図面 (/)
※この項目の情報は公開日時点（2002年12月13日）のものです。
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図面 (8)
課題
解決手段
概要
背景
概要
今後の情報化社会の充全な発達を可能とするために従来にない格段の高速ディジタルパルスの伝送を可能とする広帯域化増幅器を提供する。
広帯域化増幅器を提供するために，該広帯域化増幅器を構成する順方向増幅部に用いるアクティブ素子のコレクタあるいはドレイン端子とベースあるいはゲート間に接続するフィードバック回路を抵抗とインダクタンスの直列接続を用いて構成し，従来にない格段の広帯域化を図る。
目的
従来の増幅器の帯域幅は１０ＧＨｚ程度であるので，更に帯域幅を拡大し，高速ディジタルパルスの伝送を可能として，今後の情報化社会の充全な発達を可能とする必要がある。本発明の課題はこのための広帯域増幅器の実現を可能とすることである。
効果
実績
- 技術文献被引用数
- 0件
- 牽制数
- 0件
この技術が所属する分野
（分野番号表示ON）※整理標準化データをもとに当社作成
- 温度補償、電源電圧補償、歪補償、帰還
- 増幅器１
- 増幅器２
- 増幅器一般
技術分野
背景技術
0002
従来，広帯域増幅回路の実用例は数多くある。しかしその帯域幅は１０ＧＨｚ程度である。これは増幅回路に用いる増幅用アクティブ素子単体の増幅率が周波数が高くなるに従い小さくなってしまうためである。今後はこの帯域幅の制約を突破して広帯域性を実現し，高速ディジタルパルスの伝送を可能にし情報化社会の充全な発達を可能としなければならない。
発明が解決しようとする課題
0003
従来の増幅器の帯域幅は１０ＧＨｚ程度であるので，更に帯域幅を拡大し，高速ディジタルパルスの伝送を可能として，今後の情報化社会の充全な発達を可能とする必要がある。本発明の課題はこのための広帯域増幅器の実現を可能とすることである。
0004
本発明の増幅器は複数の順方向増幅部を用いて構成するが，該順方向増幅部に用いるアクティブ素子の増幅率は周波数が大となるに従い小となるので該アクティブ素子の増幅率を抵抗とインダクタンスの直列回路を用いたフィードバック回路を用いて等化して該順方向増幅部の増幅特性の高周波部分の利得を大として従来にない格段の広帯域化，即ち２５ＧＨｚの広帯域化を達成したものである。
0006
１はバイポーラトランジスタを示す。Ｃはバイポーラトランジスタの出力端子を示す。ｉ３は負荷抵抗ＲＬと負荷インダクタンスＬＬを流れる電流である。ＲＦ１はフィードバック回路を構成する抵抗，ＬＦ１はフィードバック回路を構成するインダクタンス，ＣＣは直流をカットし，交流のみを通すカップリングコンデンサ，ｉ２はこのフィードバック回路を流れる電流である。ＲＥ１はバイポーラトランジスタ１の直列帰還用抵抗である。このバイポーラトランジスタ１は周知のように容易に電界効果トランジスタＦＥＴに置き換えられる。
0007
でｒｂｅはバイポーラトランジスタ１のベース側からエミッタをみた抵抗である。βはトランジスタ１の電流増幅率である。ダイナミックなベース−エミッタ間抵抗ｒｂｅはｒｂｅ＝βｒｅ＝βＵＴ／ＩＣである。ＵＴは熱電圧であり，Ｕｒ＝ｋＴ／ｑである。ｋはボルツマンの定数，ｑは電子の電荷，Ｔは絶対温度である。ここで電流増幅率βは
0008
はβの絶対値，即ち｜β｜の周波数特性である。周波数が大となるとβの大きさが減少する。これが広帯域性が得られない理由である。このβの下降特性はバイポーラトランジスタ１のベース−エミッタ間の拡散キャパシタンスによって惹起されるものである。
0009
で電圧増幅率Ａ１の広帯域性を劣化させる制約要因はβである。そこで本発明ではフィードバックインピーダンスＺＦ１を誘導性にして，βＺＦ１を広帯域化して，従来の劣化要因を除去したものである。従来のフィードバック回路には
0010
は２０ｌｏｇ｜Ａ１｜を求めたものである。
0011
はもうひとつの実施例である。フィードバック回路を構成する抵抗ＲＦ１とインダクタンスＬＦ１の直列接続回路の１端をバイポーラトランジスタのコレクタにインダクタンスＬ′Ｌまたは抵抗，あるいはインダクタンスと抵抗の直列接続を介して接続し，該直列接続回路の他端は直接，あるいはカップリングコンデンサＣＣあるいはストリップラインを介してバイポーラトランジスタのベースに接続する。ストリップラインは該直列直接回路の位相補正のためである。
0012
は
発明の効果
0013
以上説明したように本発明は従来の増幅器の上限周波数１０ＧＨｚを突破して２０〜２５ＧＨｚまでの広帯域化を達成したものであり，従来に較べて格段の高速ディジタルパルスの伝送を可能としたものであり，今後の情報化社会の充全な発達を可能としたものであり，その効果は非常に大きい。従来の上限周波数１０［ＧＨｚ］はトランスバーサル等化器など複雑な回路を用いて実現している。
0014
高周波信号を受信して，この電気信号を増幅して広帯域信号を出力させる増幅器において，この電気信号を増幅するために複数の順方向増幅部を用いて増幅器を構成し，該順方向増幅部には増幅用アクティブ素子を用い，該増幅用アクティブ素子にはバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタを用い，該増幅用アクティブ素子の出力端子，例えばコレクタあるいはドレインには，抵抗とインダクタンスの直列回路の１端を直接，あるいはインダクタンスまたは抵抗，あるいはインダクタンスと抵抗の直列接続を介して接続し，この他端はカップリング用コンデンサを介してあるいは直接，該増幅用アクティブ素子の入力端子，例えばベースあるいはゲートに接続して，即ちフィードバック回路を接続して，この抵抗とインダクタンスの直列回路よりなるフィードバック回路により，広帯域化を図ったことを特徴とする広帯域化増幅器。
0015
図面の簡単な説明
0016
図１順方向増幅部を縦続接続した増幅器。
図２本発明の広帯域化増幅回路の一実施例。
図３
図２の小信号等価回路。
図４
図２のバイポーラトランジスタ１の電流増幅率の大きさの周波数特性。
図５
図２および
図３の本発明の増幅回路の増幅率Ａ１の大きさと，従来の，インダクタンスＬＦ１を用いない増幅回路のＡ１の大きさの周波数特性。
図６本発明の広帯域化増幅回路の一実施例。
図７
図６の電流増幅率の大きさの周波数特性。
００１６
--
0017
Ａ１，Ａ２はそれぞれ増幅器を構成する順方向増幅部，１はアクティブ素子を示すバイポーラトランジスタ，ＯＳＣは発振器，Ｒ０は発振器の内部抵抗，ＲＦ１，ＬＦ１はそれぞれフィードバック回路を構成する抵抗およびインダクタンス，ＣＣはカップリングコンデンサ，Ｖｂ１は入力電圧，ＲＥ１は直列帰還用抵抗，ｉ１はバイポーラトランジスタのベースを流れる電流，ｉ２はフィードバック回路を流れる電流，ｉ３は負荷インピーダンス（ＲＬ＋ｊωＬＬ）を流れる電流，ＶＣ１は出力電圧，Ｃは出力端子，ＲＬ，ＬＬはそれぞれ負荷インピーダンスを構成する抵抗とインダクダンス，ｒｂｅはバイポーラトランジスタ１のベース−エミッタ間のベース側からみた抵抗，βはバイポーラトランジスタ１の電流増幅率，ＺＦ１はフィードバック回路のインピーダンス，｜β｜はβの大きさ，ｆＴはバイポーラトランジスタ１の利得・帯域幅積，｜Ａ１｜は
および
あるいは
の回路の増幅率の大きさ，β０は低周波部のバイポーラトランジスタ１の電流増幅率，ｆβは３ｄＢカットオフ周波数，Ｚｉｎは
のベース−アース間の入力インピーダンスである。＋ＶＣはバイポーラトランジスタ１のコレクタの正のバイアス電圧，ＲＣとＬＣは電圧増幅用抵抗とインダクタンス，Ｌ′Ｌはインダクタンス，Ｖ０は出力電圧である。
ID=000004HE=085 WI=076 LX=1120 LY=0500
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