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技術 測定装置および該測定装置を備えた充電装置

出願人 ニチコン株式会社
発明者 松川茂
出願日 2012年6月8日 (8年0ヶ月経過) 出願番号 2012-130789
公開日 2013年12月19日 (6年6ヶ月経過) 公開番号 2013-253911
状態 特許登録済
技術分野 電池等の充放電回路 電流・電圧の測定
主要キーワード 初期関係 スルーレート値 電力制御機器 LCローパスフィルタ 目標電力値 絶縁アンプ アナログ増幅 直流出力電流
関連する未来課題
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図面 (9)

課題

測定対象である電流または電圧真値を正確に測定することができる測定装置および該測定装置を備えた充電装置を提供する。

解決手段

アンプ部2と真値算出部3を備えた測定装置1であって、アンプ部2は、アナログ入力信号Siを増幅してアナログ増幅信号Shを生成するアナログ入力信号増幅回路4と、三角波信号Scを生成する三角波信号生成回路5と、アナログ増幅信号Shおよび三角波信号Scに基づいてPWM信号Skを生成するPWM信号生成回路6と、PWM信号Skをアナログ出力信号Soに変換するフィルタ回路7とを有し、真値算出部3は、初期関係データが予め格納されている記憶回路8と、現関係データを生成する関係データ生成回路9と、現関係データに基づいて真値を算出する演算回路10とを有することを特徴とする。

概要

背景

一般に、電力パワー)系と制御系とからなる充電装置のような電力制御機器では、電力系高電圧になる一方、制御系が低電圧になる。
このため、電力系内の電流または電圧真値を測定して制御系に伝達する場合、絶縁アンプを備えた測定装置が使用される。

かかる測定装置に備えられた絶縁アンプとしては、例えば、特許文献1に記載のものが知られている。図7に示すように、この絶縁アンプ30は、測定対象である電流の電流値(真値)に応じたアナログ入力信号Siが入力されると、該アナログ入力信号Siに基づいてアナログ出力信号Soを出力するものであり、アナログ入力信号増幅回路31と、三角波信号生成回路32と、PWM信号生成回路33と、フィルタ回路34とを有している。

アナログ入力信号増幅回路31は、オペアンプを2個用いた差動増幅回路から構成されている。アナログ入力信号増幅回路31では、アナログ入力信号Siが所定の増幅率増幅されて、アナログ増幅信号が生成される。生成されたアナログ増幅信号は、PWM信号生成回路33に出力される。

三角波信号生成回路32は、ヒステリシスコンパレータ32aと積分器32bから構成されている。三角波信号生成回路32では、所定周波数三角波信号が生成される。生成された三角波信号は、PWM信号生成回路33に出力される。

PWM信号生成回路33は、主に、コンパレータ33aとフォトカプラ33bから構成されている。アナログ入力信号増幅回路31から出力されたアナログ増幅信号と、三角波信号生成回路32から出力された三角波信号は、ともにコンパレータ33aに入力される。
コンパレータ33aでは、アナログ増幅信号および三角波信号の加算信号が、0Vと比較されるため、アナログ増幅信号および三角波信号との大小関係に基づいてPWM信号が生成される。生成されたPWM信号は、フォトカプラ33bを介してフィルタ回路34に出力される。

フィルタ回路34は、オペアンプ、コンデンサおよび抵抗から構成されている。フィルタ回路34では、フォトカプラ33bから出力されたPWM信号が平均化処理されて、アナログ出力信号Soに変換される。

かかる絶縁アンプ30を備えた測定装置では、フィルタ回路34から出力されたアナログ出力信号Soの信号値に基づいて、測定対象である電流の真値が決定される。

概要

測定対象である電流または電圧の真値を正確に測定することができる測定装置および該測定装置を備えた充電装置を提供する。アンプ部2と真値算出部3を備えた測定装置1であって、アンプ部2は、アナログ入力信号Siを増幅してアナログ増幅信号Shを生成するアナログ入力信号増幅回路4と、三角波信号Scを生成する三角波信号生成回路5と、アナログ増幅信号Shおよび三角波信号Scに基づいてPWM信号Skを生成するPWM信号生成回路6と、PWM信号Skをアナログ出力信号Soに変換するフィルタ回路7とを有し、真値算出部3は、初期関係データが予め格納されている記憶回路8と、現関係データを生成する関係データ生成回路9と、現関係データに基づいて真値を算出する演算回路10とを有することを特徴とする。

目的

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、測定対象である電流または電圧の真値を正確に測定することができる測定装置および該測定装置を備えた充電装置を提供する

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
2件

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請求項1

測定対象である電圧または電流真値に応じたアナログ入力信号が入力され、かつ入力された前記アナログ入力信号に基づいてアナログ出力信号を出力するアンプ部と、該アンプ部から出力された前記アナログ出力信号の信号値に基づいて前記電圧または電流の真値を算出する真値算出部とを備えた測定装置であって、前記アンプ部は、前記アナログ入力信号に基づいてアナログ増幅信号を生成するアナログ入力信号増幅回路と、所定周波数三角波信号を生成する三角波信号生成回路と、前記アナログ増幅信号および前記三角波信号に基づいてPWM信号を生成するPWM信号生成回路と、前記PWM信号を前記アナログ出力信号に変換するフィルタ回路と、を有し、前記真値算出部は、前記電圧または電流の真値と前記アナログ出力信号の初期の信号値との関係を示す初期関係データが予め格納されている記憶回路と、前記初期関係データと現在出力されている前記アナログ出力信号の信号値とに基づいて、前記電圧または電流の真値と前記アナログ出力信号の現在の信号値との関係を示す現関係データを生成する関係データ生成回路と、前記現関係データと現在出力されている前記アナログ出力信号の信号値に基づいて、前記電圧または電流の現在の真値を算出する演算回路と、を有することを特徴とする測定装置。

請求項2

前記初期関係データに、前記電圧または電流の真値と前記アナログ出力信号の初期の信号値との関係を示す一次関数の傾きαおよび切片βが含まれ、前記現関係データに、前記電圧または電流の真値と前記アナログ出力信号の現在の信号値との関係を示す一次関数の傾きα’および切片β’が含まれることを特徴とする請求項1に記載の測定装置。

請求項3

前記アナログ入力信号増幅回路は、一方の入力端子に所定のオフセット電圧印加し、かつ他方の入力端子に前記アナログ増幅信号を帰還させた差動増幅回路からなり、前記関係データ生成回路は、前記電圧または電流の真値が既知のとき、前記アナログ出力信号の信号値から前記切片β’を算出し、算出した前記切片β’と前記傾きαおよび前記切片βとから前記傾きα’を算出することにより、前記現関係データを生成することを特徴とする請求項2に記載の測定装置。

請求項4

外部から供給された交流電圧整流および平滑して直流入力電圧を生成する整流平滑回路と、前記直流入力電圧をスイッチ手段スイッチングして直流出力電圧に変換するDC/DCコンバータ回路と、前記スイッチ手段のデューティ比を制御する制御回路とを備え、前記直流出力電圧でバッテリー充電する充電装置であって、請求項2または3に記載の測定装置をさらに備え、前記測定装置は、前記アンプ部に、前記DC/DCコンバータ回路で生成された直流出力電流または前記直流出力電圧の真値に応じたアナログ入力信号が入力され、かつ前記真値算出部から、前記演算回路で算出された前記直流出力電流または直流出力電圧の真値を出力し、前記制御回路は、前記真値算出部から出力された前記直流出力電流または直流出力電圧の真値と、前記直流出力電流または直流出力電圧の目標値とに基づくフィードバック制御により前記デューティ比を制御することを特徴とする充電装置。

請求項5

前記バッテリーは、車載バッテリーであり、前記PWM信号生成回路は、前記アナログ増幅信号と前記三角波信号との大小関係に基づいてPWM信号を生成する比較手段と、該比較手段により生成された前記PWM信号を電気的に絶縁した状態で伝達する信号伝達手段とを含むことを特徴とする請求項4に記載の充電装置。

請求項6

前記関係データ生成回路は、前記直流出力電流または直流出力電圧の真値がゼロになる充電開始前に前記切片β’を算出し、算出した前記切片β’と前記傾きαおよび前記切片βとから前記傾きα’を算出することを特徴とする請求項4または5に記載の充電装置。

請求項7

前記直流出力電流の真値に応じた電圧降下を発生させるシャント抵抗をさらに備え、前記シャント抵抗は、前記電圧降下に応じた信号を前記アナログ入力信号として出力し、前記真値算出部は、前記シャント抵抗に流れる前記直流出力電流の真値を算出することを特徴とする請求項4〜6のいずれかに記載の充電装置。

技術分野

0001

本発明は、電圧または電流を測定するための測定装置および該測定装置を備えた充電装置に関する。

背景技術

0002

一般に、電力パワー)系と制御系とからなる充電装置のような電力制御機器では、電力系高電圧になる一方、制御系が低電圧になる。
このため、電力系内の電流または電圧の真値を測定して制御系に伝達する場合、絶縁アンプを備えた測定装置が使用される。

0003

かかる測定装置に備えられた絶縁アンプとしては、例えば、特許文献1に記載のものが知られている。図7に示すように、この絶縁アンプ30は、測定対象である電流の電流値(真値)に応じたアナログ入力信号Siが入力されると、該アナログ入力信号Siに基づいてアナログ出力信号Soを出力するものであり、アナログ入力信号増幅回路31と、三角波信号生成回路32と、PWM信号生成回路33と、フィルタ回路34とを有している。

0004

アナログ入力信号増幅回路31は、オペアンプを2個用いた差動増幅回路から構成されている。アナログ入力信号増幅回路31では、アナログ入力信号Siが所定の増幅率増幅されて、アナログ増幅信号が生成される。生成されたアナログ増幅信号は、PWM信号生成回路33に出力される。

0005

三角波信号生成回路32は、ヒステリシスコンパレータ32aと積分器32bから構成されている。三角波信号生成回路32では、所定周波数三角波信号が生成される。生成された三角波信号は、PWM信号生成回路33に出力される。

0006

PWM信号生成回路33は、主に、コンパレータ33aとフォトカプラ33bから構成されている。アナログ入力信号増幅回路31から出力されたアナログ増幅信号と、三角波信号生成回路32から出力された三角波信号は、ともにコンパレータ33aに入力される。
コンパレータ33aでは、アナログ増幅信号および三角波信号の加算信号が、0Vと比較されるため、アナログ増幅信号および三角波信号との大小関係に基づいてPWM信号が生成される。生成されたPWM信号は、フォトカプラ33bを介してフィルタ回路34に出力される。

0007

フィルタ回路34は、オペアンプ、コンデンサおよび抵抗から構成されている。フィルタ回路34では、フォトカプラ33bから出力されたPWM信号が平均化処理されて、アナログ出力信号Soに変換される。

0008

かかる絶縁アンプ30を備えた測定装置では、フィルタ回路34から出力されたアナログ出力信号Soの信号値に基づいて、測定対象である電流の真値が決定される。

先行技術

0009

特開平09−162804号公報

発明が解決しようとする課題

0010

ところで、三角波信号生成回路32では、図8に示すように、ヒステリシスコンパレータ32aから矩形波信号(信号a)が出力され、積分器32bから三角波信号(信号b)が出力される。
より具体的には、ヒステリシスコンパレータ32aから出力される信号aは、フィードバックされた信号aおよび信号bの加算値が0Vより大きくなるとプラス側に反転し、上記加算値が0Vより小さくなるとマイナス側に反転する。
積分器32bから出力される信号bは、ヒステリシスコンパレータ32aから出力される信号aがプラスの場合に減少し、ヒステリシスコンパレータ32aから出力される信号aがマイナスの場合に増加する。

0011

信号aの反転時間には、ヒステリシスコンパレータ32aのスルーレート値(V/μs)によって決定される遅延時間が含まれている。このため、経年変化等によりスルーレート値が変動すると、遅延時間が変動し、信号aが反転するタイミングが変動してしまう。その結果、信号bが反転するタイミングも変動し、信号bのピーク値が変動してしまう。
また、ヒステリシスコンパレータ32aや積分器32bの電源電圧が変動した場合も、信号bのピーク値は変動してしまう。

0012

信号bのピーク値が変動してしまうと、PWM信号生成回路33で生成されるPWM信号のデューティ比誤差が生じ、フィルタ回路34から出力されるアナログ出力信号Soに誤差が生じてしまう。

0013

従来の測定装置では、アナログ出力信号Soの信号値から一義的に真値が決定されるので、信号bのピーク値の変動によりアナログ出力信号Soに誤差が生じると、誤差を含むアナログ出力信号Soの信号値に応じた真値が決定されてしまう。
すなわち、従来の測定装置では、絶縁アンプ30から出力されたアナログ出力信号Soに誤差が生じた場合、決定された電流の真値と実際に流れている電流の真値とが一致しないという問題があった。

0014

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、測定対象である電流または電圧の真値を正確に測定することができる測定装置および該測定装置を備えた充電装置を提供することにある。

課題を解決するための手段

0015

上記課題を解決するために、本発明に係る測定装置は、(1)測定対象である電圧または電流の真値に応じたアナログ入力信号が入力され、かつ入力されたアナログ入力信号に基づいてアナログ出力信号を出力するアンプ部と、該アンプ部から出力されたアナログ出力信号の信号値に基づいて電圧または電流の真値を算出する真値算出部とを備えた測定装置であって、
アンプ部は、
アナログ入力信号に基づいてアナログ増幅信号を生成するアナログ入力信号増幅回路と、
所定周波数の三角波信号を生成する三角波信号生成回路と、
アナログ増幅信号および三角波信号に基づいてPWM信号を生成するPWM信号生成回路と、
PWM信号をアナログ出力信号に変換するフィルタ回路と、
を有し、
真値算出部は、
電圧または電流の真値とアナログ出力信号の初期の信号値との関係を示す初期関係データが予め格納されている記憶回路と、
初期関係データと現在出力されているアナログ出力信号の信号値とに基づいて、電圧または電流の真値とアナログ出力信号の現在の信号値との関係を示す現関係データを生成する関係データ生成回路と、
現関係データと現在出力されているアナログ出力信号の信号値に基づいて、電圧または電流の現在の真値を算出する演算回路と、
を有することを特徴とする。

0016

この構成によれば、予め格納されている初期関係データに基づいて、真値とアナログ出力信号の現在の信号値との関係を示す現関係データが生成されるので、アナログ出力信号の信号値に誤差が生じた場合であっても、現関係データに基づいて真値を正確に算出することができる。
したがって、この構成によれば、測定対象である電流または電圧の真値を正確に測定することができる。

0017

上記(1)の測定装置では、(2)初期関係データに、電圧または電流の真値とアナログ出力信号の初期の信号値との関係を示す一次関数の傾きαおよび切片βが含まれ、
現関係データに、電圧または電流の真値とアナログ出力信号の現在の信号値との関係を示す一次関数の傾きα’および切片β’が含まれることが好ましい。

0018

アナログ増幅信号および三角波信号に基づいてPWM信号を生成し、該PWM信号をアナログ出力信号に変換する測定装置では、傾きαおよび切片βと、傾きα’および切片β’とが一定の関係を示す。
この構成によれば、上記関係を利用することで、予め格納されている初期関係データに基づいて、現関係データを容易に生成することができる。

0019

上記(1)または(2)の測定装置では、例えば、(3)アナログ入力信号増幅回路が、一方の入力端子に所定のオフセット電圧印加し、かつ他方の入力端子にアナログ増幅信号を帰還させた差動増幅回路からなる場合、
関係データ生成回路は、電圧または電流の真値が既知のとき、アナログ出力信号の信号値から切片β’を算出し、算出した切片β’と傾きαおよび切片βとから傾きα’を算出することにより、現関係データを生成するよう構成できる。

0020

この構成によれば、アナログ増幅信号の信号値をオフセット電圧に応じて増加させることにより、PWM信号生成回路において、アナログ増幅信号の信号値が三角波信号の0V近傍の信号値と比較されるのを防ぐことができるので、PWM信号のデューティ比の直線性を確保することができる。

0021

さらに、この構成によれば、真値が既知のときに現関係データが生成されるので、例えば、真値がゼロのときに、アナログ出力信号の信号値から切片β’、傾きα’を順に算出して、現関係データを容易に生成することができる。

0022

また、上記課題を解決するために、本発明に係る充電装置は、(4)外部から供給された交流電圧整流および平滑して直流入力電圧を生成する整流平滑回路と、直流入力電圧をスイッチ手段スイッチングして直流出力電圧に変換するDC/DCコンバータ回路と、スイッチ手段のデューティ比を制御する制御回路とを備え、直流出力電圧でバッテリー充電する充電装置であって、
上記(2)または(3)の測定装置をさらに備え、
測定装置は、アンプ部に、DC/DCコンバータ回路で生成された直流出力電流または直流出力電圧の真値に応じたアナログ入力信号が入力され、かつ真値算出部から、演算回路で算出された直流出力電流または直流出力電圧の真値を出力し、
制御回路は、真値算出部から出力された直流出力電流または直流出力電圧の真値と、直流出力電流または直流出力電圧の目標値とに基づくフィードバック制御によりデューティ比を制御することを特徴とする。

0023

この構成によれば、アナログ出力信号の信号値に誤差が生じた場合であっても、測定装置により測定対象である電流または電圧の真値を正確に測定することができるので、制御回路は、正確に測定された真値に基づいてフィードバック制御を行うことができる。
したがって、この構成によれば、バッテリーに安定した直流出力電圧を供給することができる。

0024

さらに、(5)上記バッテリーは車載バッテリーであり、かつ上記(4)の充電装置におけるPWM信号生成回路は、アナログ増幅信号と三角波信号との大小関係に基づいてPWM信号を生成する比較手段と、該比較手段により生成されたPWM信号を電気的に絶縁した状態で伝達する信号伝達手段とを含むことが好ましい。

0025

この構成によれば、PWM信号を電気的に絶縁した状態で伝達する信号伝達手段が含まれているので、高電圧側のDC/DCコンバータ回路から低電圧側の制御回路に、安全に信号を伝達することができる。

0026

上記(4)または(5)の充電装置は、例えば、(6)関係データ生成回路が、直流出力電流または直流出力電圧の真値がゼロになる充電開始前に切片β’を算出し、算出した切片β’と傾きαおよび切片βとから傾きα’を算出してもよい。

0027

この構成によれば、充電開始前に現関係データが生成されるので、充電中は現関係データに基づいて真値を正確に測定することができ、バッテリーに安定した直流出力電圧を供給し続けることができる。

0028

測定対象が電流の場合、上記(4)〜(6)の充電装置は、例えば、(7)直流出力電流の真値に応じた電圧降下を発生させるシャント抵抗をさらに備え、
シャント抵抗が、電圧降下に応じた信号をアナログ入力信号として出力し、
真値算出部が、シャント抵抗に流れる直流出力電流の真値を算出するよう構成できる。

発明の効果

0029

本発明によれば、測定対象である電流または電圧の真値を正確に測定することができる測定装置および該測定装置を備えた充電装置を提供することができる。

図面の簡単な説明

0030

本発明に係る測定装置のブロック図である。
本発明におけるアンプ部の回路図である。
本発明のアンプ部における三角波信号のピーク値の変動要因を説明するための図である。
PWM信号の生成方法を説明するための図である。
初期関係データおよび現関係データを説明するための図である。
本発明に係る充電装置のブロック図である。
従来の絶縁アンプの回路図である。
従来の絶縁アンプにおける三角波信号のピーク値の変動要因を説明するための図である。

実施例

0031

以下、添付図面を参照して、本発明に係る測定装置および該測定装置を備えた充電装置の好ましい実施形態について説明する。なお、以下では、測定対象が直流電流の場合について説明する。

0032

[測定装置]
図1に、本発明の一実施形態に係る測定装置を示す。
同図に示すように、本実施形態に係る測定装置1は、シャント抵抗RSを流れる直流電流の真値に応じたアナログ入力信号Siが入力され、かつ入力されたアナログ入力信号Siに基づいてアナログ出力信号Soを出力するアンプ部2と、該アンプ部2から出力されたアナログ出力信号Soの信号値に基づいて上記直流電流の真値を算出する真値算出部3とを備えている。

0033

アンプ部2は、アナログ入力信号Siに基づいてアナログ増幅信号Shを生成するアナログ入力信号増幅回路4と、所定周波数の鋸歯状の三角波信号Scを生成する三角波信号生成回路5と、アナログ増幅信号Shおよび三角波信号Scに基づいてPWM信号Skを生成するPWM信号生成回路6と、PWM信号Skをアナログ出力信号Soに変換するフィルタ回路7とから構成されている。

0034

図2に、アンプ部2を構成する各回路4〜7の回路図を示す。
同図に示すように、アナログ入力信号増幅回路4は、オペアンプOP1と抵抗R1〜R4とからなる差動増幅回路により構成されている。抵抗R1は、オペアンプOP1のマイナス端子反転入力端子)とシャント抵抗RSの一端との間に接続されている。抵抗R2は、オペアンプOP1の出力端子とオペアンプOP1のマイナス端子との間に接続されている。抵抗R3は、オペアンプOP1のプラス端子非反転入力端子)とシャント抵抗RSの他端との間に接続されている。抵抗R4は、オペアンプOP1のプラス端子と該プラス端子にオフセット電圧を印加するための外部電源との間に接続されている。
また、抵抗R1〜R4は、増幅率が20倍程度になるように抵抗値が設定されている。

0035

アナログ入力信号増幅回路4では、シャント抵抗RSを流れる直流電流の真値に応じた電圧信号がアナログ入力信号SiとしてオペアンプOP1に入力されると、オペアンプOP1のプラス端子とマイナス端子との電圧差が増幅されて、アナログ増幅信号Shとして出力される。
なお、アナログ入力信号増幅回路4では、オペアンプOP1のプラス端子とマイナス端子との電圧差をオフセット電圧に応じて増加させているので、PWM信号生成回路6において、アナログ増幅信号Shの信号値が三角波信号Scの0V近傍の信号値と比較されるのを防ぐことができ、PWM信号Skのデューティ比の直線性を確保することができる。

0036

三角波信号生成回路5は、定電流回路5aと、定電流回路5aから出力される定電流I1により充電されるコンデンサC1と、コンデンサC1の電圧と所定の閾値電圧とを比較するヒステリシスコンパレータ5bと、コンデンサC1を放電する放電回路5cとから構成されている。

0037

定電流回路5aでは、外部電源から供給された所定の電源電圧Vcc1(例えば、5V)を抵抗R5、R6で分圧した電圧(a点電圧)が、オペアンプOP2のプラス端子に入力され、オペアンプOP2の出力端子にベース接続されたPNP型トランジスタTR1のエミッタ電圧(b点電圧)が、オペアンプOP2のマイナス端子に入力される。オペアンプOP2は、a点電圧とb点電圧が等しくなるようにPNP型トランジスタTR1のベース電圧を制御するので、抵抗R7には、次式で示す定電流I1が流れる。

0038

コンデンサC1は、定電流I1によって充電されるので、コンデンサC1の電圧Vcは、次式で示すように時間tに比例して増加する。



ここで、上記(2)式におけるC1は、コンデンサC1の容量である。

0039

ヒステリシスコンパレータ5bは、オペアンプOP3と抵抗R8〜R10とから構成されている。コンデンサC1の電圧Vc(c点電圧)に応じた電圧信号は、オペアンプOP3のマイナス端子に入力される。
オペアンプOP3のマイナス端子に入力される電圧値(c点電圧)が、オペアンプOP3のプラス端子に入力される電圧値(d点電圧)以上の場合、オペアンプOP3の出力(e点電圧)はLowになる。一方、オペアンプOP3のマイナス端子に入力される電圧値が、オペアンプOP3のプラス端子に入力される電圧値よりも低い場合、オペアンプOP3の出力はHighになる。
なお、オペアンプOP3のプラス端子には、抵抗R10を介してオペアンプOP3の出力がフィードバックされるため、オペアンプOP3のプラス端子に入力される電圧は、オペアンプOP3の出力(HighまたはLow)に応じて、異なる値(閾値電圧VHまたは閾値電圧VL)になる(図3参照)。

0040

放電回路5cでは、インバータIC1により反転されたオペアンプOP3の出力が、抵抗R11を介してNPN型トランジスタTR2のベースに入力される。
このため、オペアンプOP3の出力がLowの場合に、NPN型トランジスタTR2のベース電圧がHighになる。これにより、NPN型トランジスタTR2が導通状態になり、NPN型トランジスタTR2のコレクタエミッタ間を介してコンデンサC1が放電されて、コンデンサC1の電圧VCがゼロになる。

0041

コンデンサC1の電圧VCがゼロになると、オペアンプOP3のマイナス端子に入力される電圧値がゼロになり、オペアンプOP3のプラス端子に入力されている電圧値(閾値電圧VL)よりも低くなるので、オペアンプOP3の出力はHighになり、NPN型トランジスタTR2のベース電圧がLowになる。これにより、NPN型トランジスタTR2が遮断状態になり、コンデンサC1が定電流I1によって充電されて、コンデンサC1の電圧VCが再び上昇する。
このように、三角波信号生成回路5では、コンデンサC1が充放電を繰り返すことで、コンデンサC1の電圧Vcが三角波形となり、該電圧Vcが三角波信号ScとしてPWM信号生成回路6に出力される。

0042

ここで、図3を参照して、三角波信号Scのピーク値VPの変動要因について説明する。
コンデンサC1が充電を開始してから所定時間t1経過し、コンデンサC1の電圧VCがオペアンプOP3のプラス端子に入力されている電圧値(閾値電圧VH)まで上昇すると、オペアンプOP3の出力はHighからLowに切り替わろうとするが、オペアンプOP3のスルーレート値によって決定される遅延時間が生じるため、すぐには切り替わらない。
また、インバータIC1においても遅延時間が生じるので、結局、コンデンサC1の電圧VCが閾値電圧VHまで上昇してから所定時間t2経過時に、NPN型トランジスタTR2のベース電圧がHighになる。
したがって、三角波信号Scの信号値は、コンデンサC1が充電を開始してから所定時間t1+t2経過時にピーク値VPに達する。換言すれば、所定時間t1およびt2が変動すると、ピーク値VPも変動してしまう。
このため、所定時間t1の変動要因である電源電圧Vcc1の変動(閾値電圧VHの変動)や、所定時間t2の変動要因であるオペアンプOP3、インバータIC1およびNPN型トランジスタTR2の遅延時間の変動が、ピーク値VPの変動要因になる。
なお、ピーク値VPの変動は、PWM信号Skのデューティ比や、アナログ出力信号Soの変動要因になる。

0043

再び図2を参照して、PWM信号生成回路6は、主に、コンパレータCP1(本発明の「比較手段」に相当)と、フォトカプラPC1(本発明の「信号伝達手段」に相当)とから構成されている。

0044

コンパレータCP1は、図4(A)に示すように、アナログ増幅信号Shと三角波信号Scとの大小関係に基づいてPWM信号Sjを生成する。PWM信号Sjは、アナログ増幅信号Shの信号値が三角波信号Scの信号値よりも大きい場合にHighになり、アナログ増幅信号Shの信号値が三角波信号Scの信号値よりも小さい場合にLowになる。

0045

PWM信号Sjのデューティ比Dは、次式で表わされる。



上記(3)式から分かるように、PWM信号Sjのデューティ比Dは、アナログ増幅信号Shの信号値に比例し、三角波信号Scのピーク値VPに反比例する。
例えば、アナログ増幅信号Shの信号値が増加すると、PWM信号Sjのデューティ比Dも増加する(図4(B)参照)。

0046

フォトカプラPC1は、図2に示すように、抵抗R12を介して外部電源から電源電圧Vcc1が印加された発光素子と、抵抗R13を介して別の外部電源から電源電圧Vcc2が印加された受光素子とからなり、発光素子に流れる電流に応じて発光素子の発光量が変化し、該発光量の変化に応じて受光素子が出力する電流量が変化する。フォトカプラPC1では、受光素子が出力する電流量の変化を電圧信号に変換することで、PWM信号Skを出力している。
なお、フォトカプラPC1では、立ち上がり時間と立ち下がり時間時間差があるため、PWM信号Skのパルス幅がわずかに変化してしまうが、この時間差はPWM信号Skの周期に対して十分に小さいので、PWM信号Skのデューティ比Dに与える影響は無視することができる。

0047

フィルタ回路7は、抵抗R14およびコンデンサC3から構成されている。フィルタ回路7では、フォトカプラPC1から出力されたPWM信号Skが平均化処理されて、アナログ出力信号Soが生成される。
アナログ出力信号Soの信号値は、次式で表される。



上記(4)式から、受光素子に印加される電源電圧Vcc2が変動すると、アナログ出力信号Soの信号値も変動することが分かる。
かかるアナログ出力信号Soは、真値算出部3に出力される。

0048

真値算出部3は、図1に示すように、記憶回路8と、関係データ生成回路9と、演算回路10とから構成されている。

0049

記憶回路8には、シャント抵抗RSを流れる直流電流の真値と、アナログ出力信号Soの初期の信号値との関係を示す初期関係データが予め格納されている。
上記真値と初期の信号値との関係は、図5に示すように、傾きα、切片βの一次関数(初期の信号値=α×真値+β)で表わすことができる。
本実施形態では、初期関係データとして、上記一次関数の傾きαおよび切片βが記憶回路8に格納されている。

0050

傾きαおよび切片βは、例えば、本実施形態に係る測定装置1の出荷前に算出される。
具体的には、シャント抵抗RSを流れる直流電流を変化させて、変化の前後(図5のA点およびB点)におけるアナログ出力信号Soの信号値と直流電流の真値とを測定し、測定した信号値および真値から傾きαおよび切片βを算出する。
信号値の測定は、演算回路10により行われ、真値の測定は、シャント抵抗RSを流れる直流電流を直接測定できる校正されたパワーメータ電流計)により行われる。
なお、図5において、真値がゼロのときに信号値がβとなっているのは、アナログ入力信号増幅回路4を構成するオペアンプOP1のプラス端子にオフセット電圧が印加されているためである。

0051

上述したように、アナログ出力信号Soは、電源電圧Vcc1の変動、オペアンプOP3等の遅延時間の変動、および電源電圧Vcc2の変動によって、信号値に誤差が生じる。
関係データ生成回路9では、上記信号値の誤差を補正すべく、図5に示すように、真値と現在の信号値との関係を示す一次関数(現在の信号値=α’×真値+β’)の傾きα’および切片β’が、現関係データとして新たに生成(算出)される。

0052

具体的には、傾きα’および切片β’は、初期関係データとして記憶回路8に予め格納されている傾きαおよび切片βと、真値が既知のときに出力されているアナログ出力信号Soの信号値とに基づいて算出される。

0053

例えば、シャント抵抗RSを流れる直流電流がゼロのときには、真値がゼロになり、現在の信号値=β’となるので、切片β’を算出することができる。
ここで、初期の関係式(初期の信号値=α×真値+β)および現在の関係式(現在の信号値=α’×真値+β’)から、傾きαおよび切片βと、傾きα’および切片β’との関係は、次式で表される。



したがって、上記(5)式および算出した切片β’から、傾きα’を算出することができる。
算出された傾きα’および切片β’は、現関係データとして記憶回路8に格納される。

0054

演算回路10では、フィルタ回路7から出力されたアナログ出力信号Soが入力されると、記憶回路8に格納されている現関係データと、入力されたアナログ出力信号Soの信号値とに基づいて、現在シャント抵抗RSに流れている直流電流の真値が算出される。

0055

本実施形態に係る測定装置1によれば、記憶回路8に予め格納されている初期関係データ(傾きαおよび切片β)に基づいて現関係データ(傾きα’および切片β’)が生成されるので、アナログ出力信号Soの信号値に誤差が生じた場合であっても、現関係データに基づいて、現在シャント抵抗RSに流れている直流電流の真値を正確に算出することができる。
したがって、本実施形態に係る測定装置1によれば、シャント抵抗RSを流れる直流電流の真値を正確に測定することができる。

0056

[充電装置]
図6に、上記測定装置1を備えた本発明の一実施形態に係る充電装置を示す。
同図に示すように、本実施形態に係る充電装置100は、電気自動車に搭載される車載型の充電装置であり、商用交流電源(AC100V、50Hz/60Hz)等の交流電源101から供給された交流電圧を整流および平滑して直流入力電圧を生成する整流平滑回路11と、直流入力電圧をスイッチ手段17a〜17dでスイッチングして車載バッテリー(以下、バッテリー)102に供給すべき直流出力電圧に変換するDC/DCコンバータ回路12と、直流出力電圧とバッテリー102に供給される直流出力電流との積(直流出力電力)が所定の目標電力値となるようにスイッチ手段17a〜17dのデューティ比を制御する制御回路13と、直流出力電力の目標電力値を設定する目標電力値設定回路14と、直流出力電流の真値を測定する測定装置1とを備えている。

0057

整流平滑回路11は、ダイオードブリッジ15と、静電容量が数100μF〜数1000μFの電解コンデンサ平滑コンデンサ)16を有している。なお、整流平滑回路11は、不図示の力率改善部を含んでいることが好ましい。

0058

DC/DCコンバータ回路12は、IGBTMOSFET等の4つのスイッチ手段17a〜17dからなるインバータ部17と、インバータ部17に1次側が接続されたトランス18と、トランス18の2次側に接続された出力部19とを有している。出力部19は、ダイオードブリッジ20と、コイル21および平滑コンデンサ22からなるLCローパスフィルタと、数mΩのシャント抵抗RSとを有している。

0059

DC/DCコンバータ回路12では、インバータ部17で直流入力電圧から1次側交流電圧が生成され、トランス18で1次側交流電圧が昇圧されて2次側交流電圧に変換され、出力部19で2次側交流電圧から直流出力電圧が生成される。

0060

制御回路13は、マイクロコンピュータとその上で実行されるプログラムとからなり、デューティ比算出手段13aと、PWM信号生成手段13bとを有している。

0061

デューティ比算出手段13aでは、目標電力値設定回路14で設定された目標電力値および直流出力電圧の電圧値から直流出力電流の目標電流値が算出され、算出された目標電流値と測定装置1から出力された真値とに基づくPID制御等のフィードバック制御により、スイッチ手段17a〜17dのデューティ比が算出される。

0062

PWM信号生成手段13bでは、デューティ比算出手段13aで算出されたデューティ比に基づいてPWM信号が生成される。生成されたPWM信号は、DC/DCコンバータ回路12のインバータ部17に出力される。

0063

測定装置1では、外部から電源電圧Vcc1および電源電圧Vcc2が供給され、アナログ入力信号増幅回路4を構成するオペアンプOP1にオフセット電圧が印加されると、充電開始前(真値がゼロのとき)に、初期関係データ(傾きαおよび切片β)に基づいて現関係データ(傾きα’および切片β’)が生成される。
そして、充電開始後は、充電開始前に生成された現関係データに基づいて真値が算出される。算出された真値は、デューティ比算出手段13aに出力される。

0064

本実施形態に係る充電装置100によれば、測定装置1では、現関係データに基づいて真値が正確に測定され、制御回路13では、測定装置1によって正確に測定された真値に基づいてフィードバック制御が行われるので、アナログ出力信号Soの信号値に誤差が生じた場合であっても、バッテリー102に安定した直流出力電圧を供給することができる。

0065

また、本実施形態に係る充電装置100によれば、測定装置1に、絶縁した状態で信号を伝達できるフォトカプラPC1が含まれているので、高電圧側のDC/DCコンバータ回路12から低電圧側の制御回路13に、安全に信号を伝達することができる。

0066

以上、本発明に係る測定装置および該測定装置を備えた充電装置の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。

0067

例えば、上記実施形態では、シャント抵抗RSを流れる直流電流を測定対象としているが、本発明に係る測定装置は、直流電圧を測定対象とすることもできる。また、例えば、アナログ入力信号増幅回路4の前段にAC/DCコンバータ回路等を設けることで、交流電流または交流電圧を測定対象とすることもできる。

0068

また、上記実施形態では、高圧側から低圧側に信号を伝達するために、フォトカプラPC1を備えたPWM信号生成回路6を使用しているが、入出力間の電圧差が小さい場合には、フォトカプラPC1等の信号伝達手段を備えていないPWM信号生成回路を使用してもよい。

0069

また、上記(5)式は、三角波信号Scとアナログ増幅信号Shとを比較してPWM信号Skを生成し、該PWM信号Skからアナログ出力信号Soを生成するアンプ部であれば成立する。
このため、上記実施形態におけるアンプ部2の回路構成は、上記(5)式が成立する範囲で、任意に変更できる。

0070

さらに、上記実施形態に係る充電装置100では、測定装置1の真値算出部3を制御回路13とは別に設けているが、真値算出部3を制御回路13内に設けてもよいし、真値算出部3を構成する一部の回路だけを制御回路13内に設けてもよい。

0071

1測定装置
2アンプ部
3真値算出部
4アナログ入力信号増幅回路
5三角波信号生成回路
5a定電流回路
5bヒステリシスコンパレータ
5c放電回路
6PWM信号生成回路
7フィルタ回路
8記憶回路
9関係データ生成回路
10演算回路
11整流平滑回路
12 DC/DCコンバータ回路
13制御回路
13aデューティ比算出手段
13bPWM信号生成手段
14目標電力値設定回路
15ダイオードブリッジ
16電解コンデンサ
17インバータ部
17a〜17dスイッチ手段
18トランス
19 出力部
20 ダイオードブリッジ
21コイル
22平滑コンデンサ
100充電装置
101交流電源
102 バッテリー

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