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技術 受信装置及びプログラム

出願人 日本放送協会
発明者 朝倉慎悟村山研一田口誠蔀拓也澁谷一彦
出願日 2012年10月29日 (7年4ヶ月経過) 出願番号 2012-237873
公開日 2014年5月15日 (5年10ヶ月経過) 公開番号 2014-090245
状態 特許登録済
技術分野 符号誤り検出・訂正 交流方式デジタル伝送 時分割方式以外の多重化通信方式 無線伝送方式一般(ダイバーシチ方式等)
主要キーワード 容量拡大 CP信号 理想信号点 DU比 データ伝送容量 垂直偏波用アンテナ 水平偏波用アンテナ 尤度関数
関連する未来課題
重要な関連分野

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課題

同一チャンネル干渉による誤り訂正符号復号精度の低下を抑制する。

解決手段

受信装置2は、受信したOFDM信号から複素ベースバンド信号を生成する入力処理部22と、各キャリア伝送路応答を算出する伝送路応答算出部23と、伝送路応答を用いて複素ベースバンド信号から送信信号推定値を生成するMIMO検出部24と、OFDM信号のキャリアごとに雑音分散の時間方向の平均値をキャリア雑音分散として算出する雑音分散算出部26と、キャリア雑音分散及び送信信号の推定値を用いて、送信された各ビット尤度比を算出する尤度比算出部28と、尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正符号復号部31と、を備える。

概要

背景

日本では地上デジタル放送方式であるISDB−T(Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial)方式により、固定受信機向けハイビジョン放送(又は複数標準画質放送)を実現している。次世代の地上デジタル放送方式では、従来のハイビジョンに変わり、3Dハイビジョン放送やハイビジョンの16倍の解像度を持つスーパーハイビジョンなど、さらに情報量の多いサービスを提供することが求められている。そのため、データ容量拡大誤り訂正技術による所要CN比(Carrier to Noise Ratio)の低減が課題となっている。

そこで、無線によるデータ伝送容量を拡大するための手法として、水平偏波及び垂直偏波送受信アンテナに同時に用いる2×2の偏波MIMO伝送が提案されている。MIMO(Multi Input Multi Output)伝送は、OFDM変調方式と組み合わせて、マルチパスに対して高耐性の大容量伝送を実現することができる。

また、デジタル伝送の誤り訂正能力を向上させるための手法として、ターボ符号やLDPC(Low Density Parity Check)符号が提案されている(例えば、非特許文献1参照)。これらの符号の復号処理は、対数尤度比LLR:Log Likelihood Ratio)と呼ばれるパラメータを用いて、各ビットが0又は1である確率推定基本原理としている。対数尤度比は受信信号信号点マッピング上の候補点とのユークリッド距離、及び各キャリアシンボル雑音分散推定値から算出される。

概要

同一チャンネル干渉による誤り訂正符号復号精度の低下を抑制する。受信装置2は、受信したOFDM信号から複素ベースバンド信号を生成する入力処理部22と、各キャリア伝送路応答を算出する伝送路応答算出部23と、伝送路応答を用いて複素ベースバンド信号から送信信号の推定値を生成するMIMO検出部24と、OFDM信号のキャリアごとに雑音分散の時間方向の平均値をキャリア雑音分散として算出する雑音分散算出部26と、キャリア雑音分散及び送信信号の推定値を用いて、送信された各ビットの尤度比を算出する尤度比算出部28と、尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正符号復号部31と、を備える。

目的

次世代の地上デジタル放送方式では、従来のハイビジョンに変わり、3Dハイビジョン放送やハイビジョンの16倍の解像度を持つスーパーハイビジョンなど、さらに情報量の多いサービスを提供する

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
1件

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請求項1

OFDM信号を受信する受信装置であって、受信したOFDM信号を直交復調処理及びフーリエ変換処理して複素ベースバンド信号を生成する入力処理部と、前記複素ベースバンド信号に含まれる既知パイロット信号を抽出し、該抽出したパイロット信号を用いて各キャリア伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、前記伝送路応答を用いて前記複素ベースバンド信号から送信信号推定値を生成するMIMO検出部と、OFDM信号のキャリアごとに雑音分散の時間方向の平均値をキャリア雑音分散として算出する雑音分散算出部と、前記キャリア雑音分散及び前記送信信号の推定値を用いて、送信された各ビット尤度比を算出する尤度比算出部と、前記尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正符号復号部と、を備えることを特徴とする受信装置。

請求項2

前記雑音分散算出部は、前記キャリア雑音分散のOFDMシンボル全体の合計値が、該OFDMシンボル全体の雑音分散の合計値と等しくなるように重み付けをすることを特徴とする、請求項1に記載の受信装置。

請求項3

前記雑音分散算出部は、希望波のOFMD信号の停波中に、前記キャリア雑音分散を算出することを特徴とする、請求項1又は2に記載の受信装置。

請求項4

前記雑音分散算出部は、希望波のOFMD信号のガードタイム中に、前記キャリア雑音分散を算出することを特徴とする、請求項3に記載の受信装置。

請求項5

コンピュータを、請求項1から4のいずれか一項に記載の受信装置として機能させるためのプログラム

技術分野

0001

本発明は、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重)信号を受信する受信装置及びそのプログラムに関する。

背景技術

0002

日本では地上デジタル放送方式であるISDB−T(Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial)方式により、固定受信機向けハイビジョン放送(又は複数標準画質放送)を実現している。次世代の地上デジタル放送方式では、従来のハイビジョンに変わり、3Dハイビジョン放送やハイビジョンの16倍の解像度を持つスーパーハイビジョンなど、さらに情報量の多いサービスを提供することが求められている。そのため、データ容量拡大誤り訂正技術による所要CN比(Carrier to Noise Ratio)の低減が課題となっている。

0003

そこで、無線によるデータ伝送容量を拡大するための手法として、水平偏波及び垂直偏波送受信アンテナに同時に用いる2×2の偏波MIMO伝送が提案されている。MIMO(Multi Input Multi Output)伝送は、OFDM変調方式と組み合わせて、マルチパスに対して高耐性の大容量伝送を実現することができる。

0004

また、デジタル伝送の誤り訂正能力を向上させるための手法として、ターボ符号やLDPC(Low Density Parity Check)符号が提案されている(例えば、非特許文献1参照)。これらの符号の復号処理は、対数尤度比LLR:Log Likelihood Ratio)と呼ばれるパラメータを用いて、各ビットが0又は1である確率推定基本原理としている。対数尤度比は受信信号信号点マッピング上の候補点とのユークリッド距離、及び各キャリアシンボル雑音分散推定値から算出される。

先行技術

0005

和田山正著、「低密度パリティ検査符号とその復号法」、トリケップス、2002年6月5日

発明が解決しようとする課題

0006

シンボル長パイロット信号の配置、及びパイロット信号の符号系列が等しく、データ信号が異なる複数のOFDM信号間では同一チャンネル干渉が生じる。この場合、干渉波希望波と同一チャンネルであることから、フィルタなどで干渉波成分を除去することができない。例えば、現在の地上デジタル放送は全国でUHF帯を使用しており、次世代の地上デジタル放送方式などの他方式による放送においてもUHF帯を使用した場合、両放送間で同一チャンネル干渉が問題となる。

0007

ターボ符号やLDPC符号などの復号には対数尤度比が用いられ、この対数尤度比は雑音分散に基づいて算出される。したがって、復号精度を高めるためには、雑音分散の推定を精度良く行う必要がある。しかし、同一チャンネル干渉波が存在すると、希望波に対してノイズとして加算され、受信レベルが十分であるにも関わらず、所要C/Nなどの伝送特性劣化してしまう。DU比が大きいほど所要CN比の劣化が大きくなる。そのため、雑音分散の推定精度が低下し、その結果、誤り訂正符号の復号精度が低下してしまう。

0008

本発明の目的は、上記問題を解決するため、シンボル長、パイロット信号の配置、及びパイロット信号の符号系列が等しく、データ信号が異なる複数のOFDM信号間の同一チャンネル干渉による、誤り訂正符号の復号精度の低下を抑制することが可能なOFDM信号の受信装置及びプログラムを提供することにある。

課題を解決するための手段

0009

上記課題を解決するため、本発明に係る受信装置は、OFDM信号を受信する受信装置であって、受信したOFDM信号を直交復調処理及びフーリエ変換処理して複素ベースバンド信号を生成する入力処理部と、前記複素ベースバンド信号に含まれる既知のパイロット信号を抽出し、該抽出したパイロット信号を用いて各キャリア伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、前記伝送路応答を用いて前記複素ベースバンド信号から送信信号の推定値を生成するMIMO検出部と、OFDM信号のキャリアごとに雑音分散の時間方向の平均値をキャリア雑音分散として算出する雑音分散算出部と、前記キャリア雑音分散及び前記送信信号の推定値を用いて、送信された各ビットの尤度比を算出する尤度比算出部と、前記尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正符号復号部と、を備えることを特徴とする。

0010

さらに、本発明に係る受信装置において、前記雑音分散算出部は、前記キャリア雑音分散のOFDMシンボル全体の合計値が、該OFDMシンボル全体の雑音分散の合計値と等しくなるように重み付けをすることを特徴とする。

0011

さらに、本発明に係る受信装置において、前記雑音分散算出部は、希望波のOFMD信号の停波中に、前記キャリア雑音分散を算出することを特徴とする。

0012

さらに、本発明に係る受信装置において、前記雑音分散算出部は、希望波のOFMD信号のガードタイム中に、前記キャリア雑音分散を算出することを特徴とする。

0013

また、上記課題を解決するため、本発明に係るプログラムは、コンピュータを、上記受信装置として機能させることを特徴とする。

発明の効果

0014

本発明によれば、シンボル長、パイロット信号の配置、及びパイロット信号の符号系列が等しく、データ信号が異なる複数のOFDM信号間の同一チャンネル干渉による誤り訂正符号の復号精度の低下を抑制することができる。

図面の簡単な説明

0015

本発明の一実施形態に係る受信装置に対応する送信装置の構成例を示すブロック図である。
本発明の一実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。
本発明の一実施形態に係る受信装置における雑音分散算出部の構成例を示すブロック図である。
OFDM信号の受信電力を示す図である。
OFDM信号のシンボルを示す図である。
帯域雑音分散とキャリア雑音分散を示す図である。

実施例

0016

本発明に係る受信装置は、シンボル長、パイロット信号の配置、及びパイロット信号の符号系列が等しく、データ信号が異なる複数のOFDM信号間の同一チャンネル干渉を考慮した復号を行う。同一チャンネル干渉が生じる複数のOFDM信号の組み合わせとしては、ISDB−T方式で伝送されるOFDM信号同士、次世代の地上デジタル放送方式(以下、「次世代方式」という)で伝送されるOFDM信号同士、ISDB−T方式で伝送されるOFDM信号と次世代方式で伝送されるOFDM信号などが想定される。

0017

本発明に係る受信装置の理解を助けるために、まず受信装置に対応する送信装置について説明した後に、受信装置について説明する。以下の説明では、2×2MIMOシステムにおける送信装置及び受信装置を例に説明する。

0018

[送信装置]
図1は、本発明の一実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図である。図1に示すように、送信装置1は、誤り訂正符号化部11と、ビットインターリーブ部12と、マッピング部13と、時間インターリーブ部14と、周波数インターリーブ部15と、出力処理部16(16−1及び16−2)と、送信アンテナ17(17−1及び17−2)と、を備える。本構成例では、インターリーブ処理を行うためにビットインターリーブ部12、時間インターリーブ部14、及び周波数インターリーブ部15を備えているが、これらは必須ではなく、また、これらのうちの1又は2つのみを備える構成であってもよい。

0019

誤り訂正符号化部11は、受信側で伝送誤り訂正可能とするために、入力される送信信号をLDPC符号やターボ符号などの所定の誤り訂正方式により符号化して誤り訂正符号を生成し、ビットインターリーブ部12に出力する。

0020

ビットインターリーブ部12は、誤り訂正符号化部11により生成された誤り訂正符号の各ビットを並べ替え、マッピング部13に出力する。

0021

マッピング部13は、ビットインターリーブ部12により並べ替えられたデータを、mビット/シンボルとしてIQ平面へのマッピングを行い、多値変調方式に応じてキャリア変調を施したキャリア変調信号(キャリアシンボル)を生成し、時間インターリーブ部14に出力する。

0022

時間インターリーブ部14は、マッピング部13により生成されたキャリア変調信号の順序を、時間方向に並べ替え、周波数インターリーブ部15に出力する。

0023

周波数インターリーブ部15は、時間インターリーブ部14により時間方向にインターリーブ処理されたキャリア変調信号の順序を、周波数方向及び送信アンテナ17間で並べ替え、インターリーブ処理されたデータを送信アンテナ17ごとに生成し、出力処理部16に出力する。送信アンテナ17の数が2本の場合、周波数インターリーブ部15は、出力処理部16−1及び16−2用の2系統の信号を生成する。なお、送信装置1は周波数インターリーブ部15を2つ備え、一方の周波数インターリーブ部15が出力処理部16−1用の信号を生成し、他方の周波数インターリーブ部15が出力処理部16−2用の信号を生成するようにしてもよい。

0024

出力処理部16は、周波数インターリーブ部15により生成された信号に対してパイロット信号等を挿入して逆フーリエ変換した信号に、ガードインターバルを付加したOFDM信号を生成する。図1に示すように、出力処理部16は、OFDMフレーム構成部161(161−1及び161−2)と、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform:逆高速フーリエ変換)部162(162−1及び162−2)と、GI(Guard interval)付加部163(163−1及び163−2)と、を備える。

0025

OFDMフレーム構成部161は、周波数インターリーブ部15により生成された信号にパイロット信号(SP信号CP信号)、制御情報を示すTMCC信号、及び付加情報を示すAC信号を挿入し、全キャリアを1OFDMシンボルとして、所定数のOFDMシンボルのブロックでOFDMフレームを構成し、IFFT部162に出力する。

0026

IFFT部162は、OFDMフレーム構成部161により生成されたOFDMシンボルに対して、IFFT処理を施して時間領域の有効シンボル信号を生成し、GI付加部163に出力する。

0027

GI付加部163は、IFFT部162により生成された有効シンボル信号の先頭に、有効シンボル信号の後半部分をコピーしたガードインターバルを挿入し、直交変調処理及びD/A変換を施したOFDM信号を生成する。有効シンボル長に対するガードインターバル長比率を表すガードインターバル比(GIR)は、例えば1/8に設定される。

0028

送信アンテナ17は、例えば偏波間の直交性を利用した偏波MIMOの場合には、水平偏波用アンテナ及び垂直偏波用アンテナ、又は右旋円偏波アンテナ及び左旋円偏波用アンテナである。

0029

[受信装置]
次に、送信装置1に対応する、本発明に係る受信装置の実施形態について説明する。以下の説明において、添え字のiはOFDM信号のキャリア番号を意味する。

0030

図2は、送信装置1対応する受信装置の構成を示すブロック図である。図2に示すように、受信装置2は、受信アンテナ21(21−1及び21−2)と、入力処理部22(22−1及び22−2)と、伝送路応答算出部23と、MIMO検出部24と、第1周波数デインターリーブ部25と、雑音分散算出部26と、第2周波数デインターリーブ部27と、尤度比算出部28と、時間デインターリーブ部29と、ビットデインターリーブ部30と、誤り訂正符号復号部31と、を備える。なお、受信装置2は、送信装置1がビットインターリーブ部12を備えない場合にはビットデインターリーブ部30を備える必要はなく、送信装置1が時間インターリーブ部14を備えない場合には時間デインターリーブ部29を備える必要はなく、送信装置1が周波数インターリーブ部15を備えない場合は、第1周波数デインターリーブ部25及び第2周波数デインターリーブ部27を備える必要はない。

0031

入力処理部22(22−1及び22−2)は、受信装置2に対応する送信装置1から送信されるOFDM信号を、受信アンテナ21(21−1及び21−2)を介して受信し、受信したOFDM信号を直交復調処理及びフーリエ変換処理して、複素ベースバンド信号を生成する。入力処理部22は、GI除去部221(221−1及び221−2)と、フーリエ変換部222(222−1及び222−2)と、パイロット信号抽出部223(223−1及び223−2)と、を備える。

0032

GI除去部221は、受信したOFDM信号を直交復調処理してベースバンド信号を生成し、A/D変換によりデジタル信号を生成する。続いて、GI除去部221は、ガードインターバルを除去して有効シンボル信号を抽出する。そして、有効シンボル信号をフーリエ変換部222に出力する。

0033

フーリエ変換部222は、GI除去部221により抽出された有効シンボル信号に対して、FFT(Fast Fourier Transform:高速フーリエ変換)処理を施して周波数領域の複素ベースバンド信号yi1,yi2生成する。そして、複素ベースバンド信号yi1,yi2をパイロット信号抽出部223、及びMIMO検出部24に出力する。つまり、フーリエ変換部222−1は、受信アンテナ21−1から受信したOFDM信号をFFT処理して複素ベースバンド信号yi1を生成し、パイロット信号抽出部223−1、及びMIMO検出部24に出力する。フーリエ変換部222−2は、受信アンテナ21−2から受信したOFDM信号をFFT処理して複素ベースバンド信号yi2を生成し、パイロット信号抽出部223−2、及びMIMO検出部24に出力する。添え字の1,2は受信アンテナ21−1,21−2から受信した信号を意味するが、以下の説明において1,2の添え字は適宜省略するものとする。

0034

パイロット信号抽出部223は、フーリエ変換部222により生成された複素ベースバンド信号yiに含まれる既知のパイロット信号を抽出する。そして、パイロット信号を伝送路応答算出部23に出力する。

0035

伝送路応答算出部23は、パイロット信号抽出部223により抽出されたパイロット信号の遅延プロファイルからキャリアごとの伝送路応答Hiを算出し、MIMO検出部24に出力する。

0036

2×2MIMO伝送の伝送路応答Hiは

と表すことができる。伝送路応答Hの各要素hi11,hi12,hi21,hi22は複素数である。hi11は送信アンテナ17−1から受信アンテナ21−1への伝送路の状態を表し、hi12は送信アンテナ17−2から受信アンテナ21−1への伝送路の状態を表し、hi21は送信アンテナ17−1から受信アンテナ21−2への伝送路の状態を表し、hi22は送信アンテナ17−2から受信アンテナ21−2への伝送路の状態を表す。

0037

MIMO検出部24は、フーリエ変換部222により生成された複素ベースバンド信号yi1,yi2、及び伝送路応答算出部23により算出された伝送路応答Hiを用いて、ZF(Zero Forcing)、MMSE(Minimum Mean Squared Error)などの既知の手法により、複数の受信アンテナ21により受信したデータストリームを分離して送信信号の推定値x^i1,x^i2を生成する。そして、送信信号の推定値x^i1,x^i2を第1周波数デインターリーブ部25及び雑音分散算出部26に出力する。

0038

第1周波数デインターリーブ部25は、MIMO検出部24により生成された送信信号の推定値x^iに対し、周波数方向にデインターリーブ処理を行う。そして、デインターリーブ処理された送信信号の推定値x^iを尤度比算出部28に出力する。周波数方向のデインターリーブ処理とは、送信装置1の周波数インターリーブ部15により周波数方向に並べ替えられたデータを、元の順序に戻す処理である。

0039

雑音分散算出部26は、MIMO検出部24により生成された送信信号の推定値を用いて、受信したOFDM信号の雑音分散をキャリアごとに算出する。そして、キャリアごとの雑音分散(キャリア雑音分散)を第2周波数デインターリーブ部27に出力する。なお、雑音分散算出部26は、MIMO検出部24により生成された送信信号の推定値x^iを用いる代わりに、フーリエ変換部222により生成された複素ベースバンド信号yiを用いてキャリア雑音分散を算出してもよい。

0040

図3は、雑音分散算出部26の構成例を示すブロック図である。図3に示すように、雑音分散算出部26は、キャリア雑音分散算出部261と、重み付け部262と、を備える。

0041

キャリア雑音分散算出部261は、受信したOFDM信号のキャリアごとの雑音分散(キャリア雑音分散)σi2を各キャリアのMER(Modulation Error Ratio)の時間方向の平均値から算出し、重み付け部262に出力する。

0042

図4は、OFDM信号の受信電力を示す図である。同一チャンネル干渉がない場合は、雑音熱雑音が支配的であり、図4(a)に示すようにノイズレベルは周波数によらずほぼ一定の値となる。一方、同一チャンネル干渉がある場合には、雑音は同一チャンネル干渉由来のものが支配的となり、図4(b)に示すようにノイズレベルは周波数によって変動する。

0043

図5は、OFDM信号のキャリアシンボルを示す図である。丸印が各キャリアシンボルを示しており、右方向が周波数方向(キャリア方向)、下方向が時間方向(シンボル方向)である。従来の雑音分散算出部は、図5に示す実線で囲った部分のOFDM信号の雑音分散の平均値を算出していた。つまり、従来は1OFDMシンボルの帯域全体における雑音分散の平均値(帯域雑音分散)σ−2を算出し、キャリアごと(周波数方向)の雑音分散を一定値としていた。帯域雑音分散σ−2は、例えば帯域全体におけるMERの平均値の逆数として表すことができる。帯域全体におけるMERの平均値は、次式(1)により求まる。ここで、Nは周波数方向のキャリア数である。

0044

0045

同一チャンネル干渉がない場合は、図4(a)に示すようにノイズレベルの周波数変動が小さいため、各キャリアの雑音分散を一定値としても問題ない。しかし、同一チャンネル干渉が発生した場合には、図4(b)に示すようにノイズレベルの周波数変動が大きくなり、各キャリアの雑音分散は一定値とはならない。誤り訂正符号の復号精度は、雑音分散の推定精度に依存する。そこで、本発明におけるキャリア雑音分散算出部261では、図5に示す破線で囲った部分のOFDM信号の雑音分散の平均値をキャリアごとに算出することとした。キャリア雑音分散σi2は、例えばキャリアiの時間方向のMERの平均値の逆数として表すことができる。キャリアiの時間方向のMERの平均値は、次式(2)により求まる。ここで、Sは時間方向のシンボル数である。

0046

0047

重み付け部262は、キャリア雑音分散σi2のOFDMシンボル全体(OFDM信号の帯域全体)の合計値が、該OFDMシンボル全体の雑音分散の合計値(すなわち、帯域雑音分散σ−2の合計値)と等しくなるように、キャリア雑音分散σi2に重み付けする。

0048

図6は、帯域雑音分散σ−2とキャリア雑音分散σi2を示す図である。帯域雑音分散σ−2は帯域全体の雑音分散の平均値なので、キャリアごとに一定の値となる。キャリア雑音分散σi2はキャリアごとの複数シンボルの雑音分散の平均値なので、キャリアごとに異なる値となる。重み付け部262は双方についてOFDMシンボル全体の雑音分散の合計値(面積)が等しくなるように重み付けする。すなわち、次式(3)により重み係数wを求める。そして、重み付けしたキャリア雑音分散σi2’=w・σi2を出力する。

0049

0050

重み付け部262は必須の構成ではないが、重み付け部262により正規化することにより、フェージングによる時間方向の変動の影響を低減することができるので、キャリア雑音分散σi2の精度を高めることができる。

0051

雑音分散算出部26が送信装置1からOFDM信号の受信時にキャリア雑音分散を算出する例を説明したが、その他の方法として、送信装置1が希望波のOFDM信号を送信していない停波中に、キャリア雑音分散を算出してもよい。希望波の停波中に受信した信号は全てノイズレベルであるため、MERを算出することなく、直接キャリア雑音分散を算出することができる。ただし、受信装置2は、停波時間等を示す停波情報を送信装置1から予め受信する必要がある。

0052

次世代の地上デジタル放送では、現在のISDB−T方式と同様に固定受信移動受信を同じチャンネル内で同時に行うための検討がなされており、その多重方法の有力な候補のひとつに、TDM(Time Division Multiplexing:時分割多重)が挙げられる。TDMは多重する情報の間にガードタイムを設けるため、その期間は希望波を送信しない停波状態となる。よって、OFDM信号がTDM方式で多重されている場合には、雑音分散算出部26はガードタイム中にキャリア雑音分散を算出してもよい。

0053

第2周波数デインターリーブ部27は、雑音分散算出部26により算出されたキャリア雑音分散σi2’に対し、デインターリーブ処理を行う。そして、デインターリーブ処理されたキャリア雑音分散σi2’を尤度比算出部28に出力する。

0054

尤度比算出部28は、第1周波数デインターリーブ部25によりデインターリーブ処理された送信信号の推定値x^i1,x^i2と、第2周波数デインターリーブ部27から入力される雑音分散σi12’,σi22’とを用いて、受信信号の尤度比λを算出する。そして、尤度比λを時間デインターリーブ部29に出力する。尤度比λは誤り訂正符号の各ビットについて算出されるものであり、受信信号の確率的な信頼度情報を表す。

0055

尤度比としては、一般的に対数尤度比(LLR:Log-Likelihood Ratio)が用いられる。n番目のビットの対数尤度比は、n番目のビットのビット値bnが0となる尤度関数とn番目のビットのビット値bnが1となる尤度関数との比の対数で表される。つまり、対数尤度比λは、送信信号の推定値x^i、及びキャリア雑音分散σi2’を用いて、次式(4)により求められる。ここで、d12,d02は理想信号点と送信信号の推定値xi^の信号点との間の2乗ユークリッド距離である。

0056

0057

時間デインターリーブ部29は、尤度比算出部28により算出された尤度比λに対し、時間方向にデインターリーブ処理を行う。そして、デインターリーブ処理された尤度比λをビットデインターリーブ部30に出力する。時間方向のデインターリーブ処理とは、送信装置1の時間インターリーブ部14により時間方向に並べ替えられたデータを、元の順序に戻す処理である。

0058

ビットデインターリーブ部30は、時間デインターリーブ部29により算出された尤度比λに対し、ビット方向にデインターリーブ処理を行う。そして、デインターリーブ処理された尤度比λを誤り訂正符号復号部31に出力する。ビット方向のデインターリーブ処理とは、送信装置1のビットインターリーブ部12によりビット方向に並べ替えられたデータを、元の順序に戻す処理である。

0059

誤り訂正符号復号部31は、ビットデインターリーブ部30によりデインターリーブ処理された尤度比λを用いて、誤り訂正符号の復号を行い、送信装置1から送信されたビットの推定値を出力する。

0060

上述したように受信装置2は、入力処理部22により、受信したOFDM信号を直交復調処理及びフーリエ変換処理して複素ベースバンド信号yiを生成し、伝送路応答算出部23により、複素ベースバンド信号yiに含まれる既知のパイロット信号を抽出し、該抽出したパイロット信号を用いて各キャリアの伝送路応答Hiを算出し、MIMO検出部24により、伝送路応答Hiを用いて複素ベースバンド信号yiから送信信号の推定値x^iを生成する。そして、雑音分散算出部26により、OFDM信号のキャリアごとに雑音分散の時間方向の平均値をキャリア雑音分散σi2(又はσi2’)として算出し、尤度比算出部28により、キャリア雑音分散σi2(又はσi2’)及び送信信号の推定値x^iを用いて、送信された各ビットの尤度比λを算出し、誤り訂正符号復号部31により、尤度比λを用いて、送信されたビットの推定値を復号する。このように、受信装置2は雑音分散をキャリアごとに算出して誤り訂正符号を復号するため、OFDM信号間の同一チャンネル干渉による誤り訂正符号の復号精度の低下を抑制することができる。

0061

なお、受信装置2として機能させるためにコンピュータを好適に用いることができ、そのようなコンピュータは、受信装置2の各機能を実現する処理内容記述したプログラムを、当該コンピュータの記憶部に格納しておき、当該コンピュータのCPUによってこのプログラムを読み出して実行させることで実現することができる。

0062

このように、本発明によれば、同一チャンネル干渉による影響を低減することができるので、OFDM信号を受信する任意の用途に有用である。

0063

1送信装置
11誤り訂正符号化部
12ビットインターリーブ部
13マッピング部
14時間インターリーブ部
15周波数インターリーブ部
16出力処理部
17送信アンテナ
161OFDMフレーム構成部
162IFFT部
163GI付加部
2受信装置
21受信アンテナ
22入力処理部
23伝送路応答算出部
24MIMO検出部
25 第1周波数デインターリーブ部
26雑音分散算出部
27 第2周波数デインターリーブ部
28尤度比算出部
29 時間デインターリーブ部
30ビットデインターリーブ部
31誤り訂正符号復号部
221 GI除去部
222フーリエ変換部
223パイロット信号抽出部
261キャリア雑音分散算出部
262重み付け部

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