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技術 受信装置

出願人 三菱電機株式会社
発明者 東中雅嗣
出願日 2014年8月21日 (5年10ヶ月経過) 出願番号 2014-168373
公開日 2016年4月4日 (4年3ヶ月経過) 公開番号 2016-046629
状態 特許登録済
技術分野 交流方式デジタル伝送 時分割方式以外の多重化通信方式
主要キーワード 振幅絶対値 平均化結果 合成周期 忘却係数α 複素正弦波 送信信号波形 相関器出力信号 変動状況
関連する未来課題
重要な関連分野

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図面 (9)

課題

良好な通信性能を実現する受信装置を得ること。

解決手段

本発明は、複数の直交系列の中から選択した一つの直交系列に情報ビット割り当てて伝送する無線通信システムの受信装置であって、複数の直交系列のそれぞれについて、受信信号との相関を計算するフーリエ変換部44と、フーリエ変換部44で算出された相関値複数種類選択基準と、に基づいて、送信信号成分を含んでいるサブキャリア信号を選択する電力計算部45および選択部46と、選択したサブキャリア信号に基づいて、同期検波で使用する基準位相を算出する伝送路推定部42と、を備える。

概要

背景

送信情報ビットウォルシュ系列などの直交系列割り当てて伝送を行う直交変調方式は、伝送路応答推定することなく、相関電力検波のような非同期検波を用いて復調可能であることが知られている。一般に移動体通信では、移動局高速移動することで伝送路時々刻々と変動するため、伝送路応答の推定が必要な同期検波では、伝送路応答を推定するための既知信号挿入頻度を超える伝送路変動には追従できなくなり、復調性能劣化する。そのため、移動体通信では非同期検波が有利となる。

一方、非同期検波は、移動局が静止状態にある場合の静特性が同期検波より悪いという問題点がある。そのため、移動局の移動状態に依らず高品質通信を実現する方式の実現が望まれている。この要望を実現するための技術として、例えば特許文献1に記載された技術が知られている。特許文献1では、アダマール変換を用いる直交変調方式の受信機において、はじめに、相関電力検波を用いて送信されている直交符号を仮選択し、仮選択結果に対応する相関器出力信号を用いて、同期検波に用いる基準位相再生する技術が開示されている。この技術によると、伝送路応答を推定するための既知信号を挿入することなく、アダマール変換を用いる直交変調方式の受信機において同期検波を実現することが可能となる。また、既知信号の挿入が不要なため、前述したような既知信号の挿入頻度と伝送路変動速度とのトレードオフも解消できる。

概要

良好な通信性能を実現する受信装置を得ること。本発明は、複数の直交系列の中から選択した一つの直交系列に情報ビットを割り当てて伝送する無線通信システムの受信装置であって、複数の直交系列のそれぞれについて、受信信号との相関を計算するフーリエ変換部44と、フーリエ変換部44で算出された相関値複数種類選択基準と、に基づいて、送信信号成分を含んでいるサブキャリア信号を選択する電力計算部45および選択部46と、選択したサブキャリア信号に基づいて、同期検波で使用する基準位相を算出する伝送路推定部42と、を備える。

目的

そのため、移動局の移動状態に依らず高品質な通信を実現する方式の実現が望まれている

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

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請求項1

複数の直交系列の中から選択した一つの直交系列に情報ビット割り当てて伝送する無線通信システム受信装置であって、前記複数の直交系列のそれぞれについて、受信信号との相関を計算する相関値算出手段と、前記相関値算出手段で算出された相関値複数種類選択基準と、に基づいて、送信信号成分を含んでいるサブキャリア信号を選択する選択手段と、前記選択手段が選択したサブキャリア信号に基づいて、同期検波で使用する基準位相を算出する基準位相算出手段と、を備えることを特徴とする受信装置。

請求項2

前記選択手段が用いる前記複数種類の選択基準を、相関電力および相関値の振幅値とすることを特徴とする請求項1に記載の受信装置。

請求項3

前記選択手段で選択されたサブキャリア信号をシンボルごとに累積加算する累積加算手段、をさらに備え、前記基準位相算出手段は、前記累積加算手段により累積加算されたサブキャリア信号に基づいて前記基準位相を算出することを特徴とする請求項1または2に記載の受信装置。

請求項4

前記選択手段から出力されたサブキャリア信号を複数個にわたって平均化する平均化手段、をさらに備え、前記基準位相算出手段は、前記平均化手段により平均化されたサブキャリア信号に基づいて前記基準位相を算出することを特徴とする請求項1または2に記載の受信装置。

請求項5

前記選択手段で選択されたサブキャリア信号をシンボルごとに累積加算する累積加算手段と、前記累積加算手段から出力されたサブキャリア信号を複数個にわたって平均化する平均化手段と、をさらに備え、前記基準位相算出手段は、前記平均化手段により平均化されたサブキャリア信号に基づいて前記基準位相を算出することを特徴とする請求項1または2に記載の受信装置。

請求項6

前記選択手段で選択されたサブキャリア信号を受け取り、当該サブキャリア信号の実軸成分の振幅値が負の場合には当該サブキャリア信号の符号を反転させて出力する符号変換手段、をさらに備え、前記基準位相算出手段は、前記符号変換手段から出力されたサブキャリア信号に基づいて前記基準位相を算出することを特徴とする請求項1または2に記載の受信装置。

請求項7

前記選択手段で選択されたサブキャリア信号を受け取り、当該サブキャリア信号の実軸成分の振幅値が負の場合には当該サブキャリア信号の符号を反転させて出力する符号変換手段と、前記符号変換手段から出力されたサブキャリア信号をシンボルごとに累積加算する累積加算手段と、をさらに備え、前記基準位相算出手段は、前記累積加算手段から出力されたサブキャリア信号に基づいて前記基準位相を算出することを特徴とする請求項1または2に記載の受信装置。

請求項8

前記選択手段で選択されたサブキャリア信号を受け取り、当該サブキャリア信号の実軸成分の振幅値が負の場合には当該サブキャリア信号の符号を反転させて出力する符号変換手段と、前記符号変換手段から出力されたサブキャリア信号を複数個にわたって平均化する平均化手段と、をさらに備え、前記基準位相算出手段は、前記平均化手段から出力されたサブキャリア信号に基づいて前記基準位相を算出することを特徴とする請求項1または2に記載の受信装置。

請求項9

前記選択手段で選択されたサブキャリア信号を受け取り、当該サブキャリア信号の実軸成分の振幅値が負の場合には当該サブキャリア信号の符号を反転させて出力する符号変換手段と、前記符号変換手段から出力されたサブキャリア信号をシンボルごとに累積加算する累積加算手段と、前記累積加算手段から出力されたサブキャリア信号を複数個にわたって平均化する平均化手段と、をさらに備え、前記基準位相算出手段は、前記平均化手段から出力されたサブキャリア信号に基づいて前記基準位相を算出することを特徴とする請求項1または2に記載の受信装置。

請求項10

前記基準位相算出手段は、予め決められた範囲内に含まれるように前記基準位相を算出することを特徴とする請求項1から9のいずれか一つに記載の受信装置。

請求項11

前記基準位相算出手段は、入力されたサブキャリア信号に対して1以下の正の係数乗算し、当該係数を乗算した後のサブキャリア信号に基づいて前記基準位相を算出することを特徴とする請求項1から9のいずれか一つに記載の受信装置。

技術分野

0001

本発明は、直交系列情報ビット割り当てて伝送する無線通信システム受信装置に関する。

背景技術

0002

送信情報ビットウォルシュ系列などの直交系列に割り当てて伝送を行う直交変調方式は、伝送路応答推定することなく、相関電力検波のような非同期検波を用いて復調可能であることが知られている。一般に移動体通信では、移動局高速移動することで伝送路時々刻々と変動するため、伝送路応答の推定が必要な同期検波では、伝送路応答を推定するための既知信号挿入頻度を超える伝送路変動には追従できなくなり、復調性能劣化する。そのため、移動体通信では非同期検波が有利となる。

0003

一方、非同期検波は、移動局が静止状態にある場合の静特性が同期検波より悪いという問題点がある。そのため、移動局の移動状態に依らず高品質通信を実現する方式の実現が望まれている。この要望を実現するための技術として、例えば特許文献1に記載された技術が知られている。特許文献1では、アダマール変換を用いる直交変調方式の受信機において、はじめに、相関電力検波を用いて送信されている直交符号を仮選択し、仮選択結果に対応する相関器出力信号を用いて、同期検波に用いる基準位相再生する技術が開示されている。この技術によると、伝送路応答を推定するための既知信号を挿入することなく、アダマール変換を用いる直交変調方式の受信機において同期検波を実現することが可能となる。また、既知信号の挿入が不要なため、前述したような既知信号の挿入頻度と伝送路変動速度とのトレードオフも解消できる。

先行技術

0004

特許第3597023号公報

発明が解決しようとする課題

0005

しかしながら、特許文献1に開示されている技術では、同期検波に用いる基準位相を、相関電力検波の結果のみを用いて算出しているため、基準位相を再生するための相関値選択で誤りが生じやすく、通信性能が劣化するという課題があった。また、受信機においてアダマール変換、または逆アダマール変換を用いて算出した相関値に基づいて復調を行う技術は開示されているが、例えば、陪直交符号等の直交系列とその位相を利用して情報を伝送するようなシステムに対して、高品質な通信を実現する技術は開示されていない。

0006

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、直交系列に基づいた変調方式が適用された無線通信システムにおいて、良好な通信性能を実現する受信装置を得ることを目的とする。

課題を解決するための手段

0007

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、複数の直交系列の中から選択した一つの直交系列に情報ビットを割り当てて伝送する無線通信システムの受信装置であって、前記複数の直交系列のそれぞれについて、受信信号との相関を計算する相関値算出手段と、前記相関値算出手段で算出された相関値と複数種類選択基準と、に基づいて、送信信号成分を含んでいるサブキャリア信号を選択する選択手段と、前記選択手段が選択したサブキャリア信号に基づいて、同期検波で使用する基準位相を算出する基準位相算出手段と、を備えることを特徴とする。

発明の効果

0008

本発明によれば、同期検波の性能が向上し、良好な通信性能を実現できる、という効果を奏する。

図面の簡単な説明

0009

本発明にかかる受信装置が受信するフレームフォーマットの一例を示す図
実施の形態1にかかる送信装置の構成例を示す図
4値直交FSKを用いた場合の入力情報ビット出力シンボルの関係を示す図
実施の形態1にかかる受信装置の構成例を示す図
実施の形態2にかかる受信装置の構成例を示す図
実施の形態2にかかる受信装置の合成部の処理イメージの一例を示す図
実施の形態3で使用する直交変調シンボルの一例を示す図
実施の形態3にかかる受信装置の構成例を示す図

実施例

0010

以下に、本発明にかかる受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

0011

実施の形態1.
図1は、本発明にかかる受信装置が受信するフレームのフォーマットの一例を示す図である。図1に示したフレームは、網掛けで示されたパイロットシンボル10と、複数のデータシンボル11とにより構成されている。パイロットシンボル10は、無線通信システムを構成している送信装置と受信装置の間で既知の信号を送信する。図1に示したフレームを受信する受信装置はパイロットシンボル10を用いて伝送路応答を推定し、同期検波を行う。データシンボル11は、1フレームに6シンボルを配置する構成としている。

0012

図2は、実施の形態1にかかる送信装置の構成例を示す図である。図2に示した送信装置は、図1に示した構成のフレームを送信する。

0013

図2に示した送信装置において、シンボル生成部20は、情報ビットを入力として受け取り、システムで採用されている直交変調方式に従って直交変調シンボルを生成する。本実施の形態では、以下、直交変調方式の一例として、フーリエ基底を直交系列として用いる直交FSK(Frequency Shift Keying)を例にとって説明する。しかし、本発明はこの直交変調方式に限定されず、任意の直交変調方式に適用可能である。

0014

一例として、4値直交FSKを用いた場合の入力情報ビットと出力シンボルの関係を図3に示す。図3において、(a)は情報ビット“00”に対応する直交変調シンボルの一例を示している。(b)は情報ビット“01”に対応する直交変調シンボルの一例を示している。(c)は情報ビット“10”に対応する直交変調シンボルの一例を示している。(d)は情報ビット“11”に対応する直交変調シンボルの一例を示している。

0015

シンボル生成部20は、図3の(a)から(d)に例示した規則に従い、入力情報ビットに応じた複素正弦波フレーム生成部22へ出力する。具体的には、シンボル生成部20は、入力情報ビットが“00”の場合は図3(a)の複素正弦波をデータシンボルとして出力し、入力情報ビットが“01”の場合は図3(b)の複素正弦波をデータシンボルとして出力し、入力情報ビットが“10”の場合は図3(c)の複素正弦波をデータシンボルとして出力し、入力情報ビットが“11”の場合は図3(d)の複素正弦波をデータシンボルとして出力する。

0016

パイロット信号生成部21は、フレームの送信先となる受信装置との間で既知のパイロット信号を保持しておき、フレーム生成部22へ出力する。

0017

フレーム生成部22は、図1で例示したフレームフォーマットに従い、フレームを生成する。すなわち、パイロットシンボル10を配置するタイミングでは、パイロット信号生成部21から入力されるパイロット信号を取り込んで出力し、データシンボル11を配置するタイミングでは、シンボル生成部20から入力されるデータシンボルを取り込んで出力する。

0018

無線部23は、フレーム生成部22から入力される信号に対して、D/A変換処理および高周波信号処理などを行い、無線信号を生成する。

0019

送信アンテナ24は、無線部23で生成された無線信号を送信する。

0020

図4は、実施の形態1にかかる受信装置の構成例を示す図である。受信装置は図1に示した構成のフレームを図2に示した送信装置から受信する。

0021

図4に示した受信装置において、受信アンテナ40は、図2に示した送信装置から送信された無線信号を受信して無線部41へ出力する。

0022

無線部41は、受信アンテナ40で受信された無線信号に対し、高周波信号処理およびA/D変換処理などを行うことにより複素ベースバンドディジタル信号を生成し、伝送路推定部42および伝送路補償部43へ出力する。

0023

伝送路推定部42は、無線部41から入力される複素ベースバンドディジタル信号のうち、図1に示したパイロットシンボル10に対応する受信シンボルを用いて、送信装置と自装置との間の伝送路応答を推定し、推定結果を伝送路補償部43へ出力する。伝送路応答の推定方法には任意の手法を用いることができる。例えば、送信パイロットシンボルをp、伝送路応答をh、雑音をn、受信パイロットシンボルをrで表した場合、r=hp+nという関係が成立する。このことを利用して、受信パイロットシンボルに送信パイロットシンボルpの複素共役を乗じたあと、送信パイロットシンボルの電力値|p|2で除算することで、伝送路応答hを推定できることが知られている。伝送路応答hは伝送路において信号に与えられる位相回転を示す。また、伝送路推定部42は、図1に示したデータシンボル11を処理するタイミングにおいて、後述する選択部46から受け渡される信号を用いて伝送路応答の推定値更新する処理も行う。伝送路応答の推定値を更新する処理については後で詳細に説明する。

0024

伝送路補償部43は、伝送路推定部42から入力される伝送路応答の推定値を用いて、無線部41から入力される複素ベースバンドディジタル信号に対して、信号が伝送路で受けた歪を補正する処理を行う。例えば、送信データシンボルをd、伝送路応答をh、雑音をn、受信データシンボルをyで表した場合、y=hd+nという関係が成立する。受信データシンボルyに対して、伝送路推定部42から入力される伝送路応答の推定値hの複素共役を乗じた後、伝送路応答の推定値の電力値|h|2で除算することで、受信データシンボルから伝送路応答の影響を除去することができる。伝送路応答の影響が除去された後のデータシンボルの位相は、誤差が無く正しく歪補正処理が行われた場合、送信装置から送信された信号の位相と一致することとなる。すなわち、伝送路補償部43の処理は、同期検波において基準位相を再生し、基準位相を用いて受信信号の位相を補正する処理に相当し、伝送路応答の推定値が基準位相に相当する。その他、よく知られた等化技術のようなより高度な伝送路補償技術を適用することもできる。伝送路補償部43の処理結果、すなわち、伝送路応答の影響が除去された後の受信データシンボルは、フーリエ変換部44へ受け渡される。

0025

フーリエ変換部44は、伝送路補償部43から入力される受信データシンボルに対してフーリエ変換を行い、周波数領域のデータシンボルを得る。ここで、データシンボルでは図3の(a)から(d)に示した何れかの複素正弦波が送信されていることから、伝送路補償部43で正確に歪が補正されている場合、周波数領域のデータシンボルは、送信されている複素正弦波に対応する周波数に送信信号成分が出現し、その他の周波数には雑音成分のみが出現することとなる。一般に、情報ビットに応じて直交系列を割り当てて送信する直交変調方式の受信機では、送信される可能性のある全ての直交系列をあらかじめ保持しておき、受信信号と直交系列との間で相関値を計算することで送信信号を判定する。本実施の形態では、直交系列としてフーリエ基底を用いているので、フーリエ変換部44の処理が、受信信号と直交系列との間で相関値を計算する処理に相当し、周波数領域のデータシンボルが、受信信号と各直交系列との間で計算された相関値に相当する。図3の例では、周波数として、0、2、4、6に相当する複素正弦波の何れかが送信されるので、フーリエ変換のパラメータとして、例えば、1シンボル当たり8サンプルの離散フーリエ変換を行うと、サブキャリア番号0、2、4、6の何れかに送信信号成分が出現し、その他のサブキャリアには雑音成分のみが出現する。周波数領域のデータシンボルは、電力計算部45、選択部46および判定部47に出力される。

0026

電力計算部45は、フーリエ変換部44から入力される周波数領域のデータシンボルに対して、周波数成分毎に電力値を計算し、その結果を選択部46へ出力する。前述の例のように1シンボル当たり8サンプルの離散フーリエ変換を行った結果が周波数領域のデータシンボルとして入力されている場合、8サブキャリアの信号を対象として各々の電力値を計算し、8個の電力値を出力する。なお、電力計算部45は、選択部46とともに選択手段を構成する。

0027

選択部46は、フーリエ変換部44から入力される周波数領域のデータシンボルの中から、送信信号成分が含まれているサブキャリアを選択する。この選択動作において、選択部46は、電力計算部45から入力される電力値である各サブキャリアの相関電力値と、フーリエ変換部44から入力される周波数領域のデータシンボルの実軸成分振幅値と、に基づいて送信信号成分が含まれているサブキャリアを選択する。選択部46は、電力計算部45とともに選択手段を構成している。

0028

選択部46における選択動作を詳しく説明すると、選択部46は、電力計算部45から入力される各サブキャリアの相関電力値の中の最大値と、フーリエ変換部44から入力される周波数領域のデータシンボルのうち、実軸成分の振幅値が最大値のデータシンボルと、を検索する。通常であれば、送信信号成分が含まれる可能性があるサブキャリア番号(前述の例ではサブキャリア番号0、2、4、6となる)のうち、実際に送信信号成分が含まれているサブキャリアに対応する相関電力値および振幅値が最大となる。最大電力値に対応するサブキャリア番号と、最大振幅値に対応するサブキャリア番号と、が一致する場合、フーリエ変換部44から入力されている当該サブキャリア番号のサブキャリア信号を伝送路推定部42へ出力するとともに、出力したサブキャリア信号が有効であることを示すイネーブル信号を伝送路推定部42へ出力する。サブキャリア信号は周波数領域のデータシンボルである。これに対して、最大電力値に対応するサブキャリア番号と、最大振幅値に対応するサブキャリア番号と、が一致しない場合、前述のイネーブル信号は出力しない。

0029

伝送路推定部42は、前述したように、データシンボル11を処理するタイミングにおいて、伝送路応答の推定値を更新する処理を行う。伝送路推定部42は、選択部46から、サブキャリア信号およびサブキャリア信号が有効であることを示すイネーブル信号が入力された場合、受け取ったサブキャリア信号の位相を伝送路応答の推定誤差とみなして伝送路応答の推定値を更新する。伝送路補償部43における補正処理により歪が完全に除去されている場合、受け取ったサブキャリア信号の位相はゼロとなる。よって、伝送路推定部42は、選択部46から受け取ったサブキャリア信号の位相を算出し、算出した位相がゼロに収束するように、保持している伝送路応答の推定値(基準位相)を補正する。保持している推定値は、動作を開始してから最初の補正処理であればパイロットシンボル10を用いて求めた伝送路応答の推定値、2回目以降の補正処理であれば、過去のデータシンボル受信タイミングにおいて更新された後の推定値である。伝送路推定部42は、伝送路応答の推定値の補正処理が終了すると、補正後の伝送路応答の推定値を伝送路補償部43へ出力するとともに、保持している推定値を更新する。すなわち、補正後の伝送路応答の推定値を最新の伝送路応答の推定値として保持する。また、伝送路推定部42は、選択部46からイネーブル信号の入力が無い場合、保持している伝送路応答の推定値を補正することなく、そのまま伝送路補償部43へ出力する。伝送路推定部42は、基準位相算出手段を構成する。

0030

判定部47は、フーリエ変換部44から入力される周波数領域のデータシンボルのうち、前述の送信信号成分が含まれている可能性があるサブキャリア番号の信号を対象として実軸成分の振幅値を求め、実軸成分の振幅値が最大のサブキャリア番号を選択する。そして、選択したサブキャリア番号から、受信した情報ビットの判定を行う。例えば、情報ビットと直交変調シンボルの対応関係図3に示したものである場合、選択したサブキャリア番号が0であれば情報ビットが“00”と判定する。同様に、選択したサブキャリア番号が2であれば情報ビットが“01”と判定し、選択したサブキャリア番号が4であれば情報ビットが“01”と判定し、選択したサブキャリア番号が6であれば情報ビットが“11”と判定する。

0031

以上のように、本実施の形態にかかる受信装置において、選択部46は、伝送路応答の推定値を更新するために使用するサブキャリア信号を、サブキャリアごとの電力値および振幅値に基づいて選択することとした。これにより、従来の電力値のみに基づいて信号を選択する場合と比較して、誤選択の可能性を低減することができる。これに伴い、伝送路推定部42は、伝送路応答の推定精度を向上させることができる。その結果、良好な通信性能を実現できる。

0032

本実施の形態では、図2に示した構成の送信装置から送信されたフレームを図4に示した構成の受信装置が受信する場合について説明したが、これらの送信装置および受信装置は、一般的には無線通信装置を構成する。例えば、移動体通信システム基地局および移動局を構成する。すなわち、基地局および移動局のそれぞれが送信装置および受信装置を備え、本実施の形態で説明した処理を実行して双方向でフレームを送受信する。

0033

なお、本実施の形態では、伝送路推定部42が、選択部46から入力されるサブキャリア信号の位相がゼロに収束するように、保持している伝送路応答の推定値を補正する構成としたが、本発明はこれに限定されない。例えば、伝送路推定部42において、選択部46の出力を用いて伝送路応答の推定値を補正可能な位相量限界値を予め設定しておき、この限界値を超える位相量の信号が選択部46から入力された場合には、位相補正量を限界値に制限する、または、伝送路応答の補正を行わない、という構成にしてもよい。選択部46から入力されるサブキャリア信号は、伝送路補償部43において歪が補正されたデータシンボルから生成されているため、極端位相回転量観測されないと考えられる。位相量の限界値を超える場合、選択部46において誤選択された可能性が高いため、反映される位相補正量に制限を加えて、誤差の混入を回避することができる。更に、前述の位相量の限界値とは別に、選択部46から入力されるサブキャリア信号に対する補正量を制限する構成としてもよく、1以下の正の係数を用意しておき、伝送路応答の推定値に対する1回当たりの位相補正量は、選択部46から入力されるサブキャリア信号の位相を係数倍した値に制限する構成としてもよい。これにより、位相量の限界値を設ける場合と同様に、誤差混入による劣化を抑圧することができる。

0034

また、本実施の形態では、選択部46において、周波数領域のデータシンボルに対して電力値が最大のサブキャリア番号と、実軸の振幅が最大のサブキャリア番号と、が一致した場合のみ、有効なイネーブル信号を生成する構成としたが、不一致の場合であっても一定条件を満たす場合はイネーブル信号を生成し、条件を満たすサブキャリア信号とともに出力する構成としてもよい。例えば、信号対雑音電力比(Signal to Noise power Ratio、以下、SNR)を別な手段で推定しておき、SNRが予め規定されているしきい値より高い場合は最大電力基準で選択された結果をイネーブル信号とともに出力するように構成してもよい。あるいは、過去の伝送路応答の推定結果の変動量を観測する等、伝送路応答の変動状況を参照し、伝送路応答の変動状況が十分緩慢であると判断する場合は、サブキャリア信号の実軸の振幅値が最大のサブキャリア信号をイネーブル信号とともに出力するように構成してもよい。その他、サブキャリア信号を選択する上で基準となり得るその他の指標を用いてルールを決めておいてもよい。これにより、選択部46における誤選択確率の増加を抑圧しつつイネーブル信号が生成される頻度を高めることができ、高精度な伝送路応答の推定を実現できる。

0035

また、本実施の形態では、一例として、直交変調方式が直交FSKの場合について説明したが、他の直交変調方式であっても問題無く適用できる。例えば、直交系列としてウォルシュ系列を用いる場合、送信装置におけるシンボル生成部20は、入力される情報ビットに応じてウォルシュ系列を選択して送信するように構成し、受信装置のフーリエ変換部44においてはフーリエ変換に代えてアダマール変換を行うように構成すればよい。

0036

また、本実施の形態では、パイロットシンボルを用いて伝送路応答を推定する構成としたが、本発明はこれに限定されず、パイロットシンボルを用いない構成とすることもできる。例えば、初回受信処理においては、選択部46がサブキャリア信号の電力値のみに基づいてサブキャリア信号を選択し、選択したサブキャリア信号から伝送路応答の推定値の初期値を生成する。2回目以降の受信処理においては、上述したように、選択部46は、サブキャリア信号の電力値および実軸の振幅値に基づいてサブキャリアを選択するようにする。これにより、パイロットシンボルの挿入が無いフレームフォーマットにおいても良好な通信性能を実現することができる。

0037

実施の形態2.
次に、実施の形態2にかかる受信装置について説明する。本実施の形態では、実施の形態1と異なる部分について説明する。

0038

図5は、実施の形態2にかかる受信装置の構成例を示す図である。なお、図4に示した実施の形態1にかかる受信装置と同じ箇所に同一の番号を付している。図5に示したように、本実施の形態にかかる受信装置は、実施の形態1にかかる受信装置に対して合成部50および平均化部51を追加した構成となっている。本実施の形態にかかる受信装置の特徴的な点は、選択部46の出力を、合成部50で複数データシンボルに渡り合成し、合成結果を更に平均化部51で平均化することで雑音抑圧効果を高めた点にある。すなわち、選択部46は、実施の形態1と同様の処理を行い、周波数領域のデータシンボルからサブキャリア信号を選択するとともに、イネーブル信号を生成するが、出力先が伝送路推定部42ではなく合成部50となるように構成されている。

0039

合成部50は、選択部46から有効なイネーブル信号が入力される毎に、サブキャリア信号を累積加算合成するとともに、出力信号が有効であることを後段通知する第二のイネーブル信号を生成する。図6に、本実施の形態における、通信フレームと合成部50の処理イメージを例示する。図6は、図1に例示したフレームフォーマットで2フレーム分を記載している。データシンボル上に記載されている数字は、選択部46から出力されるイネーブル信号を表し、“1”は有効なイネーブル信号が出力されている場合を、“0”はイネーブル信号が無効である場合を、それぞれ示している。合成部50は、選択部46から有効なイネーブル信号とともに入力されるサブキャリア信号を、1フレーム内で累積加算合成し、平均化部51へ出力する。図6の例では、1番目のフレームにおいて、1、2、3、5番目のデータシンボルに対応するサブキャリア信号を足し合わせて出力することとなり、2番目のフレームにおいては、1、3、4、5番目のデータシンボルに対応するサブキャリア信号を足し合わせて出力することとなる。本実施の形態では、フレームを跨いで累積加算合成は行わないこととする。また、上述したように、合成部50は、選択部46から有効なイネーブル信号を受け取り、累積加算合成を行った場合、累積加算合成後のサブキャリア信号を出力するとともに、第二のイネーブル信号を生成して出力する。これらの信号は、1フレーム分の処理が完了したタイミングで出力される。合成部50は、1フレーム内に有効なイネーブル信号の入力が無かった場合、累積加算合成を行わず、1フレーム分の処理が完了しても有効な第二のイネーブル信号を生成しない。合成部50の処理結果である累積加算合成後のサブキャリア信号および第二のイネーブル信号は平均化部51へ出力される。

0040

平均化部51は、合成部50から入力される累積加算合成結果を複数個に渡って平均化する処理を行う。平均化方法に特に制約は無いが、例えば、忘却係数α(0<α<1)を用いて次式(1)のように平均化処理を行う構成が考えられる。
x(i)=(1−α)×(i−1)+αe(i) …(1)

0041

式(1)において、x(i)は処理を開始してからi番目のフレームまでの平均化結果を示し、e(i)はi番目のフレームにおける合成部50の累積加算合成結果を示す。平均化部51は、有効な第二のイネーブル信号を合成部50から受け取った場合のみ、平均化処理を行い、それ以外の場合は前回までの平均化結果を保持する。平均化部51は、有効な第二のイネーブル信号を受け取り、平均化処理を実行した場合、平均化結果が更新されたことを示す第3のイネーブル信号とともに、更新後の平均化結果を伝送路推定部42へ出力する。

0042

伝送路推定部42は、平均化部51から有効な第3のイネーブル信号が入力された場合、同時に入力されている平均化結果の位相を、伝送路応答の推定誤差とみなして、サブキャリア信号の位相がゼロに収束するように、保持している伝送路応答の推定値を補正する。以後、実施の形態1と同様の処理が適用される。

0043

以上のように、本実施の形態にかかる受信装置は、選択部46と伝送路推定部42との間に合成部50および平均化部51を備え、選択部46の処理結果に対して、複数データシンボル間で累積加算合成と平均化を行い、これらの処理を行って得られた累積加算合成結果の平均値に基づいて、伝送路推定部42が伝送路応答の推定値を補正することとした。これにより、選択部46の出力に含まれる雑音成分を抑圧する効果が得られ、伝送路応答の推定精度が向上するので、良好な通信性能を実現できる。

0044

なお、本実施の形態では、合成部50における累積加算合成の周期を1フレームとしたが、本発明はこれに限定されず、任意の周期で累積加算合成することが可能である。このとき、フレームの送信側または受信側となる移動局の移動等に伴う伝送路変動速度に応じて周期を設定することができる。更に、伝送路変動速度に応じて動的に合成周期を変更しても良い。一般に、伝送路変動速度が小さい場合は、累積加算合成の周期を長く設定すると雑音抑圧効果が高くなり、性能が改善する。逆に、伝送路変動速度が大きい場合は、選択部46の出力信号の位相が短時間で大きく変動するため、累積加算合成の周期は短い方が望ましい。

0045

また、本実施の形態において、平均化部51は合成部50から出力される累積加算合成結果を平均化することとしたが、選択部46から出力されるサブキャリア信号を平均化する構成としても構わない。すなわち、合成部50を省略した構成としても構わない。または、平均化部51を省略し、合成部50から出力される累積加算合成結果に基づいて伝送路推定部42が処理を行う構成としてもよい。これらの場合にも、実施の形態1と比較してより高精度に伝送路応答を推定できる。

0046

実施の形態3.
次に、実施の形態3にかかる受信装置について説明する。本実施の形態では、実施の形態1と異なる部分について説明する。

0047

本実施の形態では、実施の形態1で説明した構成に対して、送信装置において用いる直交系列が陪直交符号となるものを適用した場合について説明する。実施の形態3で使用する直交変調シンボルの一例を図7に示す。図7では、図3で説明した4つの直交系列を用いて陪直交符号を形成する場合の一例を示している。図7の(a)から(d)に示した直交変調シンボルは、図3の(a)から(d)に示した直交変調シンボルと同じものである。図7では、(a)から(d)に示した直交変調シンボルの位相を反転したものを(e)から(h)に示している。本実施の形態では情報ビットと直交変調シンボルの対応付けが実施の形態1とは異なる。図7の(a)は情報ビット“000”に対応する直交変調シンボルを、図7の(b)は情報ビット“001”に対応する直交変調シンボルを、図7の(c)は情報ビット“010”に対応する直交変調シンボルを、図7の(d)は情報ビット“011”に対応する直交変調シンボルを、図7の(e)は情報ビット“100”に対応する直交変調シンボルを、図7の(f)は情報ビット“101”に対応する直交変調シンボルを、図7の(g)は情報ビット“110”に対応する直交変調シンボルを、図7の(h)は情報ビット“111”に対応する直交変調シンボルを、それぞれ例示している。すなわち、図7のように構成した直交変調シンボルを使用する場合、送信装置からは4つの直交した周波数と2つの異なる位相からそれぞれ1つを選択することで生成された複素正弦波信号を送出することとなる。

0048

図8は、実施の形態3にかかる受信装置の構成例を示す図である。なお、図4に示した実施の形態1にかかる受信装置と同じ箇所に同一の番号を付している。図8に示したように、本実施の形態にかかる受信装置は、実施の形態1にかかる受信装置が備えている選択部46および判定部47を選択部80および判定部82に置き換えるとともに、符号変換部81を追加した構成となっている。

0049

選択部80は、フーリエ変換部44から周波数領域のデータシンボルを、電力計算部45からサブキャリアの電力値を、それぞれ受け取る点は実施の形態1で説明した選択部46と同じである。選択部80は、これらの信号を受け取ると、送信信号成分が含まれる可能性があるサブキャリア番号に対して、電力計算部45から入力される各サブキャリアの電力値の最大値と、フーリエ変換部44から入力される周波数領域のデータシンボルの実軸成分の振幅絶対値の最大値と、を検索する。最大電力値に対応するサブキャリア番号と、最大の振幅絶対値に対応するサブキャリア番号と、が一致する場合、フーリエ変換部44から入力されている、当該サブキャリア番号のサブキャリア信号と、出力したサブキャリア信号が有効であることを示すイネーブル信号とを符号変換部81へ出力する。最大電力値に対応するサブキャリア番号と、最大の振幅絶対値に対応するサブキャリア番号と、が一致しない場合、前述のイネーブル信号は出力しない。

0050

符号変換部81は、選択部80からサブキャリア信号が有効であることを示すイネーブル信号を受け取ると、入力されているサブキャリア信号の実軸成分の振幅値を調べ、実軸成分の振幅値が負の場合は、入力されているサブキャリア信号にマイナス1を乗じて、イネーブル信号とともに伝送路推定部42へ出力する。実軸成分の振幅値が正の場合は、入力されているサブキャリア信号をそのまま、イネーブル信号とともに伝送路推定部42へ出力する。

0051

伝送路推定部42は、符号変換部81からサブキャリア信号とイネーブル信号とを受け取ると、実施の形態1と同様の処理で伝送路応答の推定値を更新し、伝送路補償部43へ出力する。

0052

判定部82は、図7に例示した送信信号波形から、情報ビットを復元できるように構成されている。これは、例えば、フーリエ変換部44から入力される周波数領域のデータシンボルのうち、送信信号成分が含まれている可能性があるサブキャリア番号の信号を対象として実軸成分の振幅絶対値を求め、振幅絶対値が最大のサブキャリア番号を選択する。そして、選択したサブキャリア番号と、選択したサブキャリア番号に対応するデータシンボルであるサブキャリア信号の位相と、を参照して受信した情報ビットを判定する。

0053

以上のように、本実施の形態にかかる受信装置において、選択部80および判定部82は、フーリエ変換部44から入力されるサブキャリア信号の位相も考慮して信号選択および情報ビット判定を行うこととした。更に、符号変換部81を備え、選択部80からの出力に対して信号の位相を変換して伝送路推定部42へ出力する構成とした。これにより、送信装置において、直交系列に対して更にその逆位相となる系列をも用いて情報伝送を行う陪直交符号を用いた場合にも、良好な通信を提供できる。

0054

なお、本実施の形態では、陪直交符号の場合、すなわち、基準となる直交符号と、その逆位相となる信号を組み合わせた直交系列のセットを用いて情報伝送を行う場合について説明したが、本発明はこれに限定されず、例えば、基準となる直交系列に対して、あらかじめ送信装置と受信装置との間で定める任意の位相回転を与えた系列を用いるように構成しても良い。この場合、選択部80は、サブキャリア信号の実軸成分の振幅絶対値の最大値を検索するかわりに、サブキャリア信号に対して前述の既知位相回転を戻す処理を行った後に、実軸成分の振幅の最大値を検索するように構成すれば良い。

0055

本実施の形態では実施の形態1の受信装置に対して符号変換部81を追加し、選択部80および判定部82を備えることとしたが、実施の形態2の受信装置に対して符号変換部81の追加などを行い直交系列として陪直交符号を使用するようにしてもよい。この場合、符号変換部81と伝送路推定部42との間に合成部50、平均化部51を配置する。

0056

10パイロットシンボル、11データシンボル、20シンボル生成部、21パイロット信号生成部、22フレーム生成部、23,41無線部、24送信アンテナ、40受信アンテナ、42伝送路推定部、43伝送路補償部、44フーリエ変換部、45電力計算部、46,80 選択部、47,82 判定部、50 合成部、51 平均化部、81符号変換部。

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