図面 (/)

技術 波形等化装置、波形等化方法および集積回路

出願人 パナソニック株式会社
発明者 松村喜修徳永尚哉
出願日 2005年5月17日 (15年7ヶ月経過) 出願番号 2005-143876
公開日 2006年6月22日 (14年6ヶ月経過) 公開番号 2006-166402
状態 特許登録済
技術分野 交流方式デジタル伝送 有線伝送方式及び無線の等化,エコーの低減
主要キーワード 歪み検出器 比較判定器 誤差評価関数 変動量検出 DTV受信装置 ノイズ分布 フィルタステップ 擬似雑音信号
関連する未来課題
重要な関連分野

この項目の情報は公開日時点(2006年6月22日)のものです。
また、この項目は機械的に抽出しているため、正しく解析できていない場合があります

図面 (20)

課題

収束速度の向上と残留誤差の低減の両立を可能とする。

解決手段

フィルタ部1と、誤差推定部2と、タップ係数記憶部12と、タップ係数更新量次演算部13とタップ係数更新量決定部14からなるタップ係数更新量演算部15と、から構成され、タップ係数更新量決定部でαi(n)を乗算して係数更新量ΔCi(n)を下式に基づいて求める波形等化装置である。 ΔCi(n)=αi(n)×u×e(n)×x*(n−i)ここで、αi(n)は、・0<αi(n)≦1・αi(n)=f(Ci(n−1))でCi(n−1)に対して単調増加を満たす。

概要

背景

ディジタル放送は、当初衛星を主体に行われてきたが、近年では地上波放送ディジタル化の流れが押し寄せている。この地上波ディジタル放送において伝送路歪を除去する波形等化技術は必須なものである。以下、地上波ディジタル放送における従来の波形等化装置について、米国で採用されている8値VSB(Vestigial Side Band:残留側波帯変調方式を用いたDTV(Digital TeleVision)方式を例に説明する。

米国で採用されているDTV方式の信号フォーマットは、図7の構成図に示すように、映像音声などのデータ信号380を含む領域と、フィールド同期信号370を含む領域と、セグメント同期信号360を含む領域からなる。フィールド同期信号370は、図8の構成図に示すように、PN511信号371と、3つのPN63信号372と、コントロール信号373とを含む。なお、フィールド同期#2はフィールド同期#1に対してPN63信号372の2番目の値が逆になっているだけの違いである。また、図8において、左側に記入している数値(+7、+5、+3、+1、—1、—3、—5,—7)は8値VSB変調方式の取る8通りの数値を示したものである。このDTV信号は、1フィールドが832シンボル、313セグメントで構成され、さらに1フレームが2フィールドによって構成される。

また、PN511信号371は、511シンボルの擬似雑音信号である。PN63信号372は、63シンボルの擬似雑音信号である。コントロール信号373は128シンボルであり、フィールド同期信号370全体で828シンボルである。これらPN511信号、PN63信号の詳細、作成方法は、ASC Standard:Digital Television Standard(A/53),Revision C(Advanced Television Systems Committee:www.atsc.org)の5.5.2 Data Field Syncの部分に記載されており、本発明の主題ではないので、説明は省略する。

次に、DTV受信装置について簡単に説明する。図9に、DTV受信装置の簡易構成図を示す。放送波は、アンテナ301を介して、チューナ302に送られ、チューナ302で受信チャネルの選択、および信号レベルゲイン調整が行われる。その後、復調部303に送られ、復調処理を行って、MPEG(Moving Picture Experts Group)−2などにより圧縮された信号をデコード部304においてデコードし、表示部305により、映像・音声の出力を行う。

さらに、復調部303の説明を行う。復調部303はAD変換部311、同期検出部314、波形等化部312、AGC(Automatic Gain Control)315、AFC(Automatic Frequency Control)316、誤り訂正部313で構成される。
8値VSB変調されたDTV信号がAD変換器311でディジタルデータに変換された後、AGC315および、AFC316にそれぞれ入力される。AGC315では、チューナ302の出力を一定レベルにするように、信号レベル調整信号をチューナ302に出力する。AFC316では、受信信号ベースバンドに変換する。AFC316によってベースバンドに変換された信号は、同期検出部314および波形等化部312にそれぞれ入力される。同期検出部314は入力されたDTV信号からセグメント同期信号360、フィールド同期信号370を検出し、波形等化部312へタイミング信号を供給する。波形等化部312は同期検出回路314からのタイミング信号をもとにAD変換器311から入力されたDTV信号に対し波形等化処理を施し、誤り訂正部313に出力する。誤り訂正部313は波形等化部312によって歪みの除去されたDTV信号に対して誤り訂正処理を行い、後段のデコード部304へ出力する。図9に示したAD変換器311によってディジタル信号に変換されたDTV信号は、伝送路の影響をうけて歪み成分を含んでおり、この歪みは前記波形等化部312によって除去される。

波形等化装置は、先に述べたように、ディジタル無線通信で伝送路において、マルチパス妨害などにより発生した伝送路歪み受信機で除去するための装置である。図4は、一般的な波形等化装置の構成を示すブロック図である。図4においてフィルタ部1は、タップ係数記憶部12から出力されるタップ係数C0(n)〜Ck−1(n)のタップ係数を用いて入力信号x(n)に含まれる伝送路歪みを除去した出力信号y(n)を出力するデジタルフィルタである。波形等化器係数更新にはLMS(Least Mean Square)アルゴリズムや下記する文献1に示されるCMA(Constant Modulus Algorithm)アルゴリズムなどの逐次更新型のアルゴリズムが用いられる。誤差推定部2はこれらのアルゴリズムで規定される誤差評価関数を用いて、出力信号y(n)に含まれる誤差推定した値であるe(n)を出力する。LMSアルゴリズムのe(n)は式1で、CMAアルゴリズムのe(n)は式2でそれぞれ表される。

e(n)=y(n)−^y(n) …式1
e(n)=y(n)×(|y(n)|^2−R) …式2
図5は、y(n)と^y(n)の関係を2値振幅変調の例で示している。図5(a)は歪みのない受信信号として考えられる受信信号点の2点である+1と−1を表している。これに対して、歪みが付加され完全に除去されていない出力信号y(n)の場合、y(n)にもっとも近い図5(a)の信号点を^y(n)として選択する。すなわち、図5(b)の例では+1を、図5(c)の例では−1を^y(n)として選択し、LMSアルゴリズムにおいてはこの^y(n)を用いてe(n)を計算する。

タップ係数更新量演算部10はi番目のタップ係数更新量を式3に基づいて計算する。
ΔCi(n)=μ×e(n)×x*(n−i) …式3
ここでx*(n−i)はx(n−i)の複素共役をあらわす。μはタップ係数の更新速度を決定するステップサイズで定数である。なお、ステップサイズは係数更新修正量と呼ぶこともある。
タップ係数記憶部12は記憶しているタップ係数Ci(n−1)とタップ係数更新量演算部10の出力であるΔCi(n)から、式4に基づいてCi(n)を計算する。

Ci(n)=Ci(n−1)−ΔCi(n) …式4
このタップ係数更新処理をi=0〜k−1の全タップに関して行うことにより、イタレーションnにおけるタップ係数更新処理が完了する。このようなイタレーションを繰り返して、徐々に波形等化を行い、入力信号の伝送路歪みを除去する。
このような逐次更新型のアルゴリズムにおいてはステップサイズμが波形等化の収束速度収束後の残留誤差を決定する大きな要因となる。一般にステップサイズμの値を大きくすると、収束速度は向上し、残留誤差は増加する。逆に、ステップサイズμの値を小さくすると、収束速度は遅くなるが、残留誤差は減少する。

従来の波形等化装置の課題を図6を用いて詳細に説明する。従来の波形等化装置は、前述したように、ステップサイズμが波形等化の収束速度と収束後の残留誤差の大きな支配要因となっていた。ステップサイズμを小さくする(図6(a))と、不要なタップ係数が発生せず残留誤差は少ないが、この状態に至るまでのイタレーション数が多く、収束速度が遅い。また、ステップサイズμを大きくする(図6(b))とi=−1や3のように不要なタップ係数が発生する。この状態に至るまでのイタレーション数は少なくなり収束速度は速くなるが、この不要なタップ係数の影響により残留誤差が大きくなる。よって、収束速度が速く、かつ、残留誤差の少ない波形等化装置を実現することが困難であった。

下記する特許文献1はこの課題を解決するひとつの方法を示しているもので、Ci(n)のうち、微小電力のタップに関しては、フィルタ部で使用するタップ係数を0に固定する0タップ固定部をタップ係数記憶部とフィルタ部の間に設けた波形等化装置を提案している。
特開平11−313013号公報
特開2000−295149号公報(第4頁〜第5頁、図1)

概要

収束速度の向上と残留誤差の低減の両立を可能とする。フィルタ部1と、誤差推定部2と、タップ係数記憶部12と、タップ係数更新量1次演算部13とタップ係数更新量決定部14からなるタップ係数更新量演算部15と、から構成され、タップ係数更新量決定部でαi(n)を乗算して係数更新量ΔCi(n)を下式に基づいて求める波形等化装置である。 ΔCi(n)=αi(n)×u×e(n)×x*(n−i)ここで、αi(n)は、・0<αi(n)≦1・αi(n)=f(Ci(n−1))でCi(n−1)に対して単調増加を満たす。

目的

なお、説明の都合上、8値VSB変調方式のDTV信号を受信する受信装置で説明したが、課題はそのような受信装置に限定されるものではなく、米国ケーブルデジタル放送の受信装置や、無線LAN、ADSL等の受信において、またその他デジタル無線通信の受信時に共通する課題である。
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、収束速度が速く、かつ、残留誤差が小さく、かつ、小さなマルチパスも除去できる波形等化装置を提供することを第1の目的とする。
本発明の第2の目的は、受信信号に応じてステップサイズを制御することが可能である波形等化装置を提供することにある。

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
1件

この技術が所属する分野

ライセンス契約や譲渡などの可能性がある特許掲載中! 開放特許随時追加・更新中 詳しくはこちら

請求項1

入力信号x(n)を波形等化出力信号y(n)を生成するフィルタ部と、前記出力信号y(n)から波形等化の誤差e(n)を推定して出力する誤差推定部と、前記誤差e(n)と前記入力信号遅延信号x(n−i)とタップ係数Ci(n−1)からi番目タップ係数更新量ΔCi(n)を求めるタップ係数更新量演算部と、前記タップ係数更新量ΔCi(n)と前記タップ係数Ci(n−1)から前記タップ係数Ci(n)を求めて記憶するタップ係数記憶部と、を備えた波形等化装置

請求項2

前記タップ係数更新量演算部は、定数uと、前記誤差e(n)と、前記入力信号の遅延信号x(n−i)の複素共役信号x*(n−i)と、Ci(n−1)の関数であるαi(n)を用いて、タップ係数更新量ΔCi(n)=αi(n)×u×e(n)×x*(n−i)なる演算でタップ係数更新量を求める請求項1記載の波形等化装置。

請求項3

前記αi(n)は、Ci(n−1)の大きさに応じて0<αi(n)≦1で単調増加する関数である請求項2記載の波形等化装置。

請求項4

前記Ci(n−1)の大きさは|Ci(n−1)|であり、前記αi(n)は、|Ci(n−1)|<bの場合はαi(n)=a(a<1)となり、それ以外(|Ci(n−1)|≧b)の場合はαi(n)=1となる請求項3記載の波形等化装置。

請求項5

さらに、マルチパス干渉の有無の判定を行うマルチパス干渉検出部と、受信信号に含まれるマルチパス干渉が動的(ダイナミック)であるか静的(スタティック)であるかを判定する受信信号変動検出部との少なくとも一方を有し、前記マルチパス干渉検出部の出力信号と、前記受信信号変動検出部の出力信号の少なくとも一つを用いて前記定数uを制御する請求項2記載の波形等化装置。

請求項6

前記マルチパス干渉検出部は、送信信号に挿入される既知信号と受信信号から算出された相関値の絶対値のうち、1番目に大きな値からN番目に大きな値の少なくとも一つを用いて演算を行う演算部と、前記演算部からの出力信号を閾値と比較する比較判定部を有し、前記比較判定部における比較判定により、マルチパス干渉の有無の判定をする請求項5記載の波形等化装置。

請求項7

前記受信信号変動検出部は、送信信号に挿入される既知信号と受信信号から算出された相関値の絶対値のうち、1番目に大きな値からN番目に大きな値のうち、m個(mは自然数)を入力信号とし、前記m個のそれぞれの入力信号の統計的数量を算出するm個の統計量演算部を有し、前記m個の統計量演算部で算出したm個の統計的数量に対し、それぞれ所定の閾値と比較を行うm個の比較判定部を有し、前記m個の比較判定部におけるm個の比較判定を用いて、受信信号に含まれるマルチパス干渉が動的(ダイナミック)であるか静的(スタティック)であるかの判定をする請求項5記載の波形等化装置。

請求項8

Ci(n−1)の関数である前記αi(n)を、前記定数μの大きさによって可変する請求項2記載の波形等化装置。

請求項9

入力信号x(n)を波形等化し出力信号y(n)を生成するフィルタステップと、前記出力信号y(n)から波形等化の誤差e(n)を推定して出力する誤差推定ステップと、前記誤差e(n)と前記入力信号の遅延信号x(n−i)とタップ係数Ci(n−1)からi番目のタップ係数更新量ΔCi(n)を求めるタップ係数更新量演算ステップと、前記タップ係数更新量ΔCi(n)と前記タップ係数Ci(n−1)から前記タップ係数Ci(n)を求めて記憶するタップ係数記憶ステップと、を備えた波形等化方法

請求項10

前記タップ係数更新量演算ステップは、定数μと、前記誤差e(n)と、前記入力信号の遅延信号x(n−i)の複素共役信号x*(n−i)と、Ci(n−1)の関数であるαi(n)を用いて、タップ係数更新量ΔCi(n)=αi(n)×u×e(n)×x*(n−i)なる演算でタップ係数更新量を求める請求項9記載の波形等化方法。

請求項11

前記αi(n)は、Ci(n−1)の大きさに応じて0<αi(n)≦1で単調増加する関数である請求項10記載の波形等化方法。

請求項12

前記Ci(n−1)の大きさは|Ci(n−1)|であり、前記αi(n)は、|Ci(n−1)|<bの場合はαi(n)=a(a<1)となり、それ以外(|Ci(n−1)|≧b)の場合はαi(n)=1となる請求項11記載の波形等化方法。

請求項13

さらに、マルチパス干渉の有無の判定を行うマルチパス干渉検出ステップと、受信信号に含まれるマルチパス干渉が動的(ダイナミック)であるか静的(スタティック)であるかを判定する受信信号変動検出ステップとの少なくとも一方を有し、前記マルチパス干渉検出ステップの出力信号と、前記受信信号変動検出ステップの出力信号の少なくとも一つを用いて前記定数μを制御する請求項10記載の波形等化方法。

請求項14

前記マルチパス干渉検出ステップは、送信信号に挿入される既知信号と受信信号から算出された相関値の絶対値のうち、1番目に大きな値からN番目に大きな値の少なくとも一つを用いて演算を行う演算ステップと、前記演算ステップからの出力信号を閾値と比較する比較判定ステップを有し、前記比較判定ステップにおける比較判定により、マルチパス干渉の有無の判定をする請求項13記載の波形等化方法。

請求項15

前記受信信号変動検出ステップは、送信信号に挿入される既知信号と受信信号から算出された相関値の絶対値のうち、1番目に大きな値からN番目に大きな値のうち、m個(mは自然数)を入力信号とし、前記m個のそれぞれの入力信号の統計的数量を算出するm個の統計量演算ステップを有し、前記m個の統計量演算ステップで算出したm個の統計的数量に対し、それぞれ所定の閾値と比較を行うm個の比較判定ステップを有し、前記m個の比較判定ステップにおけるm個の比較判定を用いて、受信信号に含まれるマルチパス干渉が動的(ダイナミック)であるか静的(スタティック)であるかの判定をする請求項13記載の波形等化方法。

請求項16

Ci(n−1)の関数である前記αi(n)を、前記定数μの大きさによって可変する、請求項10記載の波形等化方法。

請求項17

請求項9〜16のいずれか1項記載の波形等化方法を実行するための信号処理部を実装した集積回路

技術分野

0001

本発明は、ディジタル放送等のディジタル無線通信に用いられるものであって、ディジタル信号伝送路歪みを低減する波形等化装置に関する。

背景技術

0002

ディジタル放送は、当初衛星を主体に行われてきたが、近年では地上波放送ディジタル化の流れが押し寄せている。この地上波ディジタル放送において伝送路歪を除去する波形等化技術は必須なものである。以下、地上波ディジタル放送における従来の波形等化装置について、米国で採用されている8値VSB(Vestigial Side Band:残留側波帯変調方式を用いたDTV(Digital TeleVision)方式を例に説明する。

0003

米国で採用されているDTV方式の信号フォーマットは、図7の構成図に示すように、映像音声などのデータ信号380を含む領域と、フィールド同期信号370を含む領域と、セグメント同期信号360を含む領域からなる。フィールド同期信号370は、図8の構成図に示すように、PN511信号371と、3つのPN63信号372と、コントロール信号373とを含む。なお、フィールド同期#2はフィールド同期#1に対してPN63信号372の2番目の値が逆になっているだけの違いである。また、図8において、左側に記入している数値(+7、+5、+3、+1、—1、—3、—5,—7)は8値VSB変調方式の取る8通りの数値を示したものである。このDTV信号は、1フィールドが832シンボル、313セグメントで構成され、さらに1フレームが2フィールドによって構成される。

0004

また、PN511信号371は、511シンボルの擬似雑音信号である。PN63信号372は、63シンボルの擬似雑音信号である。コントロール信号373は128シンボルであり、フィールド同期信号370全体で828シンボルである。これらPN511信号、PN63信号の詳細、作成方法は、ASC Standard:Digital Television Standard(A/53),Revision C(Advanced Television Systems Committee:www.atsc.org)の5.5.2 Data Field Syncの部分に記載されており、本発明の主題ではないので、説明は省略する。

0005

次に、DTV受信装置について簡単に説明する。図9に、DTV受信装置の簡易構成図を示す。放送波は、アンテナ301を介して、チューナ302に送られ、チューナ302で受信チャネルの選択、および信号レベルゲイン調整が行われる。その後、復調部303に送られ、復調処理を行って、MPEG(Moving Picture Experts Group)−2などにより圧縮された信号をデコード部304においてデコードし、表示部305により、映像・音声の出力を行う。

0006

さらに、復調部303の説明を行う。復調部303はAD変換部311、同期検出部314、波形等化部312、AGC(Automatic Gain Control)315、AFC(Automatic Frequency Control)316、誤り訂正部313で構成される。
8値VSB変調されたDTV信号がAD変換器311でディジタルデータに変換された後、AGC315および、AFC316にそれぞれ入力される。AGC315では、チューナ302の出力を一定レベルにするように、信号レベル調整信号をチューナ302に出力する。AFC316では、受信信号ベースバンドに変換する。AFC316によってベースバンドに変換された信号は、同期検出部314および波形等化部312にそれぞれ入力される。同期検出部314は入力されたDTV信号からセグメント同期信号360、フィールド同期信号370を検出し、波形等化部312へタイミング信号を供給する。波形等化部312は同期検出回路314からのタイミング信号をもとにAD変換器311から入力されたDTV信号に対し波形等化処理を施し、誤り訂正部313に出力する。誤り訂正部313は波形等化部312によって歪みの除去されたDTV信号に対して誤り訂正処理を行い、後段のデコード部304へ出力する。図9に示したAD変換器311によってディジタル信号に変換されたDTV信号は、伝送路の影響をうけて歪み成分を含んでおり、この歪みは前記波形等化部312によって除去される。

0007

波形等化装置は、先に述べたように、ディジタル無線通信で伝送路において、マルチパス妨害などにより発生した伝送路歪みを受信機で除去するための装置である。図4は、一般的な波形等化装置の構成を示すブロック図である。図4においてフィルタ部1は、タップ係数記憶部12から出力されるタップ係数C0(n)〜Ck−1(n)のタップ係数を用いて入力信号x(n)に含まれる伝送路歪みを除去した出力信号y(n)を出力するデジタルフィルタである。波形等化器係数更新にはLMS(Least Mean Square)アルゴリズムや下記する文献1に示されるCMA(Constant Modulus Algorithm)アルゴリズムなどの逐次更新型のアルゴリズムが用いられる。誤差推定部2はこれらのアルゴリズムで規定される誤差評価関数を用いて、出力信号y(n)に含まれる誤差推定した値であるe(n)を出力する。LMSアルゴリズムのe(n)は式1で、CMAアルゴリズムのe(n)は式2でそれぞれ表される。

0008

e(n)=y(n)−^y(n) …式1
e(n)=y(n)×(|y(n)|^2−R) …式2
図5は、y(n)と^y(n)の関係を2値振幅変調の例で示している。図5(a)は歪みのない受信信号として考えられる受信信号点の2点である+1と−1を表している。これに対して、歪みが付加され完全に除去されていない出力信号y(n)の場合、y(n)にもっとも近い図5(a)の信号点を^y(n)として選択する。すなわち、図5(b)の例では+1を、図5(c)の例では−1を^y(n)として選択し、LMSアルゴリズムにおいてはこの^y(n)を用いてe(n)を計算する。

0009

タップ係数更新量演算部10はi番目のタップ係数更新量を式3に基づいて計算する。
ΔCi(n)=μ×e(n)×x*(n−i) …式3
ここでx*(n−i)はx(n−i)の複素共役をあらわす。μはタップ係数の更新速度を決定するステップサイズで定数である。なお、ステップサイズは係数更新修正量と呼ぶこともある。
タップ係数記憶部12は記憶しているタップ係数Ci(n−1)とタップ係数更新量演算部10の出力であるΔCi(n)から、式4に基づいてCi(n)を計算する。

0010

Ci(n)=Ci(n−1)−ΔCi(n) …式4
このタップ係数更新処理をi=0〜k−1の全タップに関して行うことにより、イタレーションnにおけるタップ係数更新処理が完了する。このようなイタレーションを繰り返して、徐々に波形等化を行い、入力信号の伝送路歪みを除去する。
このような逐次更新型のアルゴリズムにおいてはステップサイズμが波形等化の収束速度収束後の残留誤差を決定する大きな要因となる。一般にステップサイズμの値を大きくすると、収束速度は向上し、残留誤差は増加する。逆に、ステップサイズμの値を小さくすると、収束速度は遅くなるが、残留誤差は減少する。

0011

従来の波形等化装置の課題を図6を用いて詳細に説明する。従来の波形等化装置は、前述したように、ステップサイズμが波形等化の収束速度と収束後の残留誤差の大きな支配要因となっていた。ステップサイズμを小さくする(図6(a))と、不要なタップ係数が発生せず残留誤差は少ないが、この状態に至るまでのイタレーション数が多く、収束速度が遅い。また、ステップサイズμを大きくする(図6(b))とi=−1や3のように不要なタップ係数が発生する。この状態に至るまでのイタレーション数は少なくなり収束速度は速くなるが、この不要なタップ係数の影響により残留誤差が大きくなる。よって、収束速度が速く、かつ、残留誤差の少ない波形等化装置を実現することが困難であった。

0012

下記する特許文献1はこの課題を解決するひとつの方法を示しているもので、Ci(n)のうち、微小電力のタップに関しては、フィルタ部で使用するタップ係数を0に固定する0タップ固定部をタップ係数記憶部とフィルタ部の間に設けた波形等化装置を提案している。
特開平11−313013号公報
特開2000−295149号公報(第4頁〜第5頁、図1

発明が解決しようとする課題

0013

しかしながら、特許文献1の方法では、0タップ固定部があるしきい値を持って、フィルタ部に出力するタップ係数のうち値の小さなタップ係数を0に固定してしまうため、レベルの小さいマルチパスを除去するためのレベルの小さいタップ係数も0に固定されてしまい、レベルの小さなマルチパスが除去できず逆に残留誤差が増加してしまうという課題があった。

0014

具体的には、特許文献1の方法でステップサイズμが小さい場合(図6(c))は、図6(a)と同じく収束速度が遅いという問題が残る。また、ステップサイズuが大きい場合(図6(d))は、不要なタップ係数は除去できるので、収束速度が速く、残留誤差も小さくできる場合もあるが、本来マルチパスを除去するためのi=1のような値の小さなタップ係数まで0に固定してしまい、かえって残留誤差を増やす結果となる場合もある。

0015

更に従来の課題を解決するために、特許文献2は、収束速度を向上する必要があるかどうかに応じて係数更新量を制御仕様とするもので、波形等化後の信号に含まれる歪の時間的な変動量を監視する残留歪変動量監視手段を設け、残留歪変動量監視手段の出力に応じて係数更新手段の係数更新量を制御している。
図28は特許文献2に開示している波形等化装置を示している。この波形等化装置は、入力端子201、トランスバーサルフィルタ202、歪み検出器203、係数更新器204および歪み変動量検出器205から構成されている。

0016

なお、この歪み検出器203が図4の誤差推定部2に相当し、係数更新器204が図4のタップ係数記憶部12とタップ係数更新量演算部10に相当する。入力端子201に入力された入力信号は、トランスバーサルフィルタ202および係数更新器204に各々入力される。歪み検出器203は、トランスバーサルフィルタ202の出力信号を入力し、伝送路の歪みを検出する。歪み検出器203による伝送路の歪みの検出方法は、2通りあり、一方は、送信信号中に挿入される既知信号とトランスバーサルフィルタの出力信号とを比較してその誤差を歪みとする方法であり、他方は、送信信号の符号点、例えば8VSB変調ならば、8通りの値(+7、+5、+3、+1、−1、−3、−5、−7)のうち、トランスバーサルフィルタ202の出力信号にもっとも近い符号点とトランスバーサルフィルタ202の出力信号との誤差を算出し、この誤差を歪み量としている。歪み検出器203の出力は、係数更新器204と歪み変動量検出器205へ入力される。係数更新器では、入力された歪み量と、入力端子201から送られた入力信号と、ステップサイズからトランスバーサルフィルタ202の係数更新量の算出および係数の更新を行い、この処理を繰り返すことにより、歪みを取り除き、波形等化を実現している。このとき、歪み変動量検出器205は、歪み検出器203から入力された歪み量をあらわす信号の時間変化を検出し、係数更新器204に出力する。係数更新器204では、歪み変動量検出器205の出力が大きい場合に、ステップサイズを大きくすることで波形等化の時間を速くし、歪み変動量検出器205の出力が小さい時にはステップサイズを小さくすることで波形等化処理の安定性を高くしている。

0017

このように、歪み変動量検出器205の出力に応じて係数更新器204のステップサイズを変化させることによって、歪みの時間的変動がなく安定している場合には、係数更新量を小さくして波形等化の安定化を図り、フェージング等のように歪みが時間的に変動している時には、係数更新量を大きくして波形等化処理の高速化を図っている。
しかしながら特許文献2における従来の方法では、歪み検出器にCMA(The constant modulus algorithm)のような、符号点からのずれが同じでも符号点によって歪み検出量が異なる(図29参照)アルゴリズムを利用すると、高速に変動するダイナミックゴーストが存在しない時にも残留変動量監視手段が変動を検出してしまうという問題点があった。

0018

さらに、また、AWGN(Additive White Gaussian Noise)のようなノイズ分布をもっており、歪み検出に時間的変動が生じ、誤った係数更新量の制御を行う可能性がある問題点があった。
さらに、波形等化処理の出力における歪みの時間変動でステップサイズを制御しているため、ダイナミックに変動するマルチパス干渉が存在する時に、歪みの時間変動を検出してステップサイズを大きくするが、それによって歪みの時間変動がなくなるために、ステップサイズを小さくし、すると、再び歪みの時間変動が大きくなるという処理の繰り返しに陥る可能性もあった。

0019

なお、説明の都合上、8値VSB変調方式のDTV信号を受信する受信装置で説明したが、課題はそのような受信装置に限定されるものではなく、米国ケーブルデジタル放送の受信装置や、無線LAN、ADSL等の受信において、またその他デジタル無線通信の受信時に共通する課題である。
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、収束速度が速く、かつ、残留誤差が小さく、かつ、小さなマルチパスも除去できる波形等化装置を提供することを第1の目的とする。
本発明の第2の目的は、受信信号に応じてステップサイズを制御することが可能である波形等化装置を提供することにある。

課題を解決するための手段

0020

第1の目的を達成するために、本発明に係る波形等化装置は、入力信号x(n)を波形等化し出力信号y(n)を生成するフィルタ部と、前記出力信号y(n)から波形等化の誤差e(n)を推定して出力する誤差推定部と、前記誤差e(n)と前記入力信号遅延信号x(n−i)とタップ係数Ci(n−1)からi番目のタップ係数更新量ΔCi(n)を求めるタップ係数更新量演算部と、前記タップ係数更新量ΔCi(n)と前記タップ係数Ci(n−1)から前記タップ係数Ci(n)を求めて記憶するタップ係数記憶部とを備えたことを特徴としている。

0021

本発明によれば、タップ係数更新量演算部において、i番目のタップ係数更新量ΔCi(n)を算出するのに、誤差e(n)と入力信号の遅延信号x(n−i)と、さらに、タップ係数Ci(n−1)を利用している。このことにより、それぞれのタップごとに、タップ係数Ci(n−1)によって、ΔCi(n)を決定することができ、収束速度の向上と残留誤差の低減の両立が可能となる。

0022

ここで、前記タップ係数更新量演算部は、
定数μと、前記誤差e(n)と、前記入力信号の遅延信号x(n−i)の複素共役信号x*(n−i)と、Ci(n−1)の関数であるαi(n)を用いて、タップ係数更新量ΔCi(n)=αi(n)×μ×e(n)×x*(n−i)なる演算でタップ係数更新量を求める、
という構成にしている。

0023

このような構成とすれば、αi(n)=f(Ci(n−1))なる値を従来のタップ係数更新量に乗算することにより、それぞれのタップごとに、タップ係数Ci(n−1)によって、ΔCi(n)を決定することができ、収束速度の向上と残留誤差の低減の両立が可能となる。
また、前記αi(n)は、
Ci(n−1)の大きさに応じて0<αi(n)≦1で単調増加する関数とするのが望ましい。

0024

このように構成すれば、タップ係数が比較的小さなタップに対してはステップサイズμを小さくしたのと同じ効果があるため残留誤差を小さくでき、また、その分、波形等化全体としては、ステップサイズμを大きく設定することができるので、収束速度の向上と残留誤差の低減の両立が可能となる。
さらに、前記Ci(n−1)の大きさは|Ci(n−1)|であり、前記αi(n)は、|Ci(n−1)|<bの場合はαi(n)=a(a<1)となり、それ以外(|Ci(n−1)|≧b)の場合はαi(n)=1となる。

0025

また、第2の目的を達成するために、前記波形等化装置は、さらに、マルチパス干渉の有無の判定を行うマルチパス干渉検出部と、受信信号に含まれるマルチパス干渉が動的(ダイナミック)であるか静的(スタティック)であるかを判定する受信信号変動検出部との少なくとも一方を有し、前記マルチパス干渉検出部の出力信号と、前記受信信号変動検出部の出力信号の少なくとも一つを用いて前記定数μを制御するという構成にしている。

0026

この構成によれば、受信信号に応じて、ステップサイズを切り替えることで、マルチパス干渉が存在するとき、またはマルチパス干渉が動的である環境時のように高速な波形等化処理が必要な時には、ステップサイズを大きくして高速な波形等化処理を行い、マルチパス干渉が存在しないときや、マルチパス干渉が静的な時には、ステップサイズを小さくして残留誤差を抑えることが可能となる。

0027

さらに、前記マルチパス干渉検出部は、送信信号に挿入される既知信号と受信信号から算出された相関値の絶対値のうち、1番目に大きな値からN番目に大きな値の少なくとも一つを用いて演算を行う演算部と、前記演算部からの出力信号を閾値と比較する比較判定部を有し、前記比較判定部における比較判定により、マルチパス干渉の有無の判定をするという構成とすることができる。

0028

この構成とすれば、送信信号に挿入される既知信号と受信信号から算出された相関値の絶対値を閾値と比較することで、マルチパス干渉の有無の判定を精度よく行うことができる。
さらに、前記受信信号変動検出部は、送信信号に挿入される既知信号と受信信号から算出された相関値の絶対値のうち、1番目に大きな値からN番目に大きな値のうち、m個(mは自然数)を入力信号とし、前記m個のそれぞれの入力信号の統計的数量を算出するm個の統計量演算部を有し、前記m個の統計量演算部で算出したm個の統計的数量に対し、それぞれ所定の閾値と比較を行うm個の比較判定部を有し、前記m個の比較判定部におけるm個の比較判定を用いて、受信信号に含まれるマルチパス干渉が動的(ダイナミック)であるか静的(スタティック)であるかの判定をするという構成とすることができる。

0029

この構成とすれば、受信信号に含まれるマルチパス干渉が動的(ダイナミック)であるか静的(スタティック)であるかの判定を精度よく行うことができる。
さらに、Ci(n−1)の関数である前記αi(n)を、前記定数uの大きさによって可変するという構成とすることができる。
この構成とすれば、αi(n)を定数μによって可変することで、定数μを変えても、その定数μに最適な関数αi(n)にすることができる。

発明を実施するための最良の形態

0030

以下本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
(実施の形態1)
図1は本実施の形態1における波形等化装置のブロック図である。図1において、図4と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。また、本波形等化装置は、図9の受信装置において、波形等化部312に適用することができる。

0031

図1において、13はタップ係数更新量1次演算部であり、式5に基づいてi番目のタップ係数更新量の計算の一部を行い、ΔC’i(n)として出力する。
ΔC’i(n)=e(n)×x*(n−i) …式5
14はタップ係数更新量決定部であり、式6に基づいてi番目のタップ係数の更新量ΔCi(n)を決定して出力する。また13と14で本実施の形態のタップ係数更新量演算部15を構成する。

0032

ΔCi(n)=αi(n)×μ×ΔC’i(n) …式6
ここで、αi(n)はイタレーションnにおけるi番目のタップ係数の更新量における重み付けであり(0<αi(n)≦1)、図2に示すようにタップ係数記憶部12が記憶しているイタレーション(n−1)で計算したタップ係数Ci(n−1)の大きさに応じて単調増加する関数f(Ci(n−1))である。f(Ci(n−1))としては、例えば図3(a)〜(f)に示すような関数が考えられる。いずれも、Ci(n−1)の電力や絶対値など、Ci(n−1)の大きさを表す指標がおおきくなるほど、αi(n)は大きくなって、その値は1に近づく。

0033

従来の波形等化装置において、ステップサイズuを大きくした場合、残留誤差の元となっていたのは図6(b)におけるi=−1や3の微小なタップ係数であった。そこで、本実施の形態では、従来のタップ係数更新量に0<αi(n)≦1なる値を乗算し、Ci(n−1)の値が小さいときはαi(n)を小さく、Ci(n−1)の値が大きいときはαi(n)を大きくする。

0034

収束速度に支配的な影響があるのは、マルチパスの関係あるタップ、すなわち、タップ係数が比較的大きなタップであり、αi(n)が1に近づくため、ステップサイズμを大きくしたのと同じ効果がある。一方、残留誤差に支配的な影響があるのは、マルチパスに関係ないタップ、すなわち、タップ係数が比較的小さなタップであり、αi(n)が0に近づくため、ステップサイズμを小さくしたのと同じ効果がある。

0035

なお、αi(n)はCi(n−1)が0の場合もαi(n)は0とならず、ある有限の値((図3(a)の場合a)をとる。Ci(n−1)が0の場合にαi(n)を0とせず、有限の値をもたせるのは、式6にαi(n)=0を代入するとΔCi(n)=0となるため、一度Ci(n)=0となると、その後は必ずCi(n)=0となってしまうのを回避するためである。

0036

さらに、αi(n)=0とならず、特許文献1のように係数の電力が微小なタップを0に固定してしまうこともないので、図6(d)のように、本来マルチパスを除去するためのi=1のような値の小さなタップ係数まで0になってしまうことはなく、特許文献1に対して指摘したような課題も解決できる。
図10は、この実施の形態の効果を表すシミュレーション結果である。シミュレーションの入力信号としては、AWGN環境下(C/N=15dB)に静的なマルチパス干渉(マルチパス干渉波の遅延位相、D/U値は図33参照)を付加したものを利用した。図10では、横軸をステップサイズとしており、あるステップサイズμ_0から、その8倍の8μ_0までシミュレーションをしている。縦軸は、波形等化後の信号と正しい信号とのMSE(Mean Suquare Error)をデシベル換算したものであり、縦軸において、値が小さいほど、波形等化後の信号に残留する誤差が小さいことを意味している。図10より、本発明が適用された波形等化装置では、残留誤差が小さくなっていることがわかる。また、本発明が適用された波形等化装置と適用されていない従来の波形等化装置の両者ともステップサイズを大きくすると残留誤差が大きくなる傾向があるが、同じ残留誤差、例えばMSE=−14dBで考えると、本発明を適用しない場合には、ステップサイズは2μ_0あたりに抑える必要があるが、本発明を適用すると、ステップサイズを8μ_0にすることができる。つまり、本発明では、従来に比べ、ステップサイズを大きくすることができるので、波形等化の追従性が向上することとなる。

0037

なお、本実施の形態や従来技術の係数更新アルゴリズムとしてLMSアルゴリズムやCMAアルゴリズムなどを例示したが、逐次更新型アルゴリズムであれば、これらに限るものではない。また、またαi(n)の例として図3(a)〜(f)の関数を示したが、Ci(n−1)=0の場合に0ではなく、かつCi(n−1)の電力にしたがって単調増加する関数であれば、これらに限るものではない。また、αi(n)をΔC’(n)を求めた後に乗算したが、最終的に式7を満たせば、これらの各項の乗算の順序はいずれからでもよい。

0038

ΔCi(n)=αi(n)×μ×e(n)×x*(n−i) …式7
αi(n)の上限を1としたが、これはステップサイズμとの関係で決まるものであり、この値に限るものではない。
また、重み付け関数αi(n)を、ステップサイズμによって、異なる関数に変えるようにしてもよい。例えば、αi(n)を図3(b)のようにした場合について図11に示す。あるステップサイズμ0では、図11(a)のように、αi(n)のパラメータであるaがa0、bがb0とし、あるステップサイズμ1では、図11(b)のように、aがa1、bがb1という様にαi(n)をステップサイズuによって変えるようにしてもよい。ここでは一例として図3(b)の関数のパラメータを変更したものを示したが、これに限らず、あるステップサイズμ0で図3(b)とし、ステップサイズμ1で図3(c)とするという様にステップサイズμに応じて関数αi(n)を全く異なる関数にしてもよい。ステップサイズuが変わることで、Ci(n)の更新速度や大きさも変わり、比較的小さなタップ係数を持つタップの係数を0に近づけさせるのに適切なゲインも変わってしまう。ステップサイズuに応じて、小さなタップ係数を0に近づけさせるゲインである関数αi(n)を変えることで、ステップサイズに応じて、最適な残留誤差の最小化が可能となる。

0039

(実施の形態2)
本発明の波形等化装置の実施の形態2について、図12図13図25を参照して説明する。
図12は、本発明の実施の形態2における波形等化装置のブロック図であり、図13はマルチパス干渉検出部120のブロック図である。

0040

図12からわかるように、波形等化装置は、波形等化主要部161とマルチパス干渉検出部120から構成される。
波形等化主要部161の受信信号は、トランスバーサルフィルタ151および係数更新器152に送られる。歪み検出器153は、トランスバーサルフィルタ151の出力信号を入力し、トランスバーサルフィルタ151の出力信号に含まれる誤差を推定する。誤差の推定方法は、従来技術のところで述べたLMSあるいはCMAアルゴリズムで実現できる。したがって、歪み検出器153は、図4に示した誤差推定部と同様な構成で実現できる。

0041

歪み検出器153の出力は、係数更新器152へと入力される。係数更新器152では、入力された歪み検出器153の出力信号と、波形等化主要部161へ入力される受信信号と、ステップサイズからトランスバーサルフィルタ151の係数の更新量の算出および更新を行い、この処理を繰り返すことにより、歪みを取り除き、波形等化を実現している。ここで、係数更新器152は、ステップサイズAとステップサイズBとを持ち、ステップサイズAは小さな値が、ステップサイズBは大きな値が設定されており、係数更新の演算はステップサイズAもしくはステップサイズBを用いて行う。

0042

マルチパス干渉検出部120は、比較判定器111から構成されている。
マルチパス干渉検出部120は、受信信号と送信信号に挿入される同期信号との相関値を算出する図示しない相関算出部から、算出された相関値の絶対値のうち、一番大きな値101(以下、第一位の相関値101と称す)を入力する。比較判定器111に、第一位の相関値101と第一の閾値102とを入力し、比較判定を行う。比較判定器111では、第一位の相関値101が第一の閾値102以上であれば、マルチパス干渉は存在しないと判定し、図12における波形等化主要部161の係数更新器152へステップサイズAを選択するよう制御するステップサイズ選択信号129を出力し、第一位の相関値101が第一の閾値102よりも小さければ、マルチパス干渉が存在すると判定し、ステップサイズBを選択するよう制御するステップサイズ選択信号129を出力する。

0043

係数更新器152では、ステップサイズ選択信号129に応じて、ステップサイズAとステップサイズBとを選択し、トランスバーサルフィルタ151の係数更新の演算を行う。
図25に一例としてAWGN環境(C/N=15dB)下とマルチパス干渉環境(遅延0.1μs、ドップラー周波数1Hz、D/U=2dB)下における第一位の相関値の分布を示す(データ数:2500)。図25からマルチパス干渉環境下では、AWGN環境下よりも小さな値となる頻度が多く、分布に違いがあるといえる。このことから、第一の閾値102を0.9に設定して、第一位の相関値101を第一の閾値102と比較することにより、マルチパス干渉の有無を判定することができる。

0044

図27は、本実施の形態2の効果を示すシミュレーション結果である。ステップサイズAとしてあるステップサイズμ_0と、ステップサイズBとして、その7倍の値である7μ_0に対して、限界C/N性能と限界D/U性能をシミュレーションした。ここで、限界C/N性能とは、送信信号にAWGNを付加した信号を受信信号とし、ビット誤り率が3×10^−6より小さくなる受信信号のC/N値のうち、一番小さなC/N値を指す。また、限界D/U性能とは、送信信号に、遅延1μs、ドップラー周波数1Hzのマルチパス干渉を付加した信号を受信信号とし、ビット誤り率が3×10^−6より小さくなる受信信号のD/U(送信信号と遅延波との振幅比)値のうち、一番小さなD/U値を指す。なお、「^」はべき乗を表現している。

0045

図27より、ステップサイズμ_0と7μ_0を比較すると、限界C/N性能はステップサイズがμ_0の方がよく、追従性の必要な限界D/U性能はステップサイズが7μ_0の方がよいというトレードオフの関係になっている。これに対し、本実施の形態を適用することで、受信信号にマルチパス干渉が含まれていない場合には、ステップサイズがμ_0を選択されることで限界C/N性能は14.9dBとなり、また、マルチパス干渉が含まれている場合には、ステップサイズが7μ_0を選択されることで限界D/U性能は0dBとなっている。

0046

よって、このような構成によって、伝送路にマルチパス干渉が存在し、高速な波形等化処理が必要な時には、ステップサイズを大きくして高速な波形等化処理を行い、伝送路にマルチパス干渉が存在しない時には、ステップサイズを小さくして受信限界C/Nを良化して波形等化処理の安定化を実現することが可能となる。
なお、マルチパス干渉検出部120の比較判定器111において、第一の閾値102を一つではなくN個入力し、マルチパス干渉の度合いをN+1段階で判定してもよい。そのような構成を図46に示す。図中、501、502・・・503はN個の比較判定器で、それぞれに異なる閾値102(1)、102(2)・・・102(N)を入力して、もう一方の入力である第一位の相関値101と比較判定を行う。511は、加算器で、前記N個の比較判定器501、502・・・503の判定結果を全て加算する。各比較判定器501・・・503が、第一位の相関値101が閾値未満のとき“0”、閾値以上のとき“1”を出力するとしたら、加算器511の出力はN+1通りの値が得られる。この加算器511の出力をステップサイズ選択信号129として図12における係数更新器152に出力する。

0047

係数更新器152では、ステップサイズAとステップサイズBとの二つではなく、N+1個のステップサイズを持ち、ステップサイズ選択信号129に応じてN+1個のステップサイズから1つを選択し、トランスバーサルフィルタ151の係数更新の演算を行う。
また、相関算出部における相関算出においては、使用する信号は、同期信号でなくても、送信信号に挿入される既知信号であればなんでもよい。

0048

また、図12で示す波形等化主要部161は、図14のような構成にしてもよい。
図14の波形等化主要部の構成は、一般的に、DFE(Decision Feedback Equalizer:判定帰還等化器)と呼ばれており、公知であるので、詳細な説明は省略し、簡単に説明する。
受信信号は、トランスバーサルフィルタ154と係数更新器158に送られる。加算器157においてトランスバーサルフィルタ154の出力とトランスバーサルフィルタ155の出力とを加算し、スライサ156および歪み検出器153へ入力する。

0049

スライサ156は、波形等化主要部の出力信号を符号点によって硬判定するためのもので、波形等化出力をトランスバーサルフィルタ155に入力する際に、データの信頼性を向上させる。
トランスバーサルフィルタ154はセンタータップ時間軸の基準となるタップ。図6グラフの横軸でいう0の位置のタップのこと)から見て現在あるいは未来のデータを合成するタップであり、他方、トランスバーサルフィルタ155はセンタータップから見て、過去のデータを合成するタップである。
両フィルタは、受信信号に含まれるマルチパス干渉波の遅延時間によって、フィルタによる波形等化の過程を異にする。すなわち、直接波の方が大きい場合は、トランスバーサルフィルタ155は波形等化出力の直接波から、遅延波のレプリカを作成し、トランスバーサルフィルタ154とトランスバーサルフィルタ155との出力信号を加算器157で足し合わせることにより、波形等化を実行する。直接波が遅延波よりも小さい場合は、マルチパス干渉波は主波よりも早く到着していることとなり、マルチパス干渉を取り除き、それによって新たに生成した歪を、順次打ち消すようにトランスバーサルフィルタ154のタップ係数を変化させる。

0050

タップ係数の変化は、係数更新器158が、受信信号と歪み検出器153の検出信号とステップサイズ選択信号に基づいて、行うこととなる。
さらに、図12で示す波形等化主要部161を、実施の形態1で示した構成としてもよい。図41は、波形等化主要部として、実施の形態1を用いた構成を示している。ここでは、ステップサイズ制御部20が新たに加えられている。マルチパス干渉検出部120によってステップサイズ選択信号が出力され、そのステップサイズ選択信号により、ステップサイズ制御部20において、ステップサイズを切り替えている。

0051

(実施の形態3)
本発明の波形等化装置の実施の形態3について、図15図16図25を参照して説明する。
図15は、実施の形態3における波形等化装置を表すブロック図であり、図16はマルチパス干渉検出部121のブロック図である。図12図13と同じ構成要素については同じ符号を使い、説明を省略する。図15における波形等化主要部161は図12における波形等化主要部161と同一の構成である。

0052

本形態は、実施の形態2と比較して、マルチパス干渉検出部121が、平均算出器112を持つ点が相違する。
マルチパス干渉検出部121は、平均算出器112と比較判定器111から構成されている。平均算出器112としては、積分回路などが用いられる。マルチパス干渉検出部121は、受信信号と送信信号に挿入される同期信号との相関値を算出する図示しない相関算出部から、第一位の相関値101が入力される。平均算出器112において、第一位の相関値101の平均値を算出し、算出した平均値と第一の閾値102を比較判定器111に入力し、マルチパス干渉の有無の検出を行う。

0053

図25で示す第一位の相関値101の分布から分かるように、マルチパス干渉環境下では、AWGN環境下よりも小さな値となる頻度が多いが、マルチパス干渉環境下でも0.9以上といったAWGN環境下と同等以上の値が出現することもあり、この場合、マルチパス干渉検出部は、誤検出をすることとなる。ここで、平均算出器112で第一位の相関値101の平均を算出することにより、算出した平均値がマルチパス干渉環境下ではAWGN環境下よりも小さくなり、誤検出を抑えることができる。

0054

なお、マルチパス干渉検出部121は、図17のように、平均算出器112の代わりに、保護部131を使用したマルチパス干渉検出部125としてもよい。保護部131は、比較判定器111から同じ判定結果がある複数回続いて入力されたときのみ、判定結果を更新した出力信号を発する。保護部131としては、図43に示すように、保護部出力信号と保護部入力信号とを比較する回路401と、両者が異なる場合にカウントアップするカウンタ402と、両者が同じ場合にはカウントリセットし、そのカウンタの値を所定の値と比較する回路403と、カウンタの値が所定の値と異なる場合には、前回の保護部出力信号を選択し、カウンタの値が所定の値の場合には保護部入力信号を選択するとともに、カウンタをリセットする回路404と、選択した信号を遅延させ、新たな保護部出力信号とする遅延素子405から構成される。

0055

また、図示しない相関算出部における相関算出においては、使用する信号は、同期信号でなくても、送信信号に挿入される既知信号であればなんでもよい。
また、マルチパス干渉検出部121の比較判定器111において、第一の閾値102を一つではなくN個入力し、マルチパス干渉の度合いをN+1段階で判定してもよい。そのような構成は、実施の形態2で、図46を用いて説明したものと同一であるので、説明は省略する。係数更新器152では、ステップサイズAとステップサイズBとの二つではなく、N+1個のステップサイズを持ち、ステップサイズ選択信号129に応じてN+1個のステップサイズから1つを選択し、トランスバーサルフィルタ151の係数更新の演算を行う。

0056

さらに、本実施の形態は波形等化主要部を図12で示す波形等化主要部161としたが、図14で示す波形等化主要部162としてもよいし、図41で示すように、実施の形態1の波形等化主要部を用いた構成としてもよい。
(実施の形態4)
本発明の波形等化装置の実施の形態4について、図18図19図25を参照して説明する。図18は、本発明の実施の形態4における波形等化装置を表すブロック図であり、図19はマルチパス干渉検出部122を表すブロック図である。図12図13と同じ構成要素については同じ符号を使い、説明は省略する。

0057

本形態は、実施の形態2と比較して、マルチパス干渉検出部122において、クリップ演算部113を持つ点が相違する。
マルチパス干渉検出部122は、クリップ演算部113と比較判定器111から構成されている。マルチパス干渉検出部122は、受信信号と送信信号に挿入される同期信号との相関値を算出する図示しない相関算出部から、第一位の相関値101が入力される。第一の相関値101と第二の閾値103はクリップ演算部113に入力される。クリップ演算部113は、例えば、図44に示すように第一位の相関値と第二位の相関値を比較する回路211と、比較結果に基づき第一位の相関値と第二位の相関値のいずれかを選択するセレクタ212とから構成される。

0058

この構成により、クリップ演算部113では、第一位の相関値101が第二の閾値103よりも小さければ、第一位の相関値101をそのまま出力し、第一位の相関値101が第二の閾値103以上であれば第二の閾値103を出力する。比較判定器111では、クリップ演算部113の出力信号と第一の閾値102とを入力し、マルチパス干渉の有無を検出している。

0059

図25で示す第一位の相関値101の分布を見てみると、マルチパス干渉環境下では、AWGN環境下よりも小さな値となる頻度が多いが、マルチパス干渉環境下でも0.9以上といったAWGN環境下と同等以上の値が出現することもあり、この場合、マルチパス干渉検出部は、誤検出をすることとなる。そこで、クリップ演算部113において、AWGN環境下での第一位の相関値101の上限値を第二の閾値103とし、この閾値で第一位の相関値101をクリップすることで、AWGN環境下より大きな値の出現が抑えることができ、マルチパス干渉の有無の誤検出を抑えることができる。

0060

なお、マルチパス干渉検出部122の比較判定器111において、第一の閾値102を一つではなくN個入力し、マルチパス干渉の度合いをN+1段階で判定してもよい。このとき、比較判定器111は、判定結果であるステップサイズ選択信号129を図18における係数更新器152に出力し、係数更新器152では、ステップサイズAとステップサイズBとの二つではなく、N+1個のステップサイズを持ち、ステップサイズ選択信号129に応じてN+1個のステップサイズから1つを選択し、トランスバーサルフィルタ151の係数更新の演算を行う。

0061

また、相関算出部における相関算出においては、使用する信号は、同期信号でなくても、送信信号に挿入される既知信号であればなんでもよい。
さらに、本実施の形態は波形等化主要部を図18で示す構成としたが、図14で示す構成としてもよいし、図41で示すように、実施の形態1のものを用いた構成としてもよい。

0062

(実施の形態5)
本発明の波形等化装置の実施の形態5について、図20図21図26を参照して説明する。図20は、本発明の実施の形態5における波形等化装置を表すブロック図であり、図21はマルチパス干渉検出部123を表すブロック図である。図18図19と同じ構成要素については同じ符号を使い、説明は省略する。

0063

本形態は、実施の形態2と比較して、マルチパス干渉検出部123において、減算器114と平均算出器112を持つ点が相違する。マルチパス干渉検出部123は、減算器114と平均算出器112と比較判定器111とで構成されている。マルチパス干渉検出部123は、受信信号と送信信号に挿入される同期信号との相関値を算出する図示しない相関算出部から、算出された相関値の絶対値のうち、一番目に大きな値である第一位の相関値101と、二番目に大きな値104(以下、第二位の相関値104と称す)を入力する。減算器114によって、相関算出部から入力された第一位の相関値101から第二位の相関値104を減算する。算出された第一位の相関値101と第二位の相関値104の差分信号と、第一の閾値102を比較判定器111へ入力し、マルチパス干渉の有無を検出する。

0064

図26にAWGN環境(C/N=15dB)下とマルチパス干渉環境(遅延0.1μs、ドップラー周波数1Hz、D/U=2dB)下における第二位の相関値の分布を示す。図26から、マルチパス干渉環境下では、AWGN環境下よりも大きな値となる頻度が多く、分布に違いがあるといえる。先述したように、相関値の絶対値のうち、1番目に大きな値の分布は、AWGN環境下の方が、マルチパス干渉環境下よりも大きな値となる頻度が多いので、減算器121によって、1番目に大きな値から2番目に大きな値の差分を求めることで、それぞれ片方の相関値だけを用いた場合よりも、マルチパス干渉環境下とAWGN干渉環境下の相関値の算出結果の相違を大きくすることができ、マルチパス干渉の有無の誤検出を抑制することができる。

0065

なお、マルチパス干渉検出部123は、図21における平均算出器112は、図22で示すように、減算器114の出力信号の平均値を算出するように配置するのではなく、第一位の相関値101の平均値と第二位の相関値104の平均値をそれぞれ算出するように配置したマルチパス干渉検出部126としてもよい。
また、図17で示したように、本実施の形態においても、マルチパス干渉検出部123において、平均算出器112を用いず、保護部131を比較判定器111の後段に使用してもよい。

0066

また、マルチパス干渉検出部123の比較判定器111において、第一の閾値102を一つではなくN個入力し、マルチパス干渉の度合いをN+1段階で判定してもよい。このとき、比較判定器111は、判定結果であるステップサイズ選択信号129を図20における係数更新器152に出力し、係数更新器152では、ステップサイズAとステップサイズBとの二つではなく、N+1個のステップサイズを持ち、ステップサイズ選択信号129に応じてN+1個のステップサイズから1つを選択し、トランスバーサルフィルタ151の係数更新の演算を行う。

0067

また、相関算出部における相関算出においては、使用する信号は、同期信号でなくても、送信信号に挿入される既知信号であればなんでもよい。
さらに、本実施の形態は波形等化主要部を図20で示す構成としたが、図14で示す構成としてもよいし、図41で示すように、実施の形態1のものを用いた構成としてもよい。

0068

(実施の形態6)
本発明の波形等化装置の実施の形態6について、図23図24図25図26を参照して説明する。図20図21と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。図23は実施の形態6の波形等化装置を表すブロック図であり、図24はマルチパス干渉検出部124を表すブロック図である。本形態は、実施の形態5と比較して、マルチパス干渉検出部124において、第一位の相関値101と第二位の相関値104にそれぞれクリップ処理マスク処理を行うクリップ演算部113とマスク演算部115を有する点が相違する。

0069

マルチパス干渉検出部124は、減算器114と、平均算出器112と、比較判定器111と、クリップ演算部113と、マスク演算部115から構成されている。クリップ演算部114は、図44に示した構成で実施できる。マスク演算部113は、図45に示したように比較器221とセレクタ222とで構成される。
マルチパス干渉検出部124は、受信信号と送信信号に挿入される同期信号との相関値を算出する図示しない相関算出部から、第一位の相関値101と、第二位の相関値104を入力する。クリップ演算部113には、第一位の相関値101と第二の閾値103が入力される。クリップ演算部113は、第一位の相関値101が第二の閾値103よりも小さければ、第一位の相関値101をそのまま出力し、第一位の相関値101が第二の閾値103以上であれば第二の閾値103を出力する。マスク演算部115には、相関算出部から出力された第二位の相関値104と第三の閾値105が入力される。マスク演算部115は、第二位の相関値104が第三の閾値105以上であれば、第二位の相関値104をそのまま出力し、第二位の相関値104が第三の閾値105より小さければ0を出力する。

0070

減算器114では、クリップ演算部113の出力信号とマスク演算部115の出力信号を入力し、減算を行う。減算器114の出力信号を平均算出器112で平均値を算出し、比較判定器111へ入力する。そして比較判定器111で第一の閾値102と比較を行い、マルチパス干渉の有無を検出している。
図25で示す第一位の相関値101の分布を見てみると、マルチパス干渉環境下では、AWGN環境下における分布の上限値よりも大きな値が出現していることが分かる。平均算出器112において平均値を算出する際に、この大きな値により、平均値がAWGN環境時と同等になってしまうことがある。クリップ演算部113において、0.9といった値を第二の閾値102に与え、この第一位の相関値101をクリップすることで、平均値がAWGNと同等になることを抑えることができる。

0071

図26で示す第二位の相関値104の分布を見てみると、AWGN環境下では、第二位の相関値104は0.25以下の値であり、マルチパス干渉環境下では、0.25以上の値が頻出している。ここで、マスク演算部115において、第三の閾値105を0.25として第二位の相関値104をマスクすることで、AWGN環境下では、マスク演算部115の出力信号はほとんどの場合0となり、マルチパス干渉環境下で第三の閾値105の値より大きな値が出た時に、その値がより大きくマルチパス干渉環境下とAWGN環境下での平均値の差に影響し、両者の平均値の差を大きくするので、マルチパス干渉の検出の精度が向上する。

0072

なお、図24における平均算出器112は、実施の形態5において図22で示したように、本実施の形態においても、減算器114の出力信号の平均値を算出するように配置するのではなく、クリップ演算部113の出力信号の平均値とマスク演算部115の出力信号の平均値をそれぞれ算出するように配置してもよい。
また、図17で示したように、本実施の形態においても、平均算出器112を用いず、保護部131を比較判定器111の後段に使用してもよい。

0073

また、マルチパス干渉検出部124の比較判定器111において、第一の閾値102を一つではなくN個入力し、マルチパス干渉の度合いをN+1段階で判定してもよい。このとき、比較判定器111は、判定結果であるステップサイズ選択信号129を図12における係数更新器152に出力し、係数更新器152では、ステップサイズAとステップサイズBとの二つではなく、N+1個のステップサイズを持ち、ステップサイズ選択信号129に応じてN+1個のステップサイズから1つを選択し、トランスバーサルフィルタ151の係数更新の演算を行う。

0074

また、相関算出部における相関算出においては、使用する信号は、同期信号でなくても、送信信号に挿入される既知信号であればなんでもよい。
さらに、本実施の形態は波形等化所要部を図23で示す構成としたが、図14で示す構成としてもよいし、図41で示すように、実施の形態1で示した構成としてもよい。
(実施の形態7)
本発明の波形等化装置の実施の形態7について、図30図31図32図33を参照して説明する。図30は実施の形態7における波形等化装置を表すブロック図であり、図31図30における受信信号変動検出部140を表すブロック図である。

0075

実施の形態7における波形等化装置は波形等化主要部161と受信信号変動検出部140から構成される。
波形等化主要部161の受信信号は、トランスバーサルフィルタ151および係数更新器152に送られる。歪み検出器153は、トランスバーサルフィルタ151の出力信号を入力し、トランスバーサルフィルタ151の出力信号に含まれる誤差を推定する。歪み検出器153の出力は、係数更新器152へと入力される。係数更新器152では、入力された歪み検出器153の出力信号と、波形等化主要部161へ入力される受信信号と、ステップサイズからトランスバーサルフィルタ151の係数の更新量の算出および更新を行い、この処理を繰り返すことにより、歪みを取り除き、波形等化を実現している。ここで、係数更新器152は、ステップサイズAとステップサイズBとを持ち、ステップサイズAは小さな値が、ステップサイズBは大きな値が設定されており、係数更新の演算はステップサイズAもしくはステップサイズBを用いて行う。

0076

図31における受信信号変動検出部140は、分散演算器132と比較判定器133から構成される。受信信号変動検出部140は、受信信号と送信信号に挿入される同期信号との相関値を算出する図示しない相関算出部から算出された相関値の絶対値のうち、第一位の相関値101を入力する。入力された第一位の相関値101を分散演算器132に入力し、第一位の相関値101のばらつきを算出する。

0077

分散演算器132は、n個の信号Xiの平均Xaveに対するばらつきを求める処理を行う演算器である。より詳しくは、下記分散式演算処理する回路である。

分散演算器132で算出された分散値と第四の閾値106を比較判定器133に入力し、比較判定を行う。

0078

比較判定器133では、第一位の相関値101の分散値が第四の閾値106以上であれば、受信信号が変動していると判定し、図30における波形等化主要部161の係数更新器152へステップサイズBを選択するよう制御するステップサイズ選択信号を出力し、第一位の相関値101の分散値が第四の閾値106よりも小さければ、受信信号が変動していないと判定し、ステップサイズAを選択するよう制御するステップサイズ選択信号を出力する。

0079

係数更新器152では、ステップサイズ選択信号に応じて、ステップサイズAとステップサイズBとを選択し、トランスバーサルフィルタ151の係数更新の演算を行う。
図32に一例として、複合マルチパス干渉環境(マルチパス干渉波の遅延、位相、D/U値は図33参照(文献2)。全て静的である)における第一位の相関値101の分布を示す。図25における動的なマルチパス干渉(遅延0.1μs、ドップラー周波数1Hz、D/U=2dB)である第一位の相関値の分布と明らかにばらつきが異なっているのがわかる。このことから、適切な第四の閾値106を与え、第一位の相関値101の分散値と比較することにより、マルチパス干渉が動的なものか静的なものかを判定することができる。

0080

図42は、本実施の形態7の効果を示すシミュレーション結果である。ステップサイズAとしてあるステップサイズμ_0と、ステップサイズBとして、その7倍の値である7μ_0に対して、限界C/N性能と限界D/U性能をシミュレーションした。限界D/U性能としては、送信信号に、遅延1μs、ドップラー周波数1Hzの動的なマルチパス干渉を付加した環境と、送信信号に、遅延1μs、位相差180°の静的なマルチパス干渉を付加した環境でシミュレーションしている。図42より、ステップサイズμ_0と7μ_0を比較すると、限界C/N性能はステップサイズがμ_0の方がよく、追従性の必要な動的なマルチパス干渉環境である限界D/U性能はステップサイズが7μ_0の方がよく、静的なマルチパス干渉環境では、ステップサイズが大きいと残留誤差が大きくなるので、ステップサイズμ_0の方が若干よいという結果であった。これに対し、本実施の形態を適用することで、受信信号にマルチパス干渉が含まれていない場合には、受信信号は静的であるため、ステップサイズがμ_0を選択されることで限界C/N性能は14.9dBとなり、また、動的なマルチパス干渉が含まれている場合には、ステップサイズが7μ_0を選択されることで限界D/U性能は0dBとなり、静的なマルチパス干渉が含まれている場合には、ステップサイズがμ_0を選択されることで限界D/U性能は0dBとなっている。

0081

したがって、このような構成によって、受信信号に含まれるマルチパス干渉が動的である場合で、高速な波形等化処理が必要な時には、ステップサイズを大きくして高速な波形等化処理を行い、マルチパス干渉が静的な時には、ステップサイズを小さくして受信限界C/Nを良化して波形等化処理の安定化を実現することが可能となる。
なお、受信信号変動検出部140は、図34に示すように、保護部170を比較判定器133に接続した受信信号変動検出部141としてもよい。図34は、保護部170を挿入した受信信号変動検出部141を表すブロック図である。このとき、保護部170は、比較判定器133から同じ判定結果がある複数回続いて入力されたときのみ、出力信号をその複数続いた判定結果に更新する。このことで、マルチパス干渉が動的であるか静的であるかの誤判定を抑えることができる。

0082

また、受信信号変動検出部140の比較判定器133において、第四の閾値106を一つではなくN個入力し、ばらつきの度合いをN+1段階で判定してもよい。このとき、比較判定器133は、判定結果であるステップサイズ選択信号を図30における係数更新器152に出力し、係数更新器152では、ステップサイズAとステップサイズBとの二つではなく、N+1個のステップサイズを持ち、ステップサイズ選択信号に応じてN+1個のステップサイズから1つを選択し、トランスバーサルフィルタ151の係数更新の演算を行う。

0083

また、相関算出部における相関算出においては、使用する信号は、同期信号でなくても、送信信号に挿入される既知信号であればなんでもよい。
また、図30で示す波形等化主要部161は、図14のような構成にしてもよいし、図41で示すように、実施の形態1を用いた構成としてもよい。
さらに、受信信号変動検出部140の分散演算器132は、第一位の相関値101の標準偏差をもとめる標準偏差演算器としてもよく、第一位の相関値101の統計的数量・ばらつき具合を求めるものであれば何でもよい。

0084

(実施の形態8)
本発明の波形等化装置の実施の形態8について、図35図36図37を参照して説明する。図30と同じ構成要素は同じ符号を使い、説明は省略する。図35は波形等化装置の構成を表すブロック図であり、図36は受信信号変動検出部142を表すブロック図である。図35における波形等化主要部161は図30の構成と同じものである。本実施の形態8は実施の形態7と比較して、受信信号変動検出部142の入力が第一位の相関値101だけでなく、第二位の相関値104を入力することが相違する。

0085

受信信号変動検出部142は、第一の分散演算器134と第二の分散演算器136と、第一の比較判定器135、第二の比較判定器137、および判定器138とで構成される。
受信信号検出部141は、受信信号と送信信号に挿入される同期信号との相関値を算出する図示しない相関算出部から算出された相関値の絶対値のうち、第一位の相関値101および第二位の相関値104を入力する。入力された第一位の相関値101を第一の分散演算器134に入力し、第一位の相関値101のばらつきを算出する。算出された分散値と第四の閾値106を第一の比較判定器135に入力し、比較判定を行う。また、第二位の相関値104を第二の分散演算器136に入力し、第二位の相関値104のばらつきを算出する。算出された分散値と第五の閾値107を第二の比較判定器137に入力し、比較判定を行う。第一の比較判定器135の出力および第二の比較判定器137の出力は判定器138に入力される。判定器138では、第一の比較判定器135および第二の比較判定器137が、どちらともそれぞれの閾値よりも大きいと判定すると、受信信号が変動していると判定し、図35における波形等化主要部161の係数更新器152へステップサイズBを選択するよう制御するステップサイズ選択信号を出力し、どちらかがそれぞれの閾値よりも小さければ、受信信号が変動していないと判定し、ステップサイズAを選択するよう制御するステップサイズ選択信号を出力する。

0086

図36に一例として、複合マルチパス干渉環境(マルチパス干渉波の遅延、位相、D/U値は図33参照。すべて静的である)における第二位の相関値分布を示す。図26における、動的なマルチパス干渉(遅延0.1us、ドップラー周波数1Hz、D/U=2dB)での第二位の相関値の分布と比較して、マルチパス干渉が動的な場合と静的な場合とでは、分布に違いがあるといえる。このことから、第一位の相関値101および第二位の相関値104の分散をそれぞれ求め、どちらとものばらつきがそれぞれ設定した閾値よりも大きい時に受信信号中のマルチパス干渉が動的であると判定でき、その判定によって、受信信号に含まれるマルチパス干渉が動的である場合で、高速な波形等化処理が必要な時には、ステップサイズを大きくして高速な波形等化処理を行い、マルチパス干渉が静的と判定した時には、ステップサイズを小さくして受信限界C/Nを良化して波形等化処理の安定化を実現することが可能となる。

0087

なお、受信信号変動検出部142は、図38に示すように、第一の保護部171を第一の比較判定器135に接続し、第二の保護部172を第二の比較判定器137に接続した受信信号変動検出部143としてもよい。図38は、第一の保護部171および第二の保護部172を挿入した受信信号変動検出部143を表すブロック図である。このとき、第一の保護部171は、第一の比較判定器135から同じ判定結果がある複数回続いて入力されたときのみ、出力信号をその複数続いた判定結果に更新する。第二の保護部172は、第二の比較判定器137から同じ判定結果がある複数回続いて入力されたときのみ、出力信号をその複数続いた判定結果に更新する。このことで、マルチパス干渉が動的であるか静的であるかの誤判定を抑えることができる。

0088

なお、受信信号変動検出部142の第一の比較判定器135および第二の比較判定器137において、第四の閾値106および第五の閾値107を一つではなくそれぞれN個、M個(N、Mは2以上の整数)入力し、分散の度合いをN+1段階、M+1段階で判定してもよい。このとき、判定器138は、第一の比較判定器135、第二の比較判定器137の判定結果からL個(Lは自然数)の判定結果を出力し、係数更新器152では、ステップサイズAとステップサイズBとの二つではなく、L個のステップサイズを持ち、ステップサイズ選択信号に応じてL個のステップサイズから1つを選択し、トランスバーサルフィルタ151の係数更新の演算を行う。

0089

また、判定器138における動的・静的の判定は、第一の比較判定器135および第二の比較判定器137の比較判定において、どちらかが、それぞれの閾値よりも大きいと判定すると、受信信号が変動していると判定し、どちらともそれぞれの閾値よりも小さければ、受信信号が変動していないと判定してもよい。
また、相関算出部における相関算出においては、使用する信号は、同期信号でなくても、送信信号に挿入される既知信号であればなんでもよい。

0090

また、図35で示す波形等化主要部161は、図14のような構成にしてもよいし、図41で示すように、実施の形態1を用いた構成としてもよい。
さらに、第一の分散演算器134および第二の分散演算器136は、標準偏差を算出する、第一の標準偏差演算器、第二の標準偏差演算器としてもよく、統計的数量・ばらつきを算出するものであればよい。

0091

(実施の形態9)
本発明の波形等化装置の実施の形態9について、図39、40を参照して説明する。図39は実施の形態9の波形等化装置を表すブロック図である。
実施の形態9における波形等化装置は、波形等化主要部161と、マルチパス干渉検出部120と、受信信号変動検出部140と、判定器139から構成される。図39における波形等化主要部161は図12図30における波形等化主要部161と同じ構成であり、図39におけるマルチパス干渉検出部120は、図13におけるマルチパス干渉検出部120と同じ構成であり、図37における受信信号変動検出部140は、図31おける受信信号変動検出部140と同じ構成である。

0092

図39において、マルチパス干渉検出部120によって、マルチパス干渉の有無が検出され、受信信号変動検出部140において受信信号内のマルチパス干渉が動的であるか静的であるかが判定される。それらの判定結果を判定器139に入力する。判定器139では、マルチパス干渉検出部120でマルチパス干渉があると判定され、かつ、受信信号変動検出部140で、マルチパス干渉が動的であると判定された場合に、波形等化主要部161の係数更新器152へステップサイズBを選択するよう制御するステップサイズ選択信号を出力し、マルチパス干渉検出部120でマルチパス干渉がないと判定されるかもしくは、受信信号変動検出部140でマルチパス干渉が静的と判定されると、ステップサイズAを選択するよう制御するステップサイズ選択信号を出力する。判定器139によるステップサイズの選択の判定基準図40に示す。

0093

波形等化主要部161では、受信信号にAWGNによる多少のばらつきがあるがマルチパス干渉は存在しないという場合や、マルチパス干渉は存在するがまったく静的である場合などは、係数更新量を小さくした方がよい。また、波形等化主要部161の係数更新量を大きくすると、外乱の影響で波形等化が発散してしまう恐れもあるため、係数更新量を大きくする判定の誤判定は抑えたい。そこで、本実施例のように、マルチパス干渉検出部120における判定結果と受信信号変動検出部140の判定結果を組み合わせることで、受信信号にAWGNによる多少のばらつきがあるがマルチパス干渉は存在しないという場合や、マルチパス干渉は存在するがまったく静的である場合などは、係数更新量を小さくすることができ、判定器139の判定基準を図40のようにすることで、係数更新量を大きくする条件を厳しくでき、係数更新量を大きくする判定の誤判定が抑えられる。

0094

なお、受信信号変動検出部140の比較判定器133において、第四の閾値106を一つではなくそれぞれN個(Nは2以上の整数)入力し、分散の度合いをN+1段階で判定してもよい。そして、マルチパス干渉検出部120の比較判定器111において、第一の閾値102をM個(Mは2以上の整数)入力し、マルチパス干渉の度合いをM+1段階で判定してもよい。このとき、判定器139は、マルチパス干渉検出部120および受信信号変動検出部140の判定からL個(Lは自然数)の判定結果を出力し、係数更新器152では、ステップサイズAとステップサイズBとの二つではなく、L個のステップサイズを持ち、ステップサイズ選択信号に応じてL個のステップサイズから1つを選択し、トランスバーサルフィルタ151の係数更新の演算を行う。

0095

また、相関算出部における相関算出においては、使用する信号は、同期信号でなくても、送信信号に挿入される既知信号であればなんでもよい。
また、図39で示す波形等化主要部161は、図14のような構成にしてもよいし、図41で示すように、実施の形態1を用いた構成としてもよい。
さらに、マルチパス干渉検出部120は、図16図17図19図21図22図24のマルチパス干渉検出部でもよく、受信信号変動検出部140は図34図36図38の受信信号変動検出部としてもよい。

0096

また、実施の形態2〜9では、マルチパス干渉検出部または受信信号変動検出部の検出結果を用いて波形等化主要部(装置)のステップサイズを制御することに関して言及しているが、これに限るものではなく、これらの実施形態で示したマルチパス干渉検出部または受信信号変動検出部の検出結果を用いて、図示していない復調部の一部分を制御してもよい。例えば、マルチパス干渉検出部または受信信号変動検出部の検出結果により、AFCにおけるループゲインのパラメータを制御したり、AGCにおけるループゲインのパラメータを制御したりしてもよい。

0097

また、実施の形態1〜9の受信装置の各構成要素は、集積回路で実現してもよい。このとき、各構成要素は、個別に1チップ化されてもよいし、一部もしくは全てを含むように1チップ化されてもよい。
ここでは、LSIとしたが、集積度の違いにより、IC、システムLSIスーパーLSI、ウルトラLSIと称呼されることもある。

0098

また、集積回路化の手法はLSIに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。LSI製造後に、プログラムすることが可能なFPGA(Field Programmable Gate Array)や、LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブルプロセッサーを利用しても良い。
更には、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりLSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロック集積化を行っても良い。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。

0099

本発明の波形等化装置は、ディジタル放送受信機の波形等化手段として有用である。またディジタル放送に限らず、無線LAN受信機の波形等化手段や、その他の無線受信機の波形等化手段等としても適用可能である。また、無線通信に限らず、有線通信における受信機の波形等化手段等としても適用可能である。

図面の簡単な説明

0100

本発明の実施の形態1における波形等化装置のブロック図
本発明の実施の形態1における重み付けαi(n)の概念の説明図
本発明の実施の形態1における重み付けαi(n)の具体例の説明図
従来の波形等化装置のブロック図
従来の波形等化装置におけるLMSアルゴリズムにおけるe(n)を求める際の手順の説明図
従来の波形等化装置と特許文献1におけるステップサイズとタップ係数の関係の説明図
米国のDTV信号形式を示す構成図
米国のDTV信号形式を示す構成図
簡易的な受信装置を示す構成図
本発明の実施の形態1の効果を示す図
本発明の実施の形態1における重み付けαi(n)の具体例の説明図
本発明の実施の形態2における受信装置のブロック図
本発明の実施の形態2におけるマルチパス干渉検出部のブロック図
本発明の実施の形態2における波形等化部とは構成が異なる波形等化部のブロック図
本発明の実施の形態3における受信装置のブロック図
本発明の実施の形態3におけるマルチパス干渉検出部のブロック図
本発明の実施の形態3における図16とは異なるマルチパス干渉検出部のブロック図
本発明の実施の形態4における受信装置のブロック図
本発明の実施の形態4におけるマルチパス干渉検出部のブロック図
本発明の実施の形態5における受信装置のブロック図
本発明の実施の形態5におけるマルチパス干渉検出部のブロック図
本発明の実施の形態5における図21とは異なるマルチパス干渉検出部のブロック図
本発明の実施の形態6における受信装置のブロック図
本発明の実施の形態6におけるマルチパス干渉検出部のブロック図
第一位の相関値の出現頻度を表す図
第二位の相関値の出現頻度を表す図
本発明の実施の形態2の効果を表す図
従来の波形等化装置のブロック図
歪み検出器にCMAを用いたときの歪み検出器の入出力を表す図
本発明の実施の形態7における受信装置のブロック図
本発明の実施の形態7における受信信号変動検出部のブロック図
第一位の相関値の出現頻度を表す図(2)
図32、25の相関値を算出した伝送路の複合マルチパス干渉波を示す図
本発明の実施の形態7における図31とは異なる受信信号変動検出部のブロック図
本発明の実施の形態8における受信装置のブロック図
本発明の実施の形態8における受信信号変動検出部のブロック図
第二位の相関値の出現頻度を表すブロック図(2)
本発明の実施の形態8における図36とは異なる受信信号変動検出部のブロック図
本発明の実施の形態9における受信装置のブロック図
図39における判定器の判定基準を示す図
本発明の実施の形態2における波形等化部に実施の形態1の波形等化部を用いた場合のブロック図
本発明の実施の形態7の効果を表す図
図17の保護部の詳細な構成を示す図である。
図19のクリップ演算部の詳細な構成を示す図である。
図24のマスク演算部の詳細な構成を示す図である。
N個の閾値を用いて相関値の比較判定を行うマルチパス干渉検出部である。

符号の説明

0101

1フィルタ部
2誤差推定部
12タップ係数記憶部
13タップ係数更新量1次演算部
14 タップ係数更新量決定部
10、15 タップ係数更新量演算部
20 ステップサイズ制御部
101第一位の相関値
102 第一の閾値
103 第二の閾値
104 第二位の相関値
105 第三の閾値
106 第四の閾値
107 第五の閾値
111比較判定器
112 平均算出器
113クリップ演算部
114減算器
115マスク演算部
117 平均算出器
118 平均算出器
120マルチパス干渉検出部
121 マルチパス干渉検出部
122 マルチパス干渉検出部
123 マルチパス干渉検出部
124 マルチパス干渉検出部
125 マルチパス干渉検出部
126 マルチパス干渉検出部
129 ステップサイズ選択信号
131 保護部
132分散演算器
133 比較判定器
134 第一の分散演算器
135 第一の比較判定器
136 第一の分散演算器
137 第二の比較判定器
138判定器
139 判定器
140受信信号変動検出部
141 受信信号変動検出部
142 受信信号変動検出部
143 受信信号変動検出部
151トランスバーサルフィルタ
152係数更新器
153歪み検出器
154 トランスバーサルフィルタ
155 トランスバーサルフィルタ
156スライサ
157加算器
158 係数更新器
161波形等化部
162 波形等化部
170 保護部
171 第一の保護部
172 第二の保護部
201入力端子
202 トランスバーサルフィルタ
203 歪み検出器
204 係数更新器
205 歪み変動量検出器
206出力端子
301アンテナ
302チューナ
303復調部
304デコード部
305 表示部
311AD変換部
312 波形等化部
313誤り訂正部
314同期検出部
360セグメント同期信号
370フィールド同期信号
371 511シンボルのPN信号
372 63シンボルのPN信号
373 Control信号
380 データ信号

ページトップへ

この技術を出願した法人

この技術を発明した人物

ページトップへ

関連する挑戦したい社会課題

関連する公募課題

ページトップへ

おススメ サービス

おススメ astavisionコンテンツ

新着 最近 公開された関連が強い技術

  • 株式会社NTTドコモの「 ユーザ端末及び無線通信方法」が 公開されました。( 2020/10/29)

    【課題・解決手段】ビーム回復手順の実施が想定される場合に、RLMを適切に制御すること。本発明の一態様に係るユーザ端末は、仮想の下り制御チャネルに関する情報を受信する受信部と、前記情報に基づいて、下り制... 詳細

  • 株式会社NTTドコモの「 ユーザ端末及び無線通信方法」が 公開されました。( 2020/10/29)

    【課題・解決手段】同期信号ブロックを利用する無線通信システムにおいて制御チャネルの設定領域の情報を適切に通知するために、本発明のユーザ端末の一態様は、制御リソースセットの構成を示す所定ビット情報を含む... 詳細

  • 株式会社NTTドコモの「 端末、無線通信方法及び基地局」が 公開されました。( 2020/10/29)

    【課題・解決手段】マルチキャリア波形を有するUL信号を適切に送信するために、ユーザ端末は、連続する周波数リソースにわたるマルチキャリア波形を有する上り信号を、上り共有チャネルを用いて送信する送信部と、... 詳細

この 技術と関連性が強い人物

関連性が強い人物一覧

この 技術と関連する社会課題

関連する挑戦したい社会課題一覧

この 技術と関連する公募課題

関連する公募課題一覧

astavision 新着記事

サイト情報について

本サービスは、国が公開している情報(公開特許公報、特許整理標準化データ等)を元に構成されています。出典元のデータには一部間違いやノイズがあり、情報の正確さについては保証致しかねます。また一時的に、各データの収録範囲や更新周期によって、一部の情報が正しく表示されないことがございます。当サイトの情報を元にした諸問題、不利益等について当方は何ら責任を負いかねることを予めご承知おきのほど宜しくお願い申し上げます。

主たる情報の出典

特許情報…特許整理標準化データ(XML編)、公開特許公報、特許公報、審決公報、Patent Map Guidance System データ