する電源電圧の測定も行うことができるため、測定した電源電圧の情報を加味して上記補償電圧を生成することによって更に安定な発振周波数を維持する温度補償発振器を提供する。

課題を解決するための手段

0007

本発明は、携帯電話基地局のフェムトセル(50ppb程度のクロック精度)等向けの高精度温度補償型発振器(TCXO)用の高精度温度電圧センサを外部温度センサ部品外付けせず、全て半導体IC(チップ)上の回路で実現可能とし、高精度で、小型化されたデジタル温度補償型発振器を得る。なお、水晶発振器(水晶振動子)は、もともと半導体ICに外付けされているものである。
本発明のデジタル温度補償型発振器は、以下の温度センサを用いて得られた温度のデジタル情報を基に温度補償データを作成し、発振周波数の温度補償を行うことを特徴としている。温度センサは、半導体IC上に形成した温度に敏感で温度特性の異なる2つのリングオシレータの発振周波数(f1、f2)を 同一の温度(T)、電圧(V)環境にて、温度安定性の良い基準周波数f0(水晶発振クロック等)で計測し、予め各リングオシレータの発振周波数(f1、f2)を温度T、電圧Vを変えて測定したデータから計算で求めた2つのT、Vの2元の高次多項式近似式:f1(T,V)及びf2(T,V)の係数を使って、T、Vを未知数とする2つのリングオシレータの2元連立方程式からT、Vを半導体IC上の演算回路解くことを特徴としている。

0008

本発明のデジタル温度補償型発振器の一態様は、環境温度の変化に対して周波数が変化する第1の発振周波数を生成すると共に制御電圧によって前記第1の発振周波数の制御が可能な発振信号を生成する電圧制御型発振器と、前記環境温度の変化に対して前記第1の発振周波数よりも変化率が大きい第2の発振周波数を生成する第1のリングオシレータと、前記環境温度の変化に対して前記第1の発振周波数よりも変化率が大きく且つ前記第2の発振周波数とは温度特性が異なる第3の発振周波数を生成する第2のリングオシレータと、前記第1の発振周波数に基づいて設定されるカウント時間での前記第2及び第3の発振周波数の計測により、得られる周波数カウントデータに対して、温度及び電圧の2元の2次以上の多項式近似式を設定した上で、予め前記温度及び電源電圧を変えて測定した前記周波数カウントデータを基に算出した前記第1のリングオシレータ及び前記第2のリングオシレータの前記多項式近似式における第1の係数セット及び第2の係数セットを記憶する係数記憶部と、同一の温度及び電源電圧の環境にて動作する前記第1のリングオシレータ及び前記第2のリングオシレータの第2及び第3の発振周波数を、前記カウント時間で計測することにより、そのときの発振周波数に対応する第1の周波数カウントデータ及び第2の周波数カウントデータを生成する周波数カウンタと、前記第1の周波数カウントデータと前記第1の係数セットを前記多項式近似式に適用した第1の方程式と、前記第2の周波数カウントデータと前記第2の係数セットを前記多項式近似式に適用した第2の方程式による連立2元方程式から、前記第1及び第2の周波数カウントデータを生成した時の温度及び電源電圧を演算により求める温度電圧変換部と、前記第1及び第2の周波数カウントデータを生成したときの前記同一の温度に基づいて前記第1の発振周波数の環境温度に対する変化を補償するための温度補償デジタルデータを生成する温度補償回路と、ΔΣモジュレータと受動素子からなる受動型多段ローパスフィルタによって構成されて前記温度補償デジタルデータをアナログ電圧で表わされる前記制御電圧に変換するD/A変換器とを備えることを特徴としている。

0009

前記温度補償回路は、温度補償に関わるデジタルデータ及び電圧補償に関わるデジタルデータをそれぞれ出力し、前記温度補償に関わるデジタルデータは、前記D/A変換器に入力し、前記電圧補償に関わるデジタルデータは、前記電圧制御型発振器の電源電圧を供給する安定化電源を制御する電源電圧制御回路に入力するようにしても良い。

発明の効果

0010

本発明のデジタル温度補償型発振器は、精度の高い温度測定ができる温度センサを有しており、その温度データを基にした補償電圧(発振器に対する制御電圧信号)により高い周波数安定度を実現することができる。また、温度測定と同時に逐次変動する電源電圧の測定も行うことができるため、その電圧データを加味して上記補償電圧を生成することによって更に安定な発振周波数を維持することができる。また、前記電圧データを基に安定化電源の出力電圧を補償することもでき、これによっても安定な発振周波数を維持することができる。

図面の簡単な説明

0011

実施例1に係る温度センサを示すブロック図。
図1に示す温度センサを組み込んだデジタル温度補償型発振器のブロック図。
図1の温度センサに用いるリングオシレータの温度、電圧の周波数特性を説明する特性図。
図3に示すリングオシレータの出力と基準クロックとの関係を説明する波形図。
図3に示すリングオシレータを説明するブロック図。
図1に示すリングオシレータの回路構成を説明する回路図。
実施例において用いられるリングオシレータを説明する回路図。
図1に示すリングオシレータの発振周波数を表す多項式近似式(式1)を示す図。
図1に示すリングオシレータの発振周波数の温度、電圧の変化分ΔT、ΔVを示す行列式(式12)、(式13)を示す図。
周波数カウント値(F1、F2)から温度(T)、電圧(V)を計算するフロー図。
図1に示す温度センサを組み込んだデジタル温度補償型発振器の回路ブロック図。
実施例2に係るデジタル温度補償型発振器の回路ブロック図。

0012

以下、実施例を参照して発明の実施の形態を説明する。

0013

まず、図1乃至図6図8乃至図11を参照して実施例1を説明する。この実施例におけるデジタル温度補償型発振器は、図1に示される温度センサが用いられ、その概略構成図2のブロック図に示す通りである。また、図2のブロック図に対応した更に詳細な構成が図11のブロック図に示されている。図2に示した通り、この温度補償型発振器は、水晶発振器(水晶振動子)を外付けし、発振回路を内蔵した半導体IC(チップ)から構成される。
この実施例において用いられる温度センサは、温度に敏感で温度特性の異なる2つのリングオシレータ2a、2bの発振周波数(f1、f2)を、同一の温度(T)、電圧(V)環境で、温度安定性の良い基準周波数f0(基準クロック信号)で計測し、予め各リングオシレータ2a、2bの発振周波数(f1、f2)を温度T、電圧Vを変えて測定したデータから計算で求めた2つのT、Vの2元の高次多項式近似式(f1(T、V)、f2(T、V))の係数を使って、T、Vを未知数とする2つのリングオシレータ2a、2bの2元連立方程式からT、Vを半導体IC(チップ)に形成された演算回路で解くことを特徴としている。

0014

そして、温度センサの構成は、「課題を解決するための手段」に記載されているように(図1参照)、温度に敏感で温度特性の異なる2つの発振周波数の温度特性、電圧特性が異なる第1のリングオシレータ2a及び第2のリングオシレータ2bと、前記第1のリングオシレータ2a及び前記第2のリングオシレータ2bのそれぞれの発振周波数f1、f2を計測するためのカウント時間(Tosc)を設定する基準クロック信号f0を供給する基準周波数供給部(基準クロック源)1と、前記カウント時間Toscで前記それぞれの発振周波数f1、f2の計測により得られる周波数のカウントデータに対して温度T及び電源電圧Vの2元の2次以上の多項式近似式を設定した上で、予め前記温度T及び前記電源電圧Vを変えて測定した前記周波数のカウントデータを基に算出した前記第1のリングオシレータ2a及び前記第2のリングオシレータ2bの前記多項式近似式における第1の係数セット及び第2の係数セットを記憶する係数記憶部(ROM)34と、同一の温度及び電源電圧の環境にて動作する前記第1のリングオシレータ2a及び前記第2のリングオシレータ2bの発振周波数f1、f2を、前記カウント時間Toscで計測することにより、そのときの発振周波数に対応する第1の周波数カウントデータF1及び第2の周波数カウントデータF2を生成する周波数カウンタ(Counter)32と、前記第1の周波数カウントデータF1と前記第1の係数セットを前記多項式近似式に適用した第1の方程式と、前記第2の周波数カウントデータF2と前記第2の係数セットを前記多項式近似式に適用した第2の方程式による連立2元方程式から、前記第1及び第2の周波数カウントデータを生成した時の温度及び電源電圧を演算により求める温度電圧変換部33とを有する。

0015

基準周波数供給部(基準クロック源)1は、前記第1のリングオシレータ2a及び前記第2のリングオシレータ2bのそれぞれの発振周波数f1、f2を計測するためのカウント時間(Tosc)を設定する基準クロック信号f0を供給する回路であるが、この実施例(図11)では、温度センサが温度補償型発振器に含まれるので、基準周波数供給部1は、温度補償型発振器を構成する電圧制御型発振器1とする。この電圧制御型発振器1は、環境温度の変化に対して周波数が変化する第1の発振周波数を生成すると共に制御電圧によって前記第1の発振周波数の制御が可能な発振信号を生成する。

0016

ここで、電圧制御型発振器1が生成する発振周波数は、第1の発振周波数とし、第1のリングオシレータ2aの発振周波数f1を第2の発振周波数とし、第2のリングオシレータ2bの発振周波数f2を第3の発振周波数とする。

0017

また、デジタル温度補償型発振器は、「課題を解決するための手段」に記載されているように(図11参照)、温度センサに加えて、環境温度の変化に対して周波数が変化する第1の発振周波数を生成すると共に制御電圧によって前記第1の発振周波数の制御が可能な発振信号を生成する電圧制御型発振器1と、第1及び第2の周波数カウントデータを生成したときの前記同一の温度に基づいて第1の発振周波数の環境温度に対する変化を補償するための温度補償デジタルデータを生成する温度補償回路4と、ΔΣモジュレータ5及び受動素子からなる受動型多段ローパスフィルタ6によって構成されて温度補償デジタルデータをアナログ電圧で表わされる前記制御電圧に変換するD/A変換器7とを備えている。

0018

図3において、図3(a)は、この実施例における第1及び第2のリングオシレータ2a、2bの発振周波数f1、f2の温度特性及び電圧特性を示すものであり、図3(b)は、温度及び電圧特性の他の例である。図3(c)は、発振周波数f1、f2の温度特性の他の例であり、発振周波数f1が正特性、他方のf2が負特性を有している。
図4には、第1及び第2のリングオシレータの出力f1、f2と基準クロックf0が記載されており、基準クロックf0で設定されるカウント時間Toscでそれぞれの周波数をカウントして周波数カウントデータF1、F2を得るものである。周波数を計測するには波形の立ち上がりエッジをカウントする。

0019

図5及び図6は、温度電圧センサを構成するリングオシレータ2を表している。リングオシレータは、外部から電源2cが供給される2つのリングオシレータ2a、2bから構成されている。これらは、それぞれRO1、RO2と表記する。2つのリングオシレータは、それぞれリング状に接続された複数(N個)のインバータ図6)から構成されている。第1のリングオシレータ(RO1)2aは、入力が電流源に接続されて電流駆動し、発振周波数f1を出力する(図6(a))。発振周波数f1は、温度T、電圧Vの関数であり、f1(T,V)で表記される。第2のリングオシレータ(RO2)2bは、入力が電源2cに接続されて電圧駆動し、発振周波数f2を出力する(図6(b))。発振周波数f2は、温度T、電圧Vの関数であり、f2(T,V)で表記される。リングオシレータの発振周波数(f)は、インバータの数(N)と遅延時間(td)で決まり、遅延時間(td)は、温度(T)に依存する。即ち、発振周波数fは、1/(2N・td(T))で表される。
図5は、共通の電源2cを用いて電流駆動のリングオシレータと電圧駆動のリングオシレータを説明している。リングオシレータの電源ラインをリングオシレータの回路とは別に形成した電流源(カレントソース)に接続して電流駆動(RO1)とする。実際の回路の一例は、図7(c)、(d)に記載されている。

0020

以下、この実施例の2つのリングオシレータによる温度センサを用いた温度検出方法を説明する。
半導体ICに形成されるリングオシレータの発振周波数は、温度依存性を有する以外に電圧依存性を有している。フェムトセルの要求するクロック精度(50ppb程度)温度補償発振器の温度補償回路で実現する場合に必要な温度センサに要求される温度精度は、温度補償発振器に使われる温度センサの特性から計算して約0.05℃が必要とされる。このリングオシレータの電源電圧をレギュレータによって安定化することも考えられるが、−50〜125℃などの広範囲でその電源電圧を温度精度0.05℃に相当する電圧変動以内(1mVより遥かに下である)に安定化することは容易ではない。この実施例によって説明される発明は、このような課題を解決するものである。

0021

1つのリングオシレータの発振周波数fは、温度(T)、電圧(V)単独、T・V項の多項式近似式f(T,V)(式1)で表すことができる。式1は、図8に記載する。この近似式において、m、n、p、q、M、N、P、Qはすべて自然数であり、am、bn、cpq、c0は係数である。ここで第1のリングオシレータは、RO1、第2のリングオシレータは、RO2と表記する。この実施例では、近似式をTに関する4次、Vに関する2次、T・Vに関する1次の項の線形結合からなるものとする。

0022

2つのリングオシレータの発振周波数f1、f2を図1に示すカウンタ32で測定した値をF1(T,V)、F2(T,V)とする。
RO1の周波数カウント値F1は、式2で表される。
F1(T,V)=a41T4+a31T3+a21T2+a11T+b21V2+b11V+c11TV+c01 (式2)
a41、a31、a21、a11、b21、b11、c11、c01は、各項の係数である。
また、RO2の周波数カウント値F2は、式3で表される。
F2(T,V)=a42T4+a32T3+a22T2+a12T+b22V2+b12V+c12TV+c02 (式3)
a42、a32、a22、a12、b22、b12、c12、c02は、各項の係数である。

0023

次に、RO1、RO2を恒温槽などの同一の温度環境で温度を可変しつつ、電源電圧も変えながら、RO1、RO2の周波数カウント値F1、F2データをそれぞれ採取する。測定ポイント数は、最小二乗法によって、未知数である係数を計算できる最小数以上のポイント数を設定する。そして、RO1の測定から得られたデータを[F1(Ti,Vj),Ti,Vj](i=1〜m、j=1〜n)とし、RO2の測定から得られたデータを[F2(Ti,Vj),Ti,Vj](i=1〜m、j=1〜n)とする。但し、i、j、m、nは全て自然数である。ここで使用するm、nは図8に記載した式1のm、nとは無関係である。

0024

これら測定によって得られたRO1に関するデータから、最小二乗法によって、RO1に関する未知数[a41、a31、a21、a11、b21、b11、c11、c01]を計算し、同様にして、測定によって得られたRO2に関するデータから、最小二乗法によって、RO2に関する未知数[a42、a32、a22、a12、b22、b12、c12、c02]を計算する。なお、この最小二乗法による計算は、半導体ICの出荷テスト時やユーザによる製品組み込み時に行うものであり、半導体ICからデータを採取し、外部のパソコンなどの演算装置で計算することができる。
このような処理によって求められた係数は、温度電圧センサが形成された半導体ICの係数メモリに書き込まれている。係数メモリは、図1メモリ(ROM)34に相当する。係数メモリにはEPROM、EEPROM、フラッシュメモリなどの不揮発性メモリが適当である。

0025

次に、RO1及びRO2は、それぞれの係数が、半導体IC内のメモリに書き込まれている状態で、同一の温度環境に置かれ、同一の電源電圧が印加されている。そして、RO1、RO2の周波数カウント値がF1(T,V)、F2(T,V)であり、この2値から未知数T、Vを計算する。即ち、RO1とRO2のF1、F2に関する係数が既知であるので、次式(式4及び式5)の2元(T、V)の連立4次方程式を解くことによって、未知数T、Vが計算される。
F1=a41T4+a31T3+a21T2+a11T+b21V2+b11V+c11TV+c01 (式4)
F2=a42T4+a32T3+a22T2+a12T+b22V2+b12V+c12TV+c02 (式5)
しかしながら、2元(T,V)の4次連立方程式の解は、2次方程式のように定式化されていないために、ニュートンラフソン法を用いて、漸化式による繰り返し演算によって解を求める。

0026

まず、式4の右辺から左辺を引いた値をY1(T,V)とし、同様に、式5の右辺から左辺を引いた値をY2(T,V)とする。Y1、Y2は、式6及び式7として表される。
Y1(T,V)=a41T4+a31T3+a21T2+a11T+b21V2+b11V+c11TV+c01−F1 (式6)
Y2(T,V)=a42T4+a32T3+a22T2+a12T+b22V2+b12V+c12TV+c02−F2 (式7)

0027

また、式6及び式7において、その微分値は、式8乃至式11に表される。
∂Y1/∂T=4a41T3+3a31T2+2a21T+a11+c11V (式8)
∂Y2/∂T=4a42T3+3a32T2+2a22T+a12+c12V (式9)
∂Y1/∂V=2b21V+b11+c11T (式10)
∂Y2/∂V=2b22V+b12+c12T (式11)
これらの式から、T、Vの変化分ΔT、ΔVは、図9に記載された式12及び式13で表される。

0028

次に、式12から、ΔT、ΔVは、次式で表される。
ΔT=−(Y1*∂Y2/∂V−Y2*∂Y1/∂V)/det
(式14)
ΔV=(Y1*∂Y2/∂T−Y2*∂Y1/∂T)/det
(式15)
ここで示したΔT、ΔVの計算式を用いてニュートン−ラフソン法による漸化式は、次式で表される。
Tn+1=Tn+ΔT (式16)
Vn+1=Vn+ΔV (式17)
計算の最初は、式16、式17のTn、Vnのn=0に相当するT0、V0を初期値として与える必要がある。このT0、V0には想定されるT、Vの変動範囲のほぼ中心値を与えることもできる。

0029

ニュートン−ラフソン法では漸化式による計算を繰り返すので、所望の誤差以内の結果が得られた場合には、計算を中止し、その段階のTn、Vnを計算結果として出力する。
具体的には、下記の式18、式19に表すように、ΔT、ΔVが予め設定した誤差範囲Et、Ev未満になったときに収束したと判断する。
BS(ΔT)<Et (式18)
ABS(ΔV)<Ev (式19)
なお、ABS(X)は、Xの絶対値を表す。
また、下記の式20に示すように、計算回数(Nctv)がリミット回数(Mtv)を超える場合には時間オーバーとして計算を中止し、その時点での最終結果を出力する。もしくは、問題のないディフォルト値を出力する事もあり得る。
Nctv>Mtv (式20)

0030

また、式14、式15に記載された(1/det)の計算には割り算が必要であるが、この計算自体もニュートン−ラフソン法を用いることができる。
以上のニュートン−ラフソン法による計算は、半導体IC上に搭載されたデジタル演算回路演算シーケンスプログラム)によって実現可能である。このプログラムは半導体ICに形成されたメモリに記憶される。

0031

次に、図10を参照して、周波数カウント値(F1、F2)から温度(T)、電圧(V)を計算する方法を説明する。
事前に、RO1用係数(a41、a31、a21、a11、b21、b11、c11、c01、4a41、3a31、2a21、2b21)、RO2用係数(a42、a32、a22、a12、b22、b12、c12、c02、4a42、3a32、2a22、2b22)、det逆数計算用係数(2)、温度(T)用誤差リミット値(Et)、電圧(V)用誤差リミット値(Ev)、det逆数用誤差リミット値(Edet)、T及びV用計算回数リミット値(Mtv)、det逆数用計算回数リミット値(Mdet)が図1に示すメモリ(ROM)(係数記憶部)34に書き込まれている。
計算方法は、2つのフローに分かれており、左側のフロー(図10(a))がメインフロー、右側のフロー(図10(b))がサブフローであり、Idet(=1/det)を計算するものである。

0032

まず、メインフローを説明する。
[計算開始] 計算が開始されると、RO1及びRO2の周波数カウントデータF1、F2を取得する。このカウントデータは、通常は、カウンタ(図1の32)から取得したデータをレジスタなどに記憶しているので、レジスタから取得するとしても良い。
初期値設定] つぎに、ニュートン−ラフソン法で計算する場合の温度データT、電圧データVの初期値として、T0、V0を与える。初期値は、予めメモリ(図1の34)に記憶しておき、このメモリから読み出すこともできる。
[カウンタリセット] 次に、ニュートン−ラフソン法の演算繰り返し回数のカウンタをリセットする(即ち、計算回数(Nctv)を0とする)。そして、既に与えた初期値T0、V0を式6、式7のT、Vに代入して、Y1(T、V)、Y2(T、V)を計算する。

0033

次に、同様にして、Y1(T、V)、Y2(T、V)のT、Vに関する1階微分のdY1T、dY2T、dY1V、dY2V(略記号)を式8乃至式11により計算する。これら略記号は、以下に示すように、式21乃至式24で表される。
dY1T=∂Y1/∂T (式21)
dY2T=∂Y2/∂T (式22)
dY1V=∂Y1/∂V (式23)
dY2V=∂Y2/∂V (式24)
次に、detを計算する。detを表す式13に式8乃至式11を代入して計算する。

0034

つぎに、式12から導き出されたΔT、ΔVは、式14及び式15に表されるが、これらにdetを積算した値は、式25、式26に示される。そして、ΔT*det、ΔV*detに相当する2式の右辺を計算する。
ΔT*det=−(Y1*∂Y2/∂V−Y2*∂Y1/∂V)
(式25)
ΔV*det=(Y1*∂Y2/∂T−Y2*∂Y1/∂T)
(式26)
上記で計算したY1、Y2、dY1T、dY2T、dY1V、dY2V、det、ΔT*det、ΔV*detの計算結果は、計算後一時記憶レジスタ保管される。
次に、Idet(=1/det)の計算を説明するが、詳細は、サブフロー(図10(b))でするので、ここではIdetが計算されたものとして、説明を進める。

0035

次に、既に式25、式26で計算したΔT*det、ΔV*detにIdetを掛けることにより、ΔT、ΔVを計算する。
ΔT=Idet*(ΔT*det) (式27)
ΔV=Idet*(ΔV*det) (式28)
次に、式16、式17により、T=T1、V=V1を計算する。具体的にはn=0とした次の式29、式30にあらわされる。
T1=T0+ΔT (式29)
V1=V0+ΔV (式30)
収束判断] 次に、計算された結果がニュートン−ラフソン法でいう収束に相当するかどうかを判断するために、ABS(ΔT)<EtとABS(ΔV)<Vtの大小比較を計算する。その結果がYesであれば上記で計算したT1、V1を計算結果として出力し、計算終了となる。

0036

一方、もしその結果がNo(未収束)であれば、再度計算を繰り返すために、計算回数カウント数Nctvを1つカウントアップする。Nctvが初期リセットされている場合は、カウントアップしてNctv=1となる。
次に、計算回数カウントNctvが計算回数リミット値Mtvを超えていないかを計算する。超えている場合(Yes)には、T、V計算結果出力を行い、計算終了となり、超えない場合(No)には、Y1、Y2の計算から計算の繰り返しを行う。

0037

次に、サブフローを説明する。ここではIdetの逆数計算フローを説明する。
[計算開始] まず、ニュートン−ラフソン法を用いて、detの逆数を計算する方法を説明する。
例えば、数値aの逆数をxとした場合、式31のように、f(x)=0を解けばx=1/aが求められる。f(x)の微分値は、式32に示される。
f(x)=(1/x)−a (式31)
f′(x)=−1/x2 (式32)
これらの式を用いて、式33に示す漸化式が得られる。漸化式は、式33のように表される。
xn+1=xn−f(xn)/f′(xn)=xn(2−axn)
(式33)
まず、メインフローの途中でレジスタに保管されたdetデータを取得する。

0038

[初期値設定]初期値Idet0を図1に示すメモリ(ROM)から読み出し、Idet初期値として設定する。
[カウンタリセット] 次に、計算回数カウンタNcdetをリセットする(Ncdet=0)。そして、式33に従って、Idetを計算する。その際、ROMのdet逆数計算用係数(2)を使用する。
[収束判断] 次に、計算された結果がニュートン−ラフソン法でいう収束に相当するかどうかを判断するために、ABS(ΔIdet)<Edetであるか否かを計算する。ΔIdetは、式33では、「xn+1−xn」のことである。ABS(ΔIdet)<EdetがYes(収束)であれば、上記で計算したIdetを計算結果として出力して計算終了となる。一方、もし、その結果がNo(未収束)であれば、再度計算を繰り返すために、計算回数カウント数Ncdetを1つカウントアップする。Ncdetが初期リセットされていれば、カウントアップしてNcdet=1となる。
次に、計算回数カウントNcdetが計算回数リミット値Mtvを越えていないかを計算する。超えている場合(Yes)には、Idet計算結果出力を行い、計算終了となる。超えていない場合(No)には、Idetの計算から計算繰り返しを行う。

0039

次に、以上において説明した温度センサを同じ半導体ICに組み込んだデジタル温度補償型発振器(段落0017参照)を用いて発振器の温度補償及び電圧補償の方法を説明する。(図11参照)
この実施例は、電圧制御型発振器(VCO)1の温度補償と共に、PWM出力回路57の電源電圧の電圧補償をΔΣモジュレータ5及び受動型多段ローパスフィルタ6によって構成されたD/A変換器7で行う方法である。D/A変換器7のデジタル出力最終段にあるPWM出力は、その電源電圧に直接左右される。そのため、電源電圧を固定する必要があるが完全に安定化することは困難である。そこで、この実施例では、温度電圧センサ出力の電圧データを使って、温度補償量以外に電圧補償量も計算し、両方の補償量加算して、D/A変換器7に入力するものである。

0040

次に、図11において、1は電圧制御型発振器(VCO)、2a、2bは温度特性の異なるリングオシレータ1及びリングオシレータ2、3は温度電圧デジタルデータ生成部、4は温度補償回路、5はΔΣモジュレータ、6は受動型LPF(ローパスフィルタ)、7はD/A変換回路、8はバッファ、9は分周回路、10は出力バッファである。
電圧制御型発振器1は、半導体ICに外付けされた水晶振動子(水晶発振器)11及び電圧制御発振回路12を有しており、環境温度の変化に対して周波数が変化する発振周波数(第1の発振周波数)を生成すると共に、受動型4段LPF6から出力される制御電圧によって第1の発振周波数の制御が可能な発振信号を生成するものである。この生成された第1の発振周波数を有する発振信号は、バッファ8に出力されて、分周回路9を経て温度電圧デジタルデータ生成部3の制御回路31に入力する一方、バッファ8から出力バッファ10を介して外部に出力される。

0041

温度補償回路4は、温度電圧補償演算回路41とメモリ42とからなる。
ΔΣモジュレータ5は、乗算器51と、加算器52a、52b、52cと、遅延回路53a、53b、53cと、乗算器54a、54bと、量子化器55と、PWM変調器56、PWM出力回路57とからなる。加算器52bにはディザ信号が入力される。ディザ信号は、リングオシレータの出力を受けたカウンタの出力の下位ビットのデータからなるものである。例えば、リングオシレータの出力を受けたカウンタの出力が18ビットのデータとすると、下位の4ビット程度のデータをディザ信号とすると好適である。
また、量子化器55は3値以上の多値量子化器であり、例えば、「00」、「01」、「10」、「11」の4つのレベル量子化した4値のPDM信号をPWM変調器56 に出力するとともに、加算器52cに出力する。PWM変調器56は、3レベル以上の多レベルのパルス幅で2値のPWM信号を出力するもので、例えば、量子化器55 が4値(4レベル)であれば、同様に「0」、「1」、「2」、「3」の4つのレベルのパルス幅のうち、入力したPDM信号のレベルに対応するレベルのパルス幅を有する2値のPWM信号に変換し、PWM出力回路57にてバッファリングした後、受動型4段LPF6に出力する。一方、加算器52cには、量子化器55の出力とともに、加算器52bに入力する信号も入力し、前記加算器52cからは量子化器55による量子化誤差が出力される。

0042

遅延回路53a、53b、53cは、量子化誤差を1サイクル2サイクル、3サイクル遅延させる。遅延回路53aの出力は、乗算器54aによって所定の係数が乗じられたうえ、加算器52aに入力される。遅延回路53bの出力は、乗算器54bによって所定の係数が乗じられて加算器52aに入力される。一方、遅延回路53c の出力は、直接加算器52aに入力される。そして、加算器52aには、これらの各入力に加えて、乗算器51の出力が入力され、各入力が加算されて各加算器52b、52cに出力されるのである。
受動型4段LPF6は、抵抗素子容量素子からなるLPFを4段で構成したものである。各抵抗素子抵抗値は、例えば、抵抗値の総和が1GΩであり、1段目の抵抗素子が700MΩで、他の3個の抵抗素子はそれぞれ100MΩに設定している。また、各容量素子容量値は、例えば、容量値の総和が100pFであり、最終段目である4段目の容量素子が70pFで、他の3個の容量素子はそれぞれ10pFに設定している。このように、1段目の抵抗値と、最終段目の容量値を他の抵抗値あるいは容量値よりも大きく設定すると、低周波域での減衰量を大きく取れる。PWM信号はこの受動型4段LPF6を通ることでアナログ信号に変換される。このアナログ信号は、制御電圧信号として電圧制御型発振器1の電圧制御発振回路12に入力される。

0043

外部電源を安定化させる安定化電源100からの電圧VAは、水晶発振器(XO)、PWM出力回路57、更に、感温センサであるリングオシレータ1(2a)及びリングオシレータ2(2b)などに印加される。電圧印加の記載のない回路ブロック等に関しては、必ずしも電圧値がVAである必要のないデジタル系回路ブロックである。
次に、温度電圧デジタルデータ生成部3に関して説明する。
リングオシレータ1(2a)及びリングオシレータ2(2b)の周波数情報をもつ出力は、それぞれ対応するカウンタ32a、32bにて周波数カウントデータF1、F2となる。これらのカウンタ32a、32bのカウント時間は、分周回路9の出力クロックを基準クロックとして制御回路31において発生される。

0044

制御回路31では、分周回路9の出力とリングオシレータ1、2の出力の異なる3つの非同期信号の同期並びに制御信号などが生成される。制御回路31を通じて出力されるリングオシレータ1、2のそれぞれに対応する周波数カウントデータF1、F2は温度電圧変換回路33で温度電圧データ(T、V)に演算によって変換される。メモリ34はその演算に必要とされる係数等を記憶する回路である。
前述した温度補償回路4を構成する温度電圧補償演算回路41は、温度電圧変換回路33からの温度データT、電圧データVを入力し、予めメモリ42に記憶されている電圧制御型発振器1の温度特性の補償特性、又はPWM出力回路57の電源電圧特性あるいは電圧制御型発振器1の電源電圧特性のいずれか、あるいは両方の補償特性に相当する係数を用いて、温度電圧補償用デジタルデータTVCを演算し、D/A変換器7に出力する。

0045

以上、この実施例において、デジタル温度補償型発振器は、精度の高い温度測定ができる温度センサを有しており、その温度データを基にした補償電圧(発振器に対する制御電圧信号)であるため高い周波数安定度が実現される。また、温度測定と同時に逐次変動する電源電圧の測定も行っており、その電圧データを加味した上記補償電圧になっているため更に安定な発振周波数を維持することができる。

0046

なお、この実施例1では、温度センサの測定によって得られた温度データT及び電圧データVの両方に基づいて補償電圧(発振器に対する制御電圧信号)を生成した例を説明したが、この形態に限られるものではない。すなわち、本発明における温度センサは、従来よりも精度の高い温度測定ができるので、温度データTのみを用いて補償電圧を生成しても良い。その場合、温度補償回路4は、予めメモリ42に記憶されている電圧制御発振器1の温度特性の補償に対応する係数を用いて温度補償用デジタルデータを演算し、D/A変換器に出力する。

0047

次に、図12を参照して、実施例2を説明する。
この実施例は、PWM出力回路や電圧制御型発振器1の電源電圧VAを供給する安定化電源100の電圧補正を電源電圧制御回路110に入力することに特徴がある。
この実施例では、温度補償デジタルデータを生成する温度補償回路4を構成する温度電圧補償演算回路41の出力を温度補償に関わるデータTCと、電圧補償に関わるデータVCに分けて出力する。データTCは、実施例1(図11参照)と同じようにD/A変換器7に入力され、電圧制御型発振器1の温度補償を行う。一方、データVCは、温度電圧補償演算回路41から出力されて電源電圧制御回路110に入力され、その出力が安定化電源100の電圧補償を行う。電源電圧制御回路110は、デジタルデータであるデータVCをそのアナログ電圧値に変換し、安定化電源100へ出力するものである。

0048

このように電圧補償された安定化電源出力VAは、ΔΣモジュレータ5のPWM出力回路57、電圧制御型発振器1及び温度電圧センスを行うリングオシレータ1(2a)、リングオシレータ2(2b)に印加される。
以上、この実施例において、デジタル温度補償型発振器は、精度の高い温度測定ができると共に温度測定と同時に電源電圧変動の測定も行うことができる温度電圧センサを組み込むことによって、安定な発振周波数を維持することができる。

0049

次に、図7を参照して実施例3を説明する。
この実施例では、この温度電圧センサに用いられるリングオシレータについて説明する。
リングオシレータは、通常、半導体プロセスの出来栄えを評価するモニタに使用されている回路であり、特に広く普及しているCMOSプロセスでは一般的に用いられている。また、CMOS回路では、回路ブロック内の温度測定や電圧降下の測定に使用されている。しかし、従来のリングオシレータによる温度測定は、せいぜい1次(線形近似であり、本願発明が目的とするような高精度を狙ったものはない。
また、消費電流による電源ラインの電圧降下の測定にリングオシレータが使用された論文は公知であるが、リングオシレータを 使って、温度と電圧の両方をセンシングしたものは知られていない。

0050

図7(a)は、NチャンネルMOSFETPチャンネルMOSFETとからなるCMOS回路(C1、C2、・・・Cn)で構成されたリングオシレータである。リングオシレータは奇数段反転増幅器ループ状に接続したものであり、3段が最低段数である。VDDプラス電源)は、PMOSFETに接続され、VSS接地電位)は、NMOSFETに接続されている。

0051

図7(b)は、バイポーラトランジスタNPNトランジスタ(B1、B2、B3)と抵抗(R1、R2、R3)から構成される反転増幅器をループ状に3段接続したリングオシレータである。各反転増幅器は、抵抗がVDD(プラス電源)に接続され、VSS(接地電位)がエミッタに接続されている。
素子経年変化を比較した場合に、一般的にMOSトランジスタの重要な特性であるスレッショールド閾値)電圧はドリフトする傾向がある。そのため、リングオシレータの発振周波数が経年変化して、その結果温度センサの特性が経年変化する ことを気にする場合には、CMOSリングオシレータよりもバイポーラによるリングオシレータの方が良い。

実施例

0052

実施例1で説明したように、2つのリングオシレータ(RO1、RO2)の温度特性を大きく変えるために、一方を電圧駆動にし、他方を電流駆動にする。具体的には、図7(a)、(b)に示したリングオシレータを直接VDD(プラス電源)に接続することにより電圧駆動とし、他方は、図7(c)、(d)に示したリングオシレータのように、リングオシレータの電源ラインをリングオシレータの回路とは別に形成した電流源(カレントソース)に接続して電流駆動とする(図5参照)。電流源は、図7(c)、(d)に記載された回路の左端に記載されたバイアス回路カレントミラー回路とで構成される。このバイアス回路及びカレントミラー回路は、電源(VDD、VSS)間に設けられたPMOSトランジスタP1、抵抗R4及びバイポーラトランジスタB4、電源(VDD、VSS)間に設けられたPMOSトランジスタP2及びバイポーラトランジスタB5、そして、PMOSトランジスタP2とゲートが共通に接続されたPMOSトランジスタP3から構成されている。

0053

1・・・基準周波数供給部(基準クロック源)、電圧制御型発振器
2・・・リングオシレータ
2a・・・第1のリングオシレータ(RO1)
2b・・・第2のリングオシレータ(RO2)
2c・・・電源
3・・・温度電圧デジタルデータ生成回路
4・・・温度補償回路
5・・・ΔΣモジュレータ
6・・・パッシブ型ローパスフィルタ(LPF)
7・・・D/A変換回路
8・・・バッファ
9・・・分周回路
10・・・出力バッファ
11・・・水晶発振器(水晶振動子)
12・・・電圧制御発振回路
31・・・制御回路
32a、32b・・・周波数カウンタ
33・・・温度電圧変換部(温度電圧変換回路)
34・・・係数記憶部(メモリ)
41・・・温度電圧補償演算回路
42・・・メモリ
100・・・安定化電源
110・・・電源電圧制御回路

ページトップへ

この技術を出願した法人

この技術を発明した人物

ページトップへ

関連する挑戦したい社会課題

関連する公募課題

ページトップへ

技術視点だけで見ていませんか?

この技術の活用可能性がある分野

分野別動向を把握したい方- 事業化視点で見る -

(分野番号表示ON)※整理標準化データをもとに当社作成

ページトップへ

おススメ サービス

おススメ astavisionコンテンツ

新着 最近 公開された関連が強い技術

  • セイコーエプソン株式会社の「 発振器、電子機器および移動体」が 公開されました。( 2019/09/12)

    【課題】振動素子と感温素子とで外部からの熱的影響の度合いが近く、感温素子によって振動素子の温度を精度よく検知できる発振器、電子機器および移動体を提供すること。【解決手段】発振器は、振動素子と、感温素子... 詳細

  • セイコーエプソン株式会社の「 発振器、電子機器および移動体」が 公開されました。( 2019/09/12)

    【課題】振動素子が外部の温度の影響を受け難く、安定した温度特性を発揮することのできる発振器、電子機器および移動体を提供すること。【解決手段】発振器は、気密封止されている第1パッケージと、前記第1パッケ... 詳細

  • セイコーエプソン株式会社の「 発振器、電子機器および移動体」が 公開されました。( 2019/09/12)

    【課題】振動素子が外部の温度の影響を受け難く、安定した温度特性を発揮することのできる発振器、電子機器および移動体を提供すること。【解決手段】発振器は、振動素子と、前記振動素子を収納し、気密封止された第... 詳細

この 技術と関連性が強い人物

関連性が強い人物一覧

この 技術と関連する社会課題

関連する挑戦したい社会課題一覧

この 技術と関連する公募課題

関連する公募課題一覧

astavision 新着記事

サイト情報について

本サービスは、国が公開している情報(公開特許公報、特許整理標準化データ等)を元に構成されています。出典元のデータには一部間違いやノイズがあり、情報の正確さについては保証致しかねます。また一時的に、各データの収録範囲や更新周期によって、一部の情報が正しく表示されないことがございます。当サイトの情報を元にした諸問題、不利益等について当方は何ら責任を負いかねることを予めご承知おきのほど宜しくお願い申し上げます。

主たる情報の出典

特許情報…特許整理標準化データ(XML編)、公開特許公報、特許公報、審決公報、Patent Map Guidance System データ