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技術 交流直流変換装置、およびそれを備えたヒートポンプ式給湯機、空気調和機、ならびに冷凍機

出願人 三菱電機株式会社
発明者 有澤浩一下麥卓也篠本洋介
出願日 2012年10月5日 (7年5ヶ月経過) 出願番号 2012-223215
公開日 2014年4月24日 (5年10ヶ月経過) 公開番号 2014-075948
状態 特許登録済
技術分野 整流装置
主要キーワード 入力端子間電圧 オフ制御状態 仕様条件 パルス列パターン デューティ調整 クロス位相 低次高調波 電圧レベルシフト回路
関連する未来課題
重要な関連分野

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図面 (9)

課題

スイッチング素子スイッチングに伴うノイズの抑制および低損失化を実現可能とし、低コスト交流直流変換装置、およびヒートポンプ式給湯機空気調和機、ならびに冷凍機を得ること。

解決手段

交流電源1の電圧整流する整流器2と、直列に接続された2つの平滑コンデンサ7a,7bにより構成され、整流器2の出力電圧を平滑する平滑手段12と、整流器2の一方の入力端子と平滑コンデンサ7a,7bの接続点との間に挿入された第1の双方向スイッチ6aと、整流器2の他方の入力端子と平滑コンデンサ7a,7bの接続点との間に挿入された第2の双方向スイッチ6bと、交流電源1と整流器2の一方の入力端子との間に挿入されたリアクトル5と、PWM信号を用いたPWM制御とPWM信号よりも周波数の低いパルス列信号を用いたパルス列制御とを併用して、第1および第2の双方向スイッチ6a,6bを駆動制御する制御手段200とを備える。

概要

背景

従来、例えばヒートポンプ式給湯機空気調和機冷凍機等に用いられる交流直流変換装置としては、高調波電流の抑制や電源力率の改善等を目的として、多種多様な装置や制御方式が提案されてきている。

このような交流直流変換装置としては、例えば、スイッチ手段高周波パルス幅変調(以下、PWMと称す)信号にて動作させることにより、入力電流略正弦波状に制御して高調波を抑制し、力率改善を図る装置が開示されている(例えば、特許文献1)。

また、交流電源リアクタを介して接続される整流器と、整流器の出力端子間に直列に接続された複数のコンデンサと、前記整流器の一方の入力端子と前記コンデンサ間接続点との間に挿入された第1の双方向スイッチと、前記整流器の他方の入力端子と前記コンデンサ間の接続点との間に挿入された第2の双方向スイッチと、前記整流器の出力端子間の電圧所望値となるように前記第1の双方向スイッチと第2のスイッチを5kHz程度の低周波にてPWM制御する制御手段とを備えることにより高調波電流を抑制し、力率改善を実現する装置が開示されている(例えば、特許文献2)。

概要

スイッチング素子スイッチングに伴うノイズの抑制および低損失化を実現可能とし、低コストな交流直流変換装置、およびヒートポンプ式給湯機、空気調和機、ならびに冷凍機を得ること。交流電源1の電圧を整流する整流器2と、直列に接続された2つの平滑コンデンサ7a,7bにより構成され、整流器2の出力電圧を平滑する平滑手段12と、整流器2の一方の入力端子と平滑コンデンサ7a,7bの接続点との間に挿入された第1の双方向スイッチ6aと、整流器2の他方の入力端子と平滑コンデンサ7a,7bの接続点との間に挿入された第2の双方向スイッチ6bと、交流電源1と整流器2の一方の入力端子との間に挿入されたリアクトル5と、PWM信号を用いたPWM制御とPWM信号よりも周波数の低いパルス列信号を用いたパルス列制御とを併用して、第1および第2の双方向スイッチ6a,6bを駆動制御する制御手段200とを備える。

目的

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、スイッチング素子のスイッチングに伴うノイズの抑制および低損失化を実現可能とし、低コストな交流直流変換装置、およびヒートポンプ式給湯機、空気調和機、ならびに冷凍機を提供する

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
1件

この技術が所属する分野

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請求項1

交流電源から供給される交流電力直流電力に変換して直流負荷に供給する交流直流変換装置であって、前記交流電源の電圧整流する整流器と、直列に接続された2つの平滑コンデンサにより構成され、前記整流器の出力電圧を平滑する平滑手段と、前記整流器の一方の入力端子と前記平滑コンデンサの接続点との間に挿入された第1の双方向スイッチと、前記整流器の他方の入力端子と前記平滑コンデンサの接続点との間に挿入された第2の双方向スイッチと、前記交流電源と前記整流器の一方の入力端子との間に挿入されたリアクトルと、PWM信号を用いたPWM制御と前記PWM信号よりも周波数の低いパルス列信号を用いたパルス列制御とを併用して、前記第1の双方向スイッチおよび前記第2の双方向スイッチを駆動制御する制御手段と、を備えることを特徴とする交流直流変換装置。

請求項2

前記第1の双方向スイッチおよび前記第2の双方向スイッチは、それぞれ少なくともダイオード整流器スイッチング素子とを含み構成されたことを特徴とする請求項1に記載の交流直流変換装置。

請求項3

前記交流電源の電圧位相を検出する電源電圧位相検出部を備え、前記制御手段は、前記電圧位相に基づいて、前記PWM制御と前記パルス列制御とを切り替えることを特徴とする請求項1または2に記載の交流直流変換装置。

請求項4

前記制御手段は、前記交流電源の電圧ゼロクロス位相を含む所定の位相区間において、前記パルス列制御により前記第1の双方向スイッチおよび前記第2の双方向スイッチを駆動制御することを特徴とする請求項3に記載の交流直流変換装置。

請求項5

前記制御手段は、前記交流電源の電圧ピーク位相を含む所定の位相区間において、前記パルス列制御により前記第1の双方向スイッチおよび前記第2の双方向スイッチを駆動制御することを特徴とする請求項3または4に記載の交流直流変換装置。

請求項6

前記交流電流からの入力電流を検出する入力電流検出部を備え、前記制御手段は、前記入力電流に応じて、前記パルス列信号を生成することを特徴とする請求項1〜5のいずれか一項に記載の交流直流変換装置。

請求項7

前記直流負荷に出力される負荷電流を検出する負荷電流検出部を備え、前記制御手段は、前記負荷電流に応じて、前記パルス列信号を生成することを特徴とする請求項1〜5のいずれか一項に記載の交流直流変換装置。

請求項8

前記制御手段は、前記PWM制御により前記第1の双方向スイッチおよび前記第2の双方向スイッチを駆動制御する際に、前記PWM信号の周波数を可変することを特徴とする請求項1〜7のいずれか一項に記載の交流直流変換装置。

請求項9

請求項1〜8のいずれか一項に記載の交流直流変換装置を備えることを特徴とするヒートポンプ式給湯機

請求項10

請求項1〜8のいずれか一項に記載の交流直流変換装置を備えることを特徴とする空気調和機

請求項11

請求項1〜8のいずれか一項に記載の交流直流変換装置を備えることを特徴とする冷凍機

技術分野

0001

本発明は、交流直流変換装置、およびそれを備えたヒートポンプ式給湯機空気調和機、ならびに冷凍機に関する。

背景技術

0002

従来、例えばヒートポンプ式給湯機や空気調和機、冷凍機等に用いられる交流直流変換装置としては、高調波電流の抑制や電源力率の改善等を目的として、多種多様な装置や制御方式が提案されてきている。

0003

このような交流直流変換装置としては、例えば、スイッチ手段高周波パルス幅変調(以下、PWMと称す)信号にて動作させることにより、入力電流略正弦波状に制御して高調波を抑制し、力率改善を図る装置が開示されている(例えば、特許文献1)。

0004

また、交流電源リアクタを介して接続される整流器と、整流器の出力端子間に直列に接続された複数のコンデンサと、前記整流器の一方の入力端子と前記コンデンサ間接続点との間に挿入された第1の双方向スイッチと、前記整流器の他方の入力端子と前記コンデンサ間の接続点との間に挿入された第2の双方向スイッチと、前記整流器の出力端子間の電圧所望値となるように前記第1の双方向スイッチと第2のスイッチを5kHz程度の低周波にてPWM制御する制御手段とを備えることにより高調波電流を抑制し、力率改善を実現する装置が開示されている(例えば、特許文献2)。

先行技術

0005

特許第2140103号公報(特公平7−089743号公報)
特開2010−068552号公報

発明が解決しようとする課題

0006

上記特許文献1に記載された技術は、高調波電流を抑制することができるが、入力電流の瞬時値を検出して瞬時的に正弦波化する電流制御であるため、高周波PWM制御が必要となる。高周波PWM制御は、発生するノイズが多いため、ノイズ対策のためのコストが増加する要因となる、という問題があった。

0007

また、上記特許文献2に記載された技術は、数kHz程度の低周波数であっても、常時PWM制御を行うことにより、高負荷である場合にはスイッチング損失が増加するため、スイッチング素子発熱対策のためのコストが増加する要因となる、という問題があった。

0008

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、スイッチング素子のスイッチングに伴うノイズの抑制および低損失化を実現可能とし、低コストな交流直流変換装置、およびヒートポンプ式給湯機、空気調和機、ならびに冷凍機を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

0009

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる交流直流変換装置は、交流電源から供給される交流電力直流電力に変換して直流負荷に供給する交流直流変換装置であって、前記交流電源の電圧を整流する整流器と、直列に接続された2つの平滑コンデンサにより構成され、前記整流器の出力電圧を平滑する平滑手段と、前記整流器の一方の入力端子と前記平滑コンデンサの接続点との間に挿入された第1の双方向スイッチと、前記整流器の他方の入力端子と前記平滑コンデンサの接続点との間に挿入された第2の双方向スイッチと、前記交流電源と前記整流器の一方の入力端子との間に挿入されたリアクトルと、PWM信号を用いたPWM制御と前記PWM信号よりも周波数の低いパルス列信号を用いたパルス列制御とを併用して、前記第1の双方向スイッチおよび前記第2の双方向スイッチを駆動制御する制御手段と、を備えることを特徴とする。

発明の効果

0010

本発明によれば、スイッチング素子のスイッチングに伴うノイズの抑制および低損失化を実現することができ、低コストな交流直流変換装置、およびヒートポンプ式給湯機、空気調和機、ならびに冷凍機を得ることができる、という効果を奏する。

図面の簡単な説明

0011

図1は、実施の形態1にかかる交流直流変換装置の一構成例を示す図である。
図2は、実施の形態1にかかる交流直流変換装置の動作原理を説明するための理想状態における等価回路を示す図である。
図3は、実施の形態1にかかる交流直流変換装置の各部波形の一例を示す図である。
図4は、実施の形態1にかかる交流直流変換装置の各部波形の図3とは異なる一例を示す図である。
図5は、実施の形態1にかかる交流直流変換装置の入力電流波形の一例を示す図である。
図6は、実施の形態1にかかる交流直流変換装置の整流器の入力端子間電圧波形の一例を示す図である。
図7は、実施の形態2にかかる交流直流変換装置の一構成例を示す図である。
図8は、実施の形態3にかかる交流直流変換装置の一構成例を示す図である。

実施例

0012

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる交流直流変換装置、およびヒートポンプ式給湯機、空気調和機、ならびに冷凍機、および交流直流変換装置の制御方法について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

0013

実施の形態1.
図1は、実施の形態1にかかる交流直流変換装置の一構成例を示す図である。図1に示すように、実施の形態1にかかる交流直流変換装置100は、交流電源1から供給される交流電力を直流電力に変換して直流負荷8に供給するように構成されており、交流電源1の電圧を整流する整流器2と、直列に接続された2つの平滑コンデンサ7a,7bにより構成され、整流器2からの出力電圧を平滑する平滑手段12と、整流器2の一方の入力端子と平滑コンデンサ7a,7bの接続点との間に挿入された第1の双方向スイッチ6aと、整流器2の他方の入力端子と平滑コンデンサ7a,7bの接続点との間に挿入された第2の双方向スイッチ6bと、交流電源1と整流器2の一方の入力端子との間に挿入されたリアクトル5と、出力電圧検出部21および電源電圧位相検出部22により検出された各検出値に基づいて、第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bを駆動制御する制御手段200とを備えている。整流器2は、4個の整流ダイオード2a〜2dをブリッジ接続して構成される。

0014

第1の双方向スイッチ6aは、スイッチング素子3aとダイオード整流器4aとから構成され、第2の双方向スイッチ6bは、同様にスイッチング素子3bとダイオード整流器4bとから構成される。なお、図1に示す例では、スイッチング素子3a,3bとしてIGBT具備した例を示している。また、図1に示す例では、交流電源1の両端電圧をVs、図1中のa−b間の電圧、すなわち整流器2の入力端子間電圧をVc、リアクトル5に流れる電流をIとする。

0015

また、平滑コンデンサ7aと並列ダイオード10aおよび抵抗11aが接続され、平滑コンデンサ7bと並列にダイオード10bおよび抵抗11bが接続されている。なお、これらの各ダイオード10a,10bおよび各抵抗11a,11bは、各コンデンサ7a,7bの充放電バランスを保つため等に便宜上用いるもので、装置の用途や仕様条件等を考慮し、必要に応じて適宜追加・省略してよい。

0016

制御手段200は、パルス生成手段20、信号切り替え手段23,24、およびスイッチ駆動手段25,26を含み構成される。

0017

パルス生成手段20は、第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bをオンオフさせるためのパルスを生成する構成部であり、その機能を実現する回路デバイスのようなハードウェアで構成することもできるし、マイコンやCPU(Central Processing Unit)のような演算装置とその動作を規定するソフトウェアで構成することもできる。

0018

各信号切り替え手段23,24は、パルス生成手段20からの出力信号を切り替える構成部であり、接点開閉状態で信号の通過経路を変更できるようリレーやスイッチ等で構成される。信号切り替え手段23は、各信号sa1,sa2の切り替え、信号切り替え手段24は、各信号sb1,sb2の切り替えをそれぞれ行う。なお、これら各信号切り替え手段23,24は、信号の切り替え・選択処理が可能であれば、これに限るものでなく、他の代替手段で置き換えてもよい。また、図1に示す例では、パルス生成手段20の外部に各信号切り替え手段23,24を設け、信号の切り替え・選択処理を行う例を示しているが、この信号の切り替え・選択処理をパルス生成手段20において演算処理する構成としてもよい。

0019

各スイッチ駆動手段25,26は、各信号切り替え手段23,24から出力される各信号sa3,sb3を第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bを駆動する各駆動信号SA,SBに変換する構成部であり、バッファおよび電圧レベルシフト回路等で構成される。

0020

つぎに、実施の形態1にかかる交流直流変換装置100の動作原理について、図2を参照して説明する。図2は、実施の形態1にかかる交流直流変換装置の動作原理を説明するための理想状態における等価回路を示す図である。なお、交流電源1およびリアクトル5は図1に示すものと同様であり、図1中のa−bから直流負荷8側を見た構成を仮想交流電源9とする。また、交流電源1の両端電圧をVs、仮想交流電源9の両端電圧(つまり、図1中のa−b間の電圧、すなわち整流器2の入力端子間電圧)をVc、リアクトル5に流れる入力電流をIとする点も図1と同様である。

0021

実施の形態1にかかる交流直流変換装置100は、図2に示すような仮想交流電源9として表されるように、第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bを相互的に動作させることで実現する。

0022

リアクトル5に流れる入力電流Iは、交流電源1の電圧Vsと仮想交流電源9の電圧Vcとの差電圧によって決まる。ここで、入力電流Iは交流量であるため、図2に示す等価回路の回路方程式は、角周波数をω、リアクトル5のインダクタンスをLとすると、下記(1)で表される。

0023

jwLI=Vs−Vc …(1)

0024

ここで、交流電源1の電圧Vs、および仮想交流電源9の電圧Vcがそれぞれ正弦波状であるものと仮定し、交流電源1の電圧振幅をV1、仮想交流電源9の電圧振幅をV2とすると、下記(2),(3)式で表される。

0025

Vs=√2・V1・sin(ωt) …(2)
Vc=√2・V2・sin(ωt−φ) …(3)

0026

上記(2),(3)式において、φは交流電源1の電圧Vsと仮想交流電源9の電圧Vcとの位相差を示している。ここで、V1=V2と仮定すると、入力電流Iは、下記(4)式で表される。

0027

I=(1/jωL)・2・cos(φ/2)・cos(ωt−φ/2) …(4)

0028

上記(4)式において、VsとVcとの位相差φが変動しなければ、cos(φ/2)は定数となる。この(4)式における定数部分をまとめてKとすると、入力電流Iは、下記(5)式で表される。

0029

I=−j・K・cos(ωt−φ/2) …(5)

0030

上記(3)式で表されるように、仮想交流電源9の電圧Vcが正弦波状で出力されることにより、上記(5)式で表されるように、リアクトル5に流れる入力電流Iが正弦波状となり、高調波電流が抑制される。

0031

また、入力電流Iと交流電源1の電圧Vsとの位相差がゼロとなると、電源力率は100%となる。つまり、仮想交流電源9の電圧振幅V2と、交流電源1の電圧Vsと仮想交流電源9の電圧Vcとの位相差φとを適切に制御して、正弦波状の電圧Vcを出力することにより、入力電流Iの高調波を抑制すると共に、力率向上を実現できる。

0032

つぎに、実施の形態1にかかる交流直流変換装置100の制御手段200における第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bの駆動制御について説明する。

0033

図1に示す交流直流変換装置100では、第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bの4つの開閉状態に応じた3つの動作モードが存在する。つまり、第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bが共に開状態オフ制御状態)である場合には全波整流モードとなり、第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bのうちのいずれか一方が閉状態オン制御状態)であり、他方が開状態(オフ制御状態)である場合には倍電圧整流モードとなり、第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bが共に閉状態(オン制御状態)である場合には電源短絡モードとなる。第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bを駆動制御してこれら各動作モードを切り替えることにより、出力端子間の電圧が所望値となるように制御する。

0034

従来のPWM信号を用いたPWM制御では、出力電圧検出部21により検出された出力電圧検出値と所望の電圧値とを入力して比例積分制御等を行い、整流器2の入力端子間電圧(図1に示すa−b間の電圧)Vcが略正弦波状となるようにPWM信号のデューティ調整を行い、第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bの各スイッチング素子3a,3bをオン/オフ動作させる。このように制御することで、入力電流Iを略正弦波状とし、且つ所望の出力電圧を得ることができる。

0035

このような従来のPWM制御を用いた場合、設計が容易で高い昇圧能力が得られ、且つ高調波電流を十分抑制できる等のメリットを有する反面、スイッチング素子のスイッチング動作に伴い、PWM信号の周波数に応じたノイズが発生する。PWM信号の周波数を低下させることによりノイズの抑制を図ることも可能であるが、ノイズ対策のためのコストをより低減させるためには、さらなる低ノイズ化が望まれている。

0036

また、数kHz程度の低周波数であっても、常時PWM制御を行うことにより、高負荷である場合にはスイッチング損失が増加するため、スイッチング素子の発熱対策のためのコストが増加する要因となる。

0037

ここで、整流器2の入力端子間電圧Vcを略正弦波状の波形に制御できれば、結果的に入力電流Iを略正弦波状に制御することができる。また、入力電流Iの勾配が比較的小さな区間、つまり、入力電流Iのゼロクロス付近ピーク付近においては、PWM制御による密な駆動制御を行わなくとも、入力電流Iを略正弦波状に制御することが可能である。つまり、このような入力電流Iの勾配が比較的小さな区間では、PWM信号を用いず、上述した全波整流モード・倍電圧整流モード・電源短絡モードを組み合わせ、PWM信号よりも周波数の低い数パルスのパルス列信号を用いて、第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bの各スイッチング素子3a,3bを駆動制御することにより、PWM制御に代替することが可能である。

0038

したがって、本実施の形態では、入力電流Iの勾配が比較的小さい区間では、上述したパルス列信号を用いたパルス列制御を行い、この区間以外の入力電流Iの勾配が大きい区間では、PWM信号を用いたPWM制御を行う。つまり、PWM制御とパルス列制御とを併用して、第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bを駆動制御する。このように制御することにより、パルス列制御を行う区間では、PWM制御を行う区間よりも第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bの各スイッチング素子3a,3bのスイッチング頻度を減らすことができるので、第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bの各スイッチング素子3a,3bのスイッチングに伴うノイズの抑制および低損失化を実現することが可能となる。

0039

なお、図1に示す交流直流変換装置100では、入力電流Iのゼロクロスは、交流電源1の電圧Vsのゼロクロスと一致し、入力電流Iのピーク位置は、交流電源1の電圧Vsのピーク位置と一致する。したがって、本実施の形態では、電源電圧位相検出部22により検出された交流電源1の電圧位相に基づいて、PWM制御とパルス列制御とを切り替える、つまり、交流電源1の電圧ゼロクロス位相を含む所定の位相区間、あるいは、交流電源1の電圧ピーク位相を含む所定の位相区間を入力電流Iの勾配が比較的小さい区間と見做し、これらの区間において、パルス列制御により第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bを駆動制御する。

0040

つぎに、実施の形態1にかかる交流直流変換装置100の具体的な動作について、図1図3、および図4を参照して説明する。図3は、実施の形態1にかかる交流直流変換装置の各部波形の一例を示す図である。また、図4は、実施の形態1にかかる交流直流変換装置の各部波形の図3とは異なる一例を示す図である。

0041

まず、図3に示す例について説明する。図3に示す例では、交流電源1の電圧位相を横軸として、1周期分(0[rad]〜2π[rad])の各部波形を示している。図3(a)は、整流器2の入力端子間電圧Vcを示し、図3(a)において破線で示す線は、交流電源1の電圧Vsを示している。図3(b)は、パルス生成手段20から出力されるスイッチング素子3a用のPWM信号sa1を示し、図3(c)は、パルス生成手段20から出力されるスイッチング素子3b用のPWM信号sb1を示し、図3(d)は、パルス生成手段20から出力されるスイッチング素子3a用のパルス列信号sa2を示し、図3(e)は、パルス生成手段20から出力されるスイッチング素子3b用のパルス列信号sb2を示し、図3(f)は、信号切り替え手段23から出力されるスイッチング素子3a用の信号sa3を示し、図3(g)は、信号切り替え手段24から出力されるスイッチング素子3b用の信号sb3を示している。

0042

また、図3に示す例では、交流電源1の電圧ゼロクロス位相(0(2π)[rad],π[rad])を含む所定の位相区間(A区間、D区間、E区間、H区間)を入力電流Iの勾配が比較的小さい区間と見做し、これらの各区間において、パルス列制御を行う例を示している。なお、本実施の形態では、パルス列制御を行う区間の入力電流Iが略正弦波状となるようなパルス列パターンが予めパラメータ設定され、制御手段200内の図示しない記憶手段に記憶されているものとする。

0043

まず、図3に示すA区間におけるパルス列制御について説明する。このA区間では、各信号切り替え手段23,24によりそれぞれパルス列信号sa2およびパルス列信号sb2を選択している。

0044

0[rad]〜α1[rad]の区間では、第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bの各スイッチング素子3a,3bを双方とも閉制御状態(オン制御状態)としている(電源短絡モード)。この状態では、整流器2の入力端子間短絡されたことになり、Vc=0となる(図3(a)参照)。

0045

α1[rad]〜α2[rad]の区間では、第1の双方向スイッチ6aのスイッチング素子3aを閉制御状態(オン制御状態)とし、第2の双方向スイッチ6bのスイッチング素子3bを開制御状態(オフ制御状態)としている(倍電圧整流モード)。この状態では、整流器2の入力端子間電圧Vcは平滑コンデンサ7bの両端電圧と等しい。

0046

α2[rad]〜α3[rad]の区間では、0[rad]〜α1[rad]の区間と同様に、第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bの各スイッチング素子3a,3bを双方とも閉制御状態(オン制御状態)としている(電源短絡モード)。この状態では、整流器2の入力端子間が短絡されたことになり、Vc=0となる(図3(a)参照)。

0047

この図3に示すA区間において、各動作モードを呈する各区間のタイミングを適切に設定することにより、PWM制御による密な駆動制御を行わなくとも、このA区間における入力電流Iを略正弦波状に制御することが可能となる。

0048

また、図3に示すB,C区間では、各信号切り替え手段23,24によりそれぞれPWM信号sa1およびPWM信号sb1を選択している。

0049

この図3に示すB,C区間では、PWM制御による駆動制御を行うことにより、このB,C区間における入力電流Iを略正弦波状に制御する。

0050

また、図3に示すD区間では、π/2[rad]を基準として上述したA区間と対称となるようなパルス列パターンとする。これにより、パルス列パターンを設定するためのパラメータを減らすことができる。また、上述したA区間と同様に、入力電流Iを略正弦波状に制御することが可能となる。

0051

なお、図3のE〜H区間は、A〜D区間に対して、交流電源1の極性反転している点と、パルス列パターンの設定がスイッチング素子3a用とスイッチング素子3b用とが入れ替わっている点とが異なっている。

0052

つぎに、図4に示す例について説明する。図4に示す例では、図3に示す例と同様に、交流電源1の電圧位相を横軸として、1周期分(0[rad]〜2π[rad])の各部波形を示している。図4(a)は、整流器2の入力端子間電圧Vcを示し、図4(a)において破線で示す線は、交流電源1の電圧Vsを示している。図4(b)は、パルス生成手段20から出力されるスイッチング素子3a用のPWM信号sa1を示し、図4(c)は、パルス生成手段20から出力されるスイッチング素子3b用のPWM信号sb1を示し、図4(d)は、パルス生成手段20から出力されるスイッチング素子3a用のパルス列信号sa2を示し、図4(e)は、パルス生成手段20から出力されるスイッチング素子3b用のパルス列信号sb2を示し、図4(f)は、信号切り替え手段23から出力されるスイッチング素子3a用の信号sa3を示し、図4(g)は、信号切り替え手段24から出力されるスイッチング素子3b用の信号sb3を示している。

0053

この図4に示す例では、図3に示す例が1/2周期毎にパルス列パターンをスイッチング素子3a用とスイッチング素子3b用とで入れ替えているのに対し、1/2周期内でπ/2[rad]あるいは3π/2[rad]を基準として対称となるようなパルス列パターンをスイッチング素子3a用とスイッチング素子3b用とで入れ替えている点が異なっている。

0054

このように、交流電源1の電圧ゼロクロス位相(0(2π)[rad],π[rad])を含む所定の位相区間(A区間、D区間、E区間、H区間)を入力電流Iの勾配が比較的小さい区間と見做し、これらの各区間においては、従来のPWM制御に代えて、PWM信号よりも周波数の低いパルス列信号を用いて第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bを駆動制御するパルス列制御を行うことにより、パルス列制御を行う区間では、PWM制御を行う区間よりも第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bの各スイッチング素子3a,3bのスイッチング頻度を減らすことができるので、第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bの各スイッチング素子3a,3bのスイッチングに伴うノイズの抑制および低損失化を実現することが可能となる。

0055

なお、図3および図4に示した例では、交流電源1の電圧ゼロクロス位相(0(2π)[rad],π[rad])を含む所定の位相区間(A区間、D区間、E区間、H区間)を入力電流Iの勾配が比較的小さい区間と見做し、これらの各区間において、パルス列制御を行う例を示したが、交流電源1の電圧ピーク位相(π/2[rad],3π/2[rad])を含む所定の位相区間を入力電流Iの勾配が比較的小さい区間と見做し、これらの各区間において、パルス列制御を行うようにしてもよいし、交流電源1の電圧ゼロクロス位相(0(2π)[rad],π[rad])を含む所定の位相区間、および、交流電源1の電圧ピーク位相(π/2[rad],3π/2[rad])を含む所定の位相区間の双方において、パルス列制御を行うようにすることも可能である。

0056

図5は、実施の形態1にかかる交流直流変換装置の入力電流波形の一例を示す図である。また、図6は、実施の形態1にかかる交流直流変換装置の整流器の入力端子間電圧波形の一例を示す図である。これらの図5図6に示す例では、図3図4に示したように、交流電源1の電圧ゼロクロス位相を含む所定の位相区間を入力電流Iの勾配が比較的小さい区間と見做し、これらの各区間において、パルス列制御を行った場合の各波形例を示している。

0057

図5に示すように、実施の形態1にかかる交流直流変換装置100の入力電流Iは、低次高調波は残るものの、高次高調波は抑制された波形が得られていることが分かる。

0058

また、図6に示すように、実施の形態1にかかる交流直流変換装置100の整流器2の入力端子間電圧Vcは、交流電源1の電圧ゼロクロス位相を含む所定の位相区間において、PWM信号よりも周波数の低いパルス列信号を用いて、第1の双方向スイッチ6aおよび第2の双方向スイッチ6bの各スイッチング素子3a,3bを駆動制御することにより、交流電源1の電圧ゼロクロス付近は各スイッチング素子3a,3bのスイッチング回数が低減できていることが分かる。

0059

なお、上記説明では、入力電流Iの勾配が比較的小さい区間では、上述したパルス列信号を用いたパルス列制御を行い、この区間以外の入力電流Iの勾配が大きい区間では、PWM信号を用いたPWM制御を行う例について説明したが、入力電流Iが略正弦波状となるように制御可能な範囲で、パルス列制御を行う区間とPWM制御を行う区間とを任意に組み合わせてもよい。

0060

以上説明したように、実施の形態1の交流直流変換装置によれば、従来のPWM信号を用いたPWM制御と、PWM信号よりも周波数の低いパルス列信号を用いたパルス列制御とを併用して、第1の双方向スイッチおよび第2の双方向スイッチを駆動制御するようにしたので、パルス列制御を行う区間では、PWM制御を行う区間よりも第1の双方向スイッチおよび第2の双方向スイッチの各スイッチング素子のスイッチング頻度を減らすことができるので、第1の双方向スイッチおよび第2の双方向スイッチの各スイッチング素子のスイッチングに伴うノイズの抑制および低損失化を実現することができ、ノイズ対策やスイッチング素子の発熱対策のためのコストを低減することが可能となり、低コストな交流直流変換装置を得ることができる。

0061

また、入力電流の勾配が比較的小さい区間では、従来のPWM制御による密な駆動制御を行わなくとも入力電流を略正弦波状に制御することが可能であることに着目し、入力電流の勾配が比較的小さい区間ではパルス列制御により第1の双方向スイッチおよび第2の双方向スイッチを駆動制御し、この区間以外の入力電流の勾配が大きい区間ではPWM制御により第1の双方向スイッチおよび第2の双方向スイッチを駆動制御することにより、高調波電流を抑制しつつ、上述した効果を得ることができる。

0062

なお、入力電流の勾配が比較的小さい区間とは、入力電流のゼロクロス付近やピーク付近であり、入力電流のゼロクロスは、交流電源の電圧ゼロクロスと一致し、入力電流のピーク位置は、交流電源の電圧ピーク位置と一致する。このため、電源電圧位相検出部により検出された交流電源の電圧位相に基づいて、PWM制御とパルス列制御とを切り替える、つまり、交流電源の電圧ゼロクロス位相を含む所定の位相区間、あるいは、交流電源の電圧ピーク位相を含む所定の位相区間を入力電流の勾配が比較的小さい区間と見做し、これらの区間において、パルス列制御により第1の双方向スイッチおよび第2の双方向スイッチを駆動制御するようにすればよい。

0063

実施の形態2.
図7は、実施の形態2にかかる交流直流変換装置の一構成例を示す図である。図7に示すように、実施の形態2にかかる交流直流変換装置100aは、実施の形態1において説明した図1に示す構成に加え、整流器2の入力電流Iを検出する入力電流検出部27を具備した構成としている。なお、実施の形態1と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。

0064

入力電流Iの電流値が変化する場合、パルス列制御を行う区間において入力電流Iが略正弦波状となるようなパルス列パターンも変化する。したがって、本実施の形態では、例えば、制御手段200内の図示しない記憶手段に入力電流Iの電流値に応じたパルス列パターンの各パラメータ設定値テーブル化して保持しておき、入力電流検出部27により検出される入力電流Iの大きさに応じて、テーブルからパルス列パターンの各パラメータ設定値を読み出し、各スイッチング素子3a,3b用の各パルス列信号sa2,sb2を生成する。

0065

このようにすれば、入力電流Iの電流値が変化した場合でも、その入力電流Iの大きさに応じて、パルス列制御を行う区間において入力電流Iが略正弦波状となるようなパルス列パターンとすることができ、入力電流Iを略正弦波状に制御することが可能となる。

0066

以上説明したように、実施の形態2の交流直流変換装置によれば、整流器の入力電流を検出する入力電流検出部を具備し、入力電流の大きさに応じて、各スイッチング素子用のパルス列信号を生成するようにしたので、入力電流の電流値が変化した場合でも、入力電流を略正弦波状に制御することができ、高調波電流を抑制しつつ、第1の双方向スイッチおよび第2の双方向スイッチの各スイッチング素子のスイッチングに伴うノイズの抑制および低損失化を実現することができ、ノイズ対策やスイッチング素子の発熱対策のためのコストを低減することが可能となり、低コストな交流直流変換装置を得ることができる。

0067

実施の形態3.
図8は、実施の形態3にかかる交流直流変換装置の一構成例を示す図である。図8に示すように、実施の形態3にかかる交流直流変換装置100bは、実施の形態2において説明した図7に示す構成の入力電流検出部27に代えて、直流負荷8に流れる負荷電流を検出する負荷電流検出部28を具備した構成としている。なお、実施の形態2と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。

0068

直流負荷8に流れる負荷電流が変化する場合には、これに伴い入力電流Iの電流値も変化するため、パルス列制御を行う区間において入力電流Iが略正弦波状となるようなパルス列パターンも変化する。したがって、本実施の形態では、例えば、制御手段200内の図示しない記憶手段に負荷電流値に応じたパルス列パターンの各パラメータ設定値をテーブル化して保持しておき、負荷電流検出部28により検出される負荷電流の大きさに応じて、テーブルからパルス列パターンの各パラメータ設定値を読み出し、各スイッチング素子3a,3b用の各パルス列信号sa2,sb2を生成する。

0069

このようにすれば、負荷電流値が変化し、これに伴い入力電流Iの電流値が変化した場合でも、負荷電流の大きさに応じて、パルス列制御を行う区間において入力電流Iが略正弦波状となるようなパルス列パターンとすることができ、入力電流Iを略正弦波状に制御することが可能となる。

0070

以上説明したように、実施の形態3の交流直流変換装置によれば、直流負荷に流れる負荷電流を検出する負荷電流検出部を具備し、負荷電流の大きさに応じて、各スイッチング素子用のパルス列信号を生成するようにしたので、負荷電流値の変化に伴い入力電流の電流値が変化した場合でも、入力電流を略正弦波状に制御することができ、第1の双方向スイッチおよび第2の双方向スイッチの各スイッチング素子のスイッチングに伴うノイズの抑制および低損失化を実現することができ、ノイズ対策やスイッチング素子の発熱対策のためのコストを低減することが可能となり、低コストな交流直流変換装置を得ることができる。

0071

なお、上述した実施の形態で説明した交流直流変換装置において、PWM制御により第1の双方向スイッチおよび第2の双方向スイッチを駆動制御する際に、PWM制御によるスイッチング周波数に起因する騒音が無視できない場合(例えば、スイッチング周波数が数kHz〜20kHzの範囲内、つまり、可聴帯域内である場合)には、PWM信号の周波数を可変するようにすれば、PWM制御区間における騒音レベルを低減することができる。

0072

また、上述した実施の形態において説明した交流直流変換装置は、例えば、ヒートポンプ式給湯機、空気調和機、冷凍機等、家電製品全般の電源装置として適用することにより、これらの機器の低ノイズ化・低損失化や、これに伴う低コスト化を図ることが可能となる。

0073

また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

0074

1交流電源、2整流器、2a〜2d整流ダイオード、3a,3bスイッチング素子、4a,4bダイオード整流器、5リアクトル、6a 第1の双方向スイッチ、6b 第2の双方向スイッチ、7a,7b平滑コンデンサ、8直流負荷、9仮想交流電源、10a,10bダイオード、11a,11b抵抗、12 平滑手段、20パルス生成手段、21出力電圧検出部、22電源電圧位相検出部、23,24 信号切り替え手段、25,26 スイッチ駆動手段、27入力電流検出部、28負荷電流検出部、100,100a,100b交流直流変換装置、200 制御手段。

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