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技術 フェージング影響度算出装置及び受信装置

出願人 パナソニック株式会社
発明者 花村千昭酒井原邦彦秋山健
出願日 2004年7月12日 (15年11ヶ月経過) 出願番号 2004-204227
公開日 2006年2月2日 (14年5ヶ月経過) 公開番号 2006-033016
状態 特許登録済
技術分野 交流方式デジタル伝送 有線伝送方式及び無線の等化,エコーの低減
主要キーワード 最大値比 I信号 推定誤り率 Q信号 デジタル復調信号 デジタル無線装置 受信電界強度データ 換制御処理
関連する未来課題
重要な関連分野

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図面 (14)

課題

周波数選択性フェージング影響度を精度良く推定することが可能なフェージング影響度算出装置を提供する。

解決手段

2乗包絡線レベル検出器13はオーバーサンプリングされたI信号及びQ信号の2乗包絡線レベルR=I2 +Q2 を求め、そのシンボル間隔差分の絶対値を差分同期加算器14でシンボル周期毎に累積加算し、最小値最大値算出器15によって累積加算値Sの最大値と最小値との比を求めてフェージング影響度Eとして出力する。選択切換制御手段41はスイッチ手段42を切り換えることで、フェージングの影響がない場合はシンボル点識別して遅延検波し、フェージングがある場合は波形等化器37を用いて波形等化を施した後に、遅延検波器39で遅延検波する。

概要

背景

周波数選択性フェージングの有無を判定し、それに応じて等化処理を行うか否か選択できるようにした受信装置およびデジタル無線通信装置が提案されている。

従来の受信装置は、周波数選択性フェージングを補償する波形等化器と、周波数選択性フェージングが存在しないときに用いる検波器と、切替制御信号を受けて受信信号を波形等化器と検波器とに切替えて出力する切替スイッチと、伝搬路プロファイルを獲得する獲得手段と、獲得された伝搬路プロファイルの状態を視認可能に表示する表示手段と、波形等化器と検波器の何れを動作状態にするかの設定を行うための選択スイッチと、選択スイッチの設定内容に基づき切替制御信号を発生する切替制御手段とを備えることで、周波数選択性フェージングがない場合には波形等化器を使用しないように手動または自動で設定できるようにしている。獲得手段は、相関器によって受信信号と既知信号との相関値を算出することで伝搬路プロファイルを得るようにしている(特許文献1参照)。

従来のデジタル無線通信装置は、等化器を通したのち遅延検波器遅延検波したデジタル復調信号推定誤り率と、等化器を通さずに遅延検波したデジタル復調信号とのそれぞれの推定ビット誤り率をそれぞれ求め、推定誤り率の少ないほうを選択して例えば受話音声再生処理等に提供するようにしている(特許文献2参照)。

図12は上記従来のデジタル無線通信装置の要部構成を示すブロック図である。アンテナ301で受信された無線信号(π/4シフトDQPSK方式の無線信号)は受信部302でベースバンド信号周波数変換され、直交復調部303で同相成分信号(I)および直交成分信号(Q)が復調される。同相成分信号(I)および直交成分信号(Q)はA/D変換部でそれぞれデジタル化され、ローパスフィルタLPF)305を通してタイミング同期部(同期・クロック再生部)306および第1の遅延検波器307へそれぞれ供給される。さらに、ローパスフィルタ(LPF)305を通過した各信号(デジタル化された同相成分信号(I)および直交成分信号(Q))は、等化器308を通して第2の遅延検波器309に供給される。等化器308は、伝送信号波形等化を目的に主にパルス波形符号間干渉を補償するもので、例えばトランスバーサルフィルタを用いて構成される。第1および第2の遅延検波器307,309は、入力された各信号をπ/4シフトDQPSK方式に応じて遅延検波し、さらに図示しない軟判定部により軟判定して得られた軟判定データMA,MBをそれぞれ出力する。これらの軟判定データMA,MBは、誤り訂正復号化回路部310に供給される。

図13は上記従来のデジタル無線通信装置の誤り訂正復号化回路部のブロック図である。各軟判定データMA,MBは、各ビタビ復号器311,312で誤り訂正復号される。各誤り推定部313,314は、各ビタビ復号器311,312で誤り訂正復号された各デジタル復調信号EMA,EMBと誤り訂正前の軟判定データMA,MBとに基づいてビット誤りを推定する。選択回路315は、各誤り推定部313,314から出力された各誤り推定データECA,ECBに基づいて、推定ビット誤りの少ない方を選択する切替制御信号SWCを出力する。これにより、スイッチ回路316を介して推定ビット誤りの少ない方のデジタル復調信号EMA,EMBが選択され、デジタル復調信号EMSとして出力される。

このように、従来のデジタル無線通信装置は、等化器を通していないデジタル復調信号と等化器を通したデジタル復調信号とのうち推定ビット誤りの少ない方を選択して、受話音声およびデータの再生処理を行う音声データ復号回路へ供給する。

PSK変調位相変調)方式のデジタル無線通信では、送信側はシンボルに応じて搬送波位相変調して送信し、受信側は受信信号を同期検波してベースバンド信号に復調した後、シンボルを識別して信号を復号する。このときベースバンド信号のシンボルを識別すべき点をより高精度且つ高速に検出できるようにしたシンボル識別点検出装置は知られている。

このシンボル識別点検出装置は、受信ベースバンド信号シンボルレートのM倍(Mは正の整数)でオーバーサンプリングするA/D変換手段と、オーバーサンプリングされたサンプル値の2乗包絡線を計算する2乗包絡線演算手段と、各サンプル位置別に2乗包絡線のシンボル間隔での差分の絶対値を計算し、この計算結果シンボル周期毎にN回(Nは正の整数)累積加算して、サンプル位置に依存したM通りの加算結果を出力する差分同期加算手段と、M通りの加算結果の中の最小値を検出し、その加算結果のサンプル位置をシンボル識別点の情報として出力する最小値検出手段とを備えている。各シンボル識別点間の2乗包絡線の差分の絶対値はほぼ0となるため、各サンプル位置においてこの差分をシンボル周期で一定数累積加算した場合には、シンボル識別点に対応するサンプル位置での累積加算値が最小となる。この累積加算値の最小値を検出したシンボル識別点を求めることができる(特許文献3参照)。

特開2002−290250号公報
特開平5−183537号公報
特開平8−116344号公報

概要

周波数選択性フェージングの影響度を精度良く推定することが可能なフェージング影響度算出装置を提供する。 2乗包絡線レベル検出器13はオーバーサンプリングされたI信号及びQ信号の2乗包絡線レベルR=I2 +Q2 を求め、そのシンボル間隔差分の絶対値を差分同期加算器14でシンボル周期毎に累積加算し、最小値/最大値算出器15によって累積加算値Sの最大値と最小値との比を求めてフェージング影響度Eとして出力する。選択切換制御手段41はスイッチ手段42を切り換えることで、フェージングの影響がない場合はシンボル点を識別して遅延検波し、フェージングがある場合は波形等化器37を用いて波形等化を施した後に、遅延検波器39で遅延検波する。

目的

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、周波数選択性フェージングの影響度を精度良く推定することが可能なフェージング影響度算出装置、及びこのフェージング影響度算出装置を用いる受信装置を提供することを目的とする。

効果

実績

技術文献被引用数
1件
牽制数
1件

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請求項1

受信ベースバンド信号シンボルレートのM倍(Mは正の整数)でオーバーサンプリングするA/D変換手段と、前記オーバーサンプリングされたサンプル値の2乗包絡線レベルを算出する2乗包絡線レベル算出手段と、前記算出された2乗包絡線レベルのデータに基づいて、各サンプル位置別にシンボル間隔での差分の絶対値を算出し、この算出結果をシンボル周期毎に累積加算し、サンプル位置に対応するM個の累積加算結果を算出する差分同期加算手段と、前記M個の累積加算結果の中の最大値最小値とに基づいて周波数選択性フェージング影響度を算出するフェージング影響度算出手段と、を備えるフェージング影響度算出装置

請求項2

前記フェージング影響度算出手段は、前記最大値と前記最小値との比を求め、求めた比を周波数選択性フェージング影響度として出力する請求項1記載のフェージング影響度算出装置。

請求項3

前記フェージング影響度算出手段は、前記最大値と前記最小値との差を求め、求めた差を周波数選択性フェージング影響度として出力する請求項1記載のフェージング影響度算出装置。

請求項4

受信ベースバンド信号をシンボルレートのM倍(Mは正の整数)でオーバーサンプリングするA/D変換手段と、前記オーバーサンプリングされたサンプル値の2乗包絡線レベルを算出する2乗包絡線レベル算出手段と、前記算出された2乗包絡線レベルのデータを各サンプル位置別にシンボル周期毎に累積加算し、サンプル位置に対応するM個の累積加算結果を算出する同期加算手段と、前記M個の累積加算結果の中の最大値と最小値とに基づいて周波数選択性フェージング影響度を算出するフェージング影響度算出手段と、を備えるフェージング影響度算出装置。

請求項5

前記フェージング影響度算出手段は、前記最大値と前記最小値との比を求め、求めた比を周波数選択性フェージング影響度として出力する請求項4記載のフェージング影響度算出装置。

請求項6

前記フェージング影響度算出手段は、前記最大値と前記最小値との差を求め、求めた差を周波数選択性フェージング影響度として出力する請求項4記載のフェージング影響度算出装置。

請求項7

請求項1または4に記載のフェージング影響度算出装置であって、受信データ単位時間毎に前記周波数選択性フェージング影響度を複数回算出し、それら複数回の算出結果を平均化する平均化手段を備え、前記平均化した周波数選択性フェージング影響度に基づいて最終的な影響度を決定するフェージング影響度算出装置。

請求項8

請求項1または4に記載のフェージング影響度算出装置であって、受信データ単位時間毎に受信電界強度を算出する受信電界強度算出手段と、受信データ単位時間毎に前記受信電界強度を複数回算出し、それら複数回の算出結果に応じた重み付けを行った周波数選択性フェージング影響度を複数回算出し、それら複数回の算出結果を平均化する重み付け平均手段とを備え、前記平均化した周波数選択性フェージング影響度に基づいて最終的な影響度を決定するフェージング影響度算出装置。

請求項9

請求項1,4,7または8のいずれかに記載のフェージング影響度算出装置と、シンボル識別点検出手段と、遅延検波手段と、波形等化手段と、前記フェージング影響度算出装置により得られる周波数選択性フェージング影響度を判定条件として、シンボル識別点検出と遅延検波を行うことにより復調データを生成するか波形等化を行うことにより復調データを生成するかを切り換える復調手段選択切換手段とを備える受信装置

請求項10

請求項1,4,7または8のいずれかに記載のフェージング影響度算出装置と、前記フェージング影響度算出装置により得られる周波数選択性フェージング影響度に基づきアンテナ指向性を変更する指向性変更手段とを備える受信装置。

請求項11

請求項1,4,7または8のいずれかに記載のフェージング影響度算出装置と、前記フェージング影響度算出装置により得られる周波数選択性フェージング影響度を判定条件として周波数選択性フェージングによる不感エリアを検出するエリア検出手段とを備える不感地検出装置

請求項12

請求項9記載の受信装置を備える移動局無線装置

請求項13

請求項9記載の受信装置を備える基地局無線装置

請求項14

無線通信システムにおいて、少なくとも請求項12記載の移動局無線装置または請求項13記載の基地局無線装置をその構成に含む無線通信システム。

技術分野

0001

本発明は、周波数選択性フェージング影響度を算出するフェージング影響度算出装置、及びこのフェージング影響度算出装置を用いる受信装置に関する。

背景技術

0002

周波数選択性フェージングの有無を判定し、それに応じて等化処理を行うか否か選択できるようにした受信装置およびデジタル無線通信装置が提案されている。

0003

従来の受信装置は、周波数選択性フェージングを補償する波形等化器と、周波数選択性フェージングが存在しないときに用いる検波器と、切替制御信号を受けて受信信号を波形等化器と検波器とに切替えて出力する切替スイッチと、伝搬路プロファイルを獲得する獲得手段と、獲得された伝搬路プロファイルの状態を視認可能に表示する表示手段と、波形等化器と検波器の何れを動作状態にするかの設定を行うための選択スイッチと、選択スイッチの設定内容に基づき切替制御信号を発生する切替制御手段とを備えることで、周波数選択性フェージングがない場合には波形等化器を使用しないように手動または自動で設定できるようにしている。獲得手段は、相関器によって受信信号と既知信号との相関値を算出することで伝搬路プロファイルを得るようにしている(特許文献1参照)。

0004

従来のデジタル無線通信装置は、等化器を通したのち遅延検波器遅延検波したデジタル復調信号推定誤り率と、等化器を通さずに遅延検波したデジタル復調信号とのそれぞれの推定ビット誤り率をそれぞれ求め、推定誤り率の少ないほうを選択して例えば受話音声再生処理等に提供するようにしている(特許文献2参照)。

0005

図12は上記従来のデジタル無線通信装置の要部構成を示すブロック図である。アンテナ301で受信された無線信号(π/4シフトDQPSK方式の無線信号)は受信部302でベースバンド信号周波数変換され、直交復調部303で同相成分信号(I)および直交成分信号(Q)が復調される。同相成分信号(I)および直交成分信号(Q)はA/D変換部でそれぞれデジタル化され、ローパスフィルタLPF)305を通してタイミング同期部(同期・クロック再生部)306および第1の遅延検波器307へそれぞれ供給される。さらに、ローパスフィルタ(LPF)305を通過した各信号(デジタル化された同相成分信号(I)および直交成分信号(Q))は、等化器308を通して第2の遅延検波器309に供給される。等化器308は、伝送信号波形等化を目的に主にパルス波形符号間干渉を補償するもので、例えばトランスバーサルフィルタを用いて構成される。第1および第2の遅延検波器307,309は、入力された各信号をπ/4シフトDQPSK方式に応じて遅延検波し、さらに図示しない軟判定部により軟判定して得られた軟判定データMA,MBをそれぞれ出力する。これらの軟判定データMA,MBは、誤り訂正復号化回路部310に供給される。

0006

図13は上記従来のデジタル無線通信装置の誤り訂正復号化回路部のブロック図である。各軟判定データMA,MBは、各ビタビ復号器311,312で誤り訂正復号される。各誤り推定部313,314は、各ビタビ復号器311,312で誤り訂正復号された各デジタル復調信号EMA,EMBと誤り訂正前の軟判定データMA,MBとに基づいてビット誤りを推定する。選択回路315は、各誤り推定部313,314から出力された各誤り推定データECA,ECBに基づいて、推定ビット誤りの少ない方を選択する切替制御信号SWCを出力する。これにより、スイッチ回路316を介して推定ビット誤りの少ない方のデジタル復調信号EMA,EMBが選択され、デジタル復調信号EMSとして出力される。

0007

このように、従来のデジタル無線通信装置は、等化器を通していないデジタル復調信号と等化器を通したデジタル復調信号とのうち推定ビット誤りの少ない方を選択して、受話音声およびデータの再生処理を行う音声データ復号回路へ供給する。

0008

PSK変調位相変調)方式のデジタル無線通信では、送信側はシンボルに応じて搬送波位相変調して送信し、受信側は受信信号を同期検波してベースバンド信号に復調した後、シンボルを識別して信号を復号する。このときベースバンド信号のシンボルを識別すべき点をより高精度且つ高速に検出できるようにしたシンボル識別点検出装置は知られている。

0009

このシンボル識別点検出装置は、受信ベースバンド信号シンボルレートのM倍(Mは正の整数)でオーバーサンプリングするA/D変換手段と、オーバーサンプリングされたサンプル値の2乗包絡線を計算する2乗包絡線演算手段と、各サンプル位置別に2乗包絡線のシンボル間隔での差分の絶対値を計算し、この計算結果シンボル周期毎にN回(Nは正の整数)累積加算して、サンプル位置に依存したM通りの加算結果を出力する差分同期加算手段と、M通りの加算結果の中の最小値を検出し、その加算結果のサンプル位置をシンボル識別点の情報として出力する最小値検出手段とを備えている。各シンボル識別点間の2乗包絡線の差分の絶対値はほぼ0となるため、各サンプル位置においてこの差分をシンボル周期で一定数累積加算した場合には、シンボル識別点に対応するサンプル位置での累積加算値が最小となる。この累積加算値の最小値を検出したシンボル識別点を求めることができる(特許文献3参照)。

0010

特開2002−290250号公報
特開平5−183537号公報
特開平8−116344号公報

発明が解決しようとする課題

0011

等化処理を行うか否か選択することで良好な受信特性を得るためには、周波数選択フェージングの有無を精度良く判別しなければならない。周波数選択性フェージングの有無を精度良く判別するために、伝搬路プロファイルに基づいて等化処理を行うか否かを自動的に設定する従来の受信装置においては、例えば1シンボル以内の遅延波を判別できるように遅延プロファイル分解能を高精度にすることが要求される。また、誤り推定を行って誤りの少ない方に対応する受信データを選択する従来のデジタル無線装置においては、演算量が比較的大きい等化処理、誤り訂正処理を行わなければならず回路規模が増大する。

0012

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、周波数選択性フェージングの影響度を精度良く推定することが可能なフェージング影響度算出装置、及びこのフェージング影響度算出装置を用いる受信装置を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

0013

本発明のフェージング影響度算出装置は、受信ベースバンド信号をシンボルレートのM倍(Mは正の整数)でオーバーサンプリングするA/D変換手段と、前記オーバーサンプリングされたサンプル値の2乗包絡線レベルを算出する2乗包絡線レベル算出手段と、前記算出された2乗包絡線レベルのデータに基づいて、各サンプル位置別にシンボル間隔での差分の絶対値を算出し、この算出結果をシンボル周期毎に累積加算し、サンプル位置に対応するM個の累積加算結果を算出する差分同期加算手段と、前記M個の累積加算結果の中の最大値と最小値とに基づいて周波数選択性フェージング影響度を算出するフェージング影響度算出手段と、を備えるものである。

0014

これにより、受信信号に対する周波数選択性フェージング影響度を精度良く推定することが可能となる。周波数選択性フェージングのない環境で且つ受信電界強度ノイズレベルに比べて十分に大きければ、シンボル識別点における累積加算結果はシンボル識別点以外の累積加算結果に比べ小さくなり、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異は大きい。しかし、周波数選択性フェージングがありその影響度が高ければ、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異は小さくなる。よって、その差異の大きさを用いることにより周波数選択性フェージングの影響度を測ることができる。

0015

また、本発明の一態様として、上記のフェージング影響度算出装置であって、前記フェージング影響度算出手段は、前記最大値と前記最小値との比を求め、求めた比を周波数選択性フェージング影響度として出力する構成としてもよい。
これにより、累積加算結果の中の最大値と最小値との比によって、累積加算結果の分散の程度がわかるため、この比により周波数選択性フェージング影響度を求めることができる。

0016

また、本発明の一態様として、上記のフェージング影響度算出装置であって、前記フェージング影響度算出手段は、前記最大値と前記最小値との差を求め、求めた差を周波数選択性フェージング影響度として出力する構成としてもよい。
これにより、累積加算結果の中の最大値と最小値との差によって、累積加算結果の分散の程度がわかるため、この差により周波数選択性フェージング影響度を求めることができる。

0017

本発明の他のフェージング影響度算出装置は、受信ベースバンド信号をシンボルレートのM倍(Mは正の整数)でオーバーサンプリングするA/D変換手段と、前記オーバーサンプリングされたサンプル値の2乗包絡線レベルを算出する2乗包絡線レベル算出手段と、前記算出された2乗包絡線レベルのデータを各サンプル位置別にシンボル周期毎に累積加算し、サンプル位置に対応するM個の累積加算結果を算出する同期加算手段と、前記M個の累積加算結果の中の最大値と最小値とに基づいて周波数選択性フェージング影響度を算出するフェージング影響度算出手段と、を備えるものである。

0018

これにより、受信信号に対する周波数選択性フェージング影響度を精度良く推定することが可能となる。周波数選択性フェージングのない環境で且つ受信電界強度がノイズレベルに比べて十分に大きければ、シンボル識別点における累積加算結果はシンボル識別点以外の累積加算結果に比べ大きくなり(上記差分同期加算手段を用いた場合とは大小が逆になる)、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異は大きい。しかし、周波数選択性フェージングがありその影響度が高ければ、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異は小さくなる。よって、その差異の大きさを用いることにより周波数選択性フェージングの影響度を測ることができる。

0019

また、本発明の一態様として、上記のフェージング影響度算出装置であって、前記フェージング影響度算出手段は、前記最大値と前記最小値との比を求め、求めた比を周波数選択性フェージング影響度として出力する構成としてもよい。
これにより、累積加算結果の中の最大値と最小値との比によって、累積加算結果の分散の程度がわかるため、この比により周波数選択性フェージング影響度を求めることができる。

0020

また、本発明の一態様として、上記のフェージング影響度算出装置であって、前記フェージング影響度算出手段は、前記最大値と前記最小値との差を求め、求めた差を周波数選択性フェージング影響度として出力する構成としてもよい。
これにより、累積加算結果の中の最大値と最小値との差によって、累積加算結果の分散の程度がわかるため、この差により周波数選択性フェージング影響度を求めることができる。

0021

また、本発明の一態様として、上記いずれかに記載のフェージング影響度算出装置であって、受信データ単位時間毎に前記周波数選択性フェージング影響度を複数回算出し、それら複数回の算出結果を平均化する平均化手段を備え、前記平均化した周波数選択性フェージング影響度に基づいて最終的な影響度を決定する構成としてもよい。
これにより、平均化によって伝送路変動および熱雑音等のノイズによる影響を抑制し、周波数選択性フェージング影響度の精度を向上できる。

0022

また、本発明の一態様として、上記いずれかに記載のフェージング影響度算出装置であって、受信データ単位時間毎に受信電界強度を算出する受信電界強度算出手段と、受信データ単位時間毎に前記受信電界強度を複数回算出し、それら複数回の算出結果に応じた重み付けを行った周波数選択性フェージング影響度を複数回算出し、それら複数回の算出結果を平均化する重み付け平均手段とを備え、前記平均化した周波数選択性フェージング影響度に基づいて最終的な影響度を決定する構成としてもよい。
これにより、重み付け平均化によって伝送路変動および熱雑音等のノイズによる影響を抑制し、周波数選択性フェージング影響度の精度を向上できる。また、ドップラーフェージングによるレベル変動が大きい場合においても周波数選択性フェージング影響度をさらに精度良く求めることができる。

0023

本発明の受信装置は、上記いずれかに記載のフェージング影響度算出装置と、シンボル識別点検出手段と、遅延検波手段と、波形等化手段と、前記フェージング影響度算出装置により得られる周波数選択性フェージング影響度を判定条件として、シンボル識別点検出と遅延検波を行うことにより復調データを生成するか波形等化を行うことにより復調データを生成するかを切り換える復調手段選択切換手段とを備えるものである。
これにより、周波数選択性フェージング影響度を判別情報として、受信信号に対して等化処理を施すか否かを適切に判断できる。具体的には、周波数選択性フェージング影響度が小さい場合は、シンボル識別点検出と遅延検波とによって波形等化を施すことなく復調データを生成し、周波数選択性フェージング影響度が大きい場合は、波形等化を行うことにより復調データを生成する。したがって、周波数選択性フェージングの影響度に対応して、周波数選択性フェージングの影響の有無に関わらず常時好適な復調手段を自動的に選択できる。

0024

本発明の他の受信装置は、上記いずれかに記載のフェージング影響度算出装置と、前記フェージング影響度算出装置により得られる周波数選択性フェージング影響度に基づきアンテナ指向性を変更する指向性変更手段とを備えるものである。
これにより、周波数選択性フェージング影響度が小さくなるように、例えばアダプティブアレーアンテナのアンテナ指向性を変えることにより、周波数選択性フェージングの影響を軽減して良好な受信特性を得ることができる。

0025

本発明の不感地検出装置は、上記いずれかに記載のフェージング影響度算出装置と、前記フェージング影響度算出装置により得られる周波数選択性フェージング影響度を判定条件として周波数選択性フェージングによる不感地エリアを検出するエリア検出手段とを備えるものである。
これにより、周波数選択性フェージング影響度を判定条件として、受信電界強度が十分であるエリアにおいて周波数選択性フェージングによる不感地エリアを検出することができる。

0026

また、本発明は、上記の受信装置を備える移動局無線装置を提供する。
また、本発明は、上記の受信装置を備える基地局無線装置を提供する。
上記構成の移動局無線装置または基地局無線装置では、周波数選択性フェージングが存在する可能性のあるエリアでも良好な受信特性を得ることができる。

0027

また、本発明は、無線通信システムにおいて、少なくとも上記の移動局無線装置または上記の基地局無線装置をその構成に含む無線通信システムを提供する。
これにより、周波数選択性フェージングが存在する可能性のあるエリアでも良好な受信特性を確保できるため、システム設計拘束条件緩和されることからシステム設計が容易になる。

発明の効果

0028

本発明によれば、周波数選択性フェージングの影響度を精度良く推定することが可能なフェージング影響度算出装置、及びこのフェージング影響度算出装置を用いる受信装置を提供できる。

発明を実施するための最良の形態

0029

本発明の実施形態に係るフェージング影響度算出装置は、第1の構成として、受信ベースバンド信号をシンボルレートのM倍(Mは正の整数)でオーバーサンプリングするA/D変換手段と、オーバーサンプリングされたサンプル値の2乗包絡線レベルを算出する2乗包絡線レベル算出手段と、算出された2乗包絡線レベルのデータに基づいて、各サンプル位置別にシンボル間隔での差分の絶対値を算出し、この算出結果をシンボル周期毎に累積加算し、サンプル位置に対応するM個の累積加算結果を算出する差分同期加算手段と、M個の累積加算結果の中の最大値と最小値とに基づいて周波数選択性フェージング影響度を算出するフェージング影響度算出手段と備える。この場合、周波数選択性フェージングのない環境で且つ受信電界強度がノイズレベルに比べて十分に大きければ、シンボル識別点における累積加算結果はシンボル識別点以外の累積加算結果に比べ小さくなり、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異は大きい。しかし、周波数選択性フェージングがありその影響度が高ければ、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異は小さくなる。よって、その差異の大きさを用いることにより周波数選択性フェージングの影響度を測ることができる。

0030

そこで、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異を求める手段として、例えば、複数(M個)の累積加算結果の中の最大値と最小値との比(最小値/最大値)を用いる。この累積加算結果の中の最大値と最小値との比(最小値/最大値)を周波数選択性フェージング影響度として出力する最小値/最大値比算出手段を備えることで、最終的に出力として得られる周波数選択性フェージング影響度により、受信データに対する周波数選択性フェージングの影響度を知ることができる。なお、最小値/最大値比算出手段に替えて、最大値と最小値との差を求め、求めた差(最大値−最小値)を周波数選択性フェージング影響度として出力する最大値最小値差分算出手段を備えてもよい。

0031

この第1の構成において、周波数選択性フェージングの影響が大きい場合は、周波数選択性フェージングの影響が小さい場合に比べて周波数選択性フェージング影響度が大きくなる。これは、周波数選択性フェージングを引き起こす遅延波の干渉によって、受信ベースバンド信号のシンボル識別点の受信レベルが一定にならないためである。また、逆に周波数選択性フェージングの影響が小さい場合は、周波数選択性フェージングの影響が大きい場合に比べて周波数選択性フェージング影響度が小さくなる。これは、遅延波の影響が小さいかまたは遅延広がりが小さい場合は符号間干渉を引き起こさないため、受信ベースバンド信号のシンボル識別点の受信レベルがほぼ一定となるためである。

0032

また、第2の構成として、受信ベースバンド信号をシンボルレートのM倍(Mは正の整数)でオーバーサンプリングするA/D変換手段と、オーバーサンプリングされたサンプル値の2乗包絡線レベルを算出する2乗包絡線レベル算出手段と、算出された2乗包絡線レベルのデータに基づいて、各サンプル位置別にシンボル周期毎の累積加算を行い、サンプル位置に対応するM個の累積加算結果を算出する同期加算手段と、M個の累積加算結果の中の最大値と最小値とに基づいて周波数選択性フェージング影響度を算出するフェージング影響度算出手段とを備える。この場合、周波数選択性フェージングのない環境で且つ受信電界強度がノイズレベルに比べて十分に大きければ、シンボル識別点における累積加算結果はシンボル識別点以外の累積加算結果に比べ大きくなり(上記差分同期加算手段を用いた場合とは大小が逆になる)、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異は大きい。しかし、周波数選択性フェージングがありその影響度が高ければ、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異は小さくなる。よって、その差異の大きさを用いることにより周波数選択性フェージングの影響度を測ることができる。

0033

そこで、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異を求める手段として、例えば、複数(M個)の累積加算結果の中の最大値と最小値との比(最小値/最大値)を用いる。この累積加算結果の中の最大値と最小値との比(最小値/最大値)を周波数選択性フェージング影響度として出力する最小値/最大値比算出手段を備えることで、最終的に出力として得られる周波数選択性フェージング影響度により、受信データに対する周波数選択性フェージングの影響度を知ることができる。なお、最小値/最大値比算出手段に替えて、最大値と最小値との差を求め、求めた差(最大値−最小値)を周波数選択性フェージング影響度として出力する最大値最小値差分算出手段を備えてもよい。

0034

この第2の構成のように、第1の構成の差分同期加算手段の代わりに同期加算手段を用いる場合、最大値と最小値との比(最小値/最大値)を周波数選択性フェージング影響度とすると、この周波数選択性フェージング影響度は、差分同期加算手段を用いた場合とは逆に、周波数選択性フェージングの影響度が大きいときは周波数選択性フェージングの影響度が小さいときに比べて周波数選択性フェージング影響度の値は小さくなる。これは、遅延波の影響が小さいかまたは遅延広がりが小さい場合は符号間干渉を引き起こさないため、受信ベースバンド信号のシンボル識別点の受信レベルがシンボル識別点以外の受信レベルに対して大きくなるのであるが、遅延広がりが大きく遅延波の影響が大きければ遅延波の到来タイミングのシンボル識別点の受信レベルが大きくなり、また、先行波のシンボル識別点の受信レベルが小さくなり先行波のシンボル識別点以外とのレベル差が小さくなるためである。

0035

このように、周波数選択性フェージング影響度は、遅延波の有無(遅延波のレベル)を判別する度合を示すものではなく、周波数選択性フェージングによる符号間干渉の度合を示すものである。つまり、遅延プロファイル推定による周波数選択性フェージングの判別方法よりも、本発明による周波数選択性フェージング影響度は、等化処理を施すか否かの判定を直接的に下す判定情報となる。

0036

図1は本発明の第1実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図である。図1に示す周波数選択性フェージング影響度算出装置1は、A/D変換手段としての2個のA/D変換器11,12と、2乗包絡線レベル検出手段としての2乗包絡線レベル算出器13と、差分同期加算手段としての差分同期加算器14と、フェージング影響度算出手段としての最小値/最大値比算出器15とを有して構成される。

0037

入力端子16,17に入力された同相成分信号Iおよび直交成分信号Qは各A/D変換器11,12へそれぞれ供給される。各A/D変換器11,12は、同相成分信号Iおよび直交成分信号QをそれぞれシンボルレートのM倍(Mは正の整数)でオーバーサンプリングする。各A/D変換器11,12の各出力(オーバーサンプリングされた同相成分信号Iおよび直交成分信号Q)は、2乗包絡線レベル算出器13へ供給される。

0038

2乗包絡線レベル算出器13は、オーバーサンプリングされた同相成分信号Iおよび直交成分信号Qの2乗包絡線レベルR(R=I2 +Q2 )を算出する。差分同期加算器14は、2乗包絡線レベル算出器13から出力される2乗包絡線レベルRのシンボル間隔の差分の絶対値を計算し、その結果をサンプル位置別にシンボル周期毎にN回(Nは正の整数)累積加算する。これにより、サンプル位置に対応したM通りの累積加算結果S(S0〜SM-1 )が得られる。

0039

最小値/最大値比算出器15は、M通りの累積加算結果S(S0 〜SM-1 )の中から最大値Maxと最小値Minを抽出し、最大値と最小値との比(Min/Max)を算出し、算出した最大値と最小値との比(Min/Max)を周波数選択性フェージング影響度Eとして出力する。

0040

この周波数選択性フェージング影響度Eの大きさ(値)は、熱雑音等のノイズレベルが受信電界強度に比べて小さい場合は、周波数選択性フェージングによる影響度により決まる。周波数選択性フェージングの影響が大きく符号間干渉を起こすような伝送路状態である場合には、周波数選択性フェージング影響度Eの値は小さくなる。また、周波数選択性フェージングの影響が小さく符号間干渉が生じない伝送路状態である場合には、周波数選択性フェージング影響度Eの値は大きくなる。

0041

図2は本発明の第2実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図である。図2に示す周波数選択性フェージング影響度算出装置2は、フェージング影響度算出手段として最大値/最小値差算出器18を備える。それ以外の構成は図1に示したものと同じである。最大値/最小値差算出器18は、M通りの累積加算結果S(S0 〜SM-1 )の中から最大値Maxと最小値Minを抽出し、最大値と最小値との差(Max−Min)を算出し、算出した最大値と最小値との差(Max−Min)を周波数選択性フェージング影響度Eとして出力する。

0042

なお、フェージング影響度算出手段としては、最大値と最小値との比(Min/Max)や最大値と最小値との差(Max−Min)のように累積加算結果S(S0 〜SM-1 )の分散の程度がわかるものを算出して出力するものであればよい。

0043

図3は本発明の第3実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図である。図3に示す周波数選択性フェージング影響度算出装置3は、各A/D変換器11,12と、2乗包絡線レベル算出器13と、同期加算手段としての同期加算器19と、最小値/最大値比算出器15とを有して構成される。同期加算器19以外の構成は図1に示したものと同じである。

0044

同期加算器19は、2乗包絡線レベル算出器13によって算出された2乗包絡線レベルのデータに基づいて、各サンプル位置別にシンボル周期毎に累積加算し、サンプル位置に対応するM個の累積加算結果T(T0 〜TM-1 )を求める。最小値/最大値比算出器15は、M通りの累積加算結果(T0〜TM-1 )の中から最大値Maxと最小値Minを抽出し、最大値と最小値との比(Min/Max)を求めて、最大値と最小値との比(Min/Max)を周波数選択性フェージング影響度Fとして出力する。

0045

図4は本発明の第4実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図である。図4に示す周波数選択性フェージング影響度算出装置4は、フェージング影響度算出手段として最大値/最小値差算出器18を備える。それ以外の構成は図3に示したものと同じである。最大値/最小値差算出器18は、M通りの累積加算結果(T0 〜TM-1 )の中から最大値Maxと最小値Minを抽出し、最大値と最小値との差(Max−Min)を算出し、算出した最大値と最小値との差(Max−Min)を周波数選択性フェージング影響度Fとして出力する。

0046

図5は本発明の第5実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図である。図5に示す周波数選択性フェージング影響度算出装置5は、各A/D変換器11,12と、2乗包絡線レベル算出器13と、差分同期加算器14と、フェージング影響度算出手段20と、影響度平均化手段21とを備える。ここで、フェージング影響度算出手段20と影響度平均化手段21とにより平均化手段が構成される。

0047

フェージング影響度算出手段20は、受信データ単位時間毎に周波数選択性フェージング影響度Eを算出する。フェージング影響度算出手段20は、図1に示した最小値/最大値比算出器15または図2に示した最大値/最小値差算出器18を用いて構成する。平均化手段21は、受信データ単位時間毎に算出された複数回の周波数選択性フェージング影響度Eの算術平均値を求め、求めた算術平均値を周波数選択性フェージング平均影響度EAとして出力する。

0048

図6は本発明の第6実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図である。図6に示す周波数選択性フェージング影響度算出装置6は、各A/D変換器11,12と、2乗包絡線レベル算出器13と、同期加算器19と、フェージング影響度算出手段22と、影響度平均化手段23とを備える。ここで、フェージング影響度算出手段22と影響度平均化手段23とにより平均化手段が構成される。

0049

フェージング影響度算出手段22は、受信データ単位時間毎に周波数選択性フェージング影響度Fを算出する。フェージング影響度算出手段21は、図3に示した最小値/最大値比算出器15または図4に示した最大値/最小値差算出器18を用いて構成する。平均化手段23は、受信データ単位時間毎に算出された複数回の周波数選択性フェージング影響度Fの算術平均値を求め、求めた算術平均値を周波数選択性フェージング平均影響度FAとして出力する。

0050

図7は本発明の第7実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図である。図7に示す周波数選択性フェージング影響度算出装置7は、各A/D変換器11,12と、2乗包絡線レベル算出器13と、差分同期加算器14と、受信電界強度算出手段24と、フェージング重み付け影響度算出手段25と、重み付け影響度平均化手段26とを備える。ここで、フェージング重み付け影響度算出手段25と重み付け影響度平均化手段26とにより重み付け平均化手段が構成される。

0051

図示しない受信部の受信電界強度検出部等から出力されるアナログ受信電界強度信号(アナログRSSI信号)は、図示しないA/D変換器で受信電界強度データに変換されて受信電界強度算出手段24に供給される。受信電界強度算出手段24は、受信データ単位時間毎に受信電界強度を求める。受信データ単位時間毎の受信電界強度はフェージング重み付け影響度算出手段25に供給される。

0052

フェージング重み付け影響度算出手段25は、差分同期加算器14から出力されるサンプル位置に対応したM通りの累積加算結果S(S0 〜SM-1 )の中の最大値と最小値とに基づいて算出したフェージング影響度Eに受信電界強度に応じて重み付けを行ったフェージング重み付け影響度EWを求める。

0053

重み付け影響度平均化手段26は、重み付けられた複数のフェージング影響度EWの算術平均値を求め、求めた算術平均値を周波数選択性フェージング重み付け平均影響度EWAとして出力する。

0054

図8は本発明の第8実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図である。図8に示す周波数選択性フェージング影響度算出装置8は、各A/D変換器11,12と、2乗包絡線レベル算出器13と、同期加算器19と、受信電界強度算出手段24と、フェージング重み付け影響度算出手段27と、重み付け影響度平均化手段28とを備える。ここで、フェージング重み付け影響度算出手段27と重み付け影響度平均化手段28とにより重み付け平均化手段が構成される。

0055

図示しない受信部の受信電界強度検出部等から出力されるアナログ受信電界強度信号(アナログRSSI信号)は、図示しないA/D変換器で受信電界強度データに変換されて受信電界強度算出手段24に供給される。受信電界強度算出手段24は、受信データ単位時間毎に受信電界強度を求める。受信データ単位時間毎の受信電界強度はフェージング重み付け影響度算出手段27に供給される。

0056

フェージング重み付け影響度算出手段27は、同期加算器19から出力されるサンプル位置に対応したM通りの累積加算結果T(T0 〜TM-1 )の中の最大値と最小値とに基づいて算出したフェージング影響度Fに受信電界強度に応じて重み付けを行ったフェージング重み付け影響度FWを求める。

0057

重み付け影響度平均化手段28は、重み付けられた複数のフェージング影響度FWの算術平均値を求め、求めた算術平均値を周波数選択性フェージング重み付け平均影響度FWAとして出力する。

0058

図9は本発明に係る受信装置のブロック図である。図9に示す受信装置30は、アンテナ31、受信部32、直交復調部33、A/D変換部34、ローパスフィルタ(LPF)35、タイミング同期部36、波形等化器37、シンボル識別点検出手段38、遅延検波器39、周波数選択性フェージング影響度算出装置40、選択切換制御手段41および切換スイッチ手段42とを有して構成される。周波数選択性フェージング影響度算出装置40は、2乗包絡線レベル検出器13、差分同期加算器14および最小値/最大値比算出器15を備える。ここで、選択切換制御手段41、切換スイッチ手段42、波形等化器および遅延検波器39によって復調手段選択切換手段が構成される。

0059

アンテナ31で受信された無線信号(例えばπ/4シフトDPSK方式等の無線信号)は受信部32でベースバンド信号にダウンコンバート(周波数変換)され、直交復調部33で同相成分信号(I)および直交成分信号(Q)が復調される。A/D変換部34は、同相成分信号(I)および直交成分信号(Q)をシンボルレートのM倍でオーバーサンプリングして、デジタル同相成分信号(I)およびデジタル直交成分信号(Q)に変換する。デジタル同相成分信号(I)およびデジタル直交成分信号(Q)は、ローパスフィルタ(LPF)35によって帯域制限がなされた後に、タイミング同期部36、周波数選択性フェージング影響度算出装置40および切換スイッチ手段42へ供給される。タイミング同期部36は同期タイミング等を獲得する。

0060

周波数選択性フェージング影響度算出装置40は、2乗包絡線レベル算出器13によってオーバーサンプリングされた各デジタル信号(IおよびQ)の2乗包絡線レベルRを算出し、差分同期加算器14によって各サンプル位置別に2乗包絡線レベルのシンボル間隔での差分の絶対値の累積加算値S(S0 〜SM-1 )を算出し、最小値/最大値比算出器15によって各サンプル位置別の累積加算値S(S0〜SM-1 )の中から最大値および最小値を抽出して、それらの比(最小値/最大値比)を算出し、算出した最小値/最大値比を周波数選択性フェージング影響度Eとして出力する。

0061

差分同期加算器14の出力である累積加算値S(S0 〜SM-1 )はシンボル識別点検出手段38に供給される。シンボル識別点検出手段38は、各サンプル位置別の累積加算値S(S0〜SM-1 )の中から最小値を抽出し、最小値の累積加算値のサンプル位置をシンボル識別点情報として出力する。

0062

遅延検波器39は、ローパスフィルタ(LPF)35によって帯域制限がなされた各デジタル信号(IおよびQ)、または、この各デジタル信号(IおよびQ)を波形等化器37を介して波形等化した各信号を、シンボル識別点情報に基づいて遅延検波する。遅延検波器39によってシンボルの復調がなされたデジタル復調信号は、音声・データ復号回路(図示しない)へ供給される。

0063

選択切換制御手段41は、周波数選択性フェージング影響度Eに基づいて切換スイッチ手段42の切り換え状態を制御する。切換スイッチ手段42を図示A側に切り換えると、各デジタル信号(IおよびQ)は遅延検波器39へ直接供給される。これにより、波形等化を施さないで遅延検波のみが行われる。切換スイッチ手段42を図示B側に切り換えると、各デジタル信号(IおよびQ)は波形等化器37を介して遅延検波器39へ供給される。これにより、波形等化を施してから遅延検波を行うことができる。

0064

図10図9に示した受信装置の選択切換制御処理(切換スイッチ手段の切り換え動作)を示すフローチャートである。選択切換制御手段41は、周波数選択性フェージング影響度Eに基づいて周波数選択性フェージングの影響度が高いか低いかを判定する(ステップS1)。この判定は、周波数選択性フェージング影響度Eの値と予め設定した切換しきい値との比較することで行う。選択切換制御手段41は、周波数選択性フェージングの影響度が高いと判定した場合には(ステップS1でYES)、切換スイッチ手段42を図示B側に切り換える。これにより、波形等化を施した後の遅延検波を行う復調方式となる。選択切換制御手段41は、周波数選択性フェージングの影響度が低いと判定した場合には(ステップS1でNO)、切換スイッチ手段42を図示A側に切り換える。これにより、波形等化を施さないで遅延検波を行う復調方式となる。なお、選択切換制御手段41は、切換スイッチ手段42の切り換えに際して所定幅ヒステリシス特性を設けるようにしてもよい。

0065

本実施形態では、周波数選択性フェージング影響度算出装置40に図1に示した構成のものを用いた例を示したが、周波数選択性フェージング影響度算出装置40の構成は図2図8に示した他の構成のものを用いてもよい。

0066

図11は本実施形態に係る他の受信装置のブロック図である。図11に示す受信装置50は、アダプティブアレーアンテナ51とアンテナ指向性切換制御手段52とを備えている。それ以外の構成は図9に示した受信装置50と同じである。アダプティブアレーアンテナ51とアンテナ指向性切換制御手段52とによって、特許請求の範囲に記載したアンテナの指向性を変えることにより周波数選択性フェージングを軽減する手段を構成している。なお、アンテナ指向性を変えることのできるアンテナは、アダプティブアレーアンテナ51以外のものであってもよく、例えば空間ダイバーシティ型アンテナ等であってもよい。

0067

アンテナ指向性切換制御手段52は、周波数選択性フェージング影響度算出装置40から供給される周波数選択性フェージング影響度Eに基づいて現在のアンテナ指向性における周波数選択性フェージングの影響度を認識する。アンテナ指向性切換制御手段52は、周波数選択性フェージングの影響度が高い(大きい)場合、アダプティブアレーアンテナ51のアンテナ指向性を変更する。アンテナ指向性切換制御手段52は、アンテナ指向性を変更したことによって周波数選択性フェージングの影響度が予め設定した許容値レベル以下になった場合は、変更したアンテナ指向性を保持する。なお、アンテナ指向性切換制御手段52は、アンテナの指向性を所定の時間間隔で順次変更しながら複数のアンテナ指向性に対してそれぞれの周波数選択性フェージング影響度Eを取得し、周波数選択性フェージングの影響を最も軽減できるアンテナ指向性を設定するようにしてもよい。

0068

なお、図9または図11に示した受信装置を用いることで良好な受信特性を有する移動局無線装置、或いは基地局無線装置を構成することができる。さらに、この受信装置を備えた移動局無線装置と基地局無線装置の少なくとも一方を有する無線通信システムを構成することができる。

0069

また、図1図8に示した周波数選択性フェージング影響度検出装置を用いるとともに、周波数選択性フェージング影響度を判定条件として周波数選択性フェージング影響度による不感地エリアを検出する検出手段を設けることで、不感地エリア検出装置を構成することができる。

0070

上述したように、本実施形態の周波数選択性フェージング影響度検出装置では、受信ベースバンド信号をオーバーサンプリングしてこのサンプル値から算出した2乗包絡線レベルのデータに基づいて、シンボル識別点の累積加算結果とその他の累積加算結果との差異を求めることによって、周波数選択性フェージングの影響度を算出することが可能となる。

0071

また、上記フェージング影響度算出装置の構成において、受信データ単位時間毎に周波数選択性フェージング影響度を算出し、複数回の算出結果を平均化することで、平均化により伝送路変動および熱雑音等のノイズによる影響を抑制し、より高精度の周波数選択性フェージング影響度を得ることができる。また、受信データ単位時間毎に受信電界強度を算出し、受信電界強度の算出結果に応じて重み付けを行った複数の周波数選択性フェージング影響度を平均化することで、重み付け平均化により伝送路変動および熱雑音等のノイズによる影響を抑制し、より高精度の周波数選択性フェージング影響度を得ることができる。特にドップラーフェージングによるレベル変動が大きい場合には、受信データ単位時間毎に周波数選択性フェージング影響度を算出し複数回の算出結果を平均化する構成よりも高精度の周波数選択性フェージング影響度を得ることができる。

0072

また、本実施形態の受信装置において、上記の周波数選択性フェージング影響度算出装置を用いて、取得された周波数選択性フェージング影響度を判定条件として、シンボル識別点検出と遅延検波を行うことにより復調データを生成するか波形等化を行うことにより復調データを生成するかを切り換えるようにする。これにより、周波数選択性フェージング影響度を判別情報として、受信ベースバンドデータに対して等化処理を施すか否かを適切に判断できる。ここで、周波数選択性フェージング影響度が小さく波形等化を行う必要がない場合は、シンボル識別点検出と遅延検波とによって波形等化を施すことなく復調データを生成することで、安定した受信特性を得ることができる。また、周波数選択性フェージング影響度が大きい場合は、波形等化を行うことによって復調データを生成することで、周波数選択性フェージング影響度が大きい条件下でも良好な受信特性を得ることができる。このような切り換えを行うことにより、周波数選択性フェージングの影響の有無に関わらず常時最適な復調手段を選択することができる。

0073

また、受信装置において、上記の周波数選択性フェージング影響度算出装置を用いて、取得された周波数選択性フェージング影響度を判定条件として、周波数選択性フェージング影響度が小さくなるように、例えばアダプティブアンテナ等のアンテナ指向性を変えることにより、良好な受信特性を得ることができる。

0074

また、上記の周波数選択性フェージング影響度算出装置を用いて、周波数選択性フェージングによる不感地エリアを検出することも可能である。この場合、取得された周波数選択性フェージング影響度を判定条件として、受信電界強度が十分であるエリアにおいて周波数選択性フェージングによる不感地エリアを検出することができる。

0075

また、上記の受信装置を用いて、移動局無線装置、基地局無線装置、これらの装置を有する無線通信システムを構成する場合、周波数選択性フェージングの存在する可能性のあるエリアで、良好な受信特性を確保できるため、システム設計の拘束条件が緩和され、システム設計が容易になる。

0076

このように本実施形態によれば、受信データに対する周波数選択性フェージングの影響度を求めることができる。また、周波数選択性フェージングの影響度に基づいて、周波数選択性フェージング条件下で有効な受信手段と周波数選択性フェージング条件下でない場合で有効な受信手段との切り換えを行うことにより、良好な受信特性を得ることのできる受信装置を提供することができる。また、このような受信装置を備えた移動局無線装置、基地局無線装置、および、無線通信システムの構築において、周波数選択性フェージングの有無に依存しない設計を行うことができるため、汎用性の高いシステム設計が可能となる。

0077

本発明は、周波数選択性フェージングの影響度を精度良く推定することが可能となる効果を有し、周波数選択性フェージングの影響度を算出するフェージング影響度算出装置、及びこのフェージング影響度算出装置を用いる受信装置、並びにこの受信装置を備える移動局無線装置、基地局無線装置、無線通信システム等に有用である。

図面の簡単な説明

0078

本発明の第1実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図
本発明の第2実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図
本発明の第3実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図
本発明の第4実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図
本発明の第5実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図
本発明の第6実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図
本発明の第7実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図
本発明の第8実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置のブロック図
本実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置を備えた受信装置のブロック図
図9に示した受信装置の選択切換制御処理(切換スイッチ手段の切り換え動作)を示すフローチャート
本実施形態に係る周波数選択性フェージング影響度算出装置を備えた他の受信装置のブロック図
従来のデジタル無線通信装置の要部構成を示すブロック図
従来のデジタル無線通信装置の誤り訂正復号化回路部のブロック図

符号の説明

0079

1〜8、40周波数選択性フェージング影響度算出装置
11、12、34 A/D変換器(A/D変換手段)
13 2乗包絡線レベル算出器(2乗包絡線レベル算出手段)
14 差分同期加算器(差分同期加算手段)
15最小値/最大値比算出器(フェージング影響度算出手段)
18最大値/最小値差算出器(フェージング影響度算出手段)
19 同期加算器(同期加算手段)
20、22 フェージング影響度算出手段
21、23 影響度平均化手段
26 平均化手段
24受信電界強度算出手段
25、28 フェージング重み付け影響度算出手段
30、50受信装置
32 受信部
33直交復調部
37波形等化器
38シンボル識別点検出手段
39遅延検波器
41 選択切換制御手段
42 切換スイッチ手段
51アダプティブアレーアンテナ
52アンテナ指向性切換制御手段
E周波数選択性フェージング影響度
EA周波数選択性フェージング平均影響度
EW フェージング重み付け影響度
EWA 周波数選択性フェージング重み付け平均影響度
F 周波数選択性フェージング影響度
FA周波数選択性フェージング平均影響度
FW フェージング重み付け影響度
FWA周波数選択性フェージング重み付け平均影響度
R 2乗包絡線レベル
S累積加算結果
T 累積加算結果

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