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技術 レーダ装置

出願人 三菱電機株式会社
発明者 影目聡原照幸
出願日 2013年5月13日 (6年10ヶ月経過) 出願番号 2013-101331
公開日 2014年11月27日 (5年4ヶ月経過) 公開番号 2014-222168
状態 特許登録済
技術分野 レーダ方式及びその細部
主要キーワード 終了速度 切替間隔 反射RF信号 パルス番号 開始位相 速度補償 cpi パルス繰り返し周期
関連する未来課題
重要な関連分野

この項目の情報は公開日時点(2014年11月27日)のものです。
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図面 (12)

課題

周波数領域の信号のSNRが低い場合でも、高精度に目標検出や測距を行うことができるレーダ装置を得ることを目的とする。

解決手段

送信RF信号の周波数fnが変化しても、同一目標ドップラ周波数が同一のビン番号に属するように、信号受信処理部7により生成された受信ビデオ信号V(n,m)をチャープz変換(CZT)処理で周波数領域の信号FCZT(n,k)に変換する周波数領域変換部9を設け、コヒーレント積分処理部11が、周波数領域変換部9により変換された周波数領域の信号FCZT(n,k)をコヒーレントに積分する。

概要

背景

例えば、以下の特許文献1に開示されているレーダ装置では、パルス繰り返し周期(PRI:Pulse Repetition Interval)でステップ状に変化させた送信周波数送信信号送受信する。
レーダ装置では、同じ送信周波数の受信信号に対して、パルスヒット方向にFFT(Fast Fourier Transform:高速フーリエ変換)処理を実施して、周波数領域の信号に変換した後、周波数領域の信号の強度に基づいて目標を検出することで、目標のドップラ周波数を算出するようにしている。
また、目標のドップラ周波数を用いて、周波数領域の信号に対して、ドップラ補正を実施した後、異なる送信周波数のドップラ補正後の周波数領域の信号に対して、MUSIC(MUltiple SIgnal Classification)処理を適用して測距を行うようにしている。

このレーダ装置は、等速目標の場合においても、異なる送信周波数の同一目標の受信信号のドップラ周波数が異なっている。そのため、異なる送信周波数の受信信号をコヒーレントに積分するためには(周波数解析法を代表してコヒーレント積分記述する。ただし、このレーダ装置では、MUSIC処理に相当)、受信信号をドップラ補正する必要があるが、MUSIC処理の前に目標を検出して目標のドップラ周波数を算出し、そのドップラ周波数を用いて、ドップラ補正を実施している。

概要

周波数領域の信号のSNRが低い場合でも、高精度に目標検出や測距を行うことができるレーダ装置を得ることを目的とする。送信RF信号の周波数fnが変化しても、同一目標のドップラ周波数が同一のビン番号に属するように、信号受信処理部7により生成された受信ビデオ信号V(n,m)をチャープz変換(CZT)処理で周波数領域の信号FCZT(n,k)に変換する周波数領域変換部9を設け、コヒーレント積分処理部11が、周波数領域変換部9により変換された周波数領域の信号FCZT(n,k)をコヒーレントに積分する。

目的

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、周波数領域の信号のSNRが低い場合でも、高精度に目標検出や測距を行うことができるレーダ装置を得ることを目的とする

効果

実績

技術文献被引用数
1件
牽制数
0件

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請求項1

所定の間隔で送信信号周波数を変化させながら、上記送信信号を空中に放射する信号送信手段と、上記信号送信手段から空中に放射されたのち、目標反射されて戻ってきた上記送信信号を受信して、その受信信号受信ビデオ信号に変換する信号受信手段と、上記送信信号の周波数が変化しても、同一目標ドップラ周波数が同一のビン番号に属するように、上記信号受信手段により変換された受信ビデオ信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換手段と、上記周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号をコヒーレントに積分するコヒーレント積分手段とを備えたレーダ装置

請求項2

コヒーレント積分手段によるコヒーレント積分後の信号から目標の候補を検出する目標候補検出手段を備えたことを特徴とする請求項1記載のレーダ装置。

請求項3

目標候補検出手段により検出された目標の候補の相対速度及び相対距離を算出する目標相対速度相対距離算出手段を備えたことを特徴とする請求項2記載のレーダ装置。

請求項4

信号送信手段は、所定の間隔で送信信号の周波数を昇順又は降順に変化させることを特徴とする請求項1から請求項3のうちのいずれか1項記載のレーダ装置。

請求項5

信号送信手段は、所定の間隔で送信信号の周波数を所定の規則にしたがって変化させることを特徴とする請求項1から請求項3のうちのいずれか1項記載のレーダ装置。

請求項6

周波数領域変換手段は、信号受信手段により変換された受信ビデオ信号をチャープz変換処理で周波数領域の信号に変換することを特徴とする請求項1から請求項5のうちのいずれか1項記載のレーダ装置。

請求項7

周波数領域変換手段は、信号受信手段により変換された受信ビデオ信号を離散フーリエ変換処理で周波数領域の信号に変換することを特徴とする請求項1から請求項5のうちのいずれか1項記載のレーダ装置。

請求項8

周波数領域変換手段は、信号受信手段により変換された受信ビデオ信号に対する窓関数処理を実施し、窓関数処理後の受信ビデオ信号を周波数領域の信号に変換することを特徴とする請求項1から請求項7のうちのいずれか1項記載のレーダ装置。

請求項9

周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号に対する速度補償処理を実施し、速度補償処理後の信号をコヒーレント積分手段に与える速度補償手段を備えたことを特徴とする請求項1から請求項8のうちのいずれか1項記載のレーダ装置。

請求項10

コヒーレント積分手段は、周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号を離散フーリエ変換処理でコヒーレントに積分することを特徴とする請求項1から請求項9のうちのいずれか1項記載のレーダ装置。

請求項11

コヒーレント積分手段は、周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号を高速フーリエ変換処理でコヒーレントに積分することを特徴とする請求項1から請求項9のうちのいずれか1項記載のレーダ装置。

請求項12

コヒーレント積分手段は、周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号の送信周波数数よりも大きい点数でコヒーレント積分を行うことを特徴とする請求項10または請求項11記載のレーダ装置。

請求項13

コヒーレント積分手段は、周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号をチャープz変換処理でコヒーレントに積分することを特徴とする請求項1から請求項9のうちのいずれか1項記載のレーダ装置。

請求項14

コヒーレント積分手段は、周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号をMUSIC処理でコヒーレントに積分することを特徴とする請求項1から請求項9のうちのいずれか1項記載のレーダ装置。

請求項15

コヒーレント積分手段は、周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号に対する窓関数処理を実施し、窓関数処理後の信号をコヒーレントに積分することを特徴とする請求項1から請求項14のうちのいずれか1項記載のレーダ装置。

技術分野

0001

この発明は、所定の間隔で送信信号を空中に放射したのち、目標反射されて戻ってきた送信信号を受信して、その受信信号信号処理を実施することで、目標を高分解能に測距するレーダ装置に関するものである。

背景技術

0002

例えば、以下の特許文献1に開示されているレーダ装置では、パルス繰り返し周期(PRI:Pulse Repetition Interval)でステップ状に変化させた送信周波数の送信信号を送受信する。
レーダ装置では、同じ送信周波数の受信信号に対して、パルスヒット方向にFFT(Fast Fourier Transform:高速フーリエ変換)処理を実施して、周波数領域の信号に変換した後、周波数領域の信号の強度に基づいて目標を検出することで、目標のドップラ周波数を算出するようにしている。
また、目標のドップラ周波数を用いて、周波数領域の信号に対して、ドップラ補正を実施した後、異なる送信周波数のドップラ補正後の周波数領域の信号に対して、MUSIC(MUltiple SIgnal Classification)処理を適用して測距を行うようにしている。

0003

このレーダ装置は、等速目標の場合においても、異なる送信周波数の同一目標の受信信号のドップラ周波数が異なっている。そのため、異なる送信周波数の受信信号をコヒーレントに積分するためには(周波数解析法を代表してコヒーレント積分記述する。ただし、このレーダ装置では、MUSIC処理に相当)、受信信号をドップラ補正する必要があるが、MUSIC処理の前に目標を検出して目標のドップラ周波数を算出し、そのドップラ周波数を用いて、ドップラ補正を実施している。

先行技術

0004

特開2010−175457号公報(図1

発明が解決しようとする課題

0005

従来のレーダ装置は以上のように構成されているので、周波数領域の信号の信号対雑音比(SNR:Signal to Noise Ratio)が低い場合、目標の検出性能劣化して、ドップラ補正を実施することができないことがある。このような場合には、測距性能が劣化してしまう課題があった。

0006

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、周波数領域の信号のSNRが低い場合でも、高精度に目標検出や測距を行うことができるレーダ装置を得ることを目的とする。

課題を解決するための手段

0007

この発明に係るレーダ装置は、所定の間隔で送信信号の周波数を変化させながら、送信信号を空中に放射する信号送信手段と、信号送信手段から空中に放射されたのち、目標に反射されて戻ってきた上記送信信号を受信して、その受信信号を受信ビデオ信号に変換する信号受信手段と、送信信号の周波数が変化しても、同一目標のドップラ周波数が同一のビン番号に属するように、信号受信手段により変換された受信ビデオ信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換手段とを設け、コヒーレント積分手段が、周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号をコヒーレントに積分するようにしたものである。

発明の効果

0008

この発明によれば、送信信号の周波数が変化しても、同一目標のドップラ周波数が同一のビン番号に属するように、信号受信手段により変換された受信ビデオ信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換手段を設け、コヒーレント積分手段が、周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号をコヒーレントに積分するように構成したので、周波数領域変換後の信号のSNRが低い場合でも、高精度に目標検出や測距を行うことができる効果がある。

図面の簡単な説明

0009

この発明の実施の形態1によるレーダ装置を示す構成図である。
この発明の実施の形態1によるレーダ装置の送受信シーケンスを示す説明図である。
FFTとCZTによる同一送信周波数の受信ビデオ信号に対する周波数領域変換結果を示す説明図である(ドップラ周波数0〜PRF/2を表示した場合)。
FFTとCZTによる同一送信周波数の受信ビデオ信号に対する周波数領域変換結果を示す説明図である。
目標相対速度の影響によるコヒーレント積分後の積分性能を示す説明図である。
目標相対速度の影響によるコヒーレント積分後の測距性能を示す説明図である。
この実施の形態1のコヒーレント積分処理部11によるコヒーレント積分後の信号FFFT(l,k)を示す説明図である。
特許文献1に開示されているレーダ装置によるパルスヒット方向FFT後の信号と、この実施の形態1によるコヒーレント積分後の信号FFFT(l,k)の検出性能を示す説明図である。
この発明の実施の形態2によるレーダ装置を示す構成図である。
この発明の実施の形態2によるレーダ装置の送受信シーケンスを示す説明図である。
この発明の実施の形態2によるレーダ装置の送受信シーケンスと送信周波数fnを示す説明図である。

実施例

0010

実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1によるレーダ装置を示す構成図である。
図1において、信号送信処理部1は多周波局部発振器2、パルス変調器3及び送信機4から構成されており、所定の間隔で送信RF信号(送信信号)の周波数を変化させながら、その送信RF信号を送受切替部5を介して空中線6に出力する処理を実施する。
信号送信処理部1の多周波局部発振器2は局部発振信号L0(t,n,m)を生成する信号源であり、所定の間隔で局部発振信号L0(t,n,m)の周波数を変化させる処理を実施する。
この実施の形態1では、多周波局部発振器2が、所定の間隔で局部発振信号L0(t,n,m)の周波数を昇順又は降順に変化させる例を説明する。

0011

パルス変調器3は多周波局部発振器2により生成された局部発振信号L0(t,n,m)をパルス変調し、パルス変調後の局部発振信号L’0(t,n,m)を送信機4に出力する処理を実施する。
送信機4はパルス変調器3から出力されたパルス変調後の局部発振信号L’0(t,n,m)を送信RF信号Tx(t,n,m)として送受切替部5に出力することにより、空中線6から送信RF信号Tx(t,n,m)を空中に放射させる処理を実施する。

0012

送受切替部5は送信機4から出力された送信RF信号Tx(t,n,m)を空中線6に出力する一方、空中線6から入射された反射RF信号受信RF信号Rx(t,n,m)として信号受信処理部7に出力する処理を実施する。
空中線6は送受切替部5から出力された送信RF信号Tx(t,n,m)を空中に放射する一方、送信RF信号Tx(t,n,m)が目標に反射されて戻ってきた反射RF信号を入射する送受信アンテナである。
なお、信号送信処理部1、送受切替部5及び空中線6から信号送信手段が構成されている。

0013

信号受信処理部7は例えば受信機位相検波器などから構成されており、多周波局部発振器2により生成された局部発振信号L0(t,n,m)を用いて、送受切替部5から出力された受信RF信号Rx(t,n,m)をダウンコンバートし、ダウンコンバート後の信号を狭帯域フィルタに通してから、増幅処理位相検波処理を実施することで、受信ビデオ信号V(n,m)を生成する処理を実施する。
なお、送受切替部5、空中線6及び信号受信処理部7から信号受信手段が構成されている。

0014

信号処理器8は周波数領域変換部9、速度補償処理部10、コヒーレント積分処理部11、目標候補検出部12及び目標候補相対速度・相対距離算出部13から構成されており、信号受信処理部7により生成された受信ビデオ信号V(n,m)から目標候補の検出処理などを実施する。
ここでは、信号処理器8の構成要素である周波数領域変換部9、速度補償処理部10、コヒーレント積分処理部11、目標候補検出部12及び目標候補相対速度・相対距離算出部13のそれぞれが専用のハードウェア(例えば、CPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなど)で構成されているものを想定しているが、信号処理器8がコンピュータで構成されていてもよい。
信号処理器8がコンピュータで構成されている場合、周波数領域変換部9、速度補償処理部10、コヒーレント積分処理部11、目標候補検出部12及び目標候補相対速度・相対距離算出部13の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのCPUが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。

0015

信号処理器8の周波数領域変換部9は送信RF信号Tx(t,n,m)の送信周波数fnが変化しても、同一目標のドップラ周波数が同一のビン番号に属するように、信号受信処理部7により生成された受信ビデオ信号V(n,m)を例えばチャープz変換処理で周波数領域の信号FCZT(n,k)に変換する。なお、周波数領域変換部9は周波数領域変換手段を構成している。
速度補償処理部10は周波数領域変換部9により変換された周波数領域の信号FCZT(n,k)に対する速度補償処理を実施し、速度補償処理後の信号F’CZT(n,k)をコヒーレント積分処理部11に出力する処理を実施する。なお、速度補償処理部10は速度補償手段を構成している。

0016

コヒーレント積分処理部11は速度補償処理部10から出力された速度補償処理後の信号F’CZT(n,k)をコヒーレントに積分し、コヒーレント積分後の信号FFFT(l,k)を目標候補検出部12に出力する処理を実施する。なお、コヒーレント積分処理部11はコヒーレント積分手段を構成している。
目標候補検出部12はコヒーレント積分処理部11から出力されたコヒーレント積分後の信号FFFT(l,k)の信号強度に基づいて目標候補を検出し、その目標候補の速度方向サンプリング番号k’と、距離方向のサンプリング番号l’とを目標候補相対速度・相対距離算出部13に出力する処理を実施する。なお、目標候補検出部12は目標候補検出手段を構成している。

0017

目標候補相対速度・相対距離算出部13は目標候補検出部12から出力された目標候補の速度方向のサンプリング番号k’から目標候補の相対速度v’tgtを算出し、目標候補検出部12から出力された目標候補の距離方向のサンプリング番号l’から目標候補の相対距離R’tgtを算出する処理を実施する。なお、目標候補相対速度・相対距離算出部13は目標相対速度相対距離算出手段を構成している。
表示器14は例えば液晶ディスプレイなどから構成されており、目標候補相対速度・相対距離算出部13により算出された目標候補の相対距離R’tgtや相対距離R’tgtなどを画面に表示する。

0018

図2はこの発明の実施の形態1によるレーダ装置の送受信シーケンスを示す説明図である。
図2において、f0は送信最小周波数、fnは送信周波数、nは送信周波数番号、Nは送信周波数の数、mは同一送信周波数のヒット番号、Mは同一送信周波数のヒット数、Δfは送信周波数間隔、Tfは送信周波数切替間隔、Tpriはパルス繰り返し周期(PRI:Pulse Repetition Interval)、Tpはパルス幅、Δtは同一送信周波数のパルス繰り返し間隔、Tcpi観測時間である。

0019

この実施の形態1では、図2に示すように、送信周波数切替間隔Tfをパルス繰り返し周期Tpriとして、送信周波数fnを送信周波数間隔Δfで昇順に変化させた送信RF信号を空中に放射するものとする。また、この昇順に変化させた送信RF信号を繰り返し空中に放射するものとする。
この実施の形態1では、送信周波数fnを送信周波数間隔Δfで昇順に変化させた送信RF信号を空中に放射するものを示すが、送信周波数fnを送信周波数間隔Δfで降順に変化させた送信RF信号を空中に放射するものであってもよい。

0020

次に動作について説明する。
信号送信処理部1の多周波局部発振器2は、図2に示す送信周波数切替間隔Tfで周波数が変化する局部発振信号L0(t,n,m)を生成する。
即ち、多周波局部発振器2は、下記の式(1)で表される局部発振信号L0(t,n,m)を生成し、その局部発振信号L0(t,n,m)をパルス変調器3及び信号受信処理部7に出力する。

式(1)において、ALは局部発振信号の振幅、φ0は局部発振信号の初期位相である。

0021

パルス変調器3は、多周波局部発振器2から局部発振信号L0(t,n,m)を受けると、その局部発振信号L0(t,n,m)をパルス変調し、下記の式(2)で表されるパルス変調後の局部発振信号L’0(t,n,m)を送信機4に出力する。

0022

送信機4は、パルス変調器3からパルス変調後の局部発振信号L’0(t,n,m)を受けると、パルス変調後の局部発振信号L’0(t,n,m)を送信RF信号Tx(t,n,m)として送受切替部5に出力する。
送受切替部5は、送信機4から送信RF信号Tx(t,n,m)を受けると、その送信RF信号Tx(t,n,m)を空中線6に出力する。
これにより、空中線6から送信RF信号Tx(t,n,m)が空中に放射される。

0023

空中に放射された送信RF信号Tx(t,n,m)の一部は目標に反射され、目標に反射された送信RF信号Tx(t,n,m)は、下記の式(3)で表される反射RF信号Rx(t,n,m)として空中線6に入射される。

式(3)において、ARは反射RF信号の振幅、R0は初期目標相対距離、vは目標相対速度、cは光速である。

0024

送受切替部5は、空中線6から入射された反射RF信号Rx(t,n,m)を受信RF信号Rx(t,n,m)として信号受信処理部7に出力する。
信号受信処理部7は、送受切替部5から受信RF信号Rx(t,n,m)を受けると、多周波局部発振器2により生成された局部発振信号L0(t,n,m)を用いて、その受信RF信号Rx(t,n,m)をダウンコンバートする。
また、信号受信処理部7は、ダウンコンバート後の信号を狭帯域フィルタに通してから、増幅処理や位相検波処理を実施することで、下記の式(4)で表される受信ビデオ信号V(n,m)を生成し、その受信ビデオ信号V(n,m)を信号処理器8に出力する。

式(4)において、AVは受信ビデオ信号の振幅である。
ここでは、信号受信処理部7が狭帯域フィルタを用いている例を示しているが、PRI内サンプリングした受信ビデオ信号を生成するようにしてもよい。

0025

信号処理器8は、信号受信処理部7から受信ビデオ信号V(n,m)を受けると、その受信ビデオ信号V(n,m)に対して所定の信号処理を実施することで、目標候補を検出するとともに、目標候補の相対速度v’tgtや目標候補の相対距離R’tgtを算出する。
以下、信号処理器8の処理内容を具体的に説明する。

0026

図3はFFTとチャープz変換(CZT:Chirp Z−Transform)による同一送信周波数の受信ビデオ信号に対する周波数領域変換結果を示す説明図である(ドップラ周波数0〜PRF/2を表示した場合)。
図4はFFTとCZTによる同一送信周波数の受信ビデオ信号に対する周波数領域変換結果を示す説明図である。
周波数領域変換部9は、信号受信処理部7から出力された受信ビデオ信号V(n,m)を入力するが、目標相対速度vに対する送信周波数fnのドップラ周波数fd(n,v)は下記の式(5)で表されるため、ドップラ周波数fd(n,v)は、送信周波数fnによって変化することが分かる。

0027

したがって、特許文献1に開示されているレーダ装置のように、同一送信周波数fnの受信ビデオ信号V(n,m)を高速フーリエ変換(FFT)することで周波数領域の信号に変換した場合、周波数領域の信号は、図3(a)及び図4(a)に示すように、送信周波数fnに関わらず、同じ周波数サンプリング間隔ΔfFFTでサンプリングされる。
その結果、送信RF信号Tx(t,n,m)の送信周波数fnが変化すると、図3(a)及び図4(a)に示すように、同一目標のドップラ周波数が異なるビン番号に属するようになるため、目標をコヒーレントに積分することができない。また、ノンコヒーレント積分することも困難である。

0028

そこで、周波数領域変換部9は、後段のコヒーレント積分処理部11が同一の目標をコヒーレントに積分することができるようにする目的で、受信ビデオ信号V(n,m)を周波数領域の信号に変換するに際して、FFTではなく、チャープz変換(CZT)処理で周波数領域の信号FCZT(n,k)に変換している。
即ち、周波数領域変換部9は、送信周波数fnに応じてCZTの変換関数を変化させることで、図3(b)及び図4(b)に示すように、送信RF信号Tx(t,n,m)の送信周波数fnが変化しても、同一目標のドップラ周波数が同一のビン番号に属するように、信号受信処理部7により生成された受信ビデオ信号V(n,m)を周波数領域の信号FCZT(n,k)に変換している。
具体的には、周波数領域変換部9は、下記の式(6)に示すように、信号受信処理部7により生成された受信ビデオ信号V(n,m)をチャープz変換(CZT)処理で周波数領域の信号FCZT(n,k)に変換し、周波数領域の信号FCZT(n,k)を速度補償部10に出力する。

0029

ここで、zn−mは送信周波数fnに対応するCZTの変換関数、Anは送信周波数fnに対応する変換開始位相(式(7)を参照)、Wn−kは送信周波数fnに対応するCZTの変換範囲関数(式(8)を参照)である。
また、vstは変換開始速度、venは変換終了速度、Mcztはチャープz変換後のサンプリング数、fsampはサンプリング周波数(式(9)を参照)である。

0030

式(6)〜(9)による周波数領域変換部9の処理によって、どの送信周波数fnであっても、図4(b)に示すように、周波数領域の信号が変換開始速度vstから変換終了速度venまで同じ速度サンプリング間隔Δvcztでサンプリングされ、同一の目標が同じドップラ速度ビンにサンプリングされる。
また、チャープz変換後のサンプリング数Mcztを任意に設定することができ、所望のサンプリング間隔にすることが可能になる。変換開始速度vstや変換終了速度venは、想定される相対速度を任意に設定することが可能になる。
したがって、特許文献1に開示されているレーダ装置が行うパルスヒット方向のFFTと比べて、容易に高サンプリングすることが可能になる。

0031

ここでは、周波数領域変換部9が、信号受信処理部7により生成された受信ビデオ信号V(n,m)をチャープz変換(CZT)処理で周波数領域の信号FCZT(n,k)に変換するものを示したが、その受信ビデオ信号V(n,m)を離散フーリエ変換DFT:Discrete Fourier Transform)処理で周波数領域の信号FCZT(n,k)に変換するようにしてもよい。
ただし、式(6)で表わされるチャープz変換(CZT)を、下記の式(10)で表わされる高速フーリエ変換(FFT)と高速フーリエ逆変換IFFT:Inverse FFT)を用いた周波数領域での畳み込み積分で実現することで、離散フーリエ変換(DFT)よりも、高速に処理することが可能になる。

式(10)において、*は畳み込みを表わす記号である。

0032

ここでは、周波数領域変換部9が、信号受信処理部7により生成された受信ビデオ信号V(n,m)をチャープz変換(CZT)処理で周波数領域の信号FCZT(n,k)に変換するものを示したが、周波数領域の信号FCZT(n,k)が、クラッタ等のサイドローブに埋もれることが懸念される場合がある。
このような場合には、周波数領域変換部9は、その受信ビデオ信号V(n,m)を周波数領域の信号FCZT(n,k)に変換する前に、下記の式(11)に示すように、その受信ビデオ信号V(n,m)に対する窓関数処理を実施し、窓関数処理後の受信ビデオ信号V’(n,m)を生成する。
この窓関数処理で使用する窓関数としては、下記の式(12)で表されるハミング窓wham(m)が考えられる。

0033

上記のように、窓関数処理を実施することで、周波数領域の信号の速度方向のサイドローブが低減されるため、目標がサイドローブに埋もれる状況を回避することができる。
周波数領域変換部9は、受信ビデオ信号V(n,m)に対する窓関数処理を実施した場合、受信ビデオ信号V(n,m)の代わりに、窓関数処理後の受信ビデオ信号V’(n,m)を式(6)又は式(10)に代入することで、周波数領域の信号FCZT(n,k)に変換する。

0034

速度補償処理部10は、周波数領域変換部9から周波数領域の信号FCZT(n,k)を受けると、下記の式(13)に示すように、周波数領域の信号FCZT(n,k)に対する速度補償処理を実施し、速度補償処理後の信号F’CZT(n,k)をコヒーレント積分処理部11に出力する。

式(13)において、vczt(k)は下記の式(14)で表わされる速度補償処理後の信号F’CZT(n,k)のドップラ速度ビンkに対応する相対速度である。

式(14)において、Δvcztは下記の式(15)で表わされる速度補償処理後の信号F’CZT(n,k)の速度サンプリング間隔である。

0035

この実施の形態1では、同一送信周波数のパルス繰り返し間隔Δtの間の送信周波数fnが昇順のみの変化であるため、送信周波数fnと送信周波数fn+1間の位相差がほぼ同じであり、位相差が非常に小さい場合には、速度補償処理を実施する必要はない。
ここでは、位相差を無視することができない場合に行う速度補償処理の効果について説明する。
図4(b)に示すように、周波数領域変換部9のチャープz変換によって、同一目標のドップラ速度ビンが同じになるように周波数領域に変換しているため(異なる送信周波数の周波数領域変換後の目標が同じドップラ速度ビンに存在しているため)、速度補償処理前に目標候補を検出して、目標候補の相対速度を算出する必要がない。したがって、速度補償処理を実施して、コヒーレント積分を実施してから、目標候補の検出処理を行うことができるため、目標の検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。

0036

また、周波数領域の信号FCZT(n,k)を送信周波数方向にコヒーレント積分を実施した場合、目標相対速度の影響によって、積分効率が劣化することが懸念されるが、速度補償処理部10が速度補償処理を実施することで、目標相対速度の影響が低減されて、積分効率が向上する。図5は目標相対速度の影響によるコヒーレント積分後の積分性能を示している。
また、周波数領域の信号FCZT(n,k)を送信周波数方向にコヒーレント積分を実施した後、測距処理を実施する場合、目標相対速度の影響によって、測距性能が劣化することが懸念されるが、速度補償処理部10が速度補償処理を実施することで、目標相対速度の影響が低減されて、測距性能が向上する。図6は目標相対速度の影響によるコヒーレント積分後の測距性能を示している。

0037

コヒーレント積分処理部11は、速度補償処理部10から速度補償処理後の信号F’CZT(n,k)を受けると、下記の式(16)に示すように、速度補償処理後の信号F’CZT(n,k)をコヒーレントに積分し、コヒーレント積分後の信号FFFT(l,k)を目標候補検出部12に出力する。







式(16)において、NFFTは送信周波数方向のFFT点数、Rambは式(17)で表わされるコヒーレント積分後の信号FFFT(l,k)の曖昧さなく計測が可能な距離である。
また、ΔRは式(18)で表わされるコヒーレント積分後の信号FFFT(l,k)の距離分解能、ΔRFFTは式(19)で表わされるコヒーレント積分後の信号FFFT(l,k)の距離方向のサンプリング間隔である。

0038

なお、コヒーレント積分処理部11は、送信周波数方向のFFT点数NFFTが送信周波数の数Nより大きい場合(NFFT>N)、速度補償処理後の信号F’CZT(n,k)に0を設定して、コヒーレント積分後の信号FFFT(l,k)の距離方向を高サンプリングする。ただし、コヒーレント積分後の信号FFFT(l,k)の距離方向を高サンプリングする場合、チャープz変換を適用するようにしてもよい。
式(16)は離散フーリエ変換で説明しているが、高速フーリエ変換処理で速度補償処理後の信号F’CZT(n,k)をコヒーレントに積分するようにしてもよい。
また、目標数既知の場合や、目標数が算出できる程度のSNRの場合には、MUSIC処理で速度補償処理後の信号F’CZT(n,k)をコヒーレントに積分するようにしてもよい。

0039

ここで、目標候補を検出する信号のSNRについて説明し、コヒーレント積分処理部11によるコヒーレント積分の効果を説明する。
図7はこの実施の形態1のコヒーレント積分処理部11によるコヒーレント積分後の信号FFFT(l,k)を示す説明図である。
コヒーレント積分後の信号FFFT(l,k)は、図7に示すように、目標候補を検出する信号のSNRが入力SNRと比べて、下記の式(20)で表わされるSNR改善度SNR_impczt+fftだけ改善する。

0040

一方、特許文献1に開示されているレーダ装置によるパルスヒット方向FFT後の信号のSNRは、一つの送信周波数のパルスヒット方向FFTによる効果だけ、入力SNRと比べて、下記の式(21)で表わされるSNR改善度SNR_impfftだけ改善する。
さらに、N個の送信周波数のパルスヒット方向FFT後の信号をノンコヒーレント積分(平均処理、あるいは、PDI(Post Detection Integration))を実施した後のSNRは、入力SNRと比べて、下記の式(22)で表わされるSNR改善度SNR_impfft+pdiだけ改善する。

0041

したがって、この実施の形態1及び特許文献1における目標候補検出時のSNRの関係は、下記の式(23)のように表わされるため、この実施の形態1では、特許文献1に開示されているレーダ装置よりも、目標の検出性能が向上することが分かる。このため、より低SNRの目標候補を検出できるレーダ装置が得られる。

図8は特許文献1に開示されているレーダ装置によるパルスヒット方向FFT後の信号と、この実施の形態1によるコヒーレント積分後の信号FFFT(l,k)の検出性能を示す説明図である。

0042

ここでは、コヒーレント積分処理部11が、速度補償処理後の信号F’CZT(n,k)をコヒーレントに積分するものを示したが、コヒーレント積分後の信号FFFT(l,k)が、クラッタ等のサイドローブに埋もれることが懸念される場合がある。
このような場合には、コヒーレント積分処理部11は、速度補償処理後の信号F’CZT(n,k)をコヒーレントに積分する前に、下記の式(24)に示すように、速度補償処理後の信号F’CZT(n,k)に対する窓関数処理を実施し、窓関数処理後の信号F”CZT(n,k)を生成する。
この窓関数処理で使用する窓関数としては、下記の式(25)で表されるハミング窓wham(n)が考えられる。

0043

上記のように、窓関数処理を実施することで、コヒーレント積分後の信号の距離方向のサイドローブが低減されるため、目標がサイドローブに埋もれる状況を回避することができる。
コヒーレント積分処理部11は、速度補償処理後の信号F’CZT(n,k)に対する窓関数処理を実施した場合、速度補償処理後の信号F’CZT(n,k)の代わりに、窓関数処理後の信号F”CZT(n,k)を式(16)に代入することで、コヒーレントに積分する。

0044

目標候補検出部12は、コヒーレント積分処理部11からコヒーレント積分後の信号FFFT(l,k)を受けると、その信号FFFT(l,k)の信号強度に基づいて目標候補を検出し、その目標候補の速度方向のサンプリング番号k’と、距離方向のサンプリング番号l’とを目標候補相対速度・相対距離算出部13に出力する。
目標候補の検出処理としては、例えば、CA−CFAR(Cell Average Constant False Alarm Rate)処理が考えられる。

0045

目標候補相対速度・相対距離算出部13は、目標候補検出部12から目標候補の速度方向のサンプリング番号k’と距離方向のサンプリング番号l’を受けると、下記の式(26)に示すように、目標候補の速度方向のサンプリング番号k’から目標候補の相対速度v’tgtを算出する。
また、下記の式(27)に示すように、目標候補の距離方向のサンプリング番号l’から目標候補の相対距離R’tgtを算出する。



表示器14は、信号処理の結果として、目標候補相対速度・相対距離算出部13により算出された目標候補の相対距離R’tgtや相対距離R’tgtを画面上に表示する。

0046

以上で明らかなように、この実施の形態1によれば、送信RF信号Tx(t,n,m)の周波数fnが変化しても、同一目標のドップラ周波数が同一のビン番号に属するように、信号受信処理部7により生成された受信ビデオ信号V(n,m)をチャープz変換(CZT)処理で周波数領域の信号FCZT(n,k)に変換する周波数領域変換部9を設け、コヒーレント積分処理部11が、周波数領域変換部9により変換された周波数領域の信号FCZT(n,k)をコヒーレントに積分するように構成したので、周波数領域の信号FCZT(n,k)のSNRが低い場合でも、高精度に目標検出や測距・測速度を行うことができる効果を奏する。
また、送信周波数間隔Δfで昇順に変化している受信ビデオ信号V(n,m)をコヒーレントに積分することで、受信機の帯域が小さくても、広帯域の受信機を用いるのと等価になり、距離高分解能を得るのに要するハードウェア規模を小さくできる効果を奏する。

0047

また、この実施の形態1によれば、周波数領域変換部9が、受信ビデオ信号V(n,m)を周波数領域の信号FCZT(n,k)に変換する前に、その受信ビデオ信号V(n,m)に対する窓関数処理を実施して、窓関数処理後の受信ビデオ信号V’(n,m)を生成するように構成したので、周波数領域の信号の速度方向のサイドローブを低減して、目標がサイドローブに埋もれる状況を回避することができる効果を奏する。

0048

また、この実施の形態1によれば、速度補償処理部10が、周波数領域変換部9により変換された周波数領域の信号FCZT(n,k)に対する速度補償処理を実施し、速度補償処理後の信号F’CZT(n,k)をコヒーレント積分処理部11に出力するように構成したので、目標の検出性能が向上するとともに、目標相対速度の影響が低減されて、測距性能や測速度性能が向上する効果が得られる。

0049

さらに、この実施の形態1によれば、コヒーレント積分処理部11が、速度補償処理後の信号F’CZT(n,k)をコヒーレントに積分する前に、速度補償処理後の信号F’CZT(n,k)に対する窓関数処理を実施して、窓関数処理後の信号F”CZT(n,k)を生成するように構成したので、コヒーレント積分後の信号の距離方向のサイドローブを低減して、目標がサイドローブに埋もれる状況を回避することができる効果を奏する。

0050

実施の形態2.
図9はこの発明の実施の形態2によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
多周波局部発振器2aは局部発振信号L0(t,n,m)を生成する信号源であり、所定の間隔で局部発振信号L0(t,n,m)の周波数を変化させる処理を実施する。
上記実施の形態1では、多周波局部発振器2が、所定の間隔で局部発振信号L0(t,n,m)の周波数を昇順又は降順に変化させるようにしているが、この実施の形態2では、多周波局部発振器2aが、例えば、同一送信周波数のパルス繰り返し間隔Δt中の送信周波数fnが昇順と降順が交互に変化するなど、所定の間隔で局部発振信号L0(t,n,m)の周波数を所定の規則にしたがって変化させるようにしている。

0051

速度補償処理部10aは図1の速度補償処理部10と同様に、周波数領域変換部9により変換された周波数領域の信号FCZT(n,k)に対する速度補償処理を実施し、速度補償処理後の信号F’CZT(n,k)をコヒーレント積分処理部11に出力する処理を実施する。速度補償処理を表す数式が、図1の速度補償処理部10と若干相違している。なお、速度補償処理部10aは速度補償手段を構成している。

0052

次に動作について説明する。
多周波局部発振器2a及び速度補償処理部10a以外は、上記実施の形態1と同様であるため、ここでは、多周波局部発振器2a及び速度補償処理部10aの処理内容だけを説明する。
図10はこの発明の実施の形態2によるレーダ装置の送受信シーケンスを示す説明図である。
図10は、送信周波数数N=8の場合について例示している。

0053

多周波局部発振器2aは、図10に示すように、同一送信周波数のパルス繰り返し間隔Δtの間のパルス番号n’が偶数であれば、送信周波数fnを昇順に変化させて局部発振信号L0(t,n,m)を生成し、そのパルス番号n’が奇数であれば、送信周波数fnを降順に変化させて局部発振信号L0(t,n,m)を生成する。
多周波局部発振器2aによる局部発振信号L0(t,n,m)の生成処理は、昇順と降順を組み合わせているため、上記実施の形態1のように、昇順又は降順のいずれか一方に変化させる場合と比べて、より複雑になっている。また、連続したパルスの送信周波数fnがより大きく変化する。このため、上記実施の形態1よりも、2次クラッタの影響の低減効果や、レーダ装置の使用周波数秘匿する効果が向上する。

0054

多周波局部発振器2aは、下記の式(28)で表される局部発振信号L0(t,n,m)を生成し、その局部発振信号L0(t,n,m)をパルス変調器3及び信号受信処理部7に出力する。
多周波局部発振器2aにより生成される局部発振信号L0(t,n,m)は、図11に示すような送信周波数fnの並びになる。

0055

この実施の形態2では、同一送信周波数のパルス繰り返し間隔Δt中の送信周波数fnが、昇順と降順で交互に送信周波数が変化し、送信周波数fnの変化が連続していないため、速度補償処理を実施する必要がある。
速度補償処理部10aは、周波数領域変換部9から周波数領域の信号FCZT(n,k)を受けると、下記の式(29)に示すように、周波数領域の信号FCZT(n,k)に対する速度補償処理を実施し、速度補償処理後の信号F’CZT(n,k)をコヒーレント積分処理部11に出力する。

0056

以上で明らかなように、この実施の形態2によれば、多周波局部発振器2aが、同一送信周波数のパルス繰り返し間隔Δtの間のパルス番号n’が偶数であれば、送信周波数fnを昇順に変化させて局部発振信号L0(t,n,m)を生成し、そのパルス番号n’が奇数であれば、送信周波数fnを降順に変化させて局部発振信号L0(t,n,m)を生成するように構成したので、2次クラッタの影響の低減効果や、レーダ装置の使用周波数を秘匿する効果を高めることができる効果を奏する。

0057

この実施の形態2では、多周波局部発振器2aが、同一送信周波数のパルス繰り返し間隔Δtの間のパルス番号n’が偶数であれば、送信周波数fnを昇順に変化させ、そのパルス番号n’が奇数であれば、送信周波数fnを降順に変化させる変化パターンを示したが、送信周波数fnを所定の規則にしたがって変化させるものであればよく、送信周波数fnの変化パターンは上記のものに限るものではない。

0058

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

0059

1信号送信処理部(信号送信手段)、2,2a 多周波局部発振器、3パルス変調器、4送信機、5送受切替部(信号送信手段、信号受信手段)、6空中線(信号送信手段、信号受信手段)、7信号受信処理部(信号受信手段)、8信号処理器、9周波数領域変換部(周波数領域変換手段)、10,10a速度補償処理部(速度補償手段)、11コヒーレント積分処理部(コヒーレント積分手段)、12目標候補検出部(目標候補検出手段)、13 目標候補相対速度・相対距離算出部(目標相対速度相対距離算出手段)、14表示器。

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