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技術 無線受信回路および無線携帯機器

出願人 シャープ株式会社
発明者 河間修一飯塚邦彦
出願日 2004年2月23日 (16年10ヶ月経過) 出願番号 2004-046795
公開日 2005年9月2日 (15年3ヶ月経過) 公開番号 2005-236899
状態 特許登録済
技術分野 スーパーヘテロダイン受信機 電話機の回路等 伝送の細部、特殊媒体伝送方式 電話機の機能
主要キーワード IC化 販売シェア ディジタルバンド 無線携帯機器 最適特性 I信号 周波数逓 差動出力間
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図面 (7)

課題

アンテナで受信した高周波無線信号ダウンコンバートして所望チャネルの信号を取り出す無線受信回路において、集積回路への集積化および消費電力の削減が可能であり、かつ回路設計が容易な無線受信回路、およびそれを用いた無線携帯機器を提供する。

解決手段

信号入力端信号出力端との間に接続されたミキサ5・6、バッファ7・8、および能動型ローパスフィルタ9・10と、能動型ローパスフィルタ9・10では除去できない妨害波を除くための2次の受動型ローパスフィルタを備える無線受信回路において、一端がバッファ7・8の入力端に接続され他端が接地されたキャパシタ12・13と、一端がバッファ7・8の出力端に接続され他端が接地されたキャパシタ14・15とを設け、キャパシタ12〜15が、それらの前後の構成要素の入出力インピーダンスとの組み合わせにより、2次の受動型ローパスフィルタとして機能するように構成する。

概要

背景

近年、携帯電話機携帯テレビ等の無線携帯機器に使われる無線受信回路として、従来主流であったヘテロダイン方式受信回路の他に、ダイレクトコンバージョン方式あるいは低IF(Intermediate Frequency;中間周波数)方式の受信回路が使われるようになってきた。ここで、受信回路とはいわゆるチューナと呼ばれるものであって、アンテナが受信した全ての高周波信号から所望チャネルの信号を取り出し、十分な振幅を持つベースバンド信号に変換するまでの回路を指す。

ヘテロダイン方式の受信回路は、1段または2段の中間周波数回路とその前後のフィルタとで所望チャネル以外の妨害波をほとんど除去できるというメリットを持つ。1段の中間周波数回路を持つヘテロダイン方式の受信回路をシングルコンバージョン方式の受信回路、2段の中間周波数回路を持つヘテロダイン方式の受信回路をダブルコンバージョン(あるいはデュアルコンバージョン)方式の受信回路と呼ぶ。

一方、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路は、妨害波がほとんど除去されずにベースバンド回路に入力されるので、ベースバンド回路の前に、高パワー妨害波を十分に減衰させるための急峻な減衰特性と耐飽和特性とを持つフィルタを必要とする。ただし、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路は、回路構成が簡単なため消費電力が少なくて済むので、上記無線携帯機器用の無線受信回路に使われるようになった。

なお、低IF方式の受信回路は、シングルコンバージョン方式の受信回路ではあるが、中間周波数は、ベースバンド信号帯域の数倍程度の低周波数でありベースバンド周波数に近いため、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路とほとんど同様の特徴を持つ。そこで、以降の記述においては、特段の言及が無い限り、低IF方式の受信回路が「ダイレクトコンバージョン方式の受信回路」に暗黙的に含まれているものとする。したがって、以降の記述においては、特段の言及が無い限り、ベースバンド回路は、低周波数(ベースバンド信号帯域の数倍程度)の中間周波数回路を含むものとする。

従来、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路におけるベースバンド回路に前置されるフィルタとして、複数の受動素子、例えば、インダクタおよびキャパシタ、あるいは、抵抗およびキャパシタからなる受動型ローパスフィルタと、受動素子および能動素子トランジスタ類)を用いた能動型ローパスフィルタとを組み合わせたものがある(例えば、特許文献1参照。)。

具体的には、図6に示すとおり、この受信回路は、高周波無線信号を受信するアンテナ41と、アンテナ41で受信された高周波の無線信号のうち、この受信回路が必要とする所定の周波数帯域のみを通過させるバンドパスフィルタ42と、バンドパスフィルタを通過した信号を増幅する低雑音アンプ43と、低雑音アンプ43の出力信号に対して局部発振周波数の信号(局部発振信号)を混合することによりベースバンドの信号IおよびQへのダウンコンバートを行う2つのミキサ45・46と、所望チャネルの中心周波数と等しい周波数位相差が90度の2つの信号を発振させ、これら信号を局部発振周波数の信号として2つのミキサ45・46に与える電圧制御発振器VCO)44と、ベースバンドの信号IおよびQに対する信号処理を行うベースバンド回路51とを備えている。

そして、2種類の受動型ローパスフィルタ(受動型ローパスフィルタ59・60および受動型ローパスフィルタ61・62)と、1種類の能動型ローパスフィルタ49・50とを、ベースバンド回路51の前、すなわちミキサとベースバンド回路51との間に配置している。2種類の受動型ローパスフィルタ59・60および61・62のうち、受動型ローパスフィルタ59・60は隣接チャネル(所望のチャネルに隣接するチャネル)より高い周波数の妨害波を除去し、もう1種類の受動型ローパスフィルタ61・62は、次段の能動型ローパスフィルタ49・50が機能しない(能動型ローパスフィルタ49・50によって除去されない)高周波の妨害波を除去する。また、能動型ローパスフィルタ49・50は、隣接チャネルの妨害波を除去する。
国際公開00/51251号パンフレット(2000年8月31日公開) (第16〜21頁、図12〜図19)

概要

アンテナで受信した高周波の無線信号をダウンコンバートして所望チャネルの信号を取り出す無線受信回路において、集積回路への集積化および消費電力の削減が可能であり、かつ回路設計が容易な無線受信回路、およびそれを用いた無線携帯機器を提供する。信号入力端信号出力端との間に接続されたミキサ5・6、バッファ7・8、および能動型ローパスフィルタ9・10と、能動型ローパスフィルタ9・10では除去できない妨害波を除くための2次の受動型ローパスフィルタを備える無線受信回路において、一端がバッファ7・8の入力端に接続され他端が接地されたキャパシタ12・13と、一端がバッファ7・8の出力端に接続され他端が接地されたキャパシタ14・15とを設け、キャパシタ12〜15が、それらの前後の構成要素の入出力インピーダンスとの組み合わせにより、2次の受動型ローパスフィルタとして機能するように構成する。

目的

そこで、本発明の目的は、ダイレクトコンバージョン方式または低IF方式の受信回路の主要回路を1チップあるいは2チップ程度にIC化(集積回路に集積すること)することが可能となるように、ベースバンド回路または低中間周波数回路に前置されるローパスフィルタを、そのフィルタによる新たな消費電力を必要とすることなく受信回路内に実現することにある。実際には、アンテナや、電源グランド間電圧変動雑音混入を防ぐバイパスコンデンサなどを含めた受信回路全てを1チップ化することは、まだまだ先のことであるが、本発明は、主要回路を1チップあるいは2チップ程度にIC化することを目指す

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
1件

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請求項1

アンテナで受信した高周波無線信号ダウンコンバートして所望チャネルの信号を取り出す無線受信回路において、信号入力端信号出力端との間に直列にこの順で接続された第1の構成要素、第2の構成要素、および第3の構成要素と、一端が第2の構成要素の入力端に接続された第1のキャパシタと、一端が第2の構成要素の出力端に接続された第2のキャパシタとを備え、第1のキャパシタおよび第2のキャパシタは、それらの直前の構成要素の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素の入力インピーダンスとの組み合わせにより、2次のローパスフィルタとして機能するように構成されていることを特徴とする無線受信回路。

請求項2

第1の構成要素は、高周波の無線信号を局部発振信号と混合することによりダウンコンバートするミキサであることを特徴とする請求項1記載の無線受信回路。

請求項3

第3の構成要素は、ダウンコンバートされた信号の高周波成分を減衰させる能動フィルタであり、第1のキャパシタおよび第2のキャパシタは、それらの直前の構成要素の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素の入力インピーダンスとの組み合わせにより、上記能動フィルタによって減衰されない高周波成分を減衰させるローパスフィルタとして機能するように構成されていることを特徴とする請求項2記載の無線受信回路。

請求項4

第3の構成要素は、スイッチトキャパシタフィルタであり、第1のキャパシタおよび第2のキャパシタは、それらの直前の構成要素の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素の入力インピーダンスとの組み合わせにより、エイリアシング成分を除去するアンチエイリアシングフィルタとして機能するように構成されていることを特徴とする請求項2記載の無線受信回路。

請求項5

第3の構成要素は、所望チャネルのアナログ信号ディジタル信号に変換するためのアナログディジタル変換器であり、第1のキャパシタおよび第2のキャパシタは、それらの直前の構成要素の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素の入力インピーダンスとの組み合わせにより、エイリアシング成分を除去するアンチエイリアシングフィルタとして機能するように構成されていることを特徴とする請求項2記載の無線受信回路。

請求項6

第2の構成要素の出力端と第3の構成要素の入力端との間に接続された第4の構成要素と、一端が第4の構成要素の出力端に接続された第3のキャパシタとを備え、第1のキャパシタ、第2のキャパシタ、および第3のキャパシタは、それらの直前の構成要素の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素の入力インピーダンスとの組み合わせにより、3次のローパスフィルタとして機能するように構成されていることを特徴とする請求項1記載の無線受信回路。

請求項7

第2の構成要素は、増幅器である請求項1記載の無線受信回路。

請求項8

第1のキャパシタおよび第2のキャパシタは、それぞれのキャパシタより後段の構成要素の妨害波による飽和を防止するように構成されていることを特徴とする請求項1記載の無線受信回路。

請求項9

少なくとも第1のキャパシタの直前の構成要素から第2のキャパシタの直後の構成要素までの一連の構成要素が、集積回路集積化されていることを特徴とする請求項1に記載の無線受信回路。

請求項10

請求項1ないし9のいずれか1項に記載の無線受信回路を備えていることを特徴とする無線携帯機器

技術分野

0001

本発明は、無線受信回路およびそれを用いた無線携帯機器に関し、さらに詳しくは、アンテナで受信した高周波無線信号ベースバンド信号または、ベースバンド信号帯域の数倍程度の低周波数中間周波信号周波数変換して所望チャネルの信号を取り出すダイレクトコンバージョン方式あるいは低IF方式の無線受信回路に好適な無線受信回路、およびそれを用いた携帯電話機携帯テレビ等の無線携帯機器に関する。

背景技術

0002

近年、携帯電話機や携帯テレビ等の無線携帯機器に使われる無線受信回路として、従来主流であったヘテロダイン方式受信回路の他に、ダイレクトコンバージョン方式あるいは低IF(Intermediate Frequency;中間周波数)方式の受信回路が使われるようになってきた。ここで、受信回路とはいわゆるチューナと呼ばれるものであって、アンテナが受信した全ての高周波信号から所望チャネルの信号を取り出し、十分な振幅を持つベースバンド信号に変換するまでの回路を指す。

0003

ヘテロダイン方式の受信回路は、1段または2段の中間周波数回路とその前後のフィルタとで所望チャネル以外の妨害波をほとんど除去できるというメリットを持つ。1段の中間周波数回路を持つヘテロダイン方式の受信回路をシングルコンバージョン方式の受信回路、2段の中間周波数回路を持つヘテロダイン方式の受信回路をダブルコンバージョン(あるいはデュアルコンバージョン)方式の受信回路と呼ぶ。

0004

一方、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路は、妨害波がほとんど除去されずにベースバンド回路に入力されるので、ベースバンド回路の前に、高パワー妨害波を十分に減衰させるための急峻な減衰特性と耐飽和特性とを持つフィルタを必要とする。ただし、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路は、回路構成が簡単なため消費電力が少なくて済むので、上記無線携帯機器用の無線受信回路に使われるようになった。

0005

なお、低IF方式の受信回路は、シングルコンバージョン方式の受信回路ではあるが、中間周波数は、ベースバンド信号帯域の数倍程度の低周波数でありベースバンド周波数に近いため、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路とほとんど同様の特徴を持つ。そこで、以降の記述においては、特段の言及が無い限り、低IF方式の受信回路が「ダイレクトコンバージョン方式の受信回路」に暗黙的に含まれているものとする。したがって、以降の記述においては、特段の言及が無い限り、ベースバンド回路は、低周波数(ベースバンド信号帯域の数倍程度)の中間周波数回路を含むものとする。

0006

従来、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路におけるベースバンド回路に前置されるフィルタとして、複数の受動素子、例えば、インダクタおよびキャパシタ、あるいは、抵抗およびキャパシタからなる受動型ローパスフィルタと、受動素子および能動素子トランジスタ類)を用いた能動型ローパスフィルタとを組み合わせたものがある(例えば、特許文献1参照。)。

0007

具体的には、図6に示すとおり、この受信回路は、高周波の無線信号を受信するアンテナ41と、アンテナ41で受信された高周波の無線信号のうち、この受信回路が必要とする所定の周波数帯域のみを通過させるバンドパスフィルタ42と、バンドパスフィルタを通過した信号を増幅する低雑音アンプ43と、低雑音アンプ43の出力信号に対して局部発振周波数の信号(局部発振信号)を混合することによりベースバンドの信号IおよびQへのダウンコンバートを行う2つのミキサ45・46と、所望チャネルの中心周波数と等しい周波数位相差が90度の2つの信号を発振させ、これら信号を局部発振周波数の信号として2つのミキサ45・46に与える電圧制御発振器VCO)44と、ベースバンドの信号IおよびQに対する信号処理を行うベースバンド回路51とを備えている。

0008

そして、2種類の受動型ローパスフィルタ(受動型ローパスフィルタ59・60および受動型ローパスフィルタ61・62)と、1種類の能動型ローパスフィルタ49・50とを、ベースバンド回路51の前、すなわちミキサとベースバンド回路51との間に配置している。2種類の受動型ローパスフィルタ59・60および61・62のうち、受動型ローパスフィルタ59・60は隣接チャネル(所望のチャネルに隣接するチャネル)より高い周波数の妨害波を除去し、もう1種類の受動型ローパスフィルタ61・62は、次段の能動型ローパスフィルタ49・50が機能しない(能動型ローパスフィルタ49・50によって除去されない)高周波の妨害波を除去する。また、能動型ローパスフィルタ49・50は、隣接チャネルの妨害波を除去する。
国際公開00/51251号パンフレット(2000年8月31日公開) (第16〜21頁、図12〜図19)

発明が解決しようとする課題

0009

受信回路を究極的には1チップ化、つまり受信回路をICの同一基板上に実現することで、受信回路の占有面積が少なくなり、また部品コストも下がる。そのため、この受信回路の1チップ化が携帯電話機や携帯テレビ等の携帯無線機器において求められている。この場合、携帯無線機器を内部の電池だけで長時間動作させなければならないので、受信回路は低消費電力でなければならない。

0010

そこで、本発明の目的は、ダイレクトコンバージョン方式または低IF方式の受信回路の主要回路を1チップあるいは2チップ程度にIC化集積回路集積すること)することが可能となるように、ベースバンド回路または低中間周波数回路に前置されるローパスフィルタを、そのフィルタによる新たな消費電力を必要とすることなく受信回路内に実現することにある。実際には、アンテナや、電源グランド間電圧変動雑音混入を防ぐバイパスコンデンサなどを含めた受信回路全てを1チップ化することは、まだまだ先のことであるが、本発明は、主要回路を1チップあるいは2チップ程度にIC化することを目指す

0011

図6の受信回路をIC化するとき、キャパシタおよびインダクタからなる受動型ローパスフィルタ59〜62が問題になる。これらフィルタのカットオフ周波数が10MHz程度でもキャパシタのキャパシタンスが数十pFなら、インダクタのインダクタンスは数μH程度になってしまう。このようなインダクタンスを持つインダクタを他の素子と共にICの同一基板上に実現させることは不可能に近い。

0012

そこで、この問題を解決する手法として、インダクタを、IC内で比較的広範囲の値(抵抗値)を実現できる抵抗に置き換え、ローパスフィルタを抵抗およびキャパシタで構成することが考えられる。

0013

しかしながら、インダクタおよびキャパシタからなるローパスフィルタは理想的には電力損失を生じないのに対し、抵抗およびキャパシタからなるローパスフィルタは、抵抗による電力損失を生じる。なお、ローパスフィルタの信号源として、電圧あるいは電流のみを考えればよい場合がある。この場合でも、抵抗による信号電圧あるいは信号電流損失がある。そのため、ローパスフィルタ自身はもちろんローパスフィルタの前後の回路についても、抵抗およびキャパシタからなるローパスフィルタを挿入することによる信号電力あるいは電圧、電流の損失(いわゆる挿入損失挿入ロス)を考慮した設計を行わなくてはならない。そのため、新たな増幅回路が必要になる。また、信号電力あるいは電圧、電流の損失が生じるために、ローパスフィルタの入出力インピーダンスと、その前後の回路のインピーダンスとのインピーダンスマッチングを考慮した設計を行わなくてはならない。このインピーダンスマッチングは、フィルタがインダクタを含まないため、インダクタの調整により行うことができない。そのため、インピーダンスマッチングのためにローパスフィルタの前後にエミッタフォロワ回路ソースフォロワ回路等の能動型インピーダンス変換回路などのバッファが必要になる。これら増幅回路やバッファの追加は、消費電力の増加につながる。

0014

以上により、抵抗およびキャパシタからなる高次の受動型ローパスフィルタを持つ受信回路を低消費電力およびIC化することは難しく、また、この受動型ローパスフィルタおよびこのローパスフィルタ前後の回路の設計が非常に難しい。

0015

本発明は、上記従来の課題に鑑みなされたものであり、その目的は、集積回路への集積化および消費電力の削減が可能であり、かつ、回路設計が容易な無線受信回路、およびそれを用いた無線携帯機器を提供することにある。

課題を解決するための手段

0016

本発明に係る無線受信回路は、上記の課題を解決するために、アンテナで受信した高周波の無線信号をダウンコンバート(周波数逓降)して所望チャネルの信号を取り出す無線受信回路において、信号入力端信号出力端との間に直列にこの順で接続された第1の構成要素、第2の構成要素、および第3の構成要素と、一端が第2の構成要素の入力端に接続された第1のキャパシタと、一端が第2の構成要素の出力端に接続された第2のキャパシタとを備え、第1のキャパシタおよび第2のキャパシタは、それらの直前の構成要素の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素の入力インピーダンスとの組み合わせにより、2次のローパスフィルタとして機能するように構成されていることを特徴としている。

0017

なお、本願明細書において、「構成要素」は、単独で何らかの機能を果たす素子群である機能ブロックのみならず、機能ブロックを構成する複数の要素の1つ(素子または素子群)をも含むものとする。また、「(第1のキャパシタおよび第2のキャパシタの)直前の構成要素」は、第1のキャパシタまたは第2のキャパシタの一端が接続された出力端を持つ構成要素を指し、「(第1のキャパシタおよび第2のキャパシタの)直後の構成要素」は、第1のキャパシタまたは第2のキャパシタの一端が接続された入力端を持つ構成要素を指す。

0018

また、第1のキャパシタは、第1の構成要素の出力端に対して、直接的に接続されていてもよく、他の構成要素を介して接続されていてもよい。また、第2のキャパシタは、第3の構成要素の入力端に対して、直接的に接続されていてもよく、他の構成要素を介して接続されていてもよい。

0019

本願発明の無線受信回路は、特に、アンテナで受信した高周波の無線信号をベースバンド信号にダウンコンバートして所望チャネルの信号を取り出すダイレクトコンバージョン方式の無線受信回路において、あるいはアンテナで受信した高周波の無線信号を低周波数の中間周波信号(ベースバンド信号帯域の数倍程度の周波数の中間周波信号)にダウンコンバートして所望チャネルの信号を取り出す低IF方式の無線受信回路に好適である。

0020

本発明の無線受信回路は、上記構成の無線受信回路において、第1の構成要素は、高周波の無線信号を局部発振信号と混合することによりダウンコンバートする(特にベースバンド信号または、ベースバンド信号帯域の数倍程度の低周波数の中間周波信号にダウンコンバートする)ミキサである構成であることが好ましい。これにより、2次のローパスフィルタによって、比較的低い周波数の高周波成分を除去することが可能となる。

0021

本発明の無線受信回路は、第1の構成要素がミキサである上記構成の無線受信回路において、第3の構成要素は、ダウンコンバートされた信号の高周波成分を減衰させる能動フィルタ(能動型ローパスフィルタまたは能動型バンドパスフィルタ)であり、第1のキャパシタおよび第2のキャパシタは、それらの直前の構成要素の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素の入力インピーダンスとの組み合わせにより、上記能動フィルタによって減衰されない高周波成分を減衰させるローパスフィルタとして機能するように構成されていてもよい。

0022

上記構成では、ミキサにより所望チャネルの周波数が低くなり、妨害波の周波数がミキサにより低くなってもまだ所望チャネルより十分周波数が高いとき、能動フィルタで減衰できない高周波成分の妨害波を第1および第2のキャパシタによるローパスフィルタで除去できる。それゆえ、この妨害波による信号の復調への悪影響を取り除くことができる。

0023

なお、「能動フィルタ」とは、オペアンプやトランジスタなどの能動素子と、抵抗、キャパシタ、インダクタなどの受動素子とを組み合わせることによって構成されたフィルタである。

0024

本発明の無線受信回路は、第1の構成要素がミキサである上記構成の無線受信回路において、第3の構成要素は、スイッチトキャパシタフィルタであり、第1のキャパシタおよび第2のキャパシタは、それらの直前の構成要素の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素の入力インピーダンスとの組み合わせにより、エイリアシング成分を除去するアンチエイリアシングフィルタとして機能するように構成されていてもよい。

0025

上記構成によれば、エイリアシング成分を除去するためにスイッチトキャパシタの前に配置することが必要なアンチエイリアシングフィルタを第1および第2のキャパシタによって実現できる。ここで、ミキサにより所望チャネルの周波数が低くなる場合、この所望チャネルの周波数より高い周波数のエイリアシング成分を、第1および第2のキャパシタによるアンチエイリアシングフィルタで除去できる。それゆえ、この妨害波による信号の復調への悪影響を取り除くことができる。

0026

本発明の無線受信回路は、第1の構成要素がミキサである上記構成の無線受信回路において、第3の構成要素は、所望チャネルのアナログ信号ディジタル信号に変換するためのアナログディジタル変換器であり、第1のキャパシタおよび第2のキャパシタは、それらの直前の構成要素の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素の入力インピーダンスとの組み合わせにより、エイリアシング成分を除去するアンチエイリアシングフィルタとして機能するように構成されていてもよい。

0027

上記構成によれば、エイリアシング成分を除去するためにアナログ/ディジタル変換器の前に配置することが必要なアンチエイリアシングフィルタを第1および第2のキャパシタによって実現できる。ここで、ミキサにより所望チャネルの周波数が低くなる場合、この所望チャネルの周波数より高い周波数のエイリアシング成分を、第1および第2のキャパシタによるアンチエイリアシングフィルタで除去できる。それゆえ、この妨害波による信号の復調への悪影響を取り除くことができる。

0028

本発明の無線受信回路は、第1の構成要素がミキサである上記構成の無線受信回路において、第2の構成要素は増幅器(好ましくバッファ回路)であってもよい。この構成では、第1のキャパシタと第2のキャパシタとの間に増幅器が介在するので、第1のキャパシタとその前後の構成要素との組み合わせによる1次のローパスフィルタの特性と、第2のキャパシタとその前後の構成要素との組み合わせによる1次のローパスフィルタの特性とが、互いに影響を与えにくくなる。その結果、第1および第2のキャパシタとその前後の回路との設計がさらに容易になる。

0029

本発明の無線受信回路は、上記構成の無線受信回路において、第2の構成要素の出力端と第3の構成要素の入力端との間に接続された第4の構成要素と、一端が第4の構成要素の出力端に接続された第3のキャパシタとを備え、第1のキャパシタ、第2のキャパシタ、および第3のキャパシタは、それらの直前の構成要素の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素の入力インピーダンスとの組み合わせにより、3次のローパスフィルタとして機能するように構成されていてもよい。これにより、設計の容易な3次のローパスフィルタを備える無線受信回路を実現することができる。

0030

本発明の無線受信回路は、上記構成の無線受信回路において、第1のキャパシタおよび第2のキャパシタは、それぞれのキャパシタより後段の構成要素の妨害波による飽和を防止するように構成されていてもよい。

0031

上記構成では、周波数の高い妨害波によるそれぞれの構成要素が飽和する入力レベルは異なるが、それぞれの構成要素が飽和しないようにキャパシタを配置することが可能である。その際、設計時に、他の回路パラメータを調整しないで、この配置やキャパシタのキャパシタンスを最適化することができる。

0032

本発明の無線受信回路は、上記構成の無線受信回路において、少なくとも第1のキャパシタの直前の構成要素から第2のキャパシタの直後の構成要素までの一連の構成要素が、集積回路に集積化されていることが好ましい。これにより、無線受信回路をさらに小型化することができる。

0033

本発明の無線携帯機器は、本発明の無線受信回路を備えている構成である。

発明の効果

0034

本発明の無線受信回路では、第2の構成要素の入出力端に接続した第1および第2のキャパシタのみによって2次のローパスフィルタを構成することができる。それゆえ、フィルタによる通過帯域での損失がほとんどないので、回路の設計を、フィルタの挿入による通過帯域での損失や、フィルタとフィルタ前後の回路とのインピーダンスマッチングをほとんど考慮することなく簡単に行うことができる。

0035

また、フィルタとフィルタ前後の回路とのインピーダンスマッチングのためのバッファや、フィルタの挿入による損失をカバーするための増幅回路などの回路を別途追加しないですむので、消費電力の増加を抑えることができる。

0036

また、この無線受信回路では、第1のキャパシタの直前の構成要素から第2のキャパシタの直後の構成要素までの一連の構成要素にインダクタンス値の大きいインダクタが必要ないので、主要な構成要素、少なくとも第1のキャパシタの直前の構成要素から第2のキャパシタの直後の構成要素までの一連の構成要素を集積回路に集積化することができる。

0037

そして、本発明の無線受信回路を無線携帯機器に用いることで、この無線携帯機器の開発期間の短縮や、無線携帯機器のバッテリー使用時間の増加(消費電力の削減)、無線携帯機器の小型化が実現できる。

発明を実施するための最良の形態

0038

〔実施の形態1〕
以下に、本発明の実施の形態による無線受信回路を、図面を参照して詳しく説明する。図1は、本発明の第1の実施の形態に係るダイレクトコンバージョン型の無線受信回路の構成を示すブロック図である。

0039

本実施の形態に係るダイレクトコンバージョン型の無線受信回路は、図1に示すように、高周波の無線搬送波を高周波の無線信号として受信するアンテナ1と、アンテナ1で受信された高周波の無線信号のうち、本無線受信回路が必要とする所定の周波数帯域のみを通過させる受動型のバンドパスフィルタ2と、バンドパスフィルタ2を通過した信号を増幅する低雑音アンプ3と、電圧制御発振器(VCO)4と、第1の構成要素としての2つのミキサ5・6と、第2の構成要素としてのバッファ(緩衝増幅器)7・8と、第3の構成要素としての能動型ローパスフィルタ(能動フィルタ)9・10と、ベースバンドの信号IおよびQに対して信号の復調を行うベースバンド回路11とを備えている。

0040

また、高周波の無線信号が入力されるアンテナ1(信号入力端)と、復調された信号が出力される信号出力端(ベースバンド回路11の出力端)との間では、アンテナ1、バンドパスフィルタ2、低雑音アンプ3、電圧制御発振器(VCO)4、ミキサ5、バッファ7、能動型ローパスフィルタ9、およびベースバンド回路11がこの順で直列に接続されており、また、アンテナ1、バンドパスフィルタ2、低雑音アンプ3、電圧制御発振器(VCO)4、ミキサ6、バッファ8、能動型ローパスフィルタ10、およびベースバンド回路11がこの順で直列に接続されている。

0041

電圧制御発振器(VCO)4は、所望チャネルの中心周波数と等しい周波数で位相差が90度の2つの信号を発振させ、これら信号を局部発振周波数の信号として2つのミキサ5・6に与えるものである。ミキサ5・6は、低雑音アンプ3の出力信号に対して局部発振周波数の信号(局部発振信号)を混合することによりベースバンドの信号へのダウンコンバートを行うものである。能動型ローパスフィルタ9・10は、ベースバンド内の所望チャネル以外の周波数帯域にある妨害波を除去するためのものである。

0042

アンテナ1で受信された高周波の無線信号は、受動型のバンドパスフィルタ2で本無線受信回路が必要とする周波数帯域以外の周波数成分が減衰される。そして、低雑音アンプ3でバンドパスフィルタ2を通過した信号が増幅される。なお、低雑音アンプ3は、利得が可変の場合がある。つまり、低雑音アンプ3は、所望チャネルの信号などを所望の振幅になるように利得を調整しうる構成であってもよい。そして、所望チャネルの中心周波数と等しい周波数で位相差が90度の2つの信号を電圧制御発振器4で発振させ、局部発振周波数の信号として2つのミキサ5・6に与える。低雑音アンプ3の出力は、2つのミキサ5・6に与えられ、ミキサ5・6で局部発振周波数の信号と混合されてダウンコンバートされ、位相差が90度の2つのベースバンド信号である同相信号I信号)および直交信号Q信号)からなる直交ベースバンド信号となる。ここでは、ミキサ5の出力信号を同相信号(I信号)、ミキサ6の出力信号を直交信号(Q信号)とする。

0043

また、ミキサ5・6の出力側にはそれぞれ、バッファ7・8が付加されている。これは、ミキサ5・6と能動型ローパスフィルタ9・10とを直接接続すると、次につながる能動型ローパスフィルタ9・10の入力インピーダンスが低かったり、ミキサ5・6の出力端子のDC(直流)電圧と能動型ローパスフィルタ9・10の入力端子DC電圧とが異なったりして、ミキサ5・6や能動型ローパスフィルタ9・10が正常に動作しないことがあるためである。バッファ7・8として最も簡単なものは、エミッタフォロワ回路や、ソースフォロワ回路などの回路がある。

0044

能動型ローパスフィルタ9・10は、ベースバンド内の所望チャネル信号以外にある妨害波を除去するために、所望チャネルの帯域幅とほぼ等しい通過帯域を持つ急峻なローパス特性を持つ。

0045

なお、ダイレクトコンバージョン方式では、電圧制御発振器4自身の局部発振信号が低雑音アンプ3の出力に漏れて、ミキサ5・6において自己ミキシングを起こし、ミキサ5・6の出力の直流成分の変動を引き起こす場合がある。この直流成分の変動を除くため、能動型ローパスフィルタ9・10を、バンドパスフィルタに変更してもよい。

0046

そして、能動型ローパスフィルタ9・10を通った所望チャネル信号は、ベースバンド回路11にて復調される。

0047

なお、図1の受信回路は、ミキサ5・6において高周波の信号がベースバンド信号帯域の数倍程度の低周波数の中間周波数信号にダウンコンバートされるように局部発振周波数の信号を変更することで、低IF方式に適用することができる。このようにして低IF方式に適用する場合には、能動型ローパスフィルタ9、10に代えて、バンドパスフィルタを用いてもよい。また、低IF方式に適用する場合には、ベースバンド回路11にて、信号復調処理の前に、中間周波数信号の中間周波数からベースバンド周波数へのダウンコンバートが行われる。

0048

そして、本発明に係る無線受信回路の特徴として、ミキサ5・6の出力およびバッファ7・8の出力それぞれと無線受信回路のグランドとの間に、キャパシタ12〜15が接続されている。より詳細には、キャパシタ12・13はそれぞれ、一端がミキサ5・6の出力端に接続され(すなわちバッファ7・8の入力端に接続され)、他端が接地されている。また、キャパシタ14・15はそれぞれ、一端がバッファ7・8の出力に接続され(すなわち能動型ローパスフィルタ9・10の入力端に接続され)、他端が接地されている。

0049

これらキャパシタ12〜15は、キャパシタ12〜15の前後に接続されている回路の入出力インピーダンスと共にローパスフィルタとして働く。すなわち、キャパシタ12〜15は、それらの直前の構成要素(前段回路)であるミキサ5・6およびバッファ7・8の出力インピーダンス、およびそれらの直後の構成要素(後段回路)であるバッファ7・8および能動型ローパスフィルタ9・10の入力インピーダンスとの組み合わせにより、ローパスフィルタとして機能する。これを図2で用いて説明する。図2は、フィルタリング特性を示す上記無線受信回路の分散配置フィルタを構成する複数のキャパシタのうちの1つと、そのキャパシタの前段回路の出力側および後段回路の入力側とで構成されるフィルタのフィルタリング特性を説明するための図であり、該フィルタの前段、後段回路の構成を抵抗成分のみで模式的に示す回路図である。

0050

キャパシタ12〜15をキャパシタンスCのキャパシタCとし、キャパシタCの前段回路(ミキサ5・6およびバッファ7・8のいずれか)の出力側の抵抗成分を、電圧Voの電圧源Voと、抵抗値Roの出力抵抗Roとの直列接続で表す。一方、キャパシタCの後段回路(バッファ7・8および能動型ローパスフィルタ9・10のいずれか)の入力側の抵抗成分を、抵抗値Riの入力抵抗Riとする。このとき、入力抵抗Riの両端に現れる電圧Viは、以下の式で表される。

0051

Vi=Ri|Vo|/(Ri+Ro+jωRiRoC) (1)
ここで、jは虚数、ωは電圧源Voの角周波数である。この式より、図2の回路は、カットオフ周波数が(Ri+Ro)/2πRiRoCである1次のローパスフィルタであることがわかる。すなわち、キャパシタ12〜15の各々が、1次のローパスフィルタとして機能することがわかる。つまり、図1の無線受信回路には、キャパシタ12およびキャパシタ14による2次のローパスフィルタと、キャパシタ13およびキャパシタ15による2次のローパスフィルタとが含まれていることになる。

0052

次に、このキャパシタ12〜15によって分散して配置されたフィルタ(以降、分散配置フィルタと呼ぶ)の動作を詳しく説明する。

0053

この無線受信回路において、妨害波レベルが大きく、受動型バンドパスフィルタ2だけではこの妨害波をほとんど減衰できない場合がある。例えば、この無線受信回路を用いた携帯テレビを使用者が見ているすぐそばで、他の誰かが携帯電話をかけている場合、周波数帯約100MHz〜700MHzのテレビ放送信号と共に、携帯電話が発信する800MHz〜1.9GHz帯の周波数の信号がアンテナ1に入力される。このとき、妨害波の入力レベルはテレビ放送信号の100dB以上になることがある。この様な場合、妨害波が受動型バンドパスフィルタ2で減衰されても、ミキサ5・6で周波数変換された妨害波がまだまだ大きなレベルで能動型ローパスフィルタ9・10に入力されることになる。そして、この妨害波は周波数変換後でも100MHz以上のかなり高い周波数を持つので、能動型ローパスフィルタ9・10ではフィルタリング機能が働かず、妨害波がそのままベースバンド回路11に入力され、所望のチャネルの信号の復調が阻害される。

0054

そこで、これら妨害波の周波数での減衰量ができる限り大きくなるように、キャパシタ12〜15による分散配置フィルタのカットオフ周波数を設定することが好ましい。ただし、能動型ローパスフィルタ9・10の通過帯域に減衰の影響が現れないよう、キャパシタ12〜15による分散配置フィルタのカットオフ周波数は、能動型ローパスフィルタ9・10のカットオフ周波数の10倍程度以上にする方が良い。

0055

次に、これらキャパシタ12〜15からなる分散配置フィルタの設計手順を説明する。

0056

まず、図1の無線受信回路からキャパシタ12〜15を無くした状態の回路で、ミキサ5・6、バッファ7・8、および能動型ローパスフィルタ9・10を、通常通りの設計方法で設計する。そして、各回路、すなわちミキサ5・6、バッファ7・8、および能動型ローパスフィルタ9・10の入出力インピーダンスを求める。これらインピーダンスは、アナログ回路シミュレータを用いれば、簡単に求められる。そして、設定したカットオフ周波数と各回路の入出力インピーダンス(ミキサ5・6の出力インピーダンス、バッファ7・8の入出力インピーダンス、および能動型ローパスフィルタ9・10の入力インピーダンス)とから式(1)によりキャパシタ12〜15に要求されるおおよそのキャパシタンスを求める。次に、これらキャパシタ12〜15を含む状態の回路、すなわち図1の無線受信回路で、アナログ回路シミュレータを用いて周波数特性を求め、最適な周波数特性が得られるようにキャパシタ12〜15のキャパシタンスを調整する。

0057

以上のように、本実施の形態の無線受信回路は、従来の2次のLCフィルタを設けた無線受信回路と比較して、フィルタ用のインダクタを用いないので、アンテナ1を除いて、場合によってはアンテナ1および受動型バンドパスフィルタ2など除いて、他の主要回路をICとして1チップ化(1つの集積回路に集積)できる。また、従来の2次のLCフィルタを設けた無線受信回路において、2次のLCフィルタを2次のRCフィルタに置き換えた場合と比較して、このフィルタのために、フィルタとその前後の回路との間にそれぞれ、フィルタとその前後の回路とのインピーダンスマッチングのためのバッファを別途設ける必要がない。また、フィルタの損失を考慮した前後の回路の設計をする必要がなく、フィルタの損失を考慮して増幅回路を追加する必要もない。それゆえ、無線受信回路の設計時の負担が少なくてすむと共に、フィルタによる信号電力あるいは電圧、電流の損失が発生することを回避でき、また、バッファや増幅回路の追加が不要となる。その結果、消費電力を削減することができる。

0058

なお、無線受信回路で受信される無線信号の変調方式ディジタルであれば、ベースバンド回路11は、アナログ回路のアンプとアナログ/ディジタル(A/D)変換回路ディジタル回路とで構成できる。そこで、図1の無線受信回路において、アンテナ1を除く主要回路、あるいはアンテナ1および受動型バンドパスフィルタ2を除く主要回路をIC化する場合、これら主要回路を1チップ化するのではなく、これら主要回路のうちのベースバンド回路11のアナログ回路以前の回路をIC化したアナログICチップと、上記アナログ/ディジタル変換回路以降のディジタル回路をIC化したディジタルICチップとの2チップにIC化(2チップ化)した方が良いことがある。この構成によれば、ディジタル回路のノイズがアナログ回路に悪影響を与えることを阻止できる。また、アナログICのプロセスの最小サイズはなかなか小さくできないのに対し、ディジタルICのプロセスの最小サイズは今でも小さくなっている。そのため、アナログICチップとディジタルICチップとを1チップ化した場合と比較して、アナログICチップとディジタルICチップとを2チップ化した場合、ディジタルICのチップサイズの方を小さくできるので、回路全体のサイズも小さくできる。それゆえ、回路全体のコストを低くできたり、無線携帯機器内部の基板におけるこの回路全体の占有面積を削減できたりする。

0059

〔実施の形態2〕
本発明の第2の実施の形態として、特に低IF方式の無線受信回路に適した無線受信回路を説明する。この低IF方式の無線受信回路を図3に示す。なお、説明の便宜上、前記実施の形態1にて示した各部材と同一の機能を有する部材には、同一の符号を付記し、その説明を省略する。

0060

本実施の形態に係る無線受信回路は、第3の構成要素として能動型ローパスフィルタ9・10に代えて能動型ローパスフィルタ9・10イメージ除去フィルタ16を備える点と、をさらに備えている点とを除いて、前記の実施の形態1に係る無線受信回路と同様の構成を備えている。

0061

低IF方式の無線受信回路では、中間周波数の信号へのダウンコンバート時に、イメージ周波数にある信号成分(イメージ信号)がこの中間周波数の信号に混入することがある。そこで、図1の受信回路を低IF方式の無線受信回路に適用する場合には、ベースバンド回路11において、2つのミキサ5・6で生成された直交信号(I信号およびQ信号)からイメージ周波数の妨害波を除く処理を行うことが好ましい。

0062

一方、本実施の形態に係る無線受信回路では、図3に示すように、イメージ除去フィルタ16をバッファ7・8の後に置いている。すなわち、イメージ除去フィルタ16を、バッファ7・8の出力端と能動型ローパスフィルタ17の入力端との間に接続している。このイメージ除去フィルタ16で、直交した2つの信号からIF帯にあるイメージ信号を除去され、1つの信号として出力される。このとき、イメージ除去フィルタ16の出力は直交信号(I信号およびQ信号)では無く1つの信号となるので、中間周波数帯より高い周波数の妨害波を除去する能動型ローパスフィルタ17は1つだけとなる。なお、この能動型ローパスフィルタ17の出力信号には、中間周波数帯より低い低周波数成分も不要なので、この低周波数成分も除く能動型バンドパスフィルタを能動型ローパスフィルタ17に代えて用いてもよい。本実施の形態に係る無線受信回路では、図3に示すように、式(1)を用いたフィルタのキャパシタとして、直前の構成要素であるイメージ除去フィルタ16の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素である能動型ローパスフィルタ17の入力インピーダンスとの組み合わせによりローパスフィルタとして機能するキャパシタ18をイメージ除去フィルタ16の後に置く。これにより、キャパシタ12〜15、18によるフィルタの次数は全体で3次となる。

0063

すなわち、本実施の形態に係る無線受信回路では、キャパシタ12〜15に加えて、イメージ除去フィルタ16の出力端に一端が接続されたキャパシタ18をさらに備え、キャパシタ12〜15・18が、それらの直前の構成要素(ミキサ5・6、バッファ7・8、イメージ除去フィルタ16)の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素(バッファ7・8、イメージ除去フィルタ16、能動型ローパスフィルタ17)の入力インピーダンスとの組み合わせにより、3次のローパスフィルタとして機能する。

0064

これらキャパシタ12〜15・18からなる分散配置フィルタの設計方法は、図1の無線受信回路におけるキャパシタ12〜15からなる分散配置フィルタと同様である。

0065

このように、本実施の形態に係る無線受信回路では、ミキサ5・6から能動型ローパスフィルタ17までの間にある機能ブロック、すなわちミキサ5・6、バッファ7・8、およびイメージ除去フィルタ16の出力端に対してそれぞれ、その出力端とグランドとの間にキャパシタ12〜15・18を接続している。これにより、キャパシタ12〜15・18とその前後の回路の入出力インピーダンスとで1次ローパスフィルタを実現することができる。

0066

このキャパシタ12〜15・18による影響は、高周波成分の減衰としてしか現れない。その減衰される高周波成分の周波数は、キャパシタ12〜15・18の大きさ(キャパシタンス)を調整することで実現できる。ここで、減衰される高周波成分の周波数は数MHzから1GHz程度であり、このときのキャパシタ12〜15・18のキャパシタンスも大きくても100pFを超えることはほとんど無い。これは、キャパシタ12〜15・18をICの内部に実現できることを意味する。キャパシタ12〜15・18のキャパシタンスが所望帯域について影響を与えない値であれば、これらキャパシタ12〜15・18を置くことによる他の回路への影響も問題ない。それゆえ、従来の2次のLCフィルタを設けた無線受信回路において、2次のLCフィルタを2次のRCフィルタに置き換えた場合に、受信回路設計時に問題となる受動型フィルタの挿入ロス、インピーダンスマッチングも軽減できる。つまり、フィルタとフィルタ前後の回路とのインピーダンスマッチングを考慮した設計を行ったり、バッファなどを別途追加したりする必要が無い。これは、無線受信回路の開発期間の短縮や、この無線受信回路の消費電力の削減に効果がある。これは、この無線受信回路を用いた無線携帯機器にとって重要な効果である。なぜなら、これら無線携帯機器の代表として携帯電話機が挙げられるが、新製品発売時期の早遅が携帯電話機の販売シェアに大きく影響するのは自明の事実となっている。さらに、携帯電話機内部の部品の消費電力の総量で決まる携帯電話の待ち受け時間や通話時間の長さが、携帯電話機の購買決定の目安のひとつとなっている。

0067

なお、この分散配置フィルタとしてのキャパシタ12〜15,18は、各機能ブロック(ミキサ5・6、バッファ7・8、イメージ除去フィルタ16)の出力端とグランドとの間に接続することで実現されたものに限定されない。キャパシタ12〜15,18は、交流的に出力端とグランドとの間に入っていればよい。すなわち、キャパシタ12〜15は、一端が各機能ブロック(ミキサ5・6、バッファ7・8、イメージ除去フィルタ16)の出力端に接続され、他端が、グランドに接続されることなく交流的に接地されていてもよい。したがって、例えば、各機能ブロック(ミキサ5・6、バッファ7・8、イメージ除去フィルタ16)の出力端と、それらの機能ブロックに電力を供給する電源との間にキャパシタ12〜15,18を挿入しても良い。

0068

さらに、ミキサ5・6の出力が差動であれば、その差動出力間にキャパシタを入れても良い。すなわち、本発明に係る無線受信回路において、実施の形態1・2のようにミキサ5・6の出力が差動である場合には、分散配置フィルタとしてのキャパシタ12〜15を差動型平衡型)のフィルタとすることも可能である。このような構成の一例を図4に基づいて説明する。

0069

本変形例の無線受信回路は、図4に示すように、図1の無線受信回路における低雑音アンプ3を、入力がシングルエンド不平衡)で出力が差動(平衡)の低雑音アンプ3Aとし、電圧制御発振器(VCO)4、ミキサ5・6、バッファ7・8、および能動型ローパスフィルタ9・10はそれぞれ、入出力とも差動の電圧制御発振器(VCO)4A、入出力とも差動のミキサ5A・6A、入出力とも差動のバッファ7A・8A、および入出力とも差動の能動型ローパスフィルタ9A・10Aとする。また、ベースバンド回路11を、入力が差動のベースバンド回路11Aとする。そして、本変形例の無線受信回路は、キャパシタ12〜15に代えてキャパシタ19〜22を備えている。キャパシタ19〜22は、ミキサ5A・6A、バッファ7A・8Aのそれぞれの差動出力間に挿入されている。キャパシタ19〜22は、キャパシタ12〜15と同様に、それらの直前の構成要素(前段回路)であるミキサ5A・6Aおよびバッファ7A・8Aの出力インピーダンス、およびそれらの直後の構成要素(後段回路)であるバッファ7A・8Aおよび能動型ローパスフィルタ9A・10Aの入力インピーダンスとの組み合わせにより、2次のローパスフィルタとして機能する。

0070

さらに、分散配置フィルタは、機能ブロック内の(機能ブロックより)さらに小さな機能単位の出力や入力とグランドとの間にキャパシタを接続することでも実現できる。例えば、図1の無線受信回路では、破線による四角で囲まれたものをミキサとして見ることができ、これが1つの機能ブロックとして表せる。つまり、破線による四角で囲まれたもの(ミキサ5・6およびバッファ7・8)は、ミキサ5(ミキサコア)とバッファ7とからなる1つの機能ブロック、およびミキサ6(ミキサコア)とバッファ8とからなる1つの機能ブロックとみなせる。そのようにみなした場合、機能ブロック内の機能ブロックよりさらに小さな機能単位であるミキサコアの出力端にキャパシタ12・13が接続されていることになる。

0071

また、分散配置フィルタは、実施の形態1では2次のフィルタ、実施の形態2では3次のフィルタとなっていたが、分散配置フィルタの次数は、これら分散して配置したキャパシタの数によって任意に決めることができる。例えば、実施の形態2の無線受信回路において、能動型ローパスフィルタ17の前に何らかの機能ブロック(例えば、後述するアンプ)を追加し、この機能ブロックの出力端に対して一端が接地されたキャパシタの他端を接続すれば、分散配置フィルタの次数を4次まで上げることができる。

0072

また、図1図2では表していないが、能動型ローパスフィルタ9、10、17の前に、(可変)アンプを置く場合もある。このアンプは数段のアンプからなるのが普通であるから、能動型ローパスフィルタ9・10の前および/または能動型ローパスフィルタ17の前に(可変)アンプを設けた構成においては、(可変)アンプの各段の出力端に対して一端が接地されたキャパシタの他端を接続することができる。なお、このように(可変)アンプを設け、(可変)アンプの各段の出力端に対して一端が接地されたキャパシタの他端を接続する場合、バッファ7・8およびバッファ7・8の入出力端に接続したキャパシタ12〜15を省略してもよい。

0073

また、上記分散配置フィルタは、能動型ローパスフィルタ9、10、17が機能しない高周波の妨害波を除去する機能を持つフィルタとしてだけでなく、他の機能を持つフィルタとしても使用できる。例えば、これら能動型ローパスフィルタ9、10、17がスイッチトキャパシタフィルタであれば、エイリアシング成分(所望チャネルより大きい周波数の信号)がスイッチトキャパシタフィルタ9、10、17を通して、ベースバンド回路11の入力信号に混入して、信号の復調を妨げる可能性がある。そこで、エイリアシング成分がスイッチトキャパシタフィルタ9、10、17を通して、ベースバンド回路11の入力信号に混入して、信号の復調を妨げるのを防ぐためには、エイリアシング成分の除去(アンチエイリアシング)を行うアンチエイリアシングフィルタが能動フィルタ9の前に必要になる。このアンチエイリアシングフィルタを、分散配置フィルタ、すなわち、キャパシタ12〜15による2次のフィルタやキャパシタ12〜15・18による3次のフィルタで実現できる。ただし、この場合、分散配置フィルタのカットオフ周波数が能動型ローパスフィルタ9、10、17のカットオフ周波数の数倍しかない場合がある。そのため、分散配置フィルタで使われるキャパシタ12〜15,18、キャパシタ12〜15,18の直前の機能ブロックの出力インピーダンス、およびキャパシタ12〜15,18の直後の機能ブロックの入力インピーダンスの製造ばらつきや温度変動を考慮して、キャパシタ12〜15、18のキャパシタンスを決定する必要がある。このとき、分散配置フィルタの全てのキャパシタ12〜15、18をアンチエイリアシング用に使う必要は無い。分散配置フィルタを構成するキャパシタ12〜15、18のうち、必要最小限のみのキャパシタをアンチエイリアシング機能割り当て、残りのキャパシタは、高周波妨害波の必要以上の減衰がない程度にキャパシタンスを小さくすることで、能動型ローパスフィルタ9、10、17が機能しない高周波の妨害波を除去する機能を持つようにするとよい。これにより、能動型ローパスフィルタ9、10、17の通過帯域での分散配置フィルタによる減衰を最小限に抑えることができる。

0074

さらに、この分散配置フィルタをアンチエイリアシングフィルタとして使用する例を発展させることもできる。例えば、能動型ローパスフィルタ9・10または17の前にアナログ/ディジタル変換器を置き、能動型ローパスフィルタ9・10または17をディジタルフィルタに置き換えることができる。

0075

この変形例を図5に基づいて説明する。この変形例の無線受信回路は、図5に示すように、第3の構成要素として能動型ローパスフィルタ9・10に代えてアナログ/ディジタル変換器23・24およびディジタルローパスフィルタ25・26を備えている以外は、図1の無線受信回路と同様の構成を備えている。アナログ/ディジタル変換器23・24は、バッファ7・8からの信号をディジタル信号に変換するものである。ディジタルローパスフィルタ25・26は、このディジタル信号から、ベースバンド内の所望チャネル信号以外にある妨害波を除去するものである。なお、この場合にも、ディジタルローパスフィルタ25・26に代えてディジタルバンドパスフィルタを用いることが可能である。

0076

この場合、アナログの能動フィルタ設計よりディジタルフィルタの設計の方がはるかにしやすいので、無線受信回路の開発期間の短縮が期待できる。また、無線受信回路をIC化する場合、前述したように、アナログの能動フィルタよりディジタルフィルタの方がチップ占有面積を減らすことが可能である。特に、ベースバンド回路11がディジタル回路を含み、そのディジタル回路がディジタル信号処理装置(DSP)を有していれば、このDSPでディジタルフィルタの機能を実現できるので、ディジタルフィルタ専用のチップ面積は不要となる。

0077

また、分散配置フィルタは、妨害波による機能ブロック(構成要素)の飽和を防止する機能を持つフィルタとしてもよい。これは、妨害波による機能ブロックの飽和は、分散配置フィルタの後段にある能動フィルタだけの問題ではない。先に触れた様に、妨害波のレベルが大きい場合がある。これが他の機能ブロックにそのまま入力されて、その機能ブロックが飽和して、希望チャネル信号自身に大きな歪を与える。そこで、この妨害波を減衰させるために、分散配置フィルタを用いてもよい。例えば、図3の無線受信回路において、イメージ除去フィルタ16が飽和しやすい場合などは、キャパシタ12〜15による分散配置フィルタでこの妨害波レベルをイメージ除去フィルタの飽和レベルよりも小さくすれば良い。この場合において、例えば、高周波の妨害波をイメージ除去フィルタの飽和レベルよりも小さく減衰することが2次の分散配置フィルタで実現できる場合には、キャパシタ18を省略することも可能である。このように、分散配置フィルタとして、どの位置にキャパシタをどれだけ置くかは、妨害波の種類や各機能ブロックの状況により変る。この場合も、分散配置フィルタの設計がしやすいので、キャパシタの最適配置および最適特性値(キャパシタンス)の決定を他の回路要素パラメータをいじることなくシミュレーションなどで試行錯誤的に間単に決める事ができる。この設計は、RCフィルタを別途設けることで実現する場合より遥かに簡単である。

0078

なお、本発明で用いる複数のキャパシタによる分散配置フィルタは、妨害波除去の観点から、ミキサ5・6の前の高周波機能ブロック内においても実現可能であることは言うまでも無い。この場合、分散配置フィルタによって除去できる妨害波の周波数は数GHzと超高周波となる。さらに、この分散配置フィルタは、低IF方式以外のヘテロダイン方式の各機能ブロックに適応できることも言うまでもない。この場合も、設計のしやすさなどの利点を有する。

0079

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

0080

以上のように、本発明に係る無線受信回路は、アンテナで受信した高周波の無線信号を増幅し、周波数変換して所望チャネルの信号を取り出す無線受信回路において、この無線受信回路を構成する機能ブロックの出力、および機能ブロック内の要素の出力から選ばれる少なくとも2つの出力に対し、これら出力とAC的グランドとの間、あるいは、これら出力が差動であればそれらの差動出力間にそれぞれキャパシタを接続することで、ローパスフィルタを分散して構成したものであってもよい。

0081

上記無線受信回路では、各機能ブロックの出力とAC的グランド間にキャパシタを接続することでローパスフィルタが簡単にできる。そして、そのフィルタ次数は、これら分散して配置したキャパシタの数によって決めることができる。つまり、フィルタの設計を通過帯域でのキャパシタの挿入損失やインピーダンスマッチングをほとんど考慮することなく、簡単に行うことができる。

0082

なお、当然のことであるが、上記各機能ブロックの「出力」は当然次の機能ブロックの「入力」であるので、上記分散配置のフィルタのキャパシタは、各機能ブロックの入力とAC的グランド間に接続されているとも言える。

0083

また、本発明に係る無線受信回路は、ミキサおよび能動フィルタを有し、ミキサの出力から能動フィルタ入力までの機能ブロックの出力(ミキサの出力を含む)、およびミキサの出力から能動フィルタ入力までの機能ブロック内の要素の出力から選ばれる少なくとも2つの出力に対し、これら出力とAC的グランドとの間、あるいは、これら出力が差動であればそれらの差動出力間にそれぞれキャパシタを接続することで、ローパスフィルタを分散して構成し、分散して構成されたローパスフィルタは、上記能動フィルタが機能しない高周波成分を減衰する構成であってもよい。

0084

上記構成では、ミキサにより所望チャネルの周波数が低くなる場合、妨害波の周波数がミキサにより低くなってもまだ所望チャネルより十分周波数が高いとき、能動型フィルタで減衰できない高周波妨害波をこのキャパシタによるフィルタで除去できるので、この妨害波による復調の影響を除くことができる。

0085

また、本発明に係る無線受信回路は、ミキサおよびスイッチトキャパシタフィルタを有し、ミキサの出力からスイッチトキャパシタフィルタの入力までの機能ブロックの出力(ミキサの出力を含む)、およびミキサの出力からアナログ/ディジタル変換器の入力までの機能ブロック内の要素の出力から選ばれる少なくとも2つの出力に対し、これら出力とAC的グランドとの間、あるいは、これら出力が差動であればそれらの差動出力間にそれぞれキャパシタを接続することで、アンチエイリアシングフィルタを分散して構成したものであってもよい。

0086

上記構成では、スイッチトキャパシタの前にアンチエイリアシングフィルタが必要である。ここで、ミキサにより所望チャネルの周波数が低くなる場合、この所望チャネルより大きい周波数のエイリアシング成分を、このキャパシタによるフィルタで除去できるので、この妨害波による復調の影響を除くことができる。

0087

また、本発明に係る無線受信回路は、ミキサおよびアナログ/ディジタル変換器を有し、ミキサの出力からアナログ/ディジタル変換器の入力までの機能ブロックの出力(ミキサの出力を含む)、およびミキサの出力かアナログ/ディジタル変換器の入力までの機能ブロック内の要素の出力から選ばれる少なくとも2つの出力に対し、これら出力とAC的グランドとの間、あるいは、これら出力が差動であればそれらの差動出力間にそれぞれキャパシタを接続することで、アンチエイリアシングフィルタを分散して構成したものであってもよい。

0088

上記構成では、アナログ/ディジタル変換器の前にアンチエイリアシングフィルタが必要である。ここで、ミキサにより所望チャネルの周波数が低くなる場合、この所望チャネルより大きい周波数のエイリアシング成分を、このキャパシタによるフィルタで除去できるので、この妨害波による復調の影響を除くことができる。

0089

上記の分散して構成されるローパスフィルタは、このフィルタを構成するそれぞれのキャパシタ以降にある機能ブロックの妨害波による飽和を阻止するように、キャパシタが配置されたものであってもよい。

0090

上記構成では、周波数の高い妨害波によるそれぞれの機能ブロックが飽和する入力レベルは異なるが、それぞれの機能ブロックが飽和しないようにキャパシタを配置するが、設計時に、他の回路パラメータを調整しないで、この配置やキャパシタの値を最適化することができる。

0091

本発明に係る無線受信回路において、ほとんどの主要機能ブロックがIC化されていてもよい。

0092

本発明に係る無線受信回路の主要機能ブロックをIC化するとき、キャパシタの分散配置によるフィルタは、挿入ロスやキャパシタの前後の回路とのインピーダンスマッチングをほとんど考慮しないですむので、設計が簡単である。また、別途バッファなどの回路を追加しないですむので、消費電力の増加を抑えることができる。

0093

また、本発明に係る無線携帯機器は、ほとんどの主要機能ブロックがIC化された本発明に係る無線受信回路を備えている。

0094

ほとんどの主要機能ブロックがIC化された無線受信回路を無線携帯機器に用いることで、この無線携帯機器の開発期間の短縮や、無線携帯機器の使用時間の増加を期待できる。

0095

この発明による無線受信回路は、携帯電話や携帯テレビなどの無線携帯機器に適用することができる。

図面の簡単な説明

0096

本発明の第1の実施の形態に係る無線受信回路の構成を示すブロック図である。
フィルタリング特性を示す上記無線受信回路の分散配置フィルタを構成する複数のキャパシタのうちの1つと、そのキャパシタの前段回路の出力側および後段回路の入力側とで構成されるフィルタのフィルタリング特性を説明するための図であり、該フィルタの構成を示す回路図である。
本発明の第2の実施の形態に係る無線受信回路の構成を示すブロック図である。
本発明の第1の実施の形態に係る無線受信回路の一変形例の構成を示すブロック図である。
本発明の第1の実施の形態に係る無線受信回路の他の変形例の構成を示すブロック図である。
従来技術の無線受信回路の構成を示すブロック図である。

符号の説明

0097

1アンテナ
2バンドパスフィルタ
3低雑音アンプ
3A 低雑音アンプ
4電圧制御発振器
4A 電圧制御発振器
5,6ミキサ(第1の構成要素)
5A,6A ミキサ(第1の構成要素)
7,8バッファ(第2の構成要素)
7A,8A バッファ(第2の構成要素)
9,10能動型ローパスフィルタ(第3の構成要素)
9A,10A 能動型ローパスフィルタ(第3の構成要素)
11ベースバンド回路
12,13キャパシタ(第1のキャパシタ)
14,15 キャパシタ(第2のキャパシタ)
16イメージ除去フィルタ(第4の構成要素)
17 能動型ローパスフィルタ(第3の構成要素)
18 キャパシタ(第3のキャパシタ)
19,20 キャパシタ(第1のキャパシタ)
21,22 キャパシタ(第2のキャパシタ)
23,24アナログ/ディジタル変換器(第3の構成要素)

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