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技術 受信装置及び受信信号サンプリング方法

出願人 パナソニック株式会社
発明者 品川宜昭椿和久
出願日 1998年7月8日 (22年7ヶ月経過) 出願番号 1998-192643
公開日 2000年1月28日 (21年0ヶ月経過) 公開番号 2000-032071
状態 未査定
技術分野 アナログ←→デジタル変換 交流方式デジタル伝送
主要キーワード スイッチ切替制御 サンプル周期毎 チャネル信号成分 出力信号成分 フィルタ演算結果 ディジタル直交検波 ディジタル乗算器 サンプリング周波数情報
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図面 (10)

課題

AD変換における所要サンプリング周波数を低減し、消費電力の低減を図る。

解決手段

受信周波数制御部108は、サンプリング周波数制御部107に対し、自局チャネル信号成分周波数情報を出力する。サンプリング周波数制御部107は、自局のチャネル信号成分の周波数サンプリング処理によって重ならないようにサンプリング周波数を制御する。AD変換器102は、サンプリング周波数制御部107にて設定されたサンプリング周波数で受信信号ディジタル変換する。直交検波部103は、ディジタル変換された信号をディジタル直交検波する。

概要

背景

自動車電話携帯電話等のディジタル無線通信では、複数チャネルの信号成分を周波数によって分割する場合がある。この場合、無線信号多重される各チャネル信号成分の周波数は、他のチャネル信号成分のものと重ならないように設定される。

ディジタル無線通信の受信装置は、アナログ受信信号ディジタル信号に変換し、周波数変換した後、他のチャネル信号成分等の妨害波成分抑圧することにより、自局のチャネル信号成分を検出する。そして、受信装置は、検出した自局のチャネル信号成分に対し復調処理を行い、自局宛受信データを取り出す。この中で、受信装置は、アナログ受信信号を一定の周期サンプリングすることによりデジタル信号に変換する。

以下、従来の受信装置の構成について、図6のブロック図を用いて説明する。図6に示す受信装置において、バンドパスフィルタ1は、雑音重畳した広帯域受信信号を通過させ、複数チャネルからなる信号成分の帯域幅にする。

AD変換器2は、一定のサンプリング周波数でサンプリングすることにより、バンドパスフィルタ1から出力されたアナログ受信信号をディジタル信号に変換する。

ディジタル直交検波部3は、互いに位相がπ/2異なるディジタルローカル信号を発生させるローカル信号発生部4と、AD変換器2から出力された受信信号に各ディジタルローカル信号を乗算するディジタル乗算器5及びディジタル乗算器6とを具備し、自局のチャネル信号成分をベースバンドに周波数変換する。受信周波数制御部7は、ローカル信号発生部4に対し、自局のチャネル信号成分の周波数情報を出力する。

受信フィルタ8及び受信フィルタ9は、ディジタル直交検波部3から出力された受信信号に含まれる妨害波成分及び2倍高調波成分を抑圧し、自局のチャネル信号成分を取り出す。復調処理部10は、受信フィルタ8及び受信フィルタ9から出力された自局のチャネル信号成分に復調処理を施し、自局宛受信データを検出する。

次に、従来の受信装置における受信から復調までの処理について図面を用いて説明する。

図7は、従来の受信装置におけるバンドパスフィルタ1の出力信号スペクトラムを示す図である。なお、スペクトラムの横軸は周波数であり、縦軸はスペクトラム密度である。

図7において、スペクトラム21は自局のチャネル信号成分であり、そのキャリア周波数をfc、その周波数帯域幅をΔfbとする。一方、スペクトラム22は、自局以外のチャネル信号成分であり、これらは妨害波として作用する。また、点線三角形で表したスペクトラム23は、スペクトラム21及びスペクトラム22を合わせた全てのチャネル信号成分である。

まず、受信信号は、バンドパスフィルタ1を通過することにより、fl≦f≦fhの帯域幅に帯域制限され、AD変換器2に入力される。ここで、帯域幅fl≦f≦fhは、各チャネル信号成分が取り得る周波数の最高値から最低値を減算した帯域幅の上下にガードバンドfgを加えた範囲である。以下、帯域幅fl≦f≦fhを複数チャネル帯域幅という。

図8は、従来の受信装置におけるAD変換器2の入力信号及び出力信号のスペクトラムを示す図である。図8において、fsはサンプリング周波数、kは自然数である。

図8(a)は、AD変換器2の入力信号のスペクトラムを示す図であり、図7と同様のものである。また、図8(b)は、kが偶数である場合におけるAD変換器2の出力信号のスペクトラムを示す図であり、図8(c)は、kが奇数である場合におけるAD変換器2の出力信号のスペクトラムを示す図である。

ここで、サンプリングによって自局のチャネル信号成分にスペクトラムの折り返しが生じると、受信装置はこれを検出できない。

従来の受信装置は、サンプリング周波数を変更することができないので、自局のチャネル信号成分の周波数が複数チャネル帯域幅内のどの位置であっても検出できるように、サンプリング周波数を設定する必要がある。そこで、従来の受信装置は、複数チャネル帯域幅fl≦f≦fhに基づき、サンプリング周波数fsを以下に示す式(1)及び式(2)の関係が成り立つように設定している。

概要

AD変換における所要サンプリング周波数を低減し、消費電力の低減を図る。

受信周波数制御部108は、サンプリング周波数制御部107に対し、自局のチャネル信号成分の周波数情報を出力する。サンプリング周波数制御部107は、自局のチャネル信号成分の周波数がサンプリング処理によって重ならないようにサンプリング周波数を制御する。AD変換器102は、サンプリング周波数制御部107にて設定されたサンプリング周波数で受信信号をディジタル変換する。直交検波部103は、ディジタル変換された信号をディジタル直交検波する。

目的

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、AD変換における所要サンプリング周波数を低減し、消費電力を低減する受信装置及び受信信号サンプリング方法を提供することを目的とする。

効果

実績

技術文献被引用数
2件
牽制数
1件

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請求項1

自局チャネル信号成分スペクトラムに折り返しが生じないようにサンプリング周波数を制御するサンプリング周波数制御手段と、このサンプリング周波数制御手段が制御したサンプリング周波数にてアナログ受信信号ディジタル信号に変換するAD変換手段と、このAD変換手段から出力されたディジタル信号を直交検波する直交検波手段とを具備することを特徴とする受信装置

請求項2

サンプリング周波数制御手段は、自局以外のチャネル信号成分のスペクトラムに折り返しが生じることを許容することを特徴とする請求項1記載の受信装置。

請求項3

サンプリング周波数制御手段は、自局の周波数帯域幅及び複数チャネルからなる信号成分の帯域幅に基づいてサンプリング周波数を制御することを特徴とする請求項1又は請求項2記載の受信装置。

請求項4

サンプリング周波数制御手段は、自局の周波数帯域幅が複数チャネルからなる信号成分の帯域幅に比べて十分小さい場合、サンプリング周波数を複数チャネルからなる信号成分の帯域幅とほぼ等しくすることを特徴とする請求項3記載の受信装置。

請求項5

サンプリング周波数制御手段は、自局のチャネル信号成分の中心周波数ディジタル変換後にサンプリング周波数の1/4になるようにサンプリング周波数を制御することを特徴とする請求項1乃至請求項3のいずれかに記載の受信装置。

請求項6

直交検波手段は、AD変換手段の出力信号成分、0、及び、AD変換手段の出力信号符号反転成分を1サンプル周期毎切替えて出力することを特徴とする請求項5記載の受信装置。

請求項7

請求項1乃至請求項6のいずれかに記載の受信装置にてディジタル変換処理及びディジタル直交検波処理を行うことを特徴とする無線通信移動局装置

請求項8

請求項1乃至請求項6のいずれかに記載の受信装置にてディジタル変換処理及びディジタル直交検波処理を行うことを特徴とする無線通信基地局装置

請求項9

無線通信移動局装置と無線通信基地局装置の少なくとも一方に請求項1乃至請求項6のいずれかに記載の受信装置を搭載して無線通信を行うことを特徴とする無線通信システム

請求項10

サンプリング処理によって自局のチャネル信号成分のスペクトラムに折り返しが生じないようにサンプリング周波数を制御し、制御したサンプリング周波数にてアナログ受信信号をディジタル信号に変換することを特徴とする受信信号サンプリング方法

請求項11

サンプリング処理によって自局以外のチャネル信号成分のスペクトラムに折り返しが生じることを許容することを特徴とする請求項10記載の受信信号サンプリング方法。

請求項12

自局の周波数帯域幅及び複数チャネルからなる信号成分の帯域幅に基づいてサンプリング周波数を制御することを特徴とする請求項10又は請求項11記載の受信信号サンプリング方法。

請求項13

自局の周波数帯域幅が、複数チャネルからなる信号成分の帯域幅に比べて十分小さい場合、サンプリング周波数を複数チャネルからなる信号成分の帯域幅とほぼ等しくすることを特徴とする請求項12記載の受信信号サンプリング方法。

請求項14

自局のチャネル信号成分の中心周波数がディジタル変換後にサンプリング周波数の1/4になるようにサンプリング周波数を制御することを特徴とする請求項10乃至請求項12のいずれかに記載の受信信号サンプリング方法。

技術分野

0001

本発明は、ディジタル無線通信に用いられる受信装置及び受信信号サンプリング方法に関する。

背景技術

0002

自動車電話携帯電話等のディジタル無線通信では、複数チャネルの信号成分を周波数によって分割する場合がある。この場合、無線信号多重される各チャネル信号成分の周波数は、他のチャネル信号成分のものと重ならないように設定される。

0003

ディジタル無線通信の受信装置は、アナログ受信信号ディジタル信号に変換し、周波数変換した後、他のチャネル信号成分等の妨害波成分抑圧することにより、自局のチャネル信号成分を検出する。そして、受信装置は、検出した自局のチャネル信号成分に対し復調処理を行い、自局宛受信データを取り出す。この中で、受信装置は、アナログ受信信号を一定の周期サンプリングすることによりデジタル信号に変換する。

0004

以下、従来の受信装置の構成について、図6ブロック図を用いて説明する。図6に示す受信装置において、バンドパスフィルタ1は、雑音重畳した広帯域の受信信号を通過させ、複数チャネルからなる信号成分の帯域幅にする。

0005

AD変換器2は、一定のサンプリング周波数でサンプリングすることにより、バンドパスフィルタ1から出力されたアナログ受信信号をディジタル信号に変換する。

0006

ディジタル直交検波部3は、互いに位相がπ/2異なるディジタルローカル信号を発生させるローカル信号発生部4と、AD変換器2から出力された受信信号に各ディジタルローカル信号を乗算するディジタル乗算器5及びディジタル乗算器6とを具備し、自局のチャネル信号成分をベースバンドに周波数変換する。受信周波数制御部7は、ローカル信号発生部4に対し、自局のチャネル信号成分の周波数情報を出力する。

0007

受信フィルタ8及び受信フィルタ9は、ディジタル直交検波部3から出力された受信信号に含まれる妨害波成分及び2倍高調波成分を抑圧し、自局のチャネル信号成分を取り出す。復調処理部10は、受信フィルタ8及び受信フィルタ9から出力された自局のチャネル信号成分に復調処理を施し、自局宛受信データを検出する。

0008

次に、従来の受信装置における受信から復調までの処理について図面を用いて説明する。

0009

図7は、従来の受信装置におけるバンドパスフィルタ1の出力信号スペクトラムを示す図である。なお、スペクトラムの横軸は周波数であり、縦軸はスペクトラム密度である。

0010

図7において、スペクトラム21は自局のチャネル信号成分であり、そのキャリア周波数をfc、その周波数帯域幅をΔfbとする。一方、スペクトラム22は、自局以外のチャネル信号成分であり、これらは妨害波として作用する。また、点線三角形で表したスペクトラム23は、スペクトラム21及びスペクトラム22を合わせた全てのチャネル信号成分である。

0011

まず、受信信号は、バンドパスフィルタ1を通過することにより、fl≦f≦fhの帯域幅に帯域制限され、AD変換器2に入力される。ここで、帯域幅fl≦f≦fhは、各チャネル信号成分が取り得る周波数の最高値から最低値を減算した帯域幅の上下にガードバンドfgを加えた範囲である。以下、帯域幅fl≦f≦fhを複数チャネル帯域幅という。

0012

図8は、従来の受信装置におけるAD変換器2の入力信号及び出力信号のスペクトラムを示す図である。図8において、fsはサンプリング周波数、kは自然数である。

0013

図8(a)は、AD変換器2の入力信号のスペクトラムを示す図であり、図7と同様のものである。また、図8(b)は、kが偶数である場合におけるAD変換器2の出力信号のスペクトラムを示す図であり、図8(c)は、kが奇数である場合におけるAD変換器2の出力信号のスペクトラムを示す図である。

0014

ここで、サンプリングによって自局のチャネル信号成分にスペクトラムの折り返しが生じると、受信装置はこれを検出できない。

0015

従来の受信装置は、サンプリング周波数を変更することができないので、自局のチャネル信号成分の周波数が複数チャネル帯域幅内のどの位置であっても検出できるように、サンプリング周波数を設定する必要がある。そこで、従来の受信装置は、複数チャネル帯域幅fl≦f≦fhに基づき、サンプリング周波数fsを以下に示す式(1)及び式(2)の関係が成り立つように設定している。

0016

kfs/2≦fl (1)
fh≦(k+1)fs/2 (2)
これにより、図8(b)及び図8(c)に示すように、kが奇数であっても偶数であっても、全てのチャネル信号成分においてスペクトラムの折り返しが生じないので、自局のチャネル信号成分の周波数が複数チャネル帯域幅内のどの位置であっても検出できる。

0017

ここで、式(1)及び式(2)から以下に示す式(3)及び式(4)が導かれる。

0018

2fh/(k+1)≦fs≦2fl/k (3)
1≦k≦fl/(fh-fl) (4)
そして、式(4)より、kについて以下に示す式(5)が成り立つ場合、式(3)より、サンプリング周波数fsの理論上の最小値は、以下に示す式(6)となる。

0019

k=Int{fl/(fh-fl)}=fl/(fh-fl)
(Int(*):*の整数部) (5)
fs=2(fh-fl) (6)
このように、従来の受信装置は、AD変換におけるサンプリング周波数を複数チャネル帯域幅の2倍以上に設定している。

0020

以下、kが偶数の場合について説明する。0≦f≦fs/2の周波数範囲において、自局のチャネル信号成分の中心周波数fiは、以下に示す式(7)となる。

0021

fi=fc-(k/2)fs (7)
AD変換器2から出力された受信信号は、ディジタル乗算器5にて、ディジタルローカル信号cos(2π(fi/fs)n)を乗算され、ディジタル乗算器6にて、ディジタルローカル信号sin(2π(fi/fs)n)を乗算される(n:整数)。

0022

図9は、従来の受信装置におけるディジタル直交検波部3の入出力信号スペクトラムを示す図である。なお、図9は、サンプリング周波数fs近傍のみを示す。

0023

図9(a)は、ディジタル直交検波部3の入力信号のスペクトラムを示す図であり、図8(b)と同様のものである。また、図9(b)は、ディジタル直交検波部3の出力信号のスペクトラムを示す図である。また、図9(c)は、受信フィルタ8又は受信フィルタ9の出力信号のスペクトラムを示す図である。

0024

図9(b)に示すように、受信信号にディジタルローカル信号を乗算すると、自局のチャネル信号成分がベースバンドに周波数変換される。

0025

そして、図9(c)に示すように、受信信号は、受信フィルタ8及び受信フィルタ9を通過することにより、2倍高調波成分や妨害波成分を抑圧され、自局のチャネル信号成分が取り出される。自局のチャネル信号成分は復調処理部10に入力され、復調処理されて自局宛受信データが検出される。

0026

このように、上記従来の受信装置においても、直交検波処理及びフィルタリング処理ディジタル処理によって実現しているため、アナログ信号処理部分が削除され、信号検出処理高精度化、無調整化を図ることができる。

発明が解決しようとする課題

0027

しかし、上記従来の受信装置は、サンプリング周波数が一定であるため、自局のチャネル信号成分の周波数が複数チャネル帯域幅内のどの位置であっても検出できるように、サンプリング周波数を複数チャネル帯域幅の2倍以上に設定する必要がある。

0028

AD変換におけるサンプリング周波数を高く設定すると、AD変換器における消費電力が大きくなり、さらに、直交検波処理及びフィルタリング処理での単位時間当たりの処理量も増加し、ディジタル直交検波部及び受信フィルタにおける消費電力も増大する。

0029

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、AD変換における所要サンプリング周波数を低減し、消費電力を低減する受信装置及び受信信号サンプリング方法を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

0030

上記課題を解決するために、本発明は以下の手段を講じた。請求項1記載の受信装置に関する発明は、自局のチャネル信号成分のスペクトラムに折り返しが生じないようにサンプリング周波数を制御するサンプリング周波数制御手段と、このサンプリング周波数制御手段が制御したサンプリング周波数にてアナログ受信信号をディジタル信号に変換するAD変換手段と、このAD変換手段から出力されたディジタル信号を直交検波する直交検波手段とを具備する構成を採る。

0031

また、請求項2記載の発明は、請求項1記載の受信装置において、サンプリング周波数制御手段は、自局以外のチャネル信号成分のスペクトラムに折り返しが生じることを許容する構成を採る。

0032

また、請求項3記載の発明は、請求項1又は請求項2記載の受信装置において、サンプリング周波数制御手段は、自局の周波数帯域幅及び複数チャネルからなる信号成分の帯域幅に基づいてサンプリング周波数を制御する構成を採る。

0033

また、請求項4記載の発明は、請求項3記載の受信装置において、サンプリング周波数制御手段は、自局の周波数帯域幅が複数チャネルからなる信号成分の帯域幅に比べて十分小さい場合、サンプリング周波数を複数チャネルからなる信号成分の帯域幅とほぼ等しくする構成を採る。

0034

また、請求項10記載の受信信号サンプリング方法に関する発明は、サンプリング処理によって自局のチャネル信号成分のスペクトラムに折り返しが生じないようにサンプリング周波数を制御し、制御したサンプリング周波数にてアナログ受信信号をディジタル信号に変換する方法を採る。

0035

また、請求項11記載の発明は、請求項10記載の受信信号サンプリング方法において、サンプリング処理によって自局以外のチャネル信号成分のスペクトラムに折り返しが生じることを許容するようにサンプリング周波数を制御する構成を採る。

0036

また、請求項12記載の発明は、請求項10又は請求項11記載の受信信号サンプリング方法において、自局の周波数帯域幅及び複数チャネルからなる信号成分の帯域幅に基づいてサンプリング周波数を制御する方法を採る。

0037

また、請求項13記載の発明は、請求項12記載の受信信号サンプリング方法において、自局の周波数帯域幅が、複数チャネルからなる信号成分の帯域幅に比べて十分小さい場合、サンプリング周波数を複数チャネルからなる信号成分の帯域幅とほぼ等しくする方法を採る。

0038

これらの構成により、ディジタル処理によって信号検出処理の高精度化、無調整化を図ることができ、しかも、サンプリング周波数を自局のチャネル信号成分の周波数に応じて制御することにより、受信信号のディジタル変換処理における所要サンプリング周波数を低減できるので、AD変換手段等における消費電力を低減できる。

0039

また、請求項5記載の発明は、請求項1乃至請求項3のいずれかに記載の受信装置において、サンプリング周波数制御手段は、自局のチャネル信号成分の中心周波数がディジタル変換後にサンプリング周波数の1/4になるようにサンプリング周波数を制御する構成を採る。

0040

また、請求項6記載の発明は、請求項5記載の受信装置において、直交検波手段は、AD変換手段の出力信号成分、0、及び、AD変換手段の出力信号の符号反転成分を1サンプル周期毎切替えて出力する構成を採る。

0041

また、請求項14記載の発明は、請求項10乃至請求項12のいずれかに記載の受信信号サンプリング方法において、自局のチャネル信号成分の中心周波数がディジタル変換後にサンプリング周波数の1/4になるようにサンプリング周波数を制御する方法を採る。

0042

これらの構成により、ディジタル直交検波手段の構成を簡略化して、ディジタルローカル信号を発生させて受信信号に乗算させた場合と同等の効果を得ることができ、さらに、フィルタリング処理における積和演算回数を削減し、消費電力を低減できる。

0043

また、請求項7記載の無線通信移動局装置に関する発明は、請求項1乃至請求項6のいずれかに記載の受信装置にてディジタル変換処理及びディジタル直交検波処理を行う構成を採る。

0044

また、請求項8記載の無線通信基地局装置に関する発明は、請求項1乃至請求項6のいずれかに記載の受信装置にてディジタル変換処理及びディジタル直交検波処理を行う構成を採る。

0045

また、請求項9記載の無線通信システムに関する発明は、無線通信移動局装置と無線通信基地局装置の少なくとも一方に請求項1乃至請求項6のいずれかに記載の受信装置を搭載して無線通信を行う構成を採る。

発明を実施するための最良の形態

0046

以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。

0047

(実施の形態1)図1は、本発明の実施の形態1における受信装置の構成を示すブロック図である。図1に示す受信装置において、バンドパスフィルタ101は、雑音が重畳した広帯域の受信信号を通過させ、複数チャネルからなる信号成分の帯域幅にする。

0048

AD変換器102は、設定したサンプリング周波数でサンプリング処理することにより、バンドパスフィルタ101から出力された受信信号をディジタル変換する。ここで、AD変換器102は、自局のチャネル信号成分の周波数に基づいて、サンプリング周波数を可変設定できる。

0049

ディジタル直交検波部103は、互いに位相がπ/2異なるディジタルローカル信号を発生させるローカル信号発生部104と、AD変換器102から出力された受信信号に各ディジタルローカル信号を乗算するディジタル乗算器105及びディジタル乗算器106とを具備し、自局のチャネル信号成分をベースバンドに周波数変換する。

0050

サンプリング周波数制御部107は、自局のチャネル信号成分の周波数に基づいてサンプリング周波数を設定し、AD変換器102及びローカル信号発生部104にサンプリング周波数情報を出力する。

0051

受信周波数制御部108は、ローカル信号発生部104及びサンプリング周波数制御部107に対し、自局のチャネル信号成分の周波数情報を出力する。

0052

受信フィルタ109及び受信フィルタ110は、ディジタル直交検波部103から出力された受信信号から妨害波成分及び2倍高調波成分を抑圧し、自局のチャネル信号成分を取り出す。

0053

復調処理部111は、受信フィルタ109及び受信フィルタ110から出力された自局のチャネル信号成分に復調処理を施し、自局宛受信データを検出する。

0054

次に、実施の形態1における受信装置の受信から復調までの処理について説明する。図2は、バンドパスフィルタ101の出力信号スペクトラムを示す図である。なお、スペクトラムの横軸は周波数であり、縦軸はスペクトラム密度である。

0055

図2において、スペクトラム201は、自局のチャネル信号成分であり、そのキャリア周波数をfc、その周波数帯域幅をΔfbとする。一方、スペクトラム202は、自局以外のチャネル信号成分であり、これらは妨害波として作用する。また、点線の三角形で表したスペクトラム203は、スペクトラム201及びスペクトラム202を合わせた全てのチャネル信号成分である。なお、fc、Δfb、fl及びfhの各周波数データは、予め受信周波数制御部108のメモリ登録させておくか、装置の起動時に外部から設定する。

0056

まず、受信信号は、バンドパスフィルタ101を通過することにより、fl≦f≦fhの帯域幅に帯域制限され、AD変換器102に入力される。ここで、帯域幅fl≦f≦fhは、各チャネル信号成分が取り得る周波数の最高値から最低値を減算した帯域幅の上下にガードバンドfgを加えた範囲である。以下、帯域幅fl≦f≦fhを「複数チャネル帯域幅」という。

0057

図3は、実施の形態1における受信装置のAD変換器102の入出力信号スペクトラムを示す図である。図3において、fsはサンプリング周波数、kは自然数である。

0058

図3(a)は、AD変換器102の入力信号のスペクトラムを示す図であり、図2と同様のものである。また、図3(b)は、kが偶数である場合におけるAD変換器2の出力信号のスペクトラムを示す図であり、図3(c)は、kが奇数である場合におけるAD変換器2の出力信号のスペクトラムを示す図である。

0059

ここで、実施の形態1の受信装置は、サンプリング周波数制御部107の制御により、サンプリング周波数fsを自局のチャネル信号成分の周波数に合わせて制御できるため、自局のチャネル信号成分のキャリア周波数fc、その周波数帯域幅をΔfb及び複数チャネル帯域幅fl≦f≦fhに基づいて、サンプリング周波数fsを以下に示す式(8)及び式(9)の関係が成り立つように設定する。

0060

(kfs/2)+{(kfs/2)-fl}≦fc-Δfb/2 (8)
fc+Δfb/2≦(k+1)fs/2-{fh-(k+1)fs/2} (9)
これにより、図3(b)及び図3(c)に示すように、kが奇数であっても偶数であっても、自局のチャネル信号成分は、AD変換処理後もスペクトラムの折り返しを生じない。なお、自局以外のチャネル信号成分が、AD変換処理後にスペクトラムの折り返しを生じても、自局のチャネル信号成分の検出には影響しない。

0061

ここで、式(8)及び式(9)から以下に示す式(10)及び式(11)が導かれる。

0062

(fc+Δfb/2+fh)/(k+1)≦fs≦(fc-Δfb/2+fl)/k (10)
1≦k≦(fc-Δfb/2+fl)/(Δfb+fh-fl) (11)
サンプリング周波数制御部107は、受信周波数制御部108から入力したfcに対応する周波数情報を用いてkの最大値を算出し、kの最大値を用いて式(10)の下限(fc+Δfb/2+fh)/(k+1)を計算し、理論上のサンプリング周波数の最小値である所要サンプリング周波数fsを算出する。

0063

ここで、式(10)より、kについて以下に示す式(12)が成り立つ場合、式(11)より、所要サンプリング周波数fsは、以下に示す式(13)となる。

0064

k=Int{(fc-Δfb/2+fl)/(Δfb+fh-fl)}
=(fc-Δfb/2+fl)/(Δfb+fh-fl)
(Int(*):*の整数部) (12)
fs=Δfb+fh-fl (13)
ここで、Δfb≪(fh−fl)であるならば、式(13)は以下に示す式(14)となり、所要サンプリング周波数を従来の受信装置に対して約1/2に低減できる。

0065

サンプリング周波数制御部107は、サンプリング周波数情報をAD変換器102に出力し、算出したサンプリング周波数fsにてAD変換器102を動作させる。

0066

fs=fh-fl (14)
以下、kが偶数の場合について説明する。0≦f≦fs/2の周波数範囲において、自局のチャネル信号成分の中心周波数fiは、以下に示す式(15)となる。

0067

fi=fc-(k/2)fs (15)
AD変換器102から出力された受信信号は、ディジタル乗算器105にてディジタルローカル信号cos(2π(fi/fs)n)を乗算され、ディジタル乗算器106にてディジタルローカル信号sin(2π(fi/fs)n)を乗算される。なお、nは整数である。

0068

図4は、実施の形態1における受信装置のディジタル直交検波部103の入出力信号スペクトラムを示す図である。なお、図4は、サンプリング周波数fs近傍のみを示す。

0069

図4(a)は、ディジタル直交検波部103の入力信号のスペクトラムを示す図であり、図3(b)と同様のものである。また、図4(b)は、ディジタル直交検波部103の出力信号のスペクトラムを示す図である。また、図4(c)は、受信フィルタ109又は受信フィルタ110の出力信号のスペクトラムを示す図である。

0070

図4(b)に示すように、受信信号にディジタルローカル信号を乗算すると、自局のチャネル信号成分がベースバンドに周波数変換される。

0071

そして、図4(c)に示すように、受信信号は、受信フィルタ109及び受信フィルタ110を通過することにより、2倍高調波成分や妨害波成分を抑圧され、自局のチャネル信号成分が取り出される。自局のチャネル信号成分は復調処理部111に入力され、復調処理されて自局宛受信データが検出される。

0072

このように、実施の形態1における受信装置は、従来と同様に信号検出処理の高精度化、無調整化を図ることができ、しかも、サンプリング周波数を自局のチャネル信号成分の周波数に合わせて制御することにより、従来と比較して所要サンプリング周波数を約1/2に低減できる。

0073

(実施の形態2)図5は、本発明の実施の形態2における受信装置の構成を示すブロック図である。ここで、図5において、図1と共通する部分については、図1と同一符号を付し説明を省略する。

0074

図5に示す受信装置において、ディジタル直交検波部501は、AD変換器102から出力された受信信号成分、0、AD変換器102から出力された受信信号の符号反転成分を切替える切替スイッチ502及び切替スイッチ503と、切替スイッチ502及び切替スイッチ503の切替制御を行うスイッチ切替制御部504とを具備し、受信信号を周波数変換する。

0075

サンプリング周波数制御部505は、サンプリング後に自局のチャネルの中心周波数が、サンプリング周波数の1/4となるようにサンプリング周波数を決定し、サンプリング周波数情報をAD変換器103に出力する。

0076

次に、実施の形態2における受信装置の受信信号の処理動作について説明する。上記説明のように、サンプリング周波数制御部505において、サンプリング後に自局のチャネルの中心周波数をサンプリング周波数の1/4に制御されるので、fi=fs/4を式(15)に代入し、サンプリング周波数fsについて解くと、以下に示す式(16)が得られる。なお、式(16)は、kが偶数であっても奇数であっても成り立つ。

0077

fs=4fc/(2k+1) (16)
ここで、fcの範囲は、図2より以下に示す式(17)となる。

0078

fl+Δfb/2+fg≦fc≦fh-Δfb/2+fg (17)
式(16)を式(14)に代入し、kについて解くと、fcの範囲によって、以下に示す式(18)及び式(19)が得られる。

0079

fl+Δfb/2+fg≦fc<(fl+fh)/2;のとき
1≦k≦(3fc-Δfb/2-fh)/2(fh-fc+Δfb/2) (18)
(fl+fh)/2≦fc≦fh-Δfb/2-fg;のとき
1≦k≦(fc-Δfb/2+fl)/2(fc+Δfb/2-fl) (19)
また、式(18)及び式(19)が成り立つための条件として、以下に示す式(20)及び式(21)が成り立つ必要がある。

0080

1≦{3(fl+fg)+Δfb-fh}/2(fh-fl-fg) (20)
1≦(fh-Δfb-fg+fl)/2(fh-fl-fg) (21)
よって、サンプリング周波数制御部505において、受信周波数制御部108から出力された自局のチャネル信号成分の周波数情報に基づいて、式(18)及び式(19)からkの最大値が求められる。なお、fc、Δfb、fl及びfhの各周波数データは、受信周波数制御部108のメモリ又は外部メモリに登録される。

0081

そして、サンプリング周波数制御部505において、kの最大値に基づいて、式(16)からサンプリング周波数fsが求められる。

0082

ここで、式(18)より、kについて以下に示す式(22)が成り立つ場合、式(17)より、サンプリング周波数fsの理論上の最小値は、以下に示す式(23)となる。

0083

k=Int{(3fc-Δfb/2-fh)/2(fh-fc+Δfb/2)}
=(3fc-Δfb/2-fh)/2(fh-fc+Δfb/2)
(Int(*):*の整数部) (22)
fs=2(fh-fc+Δfb/2) (23)
ここで、式(23)及び以下に示す式(24)からサンプリング周波数fsの範囲は以下に示す式(25)となる。

0084

(fh-fl)/2<fh-fc<fh-fl (24)
fh-fl+Δfb<fs<2(fh-fl+Δfb/2) (25)
そして、Δfb≪fh-flとすると、式(25)は、以下に示す式(26)となる。

0085

fh-fl<fs<2(fh-fl) (26)
一方、式(19)より、kについて以下に示す式(27)が成り立つ場合、式(17)より、サンプリング周波数fsの理論上の最小値は、以下に示す式(28)となる。

0086

k=Int{(fc-Δfb/2+fl)/2(fc+Δfb/2-fl)}
=(fc-Δfb/2+fl)/2(fc+Δfb/2-fl)
(Int(*):*の整数部) (27)
fs=2(fc-fl+Δfb/2) (28)
ここで、式(28)及び以下に示す式(29)からサンプリング周波数fsの範囲は以下に示す式(30)となる。

0087

(fh-fl)/2≦fc-fl<fh-fl (29)
fh-fl+Δfb≦fs<2(fh-fl+Δfb/2) (30)
そして、Δfb≪fh-flとすると、式(30)は、以下に示す式(31)となる。

0088

fh-fl<fs<2(fh-fl) (31)
よって、式(26)及び式(31)より、実施の形態2におけるサンプリング周波数の理論上の最小値は、式(14)に示した実施の形態1の値よりも大きくなるが、従来の受信装置よりも低減できる。

0089

また、fi=fs/4であるから、ディジタルローカル信号の同相成分及び直交成分は、以下に示す式(32)及び式(33)となる。

0090

cos{2π(fi/fs)n}=cos(nπ/2)=1,0,-1,0… (32)
sin{2π(fi/fs)n}=sin(nπ/2)=0,1,0,-1… (33)
よって、ディジタル直交検波部505の切替スイッチ502及び切替スイッチ503を適宜切替制御することにより、簡単な構造で、ディジタルローカル信号を発生させて受信信号に乗算させる処理と同等の効果が得られる。しかも、ディジタル直交検波部505の出力には、1サンプルおきに0が内挿されるので、受信フィルタ109及び受信フィルタ110での積和演算回数を従来の1/2に低減できる。

0091

なお、本発明において、復調処理を容易にするため、受信フィルタ109及び受信フィルタ110にて、フィルタ演算結果間引き処理を行うことも可能である。

発明の効果

0092

以上説明したように、本発明の受信装置及びサンプリング方法は、所要サンプリング周波数を低減して消費電力を低減できる。さらに、ディジタル直交検波部の構成を簡略化できるとともに、フィルタリング処理における積和演算回数を削減して消費電力を低減できる。

図面の簡単な説明

0093

図1本発明の実施の形態1における受信装置の構成を示すブロック図
図2実施の形態1における受信装置のバンドパスフィルタの出力信号スペクトラムを示す図
図3実施の形態1における受信装置のAD変換器の入出力信号スペクトラムを示す図
図4実施の形態1における受信装置のディジタル直交検波部の入出力信号スペクトラムを示す図
図5本発明の実施の形態2における受信装置の構成を示すブロック図
図6従来の受信装置の構成を示すブロック図
図7従来の受信装置におけるバンドパスフィルタの出力信号スペクトラムを示す図
図8従来の受信装置におけるAD変換器の入出力信号スペクトラムを示す図
図9従来の受信装置におけるディジタル直交検波部の入出力信号スペクトラムを示す図

--

0094

101バンドパスフィルタ
102AD変換器
103ディジタル直交検波部
104ローカル信号発生部
105、106ディジタル乗算器
107サンプリング周波数制御部
108受信周波数制御部
109、110受信フィルタ
111復調処理部
501 ディジタル直交検波部
502、503切替スイッチ
504スイッチ切替制御部
505 サンプリング周波数制御部

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