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技術 直接変換構造のデジタルクワドラチャ送受信器で不整合を補償する方法及び装置

出願人 三星電子株式会社
発明者 崔弼淳
出願日 2007年6月25日 (14年4ヶ月経過) 出願番号 2007-166900
公開日 2008年5月15日 (13年5ヶ月経過) 公開番号 2008-113411
状態 特許登録済
技術分野 交流方式デジタル伝送 伝送の細部、特殊媒体伝送方式
主要キーワード 周波数分配器 RF出力端 基礎信号 電力消耗量 利得不整合 I信号 周波数分配 Q信号
関連する未来課題
重要な関連分野

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図面 (18)

課題

直接変換構造のデジタルクワドラチャ送受信器不整合補償する方法及び装置を提供する。

解決手段

送信モジュール及び受信モジュールインフェイズ信号とクワドラチャ信号とに対する増幅利得を独立的に調節して、位相及び利得不整合に対する補償が別途外部回路や複雑なアルゴリズムに依存せずに行え、これにより、送受信器のサイズを小さくでき、電力消耗量を減らせる。

概要

背景

位相周波数を変/復調する方法でデジタル通信を行う場合、中間周波数帯を使用しない直接変換方法では、90°の位相差を有するキャリア信号であるインフェイズ信号とクワドラチャフェース信号が必要となる。しかし、この二つの信号間の位相が正確に90°をなせず、利得も一致しなければ、不整合が発生して、信号の歪曲が生じるので、位相不整合及び利得不整合を効率的かつ正確に補償するための研究が続けられてきた。

図1A及び図1Bは、従来の技術によるデジタルクワドラチャ送受信器の構造を示す図である。図1Aは、AthenaSemiconductor社のRFICを表したものであったが、送信モジュール受信モジュールとの間に帰還ループが存在して送信モジュールから伝送した信号を、受信モジュールで直接受信した後に、所定のアルゴリズムを利用して位相と利得との不整合を補償する構造である。しかし、図1Aによる方法では、不整合の補償のために別途包絡線検波器が必要であり、受信モジュールでは、この包絡線検波器を通じて受信された信号で複雑なデジタル信号処理を行わねばならないという問題がある。

図1Bは、Atheros社製のRFICを表したものであったが、直接変換構造を若干改良した2段変換構造採択して、高周波では、90°の位相差のある信号を使用せず、これより相対的に低い(例えば、キャリア周波数の1/4)周波数でクワドラチャ信号を生成することによって、直接変換構造に比べて位相と利得との誤差を少なく発生させたものである。しかし、図1Bによる方法によっても、位相と利得との不整合が完全に発生しないものではなく、中間周波数を使用することによって“イメージ周波数問題”が発生する。また、2ステップの変換構造のために、他の方法に比べて相対的に多くの数のミキサーだけでなく、LO2生成回路を使用せねばならないので、電力消耗が大きく、回路面積が大きくなるという短所がある。

概要

直接変換構造のデジタルクワドラチャ送受信器で不整合を補償する方法及び装置を提供する。送信モジュール及び受信モジュールのインフェイズ信号とクワドラチャ信号とに対する増幅利得を独立的に調節して、位相及び利得不整合に対する補償が別途の外部回路や複雑なアルゴリズムに依存せずに行え、これにより、送受信器のサイズを小さくでき、電力消耗量を減らせる。

目的

本発明は、一般的に広く使われる直接変換構造のデジタルクワドラチャ送受信器に付加的に回路を追加せず、複雑なデジタル信号処理を行う必要なしに位相不整合及び利得不整合を補償する装置及び方法を提供することを目的とする。

効果

実績

技術文献被引用数
1件
牽制数
1件

この技術が所属する分野

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請求項1

直接変換構造を有するデジタルクワドラチャ送受信器での信号処理方法において、受信モジュール基底帯域クワドラチャ信号に対する増幅利得を、基底帯域インフェイズ信号に対する増幅利得より大きく設定し、前記受信モジュールの入力端送信モジュール出力端とを連結した後、送信モジュールに基底帯域インフェイズ信号のみを入力するステップと、前記入力によって、前記受信モジュールのクワドラチャ出力端から出力される信号に基づいて位相不整合に対する補償を行うステップと、を含むことを特徴とする信号処理方法。

請求項2

前記送信モジュールまたは前記受信モジュールのうち何れか一側のモジュール基底帯域信号に対する増幅利得制御信号を同じ値に設定し、他側のモジュールの基底帯域信号に対する増幅利得の制御信号を第1値に設定するステップと、前記送信モジュールのインフェイズ入力端及びクワドラチャ入力端に同一に所定の信号を入力し、前記受信モジュールから出力される基底帯域信号の大きさを測定するステップと、前記他側の向モジュールの基底帯域信号に対する増幅利得の制御信号を第2値に設定した後、再び前記送信モジュールのインフェイズ入力端及びクワドラチャ入力端に同一に前記所定の信号を入力し、前記受信モジュールから出力される基底帯域信号の大きさを測定するステップと、前記第1値及び第2値に対して測定された値に基づいて、前記一側のモジュールのインフェイズ経路とクワドラチャ経路との間の利得不整合を計算するステップと、前記計算結果に基づいて、前記一側のモジュールの利得不整合に対する補償を行うステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項1に記載の信号処理方法。

請求項3

前記送信モジュールのインフェイズ入力端及びクワドラチャ入力端に同じ信号を入力し、前記受信モジュールから出力される基底帯域信号の大きさを比較して、前記他側のモジュールの利得不整合に対する補償を行うステップをさらに含むことを特徴とする請求項2に記載の信号処理方法。

請求項4

前記送信モジュール及び受信モジュールに使われるキャリア信号は、クロスカップルされた二つのラッチで構成された周波数分配器回路から出力され、前記位相不整合に対する補償を行うステップは、前記周波数分配器回路で各ラッチの主電流を独立的に調節することによって、前記周波数分配器回路から出力される二つのキャリア信号の間の位相差を調節することを特徴とする請求項1に記載の信号処理方法。

請求項5

直接変換構造を有するデジタルクワドラチャの送受信装置において、受信モジュールで基底帯域クワドラチャ信号に対する増幅利得を、基底帯域インフェイズ信号に対する増幅利得より大きく設定し、前記受信モジュールの入力端と送信モジュールの出力端とを連結した後、送信モジュールに基底帯域インフェイズ信号のみを入力し、前記入力によって前記受信モジュールのクワドラチャ出力端から出力される信号に基づいて、位相不整合に対する補償を行う位相不整合補償器を備えることを特徴とするデジタルクワドラチャの送受信装置。

請求項6

前記送信モジュールまたは前記受信モジュールのうち何れか一側のモジュールの基底帯域信号に対する増幅利得の制御信号を同じ値に設定し、他側のモジュールの基底帯域信号に対する増幅利得の制御信号を第1値に設定し、前記送信モジュールのインフェイズ入力端及びクワドラチャ入力端に同一に所定の信号を入力し、前記受信モジュールから出力される基底帯域信号の大きさを測定し、前記他側のモジュールの基底帯域信号に対する増幅利得の制御信号を第2値に設定した後、再び前記送信モジュールのインフェイズ入力端及びクワドラチャ入力端に同一に前記所定の信号を入力し、前記受信モジュールから出力される基底帯域信号の大きさを測定し、前記第1値及び第2値に対して測定された値に基づいて、前記一側のモジュールのインフェイズ経路とクワドラチャ経路との間の利得不整合を計算し、前記計算結果に基づいて、前記片方モジュールの利得不整合に対する補償を行う利得不整合補償器をさらに備えることを特徴とする請求項5に記載のデジタルクワドラチャの送受信装置。

請求項7

前記利得不整合補償器は、前記一側のモジュールの利得不整合に対する補償を行った後、前記送信モジュールのインフェイズ入力端及びクワドラチャ入力端に同じ信号を入力し、前記受信モジュールから出力される基底帯域信号の大きさを比較して、前記他側のモジュールの利得不整合に対する補償を行うことを特徴とする請求項6に記載のデジタルクワドラチャの送受信装置。

請求項8

クロスカップルされた二つのラッチを利用して所定信号周波数分配することによって、前記送信モジュール及び前記受信モジュールに使われるキャリア信号を出力する周波数分配部をさらに備え、前記位相不整合補償器は、前記各ラッチの主電流を独立的に調節することによって、前記周波数分配部から出力される二つのキャリア信号の間の位相差を調節することを特徴とする請求項5に記載のデジタルクワドラチャの送受信装置。

技術分野

0001

本発明は、デジタルクワドラチャ送受信器係り、さらに詳細には、直接変換構造を有するデジタルクワドラチャ送受信器で不整合補償する方法に関する。

背景技術

0002

位相周波数を変/復調する方法でデジタル通信を行う場合、中間周波数帯を使用しない直接変換方法では、90°の位相差を有するキャリア信号であるインフェイズ信号とクワドラチャフェース信号が必要となる。しかし、この二つの信号間の位相が正確に90°をなせず、利得も一致しなければ、不整合が発生して、信号の歪曲が生じるので、位相不整合及び利得不整合を効率的かつ正確に補償するための研究が続けられてきた。

0003

図1A及び図1Bは、従来の技術によるデジタルクワドラチャ送受信器の構造を示す図である。図1Aは、AthenaSemiconductor社のRFICを表したものであったが、送信モジュール受信モジュールとの間に帰還ループが存在して送信モジュールから伝送した信号を、受信モジュールで直接受信した後に、所定のアルゴリズムを利用して位相と利得との不整合を補償する構造である。しかし、図1Aによる方法では、不整合の補償のために別途包絡線検波器が必要であり、受信モジュールでは、この包絡線検波器を通じて受信された信号で複雑なデジタル信号処理を行わねばならないという問題がある。

0004

図1Bは、Atheros社製のRFICを表したものであったが、直接変換構造を若干改良した2段変換構造採択して、高周波では、90°の位相差のある信号を使用せず、これより相対的に低い(例えば、キャリア周波数の1/4)周波数でクワドラチャ信号を生成することによって、直接変換構造に比べて位相と利得との誤差を少なく発生させたものである。しかし、図1Bによる方法によっても、位相と利得との不整合が完全に発生しないものではなく、中間周波数を使用することによって“イメージ周波数問題”が発生する。また、2ステップの変換構造のために、他の方法に比べて相対的に多くの数のミキサーだけでなく、LO2生成回路を使用せねばならないので、電力消耗が大きく、回路面積が大きくなるという短所がある。

発明が解決しようとする課題

0005

本発明は、一般的に広く使われる直接変換構造のデジタルクワドラチャ送受信器に付加的に回路を追加せず、複雑なデジタル信号処理を行う必要なしに位相不整合及び利得不整合を補償する装置及び方法を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

0006

前記目的を達成するための本発明は、直接変換構造を有するデジタルクワドラチャ送受信器での信号処理方法において、受信モジュールで基底帯域クワドラチャ信号に対する増幅利得を、基底帯域インフェイズ信号に対する増幅利得より大きく設定し、前記受信モジュールの入力端と送信モジュールの出力端とを連結した後、送信モジュールに基底帯域インフェイズ信号のみを入力するステップと、前記入力によって前記受信モジュールのクワドラチャ出力端から出力される信号に基づいて、位相不整合に対する補償を行うステップとを含むことを特徴とする。

0007

前記信号処理方法は、前記送信モジュールまたは前記受信モジュールのうち何れか一側のモジュール基底帯域信号に対する増幅利得制御信号を同じ値に設定し、他側のモジュールの基底帯域信号に対する増幅利得の制御信号を第1値に設定するステップと、前記送信モジュールのインフェイズ入力端及びクワドラチャ入力端に同一に所定の信号を入力し、前記受信モジュールから出力される基底帯域信号の大きさを測定するステップと、前記他側のモジュールの基底帯域信号に対する増幅利得の制御信号を第2値に設定した後、再び前記送信モジュールのインフェイズ入力端及びクワドラチャ入力端に同一に前記所定の信号を入力し、前記受信モジュールから出力される基底帯域信号の大きさを測定するステップと、前記第1値及び第2値に対して測定された値に基づいて、前記一側のモジュールのインフェイズ経路とクワドラチャ経路との間の利得不整合を計算するステップと、前記計算結果に基づいて、前記一側のモジュールの利得不整合に対する補償を行うステップとをさらに含むことが望ましい。

0008

また、前記送信モジュールのインフェイズ入力端及びクワドラチャ入力端に同じ信号を入力し、前記受信モジュールから出力される基底帯域信号の大きさを比較して、前記他側のモジュールの利得不整合に対する補償を行うステップをさらに含むことが望ましい。

0009

前記送信モジュール及び受信モジュールに使われるキャリア信号は、クロスカップルされた二つのラッチで構成された周波数分配器回路から出力され、前記位相不整合に対する補償を行うステップは、前記周波数分配器回路で各ラッチの主電流を独立的に調節することによって、前記周波数分配器回路から出力される二つのキャリア信号の間の位相差を調節することが望ましい。

0010

また、本発明は、直接変換構造を有するデジタルクワドラチャ送受信装置において、受信モジュールで基底帯域クワドラチャ信号に対する増幅利得を、基底帯域インフェイズ信号に対する増幅利得より大きく設定し、前記受信モジュールの入力端と送信モジュールの出力端とを連結した後、送信モジュールに基底帯域インフェイズ信号のみを入力し、前記入力によって前記受信モジュールのクワドラチャ出力端から出力される信号に基づいて、位相不整合に対する補償を行う位相不整合補償器を備えることを特徴とする。

発明の効果

0011

本発明によれば、直接変換構造のデジタルクワドラチャ送受信器で発生する位相及び利得不整合に対する補償を別途の外部回路や複雑なアルゴリズムに依存せずに行うことによって、送受信器のサイズを小さくでき、電力消耗量を減らせる。

発明を実施するための最良の形態

0012

以下、添付された図面を参照して、本発明の望ましい実施形態を詳細に説明する。

0013

図2は、本発明によってデジタルクワドラチャ送受信器の不整合を補償する過程を簡略に示すフローチャートである。

0014

ステップ210では、まず、位相不整合に対する補償を行うが、このとき、人為的に発生させた利得不整合を利用する。これについての詳細な説明は、図5で後述する。

0015

ステップ210によって位相不整合が補償されたならば、ステップ220で送信(受信)モジュールの利得不整合を補償し、ステップ230では、受信(送信)モジュールの利得不整合を補償する。すなわち、利得不整合の補償を行うのにおいて、送信モジュールまたは受信モジュールのうち何れか一側の利得不整合の補償を先に行ってもよく、但し、何れか一側のモジュールの利得不整合の補償が完了して初めて、他側の利得不整合の補償が行われうる。これについての詳細な説明は、図7で後述する。

0016

図3は、本発明によるデジタルクワドラチャ送受信器のブロック図である。図3に示したように、本発明によるデジタルクワドラチャ送受信器は、受信モジュール310、送信モジュール320、位相不整合補償器330、周波数分配部340、地域発振器350、利得不整合補償器360を備える。

0017

受信モジュール310は、RF信号を復調して基底帯域信号に変換し、送信モジュール320は、逆に、基底帯域信号を変調してRF信号に変換する。受信モジュール310及び送信モジュール320で、基底帯域のインフェイズ信号及び基底帯域のクワドラチャ信号に対する増幅利得は、利得制御信号によって独立的に調節されうる。

0018

地域発振器350は、キャリア信号の周波数を作るための基礎信号となる高周波の信号を生成し、周波数分配部340は、地域発振器350で生成した信号を利用してキャリア信号を生成する。

0019

位相不整合補償器330は、周波数分配部340を制御して位相不整合の補償を行い、利得不整合補償器360は、受信モジュール310及び送信モジュール320を制御して利得不整合の補償を行う。位相不整合補償器330及び利得不整合補償器360は、不整合を検出するために、送信モジュールで伝送した信号を受信モジュールが直接受信するように帰還経路を作るが、このために送信モジュールのRF出力端と受信モジュールのRF入力端とをショートさせる。さらに詳細な説明は、後述する。

0020

図4は、本発明によるデジタルクワドラチャ送受信器の構造を示す図である。図4に示したように、本発明によるデジタルクワドラチャ送受信器は、大きく受信モジュール410及び送信モジュール420で構成される。位相不整合補償器及び利得不整合補償器は、別途に示していないが、以下の説明によって多様な形態で具現され、これは、当業者に自明なことである。

0021

まず、送信モジュール420の動作を簡略に説明すれば、基底帯域信号Itx,Qtxは、低域通過フィルタLPF)を経て他の帯域ノイズが除去され、増幅器によって信号の大きさが増幅され、ミキサでキャリア信号を利用して変調されてRF信号に変換される。受信モジュール410では、これと逆の順序でプロセスが進められる。すなわち、受信されたRF信号は、ミキサを通じて復調されて基底帯域信号に変換され、LPFを経た後に増幅される。

0022

本発明によるデジタルクワドラチャ送受信器では、インフェイズ信号の経路及びクワドラチャ信号の経路上で使われる増幅器の増幅利得が独立的に調節され、これを利用して、位相不整合及び利得不整合を補償する。以下で詳細に説明する。

0023

図5は、本発明によって位相不整合を補償する方法を説明するためのフローチャートである。

0024

ステップ510では、受信モジュールの可変増幅器に対する制御信号を異なって設定するが、基底帯域のクワドラチャ信号に対する増幅利得を、インフェイズ信号に対する増幅利得より大きく設定する。すなわち、Grx_qがGrx_Iより非常に大きい値を有するように設定する。

0025

ステップ520では、送信モジュールのRF出力端と受信モジュールのRF受信端とをショートさせるスイッチを閉じて、送信モジュールから出力されるRF信号を受信モジュールに入力させ、送信モジュールで基底帯域のインフェイズ信号Itxのみを入力する。すなわち、基底帯域のクワドラチャ信号は、入力しない。

0026

ステップ530では、ステップ520で入力されたItxによって受信モジュールから出力される基底帯域のクワドラチャ信号Qrxを測定し、ステップ540では、測定されたQrxの大きさに基づいて、位相不整合を補償する。本発明によれば、受信モジュールで測定されたQrxは、位相不整合によってのみ発生したノイズを増幅した信号であるため、位相不整合の大きさが非常に小さいとしても、その検出及び補償を容易にし、位相不整合補償のレゾリューションを高めうる。以下で、数式を通じてさらに詳細に説明する。

0027

まず、インフェイズ信号に対するキャリア信号、すなわち、LO_Iをsinωtとすれば、

0028

成立するが(aは、定数)、受信モジュールのLPFによって、高周波成分は除去されるので、結局、Irx=bItxとなる(bは、定数)。

0029

一方、LO_Iをsinωtと仮定したので、クワドラチャ信号に対するキャリア信号LO_Qは、理想的にcosωtとならねばならないが、位相不整合によってcos(ωt+θ)と仮定すれば、

0030

が成立するが(c,dは、定数)、受信モジュールのLPFによって高周波成分は除去されるので、結局、

0031

となる(eは、定数)。すなわち、Qrxは、位相不整合θによって発生したノイズであり、ステップ510で、Grx_qがGrx_Iより大きい値を有するように設定したので、たとえ位相不整合θが非常に小さい場合であっても、増幅によってその検出及び補償が容易になる。図6A及び図6Bを通じて、このような効果をさらに明確に分かる。

0032

図6A及び図6Bは、本発明によって位相不整合を補償する方法の効率性を従来の技術と対比するためのグラフである。

0033

両方とも図5での実施形態によって送信モジュールで基底帯域のインフェイズ信号のみを入力した場合、受信モジュールで測定された基底帯域信号に対する大きさを表したグラフであるが、図6Aは、Grx_qとGrx_Iとを同一に設定した場合であり、図6Bは、Grx_qをGrx_Iに比べて大きく設定した場合である。すなわち、図6A及び図6Bで、クワドラチャ信号は、位相不整合によって発生したノイズである。

0034

図6Aに示したように、Grx_qとGrx_Iとを同一に設定した場合には、クワドラチャ信号の大きさの変化が微細であるので、位相不整合の大きさに対する検出及び補償が非常に難しい。しかし、図6Bでは、受信モジュールでクワドラチャ信号に対する増幅利得をインフェイズ信号に対する増幅利得より大きく設定したので、非常に小さい位相不整合であっても、これに対する検出及び補償が容易になって、位相不整合の補償に対するレゾリューションが高まる。

0035

図7は、本発明によって利得不整合を補償する方法を説明するためのフローチャートである。本発明による利得不整合の補償は、図5で説明した位相不整合の補償が先行されねばならない。すなわち、位相不整合が補償されて送信モジュールで入力された基底帯域のインフェイズ信号が、受信モジュールから出力されるクワドラチャ信号に影響を与えてはならず、その逆も同様である。

0036

本発明によるデジタルクワドラチャ送受信器の利得不整合補償器は、何れか一側のモジュールの増幅利得に対する制御信号を同じ値に固定し、他側のモジュールの増幅利得に対する制御信号を変化させる場合、特定値の制御信号に対してインフェイズ信号経路の利得とクワドラチャ信号経路の利得とが異なる場合はあっても(利得不整合)、制御信号に対する経路利得変化率は同一であるという点を利用して、利得不整合を計算する。

0037

ステップ700で、受信モジュールの基底帯域インフェイズ信号の増幅利得Grx_iと基底帯域クワドラチャ信号の増幅利得Grx_qとに対する制御信号を同じ値に設定する。

0038

ステップ705では、送信モジュールの基底帯域インフェイズ信号の増幅利得Grx_iと基底帯域クワドラチャ信号の増幅利得Grx_qとに対する制御信号を第1値に設定する。

0039

ステップ710では、送信モジュールの両入力端に同じ基底帯域信号を入力し、それに対して受信モジュールから出力されるIrx及びQrxを測定する。

0040

ステップ715では、送信モジュールの基底帯域インフェイズ信号の増幅利得Grx_iと基底帯域クワドラチャ信号の増幅利得Grx_qとに対する制御信号を第2値に設定する。

0041

ステップ720では、送信モジュールの両入力端にステップ710で使用した入力信号と同じ基底帯域信号を入力し、それに対して受信モジュールから出力されるIrx及びQrxを再び測定する。

0042

ステップ725では、ステップ710及びステップ720で測定した値を利用して、送信モジュールで発生したインフェイズ信号とクワドラチャ信号との間の利得不整合を計算し、ステップ730では、計算結果に基づいて利得不整合を補償する。以下では、利得不整合を計算する方法を数式を通じて詳細に説明する。

0043

受信モジュールから出力される基底帯域信号は、次のように表現されうる。

0044

制御信号を第1値をa、第2値をbとすれば、ステップ710で測定された信号の大きさは、

0045

で表現され、ステップ720で測定された信号の大きさは、

0046

で表現されうる。

0047

式(5)から式(6)を差し引けば、次のような数式が得られる。

0048

ItxとQtxとは、同じ信号であり、前述したように、制御信号の変化によるインフェイズ信号経路とクワドラチャ信号経路との利得変化率は同じであるので、Irx(a)、Irx(b)、Qrx(a)、Qrx(b)を測定さえすれば、次のような数式が得られる。

0049

前記ステップ700で受信モジュールの基底帯域インフェイズ信号の増幅利得Grx_iと基底帯域クワドラチャ信号の増幅利得Grx_qとに対する制御信号を同じ値に設定したので、もし、kが1ではなければ、利得不整合が発生したという意味である。

0050

したがって、ステップ730で、kに基づいて送信モジュールの可変増幅器の利得制御信号を適切に調節することによって、送信モジュールの利得不整合に対する補償が行える。

0051

ステップ730まで行われたならば、位相不整合及び送信モジュールの利得不整合に対する補償が行われたので、ステップ735及びステップ740では、簡単に受信モジュールの利得不整合に対する補償が行える。すなわち、まず、送信モジュールの増幅器に対して同じ利得制御信号を設定し、受信モジュールの増幅器に対しても同じ利得制御信号を設定した後、送信モジュールに任意の基底帯域信号を入力する。次いで、受信モジュールから出力される基底帯域インフェイズ信号と基底帯域クワドラチャ信号との大きさを比較して、適切に受信モジュールの増幅器に対する利得制御信号を調節すればよい。

0052

本実施形態では、まず、伝送モジュールの利得不整合を補償し、次いで、受信モジュールの利得不整合を補償したが、その順序は変わっても関係ないであろう。

0053

図8Aないし図8Cは、本発明によって利得不整合の大きさを推定するアルゴリズムを説明するための概念図である。

0054

図8Aでは、可変増幅器に対する利得制御信号の変化によって、インフェイズ信号経路及びクワドラチャ信号経路に対する利得を示す図である。すなわち、図8Aに示したように、同じ利得制御信号に対して二つの経路の利得は異なりうるが、利得制御信号の増加によって利得が変化する比率、すなわち、直線の傾斜は同一である。

0055

図8B及び図8Cは、利得制御信号の変化によって受信モジュールから出力される基底帯域信号の大きさを示すグラフであるが、図示したように、二つのグラフの傾斜は相異なっても、図8Aのようなグラフの傾斜が同じであるという性質を利用して、利得不整合の大きさを求める。

0056

すなわち、このような性質によって、前記式(7)から利得不整合を探し出すとき、

0057

が利用できる。

0058

図9Aないし図9Cは、本発明によって位相不整合を補償する装置を説明するための図である。

0059

図9Aのように、発振器VCOで高周波の信号を生成し、周波数分配器900でこの信号周波数の1/2に該当する周波数を有するキャリア信号を生成する。図9Bでは、クロスカップルされた二つのラッチを利用して構成された周波数分配器を示した。すなわち、図9Bの回路が図9Aでの周波数分配器900に該当する。

0060

図9Cには、図9Bに使われたラッチの一つの回路図を示したが、図9Cに示したように、本発明による位相不整合補償器は、バイアスによって各ラッチの主電流を独立的に調節することによって、周波数分配器回路から出力される二つのキャリア信号間の位相差を調節する。

0061

図10A及び図10Bは、本発明によって位相不整合を補償する方法を説明するための図である。

0062

図10Aに示したように、二つのクロスカップルされたラッチによって出力されるI信号Q信号とは、クロック周波数の1/2に該当する周波数を有するキャリア信号となるが、本発明による位相不整合補償器は、各ラッチの主電流を独立的に制御して位相を調節する。したがって、図10Bに示したように、I信号及びQ信号の位相を独立的に調節して位相不整合に対する補償が行われうる。

0063

一方、前述した本発明の実施形態は、コンピュータで実行されうるプログラムで作成可能であり、コンピュータで読み取り可能な記録媒体を利用して、前記プログラムを動作させる汎用デジタルコンピュータで具現されうる。

0064

前記コンピュータで読み取り可能な記録媒体は、マグネチック記録媒体(例えば、ROM、フロッピー登録商標ディスクハードディスクなど)、光学判読媒体(例えば、CD−ROM、DVDなど)及びキャリアウェーブ(例えば、インターネットを通じた伝送)のような記録媒体を含む。

0065

以上、本発明についてその望ましい実施形態を中心に説明した。当業者は、本発明が本発明の本質的な特性から逸脱しない範囲で変形された形態で具現されうるということが分かるであろう。したがって、開示された実施形態は、限定的な観点でなく、説明的な観点で考慮されねばならない。本発明の範囲は、前述した説明でなく、特許請求の範囲に現れており、それと同等な範囲内にある全ての差異点は、本発明に含まれたものと解釈されねばならない。

0066

本発明は、デジタルクワドラチャ送受信器関連の技術分野に適用可能である。

図面の簡単な説明

0067

従来の技術によるデジタルクワドラチャ送受信器の構造を示す図である。
従来の技術によるデジタルクワドラチャ送受信器の構造を示す図である。
本発明によってデジタルクワドラチャ送受信器の不整合を補償する過程を簡略に示すフローチャートである。
本発明によるデジタルクワドラチャ送受信器のブロック図である。
本発明によるデジタルクワドラチャ送受信器の構造を示す図である。
本発明によって位相不整合を補償する方法を説明するためのフローチャートである。
本発明によって位相不整合を補償する方法の効率性を従来の技術と対比するためのグラフである。
本発明によって位相不整合を補償する方法の効率性を従来の技術と対比するためのグラフである。
本発明によって利得不整合を補償する方法を説明するためのフローチャートである。
本発明によって利得不整合の大きさを推定するアルゴリズムを説明するための概念図である。
本発明によって利得不整合の大きさを推定するアルゴリズムを説明するための概念図である。
本発明によって利得不整合の大きさを推定するアルゴリズムを説明するための概念図である。
本発明によって位相不整合を補償する装置を説明するための図である。
本発明によって位相不整合を補償する装置を説明するための図である。
本発明によって位相不整合を補償する装置を説明するための図である。
本発明によって位相不整合を補償する方法を説明するための図である。
本発明によって位相不整合を補償する方法を説明するための図である。

符号の説明

0068

410受信モジュール
420 送信モジュール

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