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技術 放電灯点灯装置及びそれを用いた照明装置

出願人 パナソニックIPマネジメント株式会社
発明者 中村俊朗
出願日 2013年6月13日 (7年6ヶ月経過) 出願番号 2013-124567
公開日 2015年1月5日 (5年11ヶ月経過) 公開番号 2015-002015
状態 特許登録済
技術分野 放電ランプ高周波または変換器直流点灯回路
主要キーワード 車外灯 瞬時消費電力 双方向素子 総巻数 パルス駆動回路 ハーフブリッジドライバ チャージポンプ式 電源用コンデンサ
関連する未来課題
重要な関連分野

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図面 (11)

課題

ハイサイドスイッチング素子電源用コンデンサ静電容量を大きくすることなく放電灯始動時の安定性を確保することのできる放電灯点灯装置及びそれを用いた照明装置を提供する。

解決手段

制御電圧E1を出力する第1駆動電源制御電源回路14)と、直流電源回路10の出力電圧に比例する電圧を出力する第2駆動電源(補助巻線L3)と、少なくとも放電灯3の始動時にオン状態を継続するハイサイドのスイッチング素子の駆動回路動作電圧を供給する電源用コンデンサC11と、第1駆動電源により電源用コンデンサC11を充電する第1経路と、第2駆動電源により電源用コンデンサC11を充電する第2経路とを切り替え切替手段(第1切替回路15)とを有し、切替手段が、放電灯3の始動時において、第2経路に切り替える。

概要

背景

従来から、直流電源の出力を負荷である放電灯が必要とする直流電圧に変換し、且つこの直流電圧を交番電圧に変換して放電灯に供給する放電灯点灯装置が知られており、例えば特許文献1に開示されている。

特許文献1に記載の高圧放電灯点灯装置は、直流電圧を交番電圧に変換して高圧放電灯印加するフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路を制御する制御手段とを備える。フルブリッジ回路は、それぞれ2つのトランジスタの組から成る第1のアームと、第2のアームとを備える。また、フルブリッジ回路は、第1のアームを駆動するブートストラップタイプの第1のハーフブリッジドライバと、第2のアームを駆動するブートストラップタイプの第2のハーフブリッジドライバとを備える。更に、フルブリッジ回路は、各ハーフブリッジドライバにそれぞれ接続された第1のブートストラップコンデンサと、第2のブートストラップコンデンサとを備える。

ここで、放電灯の始動時に、スムーズなアーク放電への移行を行うための始動方式として、放電灯に直流電圧を印加し続ける直流始動方式が知られている。しかしながら、この方式では、各ブートストラップコンデンサの放電時間でしか各アームのハイサイドのトランジスタをオンにできない。このため、直流始動方式を用いた放電灯点灯装置では、各ブートストラップコンデンサに電圧を供給し続けるための専用の電源別途必要となり、コストが増加する。

そこで、特許文献1に記載の高圧放電灯点灯装置では、放電開始直後を含む所定の期間において、第1の期間と、第1の期間よりも短い第2の期間とを繰り返すように高圧放電灯に交流電圧を印加している。第1の期間では、一方のアームのハイサイドのトランジスタ及び他方のアームのローサイドのトランジスタがオンする間に、一方のアーム側のブートストラップコンデンサが放電される。第2の期間では、一方のアームのローサイドのトランジスタ及び他方のアームのハイサイドのトランジスタがオンする間に、一方のアーム側のブートストラップコンデンサが充電される。

したがって、この高圧放電灯点灯装置では、交流電圧を高圧放電灯に印加するものの、極性反転している時間が短いため、直流始動方式と同等の始動性を得ている。また、この高圧放電灯点灯装置では、各ブートストラップコンデンサに電圧を供給し続けるための専用の電源を設ける必要がない。

概要

ハイサイドのスイッチング素子電源用コンデンサ静電容量を大きくすることなく放電灯の始動時の安定性を確保することのできる放電灯点灯装置及びそれを用いた照明装置を提供する。制御電圧E1を出力する第1駆動電源制御電源回路14)と、直流電源回路10の出力電圧に比例する電圧を出力する第2駆動電源(補助巻線L3)と、少なくとも放電灯3の始動時にオン状態を継続するハイサイドのスイッチング素子の駆動回路動作電圧を供給する電源用コンデンサC11と、第1駆動電源により電源用コンデンサC11を充電する第1経路と、第2駆動電源により電源用コンデンサC11を充電する第2経路とを切り替え切替手段(第1切替回路15)とを有し、切替手段が、放電灯3の始動時において、第2経路に切り替える。

目的

本発明は、上記の点に鑑みて為されたもので、ハイサイドのスイッチング素子の電源用コンデンサの静電容量を大きくすることなく放電灯の始動時の安定性を確保することのできる放電灯点灯装置及びそれを用いた照明装置を提供する

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

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請求項1

直流電圧を出力する直流電源回路と、前記直流電源回路の出力電圧交番電圧に変換して放電灯に出力するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力電圧を受けて高電圧パルスを発生し、前記放電灯を始動させる始動回路と、前記直流電源回路及び前記インバータ回路の各出力を制御する制御回路とを備え、前記インバータ回路は、前記放電灯の始動時において、一方の極性の直流電圧を継続して出力し、前記インバータ回路は、少なくとも2つ以上のスイッチング素子から成るブリッジ回路と、前記各スイッチング素子をそれぞれ駆動する複数の駆動回路と、前記各スイッチング素子のうちハイサイドの前記スイッチング素子を駆動する前記駆動回路に動作電圧を供給する電源用コンデンサとを備え、所定の電圧を出力する第1駆動電源と、前記直流電源回路の出力電圧に比例し且つ少なくとも前記放電灯の始動時は前記第1駆動電源の出力する電圧よりも高い電圧を出力する第2駆動電源と、前記第1駆動電源により前記電源用コンデンサを充電する第1経路と、前記第2駆動電源により前記電源用コンデンサを充電する第2経路とを切り替え切替手段とを有し、前記切替手段は、前記放電灯の始動時において、前記第2経路に切り替えることを特徴とする放電灯点灯装置

請求項2

前記第2駆動電源は、前記直流電源回路の有するトランス又はインダクタ別途設けられて前記直流電源回路とは電気的に絶縁された補助巻線から成ることを特徴とする請求項1記載の放電灯点灯装置。

請求項3

前記第2駆動電源は、前記直流電源回路に接続されて前記直流電源回路の出力電圧を昇圧して出力するチャージポンプ式昇圧回路から成ることを特徴とする請求項1記載の放電灯点灯装置。

請求項4

前記第2経路は、前記第2駆動電源から限流抵抗を介して前記電源用コンデンサに電流を供給する経路であり、前記切替手段は、前記第2駆動電源の出力する電圧が前記第1駆動電源の出力する電圧よりも高くなると前記第2経路に切り替え、前記第1駆動電源の出力する電圧が前記第2駆動電源の出力する電圧よりも高くなると前記第1経路に切り替えるように構成されることを特徴とする請求項1乃至3の何れか1項に記載の放電灯点灯装置。

請求項5

請求項1乃至4の何れか1項に記載の放電灯点灯装置と、前記放電灯が装着されるソケットと、前記放電灯点灯装置及び前記ソケットを保持する器具本体とを備えることを特徴とする照明装置

技術分野

0001

本発明は、放電灯点灯装置及びそれを用いた照明装置に関する。

背景技術

0002

従来から、直流電源の出力を負荷である放電灯が必要とする直流電圧に変換し、且つこの直流電圧を交番電圧に変換して放電灯に供給する放電灯点灯装置が知られており、例えば特許文献1に開示されている。

0003

特許文献1に記載の高圧放電灯点灯装置は、直流電圧を交番電圧に変換して高圧放電灯印加するフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路を制御する制御手段とを備える。フルブリッジ回路は、それぞれ2つのトランジスタの組から成る第1のアームと、第2のアームとを備える。また、フルブリッジ回路は、第1のアームを駆動するブートストラップタイプの第1のハーフブリッジドライバと、第2のアームを駆動するブートストラップタイプの第2のハーフブリッジドライバとを備える。更に、フルブリッジ回路は、各ハーフブリッジドライバにそれぞれ接続された第1のブートストラップコンデンサと、第2のブートストラップコンデンサとを備える。

0004

ここで、放電灯の始動時に、スムーズなアーク放電への移行を行うための始動方式として、放電灯に直流電圧を印加し続ける直流始動方式が知られている。しかしながら、この方式では、各ブートストラップコンデンサの放電時間でしか各アームのハイサイドのトランジスタをオンにできない。このため、直流始動方式を用いた放電灯点灯装置では、各ブートストラップコンデンサに電圧を供給し続けるための専用の電源別途必要となり、コストが増加する。

0005

そこで、特許文献1に記載の高圧放電灯点灯装置では、放電開始直後を含む所定の期間において、第1の期間と、第1の期間よりも短い第2の期間とを繰り返すように高圧放電灯に交流電圧を印加している。第1の期間では、一方のアームのハイサイドのトランジスタ及び他方のアームのローサイドのトランジスタがオンする間に、一方のアーム側のブートストラップコンデンサが放電される。第2の期間では、一方のアームのローサイドのトランジスタ及び他方のアームのハイサイドのトランジスタがオンする間に、一方のアーム側のブートストラップコンデンサが充電される。

0006

したがって、この高圧放電灯点灯装置では、交流電圧を高圧放電灯に印加するものの、極性反転している時間が短いため、直流始動方式と同等の始動性を得ている。また、この高圧放電灯点灯装置では、各ブートストラップコンデンサに電圧を供給し続けるための専用の電源を設ける必要がない。

先行技術

0007

特開2010−135195号公報

発明が解決しようとする課題

0008

しかしながら、上記従来例では、放電灯の始動時にブートストラップコンデンサ(ハイサイドのスイッチング素子電源用コンデンサ)を充電する期間が存在するものの、その期間は短い。このため、放電灯の始動時の安定性を確保すべく各アームのハイサイド側のトランジスタをオンし続けるためには、放電時間を考慮して静電容量の大きいブートストラップコンデンサを用意する必要がある。この場合、ブートストラップコンデンサの大型化に伴って、コストの増加や装置の大型化を招くという問題があった。

0009

また、上記従来例では、ブートストラップコンデンサの充電期間においては高圧放電灯に印加する電圧の極性が反転する。このため、放電開始直後の極性反転による高圧放電灯の立ち消えリスクが僅かながら存在するという問題があった。

0010

本発明は、上記の点に鑑みて為されたもので、ハイサイドのスイッチング素子の電源用コンデンサの静電容量を大きくすることなく放電灯の始動時の安定性を確保することのできる放電灯点灯装置及びそれを用いた照明装置を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

0011

本発明の放電灯点灯装置は、直流電圧を出力する直流電源回路と、前記直流電源回路の出力電圧を交番電圧に変換して放電灯に出力するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力電圧を受けて高電圧パルスを発生し、前記放電灯を始動させる始動回路と、前記直流電源回路及び前記インバータ回路の各出力を制御する制御回路とを備え、前記インバータ回路は、前記放電灯の始動時において、一方の極性の直流電圧を継続して出力し、前記インバータ回路は、少なくとも2つ以上のスイッチング素子から成るブリッジ回路と、前記各スイッチング素子をそれぞれ駆動する複数の駆動回路と、前記各スイッチング素子のうちハイサイドの前記スイッチング素子を駆動する前記駆動回路に動作電圧を供給する電源用コンデンサとを備え、所定の電圧を出力する第1駆動電源と、前記直流電源回路の出力電圧に比例し且つ少なくとも前記放電灯の始動時は前記第1駆動電源の出力する電圧よりも高い電圧を出力する第2駆動電源と、前記第1駆動電源により前記電源用コンデンサを充電する第1経路と、前記第2駆動電源により前記電源用コンデンサを充電する第2経路とを切り替え切替手段とを有し、前記切替手段は、前記放電灯の始動時において、前記第2経路に切り替えることを特徴とする。

0012

この放電灯点灯装置において、前記第2駆動電源は、前記直流電源回路の有するトランス又はインダクタに別途設けられて前記直流電源回路とは電気的に絶縁された補助巻線から成ることが好ましい。

0013

この放電灯点灯装置において、前記第2駆動電源は、前記直流電源回路に接続されて前記直流電源回路の出力電圧を昇圧して出力するチャージポンプ式昇圧回路から成ることが好ましい。

0014

この放電灯点灯装置において、前記第2経路は、前記第2駆動電源から限流抵抗を介して前記電源用コンデンサに電流を供給する経路であり、前記切替手段は、前記第2駆動電源の出力する電圧が前記第1駆動電源の出力する電圧よりも高くなると前記第2経路に切り替え、前記第1駆動電源の出力する電圧が前記第2駆動電源の出力する電圧よりも高くなると前記第1経路に切り替えるように構成されることが好ましい。

0015

本発明の照明装置は、上記何れかの放電灯点灯装置と、前記放電灯が装着されるソケットと、前記放電灯点灯装置及び前記ソケットを保持する器具本体とを備えることを特徴とする。

発明の効果

0016

本発明は、放電灯の始動時において、第2経路に切り替えて第2駆動電源により電源用コンデンサを充電することができる。このため、本発明では、電源用コンデンサの充電時間を確保する必要がなく、放電灯に一方の極性の直流電圧を印加し続ける直流始動方式を採用することができる。したがって、本発明では、放電開始直後の極性の反転による放電灯の立ち消えのリスクを回避することができる。また、本発明では、第2駆動電源により電源用コンデンサを充電し続けることができるので、そもそも電源用コンデンサの放電時間を考慮する必要がなく、静電容量の大きい電源用コンデンサを用意する必要がない。すなわち、本発明は、ハイサイドのスイッチング素子の電源用コンデンサの静電容量を大きくすることなく放電灯の始動時の安定性を確保することができる。

図面の簡単な説明

0017

本発明の実施形態1に係る放電灯点灯装置を示す回路図である。
同上の放電灯点灯装置の動作波形図である。
本発明の実施形態2に係る放電灯点灯装置を示す回路図である。
同上の放電灯点灯装置の動作波形図である。
本発明の実施形態3に係る放電灯点灯装置を示す回路図である。
同上の放電灯点灯装置の他の構成を示す回路図である。
同上の放電灯点灯装置の更に他の構成を示す回路図である。
同上の他の構成の動作波形図である。
本発明の実施形態4に係る放電灯点灯装置を示す回路図である。
本発明の実施形態に係る車両用前照灯を示す図で、(a)は概略図で、(b)は車両の斜視図である。

実施例

0018

(実施形態1)
本発明の実施形態1に係る放電灯点灯装置1は、直流電源回路10と、インバータ回路11と、始動回路13と、制御回路12とを備える。直流電源回路10は、直流電圧を出力する。インバータ回路11は、直流電源回路10の出力電圧を交番電圧に変換して放電灯3に出力する。始動回路13は、インバータ回路11の出力電圧を受けて高電圧パルスを発生し、放電灯3を始動させる。制御回路12は、直流電源回路10及びインバータ回路11の各出力を制御する。

0019

インバータ回路11は、放電灯3の始動時において、一方の極性の直流電圧を継続して出力する。インバータ回路11は、少なくとも2つ以上(本実施形態では4つ)のスイッチング素子Q11〜Q14から成るブリッジ回路と、各スイッチング素子Q11〜Q14をそれぞれ駆動する複数(本実施形態では4つ)の駆動回路110〜140とを備える。インバータ回路11は、各スイッチング素子Q11〜Q14のうち、ハイサイドのスイッチング素子Q11,Q13を駆動する第1駆動回路110、第3駆動回路130に動作電圧を供給する電源用コンデンサC11,C13を備える。

0020

本実施形態の放電灯点灯装置1は、所定の電圧を出力する第1駆動電源と、直流電源回路10の出力電圧に比例し且つ少なくとも前記放電灯の始動時は第1駆動電源の出力する電圧よりも高い電圧を出力する第2駆動電源とを備える。第1駆動電源は、制御電源回路14である。第2駆動電源は、補助巻線L3である。また、本実施形態の放電灯点灯装置1は、第1駆動電源により電源用コンデンサC11を充電する第1経路と、第2駆動電源により電源用コンデンサC11を充電する第2経路とを切り替える切替手段を有する。切替手段は、第1切替回路15である。そして、本実施形態の放電灯点灯装置1では、第1切替回路15は、放電灯3の始動時において、第2経路に切り替える。

0021

以下、本発明の実施形態1に係る放電灯点灯装置1について図面を用いて説明する。本実施形態の放電灯点灯装置1は、図1に示すように、直流電源回路10と、インバータ回路11と、制御回路12と、始動回路13と、制御電源回路14と、第1切替回路15とを備える。

0022

直流電源回路10は、直流電源であるバッテリ2からの入力電圧V0を昇圧し、放電灯3を点灯するために必要な直流電圧に変換して出力する。直流電源回路10は、1次巻線L1及び2次巻線L2から成るトランス100と、スイッチング素子Q1と、ダイオードD1と、平滑用コンデンサC1とを備えた昇圧チョッパ回路で構成される。スイッチング素子Q1は、後述する制御回路12から与えられる駆動信号により、オン/オフを切り替える。そして、直流電源回路10の出力電圧V1は、スイッチング素子Q1のスイッチング周期デューティ比可変することで調整される。

0023

なお、本実施形態の放電灯点灯装置1では、直流電源回路10として昇圧チョッパ回路を採用しているが、昇降圧チョッパ回路フライバックコンバータ(flyback converter)などで構成してもよい。すなわち、直流電源回路10は、スイッチング素子Q1がオンのときにエネルギーをトランス100(インダクタ)に蓄積し、スイッチング素子Q1がオフしたときに蓄えたエネルギーを放出する動作を行う構成であればよい。特に、フライバック・コンバータはトランス100の巻数比以上に電圧を昇圧でき、広範囲の出力電圧を得ることが可能であることから、放電灯点灯装置1の直流電源回路10に好適である。

0024

ここで、スイッチング素子Q1の両端電圧は、スイッチング素子Q1がオンのときは0Vである。一方、スイッチング素子Q1がオフになると、スイッチング素子Q1の両端には入力電圧V0よりも高い昇圧されたキックバック電圧が発生する。このキックバック電圧は、ダイオードD2及びコンデンサC2により整流・平滑され、電源電圧E0として利用される。電源電圧E0は、図1のような昇圧チョッパ回路方式の場合、E0=(V1−V0)・N1/N2+V0で表される。上式において、N1はトランス100の1次巻線L1の巻数、N2が1次巻線L1及び2次巻線L2の総巻数(スイッチング素子Q1がオンからオフに切り替わったときにダイオードD1を介して出力側に電流が流れる巻線の総巻数)である。

0025

インバータ回路11は、4つのスイッチング素子Q11〜Q14から構成されるフルブリッジ回路と、各スイッチング素子Q11〜Q14を駆動する4つの駆動回路110〜140とを備える。各スイッチング素子Q11〜Q14は、何れもnチャネルMOSFETで構成される。なお、図1において上側に位置する2つのスイッチング素子Q11,Q13を「ハイサイド」のスイッチング素子と称し、下側に位置する2つのスイッチング素子Q12,Q14を「ローサイド」のスイッチング素子と称する。

0026

第1駆動回路110は、ハイサイドのスイッチング素子Q1のゲート電圧を制御することで、スイッチング素子Q11のオン/オフを制御する。第1駆動回路110は、所謂ブートストラップコンデンサ(bootstrap capacitor)である電源用コンデンサC11の充電電圧EQ1を供給されることで動作する。電源用コンデンサC11は、ダイオードD11を介して制御電圧E1を供給されることで充電される。なお、制御電圧E1は、後述する制御電源回路14の出力電圧である。

0027

第2駆動回路120は、ローサイドのスイッチング素子Q12のゲート電圧を制御することで、スイッチング素子Q12のオン/オフを制御する。第2駆動回路120は、制御電圧E1を供給されることで動作する。

0028

第3駆動回路130は、ハイサイドのスイッチング素子Q13のゲート電圧を制御することで、スイッチング素子Q13のオン/オフを制御する。第3駆動回路130は、所謂ブートストラップコンデンサである電源用コンデンサC13の充電電圧EQ3を供給されることで動作する。電源用コンデンサC13は、ダイオードD13を介して制御電圧E1を供給されることで充電される。

0029

第4駆動回路140は、ローサイドのスイッチング素子Q14のゲート電圧を制御することで、スイッチング素子Q14のオン/オフを制御する。第4駆動回路140は、制御電圧E1を供給されることで動作する。

0030

制御回路12は、例えばマイコンで構成される。制御回路12は、直流電源回路10の出力電圧及び出力電流の検出結果に基づいて、直流電源回路10のスイッチング素子Q1のスイッチング周期やデューティ比を制御する。制御回路12は、この制御により、直流電源回路10の出力電圧V1を所望の直流電圧に制御する。なお、直流電源回路10の出力電圧及び出力電流を検出する手段については従来周知であるので、ここでは説明を省略する。

0031

また、制御回路12は、インバータ回路11の各駆動回路110〜140に駆動信号を与えることで各スイッチング素子Q11〜Q14のオン/オフを制御する。具体的には、制御回路12は、スイッチング素子Q11,Q14をオン、スイッチング素子Q12,Q13をオフに切り替えることで一方の極性の電圧をインバータ回路11から出力させる。また、制御回路12は、スイッチング素子Q11,Q14をオフ、スイッチング素子Q12,Q13をオンに切り替えることで他方の極性の電圧をインバータ回路11から出力させる。そして、制御回路12は、これらの制御により、インバータ回路11から出力される交番電圧を制御する。

0032

ここで、スイッチング素子Q11,Q14がオンのときは、第1駆動回路110は電源用コンデンサC11を電源として使用する。このとき、電源用コンデンサC13には、ダイオードD13及びスイッチング素子Q14を介して制御電圧E1が供給される。したがって、電源用コンデンサC13は、インバータ回路11が一方の極性の電圧を出力している間、充電される。スイッチング素子Q12,Q13がオンのときは、第3駆動回路130は電源用コンデンサC13を電源として使用する。このとき、電源用コンデンサC11には、ダイオードD11及びスイッチング素子Q12を介して制御電圧E1が供給される。したがって、電源用コンデンサC11は、インバータ回路11が他方の極性の電圧を出力している間、充電される。

0033

始動回路13は、パルス駆動回路(図示せず)及びパルストランス(図示せず)で構成される。始動回路13は、放電灯3の放電開始時(すなわち、始動時)に、インバータ回路11の出力電圧を受けて放電灯3を始動するための高電圧パルスを発生する。そして、始動回路13は、発生した高電圧パルスを消灯状態の放電灯3の電極間に印加する。これにより、始動回路13は、放電灯3を始動させる。なお、始動回路13は従来周知であるので、ここではその構成及び説明を省略する。

0034

制御電源回路14は、シリーズレギュレータ(series regulator)から構成され、制御回路12の電源電圧である制御電圧E1を出力する。制御電源回路14は、電源電圧E0を入力として、一定電圧(例えば、10V)を出力する。制御電源回路14は、所定の電圧(制御電圧E1)を出力する「第1駆動電源」である。

0035

なお、直流電源回路10のスイッチング素子Q1のスイッチング動作が開始すれば、コンデンサC2の充電電圧が入力電圧V0よりも上昇する。このため、バッテリ2の入力電圧V0が制御電圧E1より低い場合でも、制御回路12の動作に必要な電圧を安定して得ることが可能である。

0036

直流電源回路10のトランス100には、巻数N3の補助巻線L3が別途設けられている。補助巻線L3は、直流電源回路10とは電気的に絶縁されている。補助巻線L3の両端は、第1切替回路15及び限流抵抗R1を介して電源用コンデンサC11に並列に接続されている。電源用コンデンサC11の両端には、ツェナーダイオードZD1が並列に接続されている。ツェナーダイオードZD1としては、ツェナー電圧VZ1が各駆動回路110〜140の耐電圧よりも低いものを選択する。

0037

第1切替回路15は、コンパレータCOM1と、スイッチSW1とを備える。コンパレータCOM1の非反転入力端子には、補助巻線L3に生じる補助電圧V3が入力される。また、コンパレータCOM1の反転入力端子には、基準電圧VB1が入力される。スイッチSW1は、コンパレータCOM1の出力によりオン/オフを切り替える構成となっている。すなわち、補助電圧V3が基準電圧VB1よりも低い場合は、コンパレータCOM1の出力がローレベルとなり、スイッチSW1はオフに切り替わる。一方、補助電圧V3が基準電圧VB1よりも高い場合は、コンパレータCOM1の出力がハイレベルとなり、スイッチSW1はオンに切り替わる。

0038

以下、本実施形態の放電灯点灯装置1の動作について図2を用いて説明する。装置の動作を開始すると、制御回路12は、ローサイドのスイッチング素子Q12,Q14をオンに切り替える。これにより、制御電圧E1がダイオードD11,D13を介して電源用コンデンサC11,C13に供給され、電源用コンデンサC11,C13の充電電圧EQ1,EQ3は、制御電圧E1までは急速に上昇する。

0039

その後、制御回路12は、スイッチング素子Q1を制御して直流電源回路10の制御も開始する。装置の開始直後は、放電灯3が消灯している状態である。このため、制御回路12は、放電灯3を始動させるべく、先ず直流電源回路10の出力電圧V1を点灯時の電圧(点灯電圧)V11よりも高い電圧(始動電圧)V10(例えば、400V)まで上昇させる。このとき、補助巻線L3に生じる補助電圧V3も上昇する。例えば、入力電圧V0=12.8V、始動電圧V10=400V、トランス100の巻数比N1:N2=1:6とすると、電源電圧E0は約77.3Vまで上昇する。すなわち、補助巻線L3は、直流電源回路10の出力電圧に比例する電圧を出力する「第2駆動電源」として機能する。

0040

ここで、補助電圧V3は、V3=(V1−V0)・(N3/N2)で表される。例えば、入力電圧V0=12.8V、始動電圧V10=400V、トランス100の巻数比N1:N2:N3=2:12:1とすると、補助電圧V3は約32.3Vまで上昇する。ここで、制御電圧E1=10V、基準電圧VB1=15Vと仮定する。この場合、直流電源回路10の出力電圧V1が192.8Vを超えると、スイッチSW1がオンに切り替わる。そして、補助巻線L3から限流抵抗R1を介して電源用コンデンサC11に電流が供給され、電源用コンデンサC11の充電電圧EQ1が制御電圧E1よりも高くなる。すると、ダイオードD11が逆バイアスとなるので、制御電源回路14による電源用コンデンサC11の充電経路(第1経路)が、補助巻線L3による電源用コンデンサC11の充電経路(第2経路)に切り替わる。

0041

装置の動作を開始してから所定期間T1が経過すると、制御回路12は、スイッチング素子Q11,Q14をオンに切り替え、スイッチング素子Q12,Q13をオフに切り替えることで、放電灯3の始動制御を開始する。これにより、インバータ回路11の出力電圧V2が始動電圧V10となり、始動回路13に印加される。なお、所定期間T1は、少なくとも電源用コンデンサC11の充電電圧EQ1が、第1駆動回路110を動作可能な下限電圧を超えるのに要する時間である。

0042

このとき、スイッチング素子Q11のソース端子電位が始動電圧V10まで上昇するが、電源用コンデンサC11の両端には補助巻線L3に生じる補助電圧V3が印加される。このため、スイッチング素子Q11のソース端子の電位に依らず補助巻線L3から第1駆動回路110に電流を供給することができる。

0043

また、限流抵抗R1は、始動時において補助巻線L3から電源用コンデンサC11へ供給される平均電流が、第1駆動回路110の消費電流よりも大きくなるような抵抗値に設定している。このため、電源用コンデンサC11の充電電圧EQ1を、第1駆動回路110の動作可能な下限電圧よりも高い状態で維持して第1駆動回路110の動作を維持できる。したがって、インバータ回路11の出力電圧V2を始動電圧V10のまま維持することができる。なお、補助電圧V3は、ツェナーダイオードZD1によりツェナー電圧VZ1に制限される。このため、補助電圧V3は、第1駆動回路110の耐電圧を超えることがない。

0044

放電灯3が点灯すると、制御回路12は、低周波数(例えば、数百Hz〜数kHz)の交番電圧を放電灯3に印加するように、各スイッチング素子Q11〜Q14のオン/オフを制御する。そして、直流電源回路10の出力電圧V1は、始動電圧V10から点灯電圧V11まで低下する。例えば、放電灯3が水銀を含まないメタルハライドランプの場合であれば、点灯電圧V11は42Vとなる。

0045

このとき、補助巻線L3に生じる補助電圧V3は約2.3Vとなり、基準電圧VB1よりも低くなる。すると、第1切替回路15のスイッチSW1がオフに切り替わり、ダイオードD11が順バイアスとなるので、補助巻線L3による電源用コンデンサC11の充電経路(第2経路)が、制御電源回路14による電源用コンデンサC11の充電経路(第1経路)に切り替わる。すなわち、第1切替回路15は、第1駆動電源により電源用コンデンサC11を充電する第1経路と、第2駆動電源により電源用コンデンサC11を充電する第2経路とを切り替えるように構成された「切替手段」として機能する。

0046

上述のように、本実施形態の放電灯点灯装置1では、放電灯3の始動時において、第2経路に切り替えて第2駆動電源である補助巻線L3に生じる補助電圧V3により電源用コンデンサC11を充電することができる。このため、本実施形態の放電灯点灯装置1では、電源用コンデンサC11の充電時間を確保する必要がなく、放電灯3に一方の極性の直流電圧を印加し続ける直流始動方式を採用することができる。したがって、本実施形態の放電灯点灯装置1では、放電開始直後の極性の反転による放電灯3の立ち消えのリスクを回避することができる。

0047

また、本実施形態の放電灯点灯装置1では、第2駆動電源である補助巻線L3により電源用コンデンサC11を充電し続けることができるので、そもそも放電時間を考慮する必要がなく、静電容量の大きい電源用コンデンサC11を用意する必要がない。このため、本実施形態の放電灯点灯装置1では、電源用コンデンサC11の大型化に伴うコストの増加や装置の大型化を招くことがない。

0048

すなわち、本実施形態の放電灯点灯装置1では、電源用コンデンサC11の静電容量を大きくすることなく放電灯3の始動時の安定性を確保することができる。

0049

また、放電灯3の点灯時は、第1駆動電源である制御電源回路14により電源用コンデンサC11を充電するので、補助電圧V3が低くなる点灯時においては限流抵抗R1を介して電源用コンデンサC11を充電することがない。このため、放電灯3の点灯時に合わせて限流抵抗R1を設定する必要がないので、限流抵抗R1の抵抗値を大きく設定し、回路損失を低減することができる。なお、第1駆動回路110の消費電流よりやや高い電流(例えば、1.2倍以下)を補助巻線L3から供給するように限流抵抗R1の抵抗値を設定すれば、回路損失を低減することができる。

0050

更に、装置の動作開始時も、制御電源回路14により電源用コンデンサC11を充電するので、限流抵抗R1の抵抗値を大きくしても、電源用コンデンサC11の充電電圧EQ1の立ち上がり遅延が生じることがない。

0051

ここで、放電灯3の始動時では、制御回路12がスイッチング素子Q1のスイッチング動作による昇圧作用により、直流電源回路10の出力電圧V1を始動電圧V10に維持している。したがって、補助巻線L3に生じる補助電圧V3により電源用コンデンサC11を充電できるのは、スイッチング素子Q1がオフし、トランス100の2次巻線L2に電流が導通している間である。このため、2次巻線L2の導通期間を考慮して限流抵抗R1の抵抗値を設定する必要がある。

0052

例えば、放電灯3の始動時における充電電圧EQ1が14V、スイッチング素子Q1の間欠動作周期に対する2次巻線L2の導通期間の比率平均値が2%、第1駆動回路110の消費電流の平均値が100μAであると仮定する。この場合、限流抵抗R1の抵抗値は3.6kΩ以下であればよい。そして、この場合の限流抵抗R1の瞬時消費電力は93mW、平均消費電力は1.9mWと非常に小さく、限流抵抗R1は小型のもので構成することができる。なお、この場合のツェナーダイオードZD1での損失は、第1駆動回路110の消費電流がそのままツェナーダイオードZD1に流れたと仮定しても1.4mWであり、非常に小さい。

0053

なお、図示していないが、補助巻線L3に生じた補助電圧V3を整流・平滑した後に、限流抵抗R1を介して電源用コンデンサC11に印加する構成でもよい。この構成では、直流電源回路10のスイッチング素子Q1のオン/オフに依らず電源用コンデンサC11を充電できる。このため、限流抵抗R1の抵抗値をより大きくすることができ、限流抵抗R1における損失やストレスをさらに軽減することができる。

0054

(実施形態2)
以下、本発明の実施形態2に係る放電灯点灯装置1について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の放電灯点灯装置1の基本構成は、実施形態1の放電灯点灯装置1と共通するので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態の放電灯点灯装置1は、図3に示すように、第1切替回路15を設ける代わりに、補助巻線L3の両端を、ダイオードD3及び限流抵抗R1を介して電源用コンデンサC11に並列に接続している。

0055

以下、本実施形態の放電灯点灯装置1の動作について図4を用いて説明する。装置の動作を開始すると、制御回路12は、ローサイドのスイッチング素子Q12,Q14をオンに切り替える。これにより、制御電圧E1がダイオードD11,D13を介して電源用コンデンサC11,C13に供給され、電源用コンデンサC11,C13の充電電圧EQ1,EQ3は、制御電圧E1までは急速に上昇する。

0056

その後、制御回路12は、スイッチング素子Q1を制御して直流電源回路10の制御も開始する。装置の開始直後は、放電灯3が消灯している状態である。このため、制御回路12は、直流電源回路10の出力電圧V1を始動電圧V10まで上昇させる。このとき、補助巻線L3に生じる補助電圧V3も上昇する。

0057

補助電圧V3が制御電圧E1よりも高くなると、ダイオードD3が順バイアスとなるので、補助巻線L3から限流抵抗R1を介して電源用コンデンサC11に電流が供給されはじめる。そして、補助巻線L3から供給される第2電流I2が、第1駆動回路110の消費電流I0よりも大きくなり、電源用コンデンサC11の充電電圧EQ1が制御電圧E1より高くなると、ダイオードD11は逆バイアスとなる。このため、制御電源回路14から供給される第1電流I1はほぼとなる。すなわち、制御電源回路14による電源用コンデンサC11の充電経路(第1経路)が、補助巻線L3による電源用コンデンサC11の充電経路(第2経路)に実質的に切り替わる。

0058

装置の動作を開始してから所定期間T1が経過すると、制御回路12は、スイッチング素子Q11,Q14をオンに切り替え、スイッチング素子Q12,Q13をオフに切り替えることで、放電灯3の始動制御を開始する。これにより、インバータ回路11の出力電圧V2が始動電圧V10となり、始動回路13に印加される。

0059

このとき、スイッチング素子Q11のソース端子の電位が始動電圧V10まで上昇するが、電源用コンデンサC11の両端には補助巻線L3に生じる補助電圧V3が印加される。このため、スイッチング素子Q11のソース端子の電位に依らず補助巻線L3から第1駆動回路110に電流を供給することができる。

0060

また、限流抵抗R1は、始動時において補助巻線L3から電源用コンデンサC11へ供給される第2電流I2が、第1駆動回路110の消費電流I0よりも大きくなるような抵抗値に設定している。このため、電源用コンデンサC11の充電電圧EQ1を、第1駆動回路110の動作可能な下限電圧よりも高い状態で維持して第1駆動回路110の動作を維持できる。したがって、インバータ回路11の出力電圧V2を始動電圧V10のまま維持することができる。なお、補助電圧V3は、ツェナーダイオードZD1によりツェナー電圧VZ1に制限される。このため、補助電圧V3は、第1駆動回路110の耐電圧を超えることがない。

0061

放電灯3が点灯すると、制御回路12は、低周波数の交番電圧を放電灯3に印加するように、各スイッチング素子Q11〜Q14のオン/オフを制御する。そして、直流電源回路10の出力電圧V1は、始動電圧V10から点灯電圧V11まで低下する。このとき、補助巻線L3に生じる補助電圧V3も低下し、制御電圧E1よりも低くなる。すると、ダイオードD3が逆バイアスとなり、ダイオードD11が順バイアスとなるので、補助巻線L3による電源用コンデンサC11の充電経路(第2経路)が、制御電源回路14による電源用コンデンサC11の充電経路(第1経路)に実質的に切り替わる。

0062

上述のように、本実施形態の放電灯点灯装置1では、ダイオードD11を介して第1電流I1を出力する第1経路と、限流抵抗R1及びダイオードD3を介して第2電流I2を出力する第2経路とを切り替えるように構成されている。そして、本実施形態の放電灯点灯装置1は、放電灯3の始動時及び点灯時における制御電圧E1と補助電圧V3との大小関係に基づいて各ダイオードD3,D11の順バイアス、逆バイアスを切り替えることで、各充電経路を実質的に切り替える。すなわち、本実施形態の放電灯点灯装置1では、第1経路のダイオードD11、及び第2経路の限流抵抗R1、ダイオードD3が「切替手段」として機能する。このため、本実施形態の放電灯点灯装置1は、実施形態1の放電灯点灯装置1と同様の効果を奏することができる。

0063

(実施形態3)
以下、本発明の実施形態3に係る放電灯点灯装置1について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の放電灯点灯装置1の基本構成は、実施形態1の放電灯点灯装置1と共通するので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態の放電灯点灯装置1は、図5に示すように、補助巻線L3及び第1切替回路15を設ける代わりに、第1出力回路16(第2駆動電源)と、第2切替回路17(切替手段)とを備える。

0064

第1出力回路16は、直流電源回路10のダイオードD2と並列に接続されるコンデンサC3及びダイオードD4の直列回路と、ダイオードD4と並列に接続されるダイオードD5及びコンデンサC4の直列回路とで構成される。第1出力回路16は、直流電源回路10のスイッチング素子Q1のスイッチング動作により各コンデンサC3,C4を段階的に充電して昇圧する所謂チャージポンプ式の昇圧回路である。

0065

以下、第1出力回路16の動作について説明する。直流電源回路10のスイッチング素子Q1がオンのとき、平滑用コンデンサC1の充電電圧により、コンデンサC3がダイオードD4を介して充電される。スイッチング素子Q1がオフに切り替わると、コンデンサC3の充電電圧により、コンデンサC4がダイオードD5を介して充電される。したがって、第1出力回路16からは、直流電源回路10の出力電圧V1よりも高い電圧と、出力電圧V1との差分である補助電圧V3が出力される。

0066

第2切替回路17は、pnp型のトランジスタTR1を備える。トランジスタTR1のエミッタ端子には、第1出力回路16の補助電圧V3が入力される。また、ベース端子には、ツェナーダイオードZD2を介して直流電源回路10の出力電圧V1が入力される。コレクタ端子には、限流抵抗R1及びダイオードD3を介して電源用コンデンサC11に接続している。

0067

以下、本実施形態の放電灯点灯装置1の動作について説明する。装置の動作を開始すると、制御回路12は、ローサイドのスイッチング素子Q12,Q14をオンに切り替える。これにより、制御電圧E1がダイオードD11,D13を介して電源用コンデンサC11,C13に供給され、電源用コンデンサC11,C13の充電電圧EQ1,EQ3は、制御電圧E1までは急速に上昇する。

0068

その後、制御回路12は、スイッチング素子Q1を制御して直流電源回路10の制御も開始する。装置の開始直後は、放電灯3が消灯している状態である。このため、制御回路12は、直流電源回路10の出力電圧V1を始動電圧V10まで上昇させる。このとき、第1出力回路16の出力する補助電圧V3も上昇する。

0069

トランジスタTR1のベースエミッタ間電圧を無視すれば、補助電圧V3がツェナーダイオードZD2のツェナー電圧を超えると、トランジスタTR1にベース電流が流れてトランジスタTR1がオンする。すると、コンデンサC4から限流抵抗R1及びダイオードD3を介して電源用コンデンサC11に電流が供給され、電源用コンデンサC11の充電電圧EQ1が制御電圧E1よりも高くなる。これにより、ダイオードD11が逆バイアスとなるので、制御電源回路14による電源用コンデンサC11の充電経路(第1経路)が、第1出力回路16による電源用コンデンサC11の充電経路(第2経路)に切り替わる。

0070

装置の動作を開始してから所定期間T1が経過すると、制御回路12は、スイッチング素子Q11,Q14をオンに切り替え、スイッチング素子Q12,Q13をオフに切り替えることで、放電灯3の始動制御を開始する。これにより、インバータ回路11の出力電圧V2が始動電圧V10となり、始動回路13に印加される。

0071

放電灯3が点灯すると、制御回路12は、低周波数の交番電圧を放電灯3に印加するように、各スイッチング素子Q11〜Q14のオン/オフを制御する。そして、直流電源回路10の出力電圧V1は、始動電圧V10から点灯電圧V11まで低下する。このとき、第1出力回路16の出力する補助電圧V3も低下し、ツェナーダイオードZD2のツェナー電圧よりも低くなる。すると、トランジスタTR1にベース電流が流れなくなってオフに切り替わる。これにより、ダイオードD11が順バイアスとなり、第1出力回路16による電源用コンデンサC11の充電経路(第2経路)が、制御電源回路14による電源用コンデンサC11の充電経路(第1経路)に切り替わる。

0072

上述のように、本実施形態の放電灯点灯装置1は、第1出力回路16が補助巻線L3と同様の働きをし、また、第2切替回路17が第1切替回路15と同様の働きをする。このため、本実施形態の放電灯点灯装置1は、実施形態1の放電灯点灯装置1と同様の効果を奏することができる。

0073

なお、図5に示す構成では、補助電圧V3がツェナーダイオードZD2のツェナー電圧を超えるとトランジスタTR1のオン/オフを切り替える構成となっているが、他の構成であってもよい。例えば、ツェナーダイオードZD2のアノードをGND(グラウンド)に接続する構成であってもよい。この構成では、直流電源回路10の出力電圧V1と補助電圧V3との総和が、ツェナーダイオードZD2のツェナー電圧を超えると、トランジスタTR1のオン/オフを切り替える。また、ツェナーダイオードZD2のアノードを電源用コンデンサC11に接続する構成であってもよい。この構成では、補助電圧V3と電源用コンデンサC11の充電電圧EQ1との差が、ツェナーダイオードZD2のツェナー電圧を超えると、トランジスタTR1のオン/オフを切り替える。

0074

ここで、本実施形態の放電灯点灯装置1は、図6に示すように、第1出力回路16の代わりに、第1出力回路16に更にコンデンサC5、ダイオードD6を追加した第2出力回路18を用いた構成であってもよい。第2出力回路18は、補助電圧V3を出力する機能と、始動回路13を駆動させるための電源電圧を出力する機能とを兼用する構成となっている。

0075

また、本実施形態の放電灯点灯装置1は、図6に示すように、第2切替回路17の代わりに、ツェナーダイオードZD3をコンデンサC4とダイオードD3との間に接続する構成であってもよい。この構成では、補助電圧V3がツェナーダイオードZD3のツェナー電圧を超えた場合のみ、コンデンサC4から限流抵抗R1及びダイオードD3を介して電源用コンデンサC11に電流が供給される。なお、ツェナーダイオードZD3の代わりに、ダイアックのように、規定電圧を超えると導通する2端子型の双方向素子を用いてもよい。

0076

また、本実施形態の放電灯点灯装置1は、図7に示すように、第2切替回路17を設けずに、単にダイオードD3及び限流抵抗R1を介して電源用コンデンサC11に電流を供給する構成であってもよい。

0077

以下、この構成の動作について図8を用いて説明する。放電灯3の始動時では、補助電圧V3により、ダイオードD3及び限流抵抗R1を介して電源用コンデンサC11に供給される第2電流I2が増大する。ここで、第2電流I2が、第1駆動回路110の消費電流I0よりも大きくなるように限流抵抗R1の抵抗値を設定することで、電源用コンデンサC11の充電電圧EQ1が上昇し、制御電圧E1よりも高くなる。すると、ダイオードD11が逆バイアスとなるので、制御電源回路14から供給される第1電流I1はほぼ零となる。すなわち、制御電源回路14による電源用コンデンサC11の充電経路(第1経路)が、第1出力回路16による電源用コンデンサC11の充電経路(第2経路)に実質的に切り替わる。

0078

なお、限流抵抗R1は、第1駆動回路110の消費電流I0の平均値が100μAである場合は、4.5MΩ以下に設定すればよい。このとき、限流抵抗R1での消費電力は45mWと小さいので、限流抵抗R1は小型のもので構成することができる。また、この場合のツェナーダイオードZD1での損失は、第1駆動回路110の消費電流I0がそのままツェナーダイオードZD1に流れたと仮定しても1.4mWと小さい。したがって、ツェナーダイオードZD1も小型のもので構成することができる。

0079

放電灯3が点灯すると、直流電源回路10の出力電圧V1が低下するとともに、補助電圧V3も低下する。そして、点灯時の補助電圧V3は、始動時に比べて大幅に低いため、第2電流I2も大幅に低下し、第1駆動回路110の消費電流I0よりも小さくなる。なお、限流抵抗R1は、放電灯3の点灯時における第2電流I2が少なくとも消費電流I0の半分よりも小さくなるような抵抗値に設定されるのが望ましい。

0080

したがって、電源用コンデンサC11へ供給される電流は、主として制御電源回路14から供給される第1電流I1となる。すなわち、第1出力回路16による電源用コンデンサC11の充電経路(第2経路)が、制御電源回路14による電源用コンデンサC11の充電経路(第1経路)に実質的に切り替わる。このとき、電源用コンデンサC11の充電電圧EQ1は、制御電圧E1となる。

0081

上述のように、この構成は、制御電源回路14による電源用コンデンサC11の充電経路と、第1出力回路16による電源用コンデンサC11の充電経路とを備えている。そして、この構成では、放電灯3の始動時及び点灯時における補助電圧V3の大小に基づいて各充電経路を実質的に切り替える。このため、この構成は、実施形態1の放電灯点灯装置1と同様の効果を奏することができる。

0082

なお、第1出力回路16のコンデンサC3は、2次巻線L2及びダイオードD1の接続点ではなく、トランス100の1次巻線L1に別途設けた中間タップに接続する構成であってもよい。

0083

(実施形態4)
以下、本発明の実施形態4に係る放電灯点灯装置1について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の放電灯点灯装置1の基本構成は、実施形態2の放電灯点灯装置1と共通するので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態の放電灯点灯装置1は、図9に示すように、補助巻線L3を設ける代わりに第3出力回路19(第2駆動電源)を設けている。なお、本実施形態の放電灯点灯装置1では、直流電源回路10をフライバック・コンバータで構成している。

0084

第3出力回路19は、チャージポンプ型の昇圧回路であって、ダイオードD7及びコンデンサC6の直列回路で構成される。第3出力回路19は、直流電源回路10のダイオードD1と、スイッチング素子Q1及び1次巻線L1の接続点との間に接続される。

0085

第3出力回路19のコンデンサC6は、スイッチング素子Q1がオンしているときに、直流電源回路10の平滑用コンデンサC1の両端に印加される出力電圧V1とほぼ同じ電圧まで充電される。スイッチング素子Q1がオフし、2次巻線L2が導通している間は、コンデンサC6と限流抵抗R1との接続点には、スイッチング素子Q1に印加されている電圧を出力電圧V1に重畳した電圧が印加される。したがって、出力電圧V1よりもスイッチング素子Q1に印加される電圧分だけ高い補助電圧V3が、第3出力回路19から出力される。

0086

本実施形態の放電灯点灯装置1は、ダイオードD11を介した制御電源回路14による電源用コンデンサC11の充電経路(第1経路)と、ダイオードD3を介した第3出力回路19による電源用コンデンサC11の充電経路(第2経路)とを備えた構成となっている。そして、本実施形態の放電灯点灯装置1は、放電灯3の始動時及び点灯時における制御電圧E1と補助電圧V3との大小関係に基づいて各ダイオードD3,D11の順バイアス、逆バイアスを切り替えることで、各充電経路を実質的に切り替える。このため、本実施形態の放電灯点灯装置1は、実施形態2の放電灯点灯装置1と同様の効果を奏することができる。

0087

ここで、例えば、放電灯3の始動時における充電電圧EQ1が14V、スイッチング素子Q1の間欠動作の周期に対する2次巻線L2の導通期間の比率の平均値が2%、第1駆動回路110の消費電流の平均値が100μAであると仮定する。この場合、限流抵抗R1の抵抗値は13kΩ以下であればよい。そして、この場合の限流抵抗R1の平均消費電力は6.5mWと非常に小さく、限流抵抗R1は小型のもので構成することができる。

0088

なお、第3出力回路19の出力端に整流・平滑回路を設けてもよい。この構成では、限流抵抗R1の抵抗値を大きくすることができるので、限流抵抗R1をより小型のもので構成することができる。

0089

また、第3出力回路19のコンデンサC6は、1次巻線L1及びスイッチング素子Q1の接続点ではなく、トランス100の1次巻線L1に別途設けた中間タップに接続する構成であってもよい。

0090

なお、本実施形態の放電灯点灯装置1では、直流電源回路10の出力端子と電源用コンデンサC13とを限流抵抗R2及びダイオードD8を介して接続している。また、電源用コンデンサC13の両端には、ツェナーダイオードZD4を並列に接続している。ツェナーダイオードZD4としては、ツェナーダイオードZD1と同じものを選択する。すなわち、本実施形態の放電灯点灯装置1では、限流抵抗R1及びダイオードD3、並びにツェナーダイオードZD1から成る回路と同じ回路を介して直流電源回路10の出力電圧V1を他方の電源用コンデンサC13に供給する。

0091

この構成は、例えば放電灯3の点灯直後に放電灯3の電極の温度を素早く上昇させるべく、インバータ回路11の出力する交番電圧の最初の1周期のみを長くする動作を行う場合に好適である。すなわち、この場合には、交番電圧の周期が長くなることから電源用コンデンサC13の放電時間も長くなるが、放電灯3の始動時に電源用コンデンサC13を制御電圧E1よりも高い電圧で充電できる。このため、電源用コンデンサC13の充電電圧EQ3が第3駆動回路130の動作可能な下限電圧に達するまでの時間を長くすることができる。したがって、放電時間を考慮して静電容量の大きい電源用コンデンサC13を用意する必要がない。

0092

なお、電源用コンデンサC13は、必ずしも直流電源回路10の出力電圧V1により充電する構成でなくてもよく、他の構成であってもよい。例えば、ダイオードD8のアノードを第3出力回路19のコンデンサC6に接続し、補助電圧V3により電源用コンデンサC13を充電する構成であってもよい。また、電源用コンデンサC13を充電する上記構成は、本実施形態のみならず実施形態1〜3の何れの放電灯点灯装置1にも適用することができる。

0093

上記各実施形態の放電灯点灯装置1は、例えば車両用前照灯などの照明装置に用いることができる。以下、本発明の実施形態に係る照明装置の一例として、車両用前照灯4について図面を用いて説明する。本実施形態の車両用前照灯4は、図10(a)に示すように、上記各実施形態の何れかの放電灯点灯装置1と、放電灯3を装着するソケット30と、放電灯点灯装置1及びソケット30を保持する器具本体40とを備える。放電灯点灯装置1は、ヒューズF1及び電源スイッチS1を介してバッテリ2と接続されている。したがって、車両用前照灯4は、電源スイッチS1のオン/オフを切り替えることで、放電灯3の点灯・消灯を切り替えられるように構成されている。車両用前照灯4は、図10(b)に示すように、車両5の前部に取り付けられる。

0094

なお、上記各実施形態の放電灯点灯装置1は、その用途は上記の車両用前照灯4には限定されず、例えばルームランプのような車室内用照明装置や、テールランプ車幅灯ブレーキランプのような車外灯照明装置に広く用いることができる。勿論、上記各実施形態の放電灯点灯装置1は、車両用以外の一般的な照明用途の照明装置に用いてもよい。

0095

1放電灯点灯装置
10直流電源回路
11インバータ回路
12制御回路
13始動回路
14制御電源回路(第1駆動電源)
15 第1切替回路(切替手段)
2バッテリ(直流電源)
3放電灯
Q11,Q13ハイサイドのスイッチング素子
C11,C13電源用コンデンサ
L3補助巻線(第2駆動電源)

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