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技術 周波数測定方法、周波数測定装置及び周波数測定装置を備えた装置

出願人 セイコーエプソン株式会社
発明者 轟原正義
出願日 2009年10月6日 (10年5ヶ月経過) 出願番号 2009-232501
公開日 2011年4月21日 (8年10ヶ月経過) 公開番号 2011-080836
状態 特許登録済
技術分野 周波数測定,スペクトル分析
主要キーワード アップカウンター 前回計数 データシフト量 移動平均フィルター 後段ラッチ パルス列状 周波数変動成分 複数段構成
関連する未来課題
重要な関連分野

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図面 (15)

課題

短ゲートタイムカウント方式カウンター周波数測定装置)において、ローパスフィルター部の構成をより簡素化して低消費電力化しするものである。

解決手段

供給されるパルス列状被測定信号を所定の時間間隔で連続的に計数し、該信号の周波数に対応した計数値列を出力するカウンター部(10)と、前記計数値列をフィルタリング処理するローパスフィルター部(20)と、を備え、前記ローパスフィルター部は複数段移動平均フィルター(21,22,23)によって構成され、各段の移動平均フィルターにおけるデータを取り込むサンプリング周波数が初段から最終段の移動平均フィルターにかけて低下するように構成されている。

概要

背景

周波数測定の方式には、決められたゲートタイム内に通過するパルスカウントする直接カウント方式(例えば、特許文献1参照)、パルス周期を正確に計測しその時間の逆数から周波数を求めるレシプロカル方式(例えば、特許文献2参照)、ΔΣ変調信号を得る
ことで周波数を知る方式(例えば、特許文献3参照)が知られている。

概要

短ゲートタイムカウント方式カウンター周波数測定装置)において、ローパスフィルター部の構成をより簡素化して低消費電力化しするものである。供給されるパルス列状被測定信号を所定の時間間隔で連続的に計数し、該信号の周波数に対応した計数値列を出力するカウンター部(10)と、前記計数値列をフィルタリング処理するローパスフィルター部(20)と、を備え、前記ローパスフィルター部は複数段移動平均フィルター(21,22,23)によって構成され、各段の移動平均フィルターにおけるデータを取り込むサンプリング周波数が初段から最終段の移動平均フィルターにかけて低下するように構成されている。

目的

効果

実績

技術文献被引用数
1件
牽制数
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請求項1

供給されるパルス列状被測定信号を所定の時間間隔で連続的に計数し、前記被測定信号の周波数に対応した計数値列を出力するカウンター部と、前記計数値列をフィルタリング処理するローパスフィルター部と、を備え、前記ローパスフィルター部は複数段移動平均フィルターを含み、該複数段の移動平均フィルターのうち少なくとも1つの移動平均フィルターの出力がダウンサンプリングされる、周波数測定装置

請求項2

前記複数段の移動平均フィルターの各段の移動平均フィルターにおけるデータを取り込むサンプリングの周波数が初段から最終段の移動平均フィルターにかけて低下するように構成されている、請求項1に記載の周波数測定装置。

請求項3

前後する2つの移動平均フィルタ間のダウンサンプリングにおいて、前段の移動平均フィルタにおけるデータ遅延段数及び後段移動平均フィルタにおけるサンプリングの周波数のうち少なくともいずれかを調整することによって前段から後段の移動平均フィルタに間欠的に伝送されるデータ列一定区間における累積値一定値となるようになされる、請求項1又は2に記載の周波数測定装置。

請求項4

前記カウンター部と前記ローパスフィルター部の初段の移動平均フィルターとが、2値信号を処理する回路で構成される、請求項1乃至3のいずれかに記載の周波数測定装置。

請求項5

前記所定の時間は、1秒以下である請求項1乃至4のいずれかに記載の周波数測定装置。

請求項6

供給されるパルス列状の被測定信号を所定の時間間隔で連続的に計数し、該被測定信号の計数値列をローパスフィルターで処理して被測定信号の周波数に対応する出力信号を得る周波数測定方法であって、複数段の移動平均フィルターを含むローパスフィルターの各段の移動平均フィルターにおけるデータを取り込むサンプリングの周波数が初段から最終段の移動平均フィルターにかけて低下するように設定し、前後する2つの移動平均フィルター間のダウンサンプリングにおいて、前段の移動平均フィルターにおけるデータ遅延段数及び後段移動平均フィルターにおけるサンプリングの周波数のうち少なくともいずれかを調整することによって前段から後段の移動平均フィルターに間欠的に伝送されるデータ列の一定区間における累積値が一定値となるようになされる、周波数測定方法。

請求項7

請求項1乃至5のいずれかに記載の周波数測定装置を備えた装置。

技術分野

0001

本発明は周波数測定装置等に関し、特に、被測定信号を所定の時間で計数し、計数値列から高周波成分を除いて周波数変動成分を検出する周波数測定装置を用いて絶対周波数測定可能とする周波数測定装置の改良に関する。

背景技術

0002

周波数測定の方式には、決められたゲートタイム内に通過するパルスカウントする直接カウント方式(例えば、特許文献1参照)、パルス周期を正確に計測しその時間の逆数から周波数を求めるレシプロカル方式(例えば、特許文献2参照)、ΔΣ変調信号を得る
ことで周波数を知る方式(例えば、特許文献3参照)が知られている。

先行技術

0003

特開2001−119291号公報
特開平5−172861号公報
米国特許第7230458号

発明が解決しようとする課題

0004

発明者は、これ等方式にない特徴を持つ新たな周波数測定方式として、「短ゲートタイムカウント方式」を提案している(特願2008−099721)。短ゲートタイムカウント方式は、短いゲートタイムで途切れることなく繰り返しカウント(サンプリング)を行い、得られたカウント値の列から高周波成分を取り除くことで被測定信号の周波数に対応した出力を得るものである。この方式によれば、時間分解能周波数分解能ともに従来法に比べて大幅に改善することができる。

0005

本方式の周波数カウンターは、短ゲートカウンター部と高周波成分を取り除くローパスフィルター部とを用いる。ローパスフィルター部の構成としてデジタルフィルターを用いる場合、例えば、移動平均フィルターを用いることを提案している。移動平均フィルターを用いることで演算量を大幅に削減することができ、高精度なリアルタイム測定が可能となる。

0006

しかしながら、短ゲートカウンター部はハードウエアとしても比較的単純な構成であるため高速動作に適しているのに対し、フィルター部の処理には多ビット加減算が必要となるため、リアルタイム測定におけるサンプリング周波数の上限を規定するのは、主にフィルター部の処理能力である。所望の特性の移動平均フィルターを得る場合には、多ビット多段シフトレジスターを構成し、これを高速に動作させる必要が生じるため、回路規模が大きくなり、消費電力が大きくなる。

0007

本発明の一態様は短ゲートタイムカウント方式のカウンター(周波数測定装置)において、ローパスフィルター部の構成をより簡素化して低消費電力化するものである。

0008

また、本発明の一態様は、ローパスフィルター部のフィルタ構成の簡素化に伴って生じやすいノイズの発生を少なくするものである。

課題を解決するための手段

0009

上記課題に鑑みて本発明の実施形態に係る周波数測定装置は、供給されるパルス列状の被測定信号を所定の時間間隔で計数し、該信号の周波数に対応した計数値列を出力するカウンター部と、該計数値列をフィルタリング処理するローパスフィルター部と、を備え、上記ローパスフィルター部は複数段移動平均フィルタによって構成され、上記複数段の移動平均フィルターのうち少なくとも1つの移動平均フィルターの出力がダウンサンプリングされる。

0010

また、上記複数段の移動平均フィルターの各段の移動平均フィルターにおけるデータを取り込むサンプリングの周波数が初段から最終段の移動平均フィルターにかけて低下するように構成されている、ことがより望ましい。

0011

かかる構成とすることによって、短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置におけるローパスフィルター部の構成を簡略化することが出来る。移動平均フィルターの回路構成を簡略化し、回路動作の周波数を下げることによって部品数、消費電力を減らすことが可能となって具合がよい。

0012

本周波数測定装置の採用する短ゲートタイムカウント方式は、原理的にノイズシェーピング機能が発揮されるので、また、被測定信号の周波数変位の範囲がカウンター部のサンプリングの周波数に比べて十分に低周波数であるときは計数値の変化が少なく、ローパスフィルター部(移動平均フィルター)でデータ列間欠的に処理するダウンサンプリング(デシメーション)を行っても折り返しノイズなどの影響が少ない。

0013

好ましくは、前後する2つの移動平均フィルタ間のダウンサンプリングにおいて、前段の移動平均フィルタにおけるデータ遅延段数及び後段移動平均フィルタにおけるサンプリングの周波数のうち少なくともいずれかを調整することによって前段から後段の移動平均フィルタに間欠的に伝送されるデータ列の一定区間における累積値一定値となるようになされる。

0014

複数段構成の移動平均フィルタでダウンサンプリングすると折り返しノイズが発生するので、これを防止するためにダウンサンプリング前にローパスフィルタを挿入して高周波成分を十分小さくする必要がある。かかる本願の構成によれば、別途にローパスフィルタを設けずとも移動平均フィルタ間におけるダウンサンプリングにおいて発生する折り返しノイズの発生を回避することが可能となるので、ローパスフィルター部の構成を簡素化することができて具合がよい。

0015

上記カウンター部と上記ローパスフィルター部の初段の移動平均フィルターとが、2値信号ビットストリーム)を処理する回路で構成されることが望ましい。それにより、カウンター部とローパスフィルター部の初段移動平均フィルターとを等価な機能を備える回路に簡略化することができて具合がよい。

0016

上記所定の時間は、1秒以下(より正確には、1秒以下、回路の動機限界以上の時間、例えば、0.01μ秒)であることが望ましいが、これに限定されるものではない。例えば、0.1m秒程度のゲートサンプリングを行う場合、従来の直接カウント方式に比べ、例えば、時間分解能で1〜2桁、SN比で2〜3桁程度の性能向上を期待することが出来る。

0017

また、本願の実施形態の周波数測定方法は、供給されるパルス列状の被測定信号を所定の時間間隔で連続的に計数し、該被測定信号の計数値列をローパスフィルターで処理して被測定信号の周波数に対応する出力信号を得る周波数測定方法(短ゲートタイムカウント法)であって、上記ローパスフィルターを複数段の移動平均フィルタをを含んで構成し、各段の移動平均フィルタにおけるデータを取り込むサンプリングの周波数が初段から最終段の移動平均フィルタにかけて低下するように設定し、前後する2つの移動平均フィルタ間のダウンサンプリングにおいて、前段の移動平均フィルタにおけるデータ遅延段数及び後段移動平均フィルタにおけるサンプリングの周波数のうち少なくともいずれかを調整することによって前段から後段の移動平均フィルタに間欠的に伝送されるデータ列の一定区間における累積値が一定値となるようになされる。

0018

かかる構成とすることによって、短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置において折り返しノイズの発生を回避しながらダウンサンプリングにより装置構成簡易にして、周波数測定を行うことが可能となる。

0019

上述した周波数測定装置は、回路規模が小さく、実装が容易であるため、共振周波数変化センサに使用して好適である。例えば、水晶振動子等を用いた加速度センサ圧力センサQCM(Quartz Crystal Microbalance)デバイス等がある。例えば、本発明の周波数測定装置をニオイ物質の水晶振動子への付着によって発振周波数が変化するQCMニオイセンサに適用することによって、多チャンネルのニオイセンサを容易に構成することができる。

図面の簡単な説明

0020

短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置を説明する説明図である。
カウンター部10の計数出力例を説明する説明図である。
ローパスフィルター部20の出力例を説明する説明図である。
短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置をカウントフィルター部とダウンサンプリング多段移動平均フィルタとによって構成する例を説明する説明図である。
図4の周波数測定装置を非ダウンサンプリング多段移動平均フィルタで構成した比較例を説明する説明図である。
短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置をビットストリーム化したカウンタフィルター部とダウンサンプリング多段移動平均フィルタとによって構成する例を説明する説明図である。
図6の周波数測定装置を非ダウンサンプリング多段移動平均フィルタで構成した比較例を説明する説明図である。
第2実施例(図6)の周波数測定装置による周波数測定例を示すグラフである。
参考例(図7)の周波数測定装置による周波数測定例を示すグラフである。
周波数測定装置のカウントフィルター部とダウンサンプリング多段移動平均フィルタのチューニングを説明する説明図である。
前段移動平均フィルター(5タップ)と後段段移動平均フィルター間のダウンサンプリング(1/4倍速)の際の信号伝搬例を説明する説明図である。
前段移動平均フィルター(4タップ)と後段段移動平均フィルター間のダウンサンプリング(1/4倍速)の際の信号伝搬例を説明する説明図である。
前段移動平均フィルター(5タップ)と後段段移動平均フィルター間のダウンサンプリング(1/5倍速)の際の信号伝搬例を説明する説明図である。
前段移動平均フィルター(4タップ)と後段段移動平均フィルター間のダウンサンプリング(1/5倍速)の際の信号伝搬例を説明する説明図である。

実施例

0021

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。各図において対応する部分には同一符号を付している。なお、以下の実施例中におけるデジタル回路には各種クロック信号発生回路電源回路などが使用されるが、当業者に知られているので説明は省略されている。

0022

(短ゲートタイムカウント方式)
まず、短ゲートタイムカウント方式について説明する。図1は、発明者が、例えば、特願2008−099721、特願2009−123749によって提案している短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置(周波数カウンター)を示しており、同図(A)は短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置の基本構成を示している。

0023

図1(A)に示すように、周波数測定装置は、短ゲートタイムカウンター部(以下、「カウンター部」ともいう。)10とローパスフィルター部20とを備えている。カウンター部10は、図示しない信号源から供給されるパルス列状の被測定信号のパルス数を短いゲートタイムで連続的に計数し、計数値を連続的に出力する。このようなカウンタの動作は、例えば、特願2008−099721で説明しているように、2つのカウンタを用意し、これを各ゲート期間で交互に動作させることによって各ゲート期間における計数値を連続的に得ることが出来る。また、所要桁数を備えるアップカウンターの出力をゲート周期サンプリング周期)でラッチし、今回計数値から前回計数値を減算することでも各サンプリング区間の計数値が得られる。

0024

一連の計数値をデジタル処理するローパスフィルター部20は、例えば、デジタルフィルタで構成することが出来(アナログフィルタでも良い)、比較的に演算量が少なくて済む移動平均フィルターを選択することができる。

0025

例えば、被測定信号を供給する信号源が発振周波数30MHzのパルス列を発生する水晶発振器であり、カウンター部10がサンプリング周波数100Hz(ゲート時間0.01秒)で計数し、ローパスフィルター部20がタップ数512の(デジタル)ローパスフィルタで構成されている場合の計測例を図2及び図3に示す。

0026

図2に示されるように、カウンター部10はパルス列状の計数値列を出力する。ある一点の周波数で安定しているパルス列信号をカウントした場合、計数値はゲート時間によって定まる2つの値間を振幅とするパルス列状に分布する。一方、カウントするパルス列信号の周波数が変動する場合でも、変動が量子化誤差に収まる範囲であれば、計数値は2つの値間を振幅とするパルス列状に分布するので変わりない。例えばゲート時間0.01秒の場合、カウントするパルス列信号の周波数の変動が100〜200Hzの間で収まっている限り、100Hzもしくは200Hzの表示が得られる。

0027

図3に示すように、ローパスフィルター部20はパルス周波成分(高周波成分)を除去して得られた低域成分を出力する。この低域成分のレベルは供給されたパルス列信号(計数値列)の周波数に対応しており、低域成分のレベル変化は被測定信号の周波数変化に対応している。低域の出力は連続的な(アナログ的)なデータ(曲線)として出力され、100Hzのサンプリング周期の計数では測定不能な領域まで、特に、1Hz以下の周波数変化まで検出することが可能となっている。

0028

このように、短ゲートタイムカウント方式では、被測定信号を所定の短いゲート時間(例えば、1秒未満)で連続的にサンプリングを行う。これによって得られる計数値列はパルス列信号のように振る舞い、被測定信号の周波数の変化に応じてパルス列の頻度粗密)が変化している。また、被測定信号の振動周波数の大小が当該パルス列の大小に対応する。計数すべきパルス列信号の周波数に関する情報は、パルス列として振る舞う計数値列の周波数スペクトルの低域成分に存在する。そこで、ローパスフィルターによって計数値から低域成分を抽出する(量子化誤差に起因する高調波成分を除去する)ことによって計数したパルス列信号(被測定信号)の周波数の情報を復調することが出来る。

0029

本方式の周波数測定装置は、高周波成分を取り除くために用いるローパスフィルター部20の構成としてデジタルフィルターを用いる場合、滑らかな出力を得るために高次数(高タップ数)のフィルターを使用することが望ましい。また、ローパスフィルター部20を多段構成で構成することも出来る。

0030

ところで、短ゲートカウント部10はハードウエアとしても単純な構成で実現できるため高速動作に適しているのに対し、フィルター部20でのデータ処理には多ビットの加減算が必要となる。このため、リアルタイム測定におけるサンプリング周波数の上限は、主にフィルター部の処理能力で規定される。また、2段以上のデジタルフィルターを用いる際は、多ビット多段のシフトレジスターを高速に処理する必要が生じるため、消費電力が大きくなる。

0031

(第1実施例)
本発明では短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置におけるローパスフィルター部20の回路構成の簡略化と多段フィルターの動作周波数の段階的低減(少なくとも1段)によって高速動作と低消費電力の改善を図る。

0032

図1(B)は、図1(A)に示す周波数測定装置のローパスフィルター部20を移動平均フィルタ21乃至23の多段構成(3段)で構成した例を示している。

0033

図1(C)は、図1(B)に示す周波数測定装置のカウンター部10と初段の移動平均フィルタ21とを組み合わせて、カウントフィルター部11とし、ローパスフィルター部20を移動平均フィルタ22及び23で構成した例を示す。カウンター部10と移動平均フィルタ21とを組み合わせることでカウンタとフィルターとしての機能を簡略化した回路構成で実現することが出来る。デジタル回路の簡略化手法は当業者に知られているものが適用できる。例えば、特願2009−123749の図3図8には回路簡略化の一例が示されている。

0034

図4は、簡略化されたカウントフィルター部11と多段構成の移動平均フィルタ(装置全体11、22、23としては三段構成の移動平均フィルタ)を初段から後段に向かって低速動作させ、タップ数も初段から後段に向かって段階的に減らした周波数測定装置の構成例を示している。同例では、短ゲートタイムカウントを152kHz(fs)で行い、(三段)ローパスフィルターのカットオフ周波数を約0.25Hzに設計している(これに限定されるものではない。)。

0035

同図において、カウントフィルター部11は、被測定信号のパルスをカウントするアップカウンタ111、アップカウンタ111の計数値を周波数152kHz(=fs)のサンプリングクロックに同期して取り込むデータラッチ112、データラッチ112の出力をサンプリングクロックに同期して遅延させる48k段のシフトレジスタ113、データラッチ112の出力からシフトレジスタ113の出力を減ずる減算器114によって構成される。カウントフィルター部11は、被測定信号のパルス列を計数する短ゲートカウンター10と152kHzで動作する48kタップの初段移動平均フィルター21(図1(C)参照)として機能する。

0036

カウントフィルター部11の出力(減算器114の出力)は、サンプリング周波数1188Hz(=fs/128)で動作するタップ数1000の第二段移動平均フィルター22に供給され、第二段移動平均フィルター22の出力はサンプリング周波数148Hz(=fs/1024)で動作するタップ数125の第三段移動平均フィルター23に供給される。第三段移動平均フィルター23の出力が周波数測定値となっている。

0037

移動平均フィルター22は、減算器の114の出力を逐次加算累算)する累算器積分器)221、累算器221の出力をサンプリング周波数1188Hz(fs/128)のサンプリングクロックに同期して取り込むデータラッチ224、データラッチ224の出力をサンプリングクロックに同期して遅延させる1000段のシフトレジスタ222a、データラッチ224の累積値出力からシフトレジスタ222aの出力である1000個前の累積値を減じて移動平均に対応した値を出力する減算器223によって構成される。移動平均フィルター23も22と同様に、前段の減算器223の出力を累算する累算器(積分器)231、累算器231の出力をサンプリング周波数148Hz(fs/1024)のサンプリングクロックに同期して取り込むデータラッチ234、データラッチ234の出力をサンプリングクロックに同期して遅延させる125段のシフトレジスタ232a、データラッチ234の累積値出力からシフトレジスタ232a出力である125個前の累積値を減じて移動平均に対応した値を出力する減算器233によって構成される。

0038

なお、実施例では、ローパスフィルター部20を三段の移動平均フィルターで構成し、2段階のダウンサンプリングを行っているが、これに限定されるものではない。移動平均フィルターをより多くの段数で構成し、より多くのダウンサンプリング回数とすることが出来る。また、(少なくとも)1回のダウンサンプリングであっても、タップ数削減の効果はある。以下の実施例においても同様である。

0039

(第1実施例の比較例)
図5は、比較例として図4の周波数測定装置を(非段階的低速動作の)通常の移動平均フィルタで構成した周波数測定装置を示すものであり、図4と対応する部分には同一符号を付している。この周波数測定装置も、短ゲートタイムカウントを152kHz(fs)で行い、(三段)ローパスフィルターのカットオフ周波数を約0.25Hzに設計している。

0040

この構成では、三段構成のローパスフィルターのタップ数は、152kHz÷0.25÷2=304kタップであり、これを初段のレジスタ113に48kタップ、二段目のレジスタ222aに128kタップ、三段目のレジスタ232に128kタップを割り振り、各段をサンプリング周波数152kHz(fs)で動作させている。
したがって、本発明の、短ゲートタイムカウントと動作周波数を段階的に低減した多段移動平均フィルタとを組み合わせた周波数測定装置(図4)は、使用されるレジスタ数が大幅に減少し、動作周波数も漸次低減されていることにより消費電力が減少することが理解される。

0041

なお、一般に、多段移動平均フィルタをダウンサンプリングしただけでは折り返しノイズが発生するため、ダウンサンプリング前にローパスフィルターに通すことで高周波成分を十分に小さく(抑制)している。例えば、特開2000−307384号公報にそのような例が記載されている。短ゲートタイムカウント法では、ダウンサンプリングした場合でもノイズシェーピングを機能させることができるため、ノイズシェーピングが機能していない場合に比べ、ダウンサンプリング前に必要なローパスフィルターに高い性能を必要としない。そのため、ローパスフィルターの構成を簡素化できる。また、ローパスフィルター部はダウンサンプル前後のローパスフィルターを含めた全体としての性能が十分であれば良い。

0042

(第2実施例)
図6は、本願の第2の実施例を示しており、第1実施例と異なる点は、カウントフィルター部11を1ビット(2値)の信号処理回路で構成し、回路を簡略化している点である。同例では、例えば、短ゲートタイムカウントを4760Hz(fs)で行い、(三段)ローパスフィルターのカットオフ周波数を約0.77Hzに設計している。このため、カウントフィルター部11はサンプリング周波数4760Hz(=fs)で動作し、第二段移動平均フィルター22はサンプリング周波数149Hz(=fs/32)で動作するタップ数32の移動平均フィルターで構成され、第三段移動平均フィルター23はサンプリング周波数37Hz(=fs/128)で動作するタップ数16の移動平均フィルター23で構成されている。図6において図4と対応する部分には同一符号を付している。

0043

この例では、カウントフィルター部11は、4760Hz(fs)のサンプリングクロックに同期して、パルス列状の被測定信号(78MHz)の瞬時値を取り込むデータラッチ112a、データラッチ112aの出力をサンプリングクロック(fs)に同期して遅延させる1ビット4段遅延構成のシフトレジスタ113a、データラッチ112aの出力とシフトレジスタ113aの出力とを加算する排他論理和(EXOR)回路114aによって構成される。カウントフィルター部11は、被測定信号のパルス列を計数する1ビット短ゲートカウンター10と1ビット4段の初段移動平均フィルタとして機能する(図1(C)参照)。カウントフィルター部11の1ビット出力加算器114aの出力)は、第二段移動平均フィルター22に供給される。

0044

第二段移動平均フィルター22は、連続的に計数を行う1ビット入力11ビット出力のカウンター225a、11ビットのデータを取り込むデータラッチ224、11ビットデータを遅延させる32段遅延構成のシフトレジスタ222c、ラッチ224の出力を正入力とし、レジスタ222cの出力を負入力とする11ビット出力の減算器223によって構成される。第二段移動平均フィルター22は、(1/32)fsのサンプリングクロックに同期してローパスフィルタとして動作する。第二段移動平均フィルター22の出力(減算器223の出力)は第三段移動平均フィルター23に供給される。

0045

移動平均フィルター23は前段の減算器223の出力を累算する17ビット出力の累算器(積分器)231、累算器231の出力をサンプリング周波数37Hz(=fs/128)のサンプリングクロックに同期して取り込む17ビット出力のデータラッチ234、データラッチ234の出力をサンプリングクロックに同期して遅延させる16段のシフトレジスタ232c、データラッチ234の累積値出力からシフトレジスタ232c出力である16個前の累積値を減じて移動平均に対応した値を出力する17ビット出力の減算器233によって構成される。

0046

(第2実施例の比較例)
図7は、比較例として図6の周波数測定装置を(非段階的低速動作の)通常の移動平均フィルタで構成した周波数測定装置の例を示すものであり、図6と対応する部分には同一符号を付している。この周波数測定装置も、第2実施例と同様に短ゲートタイムカウントを4760Hz(fs)で行い、(三段)ローパスフィルターのカットオフ周波数を約0.77Hzに設計している。

0047

この比較例では、カウントフィルター部11は図6と同様に2値信号(ビットストリーム)処理回路で構成される。第二段移動平均フィルター22は、カウントフィルター部11の1ビット出力をサンプリングクロック(fs)に同期して遅延する2048段のシフトレジスタ222b、カウントフィルター部11の出力をアップ入力とし、シフトレジスタ222bの出力をダウン入力とする12ビット出力のアップダウンカウンタ225によって構成されている。第三段移動平均フィルター23は前段フィルターの出力を累算する22ビット出力の累算器(積分器)231、累算器231の出力をサンプリングクロック(fs)に同期して遅延させる1024段のシフトレジスタ232c、累算器231の累積値出力からシフトレジスタ232b出力である1024個前の累積値を減じて移動平均に対応した値を出力する22ビット出力の減算器233によって構成される。

0048

この構成では、三段構成のローパスフィルターの遮断周波数を約0.77Hz(=4760Hz÷(4+2048+1024)÷2)とするために、これを初段のレジスタ113に4タップ、二段目のレジスタ222aに2048タップ、三段目のレジスタ232に1024タップを割り振り、各段をサンプリング周波数4760Hz(fs)で動作させている。

0049

本願構成では、初段のレジスタ113に4タップ、二段目のレジスタ222aに32タップ、三段目のレジスタ232に16タップを割り振り、それぞれサンプリング周波数4760Hz、149Hz(=fs/32)、37Hz(=fs/128)で動作させている。

0050

したがって、この比較例と本発明の、短ゲートタイムカウントと動作周波数を段階的に低減した多段移動平均フィルタとを組み合わせた周波数測定装置(図6)は、使用されるレジスタ数が大幅に減少し、動作周波数も漸次低減されていることにより消費電力が減少する。

0051

(効果の比較図)
図8は、図6に示した第2実施例の周波数測定装置(ビットストリーム構成のカウンタフィルター+移動平均フィルターの段階的ダウンサンプリング)をFPGA(Field Programmable Gate Array)上に構成し、短ゲートカウンターを4760Hzで動作させて、78MHzの水晶振動子の振動数変化(被測定信号)を計測した例を示すグラフである。図9は、図7に示した比較例の周波数測定装置(ビットストリーム構成のカウンタフィルター+移動平均フィルターの非ダウンサンプリング)をFPGA上に構成し、同様に78MHzの水晶振動子の振動数を変化させて(被測定信号)を計測した例を示すグラフである。

0052

図8及び図9を比較すると、実施例の手法(短ゲートタイムカウント法+ダウンサンプリング)による計測は比較例の手法(短ゲートタイムカウント法+非ダウンサンプリング)と同様に被測定信号の周波数変化に十分に追従していることが分かる。

0053

上述したダウンサンプリングは多段移動平均フィルタの各段間で複数回行うことが出来る。また、いずれかの段間で一回行うこととしても良い。

0054

(第3実施例)
次に、図10乃至図14を参照して、上述した、短ゲートタイムカウント法とダウンサンプリングを組み合わせた周波数測定装置の多段移動平均フィルターのタップ数、ダウンサンプリング周波数を適切に調整(チューニング)することで周波数測定装置のS/Nを改善する例について説明する。

0055

第3実施例では、第1及び第2実施例で示された短ゲートタイムカウント法の周波数測定装置(複数段移動平均フィルタからなるローパスフィルターの各段の移動平均フィルタにおけるデータを取り込むサンプリング周波数が初段から最終段の移動平均フィルタにかけて低下するように設定されている。)において、更に、前後する2つの移動平均フィルタ間のダウンサンプリングにおいて、前段の移動平均フィルタにおけるデータ遅延段数又は後段移動平均フィルタにおけるサンプリング周波数を調整することによって前段から後段の移動平均フィルタに間欠的に伝送されるデータ列の一定区間における累積値が一定値となるようになされる。

0056

図10は、第3実施例を説明する周波数測定回路の説明図である。同図において図6と対応する部分には同一符号を付し、かかる部分の説明は省略する。

0057

同図においては、説明の便宜のため、カウンタフィルター部11の(第一段移動平均フィルターの)レジスタが5タップ(5段)構成となっている。また、説明の便宜のため、図6の場合と異なり、第二段移動平均フィルター22のアップカウンタ225aの前にデータラッチ224が配置され、第三段移動平均フィルター23の累算器231のデータラッチ234が配置されている。第一段移動平均フィルター11はサンプリング周波数fsで動作し、第二段移動平均フィルター22はサンプリング周波数(1/4)fsで動作し、第三段移動平均フィルター23はサンプリング周波数(1/16)fsで動作する。各信号線ビット数は適宜に設定される。他の構成は第2の実施例と同様であるので、説明を省略する。

0058

図11は、第一段移動平均フィルター11と第二段移動平均フィルター22との結合部におけるダウンサンプリングの信号伝搬を説明する説明図である。同図(A)は、サンプリング周波数fsで動作する第一段移動平均フィルター11とサンブリング周波数fs(1/4)で動作する後段のデータラッチ224部分を示している。また、データラッチ112aの出力が後述のa部として、シフトレジスタの113aの出力が後述のb部として示されている。また、これ等の出力が入力される加算器(EXOR)114aの出力(データラッチ224の入力)がc部として示されている。

0059

図11(B)は、同図(A)に示す各部の信号の伝搬例を示しており、短ゲートカウント部のデータラッチ112aはサンプリング周波数fsのクロック0〜34に同期して被測定信号の瞬時値を逐次取り込み、対応するデータ(0又は1)を出力すると、a部、b部、c部、(fs/4)動作の後段ラッチ224のデータは図示のようになる。ラッチ224は加算器114aから出力される一連のデータ列からサンプリング周波数(fs/4)に応じて間欠的にデータを取り込む。クロック0〜34(一定区間)におけるラッチ224の出力は後段のアップカウンタ(累算器に相当する。)225aによって積算される。後述のようにデータを取り込む間隔(ダウンサンプリング)は移動平均フィルターの出力のSN比などに対応して調整される。

0060

図11(C)は、被測定信号がジッタ(信号の時間軸ゆらぎ)等の影響を受け、クロック18及び19部分で入力値にビットの入れ替わりが生じた場合を示している。ジッタが生じない場合(図11(B))には、2段目移動平均フィルター22のデータラッチ224の出力を一定区間で累積したカウンタ225aの値は「4」であるが、ジッタが生じてクロック18と19のデータラッチ112aの出力値「1」と「0」が入れ替わると後段のデータラッチ224の累積値(カウンタ225aの値)は「5」となる(図11(C))。これはジッタの影響によってノイズが生じたことに相当する。クロック18における「1」の入力とクロック19における「1」の入力では、後段の累積値に対する影響(寄与)が異なっている。

0061

図12は、第一段移動平均フィルタのシフトレジスター113aのタップ数(段数)を「4」に変更した場合を示している。他の構成は図11と同様である。

0062

この場合、クロック18の2段目移動平均フィルター22のデータラッチ224のラッチ値が「0」に変化するが、クロック22での2段目移動平均フィルター部のラッチ値)が「1」に変化するので、一定区間における、データラッチ224の出力の「1」の値を持つセルの数は変化しない。すなわち、クロック18おける「1」の入力(図12(C))とクロック19における「1」の入力(図12(B))では、その結果は等しい。これはノイズシェーピング機能が働くことと等価である。

0063

したがって、シフトレジスター113aのタップ数を調整することによってノイズシェーピングを機能させることが可能である。すわなち、データラッチ112aがジッターの影響を受けた場合には、加算器114aの出力値に時間のずれ(位相差)が生じるが、この位相差とデータラッチ224のタイミングとの間で整合性が保たれている限り累積値に差異は生じないため、ノイズシェーピングが機能する。例えば、ダウンサンプリングの倍数となるようにシフトレジスタ113aのタップ数を選定することができる。

0064

図13図11の構成において、第二段移動平均フィルター22のサンプリング周波数をfs(1/5)とした場合の例を示している。この場合には、第二段移動平均フィルター22のデータラッチ224の累積値(カウンタ225aの値)が、クロック18及び19部分におけるジッタの有無に拘わらず「3」である。クロック18における「1」の入力(図13(C))とクロック19における「1」の入力(図13(B))では、その累積値は等しい(図13(A)及び同(B)参照)。

0065

図14図11の構成において、シフトレジスタの113aのタップ数(段数)を4段とし、更に後段のデータラッチ224のサンプリング周波数をfs(1/5)とした場合の例を示している。被測定信号がジッタ(信号の時間軸のゆらぎ)等の影響を受け、クロック18及び19部分で入力値にビットの入れ替わりが生じた場合を示している。ジッタが生じない場合(図14(B))には、2段目移動平均フィルター22のデータラッチ224の出力を一定区間で累積したカウンタ225aの値は「2」であるが、ジッタが生じてクロック18と19のデータラッチ112aの出力値「1」と「0」が入れ替わると後段のデータラッチ224の累積値(カウンタ225aの値)は「3」となる(図14(C))。これはジッタの影響によってノイズが生じたことに相当する。クロック18における「1」の入力とクロック19における「1」の入力では、後段の累積値に対する影響(寄与)が異なっている。

0066

したがって、ダウンサンプリングの間隔(サンプリング周波数)、一連のデータ列の時間軸とダウンサンプリングタイミングの時間軸との位相差(サンプリング位置シフト)の調整などによってSNを改善することが可能である。例えば、ダウンサンプリングの倍数となるようにシフトレジスタ113aのタップ数を選定したり、シフトレジスタ113aのタップ数の約数の1つからダウンサンプリング周期を選定することができる。

0067

勿論、上述のデータシフト量フィルタのタップ数)及びダウンサンプリングのサンプリング周波数(周期)の両方を調整しても良い。

0068

以上のように、図11の構成の場合、測定時の±1カウント誤差補正されないためにノイズシェーピング効果を得ることができず、±1カウント誤差はそのまま伝播することがわかる。この際生じる±1カウント誤差は、±4760Hz(サンプリング周波数と同じ値)の入力誤差に相当する。これがそのまま後段のブロックへ伝播することから、±1カウント誤差は移動平均フィルターで平滑化された形で出力されることになる。

0069

±1カウント誤差の出力に与える影響の絶対値はインパルス応答最大値として、移動平均フィルターのタップ数と動作クロックから概算することができ、4760Hz÷(128×16)≒2.3Hz となる。一方、ノイズシェーピング効果が得られる場合の誤差の絶対値(理論値)は、(1/√(4760))÷((5+256×4+128×16)÷4760)≒0.02Hz である。よって第3実施例によれば、出力信号のSN比を著しく向上させることが分かる。

0070

なお、上述した第3実施例においては、説明の便宜上カウンタフィルター部11を1ビット信号処理(ビットストリーム)の回路構成としたが、これに限定されるものではない。カウンタフィルター部11は図4の構成と同様に複数ビット信号処理系で構成することが出来る。

0071

上記実施例(チューニング)は第一段移動平均フィルタと第二段移動平均フィルタ間のダウンサンプリングの例で説明したが、第二段移動平均フィルタと第三段移動平均フィルタとの間でも同様のことが言える。また、ダウンサンプリングを行う多段構成の移動平均フィルタの任意の段間においても同様のことが言える。

0072

従って、実施例3に示すように、データシフト及びサンプリング周波数(周期)のうち少なくともいずれかを調整することによってデータ列の一定区間における累積値が一定値となるようにして量子化誤差によるノイズの発生を抑制することが可能となる。例えば、水晶発振子を用いたセンサなどの場合には、予め発生する被測定信号の周波数、周波数の変動範囲などの被測定信号の性質が分かっているので、多段移動平均フィルタの前段移動平均フィルタにおけるデータ遅延段数及び後段移動平均フィルタにおけるサンプリング周波数のうち少なくともいずれかを調整することによって周波数測定装置のS/Nを改善することができる。

0073

応用装置
本発明の周波数測定装置を各種共振周波数変化型センサーに用いると、小型化、軽量化、高分解能化低コスト化が可能となる。また、各種センサーの集積化プラットフォーム化に好適である。また、ニオイセンサーガスセンサーバイオセンサートランスデューサーアレイQCMデバイス圧力センサー加速度センサー等に用いて好適である。

0074

(実施例の効果)
以上説明したように、本発明の第1実施例では短ゲートタイムカウント法においてローパスフィルターを多段移動平均フィルタで構成し、前段から後段にかけてダウンサンプリングを行うので、あるいは少なくとも途中の一段でダウンサンプリングを行うので、短ゲートカウンタと多段移動平均フィルターの構成に比べシフトレジスター数を削減することができる。

0075

また、第2実施例においては、短ゲートタイムカウンターと一段移動平均フィルターがビットストリーム化されているので更に回路構成が簡単となり、また、高速動作が可能となって好ましい。

0076

また、本発明の第3実施例においては、短ゲートタイムカウント法とダウンサンプリングを行う多段移動平均フィルターを組み合わせた周波数測定装置において、移動平均フィルタのタップ数とサンプリング間隔が調整されるので、SNが向上して好ましい。

0077

また、実施例(短ゲートタイムカウント法のカウンタ)では、ダウンサンプリング後でもノイズシェーピングを機能させることができるため、ノイズシェーピングが機能していない他の手法に比べ、ダウンサンプリング前に必要なローパスフィルターに高い性能を必要としないのでダウンサンプリング前のローパスフィルターについても簡略化できる(ダウンサンプリング前後のローパスフィルターを含めた全体としての性能が十分であれば良い。)。そのため、ローパスフィルターの構成を簡素化できる。

0078

また、本方式周波数測定装置を備えたセンサなどの装置は、周波数測定装置の回路規模が小さく実装が容易なため、装置を小型化、高精度化、軽量化、低消費電力化、低コスト化が可能となって具合がよい。

0079

10短ゲートカウント部、11カウントフィルター部、20ローパスフィルター部、21 初段移動平均フィルター、22 第二段移動平均フィルター、23 第三段移動平均フィルター、111アップカウンタ、112,112aデータラッチ、113,113aシフトレジスタ、114減算器、114a加算器、221累算器、222a,222b,222c シフトレジスタ、223 減算器、224 データラッチ、225アップダウンカウンタ、225a アップカウンタ、231 累算器、232,232a,232b,232c シフトレジスタ、233 減算器、234 データラッチ

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