図面 (/)

技術 アクティブコンバータ及びその制御方法

出願人 ダイキン工業株式会社
発明者 榊原憲一
出願日 2004年6月25日 (15年9ヶ月経過) 出願番号 2004-188490
公開日 2006年1月12日 (14年2ヶ月経過) 公開番号 2006-014497
状態 特許登録済
技術分野 整流装置
主要キーワード スイッチング信号生成回路 スイッチング態様 波形値 限流回路 ハイアーム側 ブートストラップ方式 自然転流 位相精度
関連する未来課題
重要な関連分野

この項目の情報は公開日時点(2006年1月12日)のものです。
また、この項目は機械的に抽出しているため、正しく解析できていない場合があります

図面 (12)

課題

アクティブコンバータにおいてブートストラップコンデンサを採用しつつも、電源短絡することなくブートストラップコンデンサを充電する。

解決手段

自然転流によるダイオード整流モードによって平滑コンデンサ44,ブートストラップコンデンサ426を充電する。相電源1R,1Sを短絡することなくブートストラップコンデンサ426を充電し、かつ平滑コンデンサ44も充電される。平滑コンデンサ44の充電を、ブートストラップコンデンサ426を相電源1R,1Sと切り離しての充電し、その後に相電源1R,1Sとアクティブコンバータ4とを接続して平滑コンデンサ44の充電する場合と比較して、ブートストラップコンデンサ426に要求される静電容量を小さくすることができる。

概要

背景

アクティブコンバータスイッチング素子ゲートオフすることにより、アクティブコンバータをダイオード整流モードとして機能させる技術が、例えば特許文献1に開示されている。

多相インバータハイアーム側スイッチング素子を駆動するドライバのために、ブートストラップコンデンサを設け、これを充電する技術が、例えば特許文献2に開示されている。これにはローアーム側スイッチング素子を全ての相においてオンにして、ブートストラップコンデンサを初期充電する技術が示されている。

特許第3158212号公報
特開2001−275366号公報

概要

アクティブコンバータにおいてブートストラップコンデンサを採用しつつも、電源短絡することなくブートストラップコンデンサを充電する。自然転流によるダイオード整流モードによって平滑コンデンサ44,ブートストラップコンデンサ426を充電する。相電源1R,1Sを短絡することなくブートストラップコンデンサ426を充電し、かつ平滑コンデンサ44も充電される。平滑コンデンサ44の充電を、ブートストラップコンデンサ426を相電源1R,1Sと切り離しての充電し、その後に相電源1R,1Sとアクティブコンバータ4とを接続して平滑コンデンサ44の充電する場合と比較して、ブートストラップコンデンサ426に要求される静電容量を小さくすることができる。

目的

そこで本発明では、アクティブコンバータにおいてブートストラップコンデンサを採用しつつも、電源を短絡することなくブートストラップコンデンサを充電する技術を提供することを目的とする。またブートストラップコンデンサの静電容量を小さくすることも目的の一つである。

効果

実績

技術文献被引用数
1件
牽制数
1件

この技術が所属する分野

ライセンス契約や譲渡などの可能性がある特許掲載中! 開放特許随時追加・更新中 詳しくはこちら

請求項1

正側電源出力端(P)及び負側電源出力端(H)と、前記正側電源出力端及び前記負側電源出力端の間に設けられ、多相電源(1)に対し、その各相(1R,1S,1T)に対応する複数の入力線(8R,8S,8T)を介して接続され、各相毎に対応して設けられた複数のスイッチング回路(40R,40S,40T)と、前記スイッチング回路の動作を制御するスイッチング信号(Sr,Ss,St,Sx,Sy,Sz)を各相毎に出力するスイッチング信号生成回路(43)と、前記正側電源出力端及び前記負側電源出力端の間に設けられた平滑コンデンサ(44)とを備え、前記スイッチング回路の各々は、対応する相の前記入力線(8R;8S;8T)へと前記正側電源出力端から電流を流すか否かを制御するハイアーム側スイッチング素子(41r;41s;41t)と、前記ハイアーム側スイッチング素子と並列に接続され、対応する相の前記入力線に接続されたアノードと、前記正側電源出力端に接続されたカソードとを有するハイアーム側ダイオード(Dr;Ds;Dt)と、対応する相の前記入力線(8R;8S;8T)から前記負側電源出力端へと電流を流すか否かを制御するローアーム側スイッチング素子(41x;41y;41z)と、前記ローアーム側スイッチング素子と並列に接続され、対応する相の前記入力線に接続されたカソードと、前記負側電源出力端に接続されたアノードとを有するローアーム側ダイオード(Dx;Dy;Dz)と、前記スイッチング信号に基づいて前記ハイアーム側スイッチング素子及び前記ローアーム側スイッチング素子を駆動させるスイッチング制御回路(42R;42S;42T)とを有し、前記スイッチング制御回路の各々は、対応する相の第1の前記スイッチング信号(Sx;Sy;Sz)に基づいて前記ローアーム側スイッチング素子を駆動するローアーム側ドライバ素子(422)と、対応する相の第2の前記スイッチング信号(Sr;Ss;St)に基づいて前記ハイアーム側スイッチング素子を駆動するハイアーム側ドライバ素子(421)と、対応する相の前記入力線(8R;8S;8T)に接続された一端と、他端とを有し、前記ハイアーム側ドライバ素子に電源を供給するブートストラップコンデンサ(426)と、前記ブートストラップコンデンサの前記他端に接続されたカソードと、アノードとを有するブートストラップ用ダイオード(424)と、前記ブートストラップ用ダイオードの前記アノードに接続された正極と、前記負側電源出力端に接続された負極とを有し、前記ローアーム側ドライバ素子に電源を供給する直流電源(423)とを備える、アクティブコンバータ(4)。

請求項2

最大値を採る相及び最小値を採る相についてのみ、前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子の少なくとも一方がオフし、他の相の前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子のいずれもがオフして前記ブートストラップコンデンサ(426)を充電する、請求項1記載のアクティブコンバータ(4)。

請求項3

全ての相(R,S,T)において前記ハイアーム側スイッチング素子(41r;41s;41t)及び前記ローアーム側スイッチング素子(41x;41y;41z)が共にオフした状態で各相の前記ブートストラップコンデンサ(426)を充電する、請求項2記載のアクティブコンバータ(4)。

請求項4

前記多相電源(1)は三相電源(1R,1S,1T)であって、前記ハイアーム側スイッチング素子(41r;41s;41t)及び前記ローアーム側スイッチング素子(41x;41y;41z)をオン期間が120度以下でスイッチングさせることにより、各相の前記ブートストラップコンデンサ(426)を充電する、請求項2記載のアクティブコンバータ(4)。

請求項5

全ての相の前記ハイアーム側スイッチング素子(41r;41s;41t)がオフした状態で各相の前記ブートストラップコンデンサ(426)を充電する、請求項4記載のアクティブコンバータ(4)。

請求項6

前記方形波パルス幅変調される、請求項4及び請求項5のいずれか一つに記載のアクティブコンバータ(4)。

請求項7

前記複数の入力線(8R,8S,8T)の少なくとも一つには限流回路(2R,2S,2T)が設けられ、二つ以上メインスイッチ(5R,5S,5T)を更に備える、請求項1乃至請求項5のいずれか一つに記載のアクティブコンバータ(4)。

請求項8

アクティブコンバータ(4)は、正側電源出力端(P)及び負側電源出力端(H)と、前記正側電源出力端及び前記負側電源出力端の間に設けられ、多相電源(1)に対し、その各相(1R,1S,1T)に対応する複数の入力線(8R,8S,8T)を介して接続され、各相毎に対応して設けられた複数のスイッチング回路(40R,40S,40T)と、前記スイッチング回路の動作を制御するスイッチング信号(Sr,Ss,St,Sx,Sy,Sz)を各相毎に出力するスイッチング信号生成回路(43)と、前記正側電源出力端及び前記負側電源出力端の間に設けられた平滑コンデンサ(44)とを備え、前記スイッチング回路の各々は、対応する相の前記入力線(8R;8S;8T)へと前記正側電源出力端から電流を流すか否かを制御するハイアーム側スイッチング素子(41r;41s;41t)と、前記ハイアーム側スイッチング素子と並列に接続され、対応する相の前記入力線に接続されたアノードと、前記正側電源出力端に接続されたカソードとを有するハイアーム側ダイオード(Dr;Ds;Dt)と、対応する相の前記入力線(8R;8S;8T)から前記負側電源出力端へと電流を流すか否かを制御するローアーム側スイッチング素子(41x;41y;41z)と、前記ローアーム側スイッチング素子と並列に接続され、対応する相の前記入力線に接続されたカソードと、前記負側電源出力端に接続されたアノードとを有するローアーム側ダイオード(Dx;Dy;Dz)と、前記スイッチング信号に基づいて前記ハイアーム側スイッチング素子及び前記ローアーム側スイッチング素子を駆動させるスイッチング制御回路(42R;42S;42T)とを有し、前記スイッチング制御回路の各々は、対応する相の第1の前記スイッチング信号(Sr;Ss;St)に基づいて前記ハイアーム側スイッチング素子を駆動するハイアーム側ドライバ素子(421)と、対応する相の前記入力線(8R;8S;8T)に接続された一端と、他端とを有し、前記ハイアーム側ドライバ素子に電源を供給するブートストラップコンデンサ(426)と、前記ブートストラップコンデンサの前記他端に接続されたカソードと、アノードとを有するブートストラップ用ダイオード(424)と、前記ブートストラップ用ダイオードの前記アノードに接続された正極と、前記負側電源出力端に接続された負極とを有する直流電源(423)とを備え、前記複数の入力線(8R,8S,8T)の少なくとも一つには、主スイッチ(5R,5S,5T)と限流回路(2R,2S,2T)との並列接続が介挿され、(a)前記主スイッチをオフにし、前記限流回路を介して前記アクティブコンバータと前記多相電源との間に電流を流し、前記平滑コンデンサを充電するステップと、(b)前記ステップ(a)の後、前記主スイッチをオンにするステップとを備え、上記ステップ(a),(b)のいずれにおいても、最大値を採る相及び最小値を採る相についてのみ、前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子の少なくとも一方がオフし、他の相の前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子のいずれもがオフする、アクティブコンバータの制御方法

請求項9

前記ステップ(b)においては、全ての相(R,S,T)において前記ハイアーム側スイッチング素子(41r;41s;41t)及び前記ローアーム側スイッチング素子(41x;41y;41z)が共にオフした状態で各相の前記ブートストラップコンデンサ(426)を充電する、請求項8記載のアクティブコンバータの制御方法。

請求項10

前記多相電源(1)は三相電源(1R,1S,1T)であって、前記ステップ(b)においては、前記ハイアーム側スイッチング素子(41r;41s;41t)及び前記ローアーム側スイッチング素子(41x;41y;41z)をオン期間が120度以下でスイッチングさせることにより、各相の前記ブートストラップコンデンサ(426)を充電する、請求項8記載のアクティブコンバータの制御方法。

請求項11

前記ステップ(b)においては、全ての相の前記ハイアーム側スイッチング素子(41r;41s;41t)がオフした状態で各相の前記ブートストラップコンデンサ(426)を充電する、請求項10記載のアクティブコンバータの制御方法。

請求項12

前記方形波はパルス幅変調される、請求項10及び請求項11のいずれか一つに記載のアクティブコンバータの制御方法。

技術分野

0001

この発明はアクティブコンバータ及びその制御方法に関し、特にブートストラップコンデンサ充放電に関する。

背景技術

0002

アクティブコンバータのスイッチング素子ゲートオフすることにより、アクティブコンバータをダイオード整流モードとして機能させる技術が、例えば特許文献1に開示されている。

0003

多相インバータハイアーム側スイッチング素子を駆動するドライバのために、ブートストラップコンデンサを設け、これを充電する技術が、例えば特許文献2に開示されている。これにはローアーム側スイッチング素子を全ての相においてオンにして、ブートストラップコンデンサを初期充電する技術が示されている。

0004

特許第3158212号公報
特開2001−275366号公報

発明が解決しようとする課題

0005

インバータと同様、アクティブコンバータにおいてもブートストラップコンデンサを採用すればアクティブコンバータを小型化できる。しかしながら、アクティブコンバータの入力には多相電源が接続されるので、ローアーム側スイッチング素子を全ての相においてオンにして、ブートストラップコンデンサを初期充電することになれば、多相電源を短絡してしまうことになる。

0006

そこで本発明では、アクティブコンバータにおいてブートストラップコンデンサを採用しつつも、電源を短絡することなくブートストラップコンデンサを充電する技術を提供することを目的とする。またブートストラップコンデンサの静電容量を小さくすることも目的の一つである。

課題を解決するための手段

0007

この発明にかかるアクティブコンバータ(4)の第1の態様は、正側電源出力端(P)及び負側電源出力端(H)と、前記正側電源出力端及び前記負側電源出力端の間に設けられ、多相電源(1)に対し、その各相(1R,1S,1T)に対応する複数の入力線(8R,8S,8T)を介して接続され、各相毎に対応して設けられた複数のスイッチング回路(40R,40S,40T)と、前記スイッチング回路の動作を制御するスイッチング信号(Sr,Ss,St,Sx,Sy,Sz)を各相毎に出力するスイッチング信号生成回路(43)と、前記正側電源出力端及び前記負側電源出力端の間に設けられた平滑コンデンサ(44)とを備える。前記スイッチング回路の各々は、対応する相の前記入力線(8R;8S;8T)へと前記正側電源出力端から電流を流すか否かを制御するハイアーム側スイッチング素子(41r;41s;41t)と、前記ハイアーム側スイッチング素子と並列に接続され、対応する相の前記入力線に接続されたアノードと、前記正側電源出力端に接続されたカソードとを有するハイアーム側ダイオード(Dr;Ds;Dt)と、対応する相の前記入力線(8R;8S;8T)から前記負側電源出力端へと電流を流すか否かを制御するローアーム側スイッチング素子(41x;41y;41z)と、前記ローアーム側スイッチング素子と並列に接続され、対応する相の前記入力線に接続されたカソードと、前記負側電源出力端に接続されたアノードとを有するローアーム側ダイオード(Dx;Dy;Dz)と、前記スイッチング信号に基づいて前記ハイアーム側スイッチング素子及び前記ローアーム側スイッチング素子を駆動させるスイッチング制御回路(42R;42S;42T)とを有する。前記スイッチング制御回路の各々は、対応する相の第1の前記スイッチング信号(Sx;Sy;Sz)に基づいて前記ローアーム側スイッチング素子を駆動するローアーム側ドライバ素子(422)と、対応する相の第2の前記スイッチング信号(Sr;Ss;St)に基づいて前記ハイアーム側スイッチング素子を駆動するハイアーム側ドライバ素子(421)と、対応する相の前記入力線(8R;8S;8T)に接続された一端と、他端とを有し、前記ハイアーム側ドライバ素子に電源を供給するブートストラップコンデンサ(426)と、前記ブートストラップコンデンサの前記他端に接続されたカソードと、アノードとを有するブートストラップ用ダイオード(424)と、前記ブートストラップ用ダイオードの前記アノードに接続された正極と、前記負側電源出力端に接続された負極とを有し、前記ローアーム側ドライバ素子に電源を供給する直流電源(423)とを備える。

0008

この発明にかかるアクティブコンバータ(4)の第2の態様は、第1の態様にかかるアクティブコンバータであって、最大値を採る相及び最小値を採る相についてのみ、前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子の少なくともいずれか一方がオフし、他の相の前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子のいずれもがオフして前記ブートストラップコンデンサ(426)を充電する。

0009

この発明にかかるアクティブコンバータ(4)の第3の態様は、第2の態様にかかるアクティブコンバータであって、全ての相(R,S,T)において前記ハイアーム側スイッチング素子(41r;41s;41t)及び前記ローアーム側スイッチング素子(41x;41y;41z)が共にオフした状態で各相の前記ブートストラップコンデンサ(426)を充電する。

0010

この発明にかかるアクティブコンバータ(4)の第4の態様は、第2の態様にかかるアクティブコンバータであって、前記多相電源(1)は三相電源(1R,1S,1T)であって、前記ハイアーム側スイッチング素子(41r;41s;41t)及び前記ローアーム側スイッチング素子(41x;41y;41z)がオン期間が120度以下でスイッチングすることにより、各相の前記ブートストラップコンデンサ(426)を充電する。

0011

この発明にかかるアクティブコンバータ(4)の第5の態様は、第4の態様にかかるアクティブコンバータであって、全ての相の前記ハイアーム側スイッチング素子(41r;41s;41t)がオフした状態で各相の前記ブートストラップコンデンサ(426)を充電する。

0012

この発明にかかるアクティブコンバータ(4)の第6の態様は、第4及び第5の態様のいずれか一つにかかるアクティブコンバータであって、前記方形波パルス幅変調される。

0013

この発明にかかるアクティブコンバータ(4)の第7の態様は、第1乃至請求項5の態様のいずれか一つにかかるアクティブコンバータであって、前記複数の入力線(8R,8S,8T)の少なくとも一つには限流回路(2R,2S,2T)が設けられ、二つ以上メインスイッチ(5R,5S,5T)を更に備える。

0014

この発明にかかるアクティブコンバータの制御方法の第1の態様は、アクティブコンバータ(4)を制御する方法であり、当該アクティブコンバータは、正側電源出力端(P)及び負側電源出力端(H)と、前記正側電源出力端及び前記負側電源出力端の間に設けられ、多相電源(1)に対し、その各相(1R,1S,1T)に対応する複数の入力線(8R,8S,8T)を介して接続され、各相毎に対応して設けられた複数のスイッチング回路(40R,40S,40T)と、前記スイッチング回路の動作を制御するスイッチング信号(Sr,Ss,St,Sx,Sy,Sz)を各相毎に出力するスイッチング信号生成回路(43)と、前記正側電源出力端及び前記負側電源出力端の間に設けられた平滑コンデンサ(44)とを備える。前記スイッチング回路の各々は、対応する相の前記入力線(8R;8S;8T)へと前記正側電源出力端から電流を流すか否かを制御するハイアーム側スイッチング素子(41r;41s;41t)と、前記ハイアーム側スイッチング素子と並列に接続され、対応する相の前記入力線に接続されたアノードと、前記正側電源出力端に接続されたカソードとを有するハイアーム側ダイオード(Dr;Ds;Dt)と、対応する相の前記入力線(8R;8S;8T)から前記負側電源出力端へと電流を流すか否かを制御するローアーム側スイッチング素子(41x;41y;41z)と、前記ローアーム側スイッチング素子と並列に接続され、対応する相の前記入力線に接続されたカソードと、前記負側電源出力端に接続されたアノードとを有するローアーム側ダイオード(Dx;Dy;Dz)と、前記スイッチング信号に基づいて前記ハイアーム側スイッチング素子及び前記ローアーム側スイッチング素子を駆動させるスイッチング制御回路(42R;42S;42T)とを有する。前記スイッチング制御回路の各々は、対応する相の第1の前記スイッチング信号(Sr;Ss;St)に基づいて前記ハイアーム側スイッチング素子を駆動するハイアーム側ドライバ素子(421)と、対応する相の前記入力線(8R;8S;8T)に接続された一端と、他端とを有し、前記ハイアーム側ドライバ素子に電源を供給するブートストラップコンデンサ(426)と、前記ブートストラップコンデンサの前記他端に接続されたカソードと、アノードとを有するブートストラップ用ダイオード(424)と、前記ブートストラップ用ダイオードの前記アノードに接続された正極と、前記負側電源出力端に接続された負極とを有する直流電源(423)とを備える。前記複数の入力線(8R,8S,8T)の少なくとも一つには、主スイッチ(5R,5S,5T)と限流回路(2R,2S,2T)との並列接続が介挿される。そして当該制御方法は、(a)前記主スイッチをオフにし、前記限流回路を介して前記アクティブコンバータと前記多相電源との間に電流を流し、前記平滑コンデンサを充電するステップと、(b)前記ステップ(a)の後、前記主スイッチをオンにするステップとを備える。上記ステップ(a),(b)のいずれにおいても、最大値を採る相及び最小値を採る相についてのみ、前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子の少なくともいずれか一方がオフし、他の相の前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子のいずれもがオフする。

0015

この発明にかかるアクティブコンバータの制御方法の第2の態様は、第1の態様にかかるアクティブコンバータの制御方法であって、前記ステップ(b)においては、全ての相(R,S,T)において前記ハイアーム側スイッチング素子(41r;41s;41t)及び前記ローアーム側スイッチング素子(41x;41y;41z)が共にオフした状態で各相の前記ブートストラップコンデンサ(426)を充電する。

0016

この発明にかかるアクティブコンバータの制御方法の第3の態様は、第1の態様にかかるアクティブコンバータの制御方法であって、前記多相電源(1)は三相電源(1R,1S,1T)であって、前記ステップ(b)においては、前記ハイアーム側スイッチング素子(41r;41s;41t)及び前記ローアーム側スイッチング素子(41x;41y;41z)をオン期間が120度以下でスイッチングさせることにより、各相の前記ブートストラップコンデンサ(426)を充電する。

0017

この発明にかかるアクティブコンバータの制御方法の第4の態様は、第3の態様にかかるアクティブコンバータの制御方法であって、前記ステップ(b)においては、全ての相の前記ハイアーム側スイッチング素子(41r;41s;41t)がオフした状態で各相の前記ブートストラップコンデンサ(426)を充電する。

0018

この発明にかかるアクティブコンバータの制御方法の第5の態様は、第3の態様及び第4の態様のいずれか一つにかかるアクティブコンバータの制御方法であって、前記方形波はパルス幅変調される。

発明の効果

0019

この発明に係るアクティブコンバータ(4)の第1の態様では、多相電源(1)との間で複数の入力線(8R,8S,8T)を介して電流が流れることにより平滑コンデンサ(44)を充電し、以て正側電源出力端(P)及び負側電源出力端(H)の間で直流電圧(Ed)を出力する。ハイアーム側ドライバ素子(421)に電源を供給するブートストラップコンデンサ(426)は直流電源(423)によってブートストラップ用ダイオード(424)を介して充電される。よって直流電源(423)はローアーム側ドライバ素子(422)に直接に電源を供給する機能と、ハイアーム側ドライバ素子(421)にブートストラップコンデンサ(426)を介して間接に電源を供給する機能とを兼用することができる。

0020

この発明に係るアクティブコンバータ(4)の第2の態様では、ブートストラップコンデンサ(426)を充電する経路は平滑コンデンサ(44)を含む。よって各相電源(1R,1S,1T)同士の短絡を回避しつつブートストラップコンデンサを充電できる。

0021

この発明に係るアクティブコンバータ(4)の第3の態様では、ハイアーム側ダイオード(Dr;Ds;Dt)とローアーム側ダイオード(Dx;Dy;Dz)とを介してブートストラップコンデンサ(426)を充電することにより、各相電源(1R,1S,1T)同士の短絡を回避しつつブートストラップコンデンサ(426)を充電できる。

0022

この発明に係るアクティブコンバータ(4)の第4の態様では、電源電圧不平衡直流側負荷が極めて小さい場合、コンバータ再起動時など、平滑コンデンサ(44)によって保持される直流電圧(Ed)が整流電圧より大きい場合において、多相電源(1)や平滑コンデンサ(44)の短絡を回避しつつブートストラップコンデンサ(426)を充電できる。特に120°以下の幅の方形波とすることで、電源電圧との位相精度が悪い場合にも対応できる。

0023

この発明に係るアクティブコンバータ(4)の第5の態様では、ハイアーム側スイッチング素子(41r;41s;41t)がオフした状態で各相のブートストラップコンデンサ(426)を充電するので、ブートストラップコンデンサの放電電流を低減でき、必要な静電容量は小さくて済む。

0024

この発明に係るアクティブコンバータ(4)の第6の態様では、パルス変調によってデューティ可変にできるので、ブートストラップコンデンサ(426)を充電した後のパルス変調と対応させることができる。従って、スイッチング制御回路(42R、42S、42T)の回路定数を高い自由度を以て設計することができる。

0025

この発明に係るアクティブコンバータ(4)の第7の態様では、メインスイッチ(5R,5S,5T)をオフにして限流回路(2R,2S,2T)によって平滑コンデンサ(44)を充電完了させ、次いでメインスイッチをオンにすることにより、ブートストラップコンデンサ(426)を充電することができる。よって平滑コンデンサの充電中にブートストラップコンデンサが保持する電圧が減少するという事態を回避でき、ブートストラップコンデンサの静電容量を小さくすることができる。また平滑コンデンサの充電の際、限流回路(2R,2S,2T)によって突入電流を抑制することができる。

0026

この発明に係るアクティブコンバータの制御方法の第1の態様では、限流回路を介した各相電源(1R,1S,1T)同士の短絡を回避しつつブートストラップコンデンサ(426)を充電できる。これにより、当該限流回路に要求される電力容量は小さくできる。またステップ(a)において平滑コンデンサを充電している間にブートストラップコンデンサを充電することも可能であり、平滑コンデンサの充電中にブートストラップコンデンサが保持する電圧が減少するという事態を回避できる。よってブートストラップコンデンサの静電容量を小さくし、その充電時間を短くしてアクティブコンバータの起動時間を短縮することができる。

0027

この発明に係るアクティブコンバータの制御方法の第2の態様では、ハイアーム側ダイオード(Dr;Ds;Dt)とローアーム側ダイオード(Dx;Dy;Dz)とを介してブートストラップコンデンサ(426)を充電することにより、各相電源(1R,1S,1T)同士の短絡を回避しつつブートストラップコンデンサ(426)を充電できる。

0028

この発明に係るアクティブコンバータの制御方法の第3の態様では、電源電圧の不平衡、直流側負荷が極めて小さい場合、コンバータ再起動時など、平滑コンデンサ(44)によって保持される直流電圧(Ed)が整流電圧より大きい場合において、多相電源(1)や平滑コンデンサ(44)の短絡を回避しつつブートストラップコンデンサ(426)を充電できる。特に120°以下の幅の方形波とすることで、電源電圧との位相精度が悪い場合にも対応できる。

0029

この発明に係るアクティブコンバータの制御方法の第4の態様では、ハイアーム側スイッチング素子(41r;41s;41t)がオフした状態で各相のブートストラップコンデンサ(426)を充電するので、ブートストラップコンデンサの放電電流を低減でき、必要な静電容量は小さくて済む。

0030

この発明に係るアクティブコンバータの制御方法の第5の態様では、パルス変調によってデューティを可変にできるので、ブートストラップコンデンサ(426)を充電した後のパルス変調と対応させることができる。従って、スイッチング制御回路(42R、42S、42T)の回路定数を高い自由度を以て設計することができる。

発明を実施するための最良の形態

0031

第1の実施の形態.
図1は本発明にかかる第1の実施の形態を説明する回路図である。多相(ここでは三相)電源1は各相電源1R,1S,1Tを有しており、これらは中性点Nにおいてスター結線されている。そして中性点Nとは反対側でそれぞれ入力線8R,8S,8Tに接続されている。入力線8R,8S,8Tにはそれぞれリアクタ3R,3S,3Tが設けられており、多相電源1はリアクタ3R,3S,3Tが構成するリアクタ群3を介してアクティブコンバータ4と接続されている。

0032

但し、入力線8R,8Tにはそれぞれ主スイッチ5R,5Tが介挿されており、これらは主スイッチ群5を構成している。各相電源1R,1Tはそれぞれそれぞれ主スイッチ5R,5Tを介してリアクタ3R,3Tと接続されている。限流回路2Rは主スイッチ5Rと並列に接続されている。つまり入力線8Rにおいて、主スイッチ5Rと限流回路2Rとの並列接続が介挿されていることになる。限流回路2Rは突入電流を防止する機能を有する。

0033

アクティブコンバータ4は、直流電圧Edを出力する正側電源出力端P及び負側電源出力端Hを備えており、これらの間には平滑コンデンサ44が備えられている。

0034

アクティブコンバータ4は、多相電源1の各相に対応して設けられているスイッチング回路40R,40S,40T、スイッチング信号生成回路43をも備えている。スイッチング信号生成回路43は、スイッチング回路40Rの動作を制御するスイッチング信号Sr,Sx、スイッチング回路40Sの動作を制御するスイッチング信号Ss,Sy、スイッチング回路40Tの動作を制御するスイッチング信号St,Szを生成して出力する。

0035

スイッチング回路40R,40S,40Tはいずれも正側電源出力端Pと負側電源出力端Hとの間に設けられており、各相電源1R,1S,1Tに対し、それぞれ入力線8R,8S,8Tを介して接続されている。

0036

スイッチング回路40Rは、ハイアーム側スイッチング素子41r、ローアーム側スイッチング素子41x、ハイアーム側ダイオードDr、ローアーム側ダイオードDx、スイッチング制御回路42Rを備えている。

0037

ハイアーム側スイッチング素子41rは、入力線8Rへと正側電源出力端Pから電流を流すか否かを制御する。ローアーム側スイッチング素子41xは、入力線8Rから負側電源出力端Hへと電流を流すか否かを制御する。ハイアーム側ダイオードDrは、ハイアーム側スイッチング素子41rと並列に接続され、入力線8Rに接続されたアノードと、正側電源出力端Pに接続されたカソードとを有する。ローアーム側スイッチング素子Dxは、ローアーム側スイッチング素子41xと並列に接続され、入力線8Rに接続されたカソードと、負側電源出力端Hに接続されたアノードとを有する。スイッチング制御回路42Rはスイッチング信号Srに基づいてハイアーム側スイッチング素子41rを、スイッチング信号Sxに基づいてローアーム側スイッチング素子41xを、それぞれ駆動させる。

0038

スイッチング回路40Sは、ハイアーム側スイッチング素子41s、ローアーム側スイッチング素子41y、ハイアーム側ダイオードDs、ローアーム側ダイオードDy、スイッチング制御回路42Sを備えている。

0039

ハイアーム側スイッチング素子41sは、入力線8Sへと正側電源出力端Pから電流を流すか否かを制御する。ローアーム側スイッチング素子41yは、入力線8Sから負側電源出力端Hへと電流を流すか否かを制御する。ハイアーム側ダイオードDsは、ハイアーム側スイッチング素子41sと並列に接続され、入力線8Sに接続されたアノードと、正側電源出力端Pに接続されたカソードとを有する。ローアーム側スイッチング素子Dyは、ローアーム側スイッチング素子41yと並列に接続され、入力線8Sに接続されたカソードと、負側電源出力端Hに接続されたアノードとを有する。スイッチング制御回路42Sはスイッチング信号Ssに基づいてハイアーム側スイッチング素子41sを、スイッチング信号Syに基づいてローアーム側スイッチング素子41yを、それぞれ駆動させる。

0040

スイッチング回路40Tは、ハイアーム側スイッチング素子41t、ローアーム側スイッチング素子41z、ハイアーム側ダイオードDt、ローアーム側ダイオードDz、スイッチング制御回路42Tを備えている。

0041

ハイアーム側スイッチング素子41tは、入力線8Tへと正側電源出力端Pから電流を流すか否かを制御する。ローアーム側スイッチング素子41zは、入力線8Tから負側電源出力端Hへと電流を流すか否かを制御する。ハイアーム側ダイオードDtは、ハイアーム側スイッチング素子41tと並列に接続され、入力線8Tに接続されたアノードと、正側電源出力端Pに接続されたカソードとを有する。ローアーム側スイッチング素子Dzは、ローアーム側スイッチング素子41zと並列に接続され、入力線8Tに接続されたカソードと、負側電源出力端Hに接続されたアノードとを有する。スイッチング制御回路42Tはスイッチング信号Stに基づいてハイアーム側スイッチング素子41tを、スイッチング信号Szに基づいてローアーム側スイッチング素子41zを、それぞれ駆動させる。

0042

ハイアーム側スイッチング素子41r,41s,41tやローアーム側スイッチング素子41x,41y,41zは例えばIGBT絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ素子を採用することができる。

0043

スイッチング制御回路42R,42S,42Tはいずれも同じ構成を有しており、図1ではスイッチング制御回路42Rの内部構成回路を代表的に示している。スイッチング制御回路42Rは、ハイアーム側ドライバ素子421と、ローアーム側ドライバ素子422と、直流電源423と、ブートストラップ用ダイオード424と、ブートストラップ抵抗425と、ブートストラップコンデンサ426とを有している。

0044

ハイアーム側ドライバ素子421はスイッチング信号Srに基づいてハイアーム側スイッチング素子41rを駆動し、ローアーム側ドライバ素子422はスイッチング信号Sxに基づいてローアーム側スイッチング素子41xを駆動する。ブートストラップコンデンサ426は入力線8Rと抵抗425とに接続され、両者の間に挟まれて充電される。ブートストラップコンデンサ426の両端電圧によってハイアーム側ドライバ素子421に電源が供給される。

0045

より具体的には入力線8R、ブートストラップコンデンサ426、ブートストラップ用抵抗425、ブートストラップ用ダイオード424、直流電源423、負側電源出力端Hがこの順に接続されている。但し、ブートストラップ用抵抗425とブートストラップ用ダイオード424との順序は入れ替わってもよい。

0046

ブートストラップコンデンサ426を、入力線8R側の電位よりもブートストラップ用抵抗425側の電位を高くして充電すべく、直流電源423の負極は負側電源出力端Hに、正極はブートストラップ用ダイオード424のアノードに、ブートストラップ用ダイオード424のカソードは入力線8Rとは反対側でブートストラップコンデンサ426に、それぞれ接続されている。

0047

なお、直流電源423はローアーム側ドライバ素子422への電源を供給する機能をも有している。これにより直流電源423はローアーム側ドライバ素子422に直接に電源を供給する機能と、ハイアーム側ドライバ素子421にブートストラップコンデンサ426を介して間接に電源を供給する機能とを兼用する。

0048

直流電源423は、たとえば多相電源1の線間電圧降圧整流することによって得ることができる。

0049

主スイッチ群5をオフし、電源1をアクティブコンバータ4から切り離した状態で、特許文献2に開示された技術と類似して、ローアーム側スイッチング素子41x,41y,41zを全てオンさせれば、ブートストラップコンデンサ426を初期充電できる。

0050

但し、電源1をアクティブコンバータ4から主スイッチ群5によって切り離せば、平滑コンデンサ44への充電ができない。そこで平滑コンデンサ44への充電では電源1をアクティブコンバータ4に接続する必要がある。

0051

ところで一般に、平滑コンデンサへの充電において突入電流を回避するために限流回路が設けられる。そして限流回路に通常設けられる限流抵抗の電力容量を小さくするには、これを流れる電流を小さくすることが望ましい。しかしこれは平滑コンデンサを充電する時間を長くしてしまう。もし平滑コンデンサ44の充電が行われている間にブートストラップコンデンサ426の充電ができなければ、平滑コンデンサ44の充電中にブートストラップコンデンサ426が所望の電圧を維持すべく、ブートストラップコンデンサ426の静電容量を大きくしなければならない。

0052

これでは元々、数kHz以上のキャリア周波数においてスイッチング素子を駆動させるスイッチング制御回路42Rを小型化するためのブートストラップ方式であるにも拘わらず、却ってブートストラップコンデンサ426の大型化を招来する。

0053

例えば、限流回路2Rが備える限流抵抗が180Ω/10Wの定格を有しており、平滑コンデンサ44の静電容量が2200μF、電源電圧200Vとして、直流電圧Edが整流電圧に達する時間は8秒程度となる。そしてハイアーム側スイッチング素子41rを駆動するドライバ素子421の回路電流500μA、駆動電源電圧を15Vとし、上記8秒程度の間に低下するブートストラップコンデンサ426の電圧を12Vまで許した場合(これはハイアーム側スイッチング素子41rにIGBT素子を用いた場合に飽和電圧が増加し始める電圧である)、ブートストラップコンデンサ426に必要な静電容量は1300μFにも達する。

0054

しかし平滑コンデンサ44を充電してからブートストラップコンデンサ426を充電すれば、ブートストラップコンデンサ426に必要な静電容量は小さくて済む。

0055

よって、まず主スイッチ群5をオフにし、限流回路2Rを介して平滑コンデンサ44の充電する。その後、主スイッチ群5を介してアクティブコンバータ4と多相電源1とを接続する。このとき、通常、平滑コンデンサの電荷放電するために負荷される抵抗がある場合、または直流負荷が発生する場合には、アクティブコンバータ4と多相電源1間に電流が流れる。

0056

通常のコンバータ動作では、異なるスイッチング態様間でのいわゆるガードバンドデッドタイム)を除き、ハイアーム側スイッチング素子とローアーム側スイッチング素子とは相補的にオン/オフする。今、ハイアーム側スイッチング素子がオンすることに値“1”を、ローアーム側スイッチング素子がオンすることに値“0”を、それぞれ対応させ、R,S,T各相について上記値への重み付けをそれぞれ4,2,1とする。例えばハイアーム側スイッチング素子41r,41s,41tがそれぞれオン、オフ、オンしている場合には、ローアーム側スイッチング素子41x,41y,41zはそれぞれオフ、オン、オフすることになり、ハイアーム側スイッチング素子についてのオン/オフを示す値に上記重み付けを乗じて全ての相に亘って加算した結果は4・1+2・0+1・1=5となる。この値をスイッチング態様の番号として採用する。

0057

スイッチング態様S0は全ての相においてローアーム側スイッチング素子がオンする場合を、スイッチング態様S7は全ての相においてハイアーム側スイッチング素子がオンする場合を、それぞれ示す。これらのスイッチング態様は避けられなければならない。各相電源1R,1S,1Tが入力線8R,8S,8Tを介して短絡するからである。

0058

しかし更に、いわゆる中間相においてハイアーム側スイッチング素子及びローアーム側スイッチング素子のいずれもがオフされるスイッチング態様が望まれる。中間相とは、ある時点で最大値を採る相及び最小値を採る相のいずれでもない相であり、位相が60度経過する毎に相の間で入れ替わる相である。

0059

例えば、S相、T相、R相の順に相電圧が低くなる場合、中間相はT相である。そしてハイアーム側スイッチング素子41tがオンすると、入力線8Sからリアクタ3S、ハイアーム側ダイオードDs、ハイアーム側スイッチング素子41tを介して入力線8Tへと電流が流れる。またローアーム側スイッチング素子41zがオンすると、入力線8Tからリアクタ3T、ローアーム側スイッチング素子41z、ローアーム側ダイオードDx、を介して入力線8Rへと電流が流れる。これらの電流は相間を短絡することになるので、望ましくない。

0060

スイッチング態様S0,S7以外にも上述の通り、中間相でのスイッチングは排除される。よって結局は、最大値を採る相及び最小値を採る相についてのみ、ローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子の少なくともいずれか一方がオフし、他の相はローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子のいずれもがオフすることになる。そしてかかるスイッチング態様では、各相電源1R,1S,1Tを接続する経路に必ず平滑コンデンサ44が介在する。よって各相電源1R,1S,1T同士の短絡を回避することができる。

0061

上述のように位相が60度経過する毎に中間相が入れ替わるので、ローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子のオン期間は120度以下となる。かかるスイッチング態様として例えば、最大値を採る相と最小値を採る相との間で電圧の高低に応じて電流が流れる、いわゆる自然転流によるダイオード整流モードがある。

0062

図2はこのようなスイッチング態様における電流の流れを説明する回路図である。スイッチ群5はオフしているので、R相とS相に着目して示している。

0063

相電源1RからみたS相電源1Sの電圧(線間電圧)が正の場合、破線で示されたように電流が流れ、限流回路2Rを介して平滑コンデンサ44が充電される。この際、R相のブートストラップコンデンサ426も充電される期間がある。図3はブートストラップコンデンサ426の充電を説明する等価回路図であり、上記線間電圧が正の場合であって、これを直流電源Eとして示している。

0064

ブートストラップコンデンサ426の充電量が小さい場合、R相のローアーム側ダイオードDxは逆バイアスされており、平滑コンデンサ44の充電電流鎖線矢印のように直流電源423、ブートストラップ用ダイオード424、ブートストラップ用抵抗425、ブートストラップコンデンサ426を介して流れる。ローアーム側ダイオードDxとブートストラップ用ダイオード423の順方向電圧降下はほぼ等しいので、ブートストラップコンデンサ426の充電量が大きくなり、直流電源423の電圧と同程度の電圧を保持すると、ローアーム側ダイオードDxの両端には順バイアス印加される。その結果、平滑コンデンサ44の充電電流は破線矢印のように流れる。

0065

第2の実施の形態.
図4は、スイッチ群5を導通させた状態において、ダイオード整流モードでR相のブートストラップコンデンサ426を充電可能な期間を説明するグラフである。電圧VR0,VS0,VT0,VN0は、いずれも平滑コンデンサ44の両端電圧、即ち正側電源出力端Pと負側電源出力端Hとの電位の中点を基準としており、それぞれ入力線8R,8S,8T,中性点Nにおいて平滑コンデンサ44によって印加される直流電位を示す。また電圧VRNは、中性点Nを基準とした場合に、入力線8Rにおいて平滑コンデンサ44によって与えられる直流電圧である。以後同様にして、電圧の標記において文字Vの添え字大文字であれば、平滑コンデンサ44によって与えられる直流電圧であることを示す。多相電源1によって与えられる電圧の周期的変動によってハイアーム側ダイオードDr,Ds,Dtとローアーム側ダイオードDx,Dy,Dzが周期的に導通/非導通するため、これらの電圧も電源周波数に基づいて変動する。

0066

電圧VR0,VS0,VT0は、それぞれR相、S相、T相が中間相である場合、中間相には電流が流れないので、相電圧VRN,VSN,VTNと同様にほぼ直線的に変化する。一方、これらが中間相でない場合には、正側電源出力端Pの電位Ed/2又は負側電源出力端Hの電位(−Ed/2)を採る。

0067

平滑コンデンサ44から与えられる直流電圧によって入力線8Sを基準として入力線8Rに現れる電圧VRSが負となるのは図中の電圧VR0,VS0の関係から、時刻t0〜t5である。正側電源出力端Pと負側電源出力端Hとの電位の中点と中性点Nの電位とは電圧VN0のドリフトがある。VRN=VR0−VN0、VSN=VS0−VN0、VTN=VT0−VN0、VRN+VSN+VTN=0の関係があるので、VN0=(VR0+VS0+VT0)/3となり、当該ドリフト量は電圧−Ed/6〜Ed/6の間を変動することになる。

0068

多相電源1によって与えられる相電圧VrN(破線の波形)が電圧VRNを下回る位置においてブートストラップコンデンサ426の充電が可能となり、しかもS相が中間相となる時刻t3〜t5にはS相には電流が流されないので、時刻t0〜t5のうち、時刻t1〜t3(時刻t1,t3において電圧VRNと相電圧VrNとが一致する)においてのみR相とS相とによってブートストラップコンデンサ426の充電が可能となる。

0069

同様にして、R相からみたT相の直流電圧VTRが正となるのは時刻t1〜t6であるが、電圧VRNと相電圧VrNとが一致する時刻t3,t5の間でR相とT相とによるブートストラップコンデンサ426の充電が可能となる。

0070

以上のことから、ダイオード整流モードにおいてR相のブートストラップコンデンサ426の充電が可能となるのは時刻t1〜t5の間であり、位相に換算すると120度となる。換言すれば、ブートストラップコンデンサ426が放電する期間は位相にして240度で足りる。

0071

以上のように平滑コンデンサ44の充電中にブートストラップコンデンサ426が充電され、また平滑コンデンサ44の充電完了後に放電する期間を短くできるので、ブートストラップコンデンサ426に要求される静電容量は小さくて済む。上述と同条件でブートストラップコンデンサ426に要求される静電容量を計算すれば、2.2μFとなり、上述の静電容量1300μFと比較して大幅に低減できる。よってブートストラップコンデンサ426の充電時間を短くし、アクティブコンバータ4の起動時間を短くすることができる。

0072

図5はブートストラップコンデンサ426の両端電圧Vbootの、主スイッチ群5をオンした後の振る舞いを、電圧VrNと共に示したグラフである。但し、縦軸オフセットは任意としており、電圧VrNのレンジは両端電圧Vbootのレンジの10倍である。電圧VrNの10サイクル分程度が経過すれば、両端電圧Vbootが安定することが示されている。

0073

第3の実施の形態.
第2の実施の形態における電圧VR0,VS0,VT0をみれば、中間相を除いてハイアーム側又はローアーム側が導通する事から、ダイオード整流モードに限らず、オン期間が120°幅の方形波となるように、ハイアーム側スイッチング素子41r,41s,41t及びローアーム側スイッチング素子41x,41y,41zをスイッチングさせてもよい。この際にはスイッチング態様S0,S7以外のスイッチング態様が採用される。

0074

図6は中間相でスイッチング素子のオン期間が120度以下となるスイッチング態様を繰り返して採用する場合のスイッチング信号Sr,Ss,St,Sx,Sy,Szの値と、各種の電圧を例示するグラフである。波形値が高い方/低い方が、それぞれ対応するスイッチング素子のオン/オフを示す。このようなスイッチング態様により、線間電圧VRS,VST,VTRは60°幅で通電するため、各相のオン期間は120度となる。

0075

例えば電圧VRSが負となるスイッチング態様は自然転流の場合の時刻t1〜t3の期間であり、電圧VTRが正となるスイッチング態様は時刻t3〜t5であるから、その両方の期間でブートストラップコンデンサ426の充電が可能である。

0076

第4の実施の形態.
ハイアーム側スイッチング素子のオンは通電角の拡大には寄与しない。よってハイアーム側スイッチング素子をオフにしてブートストラップコンデンサ426を充電することができる。図7は本実施の形態にかかるスイッチング態様を示すグラフであり、第3の実施の形態に対し、スイッチング信号Sr,Ss,Stを全てローにして、ハイアーム側スイッチング素子41r,41s,41tをオフさせている。

0077

このようなスイッチング態様を採用することにより、ブートストラップコンデンサ426の放電電流を低減でき、必要な静電容量は小さくて済む。

0078

図8は本実施の形態の第1の変形を示すグラフである。図6との対応をわかりやすくするために、対応する電圧ベクトル併記しているものの、併記された電圧ベクトルが出力されるとは限らない。ここではローアーム側スイッチング素子41x,41y,41zをオンする期間(通電期間)を更に短くしている。より具体的には通電期間の中央を中心として前後対象に60°の期間で通電している。このように、方形波の幅を120°以下とすることにより、スイッチング動作が電源電圧に対して位相精度が悪い場合にも対応できる。

0079

図9及び図10はいずれも本実施の形態の第2の変形を示すグラフであり、それぞれ図7及び図8に対応している。当該変形では、方形波に対してパルス変調が施されている。パルス変調によってデューティを可変にできるので、ブートストラップコンデンサ426を充電した後のパルス変調と対応させることができる。従って、スイッチング制御回路42R、42S、42Tの回路定数を高い自由度を以て設計することができる。

0080

第5の実施の形態.
上記の動作は限流回路を複数の入力線、例えば全ての入力線に設けても行うことができる。図11図1の回路のうち、リアクタ群3よりも多相電源1側での変形を示す回路図である。全ての入力線8R,8S,8Tについてそれぞれ限流回路2R,2S,2Tが設けられており、また限流回路2R,2S,2Tにはそれぞれ並列に主スイッチ5R,5S,5Tが設けられている。

0081

主スイッチ5R,5S,5Tを全てオフし、限流回路2R,2S,2Tを介して多相電源1をアクティブコンバータ4に接続することにより、突入電流を回避しつつ平滑コンデンサ44を充電することができる。より詳細には平滑コンデンサ44の充電初期においてはローアーム側ダイオードDx,Dy,Dzが直流電源423によって逆バイアスされており、直流電源423、ブートストラップ用ダイオード424、ブートストラップ用抵抗425、ブートストラップコンデンサ426を介して流れる。

0082

ブートストラップコンデンサ426の充電量が大きくなり、直流電源423の電圧と同程度の電圧を保持すると、ローアーム側ダイオードDx,Dy,Dzの両端には順バイアスが印加される。

0083

このようにして、限流回路2R,2S,2Tを介して各相電源1R,1S,1T同士の短絡を回避しつつ各相のブートストラップコンデンサ426を充電できるので、限流回路2Rを動作させている期間においてブートストラップコンデンサ426を充電でき、当該限流回路に要求される電力容量は小さくできる。そして限流回路2Rの動作中(平滑コンデンサ44の充電中)にブートストラップコンデンサ426の充電を行うことができるので、平滑コンデンサ44の充電中にブートストラップコンデンサ426が保持する電圧が減少するという事態を回避できる。よってブートストラップコンデンサ426に要求される静電容量は小さくすることができ、その充電時間を短くすることもできる。

図面の簡単な説明

0084

本発明にかかる第1の実施の形態を説明する回路図である。
本発明にかかる第1の実施の形態における電流の流れを説明する回路図である。
ブートストラップコンデンサの充電を説明する等価回路図である。
本発明にかかる第2の実施の形態においてブートストラップコンデンサを充電可能な期間を説明するグラフである。
ブートストラップコンデンサの両端電圧を示したグラフである。
本発明にかかる第3の実施の形態におけるスイッチング信号の値を例示するグラフである。
本発明にかかる第4の実施の形態におけるスイッチング信号の値を例示するグラフである。
本発明にかかる第4の実施の形態の第1の変形におけるスイッチング信号の値を例示するグラフである。
本発明にかかる第4の実施の形態の第2の変形におけるスイッチング信号の値を例示するグラフである。
本発明にかかる第4の実施の形態の第2の変形におけるスイッチング信号の値を例示するグラフである。
本発明にかかる第5の実施の形態を説明する回路図である。

符号の説明

0085

1多相電源
1R,1S,1T各相電源
4アクティブコンバータ
40R,40S,40Tスイッチング回路
41r,41s,41tハイアーム側スイッチング素子
41x,41y,41zローアーム側スイッチング素子
42R,42S,42Tスイッチング制御回路
421ハイアーム側ドライバ素子
422ローアーム側ドライバ素子
423直流電源
424ブートストラップ用ダイオード
426ブートストラップコンデンサ
43スイッチング信号生成回路
44平滑コンデンサ
8R,8S,8T入力線
Dr,Ds,Dt ハイアーム側ダイオード
Dx,Dy,Dz ローアーム側ダイオード
P正側電源出力端
H 負側電源出力端
Sr,Ss,St,Sx,Sy,Sz スイッチング信号

ページトップへ

この技術を出願した法人

この技術を発明した人物

ページトップへ

関連する挑戦したい社会課題

関連する公募課題

該当するデータがありません

ページトップへ

おススメ サービス

おススメ astavisionコンテンツ

新着 最近 公開された関連が強い技術

この 技術と関連性が強い人物

関連性が強い人物一覧

この 技術と関連する社会課題

関連する挑戦したい社会課題一覧

この 技術と関連する公募課題

該当するデータがありません

astavision 新着記事

サイト情報について

本サービスは、国が公開している情報(公開特許公報、特許整理標準化データ等)を元に構成されています。出典元のデータには一部間違いやノイズがあり、情報の正確さについては保証致しかねます。また一時的に、各データの収録範囲や更新周期によって、一部の情報が正しく表示されないことがございます。当サイトの情報を元にした諸問題、不利益等について当方は何ら責任を負いかねることを予めご承知おきのほど宜しくお願い申し上げます。

主たる情報の出典

特許情報…特許整理標準化データ(XML編)、公開特許公報、特許公報、審決公報、Patent Map Guidance System データ