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技術 通信システムのパフォーマンスを改善するために信号対干渉及び雑音比を正確に予測するシステムおよび方法。

出願人 クゥアルコム・インコーポレイテッド
発明者 ウー、キィアンブラック、ピーター・ジェイシンデュシャイナ、ナガブーシャナ・ティー
出願日 2000年9月12日 (21年1ヶ月経過) 出願番号 2001-524246
公開日 2003年3月18日 (18年7ヶ月経過) 公開番号 2003-510863
状態 特許登録済
技術分野 伝送一般の監視、試験 エラーの検出、防止 移動無線通信システム
主要キーワード NRフィルタ 減算器回路 高速フィルタ 平方根回路 遅延結果 ものさし 干渉エネルギ 余剰データ
関連する未来課題
重要な関連分野

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図面 (4)

課題・解決手段

信号対干渉雑音比の正確な予測を提供するためのシステム(10)。システム(10)は外部送信器を介してチャネル横断して送信された信号を受信するための第1の回路を含む。第2の回路は受信した信号に基づいて信号対干渉雑音比の一連推定を生成する。第3の回路は一連の推定の要素間の関係を決定する。第4の回路は続いて受信した信号に対する信号対干渉雑音比の予測を提供するために、前記関係を使用する。

概要

背景

概要

信号対干渉雑音比の正確な予測を提供するためのシステム(10)。システム(10)は外部送信器を介してチャネル横断して送信された信号を受信するための第1の回路を含む。第2の回路は受信した信号に基づいて信号対干渉雑音比の一連推定を生成する。第3の回路は一連の推定の要素間の関係を決定する。第4の回路は続いて受信した信号に対する信号対干渉雑音比の予測を提供するために、前記関係を使用する。

目的

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
3件

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請求項1

信号対干渉雑音比の正確な予測を提供するシステムであって、送信器を介してチャネル横断して送信された信号を受信する手段と、前記受信信号に基いて、信号対干渉雑音比の一連推定を生成する手段と、前記一連の推定の推定間の関係を決定する手段と、前記関係を使用して次に受信する信号に対する信号対干渉雑音比の予測を提供する手段と、を具備するシステム。

請求項2

前記信号対干渉雑音比の予測に基いて、データレート要求メッセージを生成するための手段をさらに含む請求の範囲第1項のシステム。

請求項3

前記データレート要求メッセージを前記送信器に送信する手段をさらに含む請求の範囲第2項に記載のシステム。

請求項4

前記関係は前記一連の推定の要素の平均に基づく請求の範囲第1項に記載のシステム。

請求項5

前記決定手段は,前記平均を算出するためのフィルタバンクを含む請求の範囲第4項に記載のシステム。

請求項6

前記フィルタバンクは有限インパルス応答フィルタを含む請求の範囲第5項に記載のシステム。

請求項7

前記フィルタバンクにおける各フィルタに関連する伝達関数係数は異なるフェージング環境適合する請求項範囲第5項に記載のシステム。

請求項8

前記異なるフェージング環境は、異なるレーリーフェージング環境を含み、第1の環境は高速で移動するシステムに関連し、第2の環境は低速で移動するシステムに関連し、第3のシステムは中間速度で移動するシステムに関連する請求の範囲第7項に記載のシステム。

請求項9

前記フィルタバンクにおける前記フィルタの一つからの出力を選択するために前記フィルタバンクの各々に接続された選択回路を含み、前記出力は現在のフェージング環境に最も適した伝達関数をもつフィルタに関連する請求の範囲第7項に記載のシステム。

請求項10

チャネルの干渉特性に従って外部の送信器に正確な制御信号を供給するための高効率の通信システム送信器であって、前記チャネルを介して前記通信システム送信器と前記外部の送信器とが通信を行なうものであり、アンテナと、前記アンテナと通信を行なうデュプレクサと、前記チャネルを介して信号を受信し、それに応答してデジタル信号を供給するべく前記デュプレクサと通信を行なう受信パスと、前記デジタル信号を受信して処理するためのベースバンドコンピュータと、信号対干渉及び雑音比の予測を次に受信したデジタル信号のために提供する信号対干渉雑音比の予測器と、前記信号対干渉雑音比の予測に応答して、レート制御メッセージを生成して前記レート制御メッセージを前記外部の送信器に供給するレート要求手段と、を具備する高効率の通信システム送信器。

請求項11

前記レート要求手段は、前記ベースバンドコンピュータ内に実装される請求の範囲第10項に記載の送信器。

請求項12

前記レート要求手段は、前記デジタル信号を拡散し、前記拡散されたデジタル信号に対する搬送波干渉値を推定する手段を含む請求の範囲第11項に記載の送信器。

請求項13

前記信号対干渉及び雑音比の予測器は、予測器フィルタバンクを含む、前記予測器フィルタバンクにおける各フィルタは、前記チャネルの所定のフェージング特性に従って、信号対干渉及び雑音比を予測するための信号対干渉及び雑音比の予測器を有する請求の範囲代12項に記載の送信器。

請求項14

前記信号対干渉及び雑音比の予測器はさらに、前記信号対干渉及び雑音比の予測器の各々から、前記チャネルの現在のフェージング特性に最も適した信号対干渉雑音比を選択するための予測セレクタをさらに含む請求の範囲第13項に記載の送信器。

請求項15

チャネルを介して受信した信号に対する信号対干渉及び雑音比を正確に予測するためのシステムであって、前記受信した信号から搬送波信号対雑音比値を供給する第1の手段と、前記チャネルのフェージング特性に従って前記搬送波対雑音比値をフィルタリングして、低速フェージング、中間フェージング、高速フェージングチャネルのために、それに応答して出力を供給する第2の手段と、前記出力から、予測された信号対干渉及び雑音比を選択するための第3の手段と、を具備するシステム。

請求項16

前記第2の手段は、前記出力の各々を所定の因数だけ調整するためのバックオフ回路を含む請求の範囲第15項に記載のシステム。

請求項17

前記第2の手段は、前記搬送波対雑音比値の平均を提供するための平均化フィルタを含む請求の範囲第15項に記載のシステム。

請求項18

前記平均化フィルタは、前記搬送波対雑音比値の平均をデシベルスケールに変換して、それに応答してデシベルスケール値を提供する請求の範囲第17項に記載のシステム。

請求項19

前記第2の手段は、第1のフィルタを含むフィルタバンクを含み、前記第1のフィルタは、前記デシベルスケール値を受信して、低速フェージングチャネルに基づいて信号対干渉雑音比の予測を提供する請求の範囲第18項に記載のシステム。

請求項20

前記第1のフィルタは、前記デシベルスケール値をデシメートし、それに応答してデシメートされた値を提供する請求の範囲第19項に記載のシステム。

請求項21

前記第1のフィルタは、前記デシメートされた値を平均化して前記平均化された値を遅延回路に供給し、前記遅延回路の出力は、前記デシベルスケール値から遅延されたデシメートされた値を減算して、それに応答した減算器出力を、付加的平均化フィルタ及び平方根回路と通信を行なう二乗回路に供給し、前記平方根回路は出力を第1のバックオフ回路に供給し、第1のバックオフ回路は前記平均化された値を入力として受信し、それに応答して前記低速フェージングチャネルに基づいて、前記信号対干渉及び雑音比を提供する請求の範囲第20項に記載のシステム。

請求項22

前記フィルタバンクは、それぞれ低速フェージングチャネル及び中間フェージングチャネルに適した搬送波信号対干渉予測を提供する第2のフィルタ及び第3のフィルタをさらに含む請求の範囲第21項に記載のシステム。

請求項23

フィルタリングのための前記第2の手段は、前記低速フェージング、中間フェージング及び高速フェージングチャネル特性のそれぞれに対するフィルタをもつフィルタバンクを含む請求項第15項に記載のシステム。

請求項24

前記フィルタバンクはウィーナフィルタ近似するための第1のフィルタを含み、前記第1のフィルタは低速フェージングチャネルのために信号対干渉雑音比の予測を提供する請求の範囲第23項に記載のシステム。

請求項25

前記フィルタバンクは、ウィーナフィルタを近似するための第2のフィルタを含み、前記第2のフィルタは、高速フェージングチャネルのための信号対干渉雑音比の予測を提供する請求の範囲第24項に記載のシステム。

請求項26

前記フィルタバンクは、中間フェージングチャネルのための信号対干渉雑音比の予測を提供するための第3のフィルタを含み、前記第3のフィルタはホールドフィルタとして実装される請求の範囲第25項に記載のシステム。

請求項27

チャネルを介して受信した信号のための信号対干渉雑音比を正確に予測するためのシステムであって、前記受信した信号に基づいて、信号対干渉雑音比の値を獲得するための第1の手段と、高速フェージングチャネルに従って前記信号対干渉雑音比値をフィルタリングするための第2の手段と、低速フェージングチャネルに従って前記搬送波対雑音比値をフィルタリングし、それに応答して低速フェージング搬送波信号対雑音比の予測を提供する第3の手段と、中間フェージングチャネルに従って前記搬送波対雑音比値をフィルタリングし、それに応答して中間フェージングの搬送波対雑音比の予測を提供する第4の手段と、前記高速フェージング、低速フェージング、そして中間フェージングの搬送波信号対雑音比の予測から選択し、それに応答して予測された信号対干渉雑音比を提供する第5の手段と、を具備するシステム。

背景技術

0001

1.発明の分野
この発明は、通信ステムに関するものである。特に、本発明は、ワイヤレス通信システムにおけるデータレート制御確立するために、受信信号の、信号対干渉及び雑音比(SINR)を予測するためのシステムに関する。
2.関連技術の記載

0002

ワイヤレス通信システムは、調査救助、及びビジネスの分野を含む種々の要求の厳しい分野において使用されている。加えて、ワイヤレス通信システムは、オフィス通信網インターネット応用においてコンピュータデータを転送するのに用いられる場合が多くなっている。そのような応用では、電気的な変化が激しく雑音の多い環境において効率良く動作するとともに、高いデータ転送レートを実現できる、効率の良い信頼性の高い通信システムが要求される。

0003

セルラー遠隔通信システムは、1つあるいはそれ以上の基地局と通信する複数の移動局(例えば、セルラ電話あるいはワイヤレス電話)によって特徴付けられる。基地局から移動局への通信リンクは、フォワードリンクである。移動局から基地局への通信リンクはリバースリンクである。

0004

移動局によって送信される信号は基地局により受信され、しばしば、移動交換局MSC)へと中継される。ついでMSCはその信号を公衆交換電話網(PSTN)あるいは他の移動局に送る。同様にして、信号はしばしば、基地局及び移動交換局を介して公衆交換電話網から移動局へと送信される。各基地局はセル、すなわち、移動局が基地局を介して通信する領域を統括する。

0005

典型的な移動通信システムでは、情報は符号化され、変調されてチャネルを介して送信された後、受信器により受信され、復調され、復号される。符号分割多元接続(CDMAセルラ通信網などの多くの現代の通信システムにおいて、情報は、チャネル雑音、容量、データの安全性を考慮してデジタル的に符号化される。畳み込み符号器やターボ符号器はしばしば情報の符号化を行なう。

0006

当業界で良く知られているように、畳み込み符号器は、一連の入力データビットを、入力シーケンスとそれ自身あるいは他の信号との畳み込みに基づいて、符号語に変換する。符号レート及び生成多項式が畳み込み符号を規定するのに使用される。ビタビ復号器と組み合わせたデータの畳み込み符号化は、データの誤り訂正符号化及び復号を提供するための既知の技術である。ターボ符号器は、畳み込み符号などの2つまたはそれ以上の組織符号シリアルまたはパラレル連結である、ターボ符号を使用する。

0007

移動通信システムは、送信器に関して受信器が移動すること(あるいはその逆)が普通である。移動通信システムにおける送信器及び受信器間の通信リンクは、フェージングチャネルである。フェージング通信システムの例として、航空機に搭載された送信器と地上の自動車に搭載された受信器を有する移動衛星通信システムセルラ電話システム、地上のマイクロ波システムがある。フェージングチャネルは品質の低下が大きいチャネルである。品質の低下は、マルチパスフェージングすなわち、地表及び大気中に存在する物体及び構造からの送信信号反射による多数のパスを介した受信に起因する極度減衰を含む多くの原因によるものである。フェージングのあるチャネルの損傷に寄与する他の原因は、送信器に関して受信器が移動することによるドプラシフトと付加的な雑音を含む。

0008

概して、情報信号はまず、チャネルを介して効率良く送信するのに適した形態に変換される。情報信号の変換あるいは変調は、結果的に変調される搬送波スペクトルチャネル帯域内に入るように、情報信号を基礎として搬送波のパラメータを変化させることを含む。ユーザ端末において、元のメッセージ信号は、チャネルを介した伝播に続いて受信される変調搬送波バージョンから複製される。そのような複製は概して、送信元の送信器によって使用される変調方法の逆の方法を使用することにより達成される。

0009

CDMAシステムでは、全ての周波数資源は、セルラ通信網の全てのユーザに対して同時に割り当てられる。各ユーザは、全体の周波数割り当て占有する雑音のような、広帯域信号を使用する。符号器は、全体の周波数割り当てをうまく利用するために、各送信フレーム内で必要な余剰データの符号化を行なうとともに、フレームごとに可変レートの送信を行なう。

0010

音声通信においては、CDMAシステムの容量は、各ユーザに必要最小限のデータを送信させることにより最大化される。これは、各ユーザの送信はCDMAシステムにおける増大する干渉に寄与するからである。当該ユーザに対するサービスの品質を低下させないで、各ユーザの容量に関する負荷を低減する大変効果的な手段は、可変レート送信である。可変レート通信チャネルを使用すれば、送信するのに値する会話がない場合には不必要な送信を止めることによって相互の干渉を低減することが可能となる。

0011

音声通信であることを考慮して、ある固定のデータレートに対する信頼あるリンクを各ユーザに保証するために、概してパワー制御がCDMAシステムにおいて採用されている。ボコーダは、米国特許5414796号(5月9日発行名称可変レートボコーダ)に記載された技術を使用して、音声データに対する可変レートの送信元符号化を提供できる。ボコーダがあるレートで一連の情報ビットをいったん生成したならば、パワー制御は、当該レートを信頼性をもって支持するために可能な限り少ないパワーで送信するようにユーザを調整しようとする。パワー制御は、全体の干渉に対する各ユーザの寄与を抑制することによって、使用できるユーザの数を最大化するという意味において、CDMA音声システムの最大容量を達成する。

0012

データ通信において、システムの品質及び効率の良さを測定するパラメータは、データパケットを送信するのに要する送信遅延と、システムの平均スループット率である。送信遅延はデータ通信システムの品質を測定するのに重要なものさしである。平均スループット率は、通信システムのデータ送信容量の効率の良さに関する測定値である。データ通信システムにおける上記のパラメータを最適化するために、パワー制御の代わりに、レート制御が概して用いられる。音声及びデータ通信システム間の上記の相違は、以下に説明する、音声及びデータ通信間の異なる特徴により、良く理解することができる。

0013

音声サービスデータサービスの大きな違いは、前者は厳格で固定の遅延要件課することである。概して、音声フレームの一方向全体の遅延は、100ミリ秒以内でなければならない。これとは対照的に、データ遅延は、データ通信システムの効率の良さを最適化するのに用いられる可変パラメータになる。特に、音声サービスにおいて許容される遅延よりもはるかに大きな遅延を要求するより効率の良い誤り訂正符号化技術が使用されている。データに対する効率の良い符号化方法の例は、米国特許出願NO.08/743688(名称:畳み込み符号化された符号語を復号するためのソフト判定出力符号器、1996年11月6日出願、本発明の譲り受け人に譲渡され、ここに参考文献として含まれている)に開示されている。

0014

音声サービスとデータサービスの他の大きな違いは、前者は、全てのユーザに対して固定の同じレベルのサービス(GOS)が要求されることである。概して、音声サービスを提供するデジタルシステムでは、このことがすべてのユーザに対する固定で均一な送信レートと、音声フレームのエラーレートに対して最大許容値ということになる。これとは対照的に、データサービスでは、GOSはユーザにより異なっており、データ通信システムの全体の効率を増大するのに最適化されたパラメータである。データ通信システムのGOSは、所定量のデータにおいて引き起こされる全体遅延として概して定義されるものであり、以下ではデータパケットと呼ぶ。

0015

音声サービスとデータサービスの他の大きな違いは、前者は、典型的なCDMA通信システムにおいて、ソフトハンドオフにより提供される信頼性のある通信リンクが要求されることである。ソフトハンドオフは、信頼性を改善するために2あるいはそれ以上の基地局からの余剰送信となる。しかしながら、この付加的な信頼性は、エラー状態で受信されたデータパケットは再送されるので、データ送信では不要である。データサービスの場合、ソフトハンドオフを支持するのに用いられる送信パワーは、付加的なデータを送信するのにより効率良く使用される。デジタルデータのワイヤレス送信に最適化した方法及び装置は、米国特許出願NO.08/963386号(名称:高レートパケットデータ送信のための方法及び装置、本発明の譲受人に譲渡されており、ここに参考文献として含まれている)に記載されている。

0016

データ通信の上記した特徴の結論として、平均スループットを最適化するのに設計されたデータ通信システムは、最善のサービスを提供する基地局から、ユーザが信頼性をもって支持できる高データレートRbで、各ユーザにサービスを提供することを企てる。上記の結論は、米国特許出願NO.08/963386号(名称:高レートのパケットデータ送信のための方法及び装置、本発明の譲受人に譲渡されており、ここに参考文献として含まれている)に記載されている。上記の結論の結果として、現代の高データレート(HDR)システムでは、基地局は各タイムスロットで一人のユーザのみに常に最大のパワーで送信し、ユーザが信頼性を持って受信できる最大のレートを調整するべくパワー制御を使用する。データ通信の特徴として、スループットはリバースリンクよりもフォワードリンクに対してより重要である。

0017

適正なレート制御アルゴリズムは、2つのループと、内部ループと、外部ループとを含む。内部ループは、次のパケットの平均SINRと、全てのデータレートのSINRしきい値との相違に基づいて、フォワードリンクデータレートを制御する。外部ループは、フォワードリンクPERに基づいてデータレートのSINRしきい値を調整する。便宜のために、パケットの平均SINRとすべてのデータレートのSINRしきい値とはそれぞれパケットSINR及びSINRしきい値と呼ぶことにする。

0018

SINRしきい値は、モデム設計のパフォーマンスを反映するが、主としてチャネル統計によって決定される。SINRしきい値は比較的小さい変化でゆっくりと変化することが期待され、PERを基礎とするトラッキングループは良好なパフォーマンスを獲得する。外部ループがどのようにしてなされるかについてのさらなる詳細と解析はこの研究の範囲外である。

0019

この特許において、SINRしきい値は固定であることを仮定する。内部ループアルゴリズムの設計に焦点をあてる。内部ループの内部の中心となる技術は、チャネル予測である。

0020

HDRシステムにおいて、フォワードリンクトラフィックチャネルは11のデータレートを支持し、各データレートは1,2,4,8,16スロットに関連した決定的パケット長に対応する。ある種のパケット長は多数のレートを支持する。概して、より高いレートはより短いパケット長に関連する。

0021

予測器はすべてのパケット長に対して次のパケットSINRを予測する。移動体は予測とSINRしきい値とを比較してより高いレートを要求する。便宜のために、所定のパケット長に対する次のパケットSINRは単に予測と呼ぶことにする。

0022

HDRシステムにおいて、データレート要求情報は各スロットに一回、リバースリンクレート制御(DRC)チャネルを介してBSに送られる。BSは公平かつ効率的な優先度アルゴリズムに従って、フォワードリンクトラフィックパケットを管理するスケジューラを含む。スケジューラがいったん移動体に対するサービスを決定したのなら、当該移動体はDRCチャネルを介して要求したレートでサービスを受ける(BSが十分な情報ビットをもたないのならば、実際のレートはより低いものとなる)。

0023

データレートのメッセージを受け取ったとき、基地局は、送信信号のレートを調整する。この調整は、前のパケットによりチャネルについて提供された情報に応答して、次のパケットに対して実行される。基地局が不十分あるいは過剰なデータレートで同時送信する場合は、チャネルスループットが減少するか、通信網資源の使用を有効に活用していないことになる。

0024

しかしながら、上記技術の現在の実装は大きな制限をもっている。SINRは急激に変化する。以前に送信されたパケットに好適するデータレートは、続いて送信されるパケットには適していないことがある。1つのパケットの送信と次のパケットに対するデータレート供給メッセージの生成及び送信との間の遅延は、特にチャネルが雑音あるいは他の干渉の急激な変動により特徴付けられる場合には、チャネルスループットを減少させてしまう。

0025

従って、以前のパケットに基づくレート制御信号の決定と、次のパケットに対するレート制御信号の適用との間に発生する変化するSINRに対処する通信システムスループットを最大化するための効率的なシステム及び方法に対するニーズが当業界において存在する。変化するSINRに従って送信信号のデータレートを調整するためのシステム及び方法に対するさらなるニーズが存在する。
発明の要約

0026

当業界におけるニーズは、本発明の信号対干渉雑音比の正確な予測を提供するシステムにより満たされる。例示的な実施形態において、新規性のあるシステムがワイヤレス通信システムにおいて使用され、外部送信器を介してチャネルを横断して送信される信号を受信するための第1の機構を含む。第2の機構は、受信した信号に基づいて、信号対干渉雑音比の一連の推定を生成する。第3の機構は、一連の推定の要素間の関係を決定する。第4の機構は、次に受信する信号のための信号対干渉雑音比の予測を提供する。

0027

例示的な実施形態において、新規性のあるシステムはさらに、信号対雑音比の予測に基づいてデータレートメッセージを生成するための機構を含む。送信器は外部送信器に対してデータレート要求メッセージを送信する。外部送信器は、データレート要求メッセージを受信し、それに対する応答において信号の送信レートを調整するためのレート制御回路を含む。

0028

特定された実施形態において、一連の推定の要素間の関係は、一連の推定の要素の平均に基づいている。第3の機構は前記平均を算出するためのフィルタバンクを含む。フィルタバンクにおける各フィルタに関連する伝達関数インパルス応答は、異なるフェージング環境に対して適合される。異なるフェージング環境は、急激に移動するシステムに関連した1つの環境と、ゆっくりと移動するシステムに関連した第2の環境と、中間の速度で移動するシステムに関連した第3のシステムを含む。

0029

選択機構が各フィルタバンクのそれぞれに接続され、当該フィルタバンクにおけるフィルタのうちの1つのフィルタからの出力を選択する。選択された出力は、現在のフェージング環境に最も適した伝達関数をもつフィルタに関連する。現在の特定された環境において、最大の出力が、最も小さいエラー標準偏差に基づいてフィルタバンクの出力から選択される。結果的に得られる、信号対干渉雑音比の正確な予測は、正確なレート要求の生成を確立する。
発明の詳細な説明

0030

ここでは本発明を特定の応用を考慮した例示的な実施形態に関して説明するが、本発明はそれらに限定されない。当業界で通常の知識をもち、かつここで提供される教義アクセスできる者は、さらなる変更、応用、実施形態を発明の範囲内で認識でき、本発明が重要な利用価値を持つさらなる分野を認識できるであろう。

0031

CDMAシステムは概して、既知のパイロット信号未知データ信号とともに送信するために、概して2つの方法のうちの1つを使用する。その方法は、パイロットあるいは基準シンボルに関連する方法と、パイロットチャネルに関連する方法を含む。パイロットシンボルに関連する方法では、既知のシンボルで構成されるパイロット信号は擬似ノイズ(PN)シーケンスによって拡散され、1つあるいはそれ以上の移動局へ送信する準備するべく同じPNシーケンスによって拡散されたデータシーケンスに挿入される。パイロットチャネルに関連した方法では、パイロット信号とデータ信号とは2つの異なるPNシーケンスにより拡散され、その後加算されて送信される。

0032

図1は、信号対干渉及び雑音比(SINR)予測器12を備えたワイヤレス通信システム送信器10のブロック図である。システム10は、CDMA移動局を表わしている。送信器システム10により受信された信号は、基地局(図示せず)及びシステム10間のフォワード通信リンクを介して受信される。送信器システム10により送信された信号は、送信器システム10から関連する基地局にリバース通信リンクを介して送信される。

0033

混乱を避けるために、送信器システム10の多くの詳細、例えば、クロック発生回路マイクロホンスピーカなどは省略されている。当業者は多くの実験をすることなしに付加的な回路を用意に実装できる。

0034

送信器システム10は、二重変換遠隔通信送信器であり、デュプレクサ16に接続されたアンテナ14を含む。デュプレクサ16は、(左から右に)受信増幅器18、無線周波数(RF)/中間周波数(IF)変換ミキサ20、受信帯域フィルタ22、受信自動ゲインコントロール回路26、IFからベースバンドへの変換回路26を含む受信パスに接続されている。IF/ベースバンド変換回路26は、ベースバンドコンピュータ28内の逆拡散再生回路64でベースバンドコンピュータ28に接続されている。

0035

デュプレクサ16はさらに、送信増幅器30、IF/RF変換ミキサ32、送信帯域フィルタ34、送信AGC36、ベースバンド/IF変換回路38を含む送信パス66に接続されている。送信ベースバンド/IF変換回路38は符号器40でベースバンドコンピュータ28に接続されている。

0036

ベースバンドコンピュータ28における逆拡散/再生回路64の出力は、SINR回路66とパス重み付け及び合成回路42に接続されている。SINR回路64の出力は、SINR予測器12、LLR回路46、パス重み付け及び合成回路42に接続されている。

0037

レート要求生成回路44の入力は、SINR予測器12の出力に接続されている。log-likelihood ratio(LLR)回路46は、現在の特定された実施形態におけるターボ復号器である復号器48の入力に接続されている。LLR回路46の入力はパス重み付け及び合成回路42の出力に接続されている。復号器48の出力は制御器50の入力に接続されている。制御器50はレート要求生成回路44及び符号器40の入力に接続されている。

0038

アンテナ14はRF信号を受信して送信する。アンテナ14に接続されたデュプレクサ16は、送信RF信号54からの受信RF信号52の分離を確立する。

0039

動作時、アンテナ14により受信されたRF信号52は、受信パス64に送られて受信増幅器18により増幅され、RF/IF変換ミキサ20を介して中間周波数に混合され、帯域フィルタ22によりフィルタリングされ、受信AGC24によりそのゲインが調整され、IF/ベースバンド回路26を介してデジタルベースバンド信号56に変換される。デジタルベースバンド信号56は次にデジタルベースバンドコンピュータ28に入力される。

0040

本実施形態において、受信システム10は、直交位相シフトキーイング(QPSK)拡散及び逆拡散技術の使用に適しており、デジタルベースバンド信号56は、同相(I)信号成分と直交(Q)信号成分を含む直交振幅変調QAM)信号である。I及びQベースバンド信号56は、基地局において使用される送信器などのCDMA遠隔通信送信器から送信されるパイロット信号及びデータ信号を表わす。

0041

送信パス66において、デジタルベースバンドコンピュータ出力信号58は、ベースバンド/IF変換回路38を介してアナログ信号に変換され、IF信号に混合され、送信帯域フィルタ34によりフィルタリングされ、IF/RF変換ミキサ32によりRFまで混合され、送信増幅器30により増幅され、デュプレクサ16及びアンテナ14を介して送信される。

0042

受信及び送信パス64及び66はそれぞれ、デジタルベースバンドコンピュータ28に接続されている。デジタルベースバンドコンピュータ28は受信したベースバンド信号56を処理してデジタルベースバンドコンピュータ出力信号58を出力する。ベースバンドコンピュータ28は信号/データ変換及び/あるいはデータ/信号変換などの機能を含む。

0043

ベースバンド/IF変換回路38は、デジタルアナログコンバータ(DAC)、ミキサ、加算器、フィルタ、シフタ、局部オシレータなどの(図示せぬ)種々の構成要素を含む。ベースバンドコンピュータ出力信号58は、互いに90度位相がずれた同相(I)及び直交(Q)信号成分を含む。出力信号58は、アナログベースバンド/IF変換回路38内のデジタル/アナログ変換器(DAC)(図示せず)に入力され、そこでアナログ信号に変換された後、混合の準備として低域通過フィルタ(図示せず)によりフィルタリングされる。出力信号58の位相は、ベースバンド/IF回路38内の90度シフタ(図示せず)、ベースバンド/IF変換ミキサ(図示せず)、加算器(図示せず)により、それぞれ調整され、混合され、加算される。

0044

加算器は送信AGC回路36に対してIF信号を出力し、そこで混合IF信号のゲインが、送信帯域フィルタ34によるフィルタリング、IF/送信変換ミキサ32を介してのRFまでの混合、送信増幅器20を介しての増幅、デュプレクサ16及びアンテナ14を介しての無線送信の準備のために調整される。

0045

同様にして、受信パス64内のIF/ベースバンド変換回路26は、アナログデジタル変換器(DAC)、発振器、ミキサなどの回路(図示せず)を含む。受信AGC回路24から出力されたゲイン調整信号は、IF/ベースバンド変換回路26に送られた後、混合回路を介してベースバンドと混合され、その後、アナログデジタル変換器(ADC)(図示せず)を介してデジタル信号に変換される。

0046

ベースバンド/IF変換回路38とIF/ベースバンド変換回路36とは、混合機能を確立するために、第1の発振器61を介して提供された発振器信号を使用する。受信RF/IF変換ミキサ20と送信IF/RF変換ミキサ32とは、第2の発振器62から入力された発振器信号を使用する。第1及び第2の発振器60及び62はそれぞれ、マスタ基準発振器信号(図示せず)から出力信号を引き出す位相同期ループとして実装される。

0047

当業者は、他のタイプの受信及び送信パス64及び66を本発明の範囲から逸脱しないで使用可能であることを認識するであろう。増幅器18及び30、ミキサ20及び32、フィルタ22及び34、AGC回路24及び36、そして周波数変換回路26及び38は標準の構成要素であり、当業界で通常の知識をもち、現在の教義にアクセス可能な者により容易に構成される。

0048

ベースバンドコンピュータ28において、受信I及びQ信号56は、逆拡散/再生回路64に入力され、そこで、パイロット信号を具備するパイロットチャネルと、データ信号を具備するデータチャネルとが受信I及びQ信号56から抽出される。パイロットチャネル及びデータチャネルは、逆拡散/再生回路64から、SINR回路66及びパス重み付け及び合成回路42に供給される。

0049

SINR回路66は、一連のSINR値、すなわちサンプルを具備するSINR信号をSINR予測器12及びLLR回路46に出力する。SINR回路66はまた、干渉エネルギ逆数(1/Nt)をパス重み付け及び合成回路42に出力する。

0050

逆拡散/再生64によってパス重み付け及び合成回路42へ供給された逆拡散及び再生データチャネル信号は復号器48に供給されて復号され、制御器50に送られる。制御器50において、復号された信号は、出力音声あるいはデータに処理されるかあるいは、関連する基地局(図示せず)に転送するためにリバースリンク信号を生成するために処理される。

0051

パス重み付け及び合成回路42は、データチャネル信号に対応する受信データ信号マルチパス成分に対して最適な比のパス合成重みを計算し、適当なパスを重み付けし、マルチパスを合成し、加算かつ重み付けされたパスをメトリックとしてLLR回路46に供給する。

0052

LLR回路46は、最適なLLR及びソフト復号器判定値を生成するために、パス重み付け及び合成回路42からのメトリックと、SINR回路66により供給されたSINR推定とを使用する。好ましい実施形態では、LLR回路46は、共に係属中の米国特許出願NO.09/311793号(1999年5月13日出願、名称:パイロット支持コヒーレント復調を介してターボ符号化信号の正確な復調を実行するためのシステム及び方法、本発明の譲受人に譲渡され、ここに参考文献として含まれている)の教義に従って構成される。

0053

最適なLLR値は、受信データチャネル信号の復号を確立するために復号器48に供給される。制御器50は次に、スピーカあるいは他の装置(図示せず)を介して音声あるいはデータを出力するために、復号されたデータチャネル信号を処理する。制御器50はまた、送信の準備のために、入力装置(図示せず)から符号器40への音声信号及びデータ信号の送信を制御する。

0054

レート要求発生回路44は、SINR予測器12により提供されるように、次のパケットに対する予測SINR値に基づいて、レート制御メッセージを発生する。SINR予測器12は、レート要求発生回路44が正確なレート制御メッセージを提供するのを可能にする、SINR予測を確立するために(以下により詳細に議論する)フィルタバンクを使用する。

0055

レート要求発生回路44は、予測されたSINRを一連の所定のしきい値と比較する。レート要求発生回路44は、種々のしきい値に関して予測SINR信号の相対大きさに基いて、レート制御要求メッセージを生成する。レート要求発生回路44の詳細は特定用途に使用され、特定の応用へのニーズに合わせて当業者によって容易に決定かつ実装される。

0056

レート要求発生回路44は続いて、制御器50に送られるレート制御メッセージ、すなわちレート要求メッセ−ジを提供する。制御器50は、符号器40を介して符号化し、送信パス66、デュプレクサ16及びアンテナ14によりデータ要求チャネル(DRC)を介して最終的に関連する基地局(図示せず)に送信するべくレート要求メッセージを準備する。基地局がレート要求メッセージを受信するとき、基地局はこれに相応して送信された信号のレートを調整する。

0057

SINR回路66からの正確なSINR推定及び全体的な干渉雑音チップエネルギNt推定は、レート要求発生回路44のパフォーマンスを改善し、復号器48のパフォーマンスを改善し、それによって、送信器システム10及び関連する遠隔通信システムのスループット及び効率を改善する。

0058

SINR推定回路は当業界で既知である。好ましい実装において、SINR回路66は、共に係属中の米国特許出願NO.09/310053号(1999年5月11日出願、名称:ワイヤレス通信システムにおける使用のための受信信号干渉の正確な推定を提供するためのシステム及び方法、本発明の譲受人に譲渡され、ここに参考文献として含まれている)の教義に従って構成される。

0059

図1の送信器10は、移動局の代わりに基地局での使用に容易に適合する。その場合、送信器10は、制御器50上で動作するソフトウェアに組み込まれたレートおよびパワー調整機能を含む。適切なソフトウェアは、当業界で通常の知識をもち、かつ本発明の教義にアクセスする者によって容易に構成される。

0060

本発明の特定の実施形態において、予測器12は、レート要求発生回路44に対してSINR予測を提供するが、当業者は、本発明の範囲から逸脱することなしに、SINR予測がパワー制御回路などの他のタイプの回路によって使用されることを認識するであろう。

0061

図2は、図1のSINR予測器12のより詳細なブロック図である。SINR予測器12は、入力として図1のSINR回路66からSINRサンプルを受信するスライディングウインドウ平均化フィルタ70を含む。SINRはデシベルコンバータをサンプルし、フィルタ70はまた、入力としてSINRサンプルを受信する。

0062

平均化フィルタ70の出力は、フィルタ出力デシベルコンバータ74の入力に接続されている。デシベルコンバータ74の出力は、高速フェージングSINR予測器76の入力、低速フェージングSINR予測器78の入力、ホールド予測器80の入力に並列に接続されている。高速フェージングSINR予測器76及び低速フェージングSINR予測器78及びホールド予測器80の出力は、予測器セレクタ82に接続されている。高速フェージングSINR予測器76の他の出力は、低速フェージングSINR予測器78の入力とホールド予測器80の入力とに並列に接続されている。SINRサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ72の出力は、低速フェージングSINR予測器78の入力及びホールド予測器80の入力に並列に接続されている。

0063

動作時、平均化フィルタ70及びSINRサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ72は、図1のSINR回路66からSINRサンプルを受信する。平均化フィルタ70は所定数のサンプルについて受信SINRサンプルの平均を計算する。所定数のサンプルは特定用途向けであり、特定の応用へのニーズに合わせるべく、当業者により容易に決定される。

0064

平均化フィルタ70から出力された平均SINRサンプルは、フィルタ出力デシベルコンバータ74を介してデシベルスケールに変換される。フィルタリングされたデシベルスケールのSINRサンプルは次に、高速フェージングSINR予測器76と、低速フェージングSINR予測器78と、ホールド予測器80とに並列に供給される。

0065

SINRサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ72は、受信したSINRサンプルをフィルタリングして出力としてSINRサンプルのデシベル値を生成する。このとき、デシベル値の平均はゼロに調整される。SINRサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ72は特定用途向けであり、当業者により容易に決定される。変換されフィルタリングされたサンプルは低速フェージングSINR予測器78とホールド予測器80に供給される。

0066

高速フェージングSINR予測器76、低速フェージング予測器78及びホールド予測器80は、フィルタバンクを形成する。高速フェージング信号の環境において、高速フェージングSINR予測器76は、最も小さい標準偏差の予測誤差を出力として生成するように設計される。同様にして、低速フェージング信号の環境では、低速フェージングSINR78は、最も小さい標準偏差の予測誤差を出力として生成する。そして中間フェージング信号の環境の間は、ホールド予測器80は最も小さい標準変化の予測誤差を出力として生成する。

0067

予測セレクタ82はSINR予測器76、78、80の出力から、現在のフェージング信号の環境を最も良く表わす最も小さい標準偏差の予測誤差値を持つ信号を選択する。選択された予測は、当業者により容易に実装される予測セレクタ82から出力される。SINR予測器76,78,80の出力は、以下により詳細に議論するように、SINR予測のオーバシュートを防止するべく所定の因数によりバックオフ(back-off)される。

0068

当業者は、変化するフェージング信号の環境に従って選択的に変更される伝達関数係数をもつ単一のフィルタが、本発明の範囲から逸脱することなしに、SINRフィルタ76、78、80を具備するフィルタバンクの代わりに用いられることを認識するであろう。加えて、本発明の範囲から逸脱することなしに、異なるフィルタ係数及び/または付加的なフィルタが使用されるであろう。

0069

SINR予測器76、78、80は線形予測フィルタであり、ウィーナ(Wiener)フィルタのふるまいを模倣するべく設計される。

0070

概して、信号y(n)はしばしば、信号成分x(n)と雑音成分w(n)とを含み、y(n)=x(n)+w(n)である。ここで、nはサンプル数である。所望の信号は常にx(n)の線形関数であり、y(n)から予測可能である。本実施形態では、x(n)はSINRサンプルを表わす。

0071

予測は、現在の観察に先んじて所望の信号を予測する特別の状況である。所望の信号d(n+D)はy(n)に先立つDサンプルである。ここでDは所定の数であり、本実施形態では5サンプルよりも大きいか或いはそれに等しい。

0072

最適な線形フィルタは、それが最小の二乗平均誤差となる点においてウィーナフィルタであることは公知である。

0073

本実施形態において所望の信号d(n)はパケット長に渡っての平均SINRである。異なるパケット長は異なる所望の信号に対応する。図1の送信器10は、5つの異なるパケットサイズ(1,2,4,8,16のスロットパケット)に対して予測を行なう。各半スロットごとに更新されるパスが組み合わされたSINR推定を受信したときに、図1の送信器10(移動局に対応する)は、それぞれ、(1,2,4,8,16)スロットのパケットサイズに対応して予測器12を5回動作させる。すなわち、予測器12は、予測遅延及びフィルタ係数のような異なる値のパラメータをもつ5つの異なるパケット長に対して5回、図3に示す処理を更新する。

0074

図3は、図2のSINR予測器12を介して実装された所定のパケット長のSINR予測のためのより詳細なブロック図である。SINRサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ72は、第1のデシベルコンバータ90を含み、それの入力は図1のSINR回路66からSINRサンプルを受信し、それの出力は減算器92の正の端子と、フィルタ(F1)96の入力とに接続されている。フィルタ96の出力は第1の減算器92の負の端子に接続されている。

0075

動作時、SINRサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ72は、受信したSINRサンプルをデシベルコンバータ90を介してデシベルスケールに変換し、第1のフィルタ96を介してデシベル信号をフィルタリングする。フィルタリングされたデシベルサンプルは、デシベルコンバータ90から出力されたデシベルサンプルから減算される。SINRサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ72の出力は、以下の式により表現される。

0076

ここでuo(n)はSINRサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ72の出力サンプルを表わし、u(n)はデシベルコンバータ90から出力されるデシベルスケールサンプルを表わし、mu(n)は、第1のフィルタ96から出力されるデシベルスケールサンプルの平均を表わす。

0077

第1のフィルタ96の伝達関数F1(z)は、以下の式により表現される。

0078

ここで、λは一定の係数、zは複素変数である。係数λは特定用途向けであり、特定の応用へのニーズに適合するべく当業者によって容易に決定される。

0079

図1のSINR回路66からの受信SINRサンプルはまた、スライディングウインドウ平均化フィルタ70に入力される。平均化フィルタ70は、Lサンプルに渡るSINRサンプルの平均を計算する。ここでLは所定のパケット長を表わす。

0080

平均化フィルタ70の出力は、平均化フィルタ70の出力を当業界で既知の方法に従ってデシベルスケールに変換するフィルタ出力デシベルコンバータ74に接続されている。所望の信号を表わすデシベル値は、高速フェージングSINR予測器76、低速フェージングSINR予測器78、ホールド予測器80に入力される。

0081

高速フェージングSINR予測器76において、第1のフィルタ出力デシベルコンバータ74の出力は、第2の減算器106の負の端子に接続されている。デシベルコンバータ74の出力は、フィルタ(F3 )100に接続されている。フィルタ100の出力は、第1の遅延102、第1のバックオフ回路104、そしてホールド予測器80及び低速フェージングSINR予測器78内の第1の加算器120、第2の加算器150にそれぞれ接続されている。第1のバックオフ回路104の出力は、予測セレクタ82の入力に接続されている。第2の減算器回路106の第2の入力は、第1の遅延102の出力に接続されている。第2の減算器回路106の出力は、第1のフィルタ(F4 )112の入力に接続された出力を持つ第1の二乗回路108に接続されている。フィルタ112の出力は、第1の平方根回路114の入力に接続されている。第1の平方根回路114の出力は第1のバックオフ回路104の入力に接続されている。

0082

動作時、高速フェージングSINR予測器76は、フィルタ(F3)100及び第2の減算器106の負の端子で、フィルタ出力デシベルコンバータ74からのデシベルスケールサンプルを受信する。 フィルタ(F3)100は、デシベル値の長期平均を計算し、以下の式により表現される。

0083

ここで、md (n)は、特定サンプルnでの受信デシベルスケールサンプルの長期平均であり、未来のDサンプルである、平均SINR予測d1 ^(n+D)を表わす。ここで、Dは所定のパケット長に基づく所定の遅延、αはフィルタ100の伝達関数(F3 )の所定の係数、d(n)はデシベルコンバータ74からの現在の出力であり、md (n−1)は1サンプル前の長期平均である。フィルタ100の伝達関数F3 は、以下の式により表現される。

0084

ここでzは複素変数、αは上記したような所定の係数である。αは特定の応用へのニーズに合わせるために当業者によって容易に決定される。

0085

フィルタ100から出力される結果的な長期平均は、第1の遅延回路102を介してDサンプルだけ遅延されて、第2の減算器106の負の端子に供給される。第2の減算器は、長期平均md (n)からフィルタ出力デシベルコンバータ74からのd(n)出力を減算し、それに応答して予測誤差信号e1 (n)を提供する。エラー信号e1 (n)は二乗回路108及び第1のフィルタF4 112によりそれぞれ、二乗かつフィルタリングされる。第1のフィルタF4 112は、以下の式により表現される伝達関数F4 (z)をもつ無限インパルス応答(IIR)フィルタである。

0086

ここで、βはフィルタ係数、他の変数は上記した通りである。

0087

フィルタリングされ、すなわち、平均化され二乗された値は平方根回路114に入力されて、誤差信号e1 (n)の二乗平均平方根(rmse1 )が計算される。二乗平均平方根誤差rmse1 は第1のバックオフ回路104に供給され、そこで、rmse1 は所定の定数K1 により乗算される。K1 に対する正確な値は特定用途向けであり、定数あるいは、他の回路(図示せず)あるいはソフトウェアルーチンにより、変化する信号の環境に従って動的に更新される。

0088

二乗平均平方根誤差rmse1 (n)は以下の式により表現される。

0089

ここでβは、式(5)において与えられたものと同一であり、二乗平均誤差mse1(n−1)は、第1のフィルタF4 からの1サンプル前の出力を表わす。

0090

第1のバックオフ回路104は、予測オーバシュートを低減するべく、第1の予測d1 ^(n+D)をk1 *rmse1 だけ減らす。減らされた第1の予測はd1 ^(n+D)と表わされ、以下の式により表現される。
ここで、変数は上で与えられたものである。

0091

低速フェージングSINR予測器78とホールド予測器80の構成は高速フェージングSINR予測器76の構成と類似している。しかしながら、低速フェージングSINR予測器78は付加的なフィルタF2 116と第1の加算器150を含む。ホールド予測器80は付加的なホールドフィルタ118と第2の加算器120を含む。第1の加算器150及び第2の加算器120は高速フェージングSINR予測器76のフィルタF3 からの長期平均md (n)出力を受信する。

0092

低速フェージングSINR78は、左から右へ及び上から下へ向かって、第3の減算器122、第2の二乗回路124、第2のフィルタF4 128、第2の平方根回路130、フィルタF2 116、第1の加算器150、第2の遅延132、第2のバックオフ回路134を含む。

0093

動作時、フィルタF2 116は、SINRサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ72からの出力をフィルタリングする。第2のフィルタF2 116の伝達関数F2 (z)は、以下の式により表現される。

0094

μは所定のフィルタ係数である。第2のフィルタF2 112の出力d0 ^(n+D)は、以下の式により表現される。

0095

ここで、μは上記のものと同じものであり、d0 ^(n+D−1)は、1サンプルだけ遅延された出力d0 ^(n+D)である。μ0 (n)はSINRサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ72の出力である。

0096

上記の式(9)により表わされたフィルタF2 116の出力は、第1の加算器150の端子に入力されて、高速フェージングSINR予測器76から供給される長期平均md (n)の出力を加算する。結果として得られる和は、d2 ^(n+D)として表現され、以下の式により表現される。

0097

ここで、変数は上記した通りである。

0098

式(10)により与えられた第1の加算器150の出力が、第2の遅延132及び第2のバックオフ回路134に並列に入力される。遅延132は第1の加算器150の出力をDだけ遅延するとともに、その結果を第3の減算器122の正の端子に供給する。第3の減算器は、以下の式により記載される第2の誤差信号をe2 (n)を獲得するべく、遅延結果からフィルタ出力デシベルコンバータ74の出力を減算する。

0099

d^2(n)は、第1の加算器150の遅延された出力、すなわち、第2の遅延132の出力である。d(n)はフィルタ出力デシベルコンバータ74の出力である。

0100

得られた誤差信号e2(n)はそれぞれ、二乗回路124により二乗され、第2のフィルタF4128によりフィルタリングされる。第2のフィルタF4 128の伝達関数は式(5)により記載したとおりである。フィルタF4 128の出力の平方根は第2の平方根回路130により計算され、次の出力を得る。

0101

ここで、rmse2 は信号e2 (n)の二乗平均平方根誤差であり、二乗平均誤差mse2 (n−1)は、1つのサンプルにより遅延された第2のフィルタF
4 128の出力である。他の変数及び定数は上記した通りである。

0102

得られた二乗平均平方根誤差rmse2 (n)は所定の因数kにより乗算され、その結果は、以下の出力を得るべく第1の加算器150の出力から減算される。

0103

ここで、定数と変数は上記した通りである。第2のバックオフ回路134の出力d2’(+D)は予測セレクタ82に供給される。

0104

所定の因数k2 は特定用途向けであり、当業者により容易に決定される。因数k2 は、第1のバックオフ回路104及び第3のバックオフ回路148において使用された因数k1 及びk3 に等しいものであり、本発明の範囲から逸脱すること無しに動的に変更可能である。

0105

ホールド予測器80は、左から右及び上から下へ向かって、第4の減算器136、第3の二乗回路138、第3のフィルタF4 142、第3の二乗平方根回路144、第3の遅延回路146、ホールドフィルタ回路118、第2の加算器120、第3のバックオフ回路148を含む。

0106

本特定の実施形態では、ホールド予測器80は、パケット長が2スロット以下かあるいはそれに等しいときにのみ使用される。ホールド予測器80は、パケット長が2スロット以下かあるいはそれに等しいときを決定して、ホールド予測器80の出力を選択的に能動にする回路(図示せず)によって選択的に駆動される。

0107

動作時、ホールドフィルタ回路118は、SINRサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ72の出力をフィルタリングし、その結果を第2の加算器120の端子に供給する。第2の加算器120は高速フェージングSINR予測器76のフィルタ100の出力md (n)を加算する。加算器120の出力は次の式により表現される。

0108

ここで、HoldWeightはホールドフィルタ回路118によって供給され、u0 (n)はSINRサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ72の出力である。

0109

得られた結果は、第3の遅延146によりDサンプルだけ遅延され、これによって、d^3 (n)が得られる。フィルタ出力デシベルコンバータ74の出力は次に遅延されたサンプルd^3 (n)から減算され、これによって次の式により表現される第3の誤差信号e3 (n)が得られる。

0110

ここで、変数は上記した通りである。

0111

次に第3の二乗回路138、第3のフィルタF4 142、第3の二乗平方根回路144は、以下の式により表現される誤差信号e3 (n)の二乗平均平方根誤差信号rmse3 (n)を計算する。

0112

ここで、二乗平均誤差mse3 (n−1)は1サンプルだけ遅延された第3のフィルタF4 142の出力であり、他の定数及び変数は上記した通りである。第3のフィルタF4 142の伝達関数は式(5)の通りである。

0113

得られる二乗平均平方根誤差rmse3 (n)は第3のバックオフ回路148を介して所定の定数k3 により乗算される。その結果は、第2の加算器120の出力d^3 (n+D)から減算され、これにより、以下の式が得られる。

0114

ここで、定数と変数は上記した通りである。式(17)で与えられる結果は予測セレクタ回路82に供給される。

0115

予測セレクタ82は、最小のrmseをもつ予測を、所定のパケット長に対する最後の予測として選択する。1あるいは2のスロットパケットの場合は、予測セレクタ82は、高速フェージング予測器76、定速フェージング予測器78、ホールド予測器80から選択する。4,8,16のスロットパケットの場合には、予測セレクタ82は、高速フィルタ76と定速フェージングフィルタ78から選択する。

0116

遅延102,132及び146は、Dハーフスロットの遅延を提供する。ここで、Dは所定のパケット長に対する予測LATENCである。予測器12は、各1つのハーフスロットに一度SINR推定サンプルを受信するが、各2つのハーフスロットに一度パケット平均SINR予測を生成する。さらに、フィルタF1 96は、各ハーフスロットに一度適用され、伝達関数F1 、F2 、F3 及びF4
を有するフィルタ100,112,116,128及び142は、2ハーフスロットに一度適用される。伝達関数F1 、F2 、F3 及びF4の記載は、デシメーション処理(decimation processing)の影響を無視するものである。しかしながら、当業者は必要に応じて容易に伝達関数を調整可能である。

0117

当業者は、SINR予測器12は本発明の範囲から逸脱しないでソフトウェアにおいて実行できることを認識するであろう。この場合、フィルタ96、100、112、128、142及び116は上記の規則に従って容易にONあるいはOFFされる。

0118

すなわち、本発明は特定の応用に対する特定の実施形態に関して記載された。当業界に於いて通常の知識をもちかつ本発明の教義にアクセス可能な者であれば、本発明の範囲内でさらなる変更、応用、実施形態を認識するであろう。

0119

従って添付の請求の範囲により、本発明の範囲内でそのような応用、変更、実施形態の一部あるいはすべてを網羅することが意図されている。

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