技術 受信装置及び受信信号サンプリング方法

0001

本発明は、ディジタル無線通信に用いられる受信装置及び受信信号サンプリング方法に関する。

0002

自動車電話、携帯電話等のディジタル無線通信では、複数チャネルの信号成分を周波数によって分割する場合がある。この場合、無線信号に多重される各チャネル信号成分の周波数は、他のチャネル信号成分のものと重ならないように設定される。

0003

ディジタル無線通信の受信装置は、アナログ受信信号をディジタル信号に変換し、周波数変換した後、他のチャネル信号成分等の妨害波成分を抑圧することにより、自局のチャネル信号成分を検出する。そして、受信装置は、検出した自局のチャネル信号成分に対し復調処理を行い、自局宛受信データを取り出す。この中で、受信装置は、アナログ受信信号を一定の周期でサンプリングすることによりデジタル信号に変換する。

0004

以下、従来の受信装置の構成について、図６のブロック図を用いて説明する。図６に示す受信装置において、バンドパスフィルタ１は、雑音が重畳した広帯域の受信信号を通過させ、複数チャネルからなる信号成分の帯域幅にする。

0005

ＡＤ変換器２は、一定のサンプリング周波数でサンプリングすることにより、バンドパスフィルタ１から出力されたアナログ受信信号をディジタル信号に変換する。

0006

ディジタル直交検波部３は、互いに位相がπ/２異なるディジタルローカル信号を発生させるローカル信号発生部４と、ＡＤ変換器２から出力された受信信号に各ディジタルローカル信号を乗算するディジタル乗算器５及びディジタル乗算器６とを具備し、自局のチャネル信号成分をベースバンドに周波数変換する。受信周波数制御部７は、ローカル信号発生部４に対し、自局のチャネル信号成分の周波数情報を出力する。

0007

受信フィルタ８及び受信フィルタ９は、ディジタル直交検波部３から出力された受信信号に含まれる妨害波成分及び２倍高調波成分を抑圧し、自局のチャネル信号成分を取り出す。復調処理部１０は、受信フィルタ８及び受信フィルタ９から出力された自局のチャネル信号成分に復調処理を施し、自局宛受信データを検出する。

0008

次に、従来の受信装置における受信から復調までの処理について図面を用いて説明する。

0009

図７は、従来の受信装置におけるバンドパスフィルタ１の出力信号スペクトラムを示す図である。なお、スペクトラムの横軸は周波数であり、縦軸はスペクトラム密度である。

0010

図７において、スペクトラム２１は自局のチャネル信号成分であり、そのキャリア周波数をｆc、その周波数帯域幅をΔｆbとする。一方、スペクトラム２２は、自局以外のチャネル信号成分であり、これらは妨害波として作用する。また、点線の三角形で表したスペクトラム２３は、スペクトラム２１及びスペクトラム２２を合わせた全てのチャネル信号成分である。

0011

まず、受信信号は、バンドパスフィルタ１を通過することにより、ｆl≦ｆ≦ｆhの帯域幅に帯域制限され、ＡＤ変換器２に入力される。ここで、帯域幅ｆl≦ｆ≦ｆhは、各チャネル信号成分が取り得る周波数の最高値から最低値を減算した帯域幅の上下にガードバンドｆgを加えた範囲である。以下、帯域幅ｆl≦ｆ≦ｆhを複数チャネル帯域幅という。

0012

図８は、従来の受信装置におけるＡＤ変換器２の入力信号及び出力信号のスペクトラムを示す図である。図８において、ｆsはサンプリング周波数、ｋは自然数である。

0013

図８（ａ）は、ＡＤ変換器２の入力信号のスペクトラムを示す図であり、図７と同様のものである。また、図８（ｂ）は、ｋが偶数である場合におけるＡＤ変換器２の出力信号のスペクトラムを示す図であり、図８（ｃ）は、ｋが奇数である場合におけるＡＤ変換器２の出力信号のスペクトラムを示す図である。

0014

ここで、サンプリングによって自局のチャネル信号成分にスペクトラムの折り返しが生じると、受信装置はこれを検出できない。

0015

従来の受信装置は、サンプリング周波数を変更することができないので、自局のチャネル信号成分の周波数が複数チャネル帯域幅内のどの位置であっても検出できるように、サンプリング周波数を設定する必要がある。そこで、従来の受信装置は、複数チャネル帯域幅ｆl≦ｆ≦ｆhに基づき、サンプリング周波数ｆsを以下に示す式（１）及び式（２）の関係が成り立つように設定している。

0016

ｋｆs/２≦ｆl （１）
ｆh≦(ｋ+１)ｆs/２ （２）
これにより、図８（ｂ）及び図８（ｃ）に示すように、ｋが奇数であっても偶数であっても、全てのチャネル信号成分においてスペクトラムの折り返しが生じないので、自局のチャネル信号成分の周波数が複数チャネル帯域幅内のどの位置であっても検出できる。

0017

ここで、式（１）及び式（２）から以下に示す式（３）及び式（４）が導かれる。

0018

２ｆh/(ｋ+１)≦ｆs≦２ｆl/ｋ （３）
１≦ｋ≦ｆl/(ｆh-ｆl) （４）
そして、式（４）より、ｋについて以下に示す式（５）が成り立つ場合、式（３）より、サンプリング周波数ｆsの理論上の最小値は、以下に示す式（６）となる。

0019

ｋ＝Int｛ｆl/(ｆh-ｆl)｝＝ｆl/(ｆh-ｆl)
（Int（＊）:＊の整数部） （５）
ｆs＝２(ｆh-ｆl) （６）
このように、従来の受信装置は、ＡＤ変換におけるサンプリング周波数を複数チャネル帯域幅の２倍以上に設定している。

0020

以下、ｋが偶数の場合について説明する。０≦ｆ≦ｆs/２の周波数範囲において、自局のチャネル信号成分の中心周波数ｆiは、以下に示す式（７）となる。

0021

ｆi＝ｆc-(ｋ/２)ｆs （７）
ＡＤ変換器２から出力された受信信号は、ディジタル乗算器５にて、ディジタルローカル信号cos（２π（ｆi/ｆs）ｎ）を乗算され、ディジタル乗算器６にて、ディジタルローカル信号sin（２π（ｆi/ｆs）ｎ）を乗算される（ｎ：整数）。

0022

図９は、従来の受信装置におけるディジタル直交検波部３の入出力信号スペクトラムを示す図である。なお、図９は、サンプリング周波数ｆs近傍のみを示す。

0023

図９（ａ）は、ディジタル直交検波部３の入力信号のスペクトラムを示す図であり、図８（ｂ）と同様のものである。また、図９（ｂ）は、ディジタル直交検波部３の出力信号のスペクトラムを示す図である。また、図９（ｃ）は、受信フィルタ８又は受信フィルタ９の出力信号のスペクトラムを示す図である。

0024

図９（ｂ）に示すように、受信信号にディジタルローカル信号を乗算すると、自局のチャネル信号成分がベースバンドに周波数変換される。

0025

そして、図９（ｃ）に示すように、受信信号は、受信フィルタ８及び受信フィルタ９を通過することにより、２倍高調波成分や妨害波成分を抑圧され、自局のチャネル信号成分が取り出される。自局のチャネル信号成分は復調処理部１０に入力され、復調処理されて自局宛受信データが検出される。

0026

このように、上記従来の受信装置においても、直交検波処理及びフィルタリング処理をディジタル処理によって実現しているため、アナログ信号処理部分が削除され、信号検出処理の高精度化、無調整化を図ることができる。

0027

しかし、上記従来の受信装置は、サンプリング周波数が一定であるため、自局のチャネル信号成分の周波数が複数チャネル帯域幅内のどの位置であっても検出できるように、サンプリング周波数を複数チャネル帯域幅の２倍以上に設定する必要がある。

0028

ＡＤ変換におけるサンプリング周波数を高く設定すると、ＡＤ変換器における消費電力が大きくなり、さらに、直交検波処理及びフィルタリング処理での単位時間当たりの処理量も増加し、ディジタル直交検波部及び受信フィルタにおける消費電力も増大する。

0029

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、ＡＤ変換における所要サンプリング周波数を低減し、消費電力を低減する受信装置及び受信信号サンプリング方法を提供することを目的とする。

0030

上記課題を解決するために、本発明は以下の手段を講じた。請求項１記載の受信装置に関する発明は、自局のチャネル信号成分のスペクトラムに折り返しが生じないようにサンプリング周波数を制御するサンプリング周波数制御手段と、このサンプリング周波数制御手段が制御したサンプリング周波数にてアナログ受信信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換手段と、このＡＤ変換手段から出力されたディジタル信号を直交検波する直交検波手段とを具備する構成を採る。

0031

また、請求項２記載の発明は、請求項１記載の受信装置において、サンプリング周波数制御手段は、自局以外のチャネル信号成分のスペクトラムに折り返しが生じることを許容する構成を採る。

0032

また、請求項３記載の発明は、請求項１又は請求項２記載の受信装置において、サンプリング周波数制御手段は、自局の周波数帯域幅及び複数チャネルからなる信号成分の帯域幅に基づいてサンプリング周波数を制御する構成を採る。

0033

また、請求項４記載の発明は、請求項３記載の受信装置において、サンプリング周波数制御手段は、自局の周波数帯域幅が複数チャネルからなる信号成分の帯域幅に比べて十分小さい場合、サンプリング周波数を複数チャネルからなる信号成分の帯域幅とほぼ等しくする構成を採る。

0034

また、請求項１０記載の受信信号サンプリング方法に関する発明は、サンプリング処理によって自局のチャネル信号成分のスペクトラムに折り返しが生じないようにサンプリング周波数を制御し、制御したサンプリング周波数にてアナログ受信信号をディジタル信号に変換する方法を採る。

0035

また、請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の受信信号サンプリング方法において、サンプリング処理によって自局以外のチャネル信号成分のスペクトラムに折り返しが生じることを許容するようにサンプリング周波数を制御する構成を採る。

0036

また、請求項１２記載の発明は、請求項１０又は請求項１１記載の受信信号サンプリング方法において、自局の周波数帯域幅及び複数チャネルからなる信号成分の帯域幅に基づいてサンプリング周波数を制御する方法を採る。

0037

また、請求項１３記載の発明は、請求項１２記載の受信信号サンプリング方法において、自局の周波数帯域幅が、複数チャネルからなる信号成分の帯域幅に比べて十分小さい場合、サンプリング周波数を複数チャネルからなる信号成分の帯域幅とほぼ等しくする方法を採る。

0038

これらの構成により、ディジタル処理によって信号検出処理の高精度化、無調整化を図ることができ、しかも、サンプリング周波数を自局のチャネル信号成分の周波数に応じて制御することにより、受信信号のディジタル変換処理における所要サンプリング周波数を低減できるので、ＡＤ変換手段等における消費電力を低減できる。

0039

また、請求項５記載の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の受信装置において、サンプリング周波数制御手段は、自局のチャネル信号成分の中心周波数がディジタル変換後にサンプリング周波数の１／４になるようにサンプリング周波数を制御する構成を採る。

0040

また、請求項６記載の発明は、請求項５記載の受信装置において、直交検波手段は、ＡＤ変換手段の出力信号成分、０、及び、ＡＤ変換手段の出力信号の符号反転成分を１サンプル周期毎に切替えて出力する構成を採る。

0041

また、請求項１４記載の発明は、請求項１０乃至請求項１２のいずれかに記載の受信信号サンプリング方法において、自局のチャネル信号成分の中心周波数がディジタル変換後にサンプリング周波数の１／４になるようにサンプリング周波数を制御する方法を採る。

0042

これらの構成により、ディジタル直交検波手段の構成を簡略化して、ディジタルローカル信号を発生させて受信信号に乗算させた場合と同等の効果を得ることができ、さらに、フィルタリング処理における積和演算回数を削減し、消費電力を低減できる。

0043

また、請求項７記載の無線通信移動局装置に関する発明は、請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の受信装置にてディジタル変換処理及びディジタル直交検波処理を行う構成を採る。

0044

また、請求項８記載の無線通信基地局装置に関する発明は、請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の受信装置にてディジタル変換処理及びディジタル直交検波処理を行う構成を採る。

0045

また、請求項９記載の無線通信システムに関する発明は、無線通信移動局装置と無線通信基地局装置の少なくとも一方に請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の受信装置を搭載して無線通信を行う構成を採る。

0046

以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。

0047

（実施の形態１）図１は、本発明の実施の形態１における受信装置の構成を示すブロック図である。図１に示す受信装置において、バンドパスフィルタ１０１は、雑音が重畳した広帯域の受信信号を通過させ、複数チャネルからなる信号成分の帯域幅にする。

0048

ＡＤ変換器１０２は、設定したサンプリング周波数でサンプリング処理することにより、バンドパスフィルタ１０１から出力された受信信号をディジタル変換する。ここで、ＡＤ変換器１０２は、自局のチャネル信号成分の周波数に基づいて、サンプリング周波数を可変設定できる。

0049

ディジタル直交検波部１０３は、互いに位相がπ/２異なるディジタルローカル信号を発生させるローカル信号発生部１０４と、ＡＤ変換器１０２から出力された受信信号に各ディジタルローカル信号を乗算するディジタル乗算器１０５及びディジタル乗算器１０６とを具備し、自局のチャネル信号成分をベースバンドに周波数変換する。

0050

サンプリング周波数制御部１０７は、自局のチャネル信号成分の周波数に基づいてサンプリング周波数を設定し、ＡＤ変換器１０２及びローカル信号発生部１０４にサンプリング周波数情報を出力する。

0051

受信周波数制御部１０８は、ローカル信号発生部１０４及びサンプリング周波数制御部１０７に対し、自局のチャネル信号成分の周波数情報を出力する。

0052

受信フィルタ１０９及び受信フィルタ１１０は、ディジタル直交検波部１０３から出力された受信信号から妨害波成分及び２倍高調波成分を抑圧し、自局のチャネル信号成分を取り出す。

0053

復調処理部１１１は、受信フィルタ１０９及び受信フィルタ１１０から出力された自局のチャネル信号成分に復調処理を施し、自局宛受信データを検出する。

0054

次に、実施の形態１における受信装置の受信から復調までの処理について説明する。図２は、バンドパスフィルタ１０１の出力信号スペクトラムを示す図である。なお、スペクトラムの横軸は周波数であり、縦軸はスペクトラム密度である。

0055

図２において、スペクトラム２０１は、自局のチャネル信号成分であり、そのキャリア周波数をｆc、その周波数帯域幅をΔｆbとする。一方、スペクトラム２０２は、自局以外のチャネル信号成分であり、これらは妨害波として作用する。また、点線の三角形で表したスペクトラム２０３は、スペクトラム２０１及びスペクトラム２０２を合わせた全てのチャネル信号成分である。なお、ｆc、Δｆb、ｆl及びｆhの各周波数データは、予め受信周波数制御部１０８のメモリに登録させておくか、装置の起動時に外部から設定する。

0056

まず、受信信号は、バンドパスフィルタ１０１を通過することにより、ｆl≦ｆ≦ｆhの帯域幅に帯域制限され、ＡＤ変換器１０２に入力される。ここで、帯域幅ｆl≦ｆ≦ｆhは、各チャネル信号成分が取り得る周波数の最高値から最低値を減算した帯域幅の上下にガードバンドｆgを加えた範囲である。以下、帯域幅ｆl≦ｆ≦ｆhを「複数チャネル帯域幅」という。

0057

図３は、実施の形態１における受信装置のＡＤ変換器１０２の入出力信号スペクトラムを示す図である。図３において、ｆsはサンプリング周波数、ｋは自然数である。

0058

図３（ａ）は、ＡＤ変換器１０２の入力信号のスペクトラムを示す図であり、図２と同様のものである。また、図３（ｂ）は、ｋが偶数である場合におけるＡＤ変換器２の出力信号のスペクトラムを示す図であり、図３（ｃ）は、ｋが奇数である場合におけるＡＤ変換器２の出力信号のスペクトラムを示す図である。

0059

ここで、実施の形態１の受信装置は、サンプリング周波数制御部１０７の制御により、サンプリング周波数ｆsを自局のチャネル信号成分の周波数に合わせて制御できるため、自局のチャネル信号成分のキャリア周波数ｆc、その周波数帯域幅をΔｆb及び複数チャネル帯域幅ｆl≦ｆ≦ｆhに基づいて、サンプリング周波数ｆsを以下に示す式（８）及び式（９）の関係が成り立つように設定する。

0060

(ｋｆs/２)+{(ｋｆs/２)-ｆl}≦ｆc-Δｆb/２ （８）
ｆc+Δｆb/２≦(ｋ+１)ｆs/２-{ｆh-(ｋ+１)ｆs/２} （９）
これにより、図３（ｂ）及び図３（ｃ）に示すように、ｋが奇数であっても偶数であっても、自局のチャネル信号成分は、ＡＤ変換処理後もスペクトラムの折り返しを生じない。なお、自局以外のチャネル信号成分が、ＡＤ変換処理後にスペクトラムの折り返しを生じても、自局のチャネル信号成分の検出には影響しない。

0061

ここで、式（８）及び式（９）から以下に示す式（１０）及び式（１１）が導かれる。

0062

(ｆc+Δｆb/２+ｆh)/(ｋ+１)≦ｆs≦(ｆc-Δｆb/２+ｆl)/ｋ （１０）
１≦ｋ≦(ｆc-Δｆb/２+ｆl)/(Δｆb+ｆh-ｆl) （１１）
サンプリング周波数制御部１０７は、受信周波数制御部１０８から入力したｆcに対応する周波数情報を用いてｋの最大値を算出し、ｋの最大値を用いて式（１０）の下限(ｆc+Δｆb/２+ｆh)/(ｋ+１)を計算し、理論上のサンプリング周波数の最小値である所要サンプリング周波数ｆsを算出する。

0063

ここで、式（１０）より、ｋについて以下に示す式（１２）が成り立つ場合、式（１１）より、所要サンプリング周波数ｆsは、以下に示す式（１３）となる。

0064

ｋ＝Int{(ｆc-Δｆb/２+ｆl)/(Δｆb+ｆh-ｆl)｝
＝(ｆc-Δｆb/２+ｆl)/(Δｆb+ｆh-ｆl)
（Int（＊）:＊の整数部） （１２）
ｆs＝Δｆb+ｆh-ｆl （１３）
ここで、Δｆb≪（ｆh−ｆl）であるならば、式（１３）は以下に示す式（１４）となり、所要サンプリング周波数を従来の受信装置に対して約１／２に低減できる。

0065

サンプリング周波数制御部１０７は、サンプリング周波数情報をＡＤ変換器１０２に出力し、算出したサンプリング周波数ｆsにてＡＤ変換器１０２を動作させる。

0066

ｆs＝ｆh-ｆl （１４）
以下、ｋが偶数の場合について説明する。０≦ｆ≦ｆs/２の周波数範囲において、自局のチャネル信号成分の中心周波数ｆiは、以下に示す式（１５）となる。

0067

ｆi＝ｆc-(ｋ/２)ｆs （１５）
ＡＤ変換器１０２から出力された受信信号は、ディジタル乗算器１０５にてディジタルローカル信号cos（２π（ｆi/ｆs）ｎ）を乗算され、ディジタル乗算器１０６にてディジタルローカル信号sin（２π（ｆi/ｆs）ｎ）を乗算される。なお、ｎは整数である。

0068

図４は、実施の形態１における受信装置のディジタル直交検波部１０３の入出力信号スペクトラムを示す図である。なお、図４は、サンプリング周波数ｆs近傍のみを示す。

0069

図４（ａ）は、ディジタル直交検波部１０３の入力信号のスペクトラムを示す図であり、図３（ｂ）と同様のものである。また、図４（ｂ）は、ディジタル直交検波部１０３の出力信号のスペクトラムを示す図である。また、図４（ｃ）は、受信フィルタ１０９又は受信フィルタ１１０の出力信号のスペクトラムを示す図である。

0070

図４（ｂ）に示すように、受信信号にディジタルローカル信号を乗算すると、自局のチャネル信号成分がベースバンドに周波数変換される。

0071

そして、図４（ｃ）に示すように、受信信号は、受信フィルタ１０９及び受信フィルタ１１０を通過することにより、２倍高調波成分や妨害波成分を抑圧され、自局のチャネル信号成分が取り出される。自局のチャネル信号成分は復調処理部１１１に入力され、復調処理されて自局宛受信データが検出される。

0072

このように、実施の形態１における受信装置は、従来と同様に信号検出処理の高精度化、無調整化を図ることができ、しかも、サンプリング周波数を自局のチャネル信号成分の周波数に合わせて制御することにより、従来と比較して所要サンプリング周波数を約１／２に低減できる。

0073

（実施の形態２）図５は、本発明の実施の形態２における受信装置の構成を示すブロック図である。ここで、図５において、図１と共通する部分については、図１と同一符号を付し説明を省略する。

0074

図５に示す受信装置において、ディジタル直交検波部５０１は、ＡＤ変換器１０２から出力された受信信号成分、０、ＡＤ変換器１０２から出力された受信信号の符号反転成分を切替える切替スイッチ５０２及び切替スイッチ５０３と、切替スイッチ５０２及び切替スイッチ５０３の切替制御を行うスイッチ切替制御部５０４とを具備し、受信信号を周波数変換する。

0075

サンプリング周波数制御部５０５は、サンプリング後に自局のチャネルの中心周波数が、サンプリング周波数の１／４となるようにサンプリング周波数を決定し、サンプリング周波数情報をＡＤ変換器１０３に出力する。

0076

次に、実施の形態２における受信装置の受信信号の処理動作について説明する。上記説明のように、サンプリング周波数制御部５０５において、サンプリング後に自局のチャネルの中心周波数をサンプリング周波数の１／４に制御されるので、ｆi＝ｆs/４を式（１５）に代入し、サンプリング周波数ｆsについて解くと、以下に示す式（１６）が得られる。なお、式（１６）は、ｋが偶数であっても奇数であっても成り立つ。

0077

ｆs＝４ｆc/(２ｋ+１) （１６）
ここで、ｆcの範囲は、図２より以下に示す式（１７）となる。

0078

ｆl+Δｆb/２+ｆg≦ｆc≦ｆh-Δｆb/２+ｆg （１７）
式（１６）を式（１４）に代入し、ｋについて解くと、ｆcの範囲によって、以下に示す式（１８）及び式（１９）が得られる。

0079

ｆl+Δｆb/２+ｆg≦ｆc＜(ｆl+ｆh)/２；のとき
１≦ｋ≦(３ｆc-Δｆb/２-ｆh)/２(ｆh-ｆc+Δｆb/２) （１８）
(ｆl+ｆh)/２≦ｆc≦ｆh-Δｆb/２-ｆg；のとき
１≦ｋ≦(ｆc-Δｆb/２+ｆl)/２(ｆc+Δｆb/２-ｆl) （１９）
また、式（１８）及び式（１９）が成り立つための条件として、以下に示す式（２０）及び式（２１）が成り立つ必要がある。

0080

１≦{３(ｆl+ｆg)+Δｆb-ｆh}/２(ｆh-ｆl-ｆg) （２０）
１≦(ｆh-Δｆb-ｆg+ｆl)/２(ｆh-ｆl-ｆg) （２１）
よって、サンプリング周波数制御部５０５において、受信周波数制御部１０８から出力された自局のチャネル信号成分の周波数情報に基づいて、式（１８）及び式（１９）からｋの最大値が求められる。なお、ｆc、Δｆb、ｆl及びｆhの各周波数データは、受信周波数制御部１０８のメモリ又は外部メモリに登録される。

0081

そして、サンプリング周波数制御部５０５において、ｋの最大値に基づいて、式（１６）からサンプリング周波数ｆsが求められる。

0082

ここで、式（１８）より、ｋについて以下に示す式（２２）が成り立つ場合、式（１７）より、サンプリング周波数ｆsの理論上の最小値は、以下に示す式（２３）となる。

0083

ｋ＝Int{(３ｆc-Δｆb/２-ｆh)/２(ｆh-ｆc+Δｆb/２)｝
＝(３ｆc-Δｆb/２-ｆh)/２(ｆh-ｆc+Δｆb/２)
（Int（＊）:＊の整数部） （２２）
ｆs＝２(ｆh-ｆc+Δｆb/２) （２３）
ここで、式（２３）及び以下に示す式（２４）からサンプリング周波数ｆsの範囲は以下に示す式（２５）となる。

0084

(ｆh-ｆl)/２＜ｆh-ｆc＜ｆh-ｆl （２４）
ｆh-ｆl+Δｆb＜ｆs＜２(ｆh-ｆl+Δｆb/２) （２５）
そして、Δｆb≪ｆh-ｆlとすると、式（２５）は、以下に示す式（２６）となる。

0085

ｆh-ｆl＜ｆs＜２(ｆh-ｆl) （２６）
一方、式（１９）より、ｋについて以下に示す式（２７）が成り立つ場合、式（１７）より、サンプリング周波数ｆsの理論上の最小値は、以下に示す式（２８）となる。

0086

ｋ＝Int{(ｆc-Δｆb/２+ｆl)/２(ｆc+Δｆb/２-ｆl)｝
＝(ｆc-Δｆb/２+ｆl)/２(ｆc+Δｆb/２-ｆl)
（Int（＊）:＊の整数部） （２７）
ｆs＝２(ｆc-ｆl+Δｆb/２) （２８）
ここで、式（２８）及び以下に示す式（２９）からサンプリング周波数ｆsの範囲は以下に示す式（３０）となる。

0087

(ｆh-ｆl)/２≦ｆc-ｆl＜ｆh-ｆl （２９）
ｆh-ｆl+Δｆb≦ｆs＜２(ｆh-ｆl+Δｆb/２) （３０）
そして、Δｆb≪ｆh-ｆlとすると、式（３０）は、以下に示す式（３１）となる。

0088

ｆh-ｆl＜ｆs＜２(ｆh-ｆl) （３１）
よって、式（２６）及び式（３１）より、実施の形態２におけるサンプリング周波数の理論上の最小値は、式（１４）に示した実施の形態１の値よりも大きくなるが、従来の受信装置よりも低減できる。

0089

また、ｆi＝ｆs/４であるから、ディジタルローカル信号の同相成分及び直交成分は、以下に示す式（３２）及び式（３３）となる。

0090

cos{２π(ｆi/ｆs)ｎ}＝cos(ｎπ/２)＝１，０，-１，０… （３２）
sin{２π(ｆi/ｆs)ｎ}＝sin(ｎπ/２)＝０，１，０，-１… （３３）
よって、ディジタル直交検波部５０５の切替スイッチ５０２及び切替スイッチ５０３を適宜切替制御することにより、簡単な構造で、ディジタルローカル信号を発生させて受信信号に乗算させる処理と同等の効果が得られる。しかも、ディジタル直交検波部５０５の出力には、１サンプルおきに０が内挿されるので、受信フィルタ１０９及び受信フィルタ１１０での積和演算回数を従来の１／２に低減できる。

0091

なお、本発明において、復調処理を容易にするため、受信フィルタ１０９及び受信フィルタ１１０にて、フィルタ演算結果の間引き処理を行うことも可能である。

0092

以上説明したように、本発明の受信装置及びサンプリング方法は、所要サンプリング周波数を低減して消費電力を低減できる。さらに、ディジタル直交検波部の構成を簡略化できるとともに、フィルタリング処理における積和演算回数を削減して消費電力を低減できる。

0093

図１本発明の実施の形態１における受信装置の構成を示すブロック図
図２実施の形態１における受信装置のバンドパスフィルタの出力信号スペクトラムを示す図
図３実施の形態１における受信装置のＡＤ変換器の入出力信号スペクトラムを示す図
図４実施の形態１における受信装置のディジタル直交検波部の入出力信号スペクトラムを示す図
図５本発明の実施の形態２における受信装置の構成を示すブロック図
図６従来の受信装置の構成を示すブロック図
図７従来の受信装置におけるバンドパスフィルタの出力信号スペクトラムを示す図
図８従来の受信装置におけるＡＤ変換器の入出力信号スペクトラムを示す図
図９従来の受信装置におけるディジタル直交検波部の入出力信号スペクトラムを示す図

0094

１０１バンドパスフィルタ
１０２ＡＤ変換器
１０３ディジタル直交検波部
１０４ローカル信号発生部
１０５、１０６ディジタル乗算器
１０７サンプリング周波数制御部
１０８受信周波数制御部
１０９、１１０受信フィルタ
１１１復調処理部
５０１ ディジタル直交検波部
５０２、５０３切替スイッチ
５０４スイッチ切替制御部
５０５ サンプリング周波数制御部