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技術 移動通信における送信フレーム構成方法

出願人 株式会社NTTドコモ
発明者 樋口健一藤原昭博三木信彦佐和橋衛
出願日 2001年9月3日 (19年3ヶ月経過) 出願番号 2001-266443
公開日 2003年3月14日 (17年9ヶ月経過) 公開番号 2003-078452
状態 特許登録済
技術分野 時分割方式以外の多重化通信方式 伝送一般の監視、試験 移動無線通信システム
主要キーワード 最適データ マルチパス間 データ受信品質 電力平均 パスモデル 受信希望波 送信フレーム構成 ステージ数
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図面 (13)

課題

DS−CDMA方式における高速データ伝送技術において、マルチパス環境下でのスループットを改善する高精度SIR測定を実現する。

解決手段

一定周期データチャネルの送信を停止し、その間はパイロットチャネルのみを送信する。受信SIRの測定は、データチャネル送信停止区間のパイロットチャネルを用いて行う。

概要

背景

移動通信環境では、主に受信局周辺建物などでの反射散乱により、さまざまな方向から到来する多数の波が干渉し合って、フェージングと呼ばれるランダム定在波が生じる。移動通信のように直接波が無い場合には、振幅変動レイリー分布するレイリーフェージングを生じる。一般には、フェージング変動により受信レベルが低下し、受信誤りが発生する確率が大きくなる。

受信誤りの度合いを表す尺度としては、受信希望波信号電力干渉波電力比(SIR:Signal to Interference Power Ratio)が用いられる。このSIRの値が小さいとき、受信誤りを生じる確率が大きくなる。前記フェージング変動の場合、その変動に伴う受信SIRの変動に応じて、データ変調方式および誤り訂正符号化率の組み合わせ(MCS:Modulation and Coding Scheme)を最適なものに切り替え最適データ変調方式・誤り訂正符号化率決定法(以後、最適MCS決定法)が提案されている。

図5は、この方式をDS(Direct Spread)−CDMA方式拡張する際の、該DS−CDMA方式を用いた移動通信における一般的な前記最適MCSの概念を示す図である。最適MCSでは、無線リンク状態が良好な受信局に対して、(1)拡散率SF:Spreading Factor)を縮小し、(2)多重コード数を増加し、(3)誤り訂正符号化率を増加し、(4)データ変調変調多値数を増加することを通して生成される、より高データレートチャネルを用いた通信許可する。

一般には、上述した方法でデータレートを高くする場合、受信誤りが発生する確率はより大きくなる。例えば図6は、データ伝送の際に生じたビット数誤りの割合(ビット誤り率BER:Bit Error Rate)の特性を、4つの異なる多値数のデータ変調方式に対して表した図である。図6より、変調多値数4である16値直交振幅変調方式(16QAM:Quadrature Amplitude Modulation)を適用した場合の変調効率、すなわち情報1シンボル当たりのビット数は、変調多値数2の4値相偏移変調方式(QPSK:Quadrature Phase Shift Keying)を適用した場合の2倍になるものの、同じBER特性を満たすために必要な情報1ビットあたりの信号電力対雑音電力密度比(Eb/N0)の1アンテナ当たりの平均値は、前記16QAMの場合に、前記QPSKの2倍以上に増大することがわかる。

最適MCS決定法は、受信状態が良い(受信誤りの発生確率が小さい)受信局に対しては、より高レートのデータ伝送を許容し、一方で受信状態が悪い(受信誤りの発生確率が大きい)受信局に対しては、より低レートのデータ伝送に制限することで、全体として高効率な伝送を実現し、正しく受信される情報伝送速度スループット)を増大することができる。

DS−CDMA方式では、SIRにより上記BERあるいはブロック誤り率BLER:Block Error Rate)等の受信品質評価尺度が決まるため、無線リンク状態として受信SIRが用いられることが多い。

ここで受信SIRを用いた最適MCS決定法について、図7を用いて説明する。図7は最適MCS決定の動作原理を表すフローチャート図である。

テップS11において受信SIRの測定を行った受信局は、ステップS13で、予め用意された受信SIRに対する最適MCSの表を参照する。その表から、前記受信SIRの測定値に対する最適なMCSを決定する(ステップS15)。その後受信局は、上りリンクでのMCS制御ビットにより、基地局に対して最適MCSを要求する。

図8は、受信SIRに対して4種類のMCSがある場合に、最適なMCSを示す表の作成法を表す図である。例えば受信SIRの値がしきい値#2からしきい値#3の区間では、MCS#1からMCS#4まですべてのMCSがスループットを有するが、その中で最大スループットを持つ最適なMCSはMCS#3である。したがって上記区間においては、MCS#3を最適なものとして決定することになる。

同様な処理手段により、受信SIRがしきい値#1以下の値をとるときの最適MCSはMCS#1であり、また、受信SIRがしきい値#1からしきい値#2までの値をとるときの最適MCSはMCS#2であり、さらに受信SIRがしきい値#3より大きい値をとるときの最適MCSはMCS#4ということになる。以上の結果から、図8の太線で示される最適MCSを示す表が得られる。

次世代移動通信方式IMT−2000(International Mobile Telecommunications−2000)の無線アクセス方式である広帯域DS−CDMA方式(いわゆるW−CDMA方式)に関しては、当該広帯域DS−CDMA無線インタフェースを拡張した最大スループット8.5Mbps程度の高速パケット通信方式(HSDPA:High SpeedDownlink Packet Access)の実現が目標とされている。HSDPAでは、スループット増大のための技術として、適応無線リンク制御リンクアダプテーション)に基づく最適MCS決定法が考えられている。

その際のフレーム構成として、従来は図9のような時間連続共通パイロットチャネル(CPICH:Common Pilot Channel)が基本的に用いられており、受信局はCPICHを用いて受信SIRを推定する。ここで該CPICHには、通信者が最適なMCSを用いて通信を行うためのデータチャネルコード多重されている。(図9のデータチャネルは、12コード多重によりチャネルを構成している。)図10は、パス数が2,受信アンテナ数が2である場合のSIR測定法の一例を示した図である。

まず、各パス、アンテナごとの受信信号が、各々のSIR測定部に入力される。入力された受信信号は、乗算部101で拡散信号レプリカ掛けられた後、受信希望波と干渉波に分けられる。

その後受信希望波は、該受信希望波信号電力Sを測定するためのS測定部103に送られる。S測定部103では、まず1スロット長同相平均部で、1スロット長にわたり同相平均され、さらに測定精度を向上させるため、Nsスロット長平均部で、Nsスロット長にわたり電力平均される。

一方干渉波は、その干渉波電力Iを測定するI測定部105に送られる。I測定部105では、チップあたりの干渉波電力Iを測定する場合、この信号の分散が求められ、シンボルあたりの干渉波電力Iを測定する場合は1シンボル長同相平均部で1シンボル長にわたり同相平均される。さらにその後、測定精度を向上させるため、NIスロット長平均部でNIスロット長にわたり電力平均される。

除算部107では、以上により求められた受信希望波信号電力Sを干渉波電力Iで割り、各パス、アンテナごとの受信SIRを求める。

合成部109では、除算部107で求められた各パス、アンテナごとの受信SIRを、パス間、アンテナ間で和をとり合成する(Rake合成)ことにより、Rake合成後の受信SIRを求める。

DS−CDMA方式の実際の情報伝搬環境では、5MHz帯域広帯域伝送を行う場合、マルチパスフェージング周波数選択性フェージング)が生じる。このためマルチパス環境では、マルチパス間の干渉(マルチパス干渉)により伝送品質劣化が生じる。

広帯域伝送に限らない一般のDS−CDMAでは、マルチパス干渉を各コードチャネルに対し平均的に受信信号電力の1/(SF)に抑えることができるものの、チップレートが3.84Mcpsの広帯域DS−CDMA無線インタフェースを用いて高速データ伝送を行う場合には、データレートを大きくするためにSFを1に近くし、さらに多重コード数も大きくする必要があるため、マルチパス干渉による受信SIRの劣化は非常に増大する。

したがって図9のフレーム構成を用いた場合、CPICHを用いて測定したSIRはデータチャネルからのマルチパス干渉による影響を大きく受けることになる。

さらに、ある受信局が次に通信を行う時のMCSを決定するためにSIRを測定する際、自分を含めたどの通信者も通信を行っていない場合には、データチャネルが送信されないので、測定される受信SIRはデータチャネルからのマルチパス干渉の影響を受けず大きな値となる。

図11は、上述した、データチャネル送信の有無によりSIRが時間とともに変化する例を表す概念図である。

以上説明してきたマルチパス干渉による伝送品質の劣化を改善する手段としては、マルチパス干渉キャンセラ(MPIC:Multi−path Interference Canceller)等の技術が提案されている。この手段を適用した場合、受信品質はマルチパス干渉が取り除かれた信号のSIRによって決定されることになる。この場合の干渉波電力Iは、熱雑音および他セルからの干渉等、MPICなどで取り除けない成分のみとなる。

したがってMPIC等の技術を適用した場合にも、データチャネル送信時に測定したSIRが受信品質を反映するとはかぎらないため、最適なMCS選択がなされない場合にはスループットを劣化させることになる。

概要

DS−CDMA方式における高速データ伝送技術において、マルチパス環境下でのスループットを改善する高精度SIR測定を実現する。

一定周期でデータチャネルの送信を停止し、その間はパイロットチャネルのみを送信する。受信SIRの測定は、データチャネル送信停止区間のパイロットチャネルを用いて行う。

目的

本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、DS−CDMA方式における高速データ伝送技術において、マルチパス環境でのスループットを大幅に改善する高精度なSIR測定を実現するための移動通信における送信フレーム構成方法を提供することを目的とする。

効果

実績

技術文献被引用数
1件
牽制数
5件

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請求項1

1つあるいはマルチコード多重された複数のデータチャネルとともに、パイロットチャネルコード多重したフレーム符号分割多元接続方式により送信するときの移動通信における送信フレーム構成方法であって、前記フレームは、前記パイロットチャネルが継続して送信される一方、前記データチャネルは一定周期で数シンボル区間送信が停止されることを特徴とする移動通信における送信フレーム構成方法。

請求項2

請求項1記載の移動通信における送信フレーム構成方法において、前記データチャネルの送信を停止した区間における前記パイロットチャネルの送信電力を、前記データチャネルを送信する区間の送信電力と比較して大きい送信電力で送信することを特徴とする移動通信における送信フレーム構成方法。

請求項3

請求項1記載の移動通信における送信フレーム構成方法において、受信局受信品質を、前記データチャネルの送信が停止している区間で測定し、前記受信品質に応じて、データ変調方式誤り訂正符号化率の組み合わせおよび送信電力の最適化を行うことを特徴とする移動通信における送信フレーム構成方法。

請求項4

請求項3記載の移動通信における送信フレーム構成方法において、前記受信品質は、前記パイロットチャネルの受信希望波信号電力干渉波電力比の測定結果に基づいて推定されることを特徴とする移動通信における送信フレーム構成方法。

技術分野

0001

本発明は、スペクトル拡散を用いて多元接続を行う符号分割多元接続(CDMA:Code Division Multiple Access)方式を適用する移動通信における送信フレーム構成方法に関する。

背景技術

0002

移動通信環境では、主に受信局周辺建物などでの反射散乱により、さまざまな方向から到来する多数の波が干渉し合って、フェージングと呼ばれるランダム定在波が生じる。上移動通信のように直接波が無い場合には、振幅変動レイリー分布するレイリーフェージングを生じる。一般には、フェージング変動により受信レベルが低下し、受信誤りが発生する確率が大きくなる。

0003

受信誤りの度合いを表す尺度としては、受信希望波信号電力干渉波電力比(SIR:Signal to Interference Power Ratio)が用いられる。このSIRの値が小さいとき、受信誤りを生じる確率が大きくなる。前記フェージング変動の場合、その変動に伴う受信SIRの変動に応じて、データ変調方式および誤り訂正符号化率の組み合わせ(MCS:Modulation and Coding Scheme)を最適なものに切り替え最適データ変調方式・誤り訂正符号化率決定法(以後、最適MCS決定法)が提案されている。

0004

図5は、この方式をDS(Direct Spread)−CDMA方式拡張する際の、該DS−CDMA方式を用いた移動通信における一般的な前記最適MCSの概念を示す図である。最適MCSでは、無線リンク状態が良好な受信局に対して、(1)拡散率SF:Spreading Factor)を縮小し、(2)多重コード数を増加し、(3)誤り訂正符号化率を増加し、(4)データ変調変調多値数を増加することを通して生成される、より高データレートチャネルを用いた通信許可する。

0005

一般には、上述した方法でデータレートを高くする場合、受信誤りが発生する確率はより大きくなる。例えば図6は、データ伝送の際に生じたビット数誤りの割合(ビット誤り率BER:Bit Error Rate)の特性を、4つの異なる多値数のデータ変調方式に対して表した図である。図6より、変調多値数4である16値直交振幅変調方式(16QAM:Quadrature Amplitude Modulation)を適用した場合の変調効率、すなわち情報1シンボル当たりのビット数は、変調多値数2の4値相偏移変調方式(QPSK:Quadrature Phase Shift Keying)を適用した場合の2倍になるものの、同じBER特性を満たすために必要な情報1ビットあたりの信号電力対雑音電力密度比(Eb/N0)の1アンテナ当たりの平均値は、前記16QAMの場合に、前記QPSKの2倍以上に増大することがわかる。

0006

最適MCS決定法は、受信状態が良い(受信誤りの発生確率が小さい)受信局に対しては、より高レートのデータ伝送を許容し、一方で受信状態が悪い(受信誤りの発生確率が大きい)受信局に対しては、より低レートのデータ伝送に制限することで、全体として高効率な伝送を実現し、正しく受信される情報伝送速度スループット)を増大することができる。

0007

DS−CDMA方式では、SIRにより上記BERあるいはブロック誤り率BLER:Block Error Rate)等の受信品質評価尺度が決まるため、無線リンク状態として受信SIRが用いられることが多い。

0008

ここで受信SIRを用いた最適MCS決定法について、図7を用いて説明する。図7は最適MCS決定の動作原理を表すフローチャート図である。

0009

テップS11において受信SIRの測定を行った受信局は、ステップS13で、予め用意された受信SIRに対する最適MCSの表を参照する。その表から、前記受信SIRの測定値に対する最適なMCSを決定する(ステップS15)。その後受信局は、上りリンクでのMCS制御ビットにより、基地局に対して最適MCSを要求する。

0010

図8は、受信SIRに対して4種類のMCSがある場合に、最適なMCSを示す表の作成法を表す図である。例えば受信SIRの値がしきい値#2からしきい値#3の区間では、MCS#1からMCS#4まですべてのMCSがスループットを有するが、その中で最大スループットを持つ最適なMCSはMCS#3である。したがって上記区間においては、MCS#3を最適なものとして決定することになる。

0011

同様な処理手段により、受信SIRがしきい値#1以下の値をとるときの最適MCSはMCS#1であり、また、受信SIRがしきい値#1からしきい値#2までの値をとるときの最適MCSはMCS#2であり、さらに受信SIRがしきい値#3より大きい値をとるときの最適MCSはMCS#4ということになる。以上の結果から、図8太線で示される最適MCSを示す表が得られる。

0012

次世代移動通信方式IMT−2000(International Mobile Telecommunications−2000)の無線アクセス方式である広帯域DS−CDMA方式(いわゆるW−CDMA方式)に関しては、当該広帯域DS−CDMA無線インタフェースを拡張した最大スループット8.5Mbps程度の高速パケット通信方式(HSDPA:High SpeedDownlink Packet Access)の実現が目標とされている。HSDPAでは、スループット増大のための技術として、適応無線リンク制御リンクアダプテーション)に基づく最適MCS決定法が考えられている。

0013

その際のフレーム構成として、従来は図9のような時間連続共通パイロットチャネル(CPICH:Common Pilot Channel)が基本的に用いられており、受信局はCPICHを用いて受信SIRを推定する。ここで該CPICHには、通信者が最適なMCSを用いて通信を行うためのデータチャネルコード多重されている。(図9のデータチャネルは、12コード多重によりチャネルを構成している。)図10は、パス数が2,受信アンテナ数が2である場合のSIR測定法の一例を示した図である。

0014

まず、各パス、アンテナごとの受信信号が、各々のSIR測定部に入力される。入力された受信信号は、乗算部101で拡散信号レプリカ掛けられた後、受信希望波と干渉波に分けられる。

0015

その後受信希望波は、該受信希望波信号電力Sを測定するためのS測定部103に送られる。S測定部103では、まず1スロット長同相平均部で、1スロット長にわたり同相平均され、さらに測定精度を向上させるため、Nsスロット長平均部で、Nsスロット長にわたり電力平均される。

0016

一方干渉波は、その干渉波電力Iを測定するI測定部105に送られる。I測定部105では、チップあたりの干渉波電力Iを測定する場合、この信号の分散が求められ、シンボルあたりの干渉波電力Iを測定する場合は1シンボル長同相平均部で1シンボル長にわたり同相平均される。さらにその後、測定精度を向上させるため、NIスロット長平均部でNIスロット長にわたり電力平均される。

0017

除算部107では、以上により求められた受信希望波信号電力Sを干渉波電力Iで割り、各パス、アンテナごとの受信SIRを求める。

0018

合成部109では、除算部107で求められた各パス、アンテナごとの受信SIRを、パス間、アンテナ間で和をとり合成する(Rake合成)ことにより、Rake合成後の受信SIRを求める。

0019

DS−CDMA方式の実際の情報伝搬環境では、5MHz帯域広帯域伝送を行う場合、マルチパスフェージング周波数選択性フェージング)が生じる。このためマルチパス環境では、マルチパス間の干渉(マルチパス干渉)により伝送品質劣化が生じる。

0020

広帯域伝送に限らない一般のDS−CDMAでは、マルチパス干渉を各コードチャネルに対し平均的に受信信号電力の1/(SF)に抑えることができるものの、チップレートが3.84Mcpsの広帯域DS−CDMA無線インタフェースを用いて高速データ伝送を行う場合には、データレートを大きくするためにSFを1に近くし、さらに多重コード数も大きくする必要があるため、マルチパス干渉による受信SIRの劣化は非常に増大する。

0021

したがって図9のフレーム構成を用いた場合、CPICHを用いて測定したSIRはデータチャネルからのマルチパス干渉による影響を大きく受けることになる。

0022

さらに、ある受信局が次に通信を行う時のMCSを決定するためにSIRを測定する際、自分を含めたどの通信者も通信を行っていない場合には、データチャネルが送信されないので、測定される受信SIRはデータチャネルからのマルチパス干渉の影響を受けず大きな値となる。

0023

図11は、上述した、データチャネル送信の有無によりSIRが時間とともに変化する例を表す概念図である。

0024

以上説明してきたマルチパス干渉による伝送品質の劣化を改善する手段としては、マルチパス干渉キャンセラ(MPIC:Multi−path Interference Canceller)等の技術が提案されている。この手段を適用した場合、受信品質はマルチパス干渉が取り除かれた信号のSIRによって決定されることになる。この場合の干渉波電力Iは、熱雑音および他セルからの干渉等、MPICなどで取り除けない成分のみとなる。

0025

したがってMPIC等の技術を適用した場合にも、データチャネル送信時に測定したSIRが受信品質を反映するとはかぎらないため、最適なMCS選択がなされない場合にはスループットを劣化させることになる。

発明が解決しようとする課題

0026

以上説明してきたように、DS−CDMA方式の移動通信を用いて特に広帯域伝送を行う場合、ある受信局が同一の受信品質のもとで前記SIRを測定する際、データチャネル送信の有無によって測定されるSIRが大きく変わり、結果として正確な受信品質の測定ができないため、前記MCS選択の誤りによりスループットが劣化してしまうという問題がある。

0027

また、前記MPICを用いた場合でも、マルチパス干渉が取り除かれた信号のSIRによって受信品質が決定されるため、データチャネル送信時に測定したSIRが受信品質を反映しないことになり、前記同様MCSの選択の誤りによるスループットの劣化が生じるという問題がある。

0028

本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、DS−CDMA方式における高速データ伝送技術において、マルチパス環境でのスループットを大幅に改善する高精度なSIR測定を実現するための移動通信における送信フレーム構成方法を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

0029

上記目的を達成するため、請求項1記載の本発明は、1つあるいはマルチコード多重された複数のデータチャネルとともに、パイロットチャネルをコード多重したフレーム符号分割多元接続方式により送信するときの移動通信における送信フレーム構成方法であって、前記フレームは、前記パイロットチャネルが継続して送信される一方、前記データチャネルは一定周期で数シンボル区間送信が停止されることを要旨とする。

0030

請求項2記載の本発明は、請求項1記載の移動通信における送信フレーム構成方法において、前記データチャネルの送信を停止した区間における前記パイロットチャネルの送信電力を、前記データチャネルを送信する区間の送信電力と比較して大きい送信電力で送信することを要旨とする。

0031

請求項3記載の本発明は、請求項1記載の移動通信における送信フレーム構成方法において、受信局が受信品質を、前記データチャネルの送信が停止している区間で測定し、前記受信品質に応じて、データ変調方式・誤り訂正符号化率の組み合わせおよび送信電力の最適化を行うことを要旨とする。

0032

請求項4記載の本発明は、請求項3記載の移動通信における送信フレーム構成方法において、前記受信品質が、前記パイロットチャネルの受信希望波信号電力対干渉波電力比の測定結果に基づいて推定されることを要旨とする。

0033

本発明にあっては、CDMA方式を用いた移動通信において、特にチップレートと同等かそれ以上であるような高速データ伝送を行う際に、一定区間でデータチャネルの送信が停止され、その区間でのパイロットチャネルを用いてSIR測定を行うため、測定したSIR値にはデータチャネルからのマルチパス干渉の影響が生じない。この結果、データチャネルの送信状況によらない最適MCSを安定して選択でき、スループットを大幅に改善することができる。

発明を実施するための最良の形態

0034

以下、図面を用いて本発明の実施の形態を説明する。

0035

図1は、本発明の実施の形態に係る第1のフレーム構成を示す図である。当該フレーム構成においては、送信局において、一定周期でデータチャネルの送信を停止し、データチャネル送信停止区間のパイロットチャネルを用いて各パスおよび各アンテナの干渉波電力Iの測定を行う。

0036

測定方法として考えられるものは、(1)1つのデータチャネル送信停止区間を用いて干渉波電力Iの測定を行う、(2)過去NI個のデータチャネル送信停止区間を平均して干渉波電力Iの測定を行う、(3)過去NI個のデータチャネル送信停止区間を重み付けして干渉波電力Iの測定を行う、というものがある。

0037

パケット通信では一般的に、送信パケットの有無により干渉波電力Iの測定値が大きく変化する。データパケットが送信されている場合、干渉波電力Iの値は大きく測定され、送信されていない場合には、干渉波電力Iの値は小さく測定される。しかし、前記フレーム構成においては、データチャネル送信停止区間ではパイロットチャネルしか送信されていないため、送信パケットの有無に関わらず、安定して干渉波電力Iの測定を行うことができる。

0038

また、最適MCSにおいてMPICを用いる場合、SIRの測定値を用いて受信品質の測定を行う時には、該受信品質はマルチパス干渉をキャンセルした後のSIRに依存する。そのため、干渉をキャンセルした後の干渉波電力Iの値を測定しなければならないが、前記フレーム構成を用いて干渉波電力Iの測定を行う場合には、前記データチャネル送信停止区間においては、データチャネルからの干渉が存在しないため、マルチパス干渉をキャンセルした後の干渉波電力Iの値と等価な干渉波電力Iの値を測定することができる。その結果、マルチパス干渉キャンセル後の干渉波電力Iを測定する必要がないために、送信電力制御遅延の影響が小さく抑えられることになる。

0039

以上説明した本発明の実施の形態に係る第1のフレーム構成によれば、マルチパス干渉の影響のない高精度なSIR測定を実施することができ、データチャネルの送信状況によらない安定した最適MCS選択をする事ができる。またMPICのようなマルチパス干渉除去手段を具備した高性能受信機を有する受信局の場合、マルチパス干渉除去後の受信品質を反映したSIR測定が行えるため、マルチパス環境での受信品質を大きく改善することができる。

0040

図2は、本発明の実施の形態に係る第2のフレーム構成を示す図である。本構成では、データチャネルの送信停止区間に制御チャネルを送信する。この場合は、図1の場合と比較してフレーム効率がよいことが利点である。

0041

前記第2のフレーム構成においてマルチパス干渉除去手段を用いる場合には、必ずしも最終受信品質を反映したSIR測定が行えるとは限らないが、一方で送信を行わない無駄な区間が前記第1のフレームより少ないため、前記第1のフレーム構成に比較してフレーム効率がよくなるという利点を有する。

0042

次に本発明の一実施の形態を、図3を用いて説明する。

0043

図3は、本発明の一実施の形態を示す計算機シミュレーションの結果を表すもので、情報1チップ当たりの信号電力対雑音電力密度比(Ec/No)の、1アンテナ当たりの平均値に対するスループット特性を、4つの異なる変調方式に対してシミュレーションを行った図である。

0044

まずシミュレーション諸元図4にしたがって説明する。

0045

データ変調方式としてQPSK,8PSK,16QAM,64QAMを用いた。データチャネルの多重コード数は12とした。送信情報データ系列は(960−6NG)m−8ビットのデータブロックに分割される。ここで、mは変調多値数であり、QPSK、8PSK、16QAM、64QAMに対し、それぞれm=2、3、4、6である。

0046

またこのシミュレーションでは、データパケットの送信単位パケット長)を0.667msecとし、該データパケットの先頭に設けられるデータチャネル送信停止区間のシンボル数NGを2としている。

0047

各データブロックに対し、符号化率レート)1/2、拘束長9の畳み込み符号により誤り訂正符号化を行う。前記符号化により符号化された系列はデータ変調される。データレートは240kspsである。各コードチャネルのデータシンボルは拡散率16、チップレート3.84McpsでQPSK拡散される。前記全てのデータ変調方式で、平均送信電力が等しくなるように設定し、CPICHの送信電力がパケットチャネル(12コードチャネル)の送信電力の1/8となるようにした。

0048

上より、情報伝送速度(ビットレート)は、QPSK、8PSK、16QAM、64QAMそれぞれに対し2.84、4.26、5.69、8.53Mbpsとなる。チャネル変動として、平均受信レベルの等しいLパスモデル(L≧1)を仮定し、各パスは最大ドップラー周波数fDHzの独立なレイリーフェージングを受けるものとした。フェージングの影響を取り除くためのダイバーシチ受信機は、2ブランチアンテナダイバーシチ受信機であり、アンテナ間のフェージング相関は0を仮定した。MPICのステージ数は4とした。

0049

なおここでのチャネル推定は、1スロット区間ごとにCPICHの逆拡散出力を平均化することで求めた。また、誤り訂正復号として軟判定ビタビ復号を用いた。

0050

上記シミュレーション諸元に基づき、データ変調方式として64QAMを用いた場合のシミュレーション結果では、前記第1のフレーム構成を用いた場合、最大スループット8.42Mbpsを実現している。この値は、前記HSDPAの目標とする最大スループット8.5Mbpsにかなり近づいた値となっている。

0051

図12は、従来のフレーム構成を用いたとき、SIR測定区間でデータチャネルが送信される場合とされない場合に、各データ変調方式を切り替える受信状態で測定される受信SIRの差を示す図である。干渉波電力Iの測定をチップ単位で行う場合とシンボル単位で行う場合の両方を示した。図12より、従来法ではSIR測定区間でのデータチャネルの送信の有無により、受信SIR測定値が平均4dB程度変動してしまうことが分かる。

0052

以上説明した従来法の結果と図3から、従来のフレーム構成を用いた場合には、SIR測定値の変動によりスループットが最大で1Mbps程度劣化してしまうことが分かる。

0053

一方、本発明のフレーム構成を用いた場合にはこのようなスループットの劣化が起きない。したがって本発明により、従来法より最大で1Mbps程度スループットを改善できることになる。

発明の効果

0054

以上説明したように、本発明によれば、CDMA方式を用いた移動通信において、一定区間送信が停止されるマルチコードデータチャネルと、時間連続なパイロットチャネルからなるコード多重フレームを用いることで、該データチャネル送信停止区間のパイロットチャネルの送信電力を大きくすることができる。

0055

また、前記データチャネル送信停止区間のパイロットチャネルのみを用いて受信品質を推定できるため、前記データチャネルの送信状況によらない最適MCSを安定して選択することができる。

0056

さらに、前記パイロットチャネルの受信SIRに基づいて受信品質を推定する場合には、該受信SIRがデータチャネルからのマルチパス干渉の影響を受けない高精度なものが実現できるため、受信局でのデータ受信品質(スループット)を大幅に改善することができる。

図面の簡単な説明

0057

図1本発明の実施の形態に係る第1のフレーム構成を表す図である。
図2本発明の実施の形態に係る第2のフレーム構成を表す図である。
図3本発明の一実施の形態を示す計算機シミュレーションの結果を表す図である。
図4本発明の一実施の形態を示すシミュレーション諸元を表す図である。
図5DS−CDMA方式における最適データ変調方式・誤り訂正符号化率の概念を示す図である。
図64つのデータ変調方式に対する平均ビット誤り率特性の例を示す図である。
図7最適データ変調方式・誤り訂正符号化率決定の動作原理を表すフローチャート図である。
図8受信SIRに対する最適データ変調方式・誤り訂正符号化率を示す表の作成法の一例を表す図である。
図9従来法におけるフレーム構成を表す図である。
図10受信SIR測定法の一例を示す図である。
図11データチャネル送信の有無によりSIRが変化する例を表す概念図である。
図12従来法においてデータチャンネル送信の有無により生じるSIR測定値の変動を表す図である。

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0058

101乗算部
103希望波信号電力(S)測定部
105干渉波電力(I)測定部
107除算部
109 合成部

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