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技術 遅延ホッピング連続雑音送信参照方式を用いた超広帯域通信システム及び方法

出願人 ゼネラル・エレクトリック・カンパニイ
発明者 ラルフ・トマス・ホクターデビッド・エム・ダベンポートアーロン・マーク・デンティンジャーニック・アンドリュー・ヴァン・ストラレンハロルド・ウッドラフ・トムリンソン,ジュニアケネス・ブレイクリイ・ウェルズ,ザ・セカンドジョン・エリック・ハーシェイ
出願日 2002年10月10日 (18年7ヶ月経過) 出願番号 2002-296940
公開日 2003年6月13日 (17年10ヶ月経過) 公開番号 2003-169000
状態 特許登録済
技術分野 時分割方式以外の多重化通信方式
主要キーワード 振幅極性 設計規準 帯域通過応答 時間積分器 変調形態 遅延時間間隔 遅延構成 受信器チャネル
関連する未来課題
重要な関連分野

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図面 (13)

課題

同期が容易で実用に耐える多元接続収容力具備したUWB通信システムを提供する。

解決手段

超広帯域(UWB)通信ステムにおいて、送信参照(TR)の手法と遅延ホッピング(DH)と呼ばれる多元接続方式の手法とを組み合わせる。連続雑音送信波形を用いたUWB信号伝送を利用してこれら二つの手法を組み合わせると、従来のアプローチ付随していた同期の困難さが回避される。このTR手法をDH多元接続手法と組み合わせて、UWB TR手法がそれ自体で有していたものよりも大きい多元接続収容力を有するUWB通信方式を案出する。

概要

背景

概要

同期が容易で実用に耐える多元接続収容力具備したUWB通信システムを提供する。

超広帯域(UWB)通信ステムにおいて、送信参照(TR)の手法と遅延ホッピング(DH)と呼ばれる多元接続方式の手法とを組み合わせる。連続雑音送信波形を用いたUWB信号伝送を利用してこれら二つの手法を組み合わせると、従来のアプローチ付随していた同期の困難さが回避される。このTR手法をDH多元接続手法と組み合わせて、UWB TR手法がそれ自体で有していたものよりも大きい多元接続収容力を有するUWB通信方式を案出する。

目的

効果

実績

技術文献被引用数
2件
牽制数
5件

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請求項1

時間間隔Dにより分離される複数の連続雑音送信波形を発生する送信器(100)であって、送信されるデータは前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの相対的な極性により符号化されており、当該送信器(100)はNC個のチップで構成される符号語(135)を順次送信し、前記NC個のチップの各々が固定された時間間隔により分離される連続雑音送信波形を含んでいる、送信器(100)と、該送信器(300)により送信された前記複数の連続雑音送信波形を受信する受信器(300)とを備えた無線通信システムであって、前記受信器(300)は、異なる遅延同調されている各々の相関器(320)を含んでいる相関器バンク(320)であって、該相関器バンク(320)の各々の相関器(320)が、前記受信された信号の遅延付き形態及び無遅延形態乗算する乗算器(322)と、該乗算器(322)に接続されており該乗算器(322)により出力された信号を積分する積分器(326)とを含んでいる、相関器バンク(320)と、前記積分器(326)に接続されており前記NC個のチップに対応する前記符号語(135)の相関を求める符号語相関器(340)とを含んでいる、無線通信システム。

請求項2

前記符号語相関器(340)は、前記NC個のチップに対応する前記符号語(135)の相関を求める符号語相関器アルゴリズムを実行するディジタル信号プロセッサ(DSP)を含んでいる請求項1に記載の無線通信システム。

請求項3

前記符号語相関器(340)は、前記NC個のチップに対応する前記符号語(135)の相関を求める符号語相関器アルゴリズムを実行するプログラマブル論理素子PLD)を含んでいる請求項1に記載の無線通信システム。

請求項4

前記符号語相関器(340)は、前記NC個のチップに対応する前記符号語(135)の相関を求める符号語相関器アルゴリズムを実行する特定応用向け集積回路ASIC)を含んでいる請求項1に記載の無線通信システム。

請求項5

前記受信器(300)は、前記送信器(100)により送信された前記複数の連続雑音送信波形を含む受信信号を受信するアンテナ(310)と、該アンテナ(310)に接続されており、前記受信信号を複素出力の実数部及び虚数部へ変換するベースバンド復調器(101)とをさらに含んでおり、該ベースバンド復調器(101)は、前記複素出力の前記実数部及び前記虚数部の両方を遅延させるように構成されている遅延(21a)と、該遅延(21a)に接続されており、前記受信信号の直接経路に前記受信信号の遅延付き経路複素共役掛け複素乗算を実行するように構成されている信号乗算器(22a)とを含んでおり、前記積分器(326)は、一方が前記信号乗算器(22a)により出力された積信号の前記実数部用及び他方が前記虚数部用である二つの積分器(23a、23b)を含んでいる、請求項1に記載の無線通信システム。

請求項6

前記複数の連続雑音送信波形は、複数の符号語(135)と共に順次送信される請求項1に記載の無線通信システム。

請求項7

前記送信器(100)は、前記複数の連続雑音送信波形を発生する雑音源(110)と、該雑音源(110)に接続されており、前記時間間隔Dだけ前記複数の連続雑音搬送波の1以上を遅延させる遅延(160)と、該遅延に接続されており、前記符号語(135)を前記複数の連続雑音送信波形の1以上へ変調させる情報変調器(130)と、該情報変調器(130)及び前記雑音源(110)に接続されており、第一のインスタンスが無遅延連続雑音送信波形を含んでおり、第二のインスタンスが前記変調された符号語(135)を含む遅延付き連続雑音送信波形を含んでいる前記複数の連続雑音送信波形の前記二つのインスタンスを結合する加算器(170)とを含んでいる請求項1に記載の無線通信システム。

請求項8

前記送信器(100)は、前記雑音源(110)に接続されており前記連続雑音送信波形をスペクトル成形するフィルタ(175)を含んでいる請求項7に記載の無線通信システム。

請求項9

前記雑音源(110)は広帯域雑音源を含んでいる請求項7に記載の無線通信システム。

請求項10

前記雑音源(110)は擬似ランダム雑音源を含んでいる請求項7に記載の無線通信システム。

請求項11

前記遅延(160)は前記擬似ランダム雑音源に含まれており、前記連続雑音送信波形は前記擬似ランダム雑音源による発生時に遅延される請求項10に記載の無線通信システム。

請求項12

前記遅延時間間隔Dは単一よりも多い遅延を含むことができ、多数の遅延が、前記送信器の遅延のノミナル値周りのノミナル値拡散を有しており、復調に実際に用いられる遅延(160)は、前記ノミナルの遅延における送信に応答した最も高いエネルギの出力を有する遅延として既存の遅延の中から選択される請求項1に記載の無線通信システム。

請求項13

時間間隔Dにより分離される複数の連続雑音送信波形を発生する送信器(100)であって、送信されるデータは前記複数の連続雑音送信の二つのインスタンスの相対的な極性により符号化されており、当該送信器(100)はNC個のチップで構成される符号語(135)を順次送信し、前記NC個のチップの各々が固定された時間間隔により分離される連続雑音送信波形を含んでいる、送信器(100)と、該送信器(100)により送信された前記複数の連続雑音送信波形を受信する受信器(300)とを備えた超広帯域通信システムであって、前記送信器(100)は、前記複数の連続雑音送信波形を発生する広帯域雑音源(110)と、該雑音源(110)に接続されており、前記時間間隔Dにより前記複数の連続雑音搬送波の1以上を遅延させる遅延(160)と、該遅延(160)に接続されており、前記符号語(135)を前記複数の連続雑音送信波形の1以上へ変調させる情報変調器(130)と、該情報変調器(130)及び前記雑音源(110)に接続されており、第一のインスタンスが無遅延連続雑音送信波形を含んでおり、第二のインスタンスが前記変調された符号語(135)を含む遅延付き連続雑音送信波形を含んでいる前記複数の連続雑音送信波形の前記二つのインスタンスを結合する加算器(170)とを含んでおり、前記受信器(300)は、異なる遅延に同調されている各々の相関器(320)を含んでいる相関器バンク(320)であって、該相関器バンク(320)の各々の相関器(320)が、前記受信された信号の遅延付き形態及び無遅延形態を乗算する乗算器(322)と、該乗算器(322)に接続されており該乗算器(322)により出力された信号を積分する積分器(326)とを含んでいる、相関器バンク(320)と、前記積分器(326)に接続されており前記NC個のチップに対応する前記符号語(135)の相関を求める符号語相関器(340)とを含んでいる、超広帯域通信システム。

請求項14

前記雑音源(110)は広帯域雑音源を含んでいる請求項13に記載の超広帯域通信システム。

請求項15

前記雑音源(110)は擬似ランダム雑音源を含んでいる請求項13に記載の超広帯域通信システム。

請求項16

前記遅延(160)は前記擬似ランダム雑音源に含まれており、前記連続雑音送信波形は前記擬似ランダム雑音源による発生時に遅延される請求項15に記載の超広帯域通信システム。

請求項17

連続雑音送信波形を通信する方法であって、複数の連続雑音送信波形を発生する工程と、時間間隔Dだけ前記連続雑音送信波形の1以上を遅延させる工程と、符号語を前記連続雑音送信波形の1以上の遅延付きインスタンスへ変調させる工程であって、前記符号語はNC個のチップで構成されており、該NC個のチップの各々が固定された時間間隔により分離される連続雑音送信波形を含んでいる、変調させる工程と、第一のインスタンスが無遅延連続雑音送信波形を含んでおり、第二のインスタンスが前記変調された符号語を含む前記連続雑音送信波形の前記1以上の前記遅延付きインスタンスを含んでいる前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの和を送信する工程と、前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記和を受信する工程と、前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記受信された和から前記NC個のチップに対応する前記符号語の相関を求める工程とを備えた方法。

請求項18

前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記受信された和と時間間隔Dを有する遅延との相関を求める工程と、前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記受信された和の遅延付き形態及び無遅延形態を乗算する工程と、前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記受信された和の前記乗算された遅延付き形態及び無遅延形態を積分する工程とをさらに含んでいる請求項17に記載の方法。

請求項19

所定の値に対応するように前記時間間隔Dを選択する工程をさらに含んでいる請求項17に記載の方法。

請求項20

前記発生された複数の連続雑音送信波形をスペクトル成形する工程をさらに含んでいる請求項17に記載の方法。

請求項21

前記発生された複数の連続雑音送信波形は広帯域擬似雑音を含んでいる請求項17に記載の方法。

請求項22

前記発生された複数の連続雑音送信波形は広帯域雑音を含んでいる請求項17に記載の方法。

請求項23

前記符号語の相関を求める工程は、符号語相関器アルゴリズムを実行するディジタル信号プロセッサ(DSP)上で実行され、前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記受信された和のアナログからディジタルへの変換を実行すると共にディジタル入力を前記ディジタル信号プロセッサへ供給する工程をさらに含んでいる請求項17に記載の方法。

請求項24

前記符号語の相関を求める工程は、符号語相関器アルゴリズムを実行するプログラマブル論理素子上で実行される請求項17に記載の方法。

請求項25

前記符号語の相関を求める工程は、符号語相関器アルゴリズムを実行する特定応用向け集積回路(ASIC)上で実行される請求項17に記載の方法。

請求項26

前記受信する工程は、前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記受信された和を複素出力の実数部及び虚数部へ変換するように受信信号をベースバンド復調する工程と、前記複素出力の前記実数部及び前記虚数部の両方を遅延させる工程と、直接経路に遅延付き経路の複素共役を掛ける複素乗算を実行する工程と、該複素乗算を実行する工程により発生される積信号出力の実数部及び虚数部を積分する工程とをさらに含んでいる請求項17に記載の方法。

請求項27

前記時間間隔Dは単一よりも多い遅延を含むことができ、多数の遅延が、前記送信器の遅延のノミナル値の周りのノミナル値拡散を有しており、復調に実際に用いられる遅延は、前記ノミナルの遅延における送信に応答した最も高いエネルギの出力を有する遅延として既存の遅延の中から選択される請求項17に記載の方法。

請求項28

連続雑音送信波形を通信する方法であって、広帯域雑音源を用いて複数の連続雑音送信波形を発生する工程と、時間間隔Dだけ前記連続雑音送信波形の1以上を遅延させる工程と、符号語を前記連続雑音送信波形の1以上の遅延付きインスタンスへ変調させる工程であって、前記符号語はNC個のチップで構成されており、該NC個のチップの各々が固定された時間間隔により分離される連続雑音送信波形を含んでいる、変調させる工程と、第一のインスタンスが無遅延連続雑音送信波形を含んでおり、第二のインスタンスが前記変調された符号語を含む連続雑音送信波形の前記1以上の前記遅延付きインスタンスを含んでいる前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの和を送信する工程と、前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記和を受信する工程と、前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記受信された和と時間間隔Dを有する遅延との相関を求める工程と、前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記受信された和の遅延付き形態及び無遅延形態を乗算する工程と、前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記受信された和の前記乗算された遅延付き形態及び無遅延形態を積分する工程と、前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記受信された和から前記NC個のチップに対応する前記符号語の相関を求める工程とを備えた方法。

背景技術

0001

本発明は、超広帯域通信システムの送信、受信、検出、同期、及び利用に関する。具体的には、本発明は、連続雑音送信参照遅延ホッピング(transmitted-reference, delay hopped、TR/DH)方式の超広帯域無線通信システムに関する。

0002

従来の超広帯域(UWB)無線ステムは、時間長が典型的には1ナノ秒未満の極く短い無線周波数(RF)パルス系列送受信することにより動作する。この方式をインパルス無線と呼ぶ。個々のパルスは典型的には低エネルギを有する。結果的に、パルス状波形デューティサイクルが小さくなり、平均電力が極く小さくなる。

0003

UWB通信システム具現化する従来の一アプローチでは、パルス位置変調(PPM)方式を用いてUWB搬送波に情報を刻印する。PPMは、一定数の異なる時間ウィンドウのうちのいずれに受信パルスが現われているかを受信器が決定して、この決定が1量子分の情報を伝達するという直交信号伝送方式である。例えば、二つの可能な時間ウィンドウが存在している場合には、一つのウィンドウの決定により1ビットの情報が伝達され、三つのウィンドウの場合には1トリットの情報が伝達され、四つのウィンドウの場合は2ビットが伝達され、以下同様となる。

発明が解決しようとする課題

0004

PPMシステムをうまく動作させるためには、送信器と受信器との間で正確な時間同期を獲得して保持する必要がある。例えば、UWB PPMシステムの場合に、この同期はパルス時間長の部分数の範囲内まで正確でなければならない。UWBシステムではパルス時間長は極く短いため、この同期の要件は非常に厳しい。この方法のための同期を確立するのに必要な時間は実現不可能なほど長く、一対よりも多い送信器及び受信器が同時刻に動作している場合に生ずる多元接続干渉の存在下では獲得が常に可能であるとは限らない。従来のUWBインパルス無線通信の利用時には獲得時間が長いことが大きな問題点である。従って、従来のアプローチに付随していた同期の困難さをなくしたUWB通信システムが必要とされている。

課題を解決するための手段

0005

本発明は、二つの主な特徴の組み合わせ、及び各特徴を巡る革新的手法から成っている。これらの特徴の第一のものは当技術分野で送信参照(TR)方式として公知である。TR手法は、データによって変調されている搬送波及び変調されていない搬送波の二つの形態の広帯域搬送波の送信として定義される。これら二つの信号は受信器によって復元され、互いに対する相関を求めて変調データの検出を行なう。広く用いられている広帯域搬送波は連続広帯域擬似雑音源であり、変調形態及び非変調形態は典型的には、時間又は周波数のいずれかで互いから分離される。本発明で用いられる搬送波は、連続広帯域雑音又は連続広帯域擬似雑音である。従って、本発明では、「送信参照」という用語は、受信器にとって既知の特定の時間間隔によって互いから分離される雑音波形又は擬似雑音波形の多数のインスタンス(instance、実形態)の送受信を指すものとする。雑音波形をそれ自体で搬送波と呼ぶ。情報は、二つの送信雑音波形の相対的な位相を変調させることにより、上述のような信号によって伝送される。受信器は、有限区間にわたって、受信した信号と該信号自体の遅延付き形態との相関を求めて信号を復調する。インパルス無線方法とは対照的に、送信参照手法の利用によって個々のパルスとの同期が不要になる。他方、この方式は、インパルス無線手法と比較すると信号対雑音比(SNR)に弱点がある。

0006

異なる遅延を付して二つのUWBTR信号を発生させると、幾つかの条件下では、同じ受信信号に対して二つの別個相関器を適用することによりこれら二つのUWB TR信号の両方を同時に受信して復調することが可能になる。従って、それぞれ別個の送信器に関連付けられている異なる遅延を用いると、UWBTR通信システムに一定量の多元接続収容力が付与される。一実施形態では「収容力」とは、通信システムがサポート可能な同時利用者数として定義される。

0007

本発明の第二の特徴は、「遅延ホッピング」と呼ばれる形式多元接続方式である。UWB通信の場合には、遅延ホッピングとは、送信器及び受信器の両方にとって既知の固定されたパターンでTRUWB送信時に用いられる遅延を変化させる方法を指す。このパターンは符号語を構成しており、符号分割多元接続(CDMA)手法によって多元接続収容力が得られる。

0008

CDMAは、利用者チャネルランダムな態様で接続することを可能にする多元接続方法である。CDMAシステムでは、異なる利用者からの信号送信が時間及び周波数の両方について完全に重畳してよい。これらの信号の復調には、各々の信号が受信器にとって既知の符号系列に関連付けられているという事実が利用されており、この符号を一般に拡散符号と呼んでいる。異なる送信器の拡散符号は、多数の符号が互いに殆ど干渉しないようにして同時に検出され得るという意味で直交(又は近似的に直交)していなければならない。

0009

本発明の代表的な一実施形態は、同期が容易で且つ実用に耐える水準の多元接続収容力を有する連続雑音送信参照を送信するUWB通信方式を案出するためにTR手法とDH手法とを組み合わせることから成っている。

発明を実施するための最良の形態

0010

一実施形態では、本書に記載する特定の送信参照(TR)方法は、少なくとも二つの連続雑音波形の送信を必要とする。二つの連続雑音波形は、受信器300(図3)及び送信器100(図1)の両方にとって既知の時間間隔Dによって分離される。送信データは、二つの連続雑音波形の相対的な振幅極性によって符号化される。送信波形の一方は常に同じ極性で送信され、この波形が参照信号となる。他方の波形は極性が変調されており、情報を担持した信号となる。「送信参照」という名称は、参照信号が情報を担持した信号と共に送信されるという事実に由来する。

0011

図1に示すように、連続雑音送信参照を送信するのに用いられる送信器100の一実施形態は、遅延時間間隔(D)を有する遅延160に接続されている広帯域雑音源110と、加算器170とを備えている。遅延160の出力は情報変調器130に接続されており、情報変調器130もまた加算器170に接続されている。アンテナ180が加算器170に接続されている。この実施形態では、連続雑音波形の二つのインスタンスが遅延時間間隔(D)によって分離される。遅延時間間隔(D)は送信器100及び受信器300(図3)に既知である。送信データは、各連続雑音波形の相対的な振幅極性によって符号化されている。

0012

図2に示す送信器100のもう一つの実施形態では、広帯域雑音源110がスペクトル成形装置120に接続されて、連続雑音搬送波を発生する。広帯域雑音源は、バックバイアスダイオードを含んでいてよく、ダイオードの出力をキャパシタに通してあらゆるDCバイアスを除去する。また、広帯域雑音源は高速擬似ランダム雑音発生器を含んでいてもよい。スペクトル成形装置120は広帯域雑音源110の出力をフィルタ処理する。一実施形態では、スペクトル成形装置120はアナログフィルタを含んでいてよい。他の実施形態では、スペクトル成形装置120はディジタル・フィルタを含んでいてよい。スペクトル成形装置120は、所定の周波数帯域からエネルギを除去して、通信の一貫性を保護し且つ/又は連邦政府規制に従う。スペクトル成形された連続雑音送信参照は、加算器170及び情報変調器130へ供給される。

0013

一実施形態では、情報変調器130は、スペクトル成形装置120からの連続雑音搬送波に対して遅延ホッピング符号分割多元接続(CDMA)符号語を刻印する。やはりマルチプレクサ及びデータ極性スイッチ150に接続されている遅延ホッピング制御器140が、遅延ホッピングCDMA符号語135を導出する。情報シンボル145が遅延ホッピング制御器140へ供給され、遅延ホッピング制御器140は情報シンボル145を用いて遅延ホッピングCDMA符号語135を生成する。この符号語は、遅延値の系列と、関連するチップ位相極性の系列とから成っている。遅延ホッピング制御器140は、一実施形態では、有限状態順序機械で構成されている。一実施形態では、符号語はNC個のチップを含んでいる。NC個のチップの各々が、固定された時間間隔又は遅延によって分離される一対の連続雑音波形を含んでいる。

0014

マルチプレクサ及びデータ極性スイッチ150は、固定された遅延帯160に対する広帯域連続雑音波形の適用及び経路選択、並びに情報を担持した波形に対するチップ極性値の適用を制御する。一実施形態では、遅延160は、同軸伝送ケーブル分節のような離散的な遅延アナログ構成要素を含んでいてよい。他の実施形態では、遅延160はディジタル遅延構成要素を含んでいてもよい。他の実施形態において、雑音源110が擬似ランダム雑音源で構成されている場合には、遅延160は、雑音が発生されるときに擬似ランダム雑音源によって生成されてもよい。マルチプレクサ・スイッチ150は遅延ホッピング制御器140によって制御され、遅延ホッピング制御器140が遅延ホッピングCDMA符号語135の相互相関限度によって課される所定の設計規準に従って遅延ホッピングCDMA符号語135を生成することにより制御される。スペクトル成形装置130の出力及び固定された遅延160の出力は、加算器170によって結合され加算されて、広帯域雑音源110によって発生される連続雑音搬送波の二つのインスタンスの和を含む連続雑音送信参照信号を発生する。このとき、第一のインスタンスは、遅延のない連続雑音波形を含んでおり、第二のインスタンスは、変調された遅延ホッピングCDMA符号語135で刻印された1以上の連続雑音波形の遅延付きインスタンスを含んでいる。連続雑音波形はフィルタ175へ供給されてさらにフィルタ処理された後に、アンテナ180へ供給されて放射される。

0015

遅延ホッピングは、送信参照方式UWBと共に用いられるべき符号分割多元接続(CDMA)方式である。TR UWBにおいては、連続雑音送信参照信号を別個の遅延で送受信することにより、限定された量の多元接続収容力が利用可能となる。一つの遅延に同調されている受信器100は、それ自体の遅延値で送信されている連続雑音送信参照信号に対する場合よりも遥かに低いエネルギ・レベルにある別個の遅延で受信した連続雑音送信参照信号に応答する。しかしながら、受信器のアンテナ310に異なる遅延を付した多数の送信が存在している場合には、異なる送信器から発した連続雑音送信参照信号の間にの相関が生ずる場合がある。多数の遅延、及び参照信号と情報を担持した信号との間での多数の相対的な信号極性を表わすチップを備えたCDMA符号語を用いることにより、遅延ホッピングは、単に異なる遅延を付して送信する場合よりも大きい多元接続収容力に対応することができる。

0016

送信参照/遅延ホッピング(TR/DH)方式の符号語(遅延ホッピングCDMA符号語135とも呼ぶ)は、順次送信されるNC個のチップから成っている。NC個のチップの各々が、固定された時間間隔で分離される連続雑音送信参照を含んでいる。異なるチップ区間にある連続雑音送信参照は一般的には、異なる遅延によって特徴付けられる。チップ値は、送信されたチップの関連する遅延値及び極性の両方で区別されることを特記しておく。NC個のチップの符号語を用いて一つのデータ・ビットを送る場合に、この送られるべきデータ・ビットが1であれば、符号語の各々のチップの情報を担持するすべての信号が符号語極性ビットの極性を有する。送られるべきデータ・ビットが0であれば、符号語の各々のチップの情報を担持するすべての信号が符号語極性ビットの反対の極性で送信される。

0017

パラメータの典型的な値は次の通りである。符号語内のチップ数(NC)は50〜1000であり、各々のチップの時間長は1マイクロ秒〜10マイクロ秒である。二つの連続雑音送信参照信号を分離する時間遅延は、可能な時間間隔の小集合から導出される。連続雑音送信参照信号を分離する間隔の時間長には基本的な制限が存在していないが、短い遅延の方が送信器100及び受信器300においてより正確に具現化され得る。

0018

DHCDMA符号語135は、遅延ホッピング符号分割多元接続(CDMA)方式の最も重要な部分である。DH CDMA符号語135は、コンピュータ検索を用いて容易に見出すことができる。例えば、発明者は符号語1000個から成る集合を生成しており、各符号語が200個のチップで構成され、16の可能な遅延の集合から遅延を導出した。これらのDH CDMA符号語135はすべて、絶対値にしてピーク自己相関の7%未満の自己相関サイドローブを有する。これらの語の任意の対の間の任意の遅延での相互相関の絶対値の最大値は、ピーク自己相関の10%未満である。さらに多くのチップで構成されているさらに長い符号は一層良好な相関特性を有すると考えられる。

0019

図3に、受信器300のトップレベル構造を示す。送信参照/遅延ホッピング(TR/DH)符号語用の受信器300は、アンテナ310に接続されている相関器バンク320から成っている。パルス対相関器バンク320内の各々の相関は異なる遅延に同調されている。相関器バンク320は、出力350を有するCDMA符号語相関器350に接続されている。CDMA符号語相関器340は、一実施形態では、ディジタル信号プロセッサ(DSP)134上で実行されるソフトウェアとして具現化される。他の実施形態では、符号語相関器340は、プログラマブル論理素子PLD)であってもよいし、又は特定応用向け集積回路ASIC)であってもよい。相関器バンク300の出力は、典型的には2msps〜10mspsのサンプリング速度でA/D変換器330によってサンプリングされる。この速度はチップ時間によって決まる。一般的には、チップ当たり2以上のサンプルを得ると望ましい。

0020

相関器バンク320内の各々の相関器は、図4に示すように、遅延322、信号乗算器324(四象限ギルバートセル等)、及び有限時間積分器326を備えたアナログ回路である。信号を二つの経路に分割して、うち一方を遅延させる。受信信号の二つの形態を乗算して、積をチップ時間にわたって積分する。遅延322は、遅延付き回路経路先行パルスが無遅延回路経路の追従パルスと時間的に位置合わせされるようなものとする。このノン・ゼロ平均の積をチップ間隔にわたって積分して、チップ信号を発生する。この回路は、Dによって与えられる遅延で受信信号の相関を推定する数学演算を具現化していることを特記しておく。

0021

CDMA符号相関器340は、パルス対相関器バンク320の多数の出力のサンプルを採取して、予期されるCDMA符号語によって規定される態様でこれらのサンプルを足し合わせる。この動作の目的は、すべてのチップ信号の位置合わせした和を生成することにある。予期された符号語が送信された符号語135に整合していた場合には、この動作は、遅延ホッピング(DH)符号語波形全体に整合したゲート波形を、相関器320の出力において観測されたデータに適用する効果を有する。ゲート波形がチップ信号波形の形状に整合している場合には、マッチド・フィルタが具現化される。しかしながら、このためにはサンプル・クロック送信器チップ・クロックとの相対的なタイミングを知る必要がある。個々のチップに適用されるゲート波形が時間長2Tcを有する矩形である場合には、CDMA符号語相関器340の効果は、個々のチップ波形のすべてを位相を合わせて加算することとなり、個々のチップ波形の高SNR形態である出力を発生する。

0022

一実施形態において、図5にCDMA符号相関器の構造を示す。図示の特定的な符号相関器340は、図4に示す相関器バンク320の出力に整合するCDMA符号語135を用いる。チップ時間遅延(Dchip time)並びに符号(加算及び減算)によって、要素的相関器のピークが同じ符号で時間的に整列することを特記しておく。CDMA符号語相関器からのA/D変換器の遅延付き出力は加算器344によって加算されて出力350として供給される。A/D変換器330のサンプル時間はチップ時間の部分数であるものとして指定されているため、一実施形態では、図5の遅延342はすべて、一定数のディジタル記憶素子として具現化することができ、一つの記憶素子から次の記憶素子へ記憶データを渡すものとする。従って、一実施形態では、図5のCDMA符号語相関器340は、プログラマブル論理素子(PLD)又はASICとして具現化されるもののような同期ディジタル回路を示している。

0023

図6では、送信器300の一実施形態がベースバンド復調を用いて受信信号の相関関数の形状を修正している。アンテナ201が超広帯域信号を受信し、次いで超広帯域信号は増幅器202によって帯域通過フィルタ処理されて増幅される。この信号は、ミキサ203a及び203bにおいて直交で混成されて、複素受信信号実数部及び虚数部を生成する。ローカル発振器の周波数を選択して、増幅器202からの受信信号の最大スペクトルパワー密度の周波数を近似する。ミキサ203a及び203bからのベースバンド信号は、低域通過フィルタ610によってフィルタ処理されて、遅延21a及び21bの時間Dだけそれぞれ遅延される。次いで、遅延21a及び21bの出力について、アナログ乗算相関器22a、22b、22c及び22dを用いてミキサ203a及び203bからの無遅延信号との相関を求める。これらの相関器からのアナログ出力は、減算器220及び加算器221においてそれぞれ減算及び加算される。減算器220及び加算器221から得られたアナログ信号は、ミキサ203a及び203bからの複素ベースバンド信号の遅延付き形態と無遅延形態との間の複素相関のアナログ具現化形態であるものと考えることができる。減算器220の差出力が複素相関信号の実数部であり、加算器221の加算後の出力が複素相関信号の虚数部である。積分器23a及び23bが複素積分を実行して、複素積分はADC210a及び210bによってディジタル化される。ディジタル化後の結果はDSP215へ送られる。多数の遅延チャネルを備えた受信器を具現化する場合には、破線で囲った項目(21a〜b、22a〜d、23a〜b、210a〜b、220、221)は各々の異なる遅延チャネル毎に一回ずつ繰り返される。各々の受信器は、アンテナ201、増幅器202、ミキサ203a及びミキサ203b、ローカル発振器204、移相器205、並びにDSP215の一つの複製のみを必要とする。

0024

図6の受信器300は、ADC210a及び210bからの値によって形成される複素数値位相角及び振幅を算出する。情報系列によって変調された複素数値系列の位相角を推定する動作は、ローカルビット判定を用いるか又は入力データを自乗するかのいずれかにより実行することができる。位相の補正によって、ADC210a及び210bの複素出力を、ADC210a及び210bから算出された位相角に依存する符号を有する実数へ変換することが可能になる。このようにして生成された実数データは、受信したパルス対の各パルスの相対的な位相に応じて正又は負のいずれかとなるため、図4に示す受信器100の出力と完全に類似した態様で利用することができる。このデータの絶対値は、ここでの不整合遅延における相関関数の絶対値(modulus)によって決まるため、遅延の不整合には比較的感受性が低い。

0025

図6の受信器に多数の遅延チャネルが必要とされる場合には、すべての遅延チャネルで同じI/Q変換器を共有してよいことを特記しておく。また、遅延の変動に対するさらなる保護が必要とされる場合には、受信器チャネル当たり多数の遅延を具現化してよいことも特記しておく。例えば、一回はノミナルの遅延、一回はノミナルの遅延からオフセットを減じたもの、及び一回はノミナルの遅延に同じオフセットを加えたものとして、各々の遅延チャネルを三回ずつ複製することができる。追跡される各々の送信器について、各々のチャネルについて最適な遅延は出力エネルギの比較によって求めることができる。

0026

図6の受信器300は、ある遅延での入力信号の自己相関を算出することにより動作するので、受信器はまた、信号に加算されている任意の雑音の自己相関を同じ遅延で算出する。この遅延での雑音自己相関がノン・ゼロである場合には、ビット誤り確率を高めるような信号自己相関に対する加算オフセットを生ずる。この影響は二つの方法の一方で補正することができるが、いずれも雑音自己相関関数が既知であることを必要とする。第一の選択肢は、雑音自己相関の既知のゼロにおけるノミナルの遅延を指定するものである。第二の選択肢は、ビット検出の前に受信器の出力から既知のノン・ゼロの雑音相関値を減算するものである。雑音自己相関関数は、雑音の帯域を限定するフロントエンド・フィルタの周波数応答関数から得ることができる。

0027

例として、図7プロットしたパワースペクトル密度を考察する。この例では雑音搬送波を用いる。図7は、帯域幅が2ギガヘルツ中心周波数が2ギガヘルツの雑音搬送波のパワー・スペクトル密度(PSD)を示している。この図は、所望の帯域通過応答を有する551タップFIRフィルタで40ギガヘルツでサンプリングされた未相関の雑音をフィルタ処理することにより形成されるシミュレートされた搬送波のサンプル・スペクトルである。図8は、TR/DHCDMA符号語135によって変調された同じ搬送波を示す。一実施形態では、CDMA符号語135は、1.65ナノ秒、2.65ナノ秒、3.65ナノ秒及び4.65ナノ秒の四つの遅延のうち一つで雑音搬送波に相関をそれぞれ付与する16個の600ナノ秒チップで構成されている。図8に示すように、TR/DH変調の最も顕著な効果は、全体のサイドローブ・レベルを高めることである。図8に示す高められた全体のサイドローブ・レベルはフィルタ175(図1)を用いてフィルタ除去し得ることが理解されよう。

0028

図9図12は、図8に示すスペクトルを有する雑音信号の復調における様々な段階を示している。図9は、雑音を含む信号波形の一部であって、図示の区画は25ナノ秒の時間長を有する。図10は、相関器バンク320の四つの乗算器の出力を示す。相関器バンク320の各々の相関器が、例えば図4に示す構造を有する。図10は、時間長9.6マイクロ秒の単一のTR/DH符号語の送信が生じている15マイクロ秒の時間区間を示している。四つのパルス対相関器が、変調に用いられる1.65ナノ秒、2.65ナノ秒、3.65ナノ秒及び4.65ナノ秒の四つの遅延に同調されている。幾つかの時刻では乗算器の出力の平均レベルがゼロから遠ざかるようにシフトしており、これらの時刻は送信されるチップの時刻に対応していることを特記しておく。図11は、パルス対相関器の四つの積分器の出力を示す。これらの波形は、シミュレーションから生ずる実際のチップ波形である。この例で送信されたDHCDMA符号135は、整数順序付き系列{3,4,1,−4,−1,−2,3,−2,4,−1,−3,−2,−4,1,3,−4}として表現することができる。この数値系列は、送信された遅延の数値を表しており、最も短いものから最も長いものへ番号付けされており、各数値の符号が送信されたチップの極性を表わしている。CDMA符号語135は、図11に示す波形から分離して読み取る("read off")ことができる。例えば、左から右へ読み取ると、出力波形を発生する第一のチャネルは3であり、この波形の極性は正である。図12は、入力が図11に示すチップ波形から成っている場合の図3に示す形式のDH CDMA符号相関器340の出力を示している。この比較的短い符号の場合には、符号相関器の出力は高いサイドローブを有する。他のDH CDMA符号は1000以上のチップを有しており、出力相関におけるピーク・メインローブ・レベルに対するピーク絶対値サイドローブ・レベルの比ははるかに小さい。

0029

以上の本発明の議論例証及び説明の目的で掲げられている。さらに、この記載は本発明を本書に開示した形態に限定するものではない。結果的に、上の教示に相応した関連技術分野の技術及び知見による変形及び改変は本発明の範囲内に含まれる。上で本書に記載した実施形態はさらに、本発明を実施するのに現状で既知の最良の態様を説明すると共に、当業者が本発明をそのまま、又は他の実施形態で、また本発明の特定の応用又は用途によって要求される様々な改変を施して利用することを可能にするためのものである。特許請求の範囲は、従来技術によって許容される範囲まで代替的な実施形態を包含するように解釈すべきものとする。

図面の簡単な説明

0030

図1連続雑音遅延ホッピング送信参照を送信する送信器の代表的な一実施形態のブロック図である。
図2連続雑音遅延ホッピング送信参照を送信する送信器のもう一つの代表的な実施形態のブロック図である。
図3受信器の代表的な一実施形態のブロック図である。
図4相関器バンクの代表的な一実施形態のブロック図である。
図5CDMA符号語相関器の代表的な一実施形態のブロック図である。
図6受信器のもう一つの代表的な実施形態のブロック図である。
図7雑音搬送波のパワー・スペクトル密度の図である。
図8送信参照遅延ホッピングで変調した雑音搬送波のパワー・スペクトル密度の図である。
図9変調された信号の図である。
図10受信器の代表的な一実施形態の相関器乗算器の出力の図である。
図11受信器の代表的な一実施形態の積分器の出力の図である。
図12CDMA符号語相関器の出力の図である。

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0031

100送信器
300受信器
342チップ時間遅延
350 出力

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