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技術 受信装置及び方法

出願人 三菱電機株式会社
発明者 井戸純藤原卓
出願日 2014年1月23日 (6年11ヶ月経過) 出願番号 2014-009969
公開日 2014年5月8日 (6年7ヶ月経過) 公開番号 2014-082788
状態 特許登録済
技術分野 無線伝送方式一般(ダイバーシチ方式等)
主要キーワード 性能劣化要因 フーリエ変換ステップ 重み付けステップ 最小ゲイン 係数算出ステップ 周波数変換ステップ フーリエ変換結果 合成比
関連する未来課題
重要な関連分野

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図面 (11)

課題

様々な伝送路環境ダイバーシチ利得を向上させ、受信側で再生した送信データ誤りを低減する。

解決手段

第1乃至第Nの伝送路推定手段(17−1−17−N)の出力に基づいて、第1乃至第Nの受信信号信頼性を評価し、評価結果を示す信頼性情報(R1−RN)を用いてダイバーシチ合成比(W1−WN)又は周波数軸等化後の信号のダイバーシチの合成比(W1−WN)を決める(31、33)。

概要

背景

デジタル伝送システムでは、所望の伝送速度を実現するため、多値デジタル変調技術と誤り訂正技術の併用によって伝送可能な情報量を増やしつつ受信時の誤り確率を低減したり、複数のアンテナを用いたダイバーシチ合成技術によって所要CNR(Carrier to Noise Power Ratio)を小さくするなど、システム信頼性を向上するための技術が適用される。

例えば、米国の地上デジタル放送では、変調方式として多値VSB変調が採用されており、誤り訂正技術としてはトレリス符号化変調された信号を復号する場合に有効となるビタビ復号及びリードソロモン符号を復号するためのリードソロモン復号技術を用いて送信データ再生する(例えば、特許文献1、特許文献2、特許文献3参照)。

一般に、ビタビ復号器では、位相及び振幅補正(以下、「等化」とも言う)をした信号の受信点配置と、変調方式に依存して一義的に定まる信号点配置との間の尤度を示すブランチメトリックを求める。そして、可能性のあるトレリスの全ての生き残りパスを求め、それぞれのパスのブランチメトリックを累積加算し、累積加算結果が最も小さいパスを選択する。この選択されたパスのステートをビタビ復号結果として出力し、送信データを再生する。

ビタビ復号結果の誤り率を低減する方法として、ブランチメトリックの求め方に関する技術について提案されている(例えば、特許文献4、特許文献5参照)。

また、ダイバーシチ合成技術によって受信性能を向上する方法については、特許文献6及び非特許文献1に記載がある。

概要

様々な伝送路環境ダイバーシチ利得を向上させ、受信側で再生した送信データの誤りを低減する。第1乃至第Nの伝送路推定手段(17−1−17−N)の出力に基づいて、第1乃至第Nの受信信号の信頼性を評価し、評価結果を示す信頼性情報(R1−RN)を用いてダイバーシチ合成比(W1−WN)又は周波数軸等化後の信号のダイバーシチの合成比(W1−WN)を決める(31、33)。

目的

この発明は、上述のような課題を解消するためになされたもので、復調信号に含まれる雑音平均電力信号対雑音電力比の絶対量、及び伝送路周波数特性電波環境時間変動等対応した信頼性情報を生成し、これをもとにダイバーシチ合成を行うことで受信性能を向上することを目的とする

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

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請求項1

畳み込み符号化された送信データ変調した信号であって、所定の既知信号重畳した送信信号を第1乃至第Nのアンテナ(Nは2以上の整数)で受信し、ダイバーシチ合成して前記送信データを再生する受信装置であって、それぞれ前記第1乃至第Nのアンテナで受信した信号を第1乃至第Nの所定の周波数帯域の信号に変換する第1乃至第Nの周波数変換手段と、それぞれ前記第1乃至第Nの所定の周波数帯域の信号をフーリエ変換する第1乃至第Nのフーリエ変換手段と、前記第1乃至第Nのフーリエ変換手段の出力をダイバーシチ合成して出力する周波数軸ダイバーシチ合成手段と、前記周波数軸ダイバーシチ合成手段の出力を逆フーリエ変換して時間領域での等化信号を出力する逆フーリエ変換手段と、前記送信信号に重畳されている既知信号を生成する既知信号生成手段と、それぞれ前記第1乃至第Nの所定の周波数帯域の信号、及び前記既知信号生成手段で生成された前記既知信号を入力とし、それぞれ前記第1乃至第Nのアンテナにより受信した信号の伝送路推定し、該伝送路の周波数特性を表す係数のフーリエ変換を出力する第1乃至第Nの伝送路推定手段と、それぞれ前記第1乃至第Nの伝送路推定手段の出力に基づいて、それぞれ前記第1乃至第Nのフーリエ変換手段の出力の信頼性を表す第1乃至第Nの信頼性情報を生成する第1乃至第Nの信頼性情報生成手段と、それぞれ前記第1乃至第Nの信頼性情報及び前記第1乃至第Nの伝送路推定手段の出力をもとにダイバーシチ合成比を算出する周波数軸合成比算出手段とを備え、前記周波数軸ダイバーシチ合成手段は、前記周波数軸合成比算出手段の出力に応じて前記第1乃至第Nのフーリエ変換手段の出力を合成することを特徴とする受信装置。

請求項2

前記周波数軸合成比算出手段は、前記第1乃至第Nの伝送路推定手段の出力を、その複素共役信号に変換して出力する第1乃至第Nの複素共役手段と、前記第1乃至第Nの伝送路推定手段の出力の振幅の2乗値を算出して電力値として出力する第1乃至第Nの電力算出手段と、前記第1乃至第Nの電力算出手段の出力を前記第1乃至第Nの信頼性情報でそれぞれ重み付けして出力する第1乃至第Nの電力値重み付け手段と、前記第1乃至第Nの電力値重み付け手段の出力の総和を算出する電力和算出手段と、前記第1乃至第Nの複素共役手段の出力、前記第1乃至第Nの信頼性情報及び前記電力和算出手段の出力をもとに、それぞれ前記第1乃至第Nのフーリエ変換手段の出力に対するダイバーシチ合成比を算出して出力する第1乃至第Nの合成比生成手段とを備えることを特徴とする請求項1に記載の受信装置。

請求項3

畳み込み符号化された送信データを変調した信号であって、所定の既知信号を重畳した送信信号を第1乃至第Nのアンテナ(Nは2以上の整数)で受信し、ダイバーシチ合成して前記送信データを再生する受信装置であって、それぞれ前記第1乃至第Nのアンテナで受信した信号を第1乃至第Nの所定の周波数帯域の信号に変換する第1乃至第Nの周波数変換手段と、それぞれ前記第1乃至第Nの所定の周波数帯域の信号をフーリエ変換する第1乃至第Nのフーリエ変換手段と、それぞれ前記第1乃至第Nのフーリエ変換手段の出力を入力とし、それぞれ前記第1乃至第Nのアンテナで受信した信号が伝送路で受けた歪みを周波数領域で補正することにより周波数領域での等化を行う第1乃至第Nの周波数軸等化手段と、前記第1乃至第Nの周波数軸等化手段の出力をダイバーシチ合成して出力する等化後周波数軸ダイバーシチ合成手段と、前記等化後周波数軸ダイバーシチ合成手段の出力を逆フーリエ変換して時間領域での等化信号を出力する逆フーリエ変換手段と、前記送信信号に重畳されている既知信号を生成する既知信号生成手段と、それぞれ前記第1乃至第Nの所定の周波数帯域の信号及び前記既知信号生成手段で生成された前記既知信号を入力とし、それぞれ前記第1乃至第Nのアンテナにより受信し信号の伝送路を推定し、該伝送路の周波数特性を表す係数のフーリエ変換を出力する伝送路推定手段と、それぞれ前記第1乃至第Nの伝送路推定手段の出力に基づいて、それぞれ第1乃至第Nのフーリエ変換手段の出力の信頼性を表す第1乃至第Nの信頼性情報を生成する第1乃至第Nの信頼性情報生成手段と、それぞれ前記第1乃至第Nの信頼性情報及び前記第1乃至第Nの伝送路推定手段の出力をもとにダイバーシチの合成比を算出する等化後周波数軸合成比算出手段とを備え、前記等化後周波数軸ダイバーシチ合成手段は、前記等化後周波数軸合成比算出手段の出力に応じて前記第1乃至第Nの周波数軸等化手段の出力を合成し、前記第1乃至第Nの周波数軸等化手段は、それぞれ前記第1乃至第Nの伝送路推定手段の出力をも入力とし、これらに基づいて、前記第1乃至第Nのフーリエ変換手段に対する前記補正を行うことを特徴とする受信装置。

請求項4

前記等化後周波数軸合成比算出手段は、前記第1乃至第Nの伝送路推定手段の出力の振幅の2乗値を算出して電力値として出力する第1乃至第Nの電力算出手段と、前記第1乃至第Nの電力算出手段の出力を前記第1乃至第Nの信頼性情報でそれぞれ重み付けして出力する第1乃至第Nの電力値重み付け手段と、前記第1乃至第Nの電力値重み付け手段の出力の総和を算出する電力和算出手段と、前記第1乃至第Nの電力値重み付け手段の出力及び前記電力和算出手段の出力をもとにそれぞれ前記第1乃至第Nの周波数軸等化手段の出力に対するダイバーシチ合成比を算出して出力する第1乃至第Nの等化後合成比生成手段とを備えることを特徴とする請求項3に記載の受信装置。

請求項5

前記第1乃至第Nの伝送路推定手段は、それぞれ前記第1乃至第Nの周波数変換手段に対応して設けられ、前記第1乃至第Nの伝送路推定手段の各々は、前記既知信号生成手段の出力をフィルタリングして出力する伝送路同定フィルタ手段と、対応する前記周波数変換手段から出力される前記所定の周波数帯域の信号に対する前記伝送路同定フィルタ手段の出力の誤差を求める誤差信号生成手段と、前記誤差信号生成手段の出力を入力とし、前記誤差信号生成手段の出力がゼロとなるように、前記伝送路同定フィルタ手段で使用するフィルタ係数を算出する同定フィルタ係数算出手段と、前記同定フィルタ係数算出手段で算出されたフィルタ係数をフーリエ変換し、フーリエ変換の結果を出力する同定フィルタ係数フーリエ変換手段とを備え、前記伝送路同定フィルタ手段は、前記同定フィルタ係数算出手段で算出されたフィルタ係数を用いて前記既知信号生成手段の出力をフィルタリングして出力し、前記同定フィルタ係数フーリエ変換手段の出力を当該伝送路推定手段の出力とすることを特徴とする請求項1から4のいずれか一項に記載の受信装置。

請求項6

前記第1乃至第Nの信頼性情報生成手段は、それぞれ前記第1乃至第Nの伝送路推定手段に対応して設けられ、前記第1乃至第Nの信頼性情報生成手段の各々は、当該信頼性情報生成手段に対応する前記伝送路推定手段の出力の、送信周波数帯域内成分の分散値を算出する帯域内分散算出手段と、前記帯域内分散算出手段で算出された前記分散値を、所定の基準値をもとに前記分散値を信頼性情報に変換する信頼性情報変換手段とを備え、前記信頼性情報変換手段は、前記分散値が小さいほど、前記信頼性情報としてより高い信頼性を示すものを出力することを特徴とする請求項1から5のいずれか一項に記載の受信装置。

請求項7

前記第1乃至第Nの信頼性情報生成手段は、それぞれ前記第1乃至第Nの伝送路推定手段に対応して設けられ、前記第1乃至第Nの信頼性情報生成手段の各々は、当該信頼性情報生成手段に対応する前記伝送路推定手段の出力の、送信周波数帯域内の最大ゲイン最小ゲイン差分絶対値が小さいほど、前記信頼性情報としてより高い信頼性を示すものを出力することを特徴とする請求項1から5のいずれか一項に記載の受信装置。

請求項8

前記第1乃至第Nの信頼性情報生成手段の各々は、当該信頼性情報生成手段に対応する前記伝送路推定手段の出力の、前記送信周波数帯域内の最大ゲインと最小ゲインの差分絶対値に応じた重み係数を求める重み係数決定手段と、対応する前記伝送路推定手段の出力の、前記送信周波数帯域内の平均ゲインを求める帯域内平均ゲイン算出手段と、前記帯域内平均ゲイン算出手段で求められた前記平均ゲインと前記重み係数決定手段で求められた前記重み係数及び所定の基準値をもとに、信頼性情報を生成して出力する重み付け演算手段とを備えることを特徴とする請求項7に記載の受信装置。

請求項9

前記送信信号が、多値VSB(VestigialSideband)変調方式、QPSK(QuadraturePhaseShiftKeying)変調方式又は多値QAM(QuadratureAmplitudeModulation)変調方式で変調されたものであることを特徴とする請求項1から8のいずれか一項に記載の受信装置。

請求項10

畳み込み符号化された送信データを変調した信号であって、所定の既知信号を重畳した送信信号を第1乃至第Nのアンテナ(Nは2以上の整数)で受信し、ダイバーシチ合成して前記送信データを再生する受信方法であって、それぞれ前記第1乃至第Nのアンテナで受信した信号を第1乃至第Nの所定の周波数帯域の信号に変換する第1乃至第Nの周波数変換ステップと、それぞれ前記第1乃至第Nの所定の周波数帯域の信号をフーリエ変換する第1乃至第Nのフーリエ変換ステップと、前記第1乃至第Nのフーリエ変換ステップによるフーリエ変換の結果をダイバーシチ合成する周波数軸ダイバーシチ合成ステップと、前記周波数軸ダイバーシチ合成ステップによる合成の結果を逆フーリエ変換して時間領域での等化信号を生成する逆フーリエ変換ステップと、前記送信信号に重畳されている既知信号を生成する既知信号生成ステップと、それぞれ前記第1乃至第Nの所定の周波数帯域の信号、及び前記既知信号生成ステップで生成された前記既知信号に基づいて、それぞれ前記第1乃至第Nのアンテナにより受信した信号の伝送路を推定し、該伝送路の周波数特性を表す係数をフーリエ変換する第1乃至第Nの伝送路推定ステップと、それぞれ前記第1乃至第Nの伝送路推定ステップによる推定結果に基づいて、それぞれ前記第1乃至第Nのフーリエ変換ステップによるフーリエ変換の結果の信頼性を表す第1乃至第Nの信頼性情報を生成する第1乃至第Nの信頼性情報生成ステップと、それぞれ前記第1乃至第Nの信頼性情報及び前記第1乃至第Nの伝送路推定ステップによる推定結果をもとにダイバーシチの合成比を算出する周波数軸合成比算出ステップとを備え、前記周波数軸ダイバーシチ合成ステップは、前記周波数軸合成比算出ステップで算出された前記合成比に応じて前記第1乃至第Nのフーリエ変換ステップによるフーリエ変換の結果を合成することを特徴とする受信方法。

請求項11

前記周波数軸合成比算出ステップは、前記第1乃至第Nの伝送路推定ステップによる推定結果を、その複素数役信号に変換する第1乃至第Nの複素共役ステップと、前記第1乃至第Nの伝送路推定ステップによる推定結果の振幅の2乗値を電力値として算出する第1乃至第Nの電力算出ステップと、前記第1乃至第Nの電力算出ステップにより算出された前記電力値を前記第1乃至第Nの信頼性情報でそれぞれ重み付けする第1乃至第Nの電力値重み付けステップと、前記第1乃至第Nの電力値重み付けステップによる重み付けの結果の総和を算出する電力和算出ステップと、前記第1乃至第Nの複素共役ステップにより生成された前記複素共役信号、前記第1乃至第Nの信頼性情報及び前記電力和算出ステップで算出された総和をもとに、それぞれ前記第1乃至第Nのフーリエ変換ステップによるフーリエ変換の結果に対するダイバーシチ合成比を算出する第1乃至第Nの合成比生成ステップとを備えることを特徴とする請求項10に記載の受信方法。

請求項12

畳み込み符号化された送信データを変調した信号であって、所定の既知信号を重畳した送信信号を第1乃至第Nのアンテナ(Nは2以上の整数)で受信し、ダイバーシチ合成して前記送信データを再生する受信方法であって、それぞれ前記第1乃至第Nのアンテナで受信した信号を第1乃至第Nの所定の周波数帯域の信号に変換する第1乃至第Nの周波数変換ステップと、それぞれ前記第1乃至第Nの所定の周波数帯域の信号をフーリエ変換する第1乃至第Nのフーリエ変換ステップと、それぞれ前記第1乃至第Nのフーリエ変換ステップによるフーリエ変換の結果に基づいて、それぞれ前記第1乃至第Nのアンテナで受信した信号が伝送路で受けた歪みを周波数領域で補正することにより周波数領域での等化を行う第1乃至第Nの周波数軸等化ステップと、前記第1乃至第Nの周波数軸等化ステップによる等化結果をダイバーシチ合成する等化後周波数軸ダイバーシチ合成ステップと、前記等化後周波数軸ダイバーシチ合成ステップによる合成結果を逆フーリエ変換して時間領域での等化信号を生成する逆フーリエ変換ステップと、前記送信信号に重畳されている既知信号を生成する既知信号生成ステップと、それぞれ前記第1乃至第Nの所定の周波数帯域の信号及び前記既知信号生成ステップで生成された前記既知信号に基づいて、それぞれ前記第1乃至第Nのアンテナにより受信し信号の伝送路を推定し、該伝送路の周波数特性を表す係数をフーリエ変換する伝送路推定ステップと、それぞれ前記第1乃至第Nの伝送路推定ステップによる推定結果に基づいて、それぞれ第1乃至第Nのフーリエ変換ステップによるフーリエ変換の結果の信頼性を表す第1乃至第Nの信頼性情報を生成する第1乃至第Nの信頼性情報生成ステップと、それぞれ前記第1乃至第Nの信頼性情報及び前記第1乃至第Nの伝送路推定ステップによる推定結果をもとにダイバーシチの合成比を算出する等化後周波数軸合成比算出ステップとを備え、前記等化後周波数軸ダイバーシチ合成ステップは、前記等化後周波数軸合成比算出ステップにより算出された前記合成比に応じて前記第1乃至第Nの周波数軸等化ステップによる等化結果を合成し、前記第1乃至第Nの周波数軸等化ステップは、それぞれ前記第1乃至第Nの伝送路推定ステップによる推定結果にも基づいて、前記第1乃至第Nのフーリエ変換ステップに対する前記補正を行うことを特徴とする受信方法。

請求項13

前記等化後周波数軸合成比算出ステップは、前記第1乃至第Nの伝送路推定ステップによる推定結果の振幅の2乗値を電力値として算出する第1乃至第Nの電力算出ステップと、前記第1乃至第Nの電力算出ステップにより算出された前記電力値を前記第1乃至第Nの信頼性情報でそれぞれ重み付けする第1乃至第Nの電力値重み付けステップと、前記第1乃至第Nの電力値重み付けステップによる重み付けの結果の総和を算出する電力和算出ステップと、前記第1乃至第Nの電力値重み付けステップによる重み付けの結果及び前記電力和算出ステップにより算出された前記総和をもとにそれぞれ前記第1乃至第Nの周波数軸等化ステップによる等化結果に対するダイバーシチ合成比を算出する第1乃至第Nの等化後合成比生成ステップとを備えることを特徴とする請求項12に記載の受信方法。

請求項14

前記第1乃至第Nの伝送路推定ステップは、それぞれ前記第1乃至第Nの周波数変換ステップに対応し、前記第1乃至第Nの伝送路推定ステップの各々は、前記既知信号生成ステップにより生成された前記既知信号をフィルタリングする伝送路同定フィルタステップと、対応する前記周波数変換ステップにより生成された前記所定の周波数帯域の信号に対する前記伝送路同定フィルタステップによるフィルタリング結果の誤差を求める誤差信号生成ステップと、前記誤差信号生成ステップで生成された前記誤差信号がゼロとなるように、前記伝送路同定フィルタステップで使用するフィルタ係数を算出する同定フィルタ係数算出ステップと、前記同定フィルタ係数算出ステップで算出されたフィルタ係数をフーリエ変換する同定フィルタ係数フーリエ変換ステップとを備え、前記伝送路同定フィルタステップは、前記同定フィルタ係数算出ステップで算出されたフィルタ係数を用いて前記既知信号生成ステップにより生成された前記既知信号をフィルタリングし、前記同定フィルタ係数フーリエ変換ステップによるフーリエ変換の結果を当該伝送路推定ステップによる推定結果として用いることを特徴とする請求項10から13のいずれか一項に記載の受信方法。

請求項15

前記第1乃至第Nの信頼性情報生成ステップは、それぞれ前記第1乃至第Nの伝送路推定ステップに対応し、前記第1乃至第Nの信頼性情報生成ステップの各々は、当該信頼性情報生成ステップに対応する前記伝送路推定ステップによる推定結果の、送信周波数帯域内成分の分散値を算出する帯域内分散算出ステップと、前記帯域内分散算出ステップで算出された前記分散値を、所定の基準値をもとに前記分散値を信頼性情報に変換する信頼性情報変換ステップとを備え、前記信頼性情報変換ステップは、前記分散値が小さいほど、前記信頼性情報としてより高い信頼性を示すものを生成することを特徴とする請求項10から14のいずれか一項に記載の受信方法。

請求項16

前記第1乃至第Nの信頼性情報生成ステップは、それぞれ前記第1乃至第Nの伝送路推定ステップに対応し、前記第1乃至第Nの信頼性情報生成ステップの各々は、当該信頼性情報生成ステップに対応する前記伝送路推定ステップによる推定結果の、送信周波数帯域内の最大ゲインと最小ゲインの差分絶対値が小さいほど、前記信頼性情報としてより高い信頼性を示すものを生成することを特徴とする請求項10から14のいずれか一項に記載の受信方法。

請求項17

前記第1乃至第Nの信頼性情報生成ステップの各々は、当該信頼性情報生成ステップに対応する前記伝送路推定ステップによる推定結果の、前記送信周波数帯域内の最大ゲインと最小ゲインの差分絶対値に応じた重み係数を求める重み係数決定ステップと、対応する前記伝送路推定ステップによる推定結果の、前記送信周波数帯域内の平均ゲインを求める帯域内平均ゲイン算出ステップと、前記帯域内平均ゲイン算出ステップで求められた前記平均ゲインと前記重み係数決定ステップで求められた前記重み係数及び所定の基準値をもとに、信頼性情報を生成する重み付け演算ステップとを備えることを特徴とする請求項16に記載の受信方法。

請求項18

前記送信信号が、多値VSB(VestigialSideband)変調方式、QPSK(QuadraturePhaseShiftKeying)変調方式又は多値QAM(QuadratureAmplitudeModulation)変調方式で変調されたものであることを特徴とする請求項10から17のいずれか一項に記載の受信方法。

技術分野

0001

この発明は、畳み込み符号化された送信データ変調した信号の受信装置及び方法に関し、特に多値VSB(Vestigial Sideband)変調、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)変調又は多値QAM(Quadrature Amplitude Modulation)変調された信号の受信装置及び受信方法に関するものである。

背景技術

0002

デジタル伝送システムでは、所望の伝送速度を実現するため、多値デジタル変調技術と誤り訂正技術の併用によって伝送可能な情報量を増やしつつ受信時の誤り確率を低減したり、複数のアンテナを用いたダイバーシチ合成技術によって所要CNR(Carrier to Noise Power Ratio)を小さくするなど、システム信頼性を向上するための技術が適用される。

0003

例えば、米国の地上デジタル放送では、変調方式として多値VSB変調が採用されており、誤り訂正技術としてはトレリス符号化変調された信号を復号する場合に有効となるビタビ復号及びリードソロモン符号を復号するためのリードソロモン復号技術を用いて送信データを再生する(例えば、特許文献1、特許文献2、特許文献3参照)。

0004

一般に、ビタビ復号器では、位相及び振幅補正(以下、「等化」とも言う)をした信号の受信点配置と、変調方式に依存して一義的に定まる信号点配置との間の尤度を示すブランチメトリックを求める。そして、可能性のあるトレリスの全ての生き残りパスを求め、それぞれのパスのブランチメトリックを累積加算し、累積加算結果が最も小さいパスを選択する。この選択されたパスのステートをビタビ復号結果として出力し、送信データを再生する。

0005

ビタビ復号結果の誤り率を低減する方法として、ブランチメトリックの求め方に関する技術について提案されている(例えば、特許文献4、特許文献5参照)。

0006

また、ダイバーシチ合成技術によって受信性能を向上する方法については、特許文献6及び非特許文献1に記載がある。

0007

米国特許第6081301号明細書(第1頁〜第3頁、第1図〜第3図)
米国特許出願公開第2003/0115540号明細書(第2頁、第2図)
米国特許出願公開第2010/0142608号明細書(第41頁、第45図)
米国特許出願公開第2001/0029596号明細書(第7頁、第7図)
特許第3344969号明細書(第16頁、第1図、第2図)
特許第3377361号明細書(第8頁、第1図、第2図)

先行技術

0008

、進士監修「移動通信基礎電子情報通信学会、(第163頁〜第167頁)

発明が解決しようとする課題

0009

畳み込み符号化またはトレリス符号化変調されたデータを変調した信号、例えば多値VSB(Vestigial Sideband)変調、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)変調又は多値QAM(Quadrature Amplitude Modulation)変調した信号に対する従来のビタビ復号技術では、等化した信号の信号点配置と、変調方式に依存して一義的に定まる信号点配置との尤度であるユークリッド距離演算し、その結果に基づいてブランチメトリックを算出している。そのため、従来の受信装置で求められたブランチメトリックには、信号点配置間のユークリッド距離は考慮されているが、復調信号に含まれる雑音平均電力(以下、「雑音平均電力」ともいう)、又は雑音電力と所望の信号電力(例えば、受信信号電力)の比(以下、「信号電力対雑音電力比」ともいう)や、伝送路周波数特性電波環境時間変動の影響などは考慮されていない。

0010

しかし、例えば送信信号を移動しながら受信する場合には、受信信号の電力が時間的に大きく変化するため、雑音電力比又は信号対雑音電力比もまた時間変動する。また、伝送路の周波数特性や電波環境の時間変動も移動環境や移動速度に応じて変化する。これに対し、等化した信号(以下、「復調信号」ともいう)から算出されるユークリッド距離には、復調信号に含まれる雑音平均電力や信号対雑音電力比の絶対量、及び伝送路の周波数特性や電波環境の時間変動に起因する性能劣化要因が考慮されていないため、復調信号の復号においてこれら劣化要因の変化の影響を抑えることができず、当該復調信号を復号した後の信号における誤り確率を十分に小さくできないという問題点があった。

0011

また、変調した信号、例えば多値VSB(Vestigial Sideband)変調、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)変調又は多値QAM(Quadrature Amplitude Modulation)変調した信号をダイバーシチ合成する場合、受信信号の包絡線比に応じて合成比を定めることで、ダイバーシチ利得が最も大きくなることが一般に知られている。

0012

しかし、包絡線比をもとに合成比を算出する場合にダイバーシチ利得が最大になるのは、各アンテナで受信される信号の搬送波電力対雑音電力比(以下、「C/N」ともいう)が等しい場合であり、C/Nが異なる信号に対して包絡線比をもとに合成比を算出すると、復号結果における誤り確率が十分に小さくできなくなるばかりか、かえって増大する場合があるという問題点があった。

0013

この発明は、上述のような課題を解消するためになされたもので、復調信号に含まれる雑音平均電力や信号対雑音電力比の絶対量、及び伝送路の周波数特性や電波環境の時間変動等対応した信頼性情報を生成し、これをもとにダイバーシチ合成を行うことで受信性能を向上することを目的とする。

課題を解決するための手段

0014

この発明の第1の態様の受信装置は、
畳み込み符号化された送信データを変調した信号であって、所定の既知信号重畳した送信信号を第1乃至第Nのアンテナ(Nは2以上の整数)で受信し、ダイバーシチ合成して前記送信データを再生する受信装置であって、
それぞれ前記第1乃至第Nのアンテナで受信した信号を第1乃至第Nの所定の周波数帯域の信号に変換する第1乃至第Nの周波数変換手段と、
それぞれ前記第1乃至第Nの所定の周波数帯域の信号をフーリエ変換する第1乃至第Nのフーリエ変換手段と、
前記第1乃至第Nのフーリエ変換手段の出力をダイバーシチ合成して出力する周波数軸ダイバーシチ合成手段と、
前記周波数軸ダイバーシチ合成手段の出力を逆フーリエ変換して時間領域での等化信号を出力する逆フーリエ変換手段と、
前記送信信号に重畳されている既知信号を生成する既知信号生成手段と、
それぞれ前記第1乃至第Nの所定の周波数帯域の信号、及び前記既知信号生成手段で生成された前記既知信号を入力とし、それぞれ前記第1乃至第Nのアンテナにより受信した信号の伝送路を推定し、該伝送路の周波数特性を表す係数のフーリエ変換を出力する第1乃至第Nの伝送路推定手段と、
それぞれ前記第1乃至第Nの伝送路推定手段の出力に基づいて、それぞれ前記第1乃至第Nのフーリエ変換手段の出力の信頼性を表す第1乃至第Nの信頼性情報を生成する第1乃至第Nの信頼性情報生成手段と、
それぞれ前記第1乃至第Nの信頼性情報及び前記第1乃至第Nの伝送路推定手段の出力をもとにダイバーシチの合成比を算出する周波数軸合成比算出手段とを備え、
前記周波数軸ダイバーシチ合成手段は、前記周波数軸合成比算出手段の出力に応じて前記第1乃至第Nのフーリエ変換手段の出力を合成する
ことを特徴とする。

0015

この発明の第2の態様の受信装置は、
畳み込み符号化された送信データを変調した信号であって、所定の既知信号を重畳した送信信号を第1乃至第Nのアンテナ(Nは2以上の整数)で受信し、ダイバーシチ合成して前記送信データを再生する受信装置であって、
それぞれ前記第1乃至第Nのアンテナで受信した信号を第1乃至第Nの所定の周波数帯域の信号に変換する第1乃至第Nの周波数変換手段と、
それぞれ前記第1乃至第Nの所定の周波数帯域の信号をフーリエ変換する第1乃至第Nのフーリエ変換手段と、
それぞれ前記第1乃至第Nのフーリエ変換手段の出力を入力とし、それぞれ前記第1乃至第Nのアンテナで受信した信号が伝送路で受けた歪みを周波数領域で補正することにより周波数領域での等化を行う第1乃至第Nの周波数軸等化手段と、
前記第1乃至第Nの周波数軸等化手段の出力をダイバーシチ合成して出力する等化後周波数軸ダイバーシチ合成手段と、
前記等化後周波数軸ダイバーシチ合成手段の出力を逆フーリエ変換して時間領域での等化信号を出力する逆フーリエ変換手段と、
前記送信信号に重畳されている既知信号を生成する既知信号生成手段と、
それぞれ前記第1乃至第Nの所定の周波数帯域の信号及び前記既知信号生成手段で生成された前記既知信号を入力とし、それぞれ前記第1乃至第Nのアンテナにより受信し信号の伝送路を推定し、該伝送路の周波数特性を表す係数のフーリエ変換を出力する伝送路推定手段と、
それぞれ前記第1乃至第Nの伝送路推定手段の出力に基づいて、それぞれ第1乃至第Nのフーリエ変換手段の出力の信頼性を表す第1乃至第Nの信頼性情報を生成する第1乃至第Nの信頼性情報生成手段と、
それぞれ前記第1乃至第Nの信頼性情報及び前記第1乃至第Nの伝送路推定手段の出力をもとにダイバーシチの合成比を算出する等化後周波数軸合成比算出手段とを備え、
前記等化後周波数軸ダイバーシチ合成手段は、前記等化後周波数軸合成比算出手段の出力に応じて前記第1乃至第Nの周波数軸等化手段の出力を合成し、
前記第1乃至第Nの周波数軸等化手段は、それぞれ前記第1乃至第Nの伝送路推定手段の出力をも入力とし、これらに基づいて、前記第1乃至第Nのフーリエ変換手段に対する前記補正を行う
ことを特徴とする。

発明の効果

0016

この発明の第1の態様及び第2の態様によれば、各アンテナで受信した信号の伝送路推定過程で得られるフィルタ係数をもとに各受信アンテナで受信した信号についての信頼性情報を生成し、それらをもとにダイバーシチ合成するため、様々な伝送路環境でダイバーシチ利得が向上し、受信側で再生した送信データの誤りを低減することができる。

図面の簡単な説明

0017

この発明の実施の形態1の受信装置を示すブロック図である。
図1の伝送路推定部17の構成例を示すブロック図である。
図1の信頼性情報生成部22の構成例を示すブロック図である。
図2同定フィルタ係数フーリエ変換部21の出力の例を表す概念図である。
図1の信頼性情報生成部22の他の構成例を表すブロック図である。
図1のビタビ復号部23の構成例を表すブロック図である。
この発明の実施の形態2の受信装置を示すブロック図である。
図7の周波数軸合成比算出部31の構成例を示すブロック図である。
この発明の実施の形態3の受信装置を示すブロック図である。
図9の等化後周波数軸合成比算出部33の構成例を示すブロック図である。

実施例

0018

実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1による受信装置を示すブロック図である。図1に示される受信装置は、図示しない送信装置における畳み込み符号化器により、畳み込み符号化された送信データを変調することで得られた送信信号、例えば、多値VSB(Vestigial Sideband)変調方式、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)変調方式又は多値QAM(Quadrature Amplitude Modulation)変調方式で変調することで得られた送信信号を受信し、送信データを再生するものであって、アンテナ11で受信した信号を受ける周波数変換部12と、フーリエ変換部13と、周波数軸等化部14と、逆フーリエ変換部15と、既知信号生成部16、伝送路推定部17と、信頼性情報生成部22と、ビタビ復号部23を備える。

0019

アンテナ11は、畳み込み符号化された送信データを変調した送信信号、例えば多値VSB変調、QPSK変調又は多値QAM変調された信号を受信するものである。

0020

周波数変換部12は、アンテナ11で受信した信号Saを所定の周波数帯域の信号Sbに変換する。

0021

フーリエ変換部13は、周波数変換部12から出力された信号(所定周波数帯域の信号)Sbを入力とし、入力された信号Sbに対して、所定ポイント数のフーリエ変換を行って出力する。

0022

周波数軸等化部14は、フーリエ変換部13の出力及び伝送路推定部17の出力を入力とし、伝送路推定部17から出力される伝送路推定信号(同定フィルタ係数のフーリエ変換)をもとに、アンテナ11で受信された信号が、伝送路で受けた歪みを周波数領域で(周波数軸で)補正することによりフーリエ変換部13の出力に対する周波数領域での等化(周波数軸での等化)を行う。

0023

逆フーリエ変換部15は、周波数軸等化部14の出力Qを入力とし、周波数軸等化部14の出力Qに対して逆フーリエ変換を行って時間領域での(時間軸での)等化信号に変換して出力する。逆フーリエ変換部15の出力Qは、受信信号が伝送路で受けた歪みを補正した等化出力である。受信信号を周波数軸に変換して等化する技術は公知技術であるため、ここでの詳細な説明は省略する。

0024

ビタビ復号部23は、逆フーリエ変換部15の出力と、後述の信頼性情報生成部22の出力Rとを入力とし、これらの情報をもとにビタビ復号処理を行って送信データを再生する。ビタビ復号処理に当たり、ビタビ復号部23は、信頼性情報生成部22から出力された信頼性情報Rをブランチメトリックに対する重み係数として利用する。即ち、復号に当たり、ユークリッド距離自体、又はその2乗で定義されるブランチメトリックに対し信頼性情報Rによる重み付けを行うことで、信頼性が高いほど、重み付け後のブランチメトリックがより小さな値となるように重み付けを行い、重み付けされたブランチメトリックに基づいて生き残りパスの選択を行う。

0025

既知信号生成部16は、送信信号に重畳されている既知信号を生成する。例えば、米国の地上デジタル放送方式では、擬似ランダム信号が一定周期送信データ系列に埋め込まれており、これらは既知信号であるため、受信機側で生成することができる。

0026

伝送路推定部17は、周波数変換部12の出力及び既知信号生成部16の出力を入力とし、受信信号の伝送路(送信装置から受信装置のアンテナ11までの伝送路)を推定し、該伝送路の周波数特性を表す係数のフーリエ変換を出力するものであり、例えば図2に示されるように構成されている。

0027

図2に示される伝送路推定部17は、伝送路同定フィルタ部18、誤差信号生成部19、同定フィルタ係数算出部20、及び同定フィルタ係数フーリエ変換部21を備える。

0028

伝送路同定フィルタ部18は、後述の同定フィルタ係数算出部20の出力及び既知信号生成部16の出力を入力とし、同定フィルタ係数算出部20の出力を係数として、既知信号生成部16の出力をフィルタリングして出力する。

0029

誤差信号生成部19は、周波数変換部12から出力される所定の周波数帯域の信号Sbと、伝送路同定フィルタ部18の出力とを入力とし、周波数変換部12から出力される所定の周波数帯域の信号Sbに対する伝送路同定フィルタ部18の出力の誤差を算出して出力する。

0030

同定フィルタ係数算出部20は、誤差信号生成部19の出力がゼロとなるように、即ち伝送路同定フィルタ部18の出力が信号Sbに一致するように、伝送路同定フィルタ部18で使用するフィルタ係数を定める。伝送路同定フィルタ部18の出力が信号Sbに一致したとき、伝送路同定フィルタ部18と同定フィルタ係数算出部20で構成される部分は受信信号が経た伝送路と同じ伝達関数を有し、同定フィルタ係数算出部20の出力は伝送路のインパルスレスポンスを表す。

0031

一般に、同定フィルタ係数算出部20は、誤差信号生成部19の出力がゼロになるよう、例えばLMS(Least Mean Square Error)アルゴリズムやCMA(Constant Modulus Algorithm)などの逐次更新アルゴリズムを使って伝送路同定フィルタ部18のフィルタ係数を逐次更新して生成する。LMSアルゴリズムを用いる場合には、同定フィルタ係数算出部20は、既知信号生成部16からの既知信号及び誤差信号生成部19の出力を用いる。CMAを用いる場合には、同定フィルタ係数算出部20は、既知信号生成部16からの既知信号、及び誤差信号生成部19の出力のみならず、図2点線で示すように、伝送路同定フィルタ部18の出力をも用いる。本発明においては、同定フィルタ係数算出部20の出力が伝送路のインパルスレスポンスを表すものとなるようにするためのアルゴリズム及び手段は任意であり、公知技術であるため、ここでの詳細な説明は省略する。

0032

同定フィルタ係数フーリエ変換部21は、同定フィルタ係数算出部20の出力を入力とし、所定ポイント数のフーリエ変換を行い、その結果を出力する。このとき、同定フィルタ係数フーリエ変換部21の出力は伝送路の周波数特性、すなわち伝送路推定値を表す。同定フィルタ係数フーリエ変換部21の出力が伝送路推定部17の出力を構成する。

0033

周波数軸等化部14は、伝送路推定部17で推定された伝送路の特性の逆の特性を表す伝達関数を、フーリエ変換部13の出力Xに乗算することで、等化を行う。

0034

信頼性情報生成部22は、伝送路推定部17の出力を入力とし、周波数軸等化部14による等化結果の信頼性(従って、逆フーリエ変換部15の出力の信頼性)を表す信頼性情報を生成して出力する。

0035

ここで、信頼性情報生成部22の具体的な構成例について図3を用いて説明する。
図3に示される信頼性情報生成部22は、帯域内分散算出部41、帯域内平均ゲイン算出部42、及び信頼性情報変換部43を備え、信頼性情報変換部43の出力が信頼性情報生成部22の出力である。

0036

信頼性情報生成部22の入力(同定フィルタ係数フーリエ変換部21で算出された周波数特性を示すフーリエ変換結果)は、帯域内分散算出部41と、帯域内平均ゲイン算出部42に供給される。
帯域内分散算出部41は、信頼性情報生成部22に入力される、伝送路推定部17の出力を入力とし、伝送路推定部17の出力を、送信周波数帯域信号帯域)内成分と帯域外成分に分離し、送信周波数帯域内成分の振幅特性のばらつきを分散値として算出して出力する。具体的には、同定フィルタ係数フーリエ変換部21の出力の2乗値の平均から、同定フィルタ係数フーリエ変換部21の出力の平均値の2乗を引いた値を分散値として求める。

0037

帯域内平均ゲイン算出部42は、信頼性情報生成部22に入力される伝送路推定部17の出力を入力とし、その送信周波数帯域内成分の平均ゲイン(伝送路のゲインの送信周波数帯域全体にわたる平均値)を算出して出力する。

0038

信頼性情報変換部43は、帯域内分散算出部41の出力及び帯域内平均ゲイン算出部42の出力を入力とし、これらと所定の基準値をもとに信頼性情報Rを生成して出力する。このような信頼性情報Rの生成は、帯域内分散算出部41によって得られた分散値と帯域内平均ゲイン算出部42によって得られた平均ゲインの組合せを、所定の基準値をもとに信頼性情報に変換する処理であるとも言える。

0039

ここで、信頼性情報変換部43における信号変換方法について図4を用いて説明する。
伝送路において反射波が無く、所望のC/Nが得られる伝送路の場合、同定フィルタ係数フーリエ変換部21から出力されるフーリエ変換結果で示される周波数特性は送信周波数帯域全体に亘り一定の振幅を有する特性となり、図4の太い実線S1のようになる。このときの振幅値を上記基準値として用いることとすれば、帯域内平均ゲイン算出部42の出力(送信周波数帯域内成分の平均ゲイン)は一定で上記基準値と同値となり、帯域内分散算出部41の出力(分散値)はゼロとなる。

0040

一方、同じく反射波が無いが、C/Nが小さい場合は、図4の細い実線S2のようにばらつきが大きくなる。この場合、帯域内平均ゲイン算出部42の出力(送信周波数帯域内成分の平均ゲイン)はほぼ基準値と同程度になるが、帯域内分散算出部41の出力(分散値)が大きくなる。

0041

更に、マルチパス伝送路の場合は、図4の太い点線S3のように分散がさらに大きくなるため、帯域内分散算出部41の出力はさらに大きくなる。
また、マルチパス伝送路であって等化出力(周波数軸等化部14の出力Q)の振幅が小さい場合は、図4の太い破線S4のようになり、帯域内平均ゲイン算出部42の出力は基準値よりも小さくなり、帯域内分散算出部41の出力も大きくなる。

0042

上記の4つの例では、等化出力(周波数軸等化部14の出力Q)において太い実線S1の場合が最も信頼性が高く、細い実線S2、太い点線S3、太い破線S4の順で信頼性が低くなっていくと考えられる。ただし、送信周波数帯域内成分の平均ゲインや分散の大小関係によっては、2番目以降の順番は入れ替わる。いずれにしても、これらの情報をもとに等化出力の信頼性情報を生成することが可能である。

0043

一例として、帯域内平均ゲイン算出部42の出力をA、帯域内分散算出部41の出力をB、基準値をCとし、所定の正の係数a、bを使って下記の式(1)で得られる正の実数Rを信頼性情報としても良い。

0044

0045

なお、式(1)に限定されず、基準値Cよりも平均ゲインAの方が小さい場合は信頼性が下がり、分散値Bが大きくなるにつれて信頼性が下がるような変換式であれば良く、また変換式の代りに、変換テーブルを用いて信頼性情報を生成しても良い。

0046

なおまた、平均ゲインを用いず、分散値Bのみに基づいて信頼性情報を生成するようにしても良い。この場合、分散値Bが大きくなるにつれて信頼性が下がるような変換式又は変換テーブルを用いる。

0047

また、以上の例の信頼性情報生成部22は、送信周波数帯域内の伝送路振幅特性のばらつきを分散値として算出することで信頼性情報を生成するように構成されているが、分散値を表す信号に限定されず、伝送路の歪みに対応した信号であればよい。

0048

信頼性情報生成部22の他の構成例を図5に示す。
図5に示される信頼性情報生成部22は、信頼性情報生成部22に入力される同定フィルタ係数フーリエ変換部21の出力を入力とする帯域内最大ゲイン算出部44と、同じく信頼性情報生成部22に入力される同定フィルタ係数フーリエ変換部21の出力を入力とする帯域内最小ゲイン算出部45と、差分絶対値算出部46と、重み係数生成部47と、帯域内平均ゲイン算出部42と、重み付け演算部48とを有する。重み付け演算部48の出力が信頼性情報生成部22の出力である。帯域内平均ゲイン算出部42は図3の構成例で示したものと同じである。

0049

帯域内最大ゲイン算出部44は、同定フィルタ係数フーリエ変換部21から出力されるフーリエ変換結果(周波数特性を示す)を送信周波数帯域(信号帯域)内成分と帯域外成分に分離し、送信周波数帯域内成分の振幅特性の最大値(最大ゲイン)を出力する。
帯域内最小ゲイン算出部45は、同定フィルタ係数フーリエ変換部21から出力されるフーリエ変換結果(周波数特性を示す)を送信周波数帯域(信号帯域)内成分と帯域外成分に分離し、送信周波数帯域内成分の振幅特性の最小値(最小ゲイン)を出力する。
差分絶対値算出部46は、帯域内最大ゲイン算出部44の出力と帯域内最小ゲイン算出部45の出力の差分の絶対値を算出する。
重み係数生成部47は、差分絶対値算出部46の出力を入力とし、差分絶対値算出部46から出力される差分の絶対値を、それに対応した正の係数に変換し出力する。例えば、差分絶対値が0の場合は係数を1とし、差分絶対値が大きくなるにつれて1から次第に小さくなるような値を出力する。

0050

帯域内最大ゲイン算出部44と、帯域内最小ゲイン算出部45と、差分絶対値算出部46と、重み係数生成部47とにより、伝送路推定部17の出力、即ち伝送路推定結果を入力とし、送信周波数帯域内の最大ゲインと最小ゲインとの差分絶対値に応じた重み係数を求める重み係数決定部49が構成されている。

0051

重み付け演算部48は、重み係数決定部49の出力と、帯域内平均ゲイン算出部42の出力を入力とし、これらと所定の基準値をもとに信頼性情報Rを生成して出力する。このような信頼性情報Rの生成は、重み係数決定部49によって決定された重み係数と帯域内平均ゲイン算出部42によって得られた平均ゲインの組合せを、所定の基準値をもとに信頼性情報に変換する処理であるとも言える。

0052

一例として、帯域内平均ゲイン算出部42の出力をA、基準値をC、重み係数生成部47の出力をDとし、所定の正の係数c、dを使って下記の式(2)で得られる正の実数Rを信頼性情報としても良い。

0053

0054

なお、式(2)に限定されず、基準値Cよりも平均ゲインAの方が小さい場合は信頼性が下がり、また、重み係数Dが大きくなるにつれて信頼性が上がるような変換式であれば良く、また、変換式の代わりに変換テーブルを用いて信頼性情報を生成しても良い。さらに、上記のように重み係数Dを求めることなく、帯域内最大ゲインと帯域内最小ゲインの差分絶対値が大きいほど、信頼性が下がるようにすれば良い。

0055

図5に示される信頼性情報生成部22を用いる場合には、送信周波数帯域(信号帯域)内の最大ゲインと最小ゲインの差分の絶対値をもとに信頼性情報を生成するため、比較的小規模回路又は演算量で信頼性情報を得ることができるという効果がある。

0056

信頼性情報生成部22で生成された信号Rは、ブランチメトリック重み係数として逆フーリエ変換部15の出力とともにビタビ復号部23に供給され、ビタビ復号部23ではそれらを利用してビタビ復号を行って誤りを訂正する。

0057

ここで、ビタビ復号部23の構成例について図6を用いて説明する。
図6に示されるビタビ復号部23は、逆フーリエ変換部15の出力を入力とするブランチメトリック演算部51と、ブランチメトリック演算部51の出力及び信頼性情報生成部22の出力であるブランチメトリック重み係数を入力とするメトリック重み係数乗算部52と、メトリック重み係数乗算部52の出力を入力とする加算・比較・選択部53と、加算・比較・選択部53の出力を入力とするパスメモリ部54とを含む。パスメモリ部54の出力がビタビ復号部23の出力である。

0058

図6において、逆フーリエ変換部15の出力はブランチメトリック演算部51に入力される。ブランチメトリック演算部51では、等化出力の信号点と、受信した信号に対応する変調方式によって一義的に定まる各シンボルに対応する信号点とのユークリッド距離を求め、このユークリッド距離から、送信装置における畳み込み符号化器の構成によって決まるブランチメトリックを所定の個数分算出する。ブランチメトリック演算部51で算出されたブランチメトリックは、メトリック重み係数乗算部52に入力される。

0059

メトリック重み係数乗算部52では、ブランチメトリック演算部51から入力された各ブランチメトリックに対して、信頼性情報生成部22で算出した信頼性情報をブランチメトリック重み係数として乗算する。

0060

ブランチメトリック重み係数が乗算された各ブランチメトリック(重み付けされたブランチメトリック)は、加算・比較・選択部53において累積加算され、複数のパスが算出される。また、加算・比較・選択部53では、算出されたそれぞれのパスを比較し、最も値が小さくなるパスを選択する。
この選択したパスのブランチメトリックの累積加算結果を、生き残りパスメトリックとしてパスメモリ部54に記憶する。
パスメモリ部54では、生き残りパスメトリックを記憶し、このパスメトリックに対応する情報系列復号信号として出力する。

0061

以上に示したように、本発明の実施の形態1によれば、伝送路同定過程で得られるフィルタ係数をもとに等化出力の信頼性情報を生成し、ユークリッド距離に基づいて定められたブランチメトリックに対して、信頼性情報による重み付けを行い、重み付けされたブランチメトリックを用いてビタビ復号するため、様々な伝送路環境で誤り訂正能力を向上させることができ、従って、受信側で再生した送信データの誤りを低減することができる。

0062

実施の形態2.
実施の形態1では、信頼性情報をビタビ復号部23で活用して受信性能を向上する構成を示したが、次に、信頼性情報をダイバーシチ合成で使用して受信性能を向上する実施の形態を示す。

0063

図7はこの発明の実施の形態2による受信装置を示すブロック図である。図7は、複数のアンテナ、即ち第1乃至第Nのアンテナ11−1〜11−N(Nは2以上の整数)を用いて信号を受信し、ダイバーシチ合成して信号を復号する場合を示している。
図7に示される受信装置は、第1乃至第Nの周波数変換部12−1〜12−Nと、第1乃至第Nのフーリエ変換部13−1〜13−Nと、既知信号生成部16と、第1乃至第Nの伝送路推定部17−1〜17−Nと、第1乃至第Nの信頼性情報生成部22−1〜22−Nと、周波数軸合成比算出部31と、周波数軸ダイバーシチ合成部32と、逆フーリエ変換部15とを有する。逆フーリエ変換部15の出力は復調出力となる。

0064

第1乃至第Nの周波数変換部12−1〜12−Nは、それぞれ第1乃至第Nのアンテナ11−1〜11−Nに対応して設けられ、それぞれ第1乃至第Nのアンテナ11−1〜11−Nで受信された信号(第1乃至第Nの受信信号)Sa1〜SaNを所定の周波数帯域の信号Sb1〜SbNに変換する。言い換えると、第nの周波数変換部12−n(nは1〜Nのいずれか)は、対応する、第nのアンテナ11−nで受信することで得られた第nの受信信号Sanを所定の周波数帯域の信号Sbnに変換する。第1乃至第Nの周波数変換部12−1〜12−Nの各々の構成及び動作は、実施の形態1で示した周波数変換部12と同じである。

0065

第1乃至第Nのフーリエ変換部13−1〜13−Nは、それぞれ第1乃至第Nの周波数変換部12−1〜12−Nに対応して設けられ、それぞれ第1乃至第Nの周波数変換部12−1〜12−Nの出力Sb1〜SbNを入力とし、フーリエ変換して出力する。言い換えると、第nのフーリエ変換部13−nは、対応する、第nの周波数変換部12−nの出力Sbnを入力とし、フーリエ変換して出力する。第1乃至第Nのフーリエ変換部13−1〜13−Nの各々の構成及び動作は、実施の形態1で示したフーリエ変換部13と同じである。

0066

既知信号生成部16は、実施の形態1で示した既知信号生成部16と同じく、送信信号に重畳されている既知信号を生成する。

0067

第1乃至第Nの伝送路推定部17−1〜17−Nは、それぞれ第1乃至第Nの周波数変換部12−1〜12−Nに対応して設けられ、それぞれ第1乃至第Nの周波数変換部12−1〜12−Nから出力される所定の周波数帯域の信号Sb1〜SbNを入力とし、それぞれ第1乃至第Nの周波数変換部12−1〜12−Nにより受信された信号の伝送路を推定する。言い換えると、第nの伝送路推定部17−nは、対応する、第nの周波数変換部12−nから出力される所定の周波数帯域の信号Sbnを入力とし、第nの周波数変換部12−nにより受信された信号の伝送路を推定する。

0068

第1乃至第Nの伝送路推定部17−1〜17−Nの各々の構成及び動作は、実施の形態1に関し図2を参照して説明した伝送路推定部17と同じであり、第1乃至第Nの伝送路推定部17−1〜17−Nの各々は、伝送路同定フィルタ部18と、誤差信号生成部19と、同定フィルタ係数算出部20と、同定フィルタ係数フーリエ変換部21とを有する。

0069

各伝送路推定部17−n内の伝送路同定フィルタ部18は、当該伝送路推定部17−nの入力、即ち、既知信号生成部16の出力及び当該伝送路推定部17−n内の同定フィルタ係数算出部20の出力を入力とし、該同定フィルタ係数算出部20の出力を係数として既知信号生成部16の出力をフィルタリングして出力する。

0070

誤差信号生成部19は、当該伝送路推定部17−nの入力、即ち対応する周波数変換部12−nの出力と、(同じ伝送路推定部17−n内の)伝送路同定フィルタ部18の出力を入力とし、前者に対する後者の誤差を示す信号を出力する。

0071

LMSアルゴリズムを用いる場合には、同定フィルタ係数算出部20は、既知信号生成部16からの既知信号、及び(同じ伝送路推定部17−n内の)誤差信号生成部19の出力を入力とし、誤差信号生成部19の出力がゼロになるように、伝送路同定フィルタ部18で使用するフィルタ係数を算出する。CMAを用いる場合には、同定フィルタ係数算出部20は、既知信号生成部16からの既知信号、及び(同じ伝送路推定部17−n内の)誤差信号生成部19の出力のみならず、図2に点線で示すように、(同じ伝送路推定部17−n内の)伝送路同定フィルタ部18の出力をも用いる。

0072

同定フィルタ係数フーリエ変換部21は、同定フィルタ係数算出部20の出力を入力とし、フーリエ変換して出力する。
各伝送路推定部17−nの同定フィルタ係数フーリエ変換部21の出力が、当該伝送路推定部17−nの出力となる。

0073

第1乃至第Nの信頼性情報生成部22−1〜22−Nは、それぞれ第1乃至第Nの伝送路推定部17−1〜17−Nに対応して設けられ、また第1乃至第Nのフーリエ変換部13−1〜13−Nに対応して設けられ、それぞれ第1乃至第Nの伝送路推定部17−1〜17−Nの出力を入力とし、それぞれ第1乃至第Nのフーリエ変換部13−1〜13−Nの出力X1〜XNの信頼性を表す第1乃至第Nの信頼性情報R1〜RNを生成する。言い換えると、第n信頼性情報生成部22−nは、対応する、第nの伝送路推定部17−nの出力を入力とし、第nのフーリエ変換部13−nの出力Xnの信頼性を表す第nの信頼性情報Rnを生成する。第1乃至第Nの信頼性情報生成部22−1〜22−Nの各々は、実施の形態1で示した信頼性情報生成部22と同様に、図3に示すように構成しても良く、図5に示すように構成しても良い。

0074

図3に示すように構成する場合には、第1乃至第Nの信頼性情報生成部22−1〜22−Nの各々、即ち第nの信頼性情報生成部22−n内の帯域内分散算出部41及び帯域内平均ゲイン算出部42は、対応する伝送路推定部17−nから当該信頼性情報生成部22−nに入力された、伝送路推定結果Fnの帯域内の信号の分散値、及び平均ゲインをそれぞれ算出し、信頼性情報変換部43は、帯域内分散算出部41の出力及び帯域内平均ゲイン算出部42の出力を入力として、信頼性情報Rnを生成する。

0075

図5に示すように構成する場合には、第1乃至第Nの信頼性情報生成部22−1〜22−Nの各々、即ち第nの信頼性情報生成部22−n内の重み係数決定部49及び帯域内平均ゲイン算出部42は、対応する伝送路推定部17−nから当該信頼性情報生成部22−nに入力された、伝送路推定結果Fnに基く重み係数Dの決定及び送信周波数帯域内の信号の平均ゲインAの算出を行い、重み付け演算部48は、重み係数生成部47の出力D及び、帯域内平均ゲイン算出部42の出力Aを入力として、これらから信頼性情報Rnを生成する。

0076

周波数軸合成比算出部31は、第1乃至第Nの信頼性情報生成部22−1〜22−Nの出力及び第1乃至第Nの伝送路推定部17−1〜17−Nの出力に基づいて、ダイバーシチ合成比W1〜WNを算出する。具体的には、第1乃至第Nの信頼性情報生成部22−1〜22−Nから出力される、第1乃至第Nのアンテナ11−1〜11−Nに対応する信頼性情報R1〜RNと、第1乃至第Nの伝送路推定部17−1〜17−Nから出力される同定フィルタ係数のフーリエ変換の結果F1〜FNを入力とし、これらに基づいて、第1乃至第Nのフーリエ変換部13−1〜13−Nの出力X1〜XNの合成比(ダイバーシチ合成比)W1〜WNを算出して出力する。

0077

ここで、周波数軸合成比算出部31の構成例について図8を用いて説明する。図8に示される周波数軸合成比算出部31は、第1乃至第Nの複素共役部61−1〜61−N、第1乃至第Nの電力算出部62−1〜62−Nと、第1乃至第Nの電力値重み付け部63−1〜63−Nと、電力和算出部64と、第1乃至第Nの合成比生成部65−1〜65−Nとを備え、第1乃至第Nの合成比生成部65−1〜65−Nの出力がそれぞれ第1乃至第Nのフーリエ変換部13−1〜13−Nの出力に対する合成比W1〜WNを表す。

0078

第1の伝送路推定部17−1の出力F1は、第1の複素共役部61−1及び第1の電力算出部62−1に入力される。第1の複素共役部61−1は、第1の伝送路推定部17−1の出力F1の複素共役信号H1を生成する。第1の電力算出部62−1は第1の伝送路推定部17−1の出力の振幅の2乗値P1を電力値として計算して出力する。
第1の電力値重み付け部63−1は、第1の電力算出部62−1の出力P1に対し、第1の信頼性情報生成部22−1の出力である第1の信頼性情報R1に応じた重み付け、即ち両者の積を求める演算を行って出力する。この重み付けは、第1の電力算出部62−1の出力P1と第1の信頼信号情報R1の積(P1×R1)を求めることで行われる。
第2〜第Nの複素共役部61−2〜61−N、第2乃至第Nの電力算出部62−2〜62−N、及び第2〜第Nの電力値重み付け部63−2〜63−Nの動作は、第1の複素共役部61−1、第1の電力算出部62−1、及び第1の電力値重み付け部63−1とそれぞれ同様である。

0079

従って、第1乃至第Nの複素共役部61−1〜61−Nは、それぞれ第1乃至第Nの伝送路推定部17−1〜17−Nの出力F1〜FNを入力とし、該入力をその複素共役信号H1〜HNに変換して出力する。第1乃至第Nの電力算出部62−1〜62−Nは、それぞれ第1乃至第Nの伝送路推定部17−1〜17−Nの出力F1〜FNを入力とし、その振幅の2乗値を算出して電力値P1〜PNとして出力する。
第1乃至第Nの電力値重み付け部63−1〜63−Nは、それぞれ第1乃至第Nの電力算出部62−1〜62−Nの出力P1〜PNを、それぞれ第1乃至第Nの信頼性情報R1〜RNで重み付けして出力する。

0080

電力和算出部64は、第1乃至第Nの電力値重み付け部63−1〜63−Nの出力(R1×P1)〜(RN×PN)の総和Ptを求めて出力する。jを1からNまでの変数とするとき、電力和算出部64における電力の総和Ptを求める演算は下記の式(3)で表される。



電力和算出部64の出力Ptは、第1乃至第Nの合成比生成部65−1〜65−Nに入力される。

0081

第1の合成比生成部65−1は、第1の複素共役部61−1の出力H1、第1の信頼性情報の出力R1及び電力和算出部64の出力Ptをもとに、第1のフーリエ変換部13−1の出力X1に対する合成比W1を生成して出力する。
第2〜第Nの合成比生成部65−2〜65−Nの各々の構成及び動作は第1の合成比生成部65−1と同様である。

0082

従って、第1乃至第Nの合成比生成部65−1〜65−Nは、それぞれ第1乃至第Nの複素共役部61−1〜61−Nの出力H1〜HN、第1乃至第Nの信頼性情報R1〜RN、及び電力和算出部64の出力Ptをもとに第1乃至第Nのフーリエ変換部13−1〜13−Nの出力X1〜XNに対するダイバーシチ合成比W1〜WNを算出して出力する。

0083

図8の構成例で得られるダイバーシチ合成比は、例えば、下記の式(4)で与えられる。但し、iを1〜Nのうちの任意のものとしたとき、式(4)は第iのフーリエ変換部13−iの出力に対する合成比Wiを表しており、Hiは第iの複素共役部61−iの出力、Riは第iの信頼性情報を意味する。

0084

式(4)によって求めた合成比を用いることで、各フーリエ変換部(13−i)の出力は、対応する複素共役部(61−i)で算出された複素共役(Hi)と、対応する信頼性情報生成部(22−i)で生成された信頼性(Ri)との積に比例した重みを付けて合成されることになる。

0085

尚、周波数軸合成比算出部31における合成比算出方法は、信頼性情報の大きさに応じて合成比が変わり、信頼性が高いフーリエ変換部出力ほど合成比が大きくなるようにすればよく、上記の方法に制限されるものではない。

0086

周波数軸ダイバーシチ合成部32は、周波数軸合成比算出部31の出力W1〜WN及び第1乃至第Nのフーリエ変換部13−1〜13−Nの出力X1〜XNを入力とし、周波数軸合成比算出部31の出力W1〜WNに応じて、第1乃至第Nのフーリエ変換部13−1〜13−Nの出力X1〜XNを合成して出力する。例えば、下記の式(5)に示すとおり、合成比W1〜WNに基づいてフーリエ変換部13−1〜13−Nの出力X1〜XNを重み付けて加算する。但し、式(5)において、Xiは第iのフーリエ変換部13−iの出力、Yは合成出力を表す。

0087

0088

以上のように、伝送路推定過程で得られる伝送路同定フィルタの係数をもとに信頼性情報を生成し、その情報を用いて各受信アンテナで受信した信号のダイバーシチ合成を行うため、様々な伝送路環境でダイバーシチ利得が向上し、受信側で再生した送信データの誤りを低減することができる。

0089

実施の形態3.
実施の形態2では、第1乃至第Nのフーリエ変換部13−1〜13−Nの出力に対するダイバーシチ合成の場合に信頼性情報を利用する構成について示したが、次に、周波数領域で等化した結果をダイバーシチ合成する構成にした実施の形態を示す。

0090

図9はこの発明の実施の形態3による受信装置を示すブロック図である。図9に示される受信装置は、概して実施の形態1又は実施の形態2の受信装置と同じであるが、第1乃至第Nの周波数軸等化部14−1〜14−Nが付加され、さらに実施の形態2の周波数軸合成比算出部31、及び周波数軸ダイバーシチ合成部32の代わりに、等化後周波数軸合成比算出部33、及び等化後周波数軸ダイバーシチ合成部34を備える点で異なる。

0091

第1乃至第Nのフーリエ変換部13−1〜13−N、既知信号生成部16、第1乃至第Nの伝送路推定部17−1〜17−N、及び第1乃至第Nの信頼性情報生成部22−1〜22−Nの構成及び動作は実施の形態2で示した同じ符号の部材と同じである。

0092

第1乃至第Nの周波数軸等化部14−1〜14−Nは、それぞれ第1乃至第Nのフーリエ変換部13−1〜13−Nに対応して設けられ、さらに、第1乃至第Nの伝送路推定部17−1〜17−Nに対応して設けられ、それぞれ第1乃至第Nのフーリエ変換部13−1〜13−Nの出力X1〜XN及び第1乃至第Nの伝送路推定部17−1〜17−Nの出力F1〜FNを入力とし、それぞれ第1乃至第Nの伝送路推定部17−1〜17−Nから出力される伝送路推定信号(同定フィルタ係数のフーリエ変換)F1〜FNをもとに、第1乃至第Nのアンテナ11−1〜11−Nで受信された信号が伝送路で受けた歪みを周波数領域で補正することにより、それぞれ第1乃至第Nのフーリエ変換部13−1〜13−Nの出力X1〜XNに対して周波数領域での補正を行う。具体的には、それぞれ第1乃至第Nの伝送路推定部17−1〜17−Nで推定された伝送路の特性の逆の特性を表す伝達関数を、第1乃至第Nのフーリエ変換部13−1〜13−Nの出力X1〜XNに乗算することで、等化を行う。言い換えると、第nの周波数軸等化部14−nは、第nの伝送路推定部17−nから出力される伝送路推定信号(同定フィルタ係数のフーリエ変換)Fnをもとにフーリエ変換部13−1nの出力Xnを等化し、これにより、第nのアンテナ11−nで受信された信号が伝送路で受けた歪みを周波数領域で補正して出力する。具体的には、それぞれ第nの伝送路推定部17−nで推定された伝送路の特性の逆の特性を表す伝達関数を、第nのフーリエ変換部13−nの出力Xnに乗算することで、等化を行う。
第1乃至第Nの周波数軸等化部14−1〜14−Nの各々の構成及び動作は、実施の形態1で示した周波数軸等化部14と同じである。

0093

等化後周波数軸ダイバーシチ合成部34は、後述の等化後周波数軸合成比算出部33の出力及び第1乃至第Nの周波数軸等化部14−1〜14−Nの出力Q1〜QNを入力とし、後述の等化後周波数軸合成比算出部33の出力に応じて第1乃至第Nの周波数軸等化部14−1〜14−Nの出力Q1〜QNを合成して出力する。

0094

逆フーリエ変換部15は、等化後周波数軸ダイバーシチ合成部34の出力を入力とし、等化後周波数軸ダイバーシチ合成部34の出力に対して逆フーリエ変換を行って時間領域での等化信号に変換して出力する。逆フーリエ変換部15の構成及び動作は、実施の形態2の逆フーリエ変換部15と同じである。

0095

等化後周波数軸合成比算出部33は、第1乃至第Nの信頼性情報生成部22−1〜22−Nの出力R1〜RN、及び第1乃至第Nの伝送路推定部17−1〜17−Nの出力F1〜FNをもとに、周波数軸等化後の信号に対するダイバーシチ合成比Z1〜ZNを算出する。

0096

等化後周波数軸合成比算出部33の構成例について図10を用いて説明する。図10に示される等化後周波数軸合成比算出部33は、図8に示されるのと同様の、電力算出部62−1〜62−N、電力値重み付け部63−1〜63−N、及び電力和算出部64のほか、第1乃至第Nの等化後合成比生成部67−1〜67−Nを備え、第1乃至第Nの等化後合成比生成部67−1〜67−Nの出力がそれぞれ第1乃至第Nの周波数軸等化部14−1〜14−Nの出力に対する合成比Z1〜ZNを表す。

0097

図10においては、図8とは異なり、複素共役部61−1〜61−Nは設けられておらず、第1乃至第Nの等化後合成比生成部67−1〜67−Nは、それぞれ第1乃至第Nの電力値重み付け部63−1〜63−Nの出力に基づいて等化後合成比を生成する。

0098

電力算出部62−1〜62−N、電力値重み付け部63−1〜63−N、及び電力和算出部64の動作は図8で示したものと同じである。

0099

第1の等化後合成比生成部67−1では、第1の電力値重み付け部63−1及び電力和算出部64の出力をもとに、第1の周波数軸等化部14−1の出力に対する合成比W1を生成して出力する。
第2〜第Nの等化後合成比生成部67−2〜67−Nの構成及び動作は、第1の等化後合成比生成部67−1と同様である。

0100

従って、第1乃至第Nの等化後合成比生成部67−1〜67−Nは、それぞれ第1乃至第Nの電力値重み付け部63−1〜63−Nの出力と、電力和算出手段の出力Ptをもとに第1乃至第Nの周波数軸等化部14−1〜14−Nの出力Q1〜QNに対するダイバーシチ合成比を算出して出力する。

0101

図10の構成例で得られるダイバーシチ合成比は、下記の式(6)で与えられる。但し、式(6)は第iの周波数軸等化部14−iの出力に対する合成比Ziを表しており、Piは第iの電力算出部62−iの出力、Riは第iの信頼性情報を意味する。

0102

0103

尚、等化後周波数軸合成比算出部33における合成比算出方法は、信頼性情報の大きさに応じて合成比が変わり、信頼性が高いフーリエ変換部出力ほど合成比が大きくなるようにすればよく、上記の方法に制限されるものではない。

0104

等化後周波数軸ダイバーシチ合成部34は、下記の式(7)に示すとおり、等化後周波数軸合成比算出部33で得られた合成比に基づいて第1乃至第Nの周波数軸等化部の出力を重み付けて加算する。但し、式(7)において、Qiは第iの周波数軸等化部14−iの出力、Yは合成出力を表す。

0105

0106

以上のように、伝送路推定過程で得られる伝送路同定フィルタの係数をもとに信頼性情報を生成し、その情報を用いて各受信アンテナで受信した信号のダイバーシチ合成を行うため、様々な伝送路環境でダイバーシチ利得が向上し、受信側で再生した送信データの誤りを低減することができる。

0107

以上本発明を装置に係る発明として説明したが、上記の装置により実施される方法もまた本発明の一部を成す。

0108

11、11−1〜11−Nアンテナ、 12、12−1〜12−N周波数変換部、
13、13−1〜13−Nフーリエ変換部、 14、14−1〜14−N周波数軸等化部、 15逆フーリエ変換部、 16既知信号生成部、 17、17−1〜17−N伝送路推定部、 18、18−1〜18−N伝送路同定フィルタ部、 19、19−1〜19−N誤差信号生成部、 20、20−1〜20−N 同定フィルタ係数算出部、 21、21−1〜21−N 同定フィルタ係数フーリエ変換部、 22、22−1〜22−N信頼性情報生成部、 23ビタビ復号部、 31 周波数軸合成比算出部、 32 周波数軸ダイバーシチ合成部、 33等化後周波数軸合成比算出部、 34 等化後周波数軸ダイバーシチ合成部、 41帯域内分散算出部、 42 帯域内平均ゲイン算出部、 43 信頼性情報変換部、 44 帯域内最大ゲイン算出部、 45 帯域内最小ゲイン算出部、 46差分絶対値算出部、 47重み係数生成部、 48重み付け演算部、 49 重み係数決定部、 51ブランチメトリック演算部、 52メトリック重み係数乗算部、 53加算・比較・選択部、 54パスメモリ部、 61−1〜61−N複素共役部、 62−1〜62−N電力算出部、 63−1〜63−N電力値重み付け部、 64電力和算出部、 65−1〜65−N 合成比生成部、 67−1〜67−N 等化後合成比生成部。

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