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技術 時間変化信号とインタフェースするための装置並びに方法

出願人 テンシスメディカルインコーポレイテッド
発明者 コネロ、ロナルド、エス.
出願日 2003年1月30日 (17年11ヶ月経過) 出願番号 2003-565095
公開日 2005年6月2日 (15年6ヶ月経過) 公開番号 2005-516230
状態 拒絶査定
技術分野 電気的変量または波形の表示装置 脈拍・心拍・血圧・血流の測定
主要キーワード アダプタ構造 絶縁モジュール 基準増幅器 出力比較器 PM回路 平衡ブリッジ回路 雌ソケット 低域濾波フィルタ
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重要な関連分野

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図面 (20)

課題・解決手段

2つのハードウェア環境の間で時間変化波形インタフェースするための改善された装置並びに方法である。1つの特徴において、本発明は1つまたは複数の型式検知装置(例えば、受動ブリッジ圧力変換器)の出力を、複数の異なる監視そして/または分析装置で使用するために正確にシミュレーションし、これにより各々の異なる監視装置分析器適合される特化されたインタフェース回路の必要性を無くす。別の実施例では、検知装置は非観血血圧モニタ(NIBPM)を含み、これは汎用的に本発明のインタフェース回路(800)を経由して従来技術の患者モニタ(806)とインタフェースする。本発明の第2の特徴として、インタフェース回路を組み入れた改善されたNIBPM装置が開示されている。検知装置とモニタ間電気的接続の状態を検知するように適合された改善された切断(デイスコネクト回路もまた開示されている。

概要

背景

ゆっくりと時間と共に変形す波形または信号は、工業、研究および医療を含む多くの分野で広範な応用用途を有する。医療分野での特に関心を持たれる1つの応用例は、生物(例えば人間および)の動脈血圧監視に関する。いわゆる「浸潤性若しくは観血的」動脈血圧(“inrasire”arterial blood pressure)監視の一部として、使い捨て血圧変換器ディスポーザブルプレッシャトランスデューサ)が一般的に使用されて被検者の血圧を、通常の生理食塩水を「KVO」速度で適切な血管に点滴する観血的動脈管経由で測定する。KVO(または「静脈開放維持(keep vein open)」)はIV針が静脈内で凝固させないために必要な最少流量を指す。使い捨て圧力変換器DPT:disposable pressure transducer)は受動抵抗ブリッジで典型的にシリコン歪み梁(ストレインビーム)技術で実現されている。このDPTは患者モニタ電気的にインタフェースしており、この患者モニタは多くの異なる製造者、例えばヒュレットパッカード(Hewlett Packard)/アジレント(Agilent)/フィリップス(Philips)、ジェネラルエレクトリック(General Electric)/マーケット(Marquette)、ダテックス−オーメダ(Datex−Ohmeda)、データスコープ(Datascope)/福田電子(Fukuda−Denshi)、ウェルチアリン(Welch Allyn)/プロトコル(Protocol)、スペースラブズ(Space Labs)、クリティケア(Critecare)、クリティコン(Critikon)、およびバレイメディカル(Valley Medical)同様にその他から購入できる。患者モニタはDPTのブリッジ回路エネルギーを与える励起信号を供給し、またDPTから導かれた出力の信号処理を行って、被検者の血圧波形を患者モニタの表示装置上に表示する。

上記の種々のモニタは色々な方法を用いてブリッジにエネルギーを供給し出力信号復元している。1つの簡単な方法(図1に図示)では、DPT100のブリッジ101は直流(DC)低電圧源102で駆動されている。電圧源102で生成されるDC電圧の値は1Vから10Vの間の任意の値を取ることが可能であるが、典型的には5Vである。この電圧値抵抗器R1 104,R2 106,R3 108,R4 110,R5 112,およびR6 114が電力消費する際に発生する自己発熱を最少とする。この電力消費はブリッジ・センサ抵抗器R3 108,R4 110,R5 112,およびR6 114の温度を変化させ、それらの電気抵抗の値を変化させる。この抵抗の変化はブリッジ101の出力に誤差を生じさせ、これは望ましいものではない。通常DPTの製造者は追加の抵抗器(図示せず)を付加して、その様な温度の影響を補償し、DPTの出力を特定の値(例えば5μV/V/mmHg)に校正している。それにも係わらず、構成部品の自己発熱を最少とすることは誤差の大きさに限界が有り、それはその様な電気的補償は完全ではないからである。

図1に示すように、DPT100への駆動信号は+E120と−E122端子間に供給される。抵抗器R1 104およびR2 106はブリッジ電流を制限し、スパン(span)に対する温度補償を与える。伝送器に圧力が加えられた際に、シリコン歪み梁の幾何構造は抵抗器R3 108およびR6 114の値が減少し、抵抗器R4 110およびR5 112の値が同一量増加するように構成されている。この変化は典型的に抵抗器の抵抗値の1%程度であり、一般的に「デルタR」またはΔRと呼ばれる。一般的な構造では、抵抗器R3 108,R4 110,R5 112,およびR6 114は全て同じ公称値、Rbを有する。抵抗器R1およびR2は、通常等しい抵抗となるように選択されており、端末+S130および−S132間の公称電圧駆動電圧Edの二分の一となる。これらの条件に対して、ブリッジ101の出力インピーダンスはRbとなり、その入力インピーダンスは式1で与えられる。

ZinおよびZout(Rb)の典型的な値はそれぞれ3Kオームと300オームである。これらの定義が与えられると、端末+S130および−S132間のブリッジ出力電圧が下記のように式2の様に記述出来ることは容易に示せる。

式2は等価バランスブリッジ構造200(図2)を下記の6つの仮定に基づいて解析することにより導出される:(i)抵抗器R1 202=R2 202;(ii)抵抗器R3 204,R4 206,R5 208,およびR6 210の抵抗値は、ブリッジ200がバランスしている時には全て等しく、Rbに等しい;(iii)ブリッジのバランスが崩れると、抵抗器R3,R4,R5,およびR6は全て図3に示されるように等しい量(dR)だけ変化する;(iv)端末+S230および−S232間の負荷無限大差動インピーダンスである;(v)+Sと+Eまたは−E間には負荷が無い;(vi)−Sと+E又は−E間には負荷が無い。

図2のブリッジがバランス状態にあるとき、端子1 240と端子2 242間の抵抗値はRbで与えられる(すなわち、2xRbと2xRbを並列接続すると有効インピーダンスRbが得られる)。図3のバランスが崩れた構造でも、端子1 340と端子2 342間の抵抗値はRbで与えられるがそれは、量(R3+R4+dR−dR)=2Rb、が(R5+R6+dR−dR)=2Rbと並列に配置されると有効インピーダンスRbを生成するからである。同様に、ブリッジ出力インピーダンスZout=Rbである。

図3の不平衡回路は図4に示す等価回路400で簡略化される。励起源Edから見た入力インピーダンスは、従って式3で与えられる。

Eb(すなわち、ブリッジに掛かる等価電圧)と励起電圧Edとの関係は式4で与えられる。

しかしながら此処で(R1+R2+Rb)=Zinである。従ってEbは式5に示すように表現できる。

ブリッジは独立して解析可能であり、それはブリッジに掛かる電圧Ebが一定(従ってRbが一定)だからである。等価な不平衡回路500が図5に示されている。ノード+S502の電圧は式6で与えられる。

同様の表現をノード−S504に対して展開できる(式7)。

差動出力E(s)は、以下に示すように単にE(+s)−E(−s)となる。

最終的に、式5の結果を式8に代入して、上記の式2が得られる。

全てのDPTを同様に機能させるために、これらは製造途中に標準感度である5μV/V/mmHgに校正される。これは100mmHgの圧力が加えられ、駆動電圧(Ed)が5Vの場合、出力Esが2.5mVとなることを意味する。これは上記の式2によると、抵抗差(dR)が1.5オームである必要がある。Zinが3kオームの場合、その様なDPTのフルスケール圧力仕様は300mmHgであり、これは4.5オームの抵抗差(dR)を必要とし、7.5mVの出力電圧を発生する。

差分抵抗dRを圧力の関数として示すことが可能である。

此処で、
Ks=5μV/V/mmHgの倍率スケーリングファクタ)、そしてP=検出圧力、である。

この結果を式2に代入することにより、ブリッジの伝達関数、式10が得られる。

出力電圧Esが、入力変数である圧力(P)と、モニタから供給される駆動電圧(Ed)両方の関数であることに注意されたい。

5VDCの駆動条件に対して、出力の信号処理は典型的に、その範囲が非常に制限される;例えば計装用増幅器でブリッジ出力を増幅し、その出力を、カットオフ周波数が対象としている血圧信号の全ての周波数成分よりも高い2極ローパスフィルタ濾波する。その様なフィルタ・カットオフ周波数の典型的な値は45Hzである。

使用者がそのモニタに、先に述べたDPTから導かれたもの以外の波形(例えば、本譲受人の製造によるデジタル式非観血血圧モニタからのもの)を供給して表示したいと所望するとき、DPTの接続をモニタから外し、新たな信号源が電気的に挿入されなければならない。5Vの固定DC駆動電圧の場合、回路は図6に示される様な新たな(例えばデジタル)信号源を患者モニタにインタフェースするように容易に形作ることができる。

図6に図示されるように、インタフェース回路600の抵抗器R1 602は患者モニタが、DPTを使用する際に通常見られる、3Kオームのインピーダンス値(Zin)を検出可能とする。従って、抵抗器R2 606およびR3 608は差動出力インピーダンス(Zout)を300オームに設定する。ノードS+610の出力は基準増幅器U1 616によって+2.5Vにバイアス掛けられ、増幅器U2 618およびU3 620(並びにこれらに関連する構成部品)は−S出力を式11に基づいて設定する。

+Sと−S間の差動出力は式12で与えられる。

−6mVの固定オフセット(図6の回路例に対して)は、ほとんどの患者モニタにおいて、出力電圧Esを入力電圧の関数として残しながら「ゼロ出力とする」または相殺し、1V入力が100mmHgとなるように倍率(スケール)を設定することが可能である。−6mVをモニタ側でゼロとする代わりのやり方は、ゼロ調整を増幅器U2 618に追加することである。

図6の回路600(または他の全ての類似の回路)は、固定+5V低電圧励起を有する全てのモニタに対して一般的に動作するが、使用者が現在購入可能な多くの異なる型式の患者モニタを駆動したいとする際に重大な欠点を有する。その様な多くの患者モニタは+5V一定の励起を使用せず、むしろバイポーラ正弦波駆動、または2KHzと5KHzの間の搬送波としてパルス駆動を使用し、これは圧力信号変調される。これらのモニタはブリッジ・オフセット効果を低減し、雑音キャンセルするためにAC駆動を使用する。更に、これらはその信号処理回路の一部として、血圧変調尊号を復元するために同期復調を必要とする。

従って、これらのモニタを非DPT装置、例えば先に述べたデジタル式NIBPMで駆動するために、受動変換器ブリッジの電気的形状および動作を模倣するための回路が必要である。このような回路の伝達関数は受動ブリッジのそれと電気的に同一でなければならず、同様に入力および出力インピーダンスも受動ブリッジのものと一致しなければならない。先に説明した5μV/V/mmHgの感度係数(または選択されたモニタでの対応する値)もまた維持されなければならない。この回路は、両極性定電圧駆動、両方向の定電流駆動、および任意の波形、デューティーサイクルDCオフセットの1KHzから10KHzの周波数を備えた全てのAC電圧または電流駆動を含む任意の型式の励起源で機能しなければならない。

米国特許第4,705,047号、1987年11月10日発行名称生理学測定機器出力回路」はデジタル式生理学的測定機器用出力回路を開示している。この出力回路は生理学的パラメータを示すデジタル信号に対して、モニタからの励起信号で動作し、そのパラメータ可視表示を生成するためにモニタを駆動する応答信号を提供させるための手段を具備する。励起信号はデジタル/アナログ変換器倍率調整され、デジタル信号のゼロ・オフセットを修正して、モニタに適用される。ダミー励起信号が、出力回路がアナログ入力を有する読み出し装置を駆動できるように具備されているが、これは励起信号は提供しない。しかしながら、ベイレイ(Bailey)の発明は励起信号の全ての極性および範囲に良好に適応しているわけではなく、扱いにくいオフセット訂正技術を用いており、これは多くのアプリケーションに対して最適ではない。

米国特許第6,471,646号、2002年10月29日発行、テーデ(Thede)に付与、名称「動脈経路エミュレータ」は動脈経路エミュレータを開示しており、これは非観血性血圧モニタを観血性血圧モニタとインタフェースしている。エミュレータは圧力波形信号を非観血性血圧モニタから受け取り、変換器励起電圧を観血性血圧モニタから受け取る。エミュレータは非観血性血圧モニタからの圧力波形を、励起信号の関数として倍率調整されたアナログ信号に変換する。倍率調整されたアナログ圧力信号は観血性血圧モニタの入力として供給され、これはカテーテル方式の血圧変換器から受け取られた信号をエミュレートするように意図されている。しかしながらこのシステムは、デジタル処理(すなわちマイクロ制御装置)と関連するアルゴリズムを使用し、信号分析と倍率調整を実施するが、これは非常に遅いかまたは信号処理を遅らせ、また解決方法コストと複雑さを増加させる。更に、テーデ(Thede)が開示するエミュレータは、動作できる入力励起の型式が制限されており、明らかに交流(ac)励起を使用する能力は無い(例えば極性検知回路参照)。

米国特許第5,568,815号、レイネス(Raynes)その他に付与、1996年10月29日発行、名称「変換器センサで使用するための電源内蔵型インタフェース回路」は半導体変換器センサを患者生命信号モニタにインタフェースするためのインタフェース回路を開示している。1つの実施例において、このインタフェース回路は患者モニタで生成された励起電力信号を受け取る電源回路を含み、そこから非安定化および安定化供給電圧を導きだし、これをインタフェース回路上の電気部品で使用する。また電力供給回路で、半導体変換器用の適切なセンサ励起信号が生成される。別の実施例において、このインタフェース回路は更に変換器センサで生成されたセンサ出力信号を受け取るための受け入れ回路を含む。次に倍率調整回路はその信号を、センサで検出された生理学的条件に比例するパラメータ信号に倍率調整し、これはまた患者モニタで生成された励起電力信号にも比例する。しかしながら、レイネス(Raynes)の発明は1つの励起センサでのみ有用であり、これは重大な制約である。

概要

2つのハードウェア環境の間で時間変化波形をインタフェースするための改善された装置並びに方法である。1つの特徴において、本発明は1つまたは複数の型式の検知装置(例えば、受動ブリッジ圧力変換器)の出力を、複数の異なる監視そして/または分析装置で使用するために正確にシミュレーションし、これにより各々の異なる監視装置分析器適合される特化されたインタフェース回路の必要性を無くす。別の実施例では、検知装置は非観血型血圧モニタ(NIBPM)を含み、これは汎用的に本発明のインタフェース回路(800)を経由して従来技術の患者モニタ(806)とインタフェースする。本発明の第2の特徴として、インタフェース回路を組み入れた改善されたNIBPM装置が開示されている。検知装置とモニタ間電気的接続の状態を検知するように適合された改善された切断(デイスコネクト)回路もまた開示されている。

目的

以上に基づき、必要とされていることはモニタ機器を具備した時間変化波形(例えば、生きている検体心臓収縮期拡張期そして/または平均血圧波形)を発生する、検出装置とインタフェースするための改善された装置並びに方法である。その様な装置並びに方法は理想的に、(i)広範な異なるモニタおよび表示装置の構成に、容易に適合し、(ii)広い動的範囲を有し、(iii)二値デジタル入力で動作可能であり(対して、最初にアナログに変換する必要があり)、(iv)所望の感度係数を維持し、(v)両極性の低電圧駆動を含む、任意の型式の励起源で機能し、(vi)両極性の定電流駆動で機能し、(vii)任意の波形、デューティー・サイクル、およびDCオフセットの任意のAC電圧または電流で機能するものである。更に、その様な回路はオプションとして、モニタから電気的に絶縁され、安定でかつそのシミュレーション範囲内を通して最少誤差またはドリフトを有し、モニタ装置がそこに電気的に接続された際に検知する機能を提供することを含む。

効果

実績

技術文献被引用数
1件
牽制数
2件

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請求項1

1つまたは複数の波形シミュレーションするように適合された回路であって:少なくとも1つの時間変化波形を生成するように適合された、少なくとも1つの検知装置からデジタル入力信号受け取り、前記デジタル入力の少なくとも1部に関連するアナログ出力信号を生成する、デジタルアナログ変換器(DAC)と;前記DACの出力と動作可能なように結合された少なくとも1つの増幅器とを含み;前記少なくとも1つの増幅器が、その出力電圧と供給された励起電圧との間の予め定められた関係を満足するように動作する、前記回路。

請求項2

請求項1記載の回路において、前記検知装置が非励起型である、前記回路。

請求項3

請求項2記載の回路において、回路がバイポーラ励起電圧を受け付けるように校正されている、前記回路。

請求項4

請求項1記載の回路において、前記DACが掛け算型DACと関連するフローティング電流源とを含み、前記フローティング電流源がバイポーラである、前記回路。

請求項5

請求項1記載の回路において、前記回路が監視装置に動作可能なように結合され、前記アナログ出力信号は少なくとも部分的には、前記モニタ装置で生成される前記励起電圧に関連されている、前記回路。

請求項6

請求項1または3記載の回路において、前記回路が複数の異なる監視装置の1つまたはいくつかとインタフェースする際に、その様な監視装置で生成される励起には関係なく、インタフェースするように適合されている、前記回路。

請求項7

請求項6記載の回路が更に、ウィンドウ比較器を有する切断検出回路を含む、前記回路。

請求項8

請求項7記載の回路において、前記励起が予め定められた値以上である際に、前記ウィンドウ比較器の出力がほぼ一定の状態に維持される、前記回路。

請求項9

請求項1記載の回路が、更に前記DACの出力と前記少なくとも1つの増幅器とに関連して配置された第1および第2の抵抗器を含み、前記第1および第2の抵抗器の抵抗値の比が、前記回路の倍率係数を定める、前記回路。

請求項10

請求項5記載の回路が更に、前記回路内に配置され、前記監視装置と前記回路との間で伝送される信号にフィルタ掛けるように適合された、少なくとも1つのフィルタ素子を含む、前記回路。

請求項11

請求項10記載の回路において、少なくとも1つのフィルタ素子がチョークコイルを含む、前記回路。

請求項12

請求項5記載の回路が更に、回路内に配置され前記監視装置で生成される電圧遷移緩和するように適合された過電圧保護素子を含む、前記回路。

請求項13

請求項1記載の回路が更に、前記シミュレーションに適合された回路に動作可能なように結合されたテスト回路を含み、前記テスト回路がシミュレーションするように適合された前記回路の少なくとも一部の機能をテストするように構成されている、前記回路。

請求項14

請求項13記載の回路において、前記テスト回路がシミュレーションするように適合された前記回路の通常動作中に、機能のテストを行うように適合されている、前記回路。

請求項15

請求項9記載の回路において、前記第1および第2抵抗器の少なくとも1つが調整可能であり、これにより前記倍率係数を調整可能としている、前記回路。

請求項16

請求項1記載の回路において、前記少なくとも1つの増幅器が前記DACと共にフィードバックループの中に接続され、フローティング電流源を形成している、前記回路。

請求項17

第2装置を使用して、第1装置からの時間変化出力信号をシミュレーションするための方法であって:それに関連する少なくとも1つの伝達関数を有する第1装置を用意し;ほぼ自律的な検知器から少なくとも1つの時間変化パラメータを検知するように適合され、少なくとも部分的にはそれに基づいて表示を提供する、前記第2装置を用意し;前記第2装置に励起電圧を提供し;前記第2装置を使用して、前記時間変化パラメータの1つの表示を生成し;前記表示に対して、前記第1装置の伝達関数と実質的に類似した伝達関数を適用し;少なくとも部分的には前記表示と前記伝達関数とに基づく少なくとも1つの出力信号であって、前記第1装置で生成される少なくとも1つの出力信号と実質的に類似の該出力信号を生成することを含む、前記方法。

請求項18

請求項17記載の方法において、前記伝達関数がほぼ線形で、アナログ領域で適用される、前記方法。

請求項19

請求項17記載の方法において、少なくとも1つの時間変化パラメータを検知する動作が、生体被検体の血管から圧力波形を検知することを含む、前記方法。

請求項20

請求項19記載の方法において、検知する動作が非観血的に実行される、前記方法。

請求項21

請求項20記載の方法において、前記第1装置が受動ブリッジ素子を含み、1つの表示を生成する動作が、二値デジタル表示を生成することを含む、前記方法。

請求項22

請求項20記載の方法において、伝達関数を適用する動作が:前記二値デジタル表示をデジタル/アナログ変換器(DAC)で受け取り;前記二値デジタル表示をアナログ表示に変換し;前記アナログ表示を増幅信号を生成するために増幅し、前記増幅信号をフィードバック・ループ内の前記DACに供給してフローティング電流源を形成し;前記増幅信号と前記第2装置に供給された励起信号との間に予め定められた関係を生成することを含む、前記方法。

請求項23

請求項17記載の方法が更に、前記第2装置と外部的に供給された励起信号との間の電気的接続を、特定のインピーダンス値が存在することを検出することにより検出することを含む、前記方法。

請求項24

請求項17記載の方法が更に、前記第2装置と外部的に供給された励起信号との間の電気的接続を、前記励起信号を供給する装置の予め定められた端子電圧が存在することを検出することにより検出することを含む、前記方法。

請求項25

監視装置と検知装置との間の電気的接続の状態を判定するための方法で、前記監視装置は1つの励起信号を動作中に前記検知装置に与える方法であって:前記監視装置から与えられた励起信号の存在を検出し;前記励起信号をバッファリングしてバッファリングされた励起信号を生成し;前記バッファリングされた励起信号を分析して、電気的接続の前記状態を示す変化を識別することを含む、前記方法。

請求項26

請求項25記載の方法において、分析する動作は、少なくとも1つの伝達関数を前記バッファリングされた励起信号に適用することを含む、前記方法。

請求項27

請求項26記載の方法において、適用する動作は、ウィンドウ比較器伝達関数を適用することを含む、前記方法。

請求項28

請求項25記載の方法において、分析する動作は、ゼロ交差またはその他の短時間電圧遷移補償するように適合された時定数を指定することを含む、前記方法。

請求項29

少なくとも1つの波形を検知し、それに関連する二値デジタル表示を生成する検知装置と;前記検知装置に動作可能なように結合され、インタフェースするように適合されたインタフェース回路で、該インタフェース回路は1つの伝達関数を前記デジタル表示に適用し、少なくとも1つの出力信号を生成するように適合され、前記少なくとも1つの出力信号は少なくとも部分的には前記二値デジタル表示と前記伝達関数とに基づき、受動ブリッジ装置で生成された少なくとも1つの出力信号と実質上類似している、前記インタフェース回路とを含む、装置。

請求項30

請求項29記載の装置において、前記モニタが励起信号を提供し、前記デジタル表示が前記励起信号を参照することなく導出される、前記装置。

請求項31

請求項29または30記載の装置において、前記伝達関数が実質的にアナログ領域内で適用される、前記装置。

請求項32

請求項29記載の装置において、前記検知装置が非観血的血圧モニタを含み、前記二値デジタル表示が生体被検体の血管から得られた血圧データ表示を含む、前記装置。

請求項33

請求項32記載の装置において、前記二値デジタル表示が、前記少なくとも1つの波形に対する時間周波数分散を計算することにより導出される、前記装置。

請求項34

請求項32記載の装置において、前記二値デジタル表示が:前記血管から第1パラメータを測定し;前記血管を圧迫し;前記圧迫中に前記血管から第2パラメータを測定し;前記第2パラメータの少なくとも一部に基づいて校正機能を導出し;前記校正機能を使用して第1パラメータを校正することにより、導出される前記装置。

請求項35

請求項34記載の装置において、前記第1パラメータが前記血管内の圧力を含み、前記第2パラメータが血流運動エネルギーを含む、前記装置。

請求項36

請求項29記載の装置が更に、無線通信インタフェースを含み、前記無線インタフェースが前記検知装置と前記インタフェース回路との間のデータ通信に適合されている、前記装置。

請求項37

請求項29記載の装置が更に、無線通信インタフェースを含み、前記無線インタフェースが前記装置と前記モニタ装置との間のデータ通信に適合されている、前記装置。

請求項38

請求項36記載の装置において、前記無線インタフェースが前記データを通信するために、無線周波数エネルギーを利用する、前記装置。

請求項39

請求項38記載の装置において、前記無線周波数エネルギーが実質的にISM帯域内に配置され、前記無線インタフェースがスペクトル拡散装置を含む、前記装置。

技術分野

0001

本発明は一般的に、時間変化信号とインタフェースするための装置並びに方法に係わり、詳細にはモニタ機器上の波形(例えば、血圧波形)の信号処理シミュレーションに係わる。

背景技術

0002

ゆっくりと時間と共に変形する波形または信号は、工業、研究および医療を含む多くの分野で広範な応用用途を有する。医療分野での特に関心を持たれる1つの応用例は、生物(例えば人間および)の動脈血圧監視に関する。いわゆる「浸潤性若しくは観血的」動脈血圧(“inrasire”arterial blood pressure)監視の一部として、使い捨て血圧変換器ディスポーザブルプレッシャトランスデューサ)が一般的に使用されて被検者の血圧を、通常の生理食塩水を「KVO」速度で適切な血管に点滴する観血的動脈管経由で測定する。KVO(または「静脈開放維持(keep vein open)」)はIV針が静脈内で凝固させないために必要な最少流量を指す。使い捨て圧力変換器DPT:disposable pressure transducer)は受動抵抗ブリッジで典型的にシリコン歪み梁(ストレインビーム)技術で実現されている。このDPTは患者モニタ電気的にインタフェースしており、この患者モニタは多くの異なる製造者、例えばヒュレットパッカード(Hewlett Packard)/アジレント(Agilent)/フィリップス(Philips)、ジェネラルエレクトリック(General Electric)/マーケット(Marquette)、ダテックス−オーメダ(Datex−Ohmeda)、データスコープ(Datascope)/福田電子(Fukuda−Denshi)、ウェルチアリン(Welch Allyn)/プロトコル(Protocol)、スペースラブズ(Space Labs)、クリティケア(Critecare)、クリティコン(Critikon)、およびバレイメディカル(Valley Medical)同様にその他から購入できる。患者モニタはDPTのブリッジ回路エネルギーを与える励起信号を供給し、またDPTから導かれた出力の信号処理を行って、被検者の血圧波形を患者モニタの表示装置上に表示する。

0003

上記の種々のモニタは色々な方法を用いてブリッジにエネルギーを供給し出力信号復元している。1つの簡単な方法(図1に図示)では、DPT100のブリッジ101は直流(DC)低電圧源102で駆動されている。電圧源102で生成されるDC電圧の値は1Vから10Vの間の任意の値を取ることが可能であるが、典型的には5Vである。この電圧値抵抗器R1 104,R2 106,R3 108,R4 110,R5 112,およびR6 114が電力消費する際に発生する自己発熱を最少とする。この電力消費はブリッジ・センサ抵抗器R3 108,R4 110,R5 112,およびR6 114の温度を変化させ、それらの電気抵抗の値を変化させる。この抵抗の変化はブリッジ101の出力に誤差を生じさせ、これは望ましいものではない。通常DPTの製造者は追加の抵抗器(図示せず)を付加して、その様な温度の影響を補償し、DPTの出力を特定の値(例えば5μV/V/mmHg)に校正している。それにも係わらず、構成部品の自己発熱を最少とすることは誤差の大きさに限界が有り、それはその様な電気的補償は完全ではないからである。

0004

図1に示すように、DPT100への駆動信号は+E120と−E122端子間に供給される。抵抗器R1 104およびR2 106はブリッジ電流を制限し、スパン(span)に対する温度補償を与える。伝送器に圧力が加えられた際に、シリコン歪み梁の幾何構造は抵抗器R3 108およびR6 114の値が減少し、抵抗器R4 110およびR5 112の値が同一量増加するように構成されている。この変化は典型的に抵抗器の抵抗値の1%程度であり、一般的に「デルタR」またはΔRと呼ばれる。一般的な構造では、抵抗器R3 108,R4 110,R5 112,およびR6 114は全て同じ公称値、Rbを有する。抵抗器R1およびR2は、通常等しい抵抗となるように選択されており、端末+S130および−S132間の公称電圧駆動電圧Edの二分の一となる。これらの条件に対して、ブリッジ101の出力インピーダンスはRbとなり、その入力インピーダンスは式1で与えられる。

0005

0006

ZinおよびZout(Rb)の典型的な値はそれぞれ3Kオームと300オームである。これらの定義が与えられると、端末+S130および−S132間のブリッジ出力電圧が下記のように式2の様に記述出来ることは容易に示せる。

0007

0008

式2は等価バランスブリッジ構造200(図2)を下記の6つの仮定に基づいて解析することにより導出される:(i)抵抗器R1 202=R2 202;(ii)抵抗器R3 204,R4 206,R5 208,およびR6 210の抵抗値は、ブリッジ200がバランスしている時には全て等しく、Rbに等しい;(iii)ブリッジのバランスが崩れると、抵抗器R3,R4,R5,およびR6は全て図3に示されるように等しい量(dR)だけ変化する;(iv)端末+S230および−S232間の負荷無限大差動インピーダンスである;(v)+Sと+Eまたは−E間には負荷が無い;(vi)−Sと+E又は−E間には負荷が無い。

0009

図2のブリッジがバランス状態にあるとき、端子1 240と端子2 242間の抵抗値はRbで与えられる(すなわち、2xRbと2xRbを並列接続すると有効インピーダンスRbが得られる)。図3のバランスが崩れた構造でも、端子1 340と端子2 342間の抵抗値はRbで与えられるがそれは、量(R3+R4+dR−dR)=2Rb、が(R5+R6+dR−dR)=2Rbと並列に配置されると有効インピーダンスRbを生成するからである。同様に、ブリッジ出力インピーダンスZout=Rbである。

0010

図3不平衡回路図4に示す等価回路400で簡略化される。励起源Edから見た入力インピーダンスは、従って式3で与えられる。

0011

0012

Eb(すなわち、ブリッジに掛かる等価電圧)と励起電圧Edとの関係は式4で与えられる。

0013

0014

しかしながら此処で(R1+R2+Rb)=Zinである。従ってEbは式5に示すように表現できる。

0015

0016

ブリッジは独立して解析可能であり、それはブリッジに掛かる電圧Ebが一定(従ってRbが一定)だからである。等価な不平衡回路500が図5に示されている。ノード+S502の電圧は式6で与えられる。

0017

0018

同様の表現をノード−S504に対して展開できる(式7)。

0019

0020

差動出力E(s)は、以下に示すように単にE(+s)−E(−s)となる。

0021

0022

最終的に、式5の結果を式8に代入して、上記の式2が得られる。

0023

全てのDPTを同様に機能させるために、これらは製造途中に標準感度である5μV/V/mmHgに校正される。これは100mmHgの圧力が加えられ、駆動電圧(Ed)が5Vの場合、出力Esが2.5mVとなることを意味する。これは上記の式2によると、抵抗差(dR)が1.5オームである必要がある。Zinが3kオームの場合、その様なDPTのフルスケール圧力仕様は300mmHgであり、これは4.5オームの抵抗差(dR)を必要とし、7.5mVの出力電圧を発生する。

0024

差分抵抗dRを圧力の関数として示すことが可能である。

0025

此処で、
Ks=5μV/V/mmHgの倍率スケーリングファクタ)、そしてP=検出圧力、である。

0026

この結果を式2に代入することにより、ブリッジの伝達関数、式10が得られる。

0027

0028

出力電圧Esが、入力変数である圧力(P)と、モニタから供給される駆動電圧(Ed)両方の関数であることに注意されたい。

0029

5VDCの駆動条件に対して、出力の信号処理は典型的に、その範囲が非常に制限される;例えば計装用増幅器でブリッジ出力を増幅し、その出力を、カットオフ周波数が対象としている血圧信号の全ての周波数成分よりも高い2極ローパスフィルタ濾波する。その様なフィルタ・カットオフ周波数の典型的な値は45Hzである。

0030

使用者がそのモニタに、先に述べたDPTから導かれたもの以外の波形(例えば、本譲受人の製造によるデジタル式非観血血圧モニタからのもの)を供給して表示したいと所望するとき、DPTの接続をモニタから外し、新たな信号源が電気的に挿入されなければならない。5Vの固定DC駆動電圧の場合、回路図6に示される様な新たな(例えばデジタル)信号源を患者モニタにインタフェースするように容易に形作ることができる。

0031

図6に図示されるように、インタフェース回路600の抵抗器R1 602は患者モニタが、DPTを使用する際に通常見られる、3Kオームのインピーダンス値(Zin)を検出可能とする。従って、抵抗器R2 606およびR3 608は差動出力インピーダンス(Zout)を300オームに設定する。ノードS+610の出力は基準増幅器U1 616によって+2.5Vにバイアス掛けられ、増幅器U2 618およびU3 620(並びにこれらに関連する構成部品)は−S出力を式11に基づいて設定する。

0032

0033

+Sと−S間の差動出力は式12で与えられる。

0034

0035

−6mVの固定オフセット図6の回路例に対して)は、ほとんどの患者モニタにおいて、出力電圧Esを入力電圧の関数として残しながら「ゼロ出力とする」または相殺し、1V入力が100mmHgとなるように倍率(スケール)を設定することが可能である。−6mVをモニタ側でゼロとする代わりのやり方は、ゼロ調整を増幅器U2 618に追加することである。

0036

図6の回路600(または他の全ての類似の回路)は、固定+5V低電圧励起を有する全てのモニタに対して一般的に動作するが、使用者が現在購入可能な多くの異なる型式の患者モニタを駆動したいとする際に重大な欠点を有する。その様な多くの患者モニタは+5V一定の励起を使用せず、むしろバイポーラ正弦波駆動、または2KHzと5KHzの間の搬送波としてパルス駆動を使用し、これは圧力信号変調される。これらのモニタはブリッジ・オフセット効果を低減し、雑音キャンセルするためにAC駆動を使用する。更に、これらはその信号処理回路の一部として、血圧変調尊号を復元するために同期復調を必要とする。

0037

従って、これらのモニタを非DPT装置、例えば先に述べたデジタル式NIBPMで駆動するために、受動変換器ブリッジの電気的形状および動作を模倣するための回路が必要である。このような回路の伝達関数は受動ブリッジのそれと電気的に同一でなければならず、同様に入力および出力インピーダンスも受動ブリッジのものと一致しなければならない。先に説明した5μV/V/mmHgの感度係数(または選択されたモニタでの対応する値)もまた維持されなければならない。この回路は、両極性定電圧駆動、両方向の定電流駆動、および任意の波形、デューティーサイクルDCオフセットの1KHzから10KHzの周波数を備えた全てのAC電圧または電流駆動を含む任意の型式の励起源で機能しなければならない。

0038

米国特許第4,705,047号、1987年11月10日発行名称生理学測定機器出力回路」はデジタル式生理学的測定機器用出力回路を開示している。この出力回路は生理学的パラメータを示すデジタル信号に対して、モニタからの励起信号で動作し、そのパラメータ可視表示を生成するためにモニタを駆動する応答信号を提供させるための手段を具備する。励起信号はデジタル/アナログ変換器倍率調整され、デジタル信号のゼロ・オフセットを修正して、モニタに適用される。ダミー励起信号が、出力回路がアナログ入力を有する読み出し装置を駆動できるように具備されているが、これは励起信号は提供しない。しかしながら、ベイレイ(Bailey)の発明は励起信号の全ての極性および範囲に良好に適応しているわけではなく、扱いにくいオフセット訂正技術を用いており、これは多くのアプリケーションに対して最適ではない。

0039

米国特許第6,471,646号、2002年10月29日発行、テーデ(Thede)に付与、名称「動脈経路エミュレータ」は動脈経路エミュレータを開示しており、これは非観血性血圧モニタを観血性血圧モニタとインタフェースしている。エミュレータは圧力波形信号を非観血性血圧モニタから受け取り、変換器励起電圧を観血性血圧モニタから受け取る。エミュレータは非観血性血圧モニタからの圧力波形を、励起信号の関数として倍率調整されたアナログ信号に変換する。倍率調整されたアナログ圧力信号は観血性血圧モニタの入力として供給され、これはカテーテル方式の血圧変換器から受け取られた信号をエミュレートするように意図されている。しかしながらこのシステムは、デジタル処理(すなわちマイクロ制御装置)と関連するアルゴリズムを使用し、信号分析と倍率調整を実施するが、これは非常に遅いかまたは信号処理を遅らせ、また解決方法コストと複雑さを増加させる。更に、テーデ(Thede)が開示するエミュレータは、動作できる入力励起の型式が制限されており、明らかに交流(ac)励起を使用する能力は無い(例えば極性検知回路参照)。

0040

米国特許第5,568,815号、レイネス(Raynes)その他に付与、1996年10月29日発行、名称「変換器センサで使用するための電源内蔵型インタフェース回路」は半導体変換器センサを患者生命信号モニタにインタフェースするためのインタフェース回路を開示している。1つの実施例において、このインタフェース回路は患者モニタで生成された励起電力信号を受け取る電源回路を含み、そこから非安定化および安定化供給電圧を導きだし、これをインタフェース回路上の電気部品で使用する。また電力供給回路で、半導体変換器用の適切なセンサ励起信号が生成される。別の実施例において、このインタフェース回路は更に変換器センサで生成されたセンサ出力信号を受け取るための受け入れ回路を含む。次に倍率調整回路はその信号を、センサで検出された生理学的条件に比例するパラメータ信号に倍率調整し、これはまた患者モニタで生成された励起電力信号にも比例する。しかしながら、レイネス(Raynes)の発明は1つの励起センサでのみ有用であり、これは重大な制約である。

発明が解決しようとする課題

0041

以上に基づき、必要とされていることはモニタ機器を具備した時間変化波形(例えば、生きている検体心臓収縮期拡張期そして/または平均血圧波形)を発生する、検出装置とインタフェースするための改善された装置並びに方法である。その様な装置並びに方法は理想的に、(i)広範な異なるモニタおよび表示装置の構成に、容易に適合し、(ii)広い動的範囲を有し、(iii)二値デジタル入力で動作可能であり(対して、最初にアナログに変換する必要があり)、(iv)所望の感度係数を維持し、(v)両極性の低電圧駆動を含む、任意の型式の励起源で機能し、(vi)両極性の定電流駆動で機能し、(vii)任意の波形、デューティー・サイクル、およびDCオフセットの任意のAC電圧または電流で機能するものである。更に、その様な回路はオプションとして、モニタから電気的に絶縁され、安定でかつそのシミュレーション範囲内を通して最少誤差またはドリフトを有し、モニタ装置がそこに電気的に接続された際に検知する機能を提供することを含む。

課題を解決するための手段

0042

(発明の概要
本発明は先に述べた要求を、異なるハードウェア環境の間で、生体被検体から得られた血圧波形を含む、時間変化信号をインタフェースするための改善された装置並びに方法により満足している。

0043

本発明の第1の特徴として、2つのハードウェア環境の間で、時間変化信号をインタフェースするために有用な装置が開示されている。1つの実施例において、その装置は1つまたは複数の受動ブリッジ圧力変換器を正確にシミュレートするように適合されている。このインタフェース装置は圧力変換器が生成することの可能な、直流(すなわち0Hz)から数百ヘルツまでの周波数範囲を有する波形を含む、任意の信号をシミュレートするように構築されている。この装置の1つの改良型では、1つの回路が使い捨て受動ブリッジ圧力変換器(DPT)で生成されるであろう、1つまたは複数の血圧波形をシミュレートするように適合されている。この回路は、関連する血圧検出および処理装置(例えば、圧力方式圧力測定システム、または圧力/ドップラー方式超音波システムの組み合わせ、およびそれに付随する信号処理)からのデジタル入力を受け取るデジタル/アナログ変換器(DAC)を含み、この信号は次にDPTブリッジ装置のそれを複製する線形伝達関数を用いて信号処理される。この回路は患者モニタから基準値として励起信号を使用し、好適にアナログ信号合成は必要としない;従って、電圧基準値に対する依存性またはその中に固有の誤差も存在しない。この回路は更にその性質上「一般的(universal)」であって、任意の異なる構成のモニタ装置とも本質的にインタフェースするように適合されていて、DPT用のモニタ装置で使用される励起の型式、または適用されている出力信号処理の型式には無関係である。この回路はまた、調整可能倍率係数をも含み、その様な係数は2つの抵抗値の比率を調整することに基づいていて、本来的にドリフトが非常に小さく、これによって精度を高めている。

0044

本発明の第2の特徴として、第2の装置を用いて第1の装置からの時間変化出力信号をシミュレートするための方法が開示されている。この方法は一般的に第2の装置を用意し;第2の装置に励起信号を供給し;第2の装置を用いて時間変化波形のデジタル表示を生成し;第1の装置のそれとほぼ類似の伝達関数を、そのデジタル表示に適用し;デジタル表示および伝達関数の少なくとも一部に基づいて、第1の装置で生成されたものとほぼ類似の出力信号を生成する、ことを含む。1つの実施例において、第1の装置は受動ブリッジ構成要素を含み、時間変化波形は生体被検体から得られた血圧波形を含み、第2の装置は非観血型血圧モニタ(NIBPM:non−invasive blood pressure monitor)を含む。このNIBPMは、典型的に従来技術による受動ブリッジDPT装置と共に使用される、従来型モニタ装置に接続され、NIBPMが存在することは特定インピーダンス(または、これに代わってモニタの予め定められた端末における電圧)が存在することを通して、検出される。この方法は更にNIBPMに供給された励起信号をバッファリングし、DACをフィードバックループ構成の中に配置することを含み、これによってその内部電流は予め定められたパラメータ(例えば、DAC段数,N)の関数となる。

0045

本発明の第3の特徴では、モニタ装置(例えば患者モニタ)が、その検出装置(例えば、ドップラー方式血圧センサ)から切断された際に検出するための、改善された切断回路が開示されている。この切断回路はモニタが存在することを、そのモニタに関連する信号、例えばそのモニタで通常使用される受動ブリッジを励起するためにモニタが使用する駆動信号、を検出することにより検出している。この信号を直接評価する代わりに、本発明の切断回路はその信号のバッファに蓄えられたものを評価している。1つの実施例において、この切断回路は検知装置の中で物理的に開示されている。ウィンドウ比較器伝達関数が検出のために使用されている;従って、駆動信号波形のある部分が予め定められた信号強度を超えている間は、ウィンドウ比較器の出力は予め定められた状態に保持される。この方法は任意の形状またはデューティー・サイクルの任意の信号が、この回路で検出されることを保証している。比較的長い時定数が使用されていて、ゼロ点交差波形またはその他の瞬時電圧低下による所望するものではなかったりまたは誤った警報が生じることを回避している。

0046

本発明の第4の特徴では、生体被検体の血圧を測定するための非観血型の改善された装置が開示されている。この実施例において、その装置は(i)その被検者に関連する血流力学属性、例えば血液動的エネルギーまたは速度を測定し、そこから動脈血圧を決定し、それに関連する少なくとも1つの二値デジタル信号を展開するように適合された超音波ドップラー方式システムと;(ii)先に説明したインタフェース回路とを含む。血流力学パラメータ測定システム超音波変換器と圧力変換器とに動作的に結合された信号処理装置と、その1つまたは複数の変換器に供給されたアプラネーション圧力を制御するように適合された圧平装置(applanation device)とを含む。信号処理装置(および関連するアルゴリズム)は校正機能を生成し、測定データおよび描出された校正機能に基づいて血圧を決定する。血圧測定データはインタフェース回路に供給され、これはその信号を調整してモニタとのデータ通信が出来るようにする。このインタフェース回路は文字通り全ての型式のモニタ装置(製造者に関係なく)とデータ通信するように適合されており、従ってこの装置は被検体からの血圧を、利用可能なモニタ機器には関係なく非観血的に測定するために好適に使用出来る。第2の実施例において、超音波システムは被検体の血管に関連する種々のパラメータを測定し、少なくとも収集されたデータに対する時間周波数分布を計算することで血圧を決定する。更に別の実施例において、この装置は無線(例えば、ラジオ周波数)データ・リンクと、被検体の血圧のデジタル・データ表示が、患者モニタの近くに配置されているインタフェース回路に送信されるように構築されており、これにより電気コードを不要としている。

0047

本発明の第5の特徴では、生体被検体の血圧を監視するための改善された装置が開示されている。この装置は一般的に、非観血型血圧監視(NIBPM)装置を含み、これは先に説明したシミュレーション回路を経由して監視システムに結合されていて、後者は与えられた被検体に関連する血圧波形データ(またはその他の関連するデータ)を、監視しまたオプションとして分析、表示および記録するように適合されている。1つの実施例において、NIBPM装置は被検体に関連する血流力学属性、例えば血液動的エネルギーまたは速度、を測定し、そこから動脈血圧を決定し、それに関連する少なくとも1つの二値デジタル信号を展開するように適合された超音波ドップラー方式システムを含む。此処で先に説明したインタフェース回路が、NIBPMとモニタとの間のハードウェア・インタフェースを提供するために使用されている。モニタはアナログ信号をNIBPMから、インタフェース回路経由で受け取り、そのデータをモニタの処理機能の中で分析し、結果として血圧の測定値を導く(および表示する)。

0048

本発明の第6の特徴では、先に説明した装置および方法を用いて、被検体に処置を提供するための改善された方法が開示されている。この方法は一般的に:被検体から検知装置(センシングデバイス)を用いてデータを獲得し;獲得したデータの少なくとも1部に基づいて第1信号を生成し;第1信号を調整回路を用いて調整して第2信号を生成し;第2信号をモニタ装置に提供し、後者は所望のパラメータの表示を生成し、そのパラメータ表示に基づいて被検体の処置を提供する。1つの実施例において、被検体から得られたデータは、人間の橈骨動脈から得られた動脈血流力学的データ(例えば、圧力、速度、動的エネルギー)を含み、検知装置は関連するインタフェース回路を具備した、先に説明した超音波NIBPMシステムを含む。NIBPMシステムで生成された動脈血圧のデジタル表示は、インタフェース回路に入力され、これは任意の監視システムで「一般的」に使用するための信号に調整される。選択された監視システムは調整された血圧信号を取り込み、波形またはその他の表示(例えば、平均、心臓収縮期、心臓拡張期圧力のデジタル値)を表示し、治療提供者の使用に託す。次に治療提供者は、その表示された情報に基づいて処置のコース(例えば、管理調剤、または追加監視)を指示する。

0049

次に添付図を参照するが、全体を通して同様の部品には同様の番号が振られている。

0050

本発明は人間被検者の橈骨動脈(すなわち手首)を介して循環システムの血流力学パラメータを評価するための方法並びに装置を第1として此処では記述しているが、本発明はまた人体の他の部位でのその様なパラメータの監視にも実施可能であるしまたは適合されるであろう、また同様に他の温血種でのこれらのパラメータ監視にも適応可能である。更に、広い意味で、本発明は医療分野の外にも容易に適用可能であり、例えば流体システムでの圧力監視装置が挙げられ、此処では検知装置と関連する監視装置との間の汎用機能または相互接続性を有することが望ましい。これは時間変化信号(例えば、200Hz未満)を処理する任意の型式のブリッジ型変換器モニタ用の、信号処理回路を駆動するために使用できる。その様な全てのアプリケーション、適応および代替実施例は、添付の特許請求の範囲に落ちるものと考えている。

0051

此処で使用されているように、用語「非観血型血圧モニタ」または「NIBPM」は生体被検体の血管内の血圧を、使用する方法には関係なく、部分的にまたは完全に非観血的方法で測定または推定するように適合された任意の装置を言う。

0052

次に図7を参照すると、従来技術例の受動ブリッジ装置の、ブリッジの駆動入力へ供給された正弦波励起への応答が分析されている。ブリッジ700内で完全に整合が取れていると仮定すると、出力+S702および−S704もまた、励起電圧と同位相の正弦波であり、ただし駆動電圧の半分の強度である。ブリッジ700が供給された圧力(例えば100mmHg)を検知すると、この抵抗値はデルタRに等しい量だけ変化し、+S702および−S704における出力正弦波強度はそれぞれ1.25mVづつ、異なる方向に変化する。図7に例として示すブリッジ700の差動出力は、駆動信号と同位相の、強度2.5mVの正弦波である。この差動信号の強度はこの装置に供給された血圧波形に従い、これはかなり低い周波数で変化する。特に、血圧信号の周期は1.7秒(35拍/分)から0.25秒(240拍/分)の範囲である。血圧波形は出力信号を駆動励起正弦波と同期復調することにより得られる。

0053

受動ブリッジの伝達関数、





思い出すことにより、受動ブリッジを模擬または「シミュレーション」するために使用される全てのインタフェース回路の出力が、圧力信号Pと駆動励起源Edの関数、両方の関数であることが分かる。更に、この伝達関数はインタフェース回路を受動ブリッジと同じように機能させるために、複数の変数間掛け算を行わなければならないことを示している。Edは二極性なので、少なくとも2象限掛け算が必要である。

0054

インタフェース回路はDC駆動、およびAC駆動の両方で動作する必要があるため、良好なDC安定性が要求される。インタフェース回路はあたかも変換器に見えるように倍率調整されるため、その出力は5VDC駆動時に25μV/mmHgである。ドリフト誤差が10℃から40℃の動作温度範囲に渡って1mmHg以下でなければならない場合、そのドリフトは0.833μV/℃未満でなければならない。更に、DPTのDCオフセットは仕様上1.875mV(75mmHg)しか許容されないので、インタフェース回路はその要求を満たすものでなければならない。

0055

次に図8を参照すると、先に述べた要求に合致する本発明の改善されたインタフェース回路800の第1の実施例が開示されている。図8に示されるように回路800は一般的に、非観血式血圧測定システム(例えば、本出願人の製造による)と、受動ブリッジ変換器または同様の検知装置(図示せず)に適合した、他の異なる団体の製造による従来技術による監視装置との間のインタフェースとして動作する。特に、ジャックまたは接続器J1 802はモニタ806に接続し、これは駆動励起電圧Edをピン1(+E)808に供給する。抵抗器R1 810およびR4 812は入力インピーダンスを与え、本実施例では名目上3Kオームに選択されている。先に説明した受動ブリッジ装置と動作する間、モニタ806はその様なインピーダンスを見て、その受動ブリッジ変換器が電気的に接続されている否かを判断する。これに代わって、モニタは受動ブリッジ変換器の存在を、+S814または−S816の信号を見て検出する場合もある。

0056

図8の実施例において、抵抗器R1とR4は2:1分圧器を形成し、Ed/2の信号を2つの演算増幅器U1B817およびU2A818の入力に供給する。演算増幅器817,818は各々テキサスインスツルメント社で製造されたモデル番号OPA2277集積回路(IC)を含むが、他の型式の集積されたものまたはそれ以外の形式使用可能である。その様な演算増幅器の構造も動作も電子技術分野では良く知られているので、此処ではこれ以上説明しない。両演算増幅器は電圧フォロワーとして構築されており(此処での説明のために、抵抗器R5 820には電流は流れないと仮定する)、その出力信号の電圧もまた関係Ed/2で表される。抵抗器R2 822およびR3 824は、増幅器の出力信号を、変換器出力接続器J1 802の+S814および−S816端子に結合し、300オームの差動出力インピーダンスをモニタに与えているが、他の抵抗値に置き換えることが可能なことは理解されよう。先に述べたOPA2277増幅器は非常に低オフセット(例えば、25μV)で低ドリフト(例えば、0.1μV/℃)の素子であり、従ってその出力オフセットは最悪の場合でも50μV(これはほぼ2mmHgに相当する)である。この段での総ドリフトは10℃から40℃の温度範囲で3μV程度である。

0057

図8の実施例に示されるように、励起電圧Edは当業分野で良く知られている型式の単一利得増幅器U1A826でバッファリングされ、12ビットバイポーラ型、掛け算方式デジタル/アナログ変換器(DAC)U3 830に供給される。本実施例は12ビットDACを使用しているが、他のビット解像度(例えば8ビット、10ビット、14ビットまたは16ビット)と、動作特性(例えば「フラッシュ」DAC)を有するDACも利用可能であることは理解されよう。また本実施例では、DACはバイポーラ型掛け算機能もサポートしていることに注意されたい。DAC830のデジタル入力832、834,836は本実施例の血圧波形信号を搬送する。他の機能の中でも、DAC830はブリッジ伝達関数で説明した、必要な掛け算機能、すなわち式13のそれを実行する。

0058

0059

DAC830はフィードバック・ループ840内に、演算増幅器U2B842およびU4 844と共に接続されて、バイポーラ式プログラム可能フローティング電流源を形成する。動作に際して、DAC830の基準入力848部の電圧が初期電流を流さしめ、その大きさはDAC段数、Nの関数である。この電流は、DAC830のピン「2」850に接続された内部フィードバック抵抗器(本実施例では10Kオーム)を通って流れる。DAC加算接合部(図示せず)は増幅器U2B842のフィードバック動作により0ボルトに維持されている。DAC830のピン「2」における出力電圧は式14で与えられる。

0060

0061

この信号は計装用増幅器U4 844から供給され、これは本実施例では利得が1(単一)で構成されている。その接続のおかげで、抵抗器R6 854に掛かる電圧は次のようになる。

0062

0063

増幅器U2B842はその出力電圧を上記の式15を満たすように調整する。抵抗器R6 854のもう一方の端の電圧はEd/2に等しい。従って、増幅器U2B842の出力部の電圧は次のようになる。

0064

0065

R6 854およびR5 820を通って流れる出力電流は、U2A818の出力部の信号に加算される。分析を通して、R6 854を通って流れる電流が下記の関係で与えられることが分かる。

0066

0067

此処でNは、シリアルパラレルインタフェース(SPI)(ピン「5」、「6」および「7」)832,834,836を介してDAC830の中にプログラムされる計数値である。図示された実施例では、Nは0から4095の間の任意の値にセットすることが出来る。従って、Edが5.0VでN=3000回の場合、電流Iは式17から44.388μVである。駆動電圧Edがその極性を反転させるので、電流Iはその向きを反転させ、+S814でのその出力信号は位相を反転させる。

0068

電流IはR5 820に掛かる電圧を展開し、その値は以下の式で与えられる。

0069

0070

これはU2A818の出力を次式に等しくする。

0071

0072

−S816の電圧もまた、Ed/2であるから、差動出力は、

0073

となり、此処で





である。

0074

圧力Pが量N/4096に代入されると、式20は先に此処で説明した受動ブリッジの伝達関数と同じ形式となる。

0075

R5 820とR6 854の比率はこの回路の感度値と、圧力伝達関数の倍率とを設定する。例えば、5μV/V/mmHgに対して、Ks=0.002048である。また本実施例において、定数はNの値が0.1mmHg/計数となるように構成されていることに注意されたい。従ってN=3000だと3000x0.1=300mmHgとなる。

0076

加えて、本実現例では、抵抗器R1 810およびR4 812は低温度係数(25ppm/℃)で選択されていて、0.1%に合わされている。抵抗器R5 820およびR6 854もまた低温度係数型(10ppm/℃)であって、0.05%以上の精度を有する。理想的には、抵抗器(R5およびR6)は共通の温度環境内のカスタムネットワークであって、温度差傾斜を最少とすべきである。示されているR5 820とR6 854の値に関して、出力信号の公称精度は好適に300mmHgで0.02%以内である。

0077

図8の実施例の回路800のひとつの優位点は、この回路が血圧(BP)入力信号のデジタル表示を、BP信号アナログ表示を要求するのではなく、利用出来ることである。この機能は、アナログ合成に関連する、精度、ドリフト、および非線形性などに有害な影響を回避できる点から見て重要であり、これは入力に先だって行われるデジタルとアナログ領域での変換が不要だからである。

0078

回路800はまた、この回路が接続されているモニタから供給される駆動信号Edに関して、好適に比率(レシオメトリックである。特に、Ed内の全ての変化が適当な比率で出力+Sおよび−Sに反映される。また、回路の出力倍率調整も調整可能であり、伝達関数は式20で記述されるように本質的に線形であり、此処でKsはR5とR6の比になる。更に別の特長は、(デジタル)BP信号のデジタル処理をその信号をDAC830に入力する前に容易に行えることであって、全てのBP信号の異形分(anomalies)そして/または人為的なものを、当業分野で良く知られている型式の信号処理技術を通して簡便に除去できる。

0079

血圧は動的(すなわち、時間変化)信号であるので、BP値が変化する度に、BP値の新たなデジタル表示をDAC830に出力する必要がある。本特許出願人はアプリケーション事例から、1心拍周期当たり1000個の値を供給すれば十分な解像度が得られることを承知しているが、他の値(多いかまたは少ないか)も本発明と矛盾無く使用できる。その様なアプリケーションでは、Nの各々の値はほぼ3μ秒毎にロードされ、従ってDAC830の更新は完全に3m秒(すなわち、1000個の値x3E−06秒/値)以内に実行できる。これに比較して、もっとも早い心拍周期は大ざっぱに250m秒である。実際上、1心拍周期当たり40点ほど有れば、典型的な血圧波形の形跡を定義するのに十分で有ることを示せる。これは毎分240拍の心拍周期に適合するために、DACに対して最低160Hzのサンプリング速度を認める。

0080

校正を目的として、DAC830はN=0に設定することが可能であり、付属されている監視装置をゼロ調整する(例えば、その前面パネルの変換器ゼロ制御により)。先の例に関連して、DAC830をN=1000に設定することが可能であり、これは100mmHgと相関がある。この手法は一定出力を容易にモニタ上に表示させ、更にスパン校正チェックも提供する。仮に何らかの理由でモニタが100mmHg校正値から外れた読みを表示する場合、その値は例えば誤差項を、その回路が関連している非観血式血圧モニタ(NIBPM)経由で挿入することにより、容易に補償できる。1つの実施例において誤差項は、本出願人の製造によるNIBPM装置に関連したキーパッド入力装置を等して入力されるが、他の方法(ソフトウェアまたはそれ以外)も同様に使用できる。

0081

本発明の別の実施例のインタフェース回路900(図9)において、DAC930へのデジタル・プログラミングライン932,934,936は、光絶縁モジュール955を経由して光学的に絶縁されており、電子技術分野では良く知られている型式の絶縁型電源957を用いて回路900に電力を供給している。この方法は好適にインタフェース回路の完全なフローティング絶縁を提供し、全ての地絡の可能性を取り除き、患者そして/または操作者の安全等を保証している。

0082

本発明のインタフェース回路の先の実施例(図8および図9)は、個別電子部品(すなわち、演算増幅器、抵抗器、キャパシタなど)の観点から、プリント回路基板上に配置されたものであるが、回路、さらにはそれに関連する付属の構成部品を、1つまたはいくつかの集積回路(IC)素子の中に、通常の技量を有する当業者には良く知られている半導体設計合成および製造技術を用いて組み込むことができるとは理解されよう。その様な集積回路は、必要で有れば検知装置(例えばNIBPM)の電子部品を含むことも可能である。例えば、信号処理装置、ADC、およびインタフェース回路800は全て、単一シリコン・ダイの上に、特定用途集積回路(ASIC)として組み込むことが出来る。その他の構成(複数の集積回路素子の使用を含む)もまた検討可能であり、そのような変形および代替実施例は添付の特許請求の範囲内に含まれる。

0083

(切断回路)
次に図10を参照すると、本発明のモニタ切断(ディスコネクト)回路1000の1つの実施例が開示されている。この回路1000は電気的に接続された患者監視装置が存在することを、通常接続されている受動ブリッジを励起するためにモニタが使用する駆動信号を検出することにより、検出している。この信号を直接検出するのではなく、回路1000はその信号のバッファリングされた値(図8のU1A826のピン1)、図10のEdbuf1010と名付けられたものを監視する。

0084

次に切断回路1000の構成と動作を説明する。図10に図示されているように、駆動信号Edは比較器U8A1012とU8B1014に供給される。この比較器の閾値は抵抗器R21 1016,R25 1018およびR27 1020によって、予め定められた値、図示された実施例では+/−1Vに設定されている。U8A1012とU8B1014出力部のワイヤード「OR」接続1022は、ウィンドウ比較器構造1024と、図10aに図示される伝達関数とを形成する。従って、駆動信号波形のある部分が、予め定められた値(例えば|1V|)の大きさを超えると、ウインドウ比較器1024の出力は低となる。この構造は、DCまたはACいずれか、任意の形状またはデューティー・サイクルによらず、全ての信号が比較器1012,1014および出力接続1022で形成されたウィンドウ比較器で検出出来ることを保証する。ウィンドウ比較器構造の低出力インピーダンスにより、キャパシタC11 1026は抵抗器R24 1028を通して放電する。C11 1026に掛かる電圧が比較器U9A1030(例えば+1V)の閾値未満である限り、比較器U9A1030の出力は低である。駆動信号Edがモニタを電気的に切断したために失われると、ウィンドウ比較器構成1024の出力は高インピーダンス状態となり、C11 1026は選択された電圧(例えば+5V)まで、抵抗器R22 1034を通して充電を開始する。C11 1026に掛かる電圧が予め定められた値(例えば+1V)を超えると、比較器U9 1030出力は高となり、モニタが電気的に切断されたことを示す。この検出の時定数(τ)は、R22 1034とC11 1026とで設定され、これは図示された実施例の中に示された値では、ほぼ100m秒である。図示された実施例の中で比較的長い時定数を使用しているのは、信号の瞬時的な損失、例えば正弦波駆動信号の周期的なゼロ点交差、が回路1000で検出されないようにするためである。先に述べた100m秒の時定数に対して、駆動信号周波数は好適に約100Hzまで落とすことが可能である。しかしながら実際には、回路で受け取られる駆動信号周波数はもっと高い値、典型的には2から5KHz程度に留まる。

0085

比較器U9A 1030からの出力は論理レベル相当の信号を含み、これは5V 1042電源供給で動作する任意の処理装置の入力/出力(I/O)ポート読み取り可能であることに注意されたい。U9A 1030はオープンコレクタ比較器であるので、R23 1038は任意の供給電圧、例えば1.5V,1.8Vまたは3.3Vに戻して、最新マイクロプロセッサまたはその他の部品の広範なレンジ互換性を持たせることができる。

0086

自己テスト機能を具備したインタフェース(および切断)回路の代替実施例)
次に図11を参照すると、本発明のインタフェース回路(切断回路を具備)の更に別の実施例が記述されている。図11の実施例において、回路1100は図8および10そして図9の実施例に比較して種々の面で強化された機能を提供するように適合されており、そこには自己テスト機能を含み、これを以下に更に詳細に説明する。図11の回路1100はまた、しかしながら非常に複雑であり、従って強化された機能が必要であるかそして/またはコストの増加が重大な問題とはならないアプリケーションに対して最適である。

0087

図11に示されるように、インタフェース回路1100の種々のアナログ回路用の供給電圧は+/−7.5に設定され、回路1100の電力要求を減らし、熱発生押さえるようにして、信頼性を向上させるようにしている。加えて、増幅器U11B 1126は、図8および10の構成と比較されるように、R19 1110およびR17 1112で形成された分圧器の後で、駆動電圧Ed1108(+E)をバッファリングする。U11B1126の出力はまた、DAC U6 1130の基準入力1148、および比較器U1A1170,U1B1172をスイッチSiB1174経由で駆動するように構成されている。電圧Ed/2 1162もまた、A/D変換器(図示せず)で測定用に利用可能である。更に、この構成のために生じる倍率係数誤差を補償するために、抵抗器R7 1120とR8 1154の値が、244.1:1に変更されている。これらの修正変更により、回路の倍率係数が10計数/mmHgに保たれる。

0088

加えて、回路1100のウィンドウ比較器U1A1170とU1B1172の基準電圧が+/−1Vから+/−0.5Vに変更されている。これは分圧器の抵抗器;R3 1176,R4 1178,およびR5 1180の値を変更することにより実現されている。

0089

図11に示されるように、モニタ検出器回路用の出力比較器はシュミットトリ論理ゲートNC7WZ14 1181を用いている。その出力は3.3Vまたは5V論理素子から導くことが出来るが、異なる駆動電圧で同様の機能を提供するように適合された他の装置で置き換え可能なことも理解されよう。組器1181の出力はマイクロプロセッサ(または他の同等の処理装置)で直接読まれる。

0090

図11の回路1100はまた、チョークT1 1165経由の無線周波数インタフェースRFI)保護、キャパシタC17 1166,C22 1167,C24 1168およびC28 1169をも含む。患者モニタ接続器出力1102の静電気放電ESD)防止もまた、過電圧クランプU9 1184経由で具備されている。この保護の結果、患者モニタ駆動電圧(+E)1108の範囲が+/−7.5Vまたは15Vp−pに制限される。

0091

先に参照したように、図11の回路1100はまた自己テスト副回路1177を含み、これは患者モニタ806への出力信号が正しいことを補償する、独立した手段を提供する。この回路1177を次に詳細に説明する。

0092

患者モニタ806への出力信号が正しく機能していることを補償する、独立した手段を有するために、患者モニタ(PM)806からの未知の外部駆動電圧が切断され、代わりに既知基準信号1185が使用される。図示された実施例において、既知の基準値が精密電圧基準装置(図示せず)で生成され、これは+2.500VをS1A1186に供給する。S1A1186およびS1B1174は効果的に単極双投スイッチを形成し、これは制御ラインTMAI1187の状態によって制御される。正常動作時にはS1Aがオフで、S1Bがオンである。PM回路機能チェックを行いたい場合、TMAI1187が真値となり、S1A1186がオンとなり、S1B1174がオフに切り替わる。これは外部PM駆動信号を切断し、既知の+2.5V基準値をDAC U6 1148,U7A1117,U7B1118,I1A1170およびU1B1172に接続する。モニタ出力1182はこの条件では高となるべきであり、マイクロプロセッサで検証可能である。これはこの回路のPM接続検出能力をチェックする。回路に対して、+2.5V基準値は外部PMからの+5.000V駆動信号と同じ振る舞いをする。この2.5V基準値1185は第2A/D変換器(図示せず)により、バッファU11A1188の出力を経由してREFMON1189で読み取ることができる。これは、好適に基準値の独立したチェックを提供する。

0093

回路1100のゼロ・オフセット状態を検証するために、DAC1130が計数値0000にセットされる。この条件の下で、これは0mmHg信号をシミュレーションし、U7A1117およびU7B1118の出力は公称+2.500ボルトである。理想的にこれらの差はゼロのはずであるが、図示された実施例では両方の増幅器は最大25μVの有限オフセットを有する。従って差動出力は最大50μVとなり、これは5V駆動での2mmHgと等価である。この出力信号を測定するためにU10 1190がU7A1117とU7B1118の間に抵抗器R13 1122およびR6 1124を通して接続されている。U10の利得は、R16 1191およびR15 1192を介して400に設定されている。従って出力信号TLFDBK1193は10mV/mmHgの倍率係数を有する。ゼロ状態では、TLFDBK1193は+/−20mVの範囲である。U10 1190の入力部のR14 1194,C23 1195,R12 1196,およびC18 1197のネットワークは、図示するように構成された際に、公称カットオフ周波数1.6KHzを具備した単極低域濾波フィルタを形成する。このフィルタは高周波信号がU10 1190に入り、その出力に影響を与えることを防止している。U10 1190自体は最大50μVのオフセットを有する。このオフセットはまた、これが+/−2mmHgを表すので補償されなければならない。スイッチS1C1198はこの目的で使用される。スイッチS1C1198はU7A1117とU7B1118の間に抵抗器R13 1122とR6 1124を通して配置されている。スイッチS1C1198がオンとなると、ZMAI1199が真値(論理0)となる。これはU7A1117とU7B1118差動オフセット誤差を短絡して取り除き、A/D変換器(図示せず)がU10 1190のオフセット誤差をTLFDBK1193で測定できるようにする。次にスイッチS1C1198が開放され、A/D変換器(図示せず)が再びU10 1190の出力をTLFDBK1193で測定する。この値が、PMに提供される真の「0」信号を表し、全ての非ゼロ出力が参照される基本値となる。

0094

本実施例の様に差動測定を行うことで、A/D測定チャンネル内の全てのオフセット誤差が好適に相殺される。いずれかの測定が予め定められた範囲外に落ちるとき、故障条件が存在し、警報が発せられる(例えば、可視または可聴など)か、またはその他の条件が可能化される(追跡ファイルへのデータの書き込み)。外部PMは、+/−2mmHgの小さな差動出力を相殺するために0とされなければならないことに注意されたい。これはTMAI1187が0、ZMAI1199=1,そしてDAC1130計数=0000の時に行われる。

0095

回路1100の利得精度を検証するために、DAC1130の計数値が1000に設定される。これは結果としてPMへの出力信号が、予め定められた値(例えば100mmHg)を表わさなければならない。U10 1190が10mV/mmHgで倍率調整されているので、その出力信号TLFDBK1193は、先に確立した0基準値の1.000V上でなければならない。測定値が予め定められた範囲外に落ちる場合、故障条件が存在し、警報(またはその他の条件)が発せられる。ゼロオフセットとPM回路の利得の両方が良好であると検証されると、回路はその正常状態リセットされる:TMAI1187=0,そしてZMAI1199=1。

0096

自己テスト副回路1177の別の好適な特徴は、外部PMが定電圧DC駆動信号を使用している場合、通常運転中にモニタ接続インタフェース回路1100の適切な動作を評価できることである。これはほとんどの最新モニタに関して言えることであり、場合によっては正弦波AC駆動、またはパルスDC駆動のいずれかを使用する場合にも言える。固定DC駆動が使用されている場合、A/D変換器は駆動信号の値をED/2 1162で測定出来る。これを知ることにより、全ての圧力信号値の出力を計算することができて、TLFDBK1193における実際の測定された出力に対して比較される。これらの値が予め定められた範囲内に整合しない場合、故障が存在し、適切な警報が発せられる(または他の行動が取られる)。以上の例として、外部モニタ駆動が+6.000Vと仮定する。A/Dは+3.000VをED/2 1162で測定する。実際の駆動電圧が2X+3.000=+6.000ボルトと知ることにより、出力信号は以下の式21で計算できる。

0097

0098

此処でPoutはmmHgで表される。100mmHgのPout値(DAC1130計数=1000)に対して、Esは+1.200Vに等しくなる。EsはTLFDBK1193で測定される。図示された実施例では、出力信号は、オフセット誤差を相殺するために、ゼロ値DAC1130=0000を基準としなければならないことに注意されたい。

0099

外部PM806が正弦波AC駆動またはパルス化DC駆動のいずれかを使用する場合、動作は+2.500V基準値にスイッチすることによってのみ検証可能である。これはシステムが最初に電源投入された時か、または監視が何らかの理由で中断された時に行うことができる。

0100

(時間変化出力のシミュレーション方法
次に図12を参照すると、本発明に基づき第2の装置を使用して第1の装置からの時間変化出力信号をシミュレーションするための方法が開示されている。以下の説明は先に説明した様に受動ブリッジ変換器装置(「第1の装置」)とそれに関連するモニタ、および非観血型血圧モニタ(「第2の装置」)を引き合いになされているが本発明の技術は、医療分野内または医療分野外の、例えば工業的流体システム内の圧力測定の様な、他のアプリケーションおよび装置の組み合わせに対しても容易に適用可能であることに留意されたい。

0101

図12に示すように、この方法1200の第1ステップ1202は、非観血型血圧モニタ(NIBPM)を用意することを含む;本出願人の製造による圧力測定(tonomatric pressure−based)システムが1つの実施例で使用されているが、他の多数の型式および構成で置き換えることは可能である。NIBPMは次に先に説明した従来技術による患者監視システム(例えば、ジェネラル・エレクトリック社その他で製造されたもの)の1つに電気的に接続される、ステップ1204。NIBPMの接続はステップ1208で光学的に、患者モニタ内の2つまたは複数の端子に掛かる指定されたインピーダンス(これに代わって、患者モニタの予め定められた端子の電圧)が存在することを通して検出されるが、これは患者モニタからNIBPMに与えられた(ステップ1206)供給励起電圧に基づいて行われる。ステップ1210において、励起信号はインタフェース回路800,900,1100の中に先に説明したようにバッファリングされる。先のインタフェース回路800,900,1100の全て(またはそれらの所望の機能の組み合わせ)が、方法1200と矛盾無く使用できることに留意されたい。

0102

ステップ1212において、NIBPMは時間変化血圧波形のデジタル表示を、そこに接続された圧力変換器構成要素(またもしも装備されている場合は光学的、音響的構成要素)で生成されたデータを通して生成する。この信号の生成は、モニタから供給された励起信号とは完全に独立している。次に伝達関数がデジタル表示に、インタフェース回路800,900,1100を使用して適用され(ステップ1214)、その伝達関数は先に説明したように受動ブリッジ装置のそれとほぼ類似している。

0103

最後に、インタフェース回路800,900,1100からの出力信号が生成され、これは患者監視システムと互換性がある(同様に、他の製造者の患者監視システムと「汎用的」に互換性がある)、ステップ1216。ステップ1216の出力信号は、少なくともそれぞれ回路800,900,1100のDAC830、1130に供給される波形(例えば血圧)のデジタル表示、患者モニタ806から供給された駆動信号802,1102、および適用された伝達関数に基づき、その出力信号は匹敵する励起信号および測定圧力波形の下で、受動ブリッジ装置で生成された信号とほぼ類似している。

0104

(血流力学評価用装置)
次に図13を参照すると、生体被検体に関する血流力学パラメータ(例えば動脈血圧)を非観血的に評価するための、改善された装置が開示されている。図13の実施例において、装置1300は、なかんずく(i)被検体に関連する、血圧そして/または血流力学的属性(例えば、血液運動エネルギーまたは速度)を測定し、それに関連する少なくとも1つの二値デジタル信号を展開するように適合された血圧測定システム1302;(ii)先に説明したインタフェース回路800,900,1100を含む。血圧/血流力学パラメータ測定システム1302は一般的に、1つまたは複数の圧力変換器1308に動作可能なように結合された信号処理装置1304と、同様に変換器1308に供給される平圧を制御するように適合された平圧装置1310を含む。信号処理装置1304(およびその上で動作する関連するアルゴリズム)は、測定データに基づいて動脈血圧を決定する。本発明の1つの鍵となる特長は、先に説明したように種々の型式のモニタに効果的に汎用的な適合可能性に加えて、血圧測定の様な医療アプリケーションまたは他の用途のいずれに係わらず、多くの異なるパラメータ測定装置への適合性にある。例えば、本発明は係属の米国特許出願シリアル番号第09/534,900号、名称「生体被検体の循環システム内の、血流力学パラメータ評価方法並びに装置」2000年3月23日出願、現米国特許第6,554,774号、2003年4月29日発行で、本出願人に譲渡され、此処に挙げることで参照されている特許の中に詳細に記述されている装置並びに技術と共に容易に用いることが出来よう。ひとつの特徴において、先に説明したアプリケーションは、一般的に以下のステップを含む方法を記述している:被検体の血管から第1パラメータを測定し;血管から第2パラメータを測定し;第2パラメータに基づき校正機能を導出し;そして第1パラメータを導出された校正機能を用いて訂正する。ひとたび校正されると、第2パラメータは連続的または周期的に監視され;そのパラメータの変化は対象としている血流力学属性内の変化を示すために使用される。実施例において、第1パラメータは圧力波形を含み、第2パラメータは血管内の血液の全流量運動エネルギーを含む。圧力波形の測定中に、血管内および循環システム内の血流力学的属性内の変化を引き起こすように血管が平圧化(圧迫)され;続いてその様な平圧化中の運動エネルギーそして/または速度が測定され、1つまたは複数の欠陥(例えば、運動エネルギーまたは速度形状内の「」)を識別するために使用される。次に訂正機能がこれらの欠陥に基づいて生成され、測定された圧力波形に適用されて、血管内の実際の圧力を表す、訂正または校正された波形を生成する。1つの実施例において、校正方法対象血管から圧力波形を測定し;同一血管から少なくとも1度、第2パラメータを測定し;第2パラメータに基づき圧力波形内の少なくとも1つの欠陥を識別し;測定された第2パラメータおよび少なくとも1つの欠陥に関連する少なくとも1つの属性に基づいて校正機能を導きだし;校正機能を少なくとも1度圧力波形に適用して、血管内の圧力の校正された表示を生成し;第2パラメータを連続して監視することにより血圧の時間変化を識別する、ことを含む。

0105

更に別の代替として、係属の米国特許明細書シリアル番号第09/815,080号、2001年3月22日出願、名称「生体被検体の循環システム内の血流力学的パラメータ評価方法および装置」はまた本出願人に譲渡されており此処に挙げることで参照されているが、この明細書の方法および装置も本発明と共に使用できる。1つの特徴として、本方法は血管内に配置されている内腔の検出を使用している。この方法は音響エネルギーを血管内に伝達し;音響エネルギーの反射信号レベルを血管内のエネルギーの伝搬の関数として評価し、反射内の減衰信号ベルの少なくとも1部を識別することを含む。1つの実施例において、電力計量値がAモード包洛線から導出される。後方散乱電力を深さの関数として積分した値が使用されている欠陥(例えば「停滞状態」)を識別し、適切な制約の下に、内腔の深さを検出するために用いられる。第2の実施例において、後方散乱エネルギー(例えばAモード信号)が、予め選択された深さ間隔に渡って実施された電力計算を使用して分析され、その中の減衰信号レベルの領域が識別される。別の特徴において、少なくとも1つの血管壁を検出する方法は、音響エネルギーを血管の中に放射し;血管内の内腔に関連する少なくとも1つの領域を検出し;その内腔に関連する少なくとも1つの血管壁の位置を検出することを含み;此処で位置の検出は放射された音響エネルギーから導かれたAモード・データを分析することを含む。1つの実施例において、壁は指定された深さで積分された電力を平均内腔電力と比較して検出される。別の実施例では、包洛線平方根信号のレベル(強度)が内腔のそれと比較される。更に別の特徴では、血管の直径を決定するための改善された方法が、音響エネルギーを血管に放射し;血管内の内腔に関連する領域を検出し;その内腔に関連する血管の第1壁の位置を検出し;その内腔に関連する血管の第2壁の位置を検出し;少なくとも第1および第2壁の位置に基づいて、血管の少なくとも一部の直径を決定することを含む。

0106

しかしながら、更に別の血圧測定技術を本発明の血圧/血流力学的評価装置で採用出来ることは理解されよう、その様な装置とは例えば係属の米国特許明細書シリアル番号第09/342,549号、名称「動脈血圧の非観血的決定方法並びに装置」1999年6月29日出願、現米国特許第6,471,655号、名称「動脈血圧の非観血的決定方法並びに装置」2002年10月29日発行、または係属の米国特許明細書シリアル番号第09/489,160号、名称「動脈血圧の非観血的決定方法並びに装置」2000年1月21日出願、現米国特許第6,514,211号、2003年2月4日発行、両者とも本出願人に譲渡されており、此処に挙げることで参照されている、に開示されている、時間周波数分散方式システムを含む。更に広範に、電気的出力を生成する文字通り全ての型式の検知装置(生理学的パラメータの測定用またはその他の用途)も、本発明と矛盾無く用いられる。

0107

例として示す測定システム1302で生成されたデジタル領域血圧データは、インタフェース回路1300に供給され、これは信号を先に説明したように調整し、選択された患者モニタと連続的なデータ通信が可能なようにする。先に説明したように、インタフェース回路1300は、文字通り全ての型式の患者モニタ装置(製造者に関係なく)とデータ通信するように適合されており、従って図13の装置1300は、利用可能な患者監視機器本体とは無関係に、被検体からの血圧を非観血的に測定するために好適に使用される。

0108

図13の装置は更に、関連する電気的接続器1322と一体型または個別装置1320として物理的に含まれるように、例えば接続器1322が本来の患者モニタ装置内の対応する電気的ソケットの中に直接差し込めるように、適合されている。ソケットの構造は一般的にモニタ毎に異なるので、接続器1322は第1部位1326で装置1320の接続器1322を受け入れるアダプタ1324と整合するように構成され、患者監視装置1342の関連するソケット1340と第2部位1328を経由して整合するように構成されている。図示された実施例の中で、アダプタ1324は雌/雄プラグを含む(すなわち、NIBPM装置1320の接続器1322は第1部位1326で雌接続器1330の中に受け入れられ、第2部位1328上に配置されている雄接続器1332は対応する患者モニタ雌ソケット1340の中に受け入れられる)。その様な患者モニタ雌ソケット構造は電気ショック事故を減らす目的で広く使用されており、それは検知装置1300への励起電圧を搬送する電気端子日常的接触から遮蔽されているからである。しかしながら、本発明と矛盾することなく他の構造、例えば、雌/雌、雄/雄、および雄/雌(図13の実施例内の雌/雄と違って)を含む構造を、アダプタ1324の中に採用出来ることは理解されよう。更に、(i)2台またはそれ以上のNIBPM装置1320(または混合構造の装置)を単一の患者モニタ1342と電気的に通信したい場合、連動または多重アダプタ構造を採用することも可能である。その他の構造および先のテーマの変形は可能であり、その様な全ての構造および変形は添付の特許請求の範囲内に含まれる。

0109

更に、容易に理解されるように、装置1300の接続器1322は直接または選択されたモニタ1342のソケット1340内に受け入れられるように適合される。例えば、或る医療/処置設備が一律に単一型式の患者モニタのみを用いる場合、彼らはその型式の患者モニタのソケット1340で直接受けられるように適合された接続器1322を具備したNIBPMを購入したいと望むであろう、従って別々のアダプタ(そして、費用、安全性、またはそれに関連する電気的性能)の必要性が避けられる。

0110

次に図13aを参照すると、生体被検体に関連した血流力学パラメータを非観血的に評価するための装置の第2の実施例が開示されている。図12aの実施例において、装置1380はインタフェース回路800,900,1100が患者モニタ1342の近くに、特に接続器1322を患者モニタ・ソケット1340に結合するために使用されるアダプタ1384の一部として配置されるように構成されている。インタフェース回路構成部品(DAC、比較器、増幅器、抵抗器、キャパシタなど)は、プリント回路基板の様な小型形状因子基板1386上に配置されている。微小回路基盤微小電子機器表面実装電子技術では良く知られており、従って此処ではこれ以上説明しない。次にインタフェース回路800,900,1100がNIBPMデジタル・データ出力と患者モニタソケット1340との間の回路内に電気的に配置され、NIBPMで生成されたデジタル・データが、例えばDAC830(図8参照)の入力端子に供給され、そのインタフェース回路を動作させるのに必要な接地電位、励起(Ed)、および基準電位が回路800、900,1100内の適切な点に供給されるようになされる。構成部品を搭載した基板1386は、全体モールド1390内に物理的に包含されており、このモールドは構成部品を高分子重合体エラストマー材に中に包み込んでいて、これによってその耐久性および外部効果、例えば温度変化湿気塵埃電磁雑音、および物理的損傷に対する抵抗力を高めている。構成部品もまたオプションとして、例えば、当該技術分野で良く知られている型式の接地された錫銅合金金属シールド素子を使用して電磁的シールドすることも可能であり、その様なシールドは全体モールド1390内に配置される。

0111

更に別の実施例において、図14に示されるように図13(および患者モニタ)を装置1400と患者モニタ1342間の無線リンク1402を含むようにして、インタフェース回路800,900,1100が患者モニタ1342の近くに配置するように構成することも可能である。図14に図示されるように、リンク1402は電気技術分野では良く知られている型式の、無線周波数(RF)通信システムを含む。例えば、1つの改良型の例として、RFトランシーバ1410と変調器装置1412が具備されていて、一般的に良く知られている「ブルートゥースTM」無線インタフェース基準に適合している。「第3世代」(3G)ブルートゥース無線技術は、使用者が無線を使用し、種々の通信装置、例えば移動体機器(例えば、セルラ電話機、PDA、ノート型コンピュータローカルまたは遠隔患者監視ステーション)およびデスクトップコンピュータまたはその他の固定装置との間での瞬時接続を可能とする。ブルートゥースは無線周波数伝送を使用するので、データの伝送は実時間で行われる。ブルートゥース技術ポイント間およびポイントと複数接続の両方をサポートしている。複数の「スレーブ」機器を「マスタ」機器と通信するように設定できる。このやり方で、本発明のNIBPM1406がブルートゥース無線様式を装備している場合、モニタ1342部に配置されている患者モニタ受信機1427を含む、その他のブルートゥース適合移動体または固定機器直接通信したり、またはセルラ電話機、PDA、ノート型コンピュータ、またはデスクトップ・コンピュータの様なその他のブルートゥース可能機器と通信を行う。

0112

モニタ受信機1427は、ブルートゥース互換トランシーバ1429を含み、これはNIBPM装置上の対応するトランシーバ1410から放射されたRFエネルギーの形で二値デジタル・データを受信し、その二値データをインタフェース回路800,900,1100のDAC830への入力用復号するように適合されている。従って、無線リンク1402の動作は、インタフェース回路と患者モニタ1342に対して効果的に透過である。

0113

モニタ受信機ユニット1427は、物理的に患者モニタ・ソケット1340と整合し(直接または、先に説明したように中間アダプタ1324を介して)、ユニット1427が単にソケット1440に「挿入」するだけで保持されるように構成されている。ユニット1427のブルートゥース・トランシーバ1429およびインタフェース回路800,900,1100の構成部品(同様に、その他の付属の電子部品)は、容易に受信機1427の長方形形状因子図14a)の中に含むことが可能である、もっとも他の形状(例えば円筒形、球形、正方形など)も使用できることは理解されよう。加えて、装置1400内でのスペースを省略する目的で、NIBPM装置1400の信号処理およびトランシーバ/変調器構成部品を、半導体製造技術では一般的に良く知られている型式の、完全集積「システム・オンチップ」(SoC)特定用途集積回路(ASIC)内に組み込めることは理解されよう。SoC ASICは、なかんずく、デジタル信号処理装置(DSP)コア組み込み型プログラムおよびデータ・ランダムアクセスメモリRFトランシーバ回路、変調器、アナログ/デジタル変換器(ADC)、および受信機1427への血圧(または他の)データのサンプリング、変換、処理、および伝送に必要なアナログ・インタフェース回路を組み込んでいる。SoC素子の設計はVHSICハードウェア記述言語(VHDL)を当該技術分野で良く知られている型式の設計および組立ツールと共に使用して行われる。0.18ミクロンのMOS基盤処理を用いて図示されている実施例の素子を製造するが、必要とされる集積の程度に応じて、例えば0.35ミクロンまたは0.1ミクロンを含むその他の半導体製造処理工程で置き換えることも可能である。

0114

これに代わって、本発明のNIBPM(または他の同等の装置)を使用して血圧監視/分析を実施中の多くの異なる被検体を、単一のモニタ受信機1427を使用し、中央集中化された位置で実時間で監視することが可能である。特にモニタ受信機1427およびトランシーバ1429は、遠隔装置(例えばNIBPM)から複数の(現在は、一般的なブルートゥース・アーキテクチャの下で7つ、もちろんこの様な数は増減可能である)信号を受信できるように適合されており、これにより個々の信号はマルチプレクスされるか、またはインタフェース回路800,900,1100で並列処理される。従ってその様なマルチプレクスされるか、または並列チャンネル・データを受信するように構成された受信機を、複数の被検体を一度に監視するように使用できる。

0115

ブルートゥース適合装置は、なかんずく2.4GHISM帯域で動作する。ISM帯域は、医療施設を含む、無免許使用者専用であり、これにより無制限の周波数スペクトル接続が好適に許されている。図14のトランシーバ1410からの最大放射電力レベルは、mWの程度であり、放射された電磁エネルギーによって被検体の生理現象に悪影響を与えることは無い。無線遠距離通信技術では良く知られているように、トランシーバ1410のアンテナ部品(図示せず)から放射された電力はまた、トランシーバ1410の相対的近さに基づいて制御され調整されており、これにより被検体の身体に照射される電磁量が更に削減される。

0116

図示された実施例の変調器1412は、1つまたは複数の周波数シフトキー変体、例えば当該技術分野で良く知られている、ガウス周波数シフト・キー(GFSK)またはガウス最少シフト・キー(GMSK)を使用してデータを搬送波上に変調しているが、その他の型式の変調(例えば、位相変調または振幅変調)も使用できる。

0117

装置のスペクトル接続は周波数分割多元接続FDMA)、周波数ホッピング拡散スペクトル(FHSS)、疑似雑音拡散符号を使用した直接シーケンス拡散スペクトル(DSS、符号分割多元接続を含む)、または時分割多元接続を、使用者の必要性に応じて利用して行える。例えば、IEEE基準802.11に準拠した装置は、必要で有れば先に説明したように、ブルートゥース・トランシーバ/変調器構成用のプローブ代用できる。システムが要求する帯域幅順応することの出来る文字通り全ての無線インタフェースが使用できる。更に別の実施例として、赤外線装置(例えば、赤外線データ連合「IrDA」)を先に述べたRFリンク1402の代わりに、またはそれと一緒に使用することができる。

0118

(処置の提供方法
次に図15を参照すると、先に述べた血流力学的評価と、インタフェース回路装置を用いて被検体に処置を提供するための方法が詳細に説明されている。以下の処置方法は生体被検体の動脈血圧監視に関連してなされているが、血圧以外のパラメータを本発明の方法を用いて監視することも、他の治療のコースまたは処置が提供できることは理解されよう。

0119

図15に図示されるように、方法1500の第1ステップ1502は、被検体から、先に説明したNIBPMの様な検知装置を使用してデータを獲得することを含む。被検体から得られたデータは被検体の、例えば橈骨動脈から得られた血流力学的データ(例えば、圧力、速度、運動エネルギー)を含む。次にステップ1504で、少なくとも部分的にステップ1502で得られたデータに基づき、デジタル領域信号が生成される;血圧信号の生成は、先に述べた係属の米国特許および先に組み込んだ明細書に明示的に記述されている。次に、ステップ1506で、デジタル領域信号がインタフェース回路800,900,1100を用いて調整され、アナログ信号を生成する。此処で先に説明したように、インタフェース回路はなかんずく、データをデジタル領域からアナログ領域に変換した後に、所望の「対象」装置、この場合当該技術分野で良く知られている型式の受動抵抗ブリッジ回路、で生成されるであろう出力をほぼ複製するように、データに伝達関数が適用される。

0120

次に調整されたアナログ信号がステップ1508で、患者監視装置に与えられ、後者は所望のパラメータの表示を実時間で生成する。この様な表示は、例えば、被検体から得られた心臓収縮期、心臓拡張期および平均圧力波形の校正された表示、またはこれに代わって心臓収縮期、心臓拡張期および平均圧力のデジタル値の様な他の表示を含む。最後に、ステップ1510で処置が生体被検体に対して、ステップ1508のパラメータ表示に基づいて提供される。治療提供者は表示された表示に基づいて処置コース、例えば投薬管理、または監視項目の追加、を予め記述する。これに代わる方法として、校正された測定値が長期間に渡って収集され、被検体の循環システムの状態または応答によって長期傾向が分析される。更に別の方法として、処置が患者モニタへの信号出力(またはその導出信号)に基づいて自動的に提供される、例えば患者の平均血圧レベルの急速低下の注意を喚起するための警報音の発生、またはNIBPM、またはその被検体で使用されている他の監視装置に関連するパラメータの調整などである。

0121

本発明のいくつかの特徴を1つの方法のステップの特定シーケンスに関連して説明してきたが、これらの説明は本発明の広範な方法を図示するだけが目的であり、特定のアプリケーションの要求に従って修正変更可能であることは理解されよう。雨種のステップは或る環境下では不要であったり、またはオプションとなろう。加えて、或るステップまたは機能が開示された実施例に追加されたり、または2つまたはいくつかのステップの実行順序入れ替えが行われよう。その様な変形は此処で開示され特許請求されている本発明の範囲に含まれるものと考える。

0122

上記の詳細な説明は、種々の実施例に適用される本発明の新規な機能を示し、説明しそして指摘してきたが、種々の省略、代替、および装置の詳細または図示された処理手順の詳細な形式での変更が、当業者には本発明から逸脱することなく行えることは理解されよう。先の説明は現在熟慮された本発明を実施するための最良の方法である。この説明は制限を意味するのではなく、むしろ本発明の一般的原理を図示するものと捉えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲を参照して決定されるべきである。

0123

優先権
本明細書は、同一名称で2002年1月30日に出願された、米国特許明細書シリアル番号第10/060,646号、およびPCT明細書PCT/US03/03020号に対して優先権を主張する。

図面の簡単な説明

0124

図1は使い捨て圧力変換器(DPT)で使用される受動抵抗ブリッジからの出力信号にエネルギーを供給し復元するために使用される、従来技術による回路例の図式図である。
図2図1と電気的に等価な平衡ブリッジ回路の図式図である。
図3図2の等価回路の図式図であるが、不平衡状態であることが異なる。
図4図3と電気的に等価な、不平衡ブリッジ回路の図式図である。
図5図4の不平衡ブリッジ回路の図式図であるが、回路がブリッジ抵抗値Rbのみを反映するように簡略化されている点が異なる。
図6は非DPT信号源を固定DC駆動電圧患者モニタにインタフェースするように適合された従来技術例の図式図である。
図7は、従来技術例による受動ブリッジ素子の図式図であり、ブリッジの駆動入力に供給された正弦波励起信号への応答を図示する。
図8は本発明によるインタフェース回路の1つの実施例の図式図である。
図9は本発明によるインタフェース回路の第2の実施例の部分図であり、此処で光絶縁器アイソレータ)がDACへのデータ経路内に配置されており、これによって電気的な絶縁がなされている。
図10図8または図9のインタフェース回路と関連してオプション的に使用される、切断(デイスコネクト)回路の実施例の図式図である。
図10a図10の切断回路の比較器に関連する、ウィンドウ機能の動作を図示するグラフである。
図11は本発明のインタフェース回路の第3の実施例の図式図であり、自己テスト機能を含む。
図11は本発明のインタフェース回路の第3の実施例の図式図であり、自己テスト機能を含む。
図11は本発明のインタフェース回路の第3の実施例の図式図であり、自己テスト機能を含む。
図11は本発明のインタフェース回路の第3の実施例の図式図であり、自己テスト機能を含む。
図12は第1装置の時間変化出力を、本発明に基づき適用された第2装置を用いてシミュレーションするための方法の1つの実施例を図示する論理流れ図である。
図13は本発明に基づく、生体被検体の血圧を非観血的に測定するための装置の1つの実施例の機能ブロック図である。
図13aは生体被検体の血圧を非観血的に測定するための装置の第2の実施例の機能ブロック図であり、此処でインタフェース回路が患者モニタの近くに配置されている。
図14は生体被検体の血圧を非観血的に測定するための装置の第3の実施例の機能ブロック図であり、無線(例えばラジオ周波数ISM帯域)データ・リンクを組み込んでいる。
図14aはこの装置のモニタ受信機ユニットの1つの実施例の斜視図であり、その形状係数フォーム・ファクタ)を図示する。
図15は先に述べた装置および方法を用いて、被検体に処置を提供するための方法の1つの実施例を図示する論理流れ図である。

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