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技術 無線受信用半導体回路及びそれを備えた無線受信装置

出願人 パナソニック株式会社
発明者 大場康雄栗本秀彦
出願日 2007年12月6日 (13年0ヶ月経過) 出願番号 2007-315970
公開日 2008年7月17日 (12年5ヶ月経過) 公開番号 2008-167425
状態 特許登録済
技術分野 スーパーヘテロダイン受信機 受信機の回路一般
主要キーワード 電流検出モード 公称抵抗値 無線受信用 パルス形 高周波帯域通過フィルタ Nチャネル バイアス電流制御信号 制御開始信号
関連する未来課題
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課題

消費電力を削減する。

解決手段

無線受信回路20は、アンテナ50で受信された無線受信信号中間周波信号に変換して、後段映像音声信号処理回路に出力する。定電圧源8は、無線受信回路20にバイアス電流を供給する。バイアス電流検出回路は、上記バイアス電流を検出して、検出結果を電流コントローラ回路4に出力し、電流コントローラ回路4は、バイアス電流の検出結果をメモリ回路2に出力する。さらに、電流コントローラ回路4は、バイアス電流検出回路3の動作を停止するように制御した後、メモリ回路2に記憶された検出結果に基づいて、検出されたバイアス電流が所定の第1のしきい値より大きいときはバイアス電流を減少させるように制御する一方、検出されたバイアス電流が第1のしきい値より小さい第2のしきい値より小さいときはバイアス電流を増加させるように制御する。

概要

背景

近年、電池を用いて駆動される携帯電話機などの携帯型機器に、様々な無線受信回路が搭載されるようになり、無線受信回路で消費される消費電力の大幅削減が要求されるようになってきている。しかしながら、従来のアナログテレビジョン放送受信機に使用されるアナログテレビジョン放送受信回路は、消費電力が数百mWから1Wを超す場合があり、電池を用いて駆動される携帯型機器には不向きであった。例えば、今後登場する携帯型機器向けのデジタルテレビジョン放送受信回路では、従来にない大幅な低消費電力が要求されるようになってきており、消費電力は、例えば100mW以下であることが要求される。近年、この要求に応えるために、無線受信回路を構成する回路の大半は半導体集積回路に組み込まれるようになってきた。この場合、無線受信回路の消費電力は、半導体集積回路の消費電力に依存する。例えば、無線受信回路に供給される電源電圧下げることによって無線受信回路の低消費電力化は図れるが、携帯型機器では電源に電池を使用する場合が多く、電池の電圧降圧する効率を考慮すると必ずしも低消費化が効率的に実施されることはない。

一方、高周波増幅器混合器局部発振器分周器及び中間周波回路などを含む高周波回路と、低周波回路と、バイアス回路とを含む無線受信回路において、高周波回路で処理される信号の周波数は低周波回路及びバイアス回路で処理される信号の周波数に比較して高く、さらに高周波回路に流れるバイアス電流値は低周波回路及びバイアス回路に流れるバイアス電流値に比較して大きい。これは、高周波回路では、半導体集積回路内寄生容量による影響を小さくするために、高周波回路に形成される抵抗抵抗値を小さくしてバイアス電流値を大きくすることが多く、さらに、一般に、無線受信回路の重要な特性であるゲイン、雑音指数、及びダイナミックレンジなどは、バイアス電流値が大きいほど改善されるためである。従って、無線受信回路の低消費電力化のためには、低周波回路及びバイアス回路に流れるバイアス電流を減らすことよりも、高周波回路に流れるバイアス電流を減らすことが効果的である。

特許文献1及び2には、バイアス電流が印加されて受信信号増幅する増幅手段と、受信信号の受信電界レベルを検出する受信電界検出手段と、相互変調歪許容値内に抑えて低消費電力を実現するように、受信電界レベルに応じてバイアス電流を制御する制御手段とを備えた受信増幅装置が開示されている。

特開平9−107299号公報。
特許第2766230号公報。

概要

消費電力を削減する。無線受信回路20は、アンテナ50で受信された無線受信信号中間周波信号に変換して、後段映像音声信号処理回路に出力する。定電圧源8は、無線受信回路20にバイアス電流を供給する。バイアス電流検出回路は、上記バイアス電流を検出して、検出結果を電流コントローラ回路4に出力し、電流コントローラ回路4は、バイアス電流の検出結果をメモリ回路2に出力する。さらに、電流コントローラ回路4は、バイアス電流検出回路3の動作を停止するように制御した後、メモリ回路2に記憶された検出結果に基づいて、検出されたバイアス電流が所定の第1のしきい値より大きいときはバイアス電流を減少させるように制御する一方、検出されたバイアス電流が第1のしきい値より小さい第2のしきい値より小さいときはバイアス電流を増加させるように制御する。

目的

本発明の目的は以上の問題点を解決し、半導体集積回路の製造プロセスのばらつきに起因して消費電流がばらついている場合でも、従来技術に比較して消費電力を削減できる無線受信用半導体回路及びそれを備えた無線受信装置を提供することにある。

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

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請求項1

受信された所定の無線周波数を有する無線受信信号中間周波信号に変換して出力する無線受信回路を備えた無線受信用半導体回路において、上記無線受信回路にバイアス電流を供給するバイアス電流供給手段と、上記バイアス電流を検出して検出結果を出力するバイアス電流検出手段と、上記検出結果を記憶する記憶手段と、上記バイアス電流検出手段の動作を停止するように制御した後、上記記憶された検出結果に基づいて、上記検出されたバイアス電流が所定の第1のしきい値より大きいときは上記バイアス電流を減少させるように制御する一方、上記検出されたバイアス電流が上記第1のしきい値より小さい第2のしきい値より小さいときは上記バイアス電流を増加させるように制御する制御処理を実行する制御手段とを備えたことを特徴とする無線受信用半導体回路。

請求項2

上記バイアス電流検出手段は、所定の同一の定電流をそれぞれ供給する第1乃至第3の電流源と、上記半導体回路に設けられ、上記第1の電流源に接続され、所定の第1の公称抵抗値を有する第1の抵抗と、上記半導体回路に設けられ、上記第2の電流源に接続され、上記第1の公称抵抗値より小さい所定の第2の公称抵抗値を有する第2の抵抗とを備え、上記第3の電流源は基準抵抗に接続され、上記基準抵抗は、上記半導体回路の外部に設けられ、上記第2の公称抵抗値より大きくかつ上記第1の公称抵抗値未満の所定の基準抵抗値を有し、上記第1及び第2の抵抗よりも高い精度を有し、上記基準抵抗に誘起される電圧と上記第1の抵抗に誘起される電圧とを比較した結果及び、上記基準抵抗に誘起される電圧と上記第2の抵抗に誘起される電圧とを比較した結果に基づいて、上記バイアス電流を検出することを特徴とする請求項1記載の無線受信用半導体回路。

請求項3

上記制御手段は、上記無線受信回路の電源投入時に、上記制御処理を実行することを特徴とする請求項1又は2記載の無線受信用半導体回路。

請求項4

上記制御手段は、上記無線周波数の変更時に、上記制御処理を実行することを特徴とする請求項1乃至3のうちのいずれか1つに記載の無線受信用半導体回路。

請求項5

所定の期間を示すモード切換信号を発生して上記制御手段に出力する計時手段をさらに備え、上記制御手段は、上記モード切換信号に応答して、上記期間内において上記バイアス電流検出手段を動作するように制御した後、上記制御処理を実行することを特徴とする請求項1乃至4のうちのいずれか1つに記載の無線受信用半導体回路。

請求項6

請求項1乃至5のうちのいずれか1つに記載の無線受信用半導体回路を備えたことを特徴とする無線受信装置

技術分野

0001

本発明は、携帯電話機などに搭載される無線受信用半導体回路及びそれを備えた無線受信装置に関する。

背景技術

0002

近年、電池を用いて駆動される携帯電話機などの携帯型機器に、様々な無線受信回路が搭載されるようになり、無線受信回路で消費される消費電力の大幅削減が要求されるようになってきている。しかしながら、従来のアナログテレビジョン放送受信機に使用されるアナログテレビジョン放送受信回路は、消費電力が数百mWから1Wを超す場合があり、電池を用いて駆動される携帯型機器には不向きであった。例えば、今後登場する携帯型機器向けのデジタルテレビジョン放送受信回路では、従来にない大幅な低消費電力が要求されるようになってきており、消費電力は、例えば100mW以下であることが要求される。近年、この要求に応えるために、無線受信回路を構成する回路の大半は半導体集積回路に組み込まれるようになってきた。この場合、無線受信回路の消費電力は、半導体集積回路の消費電力に依存する。例えば、無線受信回路に供給される電源電圧下げることによって無線受信回路の低消費電力化は図れるが、携帯型機器では電源に電池を使用する場合が多く、電池の電圧降圧する効率を考慮すると必ずしも低消費化が効率的に実施されることはない。

0003

一方、高周波増幅器混合器局部発振器分周器及び中間周波回路などを含む高周波回路と、低周波回路と、バイアス回路とを含む無線受信回路において、高周波回路で処理される信号の周波数は低周波回路及びバイアス回路で処理される信号の周波数に比較して高く、さらに高周波回路に流れるバイアス電流値は低周波回路及びバイアス回路に流れるバイアス電流値に比較して大きい。これは、高周波回路では、半導体集積回路内寄生容量による影響を小さくするために、高周波回路に形成される抵抗抵抗値を小さくしてバイアス電流値を大きくすることが多く、さらに、一般に、無線受信回路の重要な特性であるゲイン、雑音指数、及びダイナミックレンジなどは、バイアス電流値が大きいほど改善されるためである。従って、無線受信回路の低消費電力化のためには、低周波回路及びバイアス回路に流れるバイアス電流を減らすことよりも、高周波回路に流れるバイアス電流を減らすことが効果的である。

0004

特許文献1及び2には、バイアス電流が印加されて受信信号増幅する増幅手段と、受信信号の受信電界レベルを検出する受信電界検出手段と、相互変調歪許容値内に抑えて低消費電力を実現するように、受信電界レベルに応じてバイアス電流を制御する制御手段とを備えた受信増幅装置が開示されている。

0005

特開平9−107299号公報。
特許第2766230号公報。

発明が解決しようとする課題

0006

しかしながら、半導体集積回路の製造プロセスは比較的ばらつきが大きく、半導体集積回路に形成される抵抗の抵抗値やトランジスタ電流増幅率ばらつくため、一般に、半導体集積回路の消費電力は±20%以上ばらつき、半導体集積回路の消費電流最小値及び最大値は1.5倍以上ばらつくことがある。さらに、高周波回路の回路特性はバイアス電流値に依存する場合が多く、特に、高周波回路に含まれる局部発振器などの発振回路では、バイアス電流を削減しすぎた場合には発振停止という致命的な問題が発生する。このため、消費電流の削減は消費電流ばらつきの下限によって制約され、低消費電力化の課題のひとつとなっている。しかしながら、従来、特許文献1及び2に記載の受信増幅装置において、上記の消費電流のばらつきに対する対策は取られていなかった。さらに、特許文献1及び2に記載の受信増幅装置は、当該受信増幅装置の動作中に常にバイアス電流の制御を行うため、消費電力をさらに削減できなかった。

0007

本発明の目的は以上の問題点を解決し、半導体集積回路の製造プロセスのばらつきに起因して消費電流がばらついている場合でも、従来技術に比較して消費電力を削減できる無線受信用半導体回路及びそれを備えた無線受信装置を提供することにある。

課題を解決するための手段

0008

第1の発明に係る無線受信用半導体回路は、
受信された所定の無線周波数を有する無線受信信号中間周波信号に変換して出力する無線受信回路を備えた無線受信用半導体回路において、
上記無線受信回路にバイアス電流を供給するバイアス電流供給手段と、
上記バイアス電流を検出して検出結果を出力するバイアス電流検出手段と、
上記検出結果を記憶する記憶手段と、
上記バイアス電流検出手段の動作を停止するように制御した後、上記記憶された検出結果に基づいて、上記検出されたバイアス電流が所定の第1のしきい値より大きいときは上記バイアス電流を減少させるように制御する一方、上記検出されたバイアス電流が上記第1のしきい値より小さい第2のしきい値より小さいときは上記バイアス電流を増加させるように制御する制御処理を実行する制御手段とを備えたことを特徴とする。

0009

上記無線受信用半導体回路において、上記バイアス電流検出手段は、
所定の同一の定電流をそれぞれ供給する第1乃至第3の電流源と、
上記半導体回路に設けられ、上記第1の電流源に接続され、所定の第1の公称抵抗値を有する第1の抵抗と、
上記半導体回路に設けられ、上記第2の電流源に接続され、上記第1の公称抵抗値より小さい所定の第2の公称抵抗値を有する第2の抵抗とを備え、
上記第3の電流源は基準抵抗に接続され、
上記基準抵抗は、上記半導体回路の外部に設けられ、上記第2の公称抵抗値より大きくかつ上記第1の公称抵抗値未満の所定の基準抵抗値を有し、上記第1及び第2の抵抗よりも高い精度を有し、
上記基準抵抗に誘起される電圧と上記第1の抵抗に誘起される電圧とを比較した結果及び、上記基準抵抗に誘起される電圧と上記第2の抵抗に誘起される電圧とを比較した結果に基づいて、上記バイアス電流を検出することを特徴とする。

0010

また、上記無線受信用半導体回路において、上記制御手段は、上記無線受信回路の電源投入時に、上記制御処理を実行することを特徴とする。

0011

さらに、上記無線受信用半導体回路において、上記制御手段は、上記無線周波数の変更時に、上記制御処理を実行することを特徴とする。

0012

またさらに、上記無線受信用半導体回路において、所定の期間を示すモード切換信号を発生して上記制御手段に出力する計時手段をさらに備え、
上記制御手段は、上記モード切換信号に応答して、上記期間内において上記バイアス電流検出手段を動作するように制御した後、上記制御処理を実行することを特徴とする。

0013

第2の発明に係る無線受信装置は、上記の無線受信用半導体回路を備えたことを特徴とする。

発明の効果

0014

本発明に係る無線受信用半導体回路及び上記無線受信用半導体回路を備えた無線受信装置によれば、受信された所定の無線周波数を有する無線受信信号を中間周波信号に変換して出力する無線受信回路を備えた無線受信用半導体回路において、上記無線受信回路にバイアス電流を供給するバイアス電流供給手段と、上記バイアス電流を検出して検出結果を出力するバイアス電流検出手段と、上記検出結果を記憶する記憶手段と、上記バイアス電流検出手段の動作を停止するように制御した後、上記記憶された検出結果に基づいて、上記検出されたバイアス電流が所定の第1のしきい値より大きいときは上記バイアス電流を減少させるように制御する一方、上記検出されたバイアス電流が上記第1のしきい値より小さい第2のしきい値より小さいときは上記バイアス電流を増加させるように制御する制御処理を実行する制御手段とを備えたので、制御処理中にはバイアス電流検出手段は動作せず、従来技術に比較して消費電流が小さい。

発明を実施するための最良の形態

0015

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。

0016

実施形態.
図1は、本発明の実施形態に係る、無線受信用集積回路100を含む無線受信装置の構成を示すブロック図である。また、図2は、図1バイアス電流検出回路3の構成を示すブロック図である。さらに、図3は、図1の無線受信装置の動作を示すタイミングチャートである。またさらに、図4は、図1の局部発振器10の構成を示すブロック図であり、図5は、図1の混合器6の構成を示すブロック図である。

0017

図1において、無線受信装置はアンテナ50と、フロントエンド回路1と、無線受信用集積回路100と、コントローラ60と、基準抵抗70と、直流電源51と、クロック信号発生器61とを備えて構成される。ここで、無線受信用集積回路100は、無線受信回路20と、定電圧源8と、バイアス電流検出回路3と、電流コントローラ回路4と、メモリ回路2と、カウンタ回路13とを備えて、IC又はLSIよりなる1つの半導体集積回路として構成される。さらに、無線受信回路20は、バイアス電流制御回路5aを備えた高周波増幅器5と、バイアス電流制御回路6aを備えた混合器6と、バイアス電流制御回路7aを備えた中間周波回路7と、バイアス電流制御回路10aを備えた局部発振器10と、バイアス電流制御回路11aを備えた分周器11と、バイアス電流制御回路12aを備えたPLL(Phase Locked Loop。以下、PLLという。)回路12と、バイアス電流制御回路9aを備えたバッファ回路9とを備えて構成される。なお、バイアス電流検出回路3、局部発振器10及び混合器6の各構成については、図2図4及び図5を参照してそれぞれ詳細後述する。

0018

ここで、図1の無線受信装置は、アンテナ50で受信された所定の無線周波数を有する無線受信信号を中間周波信号に変換して出力する無線受信回路20を備えた無線受信用半導体集積回路100を備えたことを特徴とする。さらに、無線受信用半導体集積回路100は、無線受信回路20にバイアス電流を供給する定電圧源8と、バイアス電流を検出して検出結果を示す第1の検出信号Sd0及び第2の検出信号Si0を出力するバイアス電流検出回路3と、当該検出結果を記憶するメモリ回路2と、電流コントローラ回路4とを備えたことを特徴とする。ここで、電流コントローラ回路4は、バイアス電流検出回路3の動作を停止するように制御した後、メモリ回路2に記憶された検出結果に基づいて、検出されたバイアス電流が所定の第1のしきい値より大きいときはバイアス電流を減少させるように制御する一方、検出されたバイアス電流が上記第1のしきい値より小さい第2のしきい値より小さいときはバイアス電流を増加させるように制御する制御処理を実行する。

0019

図1の無線受信装置は、出力電圧Vpを出力する直流電源51によって駆動される。また、図1の無線受信装置において、コントローラ60は、無線受信装置の全体の動作及び無線受信用集積回路100の動作を制御するコントローラである。さらに、クロック信号発生器61は、所定の周期で周期的に繰り返すパルス形状を有するクロック信号CLKを発生して、無線受信用集積回路100のPLL回路12及びカウンタ回路13に出力する。

0020

図1において、基準抵抗70は、無線受信用集積回路100の外部に設けられ、詳細後述する所定の抵抗値Rrefを有する。基準抵抗70は、詳細後述するように、無線受信用集積回路100内のバイアス電流検出回路3に形成された抵抗71乃至73(図2参照)より高い精度を有し、抵抗値の製造時のばらつきが小さく、温度変化に対する抵抗値の変化が小さい。図2に示すように、基準抵抗70の一端はバイアス電流検出回路3のpnpトランジスタQ2のコレクタ端子に接続される一方、基準抵抗70の他端は接地される。

0021

また、図1において、フロントエンド回路1はアンテナ50に接続され、アンテナ50のインピーダンスを無線受信用集積回路100の入力インピーダンス整合させるインピーダンス整合回路及びアンテナ50で受信した無線受信信号に対して所定の周波数の信号を帯域通過ろ波させる帯域通過処理を行う高周波帯域通過フィルタを含み、処理後の無線受信信号を高周波増幅器5に出力する。高周波増幅器5は、出力信号のレベルが実質的に所定値となるように利得を自動制御する自動利得制御機能を有し、入力される無線受信信号を当該所定値を有するレベルを有するように増幅して、混合器6に出力する。

0022

一方、電圧制御発振器である局部発振器10は、図4を参照して詳細後述するように、バラクタダイオードC32を備え、PLL回路12からバラクタダイオードC32に所定の逆バイアス電圧を印加されることにより、所定の周波数を有する局部発振信号を発生して分周器11に出力する。分周器11は、コントローラ60によって、局部発振器10からの局部発振信号を所定の分周比Nで分周してPLL回路12に出力するように制御される。さらに、PLL回路12は、分周器11からの信号とクロック信号発生器61からのクロック信号CLKの位相差を検出し、検出した位相差に基づいて逆バイアス電圧を発生して、局部発振器10内のバラクタダイオードC32(図4参照)に印加する。これにより、局部発振器10は、クロック信号CLKの周波数のN倍の周波数を有する局部発振信号を発生してバッファ回路9に出力する。バッファ回路9は、入力される局部発振信号の信号レベルを所定の信号レベルに変換し、混合器6に出力する。

0023

混合器6は、高周波増幅器5からの無線受信信号とバッファ回路9からの局部発振信号とを混合して、中間周波回路7に出力する。さらに、中間周波回路7は、入力される信号から中間周波信号以外の成分を除去し、除去後の中間周波信号を増幅して、無線受信用集積回路100の後段映像音声信号処理回路(図示しない。)に出力する。

0024

図1において、カウンタ回路13は所定の期間を示すモード切換信号S1を発生して電流コントローラ回路4に出力する計時手段であって、コントローラ60からの制御開始信号Soの立ち上がりエッジのタイミングで、クロック信号発生器61からのクロック信号CLKのパルス数カウントを開始するとともにハイレベルのモード切換信号S1を発生して電流コントローラ回路4に出力し、カウント値が例えば所定のカウント値「10」になったときに、ローレベルのモード切換信号S1を発生して電流コントローラ回路4に出力する。

0025

また、図1において、電流コントローラ回路4は制御ロジック回路であって、バイアス電流検出モードと受信モードとを有する。電流コントローラ回路4は、ハイレベルのモード切換信号S1に応答して電流検出モードに設定され、ハイレベルのモード切換信号S2を発生して定電圧源8に出力することにより、バイアス電流検出回路3を動作するように制御し、バイアス電流検出回路3からのバイアス電流の検出結果を示す第1の検出信号Sd0及び第2の検出信号Si0を、ラッチ回路であるメモリ回路2に出力する。一方、電流コントローラ回路4は、ローレベルのモード切換信号S1に応答して受信モードに設定され、ローレベルのモード切換信号S2を発生して定電圧源8に出力することにより、バイアス電流検出回路3を動作を停止するように制御する。その後、電流コントローラ回路4は、メモリ回路2から第1の検出信号Sd0及び第2の検出信号Si0を読み出して、第1のバイアス電流制御信号Sd及び第2のバイアス電流制御信号Siとしてバイアス電流制御回路5a、6a、7a、9a、10a及び11aにそれぞれ出力する。

0026

さらに、図1において、定電圧源8は、直流電源51からの出力電圧Vpを定電圧Vccに変換して、高周波増幅器5、混合器6、中間周波回路7、バッファ回路9、局部発振器10、分周器11及びPLL回路12の各バイアス電流制御回路5a、6a、7a、9a、10a及び11aに出力することにより、高周波増幅器5、混合器6、中間周波回路7、バッファ回路9、局部発振器10、分周器11及びPLL回路12にバイアス電流を供給する。さらに、定電圧源8は、電流コントローラ回路4からのハイレベルのモード切換信号S2に応答して、ハイレベルのモード切換信号S3を発生してバイアス電流検出回路3に出力する一方、ローレベルのモード切換信号S2に応答して、ローレベルのモード切換信号S3を発生してバイアス電流検出回路3に出力する。

0027

図2において、バイアス電流検出回路3は、pnpトランジスタQ1乃至Q4と、npnトランジスタQ5と、公称抵抗値R1を有する抵抗71と、公称抵抗値R2を有する抵抗72と、公称抵抗値R3を有する抵抗73と、コンパレータ21及び22とを備えて構成される。ここで、npnトランジスタQ5のエミッタ端子は抵抗71を介して接地され、npnトランジスタQ5のコレクタ端子はpnpトランジスタQ1のコレクタ端子に接続される。さらに、pnpトランジスタQ1のコレクタ端子はpnpトランジスタQ1乃至Q4の各ベース端子に接続され、pnpトランジスタQ1のエミッタ端子は直流電源51からの出力電圧Vpを出力する電源端子23に接続される。また、pnpトランジスタQ2のエミッタ端子は電源端子23に接続され、pnpトランジスタQ2のコレクタ端子は抵抗70を介して接地されるとともにコンパレータ22の反転入力端子及びコンパレータ21の非反転入力端子に接続される。さらに、pnpトランジスタQ3のエミッタ端子は電源端子23に接続され、pnpトランジスタQ3のコレクタ端子は抵抗72を介して接地されるとともにコンパレータ21の反転入力端子に接続される。またさらに、pnpトランジスタQ4のエミッタ端子は電源端子23に接続され、pnpトランジスタQ4のコレクタ端子は抵抗73を介して接地されるとともに、コンパレータ22の非反転入力端子に接続される。ここで、pnpトランジスタQ1乃至Q4は、カレントミラー回路を構成する。また、定電圧源8からのモード切換信号S3は、npnとトランジスQ5のベース端子に出力される。

0028

バイアス電流検出回路3において、コンパレータ21は、非反転入力端子の電圧レベルが反転入力端子の電圧レベルより大きいときにハイレベルの第2の検出信号Si0を発生して電流コントローラ回路4に出力する一方、非反転入力端子の電圧レベルが反転入力端子の電圧レベル以下のときにローレベルの第2の検出信号Si0を発生して電流コントローラ回路4に出力する。また、コンパレータ22は、非反転入力端子の電圧レベルが反転入力端子の電圧レベルより大きいときにハイレベルの第1の検出信号Sd0を発生して電流コントローラ回路4に出力する一方、非反転入力端子の電圧レベルが反転入力端子の電圧レベル以下のときにローレベルの第1の検出信号Sd0を発生して電流コントローラ回路4に出力する。

0029

図2において、定電圧源8からのローレベルのモード切換信号S3に応答して、バイアス電流検出回路3のnpnトランジスタQ5はオフ状態にされるので、pnpトランジスタQ1乃至Q4はオフ状態にされ、バイアス電流検出回路3に電流は流れない。

0030

一方、定電圧源8からのハイレベルのモード切換信号S3に応答して、npnトランジスタQ5はオンする。このとき、npnトランジスタQ5のコレクタ電流値I1は、npnトランジスタQ5のエミッタ電圧値Veを用いて、以下の式(1)で表される。

0031

[数1]
I1=Ve/R1 (1)

0032

従って、pnpトランジスタQ1乃至Q4の各コレクタ電流は電流値I1を有する。このとき、pnpトランジスタQ2乃至Q4の各コレクタ電圧値V1、V2及びV3は、以下の式(2)乃至式(4)でそれぞれ表される。

0033

[数2]
V1=I1・Rref=Ve・Rref/R1 (2)

0034

[数3]
V2=I1・R2=Ve・R2/R1 (3)

0035

[数4]
V3=I1・R3=Ve・R3/R1 (4)

0036

ここで、抵抗71乃至73は同一の半導体集積回路内の同一基板に同一の製造プロセスによって形成されるので、公称抵抗値R1乃至R3に対する各抵抗値の製造時のばらつきは互いに実質的に同一であり、抵抗71乃至73の各温度特性は互いに実質的に同一である。すなわち、例えば、抵抗71の抵抗値が公称抵抗値R1よりも10%大きいときは、抵抗72の抵抗値は公称抵抗値R2よりも10%大きく、抵抗73の抵抗値は公称抵抗値R3よりも10%大きい。

0037

抵抗値Rrefと公称抵抗値R2及びR3とは、抵抗71乃至73の抵抗値と公称抵抗値R1乃至R3との間の差の絶対値のしきい値Δr(%)を用いて、以下の式(5)を満たすように設定される。

0038

[数5]
Rref=R3(1+Δr/100)=R2(1−Δr/100) (5)

0039

すなわち、R3<Rref<R2が成り立つ。

0040

従って、抵抗71乃至73がそれぞれ、公称抵抗値R1乃至R3に対してしきい値Δr(%)以内の抵抗値を有し、かつ基準抵抗70の抵抗値が抵抗値Rrefと実質的に等しいとき、pnpトランジスタQ2乃至Q4の各コレクタ電圧値V1、V2及びV3は、以下の式(6)を満たす。

0041

[数6]
V3<V1<V2 (6)

0042

このとき、バイアス電流検出回路3は、ローレベルの第1の検出信号Sd0及びローレベルの第2の検出信号Si0をそれぞれ発生して、電流コントローラ回路4に出力する。

0043

公称抵抗値R1乃至R3と抵抗71乃至73の各抵抗値との間の差は互いに実質的に同一であり、抵抗71乃至73の各温度特性は互いに実質的に同一であるので、式(3)及び式(4)でそれぞれ表されるトランジスタQ3及びQ4の各コレクタ電圧値V2及びV3において、各公称抵抗値R1乃至R3と各抵抗71乃至73の抵抗値との間の差は相殺される。一方、基準抵抗70は、無線受信用集積回路100の外部に設けられ、抵抗71乃至73に比較して高い精度を有し、抵抗値Rrefのばらつきは、無線受信用集積回路100に形成される抵抗71乃至73の各抵抗値の公称抵抗値R1乃至R3に対するばらつきに比較して無視できる程度に小さい。

0044

従って、抵抗71乃至73の各抵抗値がそれぞれ各公称抵抗値R1乃至R3より大きく、抵抗71乃至73の各抵抗値と各公称抵抗値R1乃至R3との間の差の絶対値(%)がそれぞれしきい値Δrより大きいとき、抵抗73の抵抗値は抵抗値Rrefよりも大きくなるので、pnpトランジスタQ2乃至Q4の各コレクタ電圧値V1、V2及びV3は、以下の式(7)を満たす。

0045

[数7]
V1<V3<V2 (7)

0046

このとき、バイアス電流検出回路3は、ローレベルの第1の検出信号Sd0及びハイレベルの第2の検出信号Si0をそれぞれ発生して、電流コントローラ回路4に出力する。

0047

さらに、抵抗71乃至73の各抵抗値がそれぞれ各公称抵抗値R1乃至R3より小さく、抵抗71乃至73の各抵抗値と各公称抵抗値R1乃至R3との間の差の絶対値(%)がそれぞれしきい値Δrより大きいとき、抵抗72の抵抗値が抵抗値Rrefよりも小さくなるので、pnpトランジスタQ2乃至Q4の各コレクタ電圧値V1、V2及びV3は、以下の式(8)を満たす。

0048

[数8]
V3<V2<V1 (8)

0049

このとき、バイアス電流検出回路3は、ハイレベルの第1の検出信号Sd0及びローレベルの第2の検出信号Si0をそれぞれ発生して、電流コントローラ回路4に出力する。

0050

ここで、無線受信用集積回路100は1つの半導体集積回路として構成されるので、抵抗71乃至73の各抵抗値と各公称抵抗値R1乃至R3との間の差(%)は、無線受信用集積回路100内の無線受信回路20の基板に形成される抵抗(例えば、詳細後述する、図4の抵抗81乃至84及び図5の抵抗91乃至96)の各抵抗値の各公称抵抗値からの差(%)と実質的に同一である。従って、以上詳述したように、バイアス電流検出回路3は、抵抗72の抵抗値が公称抵抗値R2に比較して大きく、且つ抵抗72の抵抗値と公称抵抗値R2との間の差の大きさ(%)が所定のしきい値Δrより大きいか否かを検出することにより、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流が所定の第1のしきい値より大きいか否かを検出し、当該検出結果を示す第1の検出信号Sd0を発生して電流コントローラ回路4に出力する。さらに、バイアス電流検出回路3は、抵抗73の抵抗値が公称抵抗値R3に比較して大きく、且つ抵抗73の抵抗値と公称抵抗値R3との間の差の大きさ(%)が所定のしきい値Δrより大きいか否かを検出することにより、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が所定の第1のしきい値より小さい所定の第2のしきい値より小さいか否かを検出し、当該検出結果を示す第2の検出信号Si0を発生して電流コントローラ回路4に出力する。すなわち、バイアス電流検出回路3は、バイアス電流供給手段である定電圧源8の出力電圧Vccを定電流I1に変換して、基準抵抗70及び無線受信回路20内に形成される抵抗を代表する抵抗72,73に供給し、各抵抗72,73に誘起される各電圧V2,V3を基準抵抗70に誘起される電圧V1とそれぞれ比較することにより、無線受信回路20内の各回路5,6,7,9,10,11及び12に流れる各バイアス電流をそれぞれ直接検出することなく、当該各バイアス電流が所定の第1のしきい値より大きいか否か、及び所定の第2のしきい値より小さいか否かを検出する。従って、従来技術に比較して無線受信用集積回路100の構成を簡単化できる。

0051

以上、図2を参照して詳述したように、バイアス電流検出回路3は、所定の同一の定電流I1(式(1)参照。)をそれぞれ供給する第1の電流源であるpnpトランジスタQ3、第2の電流源であるpnpトランジスタQ4、及び第3の電流源であるpnpトランジスタQ2と、無線受信用集積回路100に設けられ、pnpトランジスタQ3のコレクタ端子に接続され、所定の公称抵抗値R2を有する抵抗72と、無線受信用集積回路100に設けられ、pnpトランジスタQ4のコレクタ端子に接続され、所定の公称抵抗値R3を有する抵抗73とを備える。ここで、pnpトランジスタQ2のコレクタ端子は基準抵抗70に接続される。また、基準抵抗70は、無線受信用集積回路100の外部に設けられ、公称抵抗値R3より大きくかつ公称抵抗値R2より小さい所定の基準抵抗値をRref有し、抵抗72及び73よりも高い精度を有する。バイアス電流検出回路3は、基準抵抗70に誘起される電圧V1と抵抗72に誘起される電圧V2とを比較した結果及び、基準抵抗70に誘起される電圧と抵抗73に誘起される電圧V3とを比較した結果に基づいて、無線受信回路20に流れるバイアス電流を検出するので、従来技術に比較して簡素な回路構成で無線受信回路20に流れるバイアス電流を検出できる。

0052

次に、図3を参照して、図1の無線受信装置の動作を説明する。図3において、タイミングt1で、図1の無線受信装置の電源をオンした後、コントローラ60は、ハイレベルの制御開始信号Soを発生してカウンタ回路13に出力する。これに応答して、カウンタ回路13は、クロック信号CLKのパルス数のカウントを開始するとともにハイレベルのモード切換信号S1を発生して電流コントローラ回路4に出力する。さらに、ハイレベルのモード切換信号S1に応答して、電流コントローラ回路4は、電流検出モードに設定され、ハイレベルのモード切換信号S2を発生して定電圧源8に出力するとともに、バイアス電流検出回路3からの第1の検出信号Sd0及び第2の検出信号Si0のメモリ回路2への出力を開始する。またさらに、定電圧源8は、ハイレベルのモード切換信号S2に応答して、ハイレベルのモード切換信号S3を発生してバイアス電流検出回路3に出力する。これに応答して、バイアス電流検出回路3は、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流を検出し、当該検出結果を示す第1の検出信号Sd0及び第2の検出信号Si0を発生して電流コントローラ回路4に出力する。

0053

カウンタ回路13は、タイミングt2で、カウント値が所定のカウント値「10」になったことを検出すると、ローレベルのモード切換信号S1を発生して電流コントローラ回路4に出力する。これに応答して、電流コントローラ回路4は、ローレベルのモード切換信号S1に応答して受信モードに設定され、ローレベルのモード切換信号S2を発生して定電圧源8に出力するとともに、メモリ回路2から第1の検出信号Sd0及び第2の検出信号Si0を読み出して、第1のバイアス電流制御信号Sd及び第2のバイアス電流制御信号Siとしてバイアス電流制御回路5a、6a、7a、9a、10a及び11aにそれぞれ出力する。さらに、定電圧源8は、ローレベルのモード切換信号S2に応答して、ローレベルのモード切換信号S3を発生してバイアス電流検出回路3に出力する。これに応答して、バイアス電流検出回路3は、バイアス電流の検出を終了する。

0054

詳細後述するように、タイミングt2以降の受信モードの期間において、バイアス電流制御回路5a、6a、7a、9a、10a、11a及び12aはそれぞれ、ハイレベルの第1のバイアス電流制御信号Sdに応答して、高周波増幅器5、混合器6、中間周波回路7、バッファ回路9、局部発振器10、分周器11及びPLL回路12に流れるバイアス電流を減少させる一方、ハイレベルの第2のバイアス電流制御信号Siに応答して、高周波増幅器5、混合器6、中間周波回路7、バッファ回路9、局部発振器10、分周器11及びPLL回路12に流れるバイアス電流を増加させる。

0055

次に、図4を参照して局部発振器10の構成及び動作を説明する。図4において、局部発振器10は、局部発振回路101とバイアス電流制御回路10aとを備えて構成される。

0056

ここで、局部発振回路101は、インダクタL31及びL32と、コンデンサC31とバラクタダイオードC32と、npnトランジスタQ31及びQ32と、高周波阻止用インダクタL33及びL34を備えて構成される。インダクタL31の一端は電源端子23を介してインダクタL32の一端に接続され、インダクタL31の他端はコンデンサC31の一方の電極に接続される。さらに、コンデンサの他方の電極はインダクタL32の他端に接続される。また、バラクタダイオードC32のアノードはインダクタL31の他端とコンデンサC31の一方の電極との間の接続点に接続される一方、カソードはインダクタL32の他端とコンデンサC31の他方の電極との間の接続点に接続される。npnトランジスタQ31のベース端子はnpnトランジスタQ32のコレクタ端子に接続され、npnトランジスタQ31のコレクタ端子はバラクタダイオードC32のアノードとコンデンサC31の一方の電極との間の接続点及びnpnトランジスタQ32のベース端子に接続され、npnトランジスタQ31のエミッタ端子はnpnトランジスタQ32のエミッタ端子に接続される。さらに、npnトランジスタQ32のコレクタ端子はバラクタダイオードC32のカソードとコンデンサC31の他方の電極との間の接続点に接続される。バラクタダイオードC32のアノードは高周波阻止用インダクタL34を介して入力端子38に接続され、バラクタダイオードC32のカソードは高周波阻止用インダクタL33を介して入力端子37に接続される。また、インダクタL32の他端とコンデンサC31の他方の電極との間の接続点は、出力端子34に接続される。さらに、npnトランジスタQ31のコレクタ端子は出力端子35に接続される。ここで、バラクタダイオードC32には、入力端子34及び35を介してPLL回路12からの所定の逆バイアス電圧が印加される。以上のように構成された局部発振回路101は、バイアス電流制御回路10aによって詳細後述するようにバイアス電流を供給され、PLL回路12からの所定の逆バイアス電圧に応答して、所定の周波数を有する局部発振信号を発生して、出力端子34及び35を介してバッファ回路9及び分周器11に出力する。

0057

バイアス電流制御回路10aは、インバータ回路を構成するNチャネルMOS電界効果トランジスタM31及びPチャネル型MOS電界効果トランジスタM32と、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタM33及びM34と、抵抗値R81乃至R84をそれぞれ有する抵抗81乃至84と、npnトランジスタQ33乃至Q36とを備えて構成される。Nチャネル型MOS電界効果トランジスタM31及びPチャネル型MOS電界効果トランジスタM32から構成されるインバータ回路の入力端子は入力端子32に接続される一方、出力端子はNチャネル型MOS電界効果トランジスタM33のゲート端子に接続される。また、npnトランジスタQ33、Q34及びQ35の各コレクタ端子はnpnトランジスタQ31のエミッタ端子とnpnトランジスタQ32のエミッタ端子との間の接続点に接続される。さらに、npnトランジスタQ33のエミッタ端子はエミッタ抵抗81を介してNチャネル型MOS電界効果トランジスタM33のドレイン端子に接続され、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタM33のソース端子は接地される。また、npnトランジスタQ34のエミッタ端子はエミッタ抵抗82を介してNチャネル型MOS電界効果トランジスタM34のドレイン端子に接続され、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタM34のソース端子は接地され、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタM34のゲート端子は入力端子33に接続される。さらに、npnトランジスタQ35のエミッタ端子はエミッタ抵抗83を介して接地される。npnトランジスタQ36のコレクタ端子は入力端子36を介して定電圧Vccを出力する定電圧源8に接続され、npnトランジスタQ36のエミッタ端子はエミッタ抵抗84を介して接地される。さらに、npnトランジスタQ33乃至Q36の各ベース端子とnpnトランジスタQ36のコレクタ端子とは互いに接続される。ここで、電流コントローラ回路4からの第1のバイアス電流制御信号Sdは、入力端子32を介してNチャネル型MOS電界効果トランジスタM31及びPチャネル型MOS電界効果トランジスタM32から構成されるインバータ回路に出力される一方、電流コントローラ回路4からの第2のバイアス電流制御信号Siは、入力端子33を介してNチャネル型MOS電界効果トランジスタM34のゲート端子に出力される。

0058

図4において、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が第2のしきい値以上且つ第1のしきい値以下であるとき、ローレベルの第1のバイアス電流制御信号Sdに応答してNチャネル型MOS電界効果トランジスタM33はオン状態にされる一方、ローレベルの第2のバイアス電流制御信号Siに応答してNチャネル型MOS電界効果トランジスタM34はオフ状態にされる。従って、局部発振回路101には、npnトランジスタQ33及びQ35に流れる各コレクタ電流を加算したバイアス電流が流れる。また、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が第1のしきい値未満のとき、ローレベルの第1のバイアス電流制御信号Sdに応答してNチャネル型MOS電界効果トランジスタM33はオン状態にされる一方、ハイレベルの第2のバイアス電流制御信号Siに応答してNチャネル型MOS電界効果トランジスタM34はオン状態にされる。従って、局部発振回路101には、npnトランジスタQ33、Q34及びQ35に流れる各コレクタ電流を加算したバイアス電流が流れる。さらに、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が第2のしきい値より大きいとき、ハイレベルの第1のバイアス電流制御信号Sdに応答してNチャネル型MOS電界効果トランジスタM33はオフ状態にされる一方、ローレベルの第2のバイアス電流制御信号Siに応答してNチャネル型MOS電界効果トランジスタM34はオフ状態にされる。従って、局部発振回路101には、npnトランジスタQ33に流れるコレクタ電流がバイアス電流として流れる。

0059

以上詳述したように、図4のように構成された局部発振器10によれば、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が第2のしきい値未満のときは、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が第2のしきい値以上かつ第1のしきい値以下のときに比較して、局部発振回路101に流れるバイアス電流は増加する。一方、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が第1のしきい値より大きいときは、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が第2のしきい値以上かつ第1のしきい値以下のときに比較して、局部発振回路101に流れるバイアス電流は減少する。

0060

なお、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が第2のしきい値未満のときに局部発振回路101に流れるバイアス電流の電流値は、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が第2のしきい値以上かつ第1のしきい値以下のときに比較して、npnとトランジスタQ34に流れるコレクタ電流の電流値だけ増加するが、この増分は、局部発振回路101において発振停止が起きないように設定される。

0061

次に、図5を参照して混合器6の構成及び動作を説明する。図5において、混合器6は、混合回路62とバイアス電流制御回路6aとを備えて構成される。

0062

図5において、混合回路62は、npnトランジスタQ41乃至Q46と、抵抗95とを備えて構成される。ここで、npnトランジスタQ41のベース端子は入力端子46に接続されるとともにnpnトランジスタQ44のベース端子に接続され、npnトランジスタQ41のコレクタ端子は出力端子41に接続されるとともにnpnトランジスタQ43のコレクタ端子に接続され、npnトランジスタQ41のエミッタ端子はnpnトランジスタQ42のエミッタ端子に接続される。また、npnトランジスタQ44のコレクタ端子は出力端子42に接続されるとともにnpnトランジスタQ42のコレクタ端子に接続され、npnトランジスタQ44のエミッタ端子はnpnトランジスタQ43のエミッタ端子に接続される。さらに、npnトランジスタQ42及びQ43の各ベース端子は入力端子47に接続される。またさらに、npnトランジスタQ45のコレクタ端子はnpnトランジスタQ41及びQ42の各エミッタ端子に接続され、npnトランジスタQ45のベース端子は入力端子43に接続される。また、npnトランジスタQ46のコレクタ端子はnpnトランジスタQ43及びQ44の各エミッタ端子に接続され、npnトランジスタQ46のベース端子は入力端子44に接続される。さらに、抵抗95はnpnトランジスタQ45及びQ46の各エミッタ端子間に接続される。上述のように構成された混合回路62は、バイアス電流制御回路6aによって詳細後述するようにバイアス電流を供給され、混合回路62において、高周波増幅器5から入力端子43及び44を介して入力される無線受信信号と、バッファ回路9から入力端子46及び47を介して入力される局部発振信号とは混合されて、出力端子41及び42を介して中間周波回路7に出力される。

0063

また、図5において、バイアス電流制御回路6aは、インバータ回路を構成するNチャネル型MOS電界効果トランジスタM41及びPチャネル型MOS電界効果トランジスタM42と、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタM43及びM44と、抵抗値R91乃至R94をそれぞれ有するエミッタ抵抗91乃至94と、抵抗値R96を有するエミッタ抵抗96と、npnトランジスタQ47乃至Q49とを備えて構成される。ここで、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタM41及びPチャネル型MOS電界効果トランジスタM42から構成されるインバータ回路の入力端子は入力端子33aに接続される一方、出力端子はNチャネル型MOS電界効果トランジスタM43のゲート端子に接続される。また、npnトランジスタQ47のコレクタ端子は入力端子36aを介して定電圧Vccを出力する定電圧源8に接続されるとともに、npnトランジスタQ47乃至Q49の各ベース端子に接続される。さらに、npnトランジスタQ47のエミッタ端子は、抵抗93を介して接地されるとともに、抵抗91を介してNチャネル型MOS電界効果トランジスタM43のドレイン端子に接続され、抵抗92を介してNチャネル型MOS電界効果トランジスタM44のドレイン端子に接続される。さらに、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタM43のソース端子は接地される。またさらに、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタM44のゲート端子は入力端子32aに接続され、ソース端子は接地される。また、npnトランジスタQ48のコレクタ端子はnpnトランジスタQ45のエミッタ端子に接続され、npnトランジスタQ48のエミッタ端子は抵抗94を介して接地される。さらに、npnトランジスタQ49のコレクタ端子はnpnトランジスタQ46のエミッタ端子に接続され、npnトランジスタQ49のエミッタ端子は抵抗96を介して接地される。ここで、電流コントローラ回路4からの第2のバイアス電流制御信号Siは、入力端子33aを介してNチャネル型MOS電界効果トランジスタM41及びPチャネル型MOS電界効果トランジスタM42から構成されるインバータ回路に出力される一方、電流コントローラ回路4からの第1のバイアス電流制御信号Sdは、入力端子32aを介してNチャネル型MOS電界効果トランジスタM44のゲート端子に出力される。

0064

図5において、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が第2のしきい値以上かつ第1のしきい値以下のとき、ローレベルの第1のバイアス電流制御信号Sdに応答してNチャネル型MOS電界効果トランジスタM44はオフ状態にされる一方、ローレベルの第2のバイアス電流制御信号Siに応答してNチャネル型MOS電界効果トランジスタM43はオン状態にされる。従って、npnトランジスタQ48に流れるコレクタ電流の電流値Ic48及びnpnトランジスタQ49に流れるコレクタ電流の電流値Ic49は、正の定数A及びBを用いて以下の式(9)及び式(10)でそれぞれ表される。

0065

[数9]
Ic48=A・R91・R93/{(R91+R93)・R94} (9)

0066

[数10]
Ic49=B・R91・R93/{(R91+R93)・R96} (10)

0067

また、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が第2のしきい値未満のとき、ローレベルの第1のバイアス電流制御信号Sdに応答してNチャネル型MOS電界効果トランジスタM44はオフ状態にされる一方、ハイレベルの第2のバイアス電流制御信号Siに応答してNチャネル型MOS電界効果トランジスタM43はオフ状態にされる。従って、npnトランジスタQ48に流れるコレクタ電流の電流値Ic48及びnpnトランジスタQ49に流れるコレクタ電流の電流値Ic49は、以下の式(11)及び式(12)でそれぞれ表される。

0068

[数11]
Ic48=A・R93/R94 (11)

0069

[数12]
Ic49=B・R93/R96 (12)

0070

さらに、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が第1のしきい値より大きいとき、ハイレベルの第1のバイアス電流制御信号Sdに応答してNチャネル型MOS電界効果トランジスタM44はオン状態にされる一方、ローレベルの第2のバイアス電流制御信号Siに応答してNチャネル型MOS電界効果トランジスタM43はオン状態にされる。従って、npnトランジスタQ48に流れるコレクタ電流の電流値Ic48及びnpnトランジスタQ49に流れるコレクタ電流の電流値Ic49は、以下の式(13)及び式(14)でそれぞれ表される。

0071

[数13]
Ic48=A・R91・R92・R93/
{(R91・R92+R92・R93+R93・R91)・R94} (13)

0072

[数14]
Ic49=B・R91・R92・R93/
{(R91・R92+R92・R93+R93・R91)・R96} (14)

0073

詳細上述したように、図5のように構成された混合器6によれば、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が第2のしきい値未満のときは、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が第2のしきい値以上かつ第1のしきい値以下のときに比較して、混合器6に流れるバイアス電流は増加する。一方、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が第1のしきい値より大きいときは、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が第2のしきい値以上かつ第1のしきい値以下のときに比較して、混合器6に流れるバイアス電流は減少する。

0074

なお、バイアス電流制御5a、7a、9a、11a及び12aは、図4のバイアス電流制御回路10a又は図5のバイアス電流制御回路6aと同様にそれぞれ構成され、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が第2のしきい値未満のときは、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が第2のしきい値以上かつ第1のしきい値以下のときに比較して、高周波増幅器5、中間周波回路7、バッファ回路9、分周器11及びPLL回路12に流れるバイアス電流は増加するように制御される。一方、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が第1のしきい値より大きいときは、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流の電流値が第2のしきい値以上かつ第1のしきい値以下のときに比較して、高周波増幅器5、中間周波回路7、バッファ回路9、分周器11及びPLL回路12に流れるバイアス電流は減少するように制御される。

0075

以上詳述したように、本実施形態に係る無線受信装置によれば、無線受信回路20に定電圧源8から供給されるバイアス電流を検出して、検出結果を電流コントローラ回路4に出力するバイアス電流検出回路3と、バイアス電流の検出結果をメモリ回路2出力した後、バイアス電流検出回路3の動作を停止するように制御した後、メモリ回路2に記憶された検出結果に基づいて、検出されたバイアス電流が所定の第1のしきい値より大きいときはバイアス電流を減少させるように制御する一方、検出されたバイアス電流が第1のしきい値より小さい第2のしきい値より小さいときはバイアス電流を増加させるように制御する制御処理を実行する電流コントローラ回路4とを備えたので、無線受信用集積回路100の製造プロセスのばらつきに起因して消費電流がばらついている場合でも、従来技術に比較して消費電力が小さい。さらに、制御処理中にはバイアス電流検出回路3は動作しないので、従来技術に比較して消費電流が小さい。

0076

また、本実施形態に係る無線受信装置によれば、バイアス電流検出回路3は、無線受信装置の電源投入直後にバイアス電流の検出を行った後、動作を停止するので、その後の無線受信回路20による無線受信信号の受信特性に影響を及ぼさない。

0077

変形例.
図6は、本発明の実施形態の変形例に係る、無線受信用集積回路100Aを含む無線受信装置の構成を示すブロック図である。変形例は、図6に示すように、実施形態に比較して、カウンタ回路13を無線受信用集積回路100Aの外部に設けたことを特徴とする。図6において、変形例に係る無線受信装置はアンテナ50と、フロントエンド回路1と、無線受信用集積回路100Aと、コントローラ60と、基準抵抗70と、クロック信号発生器61と、カウンタ回路13とを備えて構成される。さらに、無線受信用集積回路100Aは、無線受信回路20と、定電圧源8と、バイアス電流検出回路3と、電流コントローラ回路4と、メモリ回路2とを備えて、IC又はLSIよりなる1つの半導体集積回路として構成される。

0078

上記の実施形態及びその変形例において、カウンタ回路13は、コントローラ60からの制御開始信号Soの立ち上がりエッジのタイミングで、クロック信号発生器61からのクロック信号CLKのパルス数のカウントを開始するとともにハイレベルのモード切換信号S1を発生して電流コントローラ回路4に出力し、カウント値が例えば所定のカウント値「10」になったときに、ローレベルのモード切換信号S1を発生して電流コントローラ回路4に出力したが、本発明はこれに限らず、所定のカウント値は、電流コントローラ回路4がメモリ回路2にバイアス電流検出回路3からの第1の検出信号Sd0及び第2の検出信号Si0を書き込むために必要な時間期間に対応するカウント値であればよく、好ましくは、0.5msec以上1msec以下の時間期間に対応するカウント値である。

0079

上記の実施形態及びその変形例において、コントローラ60は、図1の無線受信装置の電源投入時に、ハイレベルの制御開始信号Soを発生してカウンタ回路13に出力したが、本発明はこれに限らず、アンテナ50で受信する無線受信信号の周波数の変更時、すなわち、分周器11における分周比Nの変更時等の所定のタイミングで、ハイレベルの制御開始信号Soを発生してカウンタ回路13に出力してもよい。さらに、コントローラ60は、無線受信装置の電源投入時に発生されるリセット信号及び/又は分周器11における分周比Nの変更時に発生され分周器11に出力される制御信号に基づいて、ハイレベルの制御開始信号Soを発生してカウンタ回路13に出力してもよい。これにより、無線受信回路20の周辺温度の変化及び/又は定電圧源8の出力電圧Vccの変化に伴って、上記所定のタイミングの前後で無線受信回路20に流れるバイアス電流が変化したときに、変化後のバイアス電流を検出し、当該検出結果に基づいて、無線受信回路20に流れるバイアス電流を制御できるので、常に無線受信装置の消費電流を従来技術に比較して小さくできる。また、バイアス電流検出回路3を常に動作するように制御する従来技術に係る無線受信装置においては、無線受信回路20の周辺温度及び/又は定電圧源8の出力電圧Vccが変動する場合に、電圧値V3が電圧値V1及びV2に近いと、無線受信回路20に流れるバイアス電流の変更が行われるために、無線受信回路20による無線受信信号の受信特性が悪くなるという課題があったが、本発明に係る無線受信装置によれば、上記所定のタイミングでのみ無線受信回路20に流れるバイアス電流の検出及び変更を行うので、従来技術に比較して無線受信信号の受信特性が良い。

0080

上記の実施形態及びその変形例において、バイアス電流検出回路3は、無線受信回路20に流れるバイアス電流が第1のしきい値より大きいか否か、及び第2のしきい値より小さいか否かを検出したが、本発明はこれに限らず、バイアス電流のしきい値を3つ以上設けてバイアス電流を検出し、当該検出結果に基づいて、高周波増幅器5、混合6、中間周波回路7、バッファ回路9、局部発振器10、分周器11及びPLL回路12に流れるバイアス電流を増加又は減少させてもよい。この場合、バイアス電流検出回路3において、pnpトランジスタQ3と、抵抗72と、コンパレータ21とを備えて構成される回路又はpnpトランジスタQ4と、抵抗73と、コンパレータ22とを備えて構成される回路と同様の構成を有する回路を3つ以上設けるように構成する。

0081

以上詳述したように、本発明に係る無線受信用半導体回路及び上記無線受信用半導体回路を備えた無線受信装置によれば、受信された所定の無線周波数を有する無線受信信号を中間周波信号に変換して出力する無線受信回路を備えた無線受信用半導体回路において、上記無線受信回路にバイアス電流を供給するバイアス電流供給手段と、上記バイアス電流を検出して検出結果を出力するバイアス電流検出手段と、上記検出結果を記憶する記憶手段と、上記バイアス電流検出手段の動作を停止するように制御した後、上記記憶された検出結果に基づいて、上記検出されたバイアス電流が所定の第1のしきい値より大きいときは上記バイアス電流を減少させるように制御する一方、上記検出されたバイアス電流が上記第1のしきい値より小さい第2のしきい値より小さいときは上記バイアス電流を増加させるように制御する制御処理を実行する制御手段とを備えたので、制御処理中にはバイアス電流検出手段は動作せず、従来技術に比較して消費電流が小さい。

図面の簡単な説明

0082

本発明の実施形態に係る、無線受信用集積回路100を含む無線受信装置の構成を示すブロック図である。
図1のバイアス電流検出回路3の構成を示すブロック図である。
図1の無線受信装置の動作を示すタイミングチャートである。
図1の局部発振器10の構成を示すブロック図である。
図1の混合器6の構成を示すブロック図である。
本発明の実施形態の変形例に係る、無線受信用集積回路100Aを含む無線受信装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

0083

1…フロントエンド回路、
2…メモリ回路、
3…バイアス電流検出回路、
4…電流コントローラ回路、
5…高周波増幅器、
6…混合器、
7…中間周波回路、
8…定電圧源、
9…バッファ回路、
10…局部発振器、
11…分周器、
12…PLL回路、
13…カウンタ回路、
20…無線受信回路、
21,22…コンパレータ、
23…電源端子、
32,32a,33,33a,36,36a,37,38,43,44,46,47…入力端子、
34,35,41,42…出力端子、
50…アンテナ、
51…直流電源、
60…コントローラ、
61…クロック信号発生器、
62…混合回路、
70…基準抵抗、
71〜73,81〜84,91〜96…抵抗、
5a,6a,7a,9a,10a,11a…バイアス電流制御回路、
100,100A…無線受信用集積回路、
101…局部発振回路、
C31…コンデンサ、
C32…バラクタダイオード、
L31,L32…インダクタ、
L33,L34…高周波阻止用インダクタ、
M31,M33,M34,M41,M43,M44…Nチャネル型MOS電界効果トランジスタ、
M32,M42…Pチャネル型MOS電界効果トランジスタ、
Q1〜Q4…pnpトランジスタ、
Q5,Q31〜Q36,Q41〜Q49…npnトランジスタ。

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