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技術 圧電トランス出力検出装置及びこれを用いた電源装置

出願人 株式会社タムラ製作所
発明者 鬼束博明
出願日 2005年8月2日 (12年6ヶ月経過) 出願番号 2005-224175
公開日 2007年2月15日 (11年0ヶ月経過) 公開番号 2007-043804
状態 特許登録済
技術分野 DC‐DCコンバータ
主要キーワード 直流正電圧 コンプリメンタリ回路 分圧用抵抗器 電流検出電流 電流検出抵抗器 オープンループ利得 無負荷電流 一次電極

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図面 (8)

課題

解決手段

圧電トランス出力検出装置10は、圧電トランス20で発生した交流電圧直流電圧変換して出力端31,32から出力する整流部30に付設される。そして、圧電トランス出力検出装置10は、出力端31と接地端91との間に接続された負荷90に印加される電圧である出力電圧Voを検出する電圧検出抵抗器11,12と、負荷90に流れる電流である出力電流Ioを検出する電流検出抵抗器13と、反転入力端子141、非反転入力端子142及び出力端子143を有する演算増幅器14とを備えている。かつ、非反転入力端子142が接地端91に接続され、反転入力端子141が出力端32に接続され、出力端31と出力端32との間に電圧検出抵抗器11,12が接続され、出力端子143と反転入力端子141との間に電流検出抵抗器13が接続されている。

概要

背景

圧電トランスを用いた高電圧発生装置では、出力電圧を一定に制御する定電圧制御が一般的である。しかし、電子写真技術を用いた複写機プリンタ等、又は一部の空気清浄機等では、出力電流を一定に制御する定電流制御が行われる場合がある。その場合、定電流制御から定電圧制御へ移行する必要はなく、無負荷電圧を抑制できれば十分であった。

つまり、圧電トランスを用いた直流バイアス電源において、出力電流を定電流で制御する場合、負荷抵抗が大きくなると出力電圧を高くすることによって定電流を維持しようとするので、無負荷時に出力電圧が最大となる。これをそのまま放置すると、圧電トランスに過大な機械的振動が加わることにより、圧電トランスが損傷することがある。そこで、出力回路抵抗器を挿入して出力電圧を検出し、その出力電圧が一定以上にならないように制御する(例えば特許文献1)。

特許第3396017号公報

概要

出力電圧及び出力電流を精度良く検出し得る圧電トランス出力検出装置を提供する。 圧電トランス出力検出装置10は、圧電トランス20で発生した交流電圧直流電圧変換して出力端31,32から出力する整流部30に付設される。そして、圧電トランス出力検出装置10は、出力端31と接地端91との間に接続された負荷90に印加される電圧である出力電圧Voを検出する電圧検出抵抗器11,12と、負荷90に流れる電流である出力電流Ioを検出する電流検出抵抗器13と、反転入力端子141、非反転入力端子142及び出力端子143を有する演算増幅器14とを備えている。かつ、非反転入力端子142が接地端91に接続され、反転入力端子141が出力端32に接続され、出力端31と出力端32との間に電圧検出抵抗器11,12が接続され、出力端子143と反転入力端子141との間に電流検出抵抗器13が接続されている。

目的

そこで、本発明の目的は、出力電圧及び出力電流を精度良く検出し得る、圧電トランス出力検出装置及びこれを用いた電源装置を提供することにある。

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

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請求項1

圧電トランスで発生した交流電圧直流電圧変換して第一及び第二の出力端から出力する整流部に付設される圧電トランス出力検出装置であって、前記第一の出力端と接地端との間に接続された負荷印加される電圧である出力電圧検出する電圧検出抵抗器と、前記負荷に流れる電流である出力電流を検出する電流検出抵抗器と、反転入力端子非反転入力端子及び出力端子を有する演算増幅器とを備え、前記非反転入力端子が前記接地端に接続され、前記反転入力端子が前記第二の出力端に接続され、前記第一の出力端と前記第二の出力端との間に前記電圧検出抵抗器が接続され、前記出力端子と前記反転入力端子との間に前記電流検出抵抗器が接続された、ことを特徴とする圧電トランス出力検出装置。

請求項2

前記出力端子は、前記演算増幅器の内部インピーダンスを介して前記接地端に接続された、ことを特徴とする請求項1記載の圧電トランス出力検出装置。

請求項3

前記非反転入力端子は、前記接地端に接続されることに代えて、一定電位に固定された、ことを特徴とする請求項1又は2記載の圧電トランス出力検出装置。

請求項4

前記整流部は、前記圧電トランスの出力端に互いに逆方向になるようにそれぞれの一端が接続された第一及び第二の整流ダイオードと、前記第一の整流ダイオードの他端と前記第二の整流ダイオードの他端との間に接続された平滑コンデンサとを備え、前記第一の出力端が前記第一の整流ダイオードの他端に接続され、前記第二の出力端が前記第二の整流ダイオードの他端に接続された、ことを特徴とする請求項1乃至3のいずれか1項に記載の圧電トランス出力検出装置。

請求項5

前記第一の整流ダイオードは前記一端がアノードであり前記他端がカソードであり、前記第二の整流ダイオードは前記一端がカソードであり前記他端がアノードである、ことを特徴とする請求項4記載の圧電トランス出力検出装置。

請求項6

前記第一の整流ダイオードは前記一端がカソードであり前記他端がアノードであり、前記第二の整流ダイオードは前記一端がアノードであり前記他端がカソードである、ことを特徴とする請求項4記載の圧電トランス出力検出装置。

請求項7

請求項1乃至6のいずれか1項に記載の圧電トランス出力検出装置と、印加された駆動電圧変圧高電圧の交流電圧を発生させる前記圧電トランスと、この圧電トランスで発生した交流電圧を直流電圧に変換して前記出力電圧として前記負荷へ供給する前記整流部と、前記圧電トランス出力検出装置で検出された出力電圧及び出力電流に基づき前記駆動電圧を制御する駆動電圧制御部と、この駆動電圧制御部で制御された前記駆動電圧を前記圧電トランスに印加する駆動部と、を備えたことを特徴とする電源装置

技術分野

0001

本発明は、圧電振動子共振現象を利用して交流電圧変圧する圧電トランス技術に関し、詳しくは圧電トランス出力検出装置及びこれを用いた電源装置に関する。

背景技術

0002

圧電トランスを用いた高電圧発生装置では、出力電圧を一定に制御する定電圧制御が一般的である。しかし、電子写真技術を用いた複写機プリンタ等、又は一部の空気清浄機等では、出力電流を一定に制御する定電流制御が行われる場合がある。その場合、定電流制御から定電圧制御へ移行する必要はなく、無負荷電圧を抑制できれば十分であった。

0003

つまり、圧電トランスを用いた直流バイアス電源において、出力電流を定電流で制御する場合、負荷抵抗が大きくなると出力電圧を高くすることによって定電流を維持しようとするので、無負荷時に出力電圧が最大となる。これをそのまま放置すると、圧電トランスに過大な機械的振動が加わることにより、圧電トランスが損傷することがある。そこで、出力回路抵抗器を挿入して出力電圧を検出し、その出力電圧が一定以上にならないように制御する(例えば特許文献1)。

0004

特許第3396017号公報

発明が解決しようとする課題

0005

ところが、最近、定電圧特性かつ定電流特性要求する負荷が用いられ出した。このような負荷に対しては、従来の定電圧制御だけ又は定電流制御だけでは、仕様満足できないことになる。ここで、定電圧定電流制御を実現するために従来技術を流用すると、出力電圧を検出する抵抗器(以下「電圧検出抵抗器」という。)に流れる電流(以下「電圧検出電流」という。)と、出力電流を検出する抵抗器(以下「電流検出抵抗器」という。)に流れる電流(以下「電流検出電流」という。)とが、互いに混じり合って流れてしまう。例えば、電圧検出抵抗器に電流検出電流が流れてしまったり、逆に電流検出抵抗器に電圧検出電流が流れてしまったりする。その結果、出力電圧及び出力電流の検出精度が低下するという問題が生ずる。

0006

そこで、本発明の目的は、出力電圧及び出力電流を精度良く検出し得る、圧電トランス出力検出装置及びこれを用いた電源装置を提供することにある。

課題を解決するための手段

0007

本発明に係る圧電トランス出力検出装置は、圧電トランスで発生した交流電圧を直流電圧変換して第一及び第二の出力端から出力する整流部に付設される。そして、本発明に係る圧電トランス出力検出装置は、第一の出力端と接地端との間に接続された負荷に印加される電圧である出力電圧を検出する電圧検出抵抗器と、負荷に流れる電流である出力電流を検出する電流検出抵抗器と、反転入力端子非反転入力端子及び出力端子を有する演算増幅器とを備えている。かつ、非反転入力端子が接地端に接続され、反転入力端子が第二の出力端に接続され、第一の出力端と第二の出力端との間に電圧検出抵抗器が接続され、出力端子と反転入力端子との間に電流検出抵抗器が接続されている。

0008

例えば、第一の出力端から高電圧が出力され、第二の出力端から低電圧が出力されるとする。このとき、第一の出力端から第二の出力端へ流れる電流は、第一の出力端→負荷→接地端→演算増幅器内部→出力端子→電流検出抵抗器→第二の出力端から成る第一のループと、第一の出力端→電圧検出抵抗器→第二の出力端から成る第二のループとに分かれる。このとき、圧電トランスから出力される電流は、微小であるため、例えば演算増幅器に電圧を供給する電源回路内の接地端を介して、接地端→演算増幅器内部→出力端子と流れるのである。

0009

第一のループに流れる電流は、負荷に流れる電流すなわち出力電流である。一方、第二のループに流れる電流による電圧検出抵抗器での電圧降下(第一の出力端→電圧検出抵抗器→第二の出力端での電圧降下)は、負荷に印加される電圧すなわち出力電圧(第一の出力端→負荷→接地端での電圧降下)に等しい。なぜなら、第二の出力端が反転入力端子に接続され、非反転入力端子が接地端に接続されているので、反転入力端子は仮想接地によって非反転入力端子と同電位すなわち接地電位になるからである。

0010

このとき、第一及び第二のループに流れる電流は、それぞれ独立している。つまり、電圧検出抵抗器に電流検出電流が流れてしまったり、逆に電流検出抵抗器に電圧検出電流が流れてしまったりすることがないので、出力電圧及び出力電流の検出精度が向上する。なお、第一の出力端から低電圧が出力され、第二の出力端から高電圧が出力される場合も、同様である。

0011

請求項2記載の圧電トランス出力検出装置は、請求項1記載の圧電トランス出力検出装置において、出力端子は演算増幅器の内部インピーダンスを介して接地端に接続された、というものである。

0012

このとき、圧電トランスから出力される電流は、微小であるため、演算増幅器の内部インピーダンスを介して、接地端→演算増幅器内部→出力端子又はその逆に流れる。

0013

請求項3記載の圧電トランス出力検出装置は、請求項1又は2記載の圧電トランス出力検出装置において、非反転入力端子は、接地端に接続されることに代えて、一定電位に固定される、というものである。

0014

非反転入力端子を接地したことにより、反転入力端子を基準にした電流検出抵抗器又は電圧検出抵抗器の電圧降下が負になる場合がある。この場合に、非反転入力端子を正の一定電位に固定することにより、電流検出抵抗器又は電圧検出抵抗器の電圧降下を正にすることができるので、制御がやりやすくなる。

0015

請求項4記載の圧電トランス出力検出装置は、請求項1乃至3のいずれか1項に記載の圧電トランス出力検出装置において、整流部は、圧電トランスの出力端に互いに逆方向になるようにそれぞれの一端が接続された第一及び第二の整流ダイオードと、第一の整流ダイオードの他端と第二の整流ダイオードの他端との間に接続された平滑コンデンサとを備え、第一の出力端が第一の整流ダイオードの他端に接続され、第二の出力端が第二の整流ダイオードの他端に接続された、というものである。

0016

この場合、整流部は、圧電トランスの内部容量とともに、二倍電圧整流回路を構成する。ここで、第一の出力端から高電圧を出力し、第二の出力端から低電圧を出力するように、第一及び第二の整流ダイオードの向きが定められているとする。このとき、圧電トランス出力検出装置に流れる電流は、平滑コンデンサの正極→第一の出力端→負荷→接地端→演算増幅器内部→出力端子→電流検出抵抗器→第二の出力端→平滑コンデンサの負極から成る第一のループと、平滑コンデンサの正極→第一の出力端→電圧検出抵抗器→第二の出力端→平滑コンデンサの負極から成る第二のループと、圧電トランスの入力端→接地端→演算増幅器内部→出力端子→電流検出抵抗器→第二の出力端→第二の整流ダイオード→圧電トランスの出力端から成る第三のループと、圧電トランスの出力端→第一の整流ダイオード→平滑コンデンサ→電流検出抵抗器→出力端子→演算増幅器内部→接地端→圧電トランスの入力端から成る第四のループとに分かれる。

0017

第三のループは、圧電トランスで発生した交流電圧の負半波によって、圧電トランスの内部容量を充電する電流ループである。第四のループは、圧電トランスで発生した交流電圧の正半波によって、圧電トランスの内部容量の充電電圧とともに、平滑コンデンサを充電する電流ループである。第一及び第二のループは、平滑コンデンサの放電によって負荷に供給する電流ループである。第一及び第二のループについては、前述したとおりである。第三のループによって電流検出抵抗器に流れる電流と第四のループによって電流検出抵抗器に流れる電流とは、向きが逆で大きさが等しいので、例えば電流検出抵抗器に並列コンデンサを接続することにより相殺される。したがって、電流検出抵抗器には、第一のループによる電流すなわち出力電流のみによる電圧降下が生ずる。

0018

請求項5記載の圧電トランス出力検出装置は、請求項4記載の圧電トランス出力検出装置において、第一の整流ダイオードは一端がアノードであり他端がカソードであり、第二の整流ダイオードは一端がカソードであり他端がアノードである、というものである。この場合、整流部は正の電圧及び電流を出力する。

0019

請求項6記載の圧電トランス出力検出装置は、請求項4記載の圧電トランス出力検出装置において、第一の整流ダイオードは一端がカソードであり他端がアノードであり、第二の整流ダイオードは一端がアノードであり他端がカソードである、というものである。この場合、整流部は負の電圧及び電流を出力する。

0020

本発明に係る電源装置は、本発明に係る圧電トランス出力検出装置と、印加された駆動電圧を変圧し高電圧の交流電圧を発生させる圧電トランスと、圧電トランスで発生した交流電圧を直流電圧に変換して出力電圧として負荷へ供給する整流部と、圧電トランス出力検出装置で検出された出力電圧及び出力電流に基づき駆動電圧を制御する駆動電圧制御部と、駆動電圧制御部で制御された駆動電圧を圧電トランスに印加する駆動部と、を備えたものである。

0021

換言すると、本発明では、演算増幅器の特性を利用し、電圧検出抵抗器に流れる電流を仮想接地によって整流部に帰還させて電流検出抵抗器に通さないことにより、定電圧制御及び定電流制御を精度良く行うことができる。

発明の効果

0022

本発明に係る圧電トランス出力検出装置によれば、例えば、整流部の第一の出力端から高電圧が出力され、整流部の第二の出力端から低電圧が出力されるとき、第一の出力端→負荷→接地端→演算増幅器内部→出力端子→電流検出抵抗器→第二の出力端から成る電流検出電流のループと、第一の出力端→電圧検出抵抗器→第二の出力端から成る電圧検出電流のループとに完全に分かれることにより、電圧検出抵抗器に電流検出電流が流れてしまったり、逆に電流検出抵抗器に電圧検出電流が流れてしまったりすることがないので、出力電圧及び出力電流の検出精度を向上できる。また、本発明によれば、各請求項ごとに以下の効果も奏する。

0023

請求項2記載の圧電トランス出力検出装置によれば、演算増幅器の出力端子がその演算増幅器の内部インピーダンスを介して接地端に接続されていることにより、演算増幅器の内部インピーダンスを介して接地端と演算増幅器の出力端子との間に電流検出電流を確実に流すことができる。

0024

請求項3記載の圧電トランス出力検出装置によれば、非反転入力端子を一定電位に固定することにより、電流検出抵抗器又は電圧検出抵抗器の電圧降下を正にすることができるので、制御を容易化できる。

0025

請求項4記載の圧電トランス出力検出装置によれば、整流部を二倍電圧整流回路とした場合でも、電流検出抵抗器に流れる出力電流以外の電流は互いに相殺されるので、電流検出抵抗器によって出力電流を正確に検出できる。

0026

本発明に係る電源装置によれば、本発明に係る圧電トランス出力検出装置を用いたことにより、出力電圧及び出力電流を正確に検出できるので、高精度の定電圧定電流制御を実現できる。

発明を実施するための最良の形態

0027

図1は、本発明に係る圧電トランス出力検出装置の第一実施形態を示す回路図である。図2は、一般的な演算増幅器の等価回路の一例を示す回路図である。以下、これらの図面に基づき説明する。

0028

本実施形態の圧電トランス出力検出装置10は、圧電トランス20で発生した交流電圧を直流電圧に変換して出力端31,32から出力する整流部30に付設される。そして、圧電トランス出力検出装置10は、出力端31と接地端91との間に接続された負荷90に印加される電圧である出力電圧Voを検出する電圧検出抵抗器11,12と、負荷90に流れる電流である出力電流Ioを検出する電流検出抵抗器13と、反転入力端子141、非反転入力端子142及び出力端子143を有する演算増幅器14とを備えている。かつ、非反転入力端子142が接地端91に接続され、反転入力端子141が出力端32に接続され、出力端31と出力端32との間に電圧検出抵抗器11,12が接続され、出力端子143と反転入力端子141との間に電流検出抵抗器13が接続されている。

0029

本実施形態では、電流検出抵抗器13には並列に交流成分吸収用ノイズ吸収用のコンデンサ15が接続され、電圧検出抵抗器11の両端と接地端91との間にはそれぞれノイズ吸収用のコンデンサ16,17が接続されている。また、電圧検出抵抗器11,12は出力電圧Voを分圧する。電圧検出抵抗器11での電圧降下分が、出力電圧Voに対応する出力電圧信号Vvとして出力される。電流検出抵抗器13には後述するように出力電流Ioが流れる。電流検出抵抗器13での電圧降下分が、出力電流IVoに対応する出力電流信号Viとして出力される。

0030

演算増幅器14は、入力インピーダンスRiが極めて大きく、出力インピーダンスRoが極めて小さく、オープンループ利得Anが極めて大きい。出力端子143は、演算増幅器14の出力インピーダンスRo等から成る内部インピーダンスを介して、接地端91に接続されている。

0031

圧電トランス20は、圧電振動体21に一次電極22,23と二次電極24とを設け、一次側を厚さ方向(図1下方向)に分極し、二次側を長さ方向(図1右方向)に分極して成る。一次電極22,23は、圧電振動体21を挟んで対向している。圧電振動体21は、PZT等の圧電セラミックスからなり、板状(直方体状)を呈している。圧電振動体21の長さ方向において、一端からその長さの例えば半分までに一次電極22,23が設けられ、他端に二次電極24が設けられている。一次側に長さ寸法で決まる固有共振周波数frの駆動電圧Vdを入力すると、逆圧電効果により強い機械振動を起こし、圧電効果によりその振動に見合った高い交流電圧Vo’が二次側から出力される。その交流電圧Vo’は、整流部30で直流正電圧の出力電圧Voに変換されて負荷90に印加される。

0032

整流部30は、圧電トランス20の二次電極24にアノードが接続された整流ダイオード33と、二次電極24にカソードが接続された整流ダイオード34と、整流ダイオード34のアノードと整流ダイオード33のカソードとの間に接続された平滑コンデンサ35とを備え、出力端31が電流制限用の抵抗器36を介して整流ダイオード33のカソードに接続され、出力端32が整流ダイオード34のカソードに接続されたものである。整流部30は、圧電トランス20の内部容量(図示せず)とともに二倍電圧整流回路を構成し、出力端31から正の直流高電圧の出力電圧Voを出力する。

0033

次に、圧電トランス出力検出装置10の動作を説明する。

0034

圧電トランス出力検出装置10に流れる電流は、平滑コンデンサ35の正極→出力端31→負荷90→接地端91→演算増幅器14の内部→出力端子143→電流検出抵抗器13→出力端32→平滑コンデンサ35の負極から成る第一のループと、平滑コンデンサ35の正極→出力端31→電圧検出抵抗器12,11→出力端32→平滑コンデンサ35の負極から成る第二のループと、圧電トランス20の一次電極23→接地端91→演算増幅器14の内部→出力端子143→電流検出抵抗器13→出力端32→整流ダイオード34→圧電トランス20の二次電極24から成る第三のループと、圧電トランス20の二次電極24→整流ダイオード33→平滑コンデンサ35→電流検出抵抗器13→出力端子143→演算増幅器14の内部→接地端91→圧電トランス20の一次電極23から成る第四のループとに分かれる。

0035

第一のループに流れる電流は、負荷90に流れる電流すなわち出力電流Ioである。一方、第二のループに流れる電流による電圧検出抵抗器11,12での電圧降下(出力端31→電圧検出抵抗器11,12→端子端32での電圧降下)は、負荷90に印加される電圧すなわち出力電圧Vo(出力端31→負荷90→接地端91での電圧降下)に等しい。なぜなら、出力端32が反転入力端子141に接続され、非反転入力端子142が接地端91に接続されているので、反転入力端子141は仮想接地によって非反転入力端子142と同電位すなわち接地電位になるからである。

0036

このとき、第一及び第二のループに流れる電流は、それぞれ独立している。つまり、電圧検出抵抗器11に電流検出電流が流れてしまったり、逆に電流検出抵抗器13に電圧検出電流が流れてしまったりすることがないので、出力電圧Vo及び出力電流Ioの検出精度が向上する。

0037

第三のループに流れる電流は、圧電トランス20で発生した交流電圧Vo’の負半波によって圧電トランス20の内部容量を充電する電流である。第四のループに流れる電流は、圧電トランス20で発生した交流電圧Vo’の正半波によって、圧電トランス20の内部容量の充電電圧とともに、平滑コンデンサ35を充電する電流である。第三のループによって電流検出抵抗器13に流れる電流と第四のループによって電流検出抵抗器13に流れる電流とは、向きが逆で大きさが等しいので、電流検出抵抗器13に並列接続されたコンデンサ15によって相殺される。したがって、電流検出抵抗器13には、第一のループによる電流すなわち出力電流Ioのみによる電圧降下が生ずる。

0038

次に、第一のループの接地端91→演算増幅器14の内部→出力端子143→電流検出抵抗器13→出力端32の経路における、演算増幅器14の動作説明を補足する。演算増幅器14は、第一のループにおいて仮想接地を維持しようとして、すなわち出力端32を接地電位にするために、出力端子143にr×Ioに相当する電圧(すなわち出力電流信号Vi)を出力する。ここで、rは電流検出抵抗器13の抵抗値である。その結果、第一のループには、平滑コンデンサ35と演算増幅器14との二つの電圧源存在することになる。そうなると、重ねの理によって、二つの電圧源による電流の和が、実際に流れる電流になる。しかし、平滑コンデンサ35の電圧が例えば数kVに対して、演算増幅器14の電圧が例えば数Vであることから、演算増幅器14によって流れる電流は無視できる。

0039

図3は、本発明に係る電源装置の第一実施形態を示す回路図(一部にブロックを含む)である。以下、この図面に基づき説明する。

0040

本実施形態の電源装置100は、圧電トランス出力検出装置10と、印加された駆動電圧Vdを変圧し高電圧の交流電圧Vo’を発生させる圧電トランス20と、圧電トランス20で発生した交流電圧Vo’を直流電圧に変換して出力電圧Voとして負荷90へ供給する整流部30と、圧電トランス出力検出装置10で検出された出力電圧Vo及び出力電流Ioに基づき駆動電圧Vdを制御する駆動電圧制御部120と、駆動電圧制御部120で制御された駆動電圧Vdを圧電トランス20に印加する駆動部110と、を備えたものである。

0041

圧電トランス出力検出装置10、圧電トランス20及び整流部30については、前述したとおりであるので、詳しい説明を省略する。駆動部110は、BJT111,112、FET113、インダクタ114、コンデンサ115等から成る。BJT111,112は、コンプリメンタリ回路を構成し、バッファとして機能する。

0042

駆動電圧制御部120は、周波数可変三角波電圧Vbを生成する周波数制御部60と、周波数制御部60で生成された三角波電圧Vbと電圧値可変の直流電圧Vaとを比較し、Va<Vbである時間とVa>Vbである時間とに基づきデュディ比Duを定めるデューディ比制御部70と、圧電トランス出力検出装置10で検出された出力電圧Voに基づき、三角波電圧Vbの周波数を変える電圧制御部40と、圧電トランス出力検出装置10で検出された出力電流Ioに基づき、直流電圧Vaの電圧値及び三角波電圧Vbの周波数を変える電流制御部50と、基準電圧部124で生成された基準信号Vrがあるレベルになった時に確実に出力電圧Voをオフさせるために駆動部110の動作を停止させるオンオフ制御部80と、を備えている。

0043

また、駆動電圧制御部120には、ツェナーダイオード121、コンデンサ122、抵抗器123、基準電圧部124等が付設されている。ツェナーダイオード121等は、直流入力電圧Vinを降圧して供給電圧V2を生成する。基準電圧部124は、他の装置から出力された制御信号PWMを入力し、そのデューティ比(例えば0〜100%)に対応する電圧値(例えば0〜5V)である基準信号Vrを出力する。基準信号Vrは、定電流制御で用いる一定電流Io1に対応している。

0044

図4[1]は、図3の電源装置における周波数制御部及びデューティ比制御部の構成例を示す回路図である。図4[2]は、図3の電源装置における定電圧定電流制御を示すグラフである。図5は、図3の電源装置の各部分における波形を示す波形図である。図6図3の電源装置の動作を示す波形図であり、図6[1]は出力電流(出力電圧)を低くする場合であり、図6[2]は出力電流(出力電圧)を高くする場合である。以下、図3乃至図6に基づき説明する。

0045

デューディ比制御部70は、直流電圧Va(図5波形A)と三角波電圧Vb(図5波形B)とを比較し、Va<Vbである時間とVa>Vbである時間とに基づき、駆動電圧Vd(図5波形D)を印加するときに使用する周波数F及びデューティ比Du(図5波形C)を定める。周波数制御部60は、三角波電圧Vbを生成する。電圧制御部40は、圧電トランス出力検出装置10から出力された出力電圧信号Vvに基づき、三角波電圧Vbの周波数を変える。電流制御部50は、圧電トランス出力検出装置10から出力された出力電流信号Viと基準電圧部124から出力された基準信号Vrとの差に基づき、直流電圧Vaの電圧値を変えるとともに、三角波電圧Vbの周波数を変える。

0046

次に、各部の構成及び動作について、更に詳しく説明する。

0047

供給電圧V1は、ツェナーダイオードや分圧用抵抗器(図示せず)を用いて前述の供給電圧V2を下げて得られた、所定の電圧値である。周波数制御部60は、コンパレータ61、FET62、コンデンサ63、抵抗器64〜68、ダイオード72、抵抗器74等からなる。コンパレータ61の−入力端子には、抵抗器64,65によって生成された供給電圧V1の分圧電圧V1−が印加される。コンパレータ61の+入力端子には、コンデンサ63の充電電圧V1+が印加される。充電電圧V1+は、抵抗器66等及びコンデンサ63によって決まる時定数漸増する。充電電圧V1+が分圧電圧V1−を越えると、コンパレータ61の出力電圧がHレベルとなることによりFET62がオンとなって充電電圧V1+が放電される。この動作の繰り返しによって、連続した三角波電圧Vbが生成される。なお、抵抗器66等及びコンデンサ63によって決まる時定数は、出力電流Ioを最小値に絞ったときの周波数Fすなわち最高の周波数Fに設定する。本実施形態では、周波数Fを高くするほど、出力電流Ioが減少する。なお、ダイオード72及び抵抗器74は、温度補正用である。通常、抵抗器74として可変抵抗器を用い、共振点を超えない周波数Fになるように、その抵抗値を設定する。

0048

デューディ比制御部70は、コンパレータ71、コンデンサ73、抵抗器75〜77等からなる。コンデンサ73はノイズ対策用である。コンパレータ71の−入力端子には、抵抗器75,76によって生成された供給電圧V1の分圧電圧である直流電圧Vaが印加される。コンパレータ71の+入力端子には、周波数制御部60から出力された三角波電圧Vbが印加される。コンパレータ71は、Va>VbであればLレベル電圧を出力し、Va<VbであればHレベル電圧を出力する。Lレベル出力時間がオフ時間であり、Hレベル出力時間がオン時間である。したがって、Hレベル出力時間/(Lレベル出力時間+Hレベル出力時間)がデューティ比Duであり、1/(Lレベル出力時間+Hレベル出力時間)が周波数Fである。

0049

なお、直流電圧Vaは、出力電流Ioの設定値最小となる電圧値又は抵抗器64,65とで決まる分圧電圧V1−よりも高く設定する。直流電圧Vaが分圧電圧V1−と同じであれば、デューティ比Duが0%のときにコンパレータ71の出力はLレベルとなる。この状態で直流電圧Vaを下げていくとデューティ比Duが増加し、初期値の1/2まで下げるとデューティ比Duが50%となる。

0050

電流制御部50は、コンパレータ51、ダイオード52,53、コンデンサ54,55、抵抗器56〜59等からなる。コンデンサ54は、コンパレータ51の入出力間位相補償用である。ダイオード52及び抵抗器58はコンデンサ63の充電用であり、ダイオード53及び抵抗器59は直流電圧Vaの調整用である。抵抗器57は電流制限用であり、コンデンサ55は異常発振防止用である。コンパレータ51の−入力端子には基準信号Vrが印加され、コンパレータ51の+入力端子には圧電トランス検出装置10から出力された出力電流信号Viが印加される。コンパレータ51は、Vi<VrであればLレベル電圧を出力し、Vi>VrであればHレベル電圧を出力する。ただし、出力電流信号Viは、出力電流Ioが大きいほど高くなり、出力電流Ioが小さいほど低くなるように設定されている。

0051

コンパレータ51からHレベル電圧が出力されると、抵抗器58→ダイオード52→コンデンサ63と電流が流れることにより、コンデンサ63の充電電流が増加する。その結果、三角波電圧Vbの傾きが急になるので、三角波電圧Vbの周波数Fが上昇する(図6[2]→[1])。また、コンパレータ51からHレベル電圧が出力されると、抵抗器76に流れる電流がダイオード53及び抵抗器59を介して増加することにより、直流電圧Vaが上昇するので、デューティ比Duが低下する(図6[2]→[1])。このとき、コンパレータ51からLレベル電圧が出力されると、ダイオード52,53に逆バイアス電圧が印加されて電流が流れなくなるので、三角波電圧Vbの周波数Fが低下するとともにデューティ比Duが上昇する(図6[1]→[2])。

0052

なお、抵抗器58の抵抗値は、コンパレータ51の出力がLレベル電圧になったときに、コンデンサ63の充電時定数共振周波数を下回らない範囲で、出力電流Ioの最大値及び最大負荷カバーできる周波数になるように設定する。また、抵抗器59は、抵抗器75と抵抗器76との分圧電圧すなわち直流電圧Vaを変化させる。更に、コンパレータ51に代えて、増幅器を用いてもよい。この場合は、出力電流信号Viに対応する電圧が周波数制御部60及びデューティ比制御部70へ出力される。

0053

オンオフ制御部80は、コンパレータ81、抵抗器82,83等からなる。コンパレータ81の−入力端子には、供給電圧V3が印加されている。供給電圧V3は、抵抗器82,83によって供給電圧V2が分圧された値であり、制御信号PWMのデューティ比が例えば5%に対応する。コンパレータ81の+入力端子には、基準信号Vrが印加される。コンパレータ81の出力端子は、BJT111,112のベースに接続されている。コンパレータ81は、Vr<V3であればLレベル電圧を出力し、Vr>V3であればHレベル電圧を出力する。

0054

電圧制御部40は、コンパレータ41、ダイオード42、コンデンサ43,44、抵抗器45〜47等からなる。コンデンサ43は、コンパレータ41の入出力間の位相補償用である。ダイオード42及び抵抗器45はコンデンサ63の充電用である。抵抗器46,47は電流制限用である。コンパレータ41の+入力端子には圧電トランス検出装置10から出力された出力電圧信号Vvが印加され、コンパレータ41の−入力端子には供給電圧V1が印加される。コンパレータ41は、Vv<V1であればLレベル電圧を出力し、Vv>V1であればHレベル電圧を出力する。ただし、出力電圧信号Vvは、出力電圧Voが大きいほど高くなり、出力電圧Voが小さいほど低くなるように設定されている。

0055

コンパレータ41からHレベル電圧が出力されると、抵抗器45→ダイオード42→コンデンサ63と電流が流れることにより、コンデンサ63の充電電流が増加する。その結果、三角波電圧Vbの傾きが急になるので、三角波電圧Vbの周波数Fが上昇する(図6[2]→[1])。このとき、コンパレータ51からLレベル電圧が出力されると、ダイオード42に逆バイアス電圧が印加されて電流が流れなくなるので、三角波電圧Vbの周波数Fが低下する(図6[1]→[2])。

0056

次に、図3乃至図6に基づき、電源装置100の全体の動作を説明する。

0057

まず、基準信号Vrが、出力電流Ioの設定値すなわち一定電流Io1として、コンパレータ51の+入力端子へ出力される。一方、入力電圧Vinから供給電圧V1,V2が生成され、更に供給電圧V1が分圧されて直流電圧Vaが生成されるとともに、周波数制御部60で三角波電圧Vbが生成される(図5波形A,B)。すると、コンパレータ71は、直流電圧Va及び三角波電圧Vbの大小を比較して、Hレベル電圧又はLレベル電圧を出力する(図5波形C)。この波形Cの周波数F及びデューティ比DuによってFET161がオン・オフし、これにより圧電トランス20に駆動電圧Vd(図5波形D)が印加される。すると、圧電トランス20は駆動電圧Vdを変圧して交流電圧(図4波形E)を出力する。この交流電圧は、整流されて直流の出力電圧Voとなって、負荷90へ供給される。出力電圧Voは、圧電トランス検出装置10で検出されて、出力電圧信号Vvとしてコンパレータ41の+入力端子へ出力される。コンパレータ41の−入力端子には、出力電圧Voの一定電圧Vo1に対応する供給電圧V1が印加されている。このときに負荷90に流れる出力電流Ioは、電流検出部13で検出されて、出力電流信号Viとしてコンパレータ51,81の+入力端子へ出力される。コンパレータ51の−入力端子には、一定電流Io1に対応する基準信号Vrが印加されている。コンパレータ81の−入力端子には、無負荷電流Io2に対応する供給電圧V3が印加されている。

0058

ここで、出力電流Ioが負荷変動等により上昇して一定電流Io1を超えたとする。すると、出力電流Ioが増加するほど出力電流信号Viが上昇するので、コンパレータ51は、Vr<Viとなることにより、Hレベル電圧を出力する。これにより、三角波電圧Vbの傾きが急になるとともに直流電圧Vaが上昇することにより、周波数Fが上昇するとともにデューティ比Duが低下する(図6[2]→[1])。その結果、出力電流Ioが低下する。

0059

これとは逆に、出力電流Ioが低下して一定電流Io1を下回ったとする。すると、コンパレータ51は、Vr>Viとなることにより、Lレベル電圧を出力する。これにより、三角波電圧Vbの傾きが緩くなるとともに直流電圧Vaが低下することにより、周波数Fが低下するとともにデューティ比Duが増加する(図6[1]→[2])。その結果、出力電流Ioが増加する。

0060

ここで、出力電圧Voが負荷変動等により上昇して一定電圧Vo1を超えたとする。すると、出力電圧Voが上昇するほど出力電圧信号Vvも上昇するので、コンパレータ41は、V1<Vvとなることにより、Hレベル電圧を出力する。その結果、三角波電圧Vbの傾きが急になることにより、周波数Fが増加するので、出力電圧Voが低下する(図6[2]→[1])。

0061

これとは逆に、出力電圧Voが低下して一定電圧Vo1を下回ったとする。すると、出力電圧Voが低下するほど出力電圧信号Vvも低下するので、コンパレータ41は、V1>Vvとなることにより、Lレベル電圧を出力する。その結果、三角波電圧Vbの傾きが緩くなることにより、周波数Fが低下するので、出力電圧Voが上昇する(図6[1]→[2])。

0062

また、圧電トランス20の特性として、周波数Fをかなり上げても、次の共振点が近付いてしまうことにより、出力はにならない。そこで、制御信号PWMのデューティ比が5%よりも大きければ、コンパレータ81からHレベル電圧が出力され、駆動部110の動作は維持される。しかし、制御信号PWMのデューティ比が5%よりも小さければ、コンパレータ81からLレベル電圧が出力され、駆動部110の動作が強制的に停止される。

0063

なお、周波数Fを変化させたときの出力変化とデューティ比Duを変化させたときの出力変化は、周波数Fを変化させたときの方がデューティ比Duを変化させたときよりもはるかに急峻であるため、周波数FとデューティDuを同時に変化させてもあるポイントで出力が平衡する。

0064

以上の動作によって、図4[2]に示すような定電圧定電流制御が実現できる。しかも、電源装置100によれば、圧電トランス出力検出装置10を用いたことにより、出力電圧Vo及び出力電流Viを正確に検出できるので、高精度の定電圧定電流制御を実現できる。

0065

図7は、本発明に係る圧電トランス出力検出装置の第二実施形態を示す回路図である。以下、これらの図面に基づき説明する。ただし、図1と同じ部分は同じ符号を付すことにより説明を省略する。

0066

本実施形態における整流部30’は、整流ダイオード33’,34’の向きが逆になっている点が第一実施形態と異なり、これにより出力端31から負の直流高電圧の出力電圧Voを出力する。本実施形態における圧電トランス出力検出装置10’は、定電圧電源18を有し、非反転入力端子142が接地端91に接続された第一実施形態に対して、非反転入力端子142が一定電位Vxに固定された点で異なる。定電圧電源18は、例えば供給電圧V1,V2等を分圧する抵抗器等によって構成できる。

0067

出力端31から負の出力電圧Voが出力されるため、出力電圧Vo及び出力電流Iiが増加するほど、出力電圧信号Vv及び出力電流信号Viが低下する。つまり、非反転入力端子12を接地すると、出力電圧信号Vv及び出力電流信号Viが常に負になってしまう。そこで、非反転入力端子142を正の一定電位Vxに固定することにより、出力電圧信号Vv及び出力電流信号Viを常に正にすることができるので、制御が容易になる。

0068

なお、圧電トランス出力検出装置10’及び整流部30’を用いた電源装置を、図3の電源装置100に準じて構成することもできる。ただし、本実施形態では、電源装置100とは逆に、出力電圧Vo及び出力電流Iiが増加するほど、出力電圧信号Vv及び出力電流信号Viが低下するので、それに応じた改変が必要である。

図面の簡単な説明

0069

本発明に係る圧電トランス出力検出装置の第一実施形態を示す回路図である。
一般的な演算増幅器の等価回路の一例を示す回路図である。
本発明に係る電源装置の第一実施形態を示す回路図(一部にブロックを含む)である。
図4[1]は、図3の電源装置における周波数制御部及びデューティ比制御部の構成例を示す回路図である。図4[2]は、図3の電源装置における定電圧定電流制御を示すグラフである。
図3の電源装置の各部分における波形を示す波形図である。
図3の電源装置の動作を示す波形図であり、図6[1]は出力電流(出力電圧)を低くする場合であり、図6[2]は出力電流(出力電圧)を高くする場合である。
本発明に係る圧電トランス出力検出装置の第二実施形態を示す回路図である。

符号の説明

0070

10,10’圧電トランス出力検出装置
11電圧検出抵抗器
13電流検出抵抗器
14演算増幅器
141 演算増幅器の反転入力端子
142 演算増幅器の非反転入力端子
143 演算増幅器の出力端子
20圧電トランス
30,30’整流部
31,32 整流部の出力端
90負荷
91接地端
100電源装置
110 駆動部
120駆動電圧制御部
Vo出力電圧
Io 出力電流

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