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技術 航空通信用周波数推定器

出願人 タレス
発明者 アントニン・ハーシュマシュー・アルノーピエール-アレクサンドル・ロセハレド・ズイタンヌ
出願日 2015年4月30日 (6年4ヶ月経過) 出願番号 2015-093200
公開日 2015年12月10日 (5年8ヶ月経過) 公開番号 2015-222943
状態 特許登録済
技術分野 伝送一般の監視、試験 飛行船・気球・飛行機
主要キーワード 振動数シフト 半径方向加速度 最大位相シフト 一次ループ 監視周波数 監視アルゴリズム 信号対雑音比値 全動作範囲
関連する未来課題
重要な関連分野

この項目の情報は公開日時点(2015年12月10日)のものです。
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図面 (7)

課題

解決手段

航空通信の周波数値推定するよう適合された方法と装置において、データは一連フレーム形式で送信され、フレームは既知のデータの第1のヘッダフィールド300とそれに続く未知のデータのフィールド3011とを含む。ヘッダの既知のデータ(300)に対する監視相関と、の周波数を中心とした第1の周波数範囲の推定とを行う工程1と、工程1において判断された周波数範囲にわたって相関ピークを求めること及び相関ピークに対応する周波数を保持することにより、データフィールド3011の未知のデータのすべてに対するブラインド相関を生成する工程2とを少なくとも含む。

概要

背景

図1に、地上ステーション1と衛星2と空中システム3または航空機とを有する送信システムを概略的に示す。送り経路Laは、地上ステーション1から航空機などの空中システムへ行く経路として定義され、戻り経路Lrは衛星2を介し航空機3から地上ステーション1へ行く経路として定義される。ドップラー効果は衛星2に対する航空機3の移動により引き起こされる。ドップラー効果およびドップラー効果変動を航空機の速度と加速度に関連づけることが可能である。

送信システムの周波数をfem、送信システムの速度をvem、受信器の周波数をfrec、受信器の速度をvrecとすると、2つの周波数間の関係は光の速度cの関数として次式のように表され得る。

衛星は航空機に比較して動かないと考えられるので、送信機と受信器間の周波数差Δfに対し次式が得られる。

最大ドップラー効果Dmaxとドップラー効果の最大変化量Vmaxと、航空機の最大速度Smaxと航空機の最大加速度Amaxとを以下のように関連づけることが可能である。

ここで考えられる「最悪ケース」航空条件は以下のものである。
旅客機巡航速度に対応する航空機の最大速度0.97Mach、
・次の期間中に旅客機が達し得る最大加速度に対応する航空機の最大加速度2g、
○衛星の方向の離陸着陸
○衛星の方向の半径方向加速度での急カーブ
○航空機に対し衛星が頂点をなすエアポケット

図2Aと図2Bにおける2つのグラフは、空中ポケットの存在下の加速度Aおよび高度の変動Altと、ドップラー効果Dおよびドップラー効果の変動(導出曲線)Vとをそれぞれ示す。

無線周波数RF伝送特性は次の通りである。
通信衛星において使用される最高周波数範囲Ka帯の典型的な30GHzに固定された最大搬送波周波数
・Ka帯における衛星通信に使用される最小シンボルレートに対応する1Mbaudに固定された最小シンボルレート。

最大ドップラー効果Dmaxとドップラー効果の最大変化量Vmaxに対し次の値が定められる。
Dmax=33kHz、およびVmax=1962(Hz/s)

フレームのシンボルレートRsに関するこれらの値を正規化することにより、正規化最大ドップラー



と正規化ドップラー変動



が得られる。

図3に、90シンボルヘッダ300、1440データシンボルの第1のブロック3011、続いて36シンボルのパイロットの第1のブロック3021、次いで1440データシンボルの第2のブロック3012、続いて36シンボルのパイロットの第2のブロック3022等からなるDVB−S2フレームの構造を示す。

航空状況下では、Ka帯において、(非特許文献1)に推奨された周波数同期機構に関連付けられたDVB−S2フレームの標準化構造は、5dB(当該分野の典型的値)未満の信号対雑音比の低シンボルレート(5Mbaud未満)の運用許可しない。

このアプリケーションの例では、ドップラー推定後の最大残留ドップラーは、位相曖昧性を防止するために2つのパイロットブロック間にπの最大位相シフトを引き起こさねばならない。これは、1440データシンボルと36パイロットシンボルのDVB−S2フレームでは次式に等しい最高周波数解像度



関与する。

図4に、受信器における従来技術による周波数推定の例を概略的に示す。信号の周波数同期は、2段階、すなわちループ構造Iにより行われる第1の粗同期と開ループまたは「フィードフォワード」制御モードIIにおいて行われる第2の密同期で発生する。受信器により受信された入力信号は、装置の動作中の周波数の補正を可能にする推定周波数値もまた受信するミキサ400に入る。信号は、ナイキストフィルタブロック410と、レー同期モジュール420と、フレーム同期モジュール430と、第1の周波数同期モジュール440とを含むアウトフィットへ通され、第1の周波数同期モジュール440の出力は、第1に、位相取得モジュール470が続く密同期モジュール460へ、第2に、ループフィルタ460へ接続される。

ループ同期機構Iは周波数同期モジュール440とループフィルタのモジュール450とを含む。周波数同期モジュールは次式に従って信号



の周波数の推定を行う。



ここで、



であり、ここで、rkは時点kに受信されたデータサンプルr、



はこの同時点kにおける基準シンボルの共役、argは複素数引き数である。雑音に対し非常に敏感であるこの推定は、一次ループフィルタによりフィルタ処理された後、ナイキスト受信フィルタ入力補正として導入される。

ループフィルタのループ帯域幅は第1の周波数同期処理における決定パラメータであり、
− 同期の収束速度に比例し、
− 同様に、雑音に対する推定の感度に比例する。

要約すれば、この推定は、ループ帯域が広くなればなるほど、より急速に周波数の変位収束するが、同時に、雑音レベルにより敏感となる。

次の密同期ブロック460は、監視モードで動作するアルゴリズムを使用することにより信号の周波数の第2の推定を行う。その推定を行うためにDVB−S2フレーム(ヘッダとパイロット)の基準フィールドを使用する。

念のために記しておくと、次式Rl(m)により、一連の大きさNにわたる指標mの信号xの自己相関R(m)を推定ことが可能である。

業者に知られたLuise&Reggianiniアルゴリズムからの監視アルゴリズムは、これらの相関をパイロットブロックの数Lにわたって平均化する。相関は、パイロットブロックの長さの半分



にわたって行われる、ここで、L0はパイロットブロックの長さである。



ここで、
Ts:シンボル時間
L0:パイロットブロックの長さ
i:自己相関の推定の指標
N:L0/2:パイロットブロックにより生成される自己相関の数
l:パイロットブロックの指標
L:周波数推定が行われるパイロットブロックの数である。

この周波数補正は、相関を平均化するパイロットブロックの数Lの値に関する第2の妥協案を生じる。第2の妥協案は推定の精度に比例し、推定の反応度反比例する。

しかし、このようなスキームでは、特に航空チャネル周波数変動に追随できるようにするとともに低信号対雑音比0dBでも十分に正確な周波数推定を可能にする周波数同期の調整を見い出すことができない。推定周波数



と実際の周波数frealとの周波数差が現れ得、通信中にドロップアウトと従ってフレーム喪失との源となり得る。

公知の従来技術の推定器は通常、DVB−S2フレームのヘッダとパイロットブロックなどの既知の情報を使用する監視アルゴリズムに基づくが、同監視アルゴリズムは、DVB−S2標準に従って動作するのに十分に正確なドップラーの推定と、航空機の移動に起因する著しいドップラー変動に耐えるための十分な反応度との両立を可能にしない。

(非特許文献2)では、長期にわたって平均化されるループDA推定器について説明している。

(特許文献1)では、パイロットを使用してブラインド周波数を推定するアルゴリズムについて説明している。

概要

航空通信用周波数推定器を提供する。航空通信の周波数値を推定するよう適合された方法と装置において、データは一連のフレームの形式で送信され、フレームは既知のデータの第1のヘッダフィールド300とそれに続く未知のデータのフィールド3011とを含む。ヘッダの既知のデータ(300)に対する監視相関と、の周波数を中心とした第1の周波数範囲の推定とを行う工程1と、工程1において判断された周波数範囲にわたって相関ピークを求めること及び相関ピークに対応する周波数を保持することにより、データフィールド3011の未知のデータのすべてに対するブラインド相関を生成する工程2とを少なくとも含む。

目的

本発明は特に、極短い推定期間にわたって極めて正確に周波数の推定を提供する

効果

実績

技術文献被引用数
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請求項1

第1のステーション(1)と前記第1のステーションに対して移動する空中システム(3)との間の航空通信周波数値推定する方法であって、データが一連フレーム形式で送信され、フレームが既知のデータの少なくとも1つの第1のヘッダフィールド(300)とそれに続く未知のデータの1つまたは複数のフィールド(3011)とを含む方法において、少なくとも、前記ヘッダの前記既知のデータ(300)に対する監視相関と、の精度を有する推定周波数を中心とした第1の周波数範囲の推定とを行う工程1と、前記工程1において判断された前記周波数を中心とした範囲にわたって相関ピークを求めることにより、および前記相ピークに対応する周波数を保持することにより、前記データフィールド(3011)の前記未知のデータの少なくともすべてに対するブラインド相関を生成する工程2とを含むことを特徴とする方法。

請求項2

請求項1に記載の方法において、前記フレームは、前記データフィールド(3011)の前に配置されるパイロットフィールド(3021)を含む位相変化による変調により変調されるDVB−S2タイプのフレームであることと、前記方法は、少なくとも、の精度を有する推定周波数を中心とした範囲を得るために、前記DVB−S2ヘッダのフーリエ変換により監視相関を行う工程1と、前記変調フレームシンボルを使用し、前記工程1で定義された前記周波数を中心とした範囲に対応する短フレーム変調シンボルのフーリエ変換の4乗を使用し、前記フーリエ変換のノルム最大値に対応する周波数を判断しそこからドップラー効果の値を推定する工程2とを含むこととを特徴とする方法。

請求項3

請求項2に記載の方法において、次式の周波数を推定する工程1であって、ここで、−conj():複素数の共役関数DFT:フーリエ変換−k:シンボルの指標−t:所与の時点−Δf:推定すべきドップラー周波数−rect90(t):長さ90の直交関数−sinc90*π(f):幅90*πの基本正弦関数−Ref(k):ヘッダの受信シンボルR(k)の基準シンボル、ここで、1≦k≦90−BABG:付加白色ガウス雑音である工程1と、次式からドップラーの値を推定する工程2であって、ここで、−NDALength:ブラインド周波数推定値を生成する長さ、−RectNDALength(t):長さNDALengthの直交関数、−sincNDALength*π(f):幅NDALength*πの基本正弦関数、−BABGEq(f):雑音のある信号SymbsQPSK+BABGの4乗から発生する等価付加白色ガウス雑音、−MaxIndexNDA:フーリエ変換のノルムが最大となる周波数範囲FreqRangeNDAに属する周波数である工程2とを少なくとも含むことを特徴とする方法。

請求項4

請求項2または3に記載の方法において、前記フレームはBPSKまたはQPSK変調により変調されることを特徴とする方法。

請求項5

請求項4に記載の方法において、前記NDALengthの値は0dBのSNRに対して8370に固定されることを特徴とする方法。

請求項6

請求項5に記載の方法において、前記NDALengthの値はに等しく、ここで、SNRLinは線型に表された信号対雑音比SNRに対応することを特徴とする方法。

請求項7

請求項2乃至6のいずれか一項に記載の方法において、周波数推定値は前記通信を構成するDVB−S2フレーム毎に判断されることを特徴とする方法。

請求項8

少なくとも第1のステーション(1)と前記第1のステーションに対して移動する空中システム(3)とを含む航空通信システムにおけるドップラーを推定するための装置において、データが一連のフレームの形式で送信され、フレームが既知のデータの少なくとも1つの第1のヘッダフィールド(300)とそれに続く未知のデータの1つまたは複数のフィールド(3011)とを含み、前記装置は少なくとも、・前記ヘッダの既知のデータに対する監視相関を生成するとともに、の精度を有する推定周波数を中心とした第1の周波数範囲の推定を行うよう適合された第1のモジュール(510)と、・前記推定周波数にわたって相関ピークを求めることにより、および前記相関ピークに対応する周波数を保持することにより、データフィールド(3011)の未知のデータの少なくともすべてに対するブラインド相関を生成するよう適合された第2のモジュール(520)とを含むことを特徴とする装置。

請求項9

前記フレームはQPSKまたはBPSK変調DVB−S2データであることを特徴とする請求項8に記載の装置。

請求項10

前記第1の推定モジュールと前記第2のモジュールはFPGA技術を使用して生成されることを特徴とする請求項8または9に記載の装置。

技術分野

0001

本発明は、例えばDVB−S2標準またはその均等な様式に基づき航空条件下でデータをリアルタイム送受信する周波数推定器に関する。本発明は、低信号対雑音比状況下かつ高ドップラー加速度で、ドップラー効果に起因する振動数シフトを充分に正確な方法で推定するために使用され得る。

0002

本発明は、特に低信号対雑音比と当該分野で高いと考えられる値に達し得るドップラー加速度とを示す空中状況下における周波数同期の問題に関する。ドップラー効果は衛星に対する航空機の移動により引き起こされ、航空チャネルはドップラー効果と呼ばれる受信搬送波における周波数シフトにより乱される。

背景技術

0003

図1に、地上ステーション1と衛星2と空中システム3または航空機とを有する送信システムを概略的に示す。送り経路Laは、地上ステーション1から航空機などの空中システムへ行く経路として定義され、戻り経路Lrは衛星2を介し航空機3から地上ステーション1へ行く経路として定義される。ドップラー効果は衛星2に対する航空機3の移動により引き起こされる。ドップラー効果およびドップラー効果変動を航空機の速度と加速度に関連づけることが可能である。

0004

送信システムの周波数をfem、送信システムの速度をvem、受信器の周波数をfrec、受信器の速度をvrecとすると、2つの周波数間の関係は光の速度cの関数として次式のように表され得る。

0005

衛星は航空機に比較して動かないと考えられるので、送信機と受信器間の周波数差Δfに対し次式が得られる。

0006

最大ドップラー効果Dmaxとドップラー効果の最大変化量Vmaxと、航空機の最大速度Smaxと航空機の最大加速度Amaxとを以下のように関連づけることが可能である。

0007

ここで考えられる「最悪ケース」航空条件は以下のものである。
旅客機巡航速度に対応する航空機の最大速度0.97Mach、
・次の期間中に旅客機が達し得る最大加速度に対応する航空機の最大加速度2g、
○衛星の方向の離陸着陸
○衛星の方向の半径方向加速度での急カーブ
○航空機に対し衛星が頂点をなすエアポケット

0008

図2A図2Bにおける2つのグラフは、空中ポケットの存在下の加速度Aおよび高度の変動Altと、ドップラー効果Dおよびドップラー効果の変動(導出曲線)Vとをそれぞれ示す。

0009

無線周波数RF伝送特性は次の通りである。
通信衛星において使用される最高周波数範囲Ka帯の典型的な30GHzに固定された最大搬送波周波数
・Ka帯における衛星通信に使用される最小シンボルレートに対応する1Mbaudに固定された最小シンボルレート。

0010

最大ドップラー効果Dmaxとドップラー効果の最大変化量Vmaxに対し次の値が定められる。
Dmax=33kHz、およびVmax=1962(Hz/s)

0011

フレームのシンボルレートRsに関するこれらの値を正規化することにより、正規化最大ドップラー



と正規化ドップラー変動



が得られる。

0012

図3に、90シンボルヘッダ300、1440データシンボルの第1のブロック3011、続いて36シンボルのパイロットの第1のブロック3021、次いで1440データシンボルの第2のブロック3012、続いて36シンボルのパイロットの第2のブロック3022等からなるDVB−S2フレームの構造を示す。

0013

航空状況下では、Ka帯において、(非特許文献1)に推奨された周波数同期機構に関連付けられたDVB−S2フレームの標準化構造は、5dB(当該分野の典型的値)未満の信号対雑音比の低シンボルレート(5Mbaud未満)の運用許可しない。

0014

このアプリケーションの例では、ドップラー推定後の最大残留ドップラーは、位相曖昧性を防止するために2つのパイロットブロック間にπの最大位相シフトを引き起こさねばならない。これは、1440データシンボルと36パイロットシンボルのDVB−S2フレームでは次式に等しい最高周波数解像度



関与する。

0015

図4に、受信器における従来技術による周波数推定の例を概略的に示す。信号の周波数同期は、2段階、すなわちループ構造Iにより行われる第1の粗同期と開ループまたは「フィードフォワード」制御モードIIにおいて行われる第2の密同期で発生する。受信器により受信された入力信号は、装置の動作中の周波数の補正を可能にする推定周波数値もまた受信するミキサ400に入る。信号は、ナイキストフィルタブロック410と、レー同期モジュール420と、フレーム同期モジュール430と、第1の周波数同期モジュール440とを含むアウトフィットへ通され、第1の周波数同期モジュール440の出力は、第1に、位相取得モジュール470が続く密同期モジュール460へ、第2に、ループフィルタ460へ接続される。

0016

ループ同期機構Iは周波数同期モジュール440とループフィルタのモジュール450とを含む。周波数同期モジュールは次式に従って信号



の周波数の推定を行う。



ここで、



であり、ここで、rkは時点kに受信されたデータサンプルr、



はこの同時点kにおける基準シンボルの共役、argは複素数引き数である。雑音に対し非常に敏感であるこの推定は、一次ループフィルタによりフィルタ処理された後、ナイキスト受信フィルタ入力補正として導入される。

0017

ループフィルタのループ帯域幅は第1の周波数同期処理における決定パラメータであり、
− 同期の収束速度に比例し、
− 同様に、雑音に対する推定の感度に比例する。

0018

要約すれば、この推定は、ループ帯域が広くなればなるほど、より急速に周波数の変位収束するが、同時に、雑音レベルにより敏感となる。

0019

次の密同期ブロック460は、監視モードで動作するアルゴリズムを使用することにより信号の周波数の第2の推定を行う。その推定を行うためにDVB−S2フレーム(ヘッダとパイロット)の基準フィールドを使用する。

0020

念のために記しておくと、次式Rl(m)により、一連の大きさNにわたる指標mの信号xの自己相関R(m)を推定ことが可能である。

0021

業者に知られたLuise&Reggianiniアルゴリズムからの監視アルゴリズムは、これらの相関をパイロットブロックの数Lにわたって平均化する。相関は、パイロットブロックの長さの半分



にわたって行われる、ここで、L0はパイロットブロックの長さである。



ここで、
Ts:シンボル時間
L0:パイロットブロックの長さ
i:自己相関の推定の指標
N:L0/2:パイロットブロックにより生成される自己相関の数
l:パイロットブロックの指標
L:周波数推定が行われるパイロットブロックの数である。

0022

この周波数補正は、相関を平均化するパイロットブロックの数Lの値に関する第2の妥協案を生じる。第2の妥協案は推定の精度に比例し、推定の反応度反比例する。

0023

しかし、このようなスキームでは、特に航空チャネルの周波数変動に追随できるようにするとともに低信号対雑音比0dBでも十分に正確な周波数推定を可能にする周波数同期の調整を見い出すことができない。推定周波数



と実際の周波数frealとの周波数差が現れ得、通信中にドロップアウトと従ってフレーム喪失との源となり得る。

0024

公知の従来技術の推定器は通常、DVB−S2フレームのヘッダとパイロットブロックなどの既知の情報を使用する監視アルゴリズムに基づくが、同監視アルゴリズムは、DVB−S2標準に従って動作するのに十分に正確なドップラーの推定と、航空機の移動に起因する著しいドップラー変動に耐えるための十分な反応度との両立を可能にしない。

0025

(非特許文献2)では、長期にわたって平均化されるループDA推定器について説明している。

0026

(特許文献1)では、パイロットを使用してブラインド周波数を推定するアルゴリズムについて説明している。

0027

米国特許出願公開第2008/0211719号明細書

先行技術

0028

ETSI directives TR 102 376 V1.1.1,“Technical Report,DVB,User Guidelines for the second generation system for Broadcasting,Interactive Services,News Gathering andotherBroadband Satellite Applications DVB−S2”
RYU et al. entitled“Hardware efficient frequency estimator based on data−aided algorithm for digital video broadcasting system”

0029

本発明の主題である装置は、特に第1に、



の精度を有する周波数の概算見積り



を導出するために、既知データのヘッダに対し監視周波数推定器を使用する。第2に、本装置は、第1の工程中に判断された推定周波数



を中心とする範囲に対応する探索範囲にわたって未知のデータのすべてに対しブラインドアルゴリズムを実行することにより周波数を正確に推定することになる。これは、監視推定の頑強性とブラインド推定の精度との組み合わせを可能にし、極めて正確な周波数の推定が極短い推定期間にわたって得られるようにし、したがって、航空機の移動に起因する非常に大きな変動に追随できるようにするので有利である。

0030

表現「ブラインドアルゴリズム」は、本明細書では、本来通信フレームで送信される未知のデータを使用するアルゴリズムを示す。監視アルゴリズムは既知のデータに作用することになる。

0031

本発明は、第1のステーションと第1のステーションに対して移動する空中システムとの間の航空通信周波数値を推定する方法に関わり、データは一連のフレームの形式で送信され、フレームは既知のデータの少なくとも1つの第1のヘッダフィールドとそれに続く未知のデータの1つまたは複数のフィールドとを含み、本方法は少なくとも、
ヘッダの既知データに対する監視相関と、



の精度を有する推定周波数



を中心とした第1の周波数範囲の推定とを行う工程1と、
工程1において判断された周波数



を中心とした範囲にわたって相関ピークを求めることにより、および相関ピークに対応する周波数を保持することにより、データフィールドの未知のデータの少なくともすべてに対するブラインド相関を生成する工程2とを含む。

0032

変形実施形態によると、フレームは、データフィールドの前に配置されるパイロットフィールドを含む位相変化による変調により変調されるDVB−S2タイプのフレームであり、本変形実施形態の方法は少なくとも、



の精度を有する推定周波数



を中心とした範囲を得るためにDVB−S2ヘッダのフーリエ変換により監視相関を行う工程1と、
変調フレームのシンボルを使用し、工程1で定義された周波数



を中心とした範囲に対応する短フレーム変調シンボルのフーリエ変換の4乗を使用し、フーリエ変換のノルム最大値に対応する周波数を判断しそこからドップラー効果の値を推定する工程2とを含む。

0033

本方法は、
周波数



を推定する工程1であって、



ここで、
− conj():複素数の共役関数
DFT:フーリエ変換
− k:シンボルの指標
− t:所与の時点
− Δf:推定すべきドップラー周波数
− rect90(t):長さ90の直交関数
− sinc90*π(f):幅90*πの基本正弦関数
− Ref(k):ヘッダの受信シンボルR(k)の基準シンボル、ここで、1≦k≦90
− BABG:付加白色ガウス雑音
である工程1と、
次式からドップラーの値を推定する工程2であって、



ここで、
− NDALength:ブラインド周波数推定値を生成する長さ、
− RectNDALength(t):長さNDALengthの直交関数、
− SincNDALength*π(f):幅NDALength*πの基本正弦関数、
− BABGEq(f):雑音のある信号SymbsQPSK+BABGの4乗から発生する等価付加白色ガウス雑音、
− MaxIndexNDA:フーリエ変換のノルムが最大となる周波数範囲



に属する周波数、
である工程2と
を含む。

0034

一例として、フレームはBPSKまたはQPSK変調により変調され、NDALengthの値は0dBのSNRに対して8370に固定される。

0035

本方法の工程は



に等しいNDALengthへ適用される。ここで、SNRLinは線型で表された信号対雑音比SNRに対応する。

0036

一実施形態によると、周波数推定は通信を構成するDVB−S2フレーム毎に判断される。

0037

本発明はまた、少なくとも第1のステーションと第1のステーションに対して移動する空中システムとを含む航空通信システムにおけるドップラーを推定するための装置に関わり、データは一連のフレームの形式で送信され、フレームは既知のデータの少なくとも1つの第1のヘッダフィールドとそれに続く未知のデータの1つまたは複数のフィールドとを含む。本装置は少なくとも、
・ヘッダの既知のデータに対する監視相関を生成するとともに、



の精度を有する推定周波数



中心とした第1の周波数範囲の推定を行う第1のモジュールと、
・工程1において判断された周波数範囲



にわたって相関ピークを求めることにより、および相関ピークに対応する周波数を保持することにより、データフィールドの未知のデータの少なくともすべてに対するブラインド相関を生成する第2のモジュールとを含む。

0038

データはQPSKまたはBPSK変調DVB−S2データである。

0039

第1の推定モジュールと第2のモジュールは例えばFPGA技術を利用して作製される。

0040

本発明の他の特徴と利点は、例示として提供され決して制限するものではない、図面が添付された以下の説明を読むとより良く理解される。

図面の簡単な説明

0041

送信システムの例を示す。
空中ポケットの存在下の加速度Aと高度の変動Altを例示する。
ドップラー効果Dとドップラー効果の変動すなわち導出曲線Vを例示する。
DVB−S2フレームを示す。
従来技術による同期構造の例を示す。
DVB−S2受信器に配置された本発明による周波数推定器の構造の例を示す。

実施例

0042

以下に続く例では、本発明の主題についてより良く説明するために、そして本発明の主題の範囲をDVB−S2フレームの構造に限定すること無しに、バースト的周波数推定またはそうでなければQPSK(4位相シフト変調:Quadrature Phase Shift Keying)位相変化による変調を有するDVB−S2フレームの場合の周波数推定について記載する。本発明はまた、使用されるフレームが、既知データのヘッダまたはフィールドと、これに続いて複数の未知データのフィールドとを有する通信に適用され得る。一例として、未知データはBPSK(バイナリ位相変調方式:Binary Phase Shift Keying)変調またはQPSK変調される。以下の詳細な例では、本システムは、既知Arinc791規準準拠するために例えば0〜6dBの信号対雑音比で動作することになる。

0043

本発明による方法と周波数推定器は第1の監視周波数推定器と第2のブラインド周波数推定器とを有する。本発明による周波数推定器は、一例として衛星ステーションまたは地上ステーションに配置され例えばプログラマブル回路またはFPGA(フィールドプログラマブルゲートアレイ)技術を使用するDVB−S2受信器内に実装される。

0044

第1の周波数推定モジュールまたは第1の推定器は、90シンボルのDVB−S2ヘッダのフーリエ変換を利用して監視相関を生成するアルゴリズムを実施する。

0045

本アルゴリズムは、DVB−S2ヘッダから受信されこの同じヘッダの基準シンボル(Ref(k)、1≦k≦90)に相関付けられた90シンボル(R(k)、1≦k≦90)のフーリエ変換のノルムの最大値に対応する周波数を計算することにより、周波数を推定する。

0046

受信シンボルR(k)は次式の通りである。
− R(k)=(Ref(k)+BABG(k))*exp(i*2*πΔf*k)
ここで、
○Ref(k):シンボルR(k)の基準シンボル
○BABG:付加白色ガウス雑音
○Δf:推定すべきドップラー周波数

0047

第1の推定モジュールまたは推定器における周波数推定



は次式で表される。



ここで、
− conj():複素数の共役関数
−DFT:フーリエ変換
− k:シンボルの指標
− t:所与の時点
− f:所与の周波数
− Δf:推定すべきドップラー周波数
− rect90(t):長さ90の直交関数
− sinc90*π(f):幅90*πの基本正弦関数

0048

推定器は監視推定器であるので動作範囲は+/−0.5*Rs以下である。

0049

雑音に対する高い耐性呈示する第1の推定モジュールの結果、周波数値



が得られる。

0050

第2の推定モジュールまたは第2の推定器は、次の周波数範囲に作用する極高い周波数分解能を有するブラインド周波数推定器である。

0051

最大ピークを求めるこの周波数範囲は監視周波数推定器の精度により判断され、したがって、正規化モードでは



を中心に±0.0025Rs(1MbaudのRsに対して2.5kHz)であり、これは0dBにおける監視推定器の最悪の場合の精度に対応する。したがって、0dBでは、

0052

SNRが0dBである場合、ブラインドアルゴリズムはパイロット(すなわち8370シンボル)を有する短QPSKフレームのシンボルをすべて使用する。本アルゴリズムは、このフーリエ変換のノルムの最大値に対応する周波数fを計算することによりドップラーを推定するために、0dBにおいて、8370QPSKシンボルの4乗のフーリエ変換を使用することを含む。ドップラーは、4で除したこの推定周波数に対応する。受信QPSKシンボルR(k)を考慮すると、ここで、1≦k≦NDALength、
− R(k)=(SymbsQPSK(k)+BABG(k))*exp(i*2*πΔf*k)、ここで、
○SymbsQPSK=exp(i*(π/4+n*π/2))、ここで、n=[0,1,2,3]、
○NDALength:ブラインド周波数推定値を生成する長さであり、NDALengthは、SNRが0dBである場合8370に固定される、
○BABG:付加白色ガウス雑音
○Δf:推定すべきドップラー周波数

0053

第2の推定モジュールまたは推定器における周波数推定



は次式で表される。



ここで、
− RectNDALength(t):長さNDALengthの直交関数、
− SincNDALength*π(f):幅NDALength*πの基本正弦関数、
− BABGEq(f):雑音のある信号SymbsQPSK+BABGの4乗から発生する等価付加白色ガウス雑音、
− MaxIndexNDA:フーリエ変換のノルムが最大となる周波数範囲FreqRangeNDAに属する周波数。

0054

推定器はその入力として信号の4乗を取るブラインド推定器であるので、最大動作範囲は+/−0.125*Rsである。

0055

図5は、一例として次の工程を行う2つのモジュールを有する地上ステーションのDVB−S2受信器に実装される本発明による周波数推定器の構造を概略的に示す。
・第1に、周波数の粗監視推定は90シンボルのDVB−S2ヘッダに対して行われ、
+/−2.5kHz(1MspsのRs)の精度を有する第1の周波数推定が得られ、
・第2に、ブラインド相関は、粗周波数推定から+/−2.5kHzの範囲にわたる短いQPSKフレームの8370シンボルに対して行われる。次に、周波数誤差20Hzの精度を有する推定が得られる。

0056

換算周波数範囲にわたるブラインド推定器の使用は、ブラインド推定器に起因するFERを、推定器の全動作範囲とこの換算周波数範囲との比で除算できるようにする。したがって、この場合、推定器の動作範囲は+/−125kHzであるので、FERは50(125/2.5=50)で除される。これにより、0dBにおいて10−5を越えるFERから10−6近傍のFERへの変化を可能にする。

0057

本発明に従って実現される周波数推定器は、悪航空条件下の0dBにおいて10−5未満のFERを達成できるようにする。0dBを越える信号対雑音比値SNRに対し、ブラインド推定の大きさを低減する一方で同じレベルの性能を得ることが可能である。

0058

上に説明された本方法の工程は、周波数が推定される長さが



に対応する場合に適用され、(ここで、SNRLinは線型で表現された信号対雑音比SNRに対応する、性能(最悪の場合の航空ドップラー条件下で10−5未満のFER(周波数誤差レート))はDVB−S2 QPSKの典型的なSNR(0〜7dB)と同じである。

0059

本発明は特に、極短い推定期間にわたって極めて正確に周波数の推定を提供する利点を有し、したがって、その後の航空機の移動に起因する周波数の非常に大きな変動を許容する。したがって、本発明は完全に「バースト的」な方法で使用され得る、すなわち、DVB−S2フレーム毎に周波数推定が提供され、これは、前フレームにわたって得られる推定とは独立している。したがって、フレームにわたる周波数推定に誤りがあっても、他のフレームに影響を与えなく、その損出は誤った推定のフレームに限定される。

0060

1地上ステーション
2 衛星
3 空中システム
300ヘッダ
3011 1440データシンボルの第1のブロック
3021 36シンボルのパイロットの第1のブロック
3012 1440データシンボルの第2のブロック
3022 36シンボルのパイロットの第2のブロック
400ミキサ
410ナイキストフィルタ
420レート同期モジュール
430フレーム同期モジュール
440周波数同期モジュール
450ループフィルタ
460 密同期モジュール
470位相取得モジュール
510 90シンボルのヘッダに対する監視相関
520 8370シンボルに関するブラインド相関

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