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技術 高電圧発生装置

出願人 西野憲次郎山本敬一郎
発明者 西野憲次郎山本敬一郎
出願日 2014年6月9日 (6年5ヶ月経過) 出願番号 2014-118801
公開日 2015年12月24日 (4年10ヶ月経過) 公開番号 2015-233370
状態 特許登録済
技術分野 インバータ装置
主要キーワード オフセットパルス 駆動パルス列 複数段直列接続 絶縁耐圧試験 プラス高電圧 交流出力信号 静電スピーカ パルス変調回路
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図面 (11)

課題

交流電圧半周期終了時に出力部の出力電圧ゼロボルトに達する時間を補正した高電圧を出力することが可能な高電圧発生装置を提供する。

解決手段

低電圧を昇圧して整流し、プラス側の高電圧を発生するプラス高電圧発生回路30と、低電圧を昇圧して整流し、マイナス側の高電圧を発生するマイナス高電圧発生回路31と、前記プラス高電圧発生手段の出力と前記マイナス高電圧発生手段の出力とを加算して交流の出力を発生する出力部32と、前記出力部の交流電圧の半周期終了時に、前記出力部の出力電圧がゼロボルトに達する時間を補正する制御部40とを有する。

概要

背景

従来、低電圧を昇圧して高電圧を発生する高電圧発生装置が知られている。たとえば特許文献1記載の技術では、電子写真式画像形成装置において、現像バイアスとして正弦波矩形波交流の高電圧を用いている。そして、現像性能に効果があるということで4:6や3:7の偏デューティの矩形波が用いられている。

また、最近では種々の交流波形の高電圧を発生可能な高電圧発生装置が要望されている。

たとえば、図8に記載のような高電圧発生装置が考えられている。図8に記載の回路において、Tpはプラス側の電圧を昇圧するトランスで、このトランスTpの一次側に直流電圧をフルブリッジ回路FBpでスイッチングする駆動回路を設けることによりトランスTpの二次側に交流の高電圧が得られる。さらにトランスTpの二次側にはコッククロフトウォルトン回路CWpが設けられ、その倍電圧段数によって整数倍に昇圧されたプラスの電圧Vpが得られる。

また、Tmはマイナス側の電圧を昇圧するトランスで、このトランスTmの一次側に直流電圧をフルブリッジ回路FBmでスイッチングする駆動回路を設けることによりトランスTmの二次側に交流の高電圧が得られる。さらにトランスTmの二次側にはコッククロフト・ウォルトン回路CWmが設けられ、その倍電圧の段数によって整数倍に昇圧されたマイナスの電圧Vmが得られる。

これらプラスの電圧Vpとマイナスの電圧Vmとを180度位相をずらして発生し、プラスの電圧Vpとマイナスの電圧Vmとを抵抗RpとRmとで加算することにより出力端子Voutに(Vp+Vm)/2(Rp=Rmとしたとき)の交流電圧が得られる。

なお、トランスTp、Tmの一次側のフルブリッジ回路はパルス幅変調(PWM:Pulse Width Moduration)した信号で駆動するようになっている。

このような回路で、フルブリッジ回路にパルス幅変調した駆動信号パルス列を変えることにより、出力端子Voutには正弦波や矩形波、三角波等種々の波形交流出力を得ることができる。

図9にフルブリッジ回路FBp、FBmに供給されるパルス幅変調信号と出力端子Voutに得られる交流出力信号の波形の例を示す。

すなわち、プラス側のフルブリッジ回路FBpに図9(a)のパルス列を印加することにより、プラス側のコッククロフト・ウォルトン回路CWpの出力には図9(b)に示す正弦波の半波の波形のプラスの電圧Vpが得られる。また、マイナス側のフルブリッジ回路FBmに図9(a)のパルス列と同じパルス列で、時間軸位相が180度ずれた図9(c)に示すパルス列を印加することにより、マイナス側のコッククロフト・ウォルトン回路CWmの出力には図9(d)に示す正弦波の半波の波形のマイナスの電圧Vmが得られる。

そして、これらのプラスの電圧Vpとマイナスの電圧Vmとを加算することにより、出力端子Voutには図9(e)に示すように抵抗RpとRmとで分圧された(Vp+Vm)/2の正弦波の交流電圧が得られる。なお図9(e)のVp、Vmはそれぞれコッククロフト・ウォルトン回路CWp、CWmの出力端子の電圧を示している。

このようにパルス幅変調したパルス列で駆動することにより、正弦波を出力可能であるが、実際には図10に示すように正しい正弦波が得られない。

図10において、(a)、(c)はそれぞれプラス高電圧発生回路マイナス高電圧発生回路の駆動期間で、図9の(a)、(c)と同じパル列が印加される。図10(b)、(d)はコッククロフト・ウォルトン回路CWp、CWmの出力電圧を示している。また、図10(e)は出力端子Voutの電圧を示している。

すなわち、プラス高電圧発生回路のコッククロフト・ウォルトン回路CWpにはコンデンサが設けられており、そのコンデンサの容量の影響で正弦波の立上り時に時間的に遅れが生じる。また、正弦波の半周期終了時にはコッククロフト・ウォルトン回路CWpと加算回路の抵抗Rp、Rmとの時定数によりコンデンサの放電に時間がかかる。そのため、プラス高電圧発生回路の半周期終了時にコッククロフト・ウォルトン回路CWpの出力電圧Vpがゼロボルトに達するのに時間的な遅れが発生する。

一方、次の半周期のマイナス高電圧発生回路の駆動開始時にもコッククロフト・ウォルトン回路CWmのコンデンサの容量の影響で出力電圧Vmは時間的な遅れが発生する。また、正弦波の半周期終了時にもコッククロフト・ウォルトン回路CWmと加算回路の抵抗Rp、Rmとの時定数によりコンデンサの放電に時間がかかる。そのため、マイナス高電圧発生回路の半周期終了時にコッククロフト・ウォルトン回路CWmの出力電圧Vmがゼロボルトに達するのに時間的な遅れが発生する。

そしてプラス高電圧発生回路の出力とマイナス高電圧発生回路の出力とを加算した出力Voutは(Vp+Vm)/2となり、図10(e)に示すように歪んだ波形となる。

その結果、正弦波の出力を希望しているにもかかわらず、出しい正弦波の波形が得られないという問題があった。また、正弦波に限らず三角波、矩形波であっても交流電圧の半周期の終了時にはCR時定数によってプラス高電圧発生回路の出力とマイナス高電圧発生回路の出力がゼロボルトに達するのに時間がかかるため、希望する波形の出力が得られないという問題があった。

概要

交流電圧の半周期終了時に出力部の出力電圧がゼロボルトに達する時間を補正した高電圧を出力することが可能な高電圧発生装置を提供する。低電圧を昇圧して整流し、プラス側の高電圧を発生するプラス高電圧発生回路30と、低電圧を昇圧して整流し、マイナス側の高電圧を発生するマイナス高電圧発生回路31と、前記プラス高電圧発生手段の出力と前記マイナス高電圧発生手段の出力とを加算して交流の出力を発生する出力部32と、前記出力部の交流電圧の半周期終了時に、前記出力部の出力電圧がゼロボルトに達する時間を補正する制御部40とを有する。

目的

本発明が解決しようとする課題は、交流電圧の半周期終了時に出力部の出力電圧がゼロボルトに達する時間の遅れを補正した高電圧を出力することが可能な高電圧発生装置を提供する

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
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請求項1

低電圧を昇圧して整流し、プラス側の高電圧を発生するプラス高電圧発生手段と、低電圧を昇圧して整流し、マイナス側の高電圧を発生するマイナス高電圧発生手段と、前記プラス高電圧発生手段の出力と前記マイナス高電圧発生手段の出力とを加算して交流の出力を発生する出力部と、前記出力部の交流電圧半周期終了時に、前記出力部の出力電圧ゼロボルトに達する時間を補正する制御手段とを有することを特徴とする高電圧発生装置

請求項2

前記プラス高電圧発生手段の入力側に設けられ、前記プラス高電圧発生手段を駆動する第1の駆動手段と、前記マイナス高電圧発生手段の入力側に設けられ、前記マイナス高電圧発生手段を駆動する第2の駆動手段とをさらに有し、前記制御手段は、前記第1の駆動手段の駆動を制御して前記プラス高電圧発生手段の出力に正の直流電圧重畳させるとともに、前記第2の駆動手段の駆動を制御して前記マイナス高電圧発生手段の出力に負の直流電圧を重畳させることを特徴とする請求項1記載の高電圧発生装置。

請求項3

前記第1の駆動手段及び第2の駆動手段はそれぞれ前記プラス高電圧発生手段と前記マイナス高電圧発生手段を駆動するパルス幅変調手段を有し、前記制御手段は、前記第1の駆動手段及び第2の駆動手段の前記パルス幅変調手段の出力に一定幅のパルスを加算することにより前記プラス高電圧発生手段及び前記マイナス高電圧発生手段の出力にそれぞれ正及び負の直流電圧を重畳させることを特徴とする請求項2記載の高電圧発生装置。

請求項4

前記制御部は前記出力部から出力される周波数に応じて前記プラス高電圧発生手段及びマイナス高電圧発生手段の出力に重畳させる正及び負の直流電圧値を変更させることを特徴とする請求項2又は請求項3記載の高電圧発生装置。

請求項5

前記プラス高電圧発生手段の入力側に設けられ、前記プラス高電圧発生手段を駆動する第1の駆動手段と、前記マイナス高電圧発生手段の入力側に設けられ、前記マイナス高電圧発生手段を駆動する第2の駆動手段とをさらに有し、前記制御手段は、前記出力部の交流の半周期終了時に前記プラス高電圧発生手段の駆動を停止する以前に前記第2の駆動手段の駆動を開始させるとともに、前記マイナス高電圧発生手段の駆動を停止する以前に前記第1の駆動手段の駆動を開始させることを特徴とする請求項1記載の高電圧発生装置。

請求項6

前記制御手段は、前記プラス高電圧発生手段の出力電圧がゼロボルトに達する時間の遅れ時間だけ前記第2の駆動手段を早く駆動し、前記マイナス高電圧発生手段の出力電圧がゼロボルトに達する時間の遅れ時間だけ前記第1の駆動手段を早く駆動することを特徴とする請求項5記載の高電圧発生装置。

請求項7

前記制御部は前記出力部から出力される周波数に応じて前記プラス高電圧発生手段及びマイナス高電圧発生手段の駆動開始時間を変更させることを特徴とする請求項5又は請求項6記載の高電圧発生装置。

技術分野

0001

本発明は、低電圧を昇圧するとともに種々の電圧波形高電圧を発生可能な高電圧発生装置に関する。

背景技術

0002

従来、低電圧を昇圧して高電圧を発生する高電圧発生装置が知られている。たとえば特許文献1記載の技術では、電子写真式画像形成装置において、現像バイアスとして正弦波矩形波交流の高電圧を用いている。そして、現像性能に効果があるということで4:6や3:7の偏デューティの矩形波が用いられている。

0003

また、最近では種々の交流波形の高電圧を発生可能な高電圧発生装置が要望されている。

0004

たとえば、図8に記載のような高電圧発生装置が考えられている。図8に記載の回路において、Tpはプラス側の電圧を昇圧するトランスで、このトランスTpの一次側に直流電圧をフルブリッジ回路FBpでスイッチングする駆動回路を設けることによりトランスTpの二次側に交流の高電圧が得られる。さらにトランスTpの二次側にはコッククロフトウォルトン回路CWpが設けられ、その倍電圧段数によって整数倍に昇圧されたプラスの電圧Vpが得られる。

0005

また、Tmはマイナス側の電圧を昇圧するトランスで、このトランスTmの一次側に直流電圧をフルブリッジ回路FBmでスイッチングする駆動回路を設けることによりトランスTmの二次側に交流の高電圧が得られる。さらにトランスTmの二次側にはコッククロフト・ウォルトン回路CWmが設けられ、その倍電圧の段数によって整数倍に昇圧されたマイナスの電圧Vmが得られる。

0006

これらプラスの電圧Vpとマイナスの電圧Vmとを180度位相をずらして発生し、プラスの電圧Vpとマイナスの電圧Vmとを抵抗RpとRmとで加算することにより出力端子Voutに(Vp+Vm)/2(Rp=Rmとしたとき)の交流電圧が得られる。

0007

なお、トランスTp、Tmの一次側のフルブリッジ回路はパルス幅変調(PWM:Pulse Width Moduration)した信号で駆動するようになっている。

0008

このような回路で、フルブリッジ回路にパルス幅変調した駆動信号パルス列を変えることにより、出力端子Voutには正弦波や矩形波、三角波等種々の波形交流出力を得ることができる。

0009

図9にフルブリッジ回路FBp、FBmに供給されるパルス幅変調信号と出力端子Voutに得られる交流出力信号の波形の例を示す。

0010

すなわち、プラス側のフルブリッジ回路FBpに図9(a)のパルス列を印加することにより、プラス側のコッククロフト・ウォルトン回路CWpの出力には図9(b)に示す正弦波の半波の波形のプラスの電圧Vpが得られる。また、マイナス側のフルブリッジ回路FBmに図9(a)のパルス列と同じパルス列で、時間軸位相が180度ずれ図9(c)に示すパルス列を印加することにより、マイナス側のコッククロフト・ウォルトン回路CWmの出力には図9(d)に示す正弦波の半波の波形のマイナスの電圧Vmが得られる。

0011

そして、これらのプラスの電圧Vpとマイナスの電圧Vmとを加算することにより、出力端子Voutには図9(e)に示すように抵抗RpとRmとで分圧された(Vp+Vm)/2の正弦波の交流電圧が得られる。なお図9(e)のVp、Vmはそれぞれコッククロフト・ウォルトン回路CWp、CWmの出力端子の電圧を示している。

0012

このようにパルス幅変調したパルス列で駆動することにより、正弦波を出力可能であるが、実際には図10に示すように正しい正弦波が得られない。

0013

図10において、(a)、(c)はそれぞれプラス高電圧発生回路マイナス高電圧発生回路の駆動期間で、図9の(a)、(c)と同じパル列が印加される。図10(b)、(d)はコッククロフト・ウォルトン回路CWp、CWmの出力電圧を示している。また、図10(e)は出力端子Voutの電圧を示している。

0014

すなわち、プラス高電圧発生回路のコッククロフト・ウォルトン回路CWpにはコンデンサが設けられており、そのコンデンサの容量の影響で正弦波の立上り時に時間的に遅れが生じる。また、正弦波の半周期終了時にはコッククロフト・ウォルトン回路CWpと加算回路の抵抗Rp、Rmとの時定数によりコンデンサの放電に時間がかかる。そのため、プラス高電圧発生回路の半周期終了時にコッククロフト・ウォルトン回路CWpの出力電圧Vpがゼロボルトに達するのに時間的な遅れが発生する。

0015

一方、次の半周期のマイナス高電圧発生回路の駆動開始時にもコッククロフト・ウォルトン回路CWmのコンデンサの容量の影響で出力電圧Vmは時間的な遅れが発生する。また、正弦波の半周期終了時にもコッククロフト・ウォルトン回路CWmと加算回路の抵抗Rp、Rmとの時定数によりコンデンサの放電に時間がかかる。そのため、マイナス高電圧発生回路の半周期終了時にコッククロフト・ウォルトン回路CWmの出力電圧Vmがゼロボルトに達するのに時間的な遅れが発生する。

0016

そしてプラス高電圧発生回路の出力とマイナス高電圧発生回路の出力とを加算した出力Voutは(Vp+Vm)/2となり、図10(e)に示すように歪んだ波形となる。

0017

その結果、正弦波の出力を希望しているにもかかわらず、出しい正弦波の波形が得られないという問題があった。また、正弦波に限らず三角波、矩形波であっても交流電圧の半周期の終了時にはCR時定数によってプラス高電圧発生回路の出力とマイナス高電圧発生回路の出力がゼロボルトに達するのに時間がかかるため、希望する波形の出力が得られないという問題があった。

先行技術

0018

特開平6−332353号公報

発明が解決しようとする課題

0019

本発明が解決しようとする課題は、交流電圧の半周期終了時に出力部の出力電圧がゼロボルトに達する時間の遅れを補正した高電圧を出力することが可能な高電圧発生装置を提供することである。

課題を解決するための手段

0020

上記の課題を解決するために、本発明は、低電圧を昇圧して整流し、プラス側の高電圧を発生するプラス高電圧発生手段と、低電圧を昇圧して整流し、マイナス側の高電圧を発生するマイナス高電圧発生手段と、前記プラス高電圧発生手段の出力と前記マイナス高電圧発生手段の出力とを加算して交流の出力を発生する出力部と、前記出力部の交流電圧の半周期終了時に、前記出力部の出力電圧がゼロボルトに達する時間を補正する制御手段とを有する。

発明の効果

0021

本発明によれば、交流電圧の半周期終了時に出力部の出力電圧がゼロボルトに達する時間の遅れを補正した高電圧を出力することが可能な高電圧発生装置を提供することができる。

図面の簡単な説明

0022

高電圧発生装置の一例を示すブロック図。
図1のフルブリッジ回路FBp、FBmの一例を示す回路図。
図1のコッククロフト・ウォルトン回路CWp、CWmの一例を示す回路図。
図1のブロック図において、正弦波を発生させるときの駆動パルス列出力波形を示す図。
図4の駆動パルス列と実際に出力された波形を測定した図。
高電圧発生装置の他の例を示すブロック図。
図6のブロック図において、正弦波を発生させるときの駆動パルス列と出力波形を示す図。
従来の高電圧発生回路を示すブロック図。
図8のブロック図において、正弦波を発生させるときの駆動パルス列と出力波形を示す図。
図8における詳細な出力波形を示す図。

実施例

0023

以下、本発明の実施形態を図面に基づき説明する。

0024

図1は、高電圧発生装置の一例を示すブロック図である。

0025

図1において、11はプラス側のパルス幅変調回路で、出力電圧として発生させる信号の波形に応じたパルス列を発生するものである。12はマイナス側のパルス幅変調回路で、出力電圧として発生させる信号の波形に応じたパルス列を発生するものである。13はオフセットパルス発生回路で、パルス幅変調回路11,12で発生したパルス列に対して加算する一定の幅のパルスを発生するものである。

0026

14、15は加算回路で、パルス幅変調回路11、12で発生されたパルス列に対してオフセットパルス発生回路13で発生された一定幅のパルス列を加算するものである。16、17はそれぞれプラス側及びマイナス側のトランスで入力側の電圧を巻線数の比に応じて昇圧するものである。18、19はそれぞれプラス側及びマイナス側のフルブリッジ回路で、それぞれ加算回路14、15からの信号に基づいて駆動されることによりトランス16、17に交流信号を印加するようになっている。

0027

図2図1のフルブリッジ回路18、19の具体的な回路例を示すものである。フルブリッジ回路自体は周知のもので、2つのMOSFET直列接続したスイッチング回路が2組設けられ、直列接続されたFET各組接続点にトランス16、17の一次側コイルが接続されるものである。そしてフルブリッジ回路の入力側にパルス変調回路のパルス列(PWM)とトランスの駆動方向を切替える信号(DIR)とを印加することによりそれぞれの組のFETのスイッチング状態を切替え、トランスの一次側を交流駆動するようになっている。

0028

トランス16の二次側にはプラス整流のコッククロフト・ウォルトン回路20が接続され、トランス17の二次側にはマイナス整流のコッククロフト・ウォルトン回路21が接続されている。このコッククロフト・ウォルトン回路20、21は図3に示すような周知のダイオードとコンデンサが直列接続された倍電圧の整流・平滑回路複数段直列接続されたもので、整流・平滑回路の段数に応じた倍電圧の整流が行われる。なお、図3プラス出力の回路例であり、マイナス出力の回路ではダイオードの向きが逆になっている。

0029

ここで、トランス16、フルブリッジ回路18及びコッククロフト・ウォルトン回路20でプラス高電圧発生回路30を構成し、その出力電圧はVpである。また、トランス17、フルブリッジ回路19及びコッククロフト・ウォルトン回路21でマイナス高電圧発生回路31を構成し、その出力電圧はVmである。

0030

32は出力部で、プラス高電圧発生回路30の出力とマイナス高電圧発生回路31の出力とを抵抗Rpと抵抗Rmとの直列回路(Rp=Rm)で加算し、抵抗Rpと抵抗Rmとの接続点を出力端子Voutとしている。

0031

このようにプラス高電圧発生回路30とマイナス側高電圧発生回路31とを独立して構成することによりプラス側高電圧発生回路30の出力波形とマイナス側高電圧発生回路31の出力波形とを異なった波形として発生することができる。また、プラス高電圧発生回路30の出力電圧とマイナス高電圧発生回路31の出力電圧とを異なった電圧とすることにより、出力部32の出力電圧もプラス側とマイナス側とで異なった値の出力電圧とすることもできる。

0032

一方、40は制御部で、出力部32に出力したい電圧値周波数、出力波形に応じてパルス幅変調回路11、12とオフセットパルス発生回路13が出力するパルス列のパルス幅デューティ比を切替えるようになっておりその詳細は後述する。

0033

なお、41は操作パネルで、出力する電圧値や周波数、電圧波形を操作パネル41から選択できるようになっている。また、42は電源回路で、商用電源降圧及び整流した低電圧+Vddを発生して各回路に供給するものである。

0034

次に、図4に示すパルス列と出力波形図を用いて図1の動作を説明する。図4は正弦波を発生する例を示している。

0035

図4において、(a)はプラス高電圧発生回路30の駆動期間、(b)はマイナス高電圧発生回路31の駆動期間をそれぞれ示している。

0036

図4(c)は基本クロックで、各パルス列はこの基本クロックに同期して発生する。また、図4(d)、(h)はそれぞれパルス幅変調回路11、12から出力されるパルス列で、それぞれ出力される正弦波の半周期分ずれて発生され、このパルスの幅が大きくなるほどトランス16、17から出力される電圧が高くなるようになっている。従って、正弦波を発生させるときはパルス幅変調回路11、12から出力されるパルス幅をゼロから徐々に大きくしていき、また、徐々に小さくしてゼロにすることによりトランス16、17からそれぞれ半周期の正弦波を発生することができる。

0037

このようにプラス側のパルス幅変調回路11で半周期分のパルス列を発生したのち、マイナス側のパルス幅変調回路12から同様のパルス列を発生することにより交流1周期分の正弦波を発生し、これを繰返すことにより交流波形を発生することができる。

0038

図4において、(e)、(i)はオフセットパルス発生回路13から出力されるパルス列で、一定幅のパルス列である。また、(f)、(j)はパルス幅変調回路11、12から出力されたパルス列とオフセットパルス発生回路13から出力された一定幅のパルス列とが加算回路14、15で加算(パルス幅を広くする)されたパルス列である。

0039

図1において、フルブリッジ回路18は加算回路14からの(f)に示すパルス列によって駆動されるので、プラス高電圧発生回路30の出力Vpにはパルス幅変調回路11からのパルス列(d)による正弦波の半周期分の出力と、オフセットパルス発生回路13から出力された一定幅のパルス列(e)による正の直流信号の出力とが重畳された出力信号(g)が出力される。

0040

また、同様にフルブリッジ回路19は加算回路15からの(j)に示すパルス列によって駆動されるので、マイナス高電圧発生回路31の出力Vmにはパルス幅変調回路12からのパルス列(h)による正弦波の半周期分の出力と、オフセットパルス発生回路13から出力された一定幅のパルス列(i)による負の直流信号の出力とが重畳された出力信号(k)が出力される。

0041

そして、出力部32ではプラス高電圧発生回路30の出力Vp(g)とマイナス高電圧発生回路31の出力Vm(k)とが加算され、抵抗Rpと抵抗Rmとで分圧されるので(Vp+Vm)/2(Rp=Rmであるので)の電圧が図4(l)のVoutとして出力される。

0042

ここで、プラス側高電圧発生回路30の出力Vpはコッククロフト・ウォルトン回路CWpのコンデンサと抵抗Rp、Rmとの時定数によって図4(g)に示すように駆動パルス(f)の供給が停止されても直ちにゼロボルトに降下しない。

0043

しかしながら、プラス高電圧発生回路30の駆動パルス列(f)の供給を停止すると略同時にマイナス高電圧発生回路31に駆動パルス列(j)が印加されるためマイナス高電圧発生回路31の出力Vmは図4(k)に示すように負の直流信号成分により急激にマイナス電圧となる。

0044

その結果、出力部32の出力は(Vp+Vm)/2であるので、Vm(k)の急激な電圧降下(=マイナス電圧増加)により出力部32の電圧も急激に低下し、コッククロフト・ウォルトン回路CWpのコンデンサと抵抗Rp,Rmとの時定数による電圧降下の遅れを補正することができる。

0045

同様に、マイナス高電圧発生回路31の出力Vmの終了時にコッククロフト・ウォルトン回路CWmのコンデンサと抵抗Rp,Rmとの時定数によって図4(k)に示すように駆動パルス(j)の供給が停止されても直ちにゼロボルトに上昇しない。

0046

しかしながら、マイナス高電圧発生回路31の駆動パルス列(j)の供給を停止すると略同時にプラス高電圧発生回路30に駆動パルス列(f)が印加されるためプラス高電圧発生回路30の出力Vpは図4(g)に示すように正の直流信号成分により急激にプラス電圧となる。

0047

その結果、出力部32の出力は(Vp+Vm)/2であるので、Vp(g)の急激な電圧上昇により出力部32の電圧も急激に上昇し、コッククロフト・ウォルトン回路CWmのコンデンサと抵抗Rp,Rmとの時定数による電圧上昇の遅れを補正することができる。

0048

ここで、出力部32に発生する周波数が数Hzと低い時は時定数によるゼロボルトに達する時間の遅れが無視できるが、周波数が100Hz程度と高くなるにつれて時間遅れが無視できなくなる。このため、出力する周波数が高くなるにつれてプラス及びマイナス高電圧発生回路30,31に出力される正及び負の直流電圧が高くなるように、すなわちオフセットパルスの幅が大きくなるように制御すればよい。

0049

なお、図4では理論的な出力波形を示したが、実際の出力波形を測定した結果、図5に示すように駆動パルスに対して時間的な遅れはあるものの、交流の半周期終了時にゼロボルトに達する時間の遅れを補正することができた。図5における符号は図4における符号と同一符号としている。

0050

以上詳述したように、本実施形態ではプラス高電圧発生回路30及びマイナス高電圧発生回路31の駆動をパルス幅変調した信号で駆動するとともに、パルス幅変調信号に一定幅のオフセットパルスを加算し、高電圧発生回路の出力に一定の正及び負の直流電圧を重畳した出力とすることにより、交流電圧の半周期終了時に出力部の出力電圧がゼロボルトに達する時間の遅れを補正した高電圧を出力することができる。

0051

図6は高電圧発生装置の他の実施形態を示す図である。

0052

図6において、11はプラス側のパルス幅変調回路で、出力電圧として発生させる信号の波形に応じたパルス列を発生するものである。12はマイナス側のパルス幅変調回路で、出力電圧として発生させる信号の波形に応じたパルス列を発生するものである。

0053

16、17はそれぞれプラス側及びマイナス側のトランスで入力側の電圧を巻線数の比に応じて昇圧するものである。18、19はそれぞれプラス側及びマイナス側のフルブリッジ回路で、それぞれパルス幅変調回路11、12からの信号に基づいてトランス16、17に交流信号を印加するようになっている。

0054

フルブリッジ回路18、19の具体的な回路例は図2に示すものと同じである。

0055

トランス16の二次側にはプラス整流のコッククロフト・ウォルトン回路20が接続され、トランス17の二次側にはマイナス整流のコッククロフト・ウォルトン回路21が接続されている。このコッククロフト・ウォルトン回路20、21は図3に示すものと同じである。

0056

ここで、トランス16、フルブリッジ回路18及びコッククロフト・ウォルトン回路20でプラス高電圧発生回路30を構成し、その出力電圧はVpである。また、トランス17、フルブリッジ回路19及びコッククロフト・ウォルトン回路21でマイナス高電圧発生回路31を構成し、その出力電圧はVmである。

0057

32は出力部で、プラス高電圧発生回路30の出力とマイナス高電圧発生回路31の出力とを抵抗Rpと抵抗Rmとの直列回路(Rp=Rm)で加算し、抵抗Rpと抵抗Rmとの接続点を出力端子Voutとしている。

0058

一方、40は制御部で、出力部32に出力したい電圧値、周波数、出力波形に応じてパルス幅変調回路11が出力するパルス列のデューティ比を切替えるようになっておりその詳細は後述する。また、制御部40はパルス幅変調回路11、12からパルスを発生させるタイミングも制御するようになっている。

0059

なお、41は操作パネルで、出力する電圧値や周波数、電圧波形を操作パネルから選択できるようになっている。また、42は電源回路で、商用電源を降圧及び整流した低電圧+Vddを発生して各回路に供給するものである。

0060

次に、図7に示す波形図を用いて図6の高電圧発生装置の動作を説明する。

0061

図7は正弦波を発生するときの例で、(a)はプラス駆動期間、(b)はマイナス駆動期間をそれぞれ示している。

0062

制御部40はプラス駆動期間(a)の開始時よりもtpだけ早いタイミングで(c)に示すようなプラス高電圧駆動期間にパルス幅変調回路11にパルス幅変調信号を出力するように指示する。このプラス高電圧駆動期間(c)の期間に図4の(d)に示すパルス幅変調信号をフルブリッジ回路18に供給してプラス高電圧発生回路30を駆動する。換言するならば、マイナス駆動期間(b)の終了時、すなわちマイナス高電圧発生回路31の駆動を停止する前にプラス高電圧発生回路30の駆動を開始する。

0063

また、制御部40はマイナス駆動期間(b)の開始時よりもtmだけ早いタイミングで(d)に示すようなマイナス高電圧駆動期間にパルス幅変調回路12にパルス幅変調信号を出力するように指示する。このマイナス高電圧駆動期間(d)の期間に図4の(h)に示すパルス幅変調信号をフルブリッジ回路19に供給してマイナス高電圧発生回路31を駆動する。換言するならば、プラス駆動期間(a)の終了時、すなわちプラス高電圧発生回路30の駆動を停止する前にマイナス高電圧発生回路30の駆動を開始する。

0064

その結果、プラス高電圧発生回路30の出力Vpは図7(e)に示すように、立上り時にはプラス駆動期間(a)よりもtpだけ早く立上り、正弦波の半周期終了時にはコッククロフト・ウォルトン回路CWpのコンデンサと出力部32の抵抗Rp、Rmとの時定数によりプラス駆動期間(a)よりもdpだけ遅れてゼロボルトに達する。

0065

一方、マイナス高電圧発生回路31の出力Vmは図7(f)に示すように、立下がり時にはマイナス駆動期間(b)よりもtmだけ早く立下り、正弦波の半周期終了時にはコッククロフト・ウォルトン回路CWmのコンデンサと出力部32の抵抗Rp、Rmとの時定数によりマイナス駆動期間(b)よりもdmだけ遅れてゼロボルトに達する。ここで立上り時間tpは遅れ時間dmと同じ時間とし、立下り時間tmは遅れ時間dpと同じ時間となるようにtpとtmとを設定している。

0066

この結果、出力部32の出力Voutはプラス高電圧発生回路30の出力Vpとマイナス高電圧発生回路31の出力Vmとの加算信号であるので図7(g)に示すようにプラス駆動期間(a)とマイナス駆動期間(b)内にそれぞれ正弦波の半周期が発生した信号なる。

0067

なお、マイナス高電圧発生回路31の駆動を停止する前にプラス高電圧発生回路30の駆動を開始するようにしたが、マイナス高電圧発生回路31の出力の遅れを小さくするためにマイナス高電圧発生回路31の駆動の停止を早めに終了するようにしてもよい。また、プラス高電圧発生回路30の駆動を停止する前にマイナス高電圧発生回路31の駆動を開始するようにしたが、プラス高電圧発生回路30の出力の遅れを小さくするためにプラス高電圧発生回路30の駆動の停止を早めに終了するようにしてもよい。

0068

また、出力部32の周波数に応じて駆動開始時間tp、tmを変更するようにしてもよい。すなわち、周波数が高くなるにつれて駆動開始時間tp、tmを大きくするようにしてもよい。

0069

このように本実施の形態によれば、マイナス高電圧発生回路の駆動を停止する以前にプラス高電圧発生回路の駆動を開始し、プラス高電圧発生回路の駆動を停止する以前にマイナス高電圧発生回路の駆動を開始するようにしたので、コッククロフト・ウォルトン回路のコンデンサと出力部32の抵抗Rp、Rmとの時定数により出力部の出力電圧がゼロボルトに達する時間の遅れを補正することができる。

0070

なお、上記実施の形態ではパルス幅変調信号をパルス幅変調回路で出力するようにしたが、CPUを用いてソフトウエア制御パルス出力するように変更可能なことは勿論である。

0071

このように本発明の高電圧発生装置は種々の波形の高電圧を発生可能であるので、プラズマイオン発生器絶縁耐圧試験機、低周波静電スピーカ、高電界治療器などに利用可能である。

0072

11、12パルス幅変調回路
13オフセットパルス発生回路
30プラス高電圧発生回路
31マイナス高電圧発生回路
32 出力部
40 制御部

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