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技術 通信方法

出願人 ルーセントテクノロジーズインコーポレーテッド
発明者 リーファングウェイ
出願日 1997年12月18日 (23年0ヶ月経過) 出願番号 1997-364515
公開日 1999年2月16日 (21年10ヶ月経過) 公開番号 1999-046147
状態 特許登録済
技術分野 音声の分析・合成 符号誤り検出・訂正
主要キーワード 中間間隔 劣化要素 期待レベル ディジタル線 振幅レンジ 制御リード エラー係数 コンピューターサーバー
関連する未来課題
重要な関連分野

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図面 (10)

課題

遠隔通信網上のデータ伝送において、低エラー高速伝送を達成するPCM導出コンステレーションを用いる確率的トレリス符号化変調を提供する。

解決手段

PCM導出コンステレーションの内側及び外側サブコンテレションの間の境界を、パワー制約、データ速度要件及び符号の特性により起こる内側コンステレーションの大きさの制約整合させながら、可能な限り高い振幅位置へと位置させることが有利であるということを認識した。外側サブコンステレーションにおいて信号点群として利用されないが現在は内側サブコンステレーションの境界内にいる量子化レベルはここで、内側サブコンステレーションの信号点群となる。

概要

背景

現在までに市場へ導入された音声バンドモデムの実質全ての設計は、端から端までアナログチャネルとして公衆交換電話網チャネルモデルに基づいている。このようなモデルにおいては、重大な雑音源が、いわゆるPCMボコーダーパルス符号変調音声符号化器)により導入されてしまっている。特に、発信側交換局では、PCMボコーダーは音声信号アナログ音声バンドデータ信号(QAM信号等)のような入力アナログ信号ディジタル形態に変換し、網のコア部分のディジタル施設を通って伝送する。終端交換局では、整合するボコーダーがこれらの信号をアナログ形態へと再び変換し直す。入力信号量子化直前サンプリングされたときにその振幅はボコーダーの所定の量子化レベルのいずれにも正確に等しくなることはまずないので、量子化雑音が発生する。従って、実際の信号の振幅に最も近い量子化レベル(実際はそのレベルを表すディジタルワード)により伝送される。実際の振幅とその振幅の送信された表現の間の相違は、量子化雑音と呼ばれる雑音の形で受信モデムで現れる。

チャネルにおける雑音は、モデムの設計、特に、そのシグナリング及び変調フォーマットの設計において重要な問題である。なぜなら、網による信号に課されるパワーの制限は、想定される最悪レベルの雑音と共に、想定される最悪な信号対雑音比(SNR)を発生させてしまう。SNRはデータがチャネル上を伝送する速度を制限してしまう主な2つの因子のうちの1つであり、バンド幅がもう1つの因子である。

直交振幅変調トレリス符号化エコーキャンセル適応等化のような多くの技術が最近20年の間に開発され、網のSNRやバンド幅の制約にもかかわらずモデムのデータ速度は向上している(1980年代初頭には約2.4kbps、今日50kbpsを超えている)。更に、米国特許第5406583(発明者:N. Dagdeviren、発行:1995年4月11日)は、チャネル全体の悪化源であるボコーダーの量子化雑音を完全に排除でき、これにより、送信するデータビットをボコーダーの量子化レベルを表す符号を用いて符号化し、これらの符号をそれらのディジタル形態で網へと配信することによって、公衆交換電話網のチャネルのデータ速度を更に向上することを教示する。このようにして、送信信号の振幅(実際には、8ビットワードにより表される)をボコーダーの所定の量子化レベルに整合させることによって、受信ボコーダーのアナログ出力振幅は入力振幅の表現の近似ではなくこれに正確に再現される。このように、このアプローチは、ボコーダーの量子化レベルから導出派生)した信号ポイント群のコンステレーション(constellation:配列集合系)に基づいて変調シグナリング方法を用いている。このようなコンステレーションを本明細書では「PCM導出コンステレーション(PCM derived constellation)」と呼ぶ。

もし実装上の複雑さと伝送遅延を受けるような場合、いわゆる符号化利得を得てこれにより高データ速度での伝送を同等な性能レベルで達成するために、トレリス符号化変調(TCM)のようなチャネル符号化技術を現シグナリング方法へと適用することができる。実際に、本発明者が発明した米国特許出願第08/753351(出願日:1996年11月25日)(以下、「351特許出願」と呼ぶ)は、トレリス符号化変調をPCM導出コンステレーションにより、相当な符号化利得を達成している。特に、PCM導出コンステレーションからの信号ポイント群は、異なるレベルの冗長符号化(冗長符号化をしない場合も含めて)を用いる変調技術によっての伝送のために、PCM導出コンステレーション全体の対応する異なるサブコンテレションに対して選択される。1以上のサブコンステレーションに用いられている符号化は他のサブコンステレーションのいずれにも用いられているいずれの符号化からも独立して導き出されている。好ましい実施例では、サブコンステレーションはPCM導出コンステレーション全体の非重なり部分であり、冗長符号は、トレリス符号であり、信号ポイント間の最小距離が小さくなる一方であるサブコンステレーションでも用いられるトレリス符号は、ますます小さくなる最小距離を補償するために最小距離においてデシベル利得の量を上げる。

351特許出願で明示された実施例では、PCM導出コンステレーションは、2つのサブコンステレーションへと分割される。即ち、内側及び外側サブコンステレーションへと分割され、内側サブコンステレーションの最小距離は、外側サブコンステレーションの最小距離よりも小さい。選択されたトレリス符号が内側サブコンステレーションに用いられ、外側サブコンステレーションにはトレリス符号化は用いられない。

上述のアプローチの全ては、PCM導出コンステレーションの信号ポイントの間のいわゆる有効最小距離を与えられたデータ速度及び平均パワー制約に対して全体として増加させ、従って、以前は達成できなかったようなデータ速度まで増加させることを可能にし、同時に同等な性能レベルを維持することができる。

概要

遠隔通信網上のデータ伝送において、低エラー高速伝送を達成するPCM導出コンステレーションを用いる確率的トレリス符号化変調を提供する。

PCM導出コンステレーションの内側及び外側サブコンステレーションの間の境界を、パワー制約、データ速度要件及び符号の特性により起こる内側コンステレーションの大きさの制約に整合させながら、可能な限り高い振幅位置へと位置させることが有利であるということを認識した。外側サブコンステレーションにおいて信号点群として利用されないが現在は内側サブコンステレーションの境界内にいる量子化レベルはここで、内側サブコンステレーションの信号点群となる。

目的

本発明は従来技術の欠点を解決し、遠隔通信網上のデータ伝送において、低エラー、高速伝送を達成するPCM導出コンステレーションを用いる確率的トレリス符号化変調の技術を提供することを目的とする。

効果

実績

技術文献被引用数
1件
牽制数
0件

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請求項1

(A)入力データに応答して、所定のコンステレーション信号ポイント流を選択するステップと、(B)前記信号ポイントの選択された流れを表す出力信号を生成するステップとを有し、前記コンステレーションは、重なり合わない少なくとも第1及び第2のサブコンテレションを有し、前記所定のコンステレーションの信号ポイントは、特定のPCMボコーダー量子化レベルを有し、前記第1及び第2のサブコンステレーションはそれぞれ、第1及び第2の最小距離を有し、複数の前記PCMボコーダー量子化レベルは、前記第1及び第2の最小距離の間にある間隔を有し、前記複数の量子化レベルの半分以上が前記第1のサブコンステレーションの境界内に存在し、(C)前記選択するステップは、(a)前記第1のサブコンステレーションから選択された信号ポイントは、前記第2のサブコンステレーションからの信号ポイントの選択とは独立に選択され、かつ、(b)前記第1のサブコンステレーションから選択された信号ポイントの間の最小距離にデシベル利得を与え、このデシベル利得は、前記第2のサブコンステレーションから選択された信号ポイントの間の最小距離が与えるいかなるデシベル利得よりも大きい、ような方法により入力データを符号化するステップを有することを特徴とする通信方法

請求項2

前記複数の量子化レベルの全てが前記第1サブコンステレーションの境界の中にあることを特徴とする請求項1の方法。

請求項3

前記第1のサブコンステレーションのデシベル利得は、(D)入力データの一部に所定の冗長符号を施すステップと、(E)前記第1のサブコンステレーションから排他的に信号ポイントを選択するために、得られた冗長符号化データを用いるステップとを有することを特徴とする請求項1の方法。

請求項4

記入力データはデータワードにより構成し、前記第1のサブコンステレーションのデシベル利得は、(F)前記第1のサブコンステレーションの複数のサブセットの特定の1つを識別するために、前記データワードのうちの1つの一部をトレリス符号化するステップと、(G)前記識別されたサブセットから特定の信号ポイントを選択するために、前記データワードのうちの1つの残りを用いるステップとを有することを特徴とする請求項1の方法。

請求項5

信号ポイント流における特定の信号ポイントが採用する特定のサブコンステレーションは、前記入力データの少なくとも一部に応答して決められることを特徴とする請求項1の方法。

請求項6

前記第1のサブコンステレーションの信号ポイントの間の実最小距離は、前記第2のサブコンステレーションの信号ポイントの間の実最小距離よりも小さいことを特徴とする請求項1の方法。

請求項7

前記所定のコンステレーションは、前記第1のサブコンステレーション及び第2のサブコンステレーションのみからなり、前記デシベル利得が前記第1のサブコンステレーションから選択された信号ポイントの間の最小距離のみにデシベル利得を与えるような方法により前記入力データは符号化されることを特徴とする請求項1の方法。

請求項8

前記所定のコンステレーションの信号ポイントは、特定のμ則又はA則符号化器の量子化レベルであることを特徴とする請求項1の方法。

請求項9

データワード流を表す送信信号を生成する方法であって、(A)第1のデータワードの所定のビット数をそれぞれトレリス符号化し、前記データワードの他の値とは独立に、PCM導出コンステレーションの所定のサブコンステレーションの所定の数のサブセットを識別するために、得られたトレリス符号化されたビットを用いるステップと、(B)前記第1のデータワードの他のビットの関数として、識別されたサブセットの個々の信号ポイントを選択するステップと、(C)前記第1のデータワードの他のビットの関数として、前記PCM導出コンステレーションの残りから信号ポイントを選択するステップと、(D)選択された信号ポイントを表す信号を前記送信信号として生成するステップとを有し、(E)前記サブコンステレーションの信号ポイントの間の実最小距離は、前記PCM導出コンステレーションの残りの信号ポイントの間の実最小距離よりも小さく、(F)前記PCM導出コンステレーションの信号ポイントは、特定のPCMボコーダーの量子化レベルであり、(G)前記サブコンステレーションの信号ポイント全ての振幅は、前記PCM導出コンステレーションの残りの信号ポイントのいずれの振幅よりも低く、(H)複数の前記PCMボコーダーの量子化レベルは、前記サブコンステレーションの最小距離と前記PCM導出コンステレーションの残りの最小距離の間の間隔を有し、前記複数の量子化レベルの半分以上は、前記サブコンステレーションの境界の間に収まることを特徴とする送信信号を生成する方法。

請求項10

前記複数の量子化レベルの全ては、前記第1のサブコンステレーションの境界の間に収まることを特徴とする請求項9の方法。

請求項11

前記ステップ(A)は、前記ステップ(C)が前記PCM導出コンステレーションの残りの信号ポイントの間の最小距離において与えるいずれのデシベル利得よりも大きいような、前記サブコンステレーションの信号ポイントの間の支障距離においてデシベル利得を与えることを特徴とする請求項10の方法。

請求項12

前記ステップ(C)において、前記PCM導出コンステレーションの残りの信号ポイントの間の最小距離においてデシベル利得が与えられないことを特徴とする請求項11の方法。

請求項13

所定のコンステレーションのデータポイント流を表す信号を送信する受信器において用いる方法であって、前記コンステレーションは、重なり合わない第1及び第2のサブコンステレーションを少なくとも含み、前記所定のコンステレーションの信号ポイントは、特定のPCMボコーダーの量子化レベルを有し、前記第1及び第2のサブコンステレーションはそれぞれ、第1及び第2の最小距離を有し、複数の前記PCMボコーダーの量子化レベルは、前記第1及び第2の最小距離の間の間隔を有し、前記複数の量子化レベルの半分以上は、前記第1のサブコンステレーションの境界の間に収まり、前記信号ポイントは、(a)前記第1のサブコンステレーションから選択された信号ポイントは、前記第2のサブコンステレーションからの信号ポイントの選択とは独立に選択され、かつ、(b)信号ポイントの間の最小距離にデシベル利得が与えられ、このデシベル利得は、前記第2のサブコンステレーションから選択された信号ポイントの間の最小距離において与えられるデシベル利得のいずれよりも大きい、ような方法により入力データを符号化することにより選択される方法において、(I)前記信号を受信するステップと、(J)受信信号から入力データを回復するステップとを有することを特徴とする方法。

請求項14

データワード流を表す送信信号を生成する方法であって、(A)第1のデータワードの所定のビット数をそれぞれトレリス符号化し、前記データワードの他の値とは独立に、PCM導出コンステレーションの所定のサブコンステレーションの所定の数のサブセットを識別するために、得られたトレリス符号化されたビットを用いるステップと、(B)前記第1のデータワードの他のビットの関数として、識別されたサブセットの個々の信号ポイントを選択するステップと、(C)前記第1のデータワードの他のビットの関数として、前記PCM導出コンステレーションの残りから信号ポイントを選択するステップと、(D)選択された信号ポイントを表す信号を前記送信信号として生成するステップとを有し、(E)前記サブコンステレーションの信号ポイントの間の実最小距離は、前記PCM導出コンステレーションの残りの信号ポイントの間の実最小距離よりも小さく、(F)前記PCM導出コンステレーションの信号ポイントは、特定のPCMボコーダーの量子化レベルであり、(G)前記サブコンステレーションの信号ポイント全ての振幅は、前記PCM導出コンステレーションの残りの信号ポイントのいずれの振幅よりも低く、(H)複数の前記PCMボコーダーの量子化レベルは、前記サブコンステレーションの最小距離と前記PCM導出コンステレーションの残りの最小距離の間の間隔を有し、前記複数の量子化レベルの半分以上は、前記サブコンステレーションの境界の間に収まる方法において、(I)前記信号を受信するステップと、(J)受信信号から入力ワードを回復するステップとを有することを特徴とする送信信号を生成する方法。

請求項15

前記回復するステップ(J)は、(K)前記第1のサブコンステレーションから選択された信号ポイントを表す受信信号の第1部分及び前記第2のサブコンステレーションから選択された信号ポイントを表す受信信号の第2部分を識別するステップと、(L)前記第1のサブコンステレーションから選択された信号ポイントにより表される入力データを回復するために、前記受信信号の第1部分を最大類似復号するステップと、(M)前記第2のサブコンステレーションから選択された信号ポイントにより表される入力データを回復するために、前記受信信号の第2部分を復号するステップとを有することを特徴とする請求項13又は14の方法。

技術分野

0001

本発明は、遠隔通信網上のデータ伝送に関する。

背景技術

0002

現在までに市場へ導入された音声バンドモデムの実質全ての設計は、端から端までアナログチャネルとして公衆交換電話網チャネルモデルに基づいている。このようなモデルにおいては、重大な雑音源が、いわゆるPCMボコーダーパルス符号変調音声符号化器)により導入されてしまっている。特に、発信側交換局では、PCMボコーダーは音声信号アナログ音声バンドデータ信号(QAM信号等)のような入力アナログ信号ディジタル形態に変換し、網のコア部分のディジタル施設を通って伝送する。終端交換局では、整合するボコーダーがこれらの信号をアナログ形態へと再び変換し直す。入力信号量子化直前サンプリングされたときにその振幅はボコーダーの所定の量子化レベルのいずれにも正確に等しくなることはまずないので、量子化雑音が発生する。従って、実際の信号の振幅に最も近い量子化レベル(実際はそのレベルを表すディジタルワード)により伝送される。実際の振幅とその振幅の送信された表現の間の相違は、量子化雑音と呼ばれる雑音の形で受信モデムで現れる。

0003

チャネルにおける雑音は、モデムの設計、特に、そのシグナリング及び変調フォーマットの設計において重要な問題である。なぜなら、網による信号に課されるパワーの制限は、想定される最悪レベルの雑音と共に、想定される最悪な信号対雑音比(SNR)を発生させてしまう。SNRはデータがチャネル上を伝送する速度を制限してしまう主な2つの因子のうちの1つであり、バンド幅がもう1つの因子である。

0004

直交振幅変調トレリス符号化エコーキャンセル適応等化のような多くの技術が最近20年の間に開発され、網のSNRやバンド幅の制約にもかかわらずモデムのデータ速度は向上している(1980年代初頭には約2.4kbps、今日50kbpsを超えている)。更に、米国特許第5406583(発明者:N. Dagdeviren、発行:1995年4月11日)は、チャネル全体の悪化源であるボコーダーの量子化雑音を完全に排除でき、これにより、送信するデータビットをボコーダーの量子化レベルを表す符号を用いて符号化し、これらの符号をそれらのディジタル形態で網へと配信することによって、公衆交換電話網のチャネルのデータ速度を更に向上することを教示する。このようにして、送信信号の振幅(実際には、8ビットワードにより表される)をボコーダーの所定の量子化レベルに整合させることによって、受信ボコーダーのアナログ出力振幅は入力振幅の表現の近似ではなくこれに正確に再現される。このように、このアプローチは、ボコーダーの量子化レベルから導出派生)した信号ポイント群のコンステレーション(constellation:配列集合系)に基づいて変調シグナリング方法を用いている。このようなコンステレーションを本明細書では「PCM導出コンステレーション(PCM derived constellation)」と呼ぶ。

0005

もし実装上の複雑さと伝送遅延を受けるような場合、いわゆる符号化利得を得てこれにより高データ速度での伝送を同等な性能レベルで達成するために、トレリス符号化変調(TCM)のようなチャネル符号化技術を現シグナリング方法へと適用することができる。実際に、本発明者が発明した米国特許出願第08/753351(出願日:1996年11月25日)(以下、「351特許出願」と呼ぶ)は、トレリス符号化変調をPCM導出コンステレーションにより、相当な符号化利得を達成している。特に、PCM導出コンステレーションからの信号ポイント群は、異なるレベルの冗長符号化(冗長符号化をしない場合も含めて)を用いる変調技術によっての伝送のために、PCM導出コンステレーション全体の対応する異なるサブコンテレションに対して選択される。1以上のサブコンステレーションに用いられている符号化は他のサブコンステレーションのいずれにも用いられているいずれの符号化からも独立して導き出されている。好ましい実施例では、サブコンステレーションはPCM導出コンステレーション全体の非重なり部分であり、冗長符号は、トレリス符号であり、信号ポイント間の最小距離が小さくなる一方であるサブコンステレーションでも用いられるトレリス符号は、ますます小さくなる最小距離を補償するために最小距離においてデシベル利得の量を上げる。

0006

351特許出願で明示された実施例では、PCM導出コンステレーションは、2つのサブコンステレーションへと分割される。即ち、内側及び外側サブコンステレーションへと分割され、内側サブコンステレーションの最小距離は、外側サブコンステレーションの最小距離よりも小さい。選択されたトレリス符号が内側サブコンステレーションに用いられ、外側サブコンステレーションにはトレリス符号化は用いられない。

0007

上述のアプローチの全ては、PCM導出コンステレーションの信号ポイントの間のいわゆる有効最小距離を与えられたデータ速度及び平均パワー制約に対して全体として増加させ、従って、以前は達成できなかったようなデータ速度まで増加させることを可能にし、同時に同等な性能レベルを維持することができる。

発明が解決しようとする課題

0008

本発明は従来技術の欠点を解決し、遠隔通信網上のデータ伝送において、低エラー高速伝送を達成するPCM導出コンステレーションを用いる確率的トレリス符号化変調の技術を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

0009

前記米国特許出願で示唆した符号化変調へと従来技術の考えを適用すると、内側サブコンステレーションの全体の最小距離によってお互い分離された信号ポイント群のみを内側コンステレーションへと包含させることを試みることになる。従って、その総最小距離が「4」であれば、従来技術の考えに基づくと、距離が「8」(標準的なPCMボコーダー量子化レベルの間の次に大きな距離)である信号ポイント群を包含させようとはしない。なぜなら、内側サブコンステレーションの性能は、最小距離「4」により支配され、従って、距離「8」のポイントを包含させることは実装上の複雑さを増してしまい(少ない程度ではある)、性能を増加させないものとして教示されている。前記米国特許出願で示した符号化方式では、内側サブコンステレーションは、例えば、記載された「ステアリングビット(steering bit)」機構の実装を単純化させる多くの内側サブコンステレーション信号ポイント群を提供するために、このようなより高い距離のポイントを包含する。しかし、内側サブコンステレーションに包含されるこのようなより高い距離のポイントの数は、実装上の目標に整合させて最小限に抑えられている。

0010

しかし、本発明に従って、発明者は、最小距離よりも大きい距離を有する多くの信号ポイント群を内側サブコンステレーションへと包含させることが優れていることを認識した。後述するように、このアプローチは、内側サブコンステレーションの有効最小距離に関するいわゆるエラー係数をかなり減少させるという事実の結果として、エラーレート性能を改善することができる。また、受信器復号遅延を減少させることができる。PCM導出コンステレーションの内側及び外側サブコンステレーションの間の境界を、パワー制約、データ速度要件及び符号の特性により起こる内側コンステレーションの大きさの制約(例えば、内側サブコンステレーションのいわゆるサブセットのそれぞれにおいて信号ポイントの数が等しいという要件)に整合させながら、可能な限り高い振幅位置へと位置させることが有利であるということを認識した。同時に、さもなければ外側サブコンステレーションにおいて信号ポイント群として利用されないが現在は内側サブコンステレーションの境界内にいる量子化レベルの少なくとも一部(全部であってもよい)はここで、内側サブコンステレーションの信号ポイント群となる。

0011

内側サブコンステレーションの最小距離と外側サブコンステレーションの最小距離の間の中間である間隔を有する多くの量子化レベルがある。もし中間量子化レベルの少なくとも半分が境界よりも下であるように境界を設定したならば、本発明の利益はかなり大きくなる。実際に好ましい実施例では、これらの中間間隔の量子化レベル全てが内側サブコンステレーション境界へと導入される。

0012

PCM導出コンステレーションが内側及び外側サブコンステレーションのみからなるものとして、上述の議論は進んできた。しかし上述のように、351特許出願にて示した原理に続いてPCM導出コンステレーションは、2以上のサブコンステレーションからなることができる。上述の基準をサブコンステレーションの隣接対の間の境界を確立するのに用いることができ、上の議論において各対のより低い(より高い)振幅サブコンステレーションが内側(外側)サブコンステレーションに対応するので、本発明の原理はこのようなコンステレーションに実際に適用できる。

発明を実施するための最良の形態

0013

図1遠隔通信システムにおいて、コンピュータサーバー10によって線15へ供給されたデータビットは、エンドユーザー端末70へと56kbpsの速度で転送される。またデータビットは別の方向、エンドユーザー端末70からサーバー10へとかなり低い速度でワールドワイドウェブ(WWW)のようなアプリケーションと整合させながら伝送される。ここで、グラフカルな情報を送信するためにサーバー/ユーザー通信は、比較的高速を要するが、非連続の文字キャラクターやマウスクリック等を送るユーザー/サーバーの通信はかなり低速でもよい。後者の「アップストリーム」通信は説明の簡明さのため、図1には示していない。アップストリーム通信は最後の方で説明する。

0014

サーバー10の56kbps出力は、送信モデム20(通常、サーバーと共に配置される)へと供給される。次にモデム20の出力は近端交換局30へと供給される。従来の音声バンドモデムとは違い、モデム20の出力は変調された搬送信号ではなく、ディジタル線25上で交換局30と通信するディジタル信号である。この線2上のディジタル信号は、8ビットワードシーケンスであって、8ビットワードの異なる組合せのそれぞれが所定の信号コンステレーションの対応する信号ポイントを表すものからなる。前記米国特許の教示により、そのコンステレーションの信号ポイント群は、従来のμ則又はA則ボコーダーの量子化レベルの選択されたサブセットからなる。このようなコンステレーションを本明細書では「PCM導出コンステレーション」と呼び、図2に示し、以下に詳しく説明する。コンピューターサーバー10の出力データ速度は56kbpsであるが、モデム20の出力データ速度は64kbpsであり、従来のPCMディジタル信号フォーマットと整合している。56kbps信号が64kbps信号になる方法は下の説明により明らかになる。

0015

交換局30が受信した64kbps信号が既にPCMフォーマットであるので、量子化や他の処理をして、例えば、アナログ音声信号(これも交換局30により受信される)へと供給しなくてもよい。代わりに、線25から受信したPCMフォーマットの信号は、トランク35、電話網40、トランク45、遠端交換局50へとPCM形態で送信される。

0016

モデム20によって生成される信号はディジタル信号であるが、サーバー10とエンドユーザー端末70の間の全体の接続は、完全なディジタルではない。代わりに、遠端交換局50に供給される信号は、遠端交換局50の見地から、また、遠端交換局50と通信する他の64kbpsPCM符号化信号からは識別不能であり、例えば、符号化音声信号や従来の音声バンドモデム信号である。即ち、近端交換局30はモデム20が生成した信号を従来のPCMチャネルへと供給する。従って、その信号が遠端交換局50に到達すると、遠端交換局50に到達する他のPCM符号化信号と同様に、その信号はPCMボコーダー55へ供給される。(ここで、図1に示したディジタル減衰器54はないものとして扱い、これについては後に詳細に説明する。)

0017

ユーザー位置では、受信モデム60は受信した音声バンドアナログ信号(送信されたPCM導出コンステレーションの信号ポイント群を表す)を信号ポイント群が送信モデム20にて生成された方法と整合するように、復調及び復号する。リード69上に得られる56kbps出力ビットストリームは次に、エンドユーザー端末70(加入者パーソナルコンピュータ)へと供給される。

0018

このようなPCM導出信号コンステレーションのふるまいは、351特許出願の原理に従って設計されたPCM導出コンステレーションを示す図2から理解できる。実際に、本発明の図2は351特許出願の図2と同じである。

0019

従来のPCM符号化に用いられるμ則又はA則量子化は、255又は256量子化レベルを用い、図2に示したものは、μ則符号化器の128の負でない量子化レベルであり、破線にて示してある。これらの量子化レベルは、8つのセグメントへと分割され、おのおのは、「セグメント境界」として長い横線にて示した16の等しく間隔をあけている量子化レベルを有する。8つのセグメントそれぞれの振幅レンジは、「振幅が次に低い」セグメントの振幅レンジよりもほぼ2倍である。従って、一セグメント内の量子化レベルの間の距離はそれぞれ、続くセグメントの2倍になる。このように、この方式により、量子化されるアナログ信号対数的圧縮することができる。上述の2倍化、そしてこれにより、より高い振幅のセグメントの量子化レベルの間の間隔が広くなることにより、図において128の量子化レベルを全て寸法通りに示すとわかりやすくなくなってしまう。従って、図2では、最初の4つのセグメントのみに対して全ての量子化レベルを示し、他の量子化レベルには少ししか示してない。また、μ則符号化器は127の負の量子化レベルを含有し、これらは正の量子化レベルのものの鏡像関係に構成される。

0020

PCM導出信号コンステレーションの信号ポイント群は、PCM量子化レベルの選択されたものからなり、従って、上述のようにシステム全体の雑音源としてPCM量子化雑音を除去することができる。モデム20、60により用いられるPCM導出信号コンステレーションからなる特定の信号ポイント群を図2において幾つかのポイントとして示した。80の正値の信号ポイント群があるが、上述の広いか区画おかげ図2に80の信号ポイント群を正確に示すことは実際的ではない。また、PCM導出コンステレーションは、80の負値の信号ポイント群を鏡像構成で含有している。この図示したPCM導出コンステレーションの160の信号ポイント群全ての正確な振幅レベルは、付録Iに示してある(後に述べるようにこれらの信号ポイントにより符号化されるデータが表される方式と共に)。また、図2には、標準的なμ則符号化により異なる量子化レベルそれぞれに割り当てられる上述の8ビットワードの値を示す。

0021

PCM導出コンステレーションの信号ポイント群の選択に従来の設計原理を適用すると(所望の全体のデータビット速度を達成するために信号コンステレーションにおいて所定のポイントの数を仮定して)、以下の量子化レベルの1つを選択することになる。即ち、(a)可能な限り等しく間隔をあけられた量子化レベル、及び(b)電話網のピークと平均パワー制約と整合しながら、レベル間の最小距離が可能な限り大きい量子化レベル、である。最小距離の基準は特にクリティカル(重要)な設計のパラメーターである。なぜなら、送信される信号ポイントの幾つかは、ローカルループ58を移動する際、チャネル雑音や他のチャネル劣化要素により信号空間において排除されるからである。従って、送信信号ポイントが受信モデム60にてエラーで検出される度合いは、PCM導出コンステレーションにおけるその送信信号ポイントとその際近隣のものの距離がどの程度「遠いか」に依存する。このような方式はエラーレート性能において一定の期待レベルを達成することができる。即ち、Yビットの送信毎に受信器において平均Xビットエラーを達成し、特定のアプリケーションには適用できる。もし、より高いレベルのエラーレート性能が求められれば、信号ポイント間の実際の最小ユークリッド距離よりも大きいコンステレーション信号ポイントの間の有効最小距離を達成するために、現存するシグナリング方式にトレリス符号化変調(TCM)のようなチャネル符号化技術を適用させることが知られている。実際に、351特許出願ではPCM導出コンステレーションにおいてトレリス符号化変調を用いて有効最小距離を相当に増加させることに成功している。

0022

特に、図2のようにPCM導出コンステレーションをサブコンステレーション群に分割することによって達成できる(この例では、内側サブコンステレーション及び外側サブコンステレーションと呼ぶ2つのサブコンステレーション)。内側サブコンステレーションは実(実際の)最小距離が「4」の64信号ポイントからなり、この最小距離は、例えば、振幅が「−2」及び「+2」である信号ポイントの間の距離である。(ここで、PCMボコーダー量子化レベルの間の最小距離は正規化された値「1」である。)外側サブコンステレーションは96のポイントからなり、このコンステレーションの実最小距離は「16」(例えば、振幅が「163.5」と「179.5」のポイントの間の距離)である。内側サブコンステレーションの実最小距離は、外側サブコンステレーションのものより小さく、もし他に何もされなければ、全体のコンステレーションの最小距離は「4」になり、これによりこのコンステレーションの全体の性能を決める。(なぜならば、このような信号ポイントにより、チャネル雑音や他の劣化要素が信号ポイントをその元の振幅から除去されるようにするときに、他と間違えやすいからである。)しかし、選択されたトレリス符号が内側サブコンステレーションと共に用いられ、より少ないレベルのトレリス符号化(この例ではトレリス符号化なし)が外側サブコンステレーションに対して用いられる。従って、外側サブコンステレーションの最小距離は「16」にとどまるが、このトレリス符号化は内側サブコンステレーションの有効最小距離(従って、コンステレーション全体としての有効最小距離)を「4」に増加させる。

0023

より詳細に説明すると、コンステレーション(この場合、サブコンステレーション)の「有効最小距離」は、いずれの2つの有効信号ポイントシーケンスの信号ポイントの対それぞれの間のユークリッド距離二乗の和の最小値平方根で与えられる。信号ポイントのシーケンス全てがトレリス符号化システムにおいて有効ではなく、これにより、雑音や他のチャネル劣化要素を増大させることになる。これに反し、典型的な符号化されていないシステムでは、信号ポイントのシーケンスの全てが有効であり、この場合コンステレーションの有効最小距離はその実最小距離(コンステレーションのいずれの2つの信号転換の最小ユークリッド距離)と同じである。文献、"Trellis-Coded Modulation with Multidimensional Constellations"IEEE Trans. on Information Theory, pp. 483-501, July1987 を参照するとよく、「有効最小距離」と本明細書で呼んでいるパラメーターは、この文献において「いずれの2つの信号ポイントの有効シーケンスの間の最小二乗ユークリッド距離」と同じである。

0024

サブコンステレーションの最小距離のその実際値からその有効最小距離への増加は、20log10(有効最小距離/実最小距離)により与えられる公称デシベル利得により表され、このパラメーターは、トレリス符号の利用によるエラー抑制の改善度を表す。(符号に通常関連づけられたより大きいエラー係数の影響により、真のデシベル利得は公称デシベル利得よりも小さい。本実施例では、例として、公称デシベル利得と真のデシベル利得の間には0.5dBの差がある。本明細書では、用語「デシベル利得」は、真又は公称の両方のデシベル利得を表すものとする。)

0025

図2のコンステレーションでは、実最小距離が「4」で公称デシベル利得11.5dBを発生することと比較して、内側サブコンステレーションの有効最小距離は、「15」である。

0026

好ましい実施例では、内側サブコンステレーションの有効最小距離は、外側サブコンステレーションの有効最小距離と等しく、又は実際上ほぼ等しくされる。この実施例において特定のトレリス符号を用いて後に述べるように、内側サブコンステレーションの有効最小距離「15」を、外側サブコンステレーションの有効最小距離(=実最小距離)「16」と比較される。これはいずれのトレリス符号化変調を用いない場合の従来技術、又は従来技術で用いられているようにPCM導出コンステレーション全体に渡ってトレリス符号化変調を用いた場合の従来技術で得られる結果よりも良い。

0027

ここで実装技術においては、サブコンステレーションの間の最小距離は理想的に多くのサブコンステレーションの有効最小距離の最小のもの以上でなければならない。これは、ここで究極的に性能を決定するものは、(i)多くのサブコンステレーションの信号ポイントの間の有効最小距離、及び(ii)多くのサブコンステレーション自身の間の最小距離、の中の最小の方であるPCM導出コンステレーション全体の有効最小距離である。この基準はこの実施例において満足し、内側及び外側サブコンステレーションの間の最小距離は、振幅が「147.5」と「163.5」であるポイントの間の距離、即ち、「16」(>「15」)である。

0028

351特許出願の発明に従って、任意の数のサブコンステレーションを用いてもよく、好ましくは、重複しないのがよい。即ち、サブコンステレーションのいずれも、振幅が他のいずれのサブコンステレーションの信号ポイントの対の振幅の間に落ち着くような信号ポイントを持たない。代わりに、2つのサブコンステレーションの場合に述べたように、第1のサブコンステレーションの信号ポイント全ては、第2のサブコンステレーションの信号ポイントのいずれよりも小さい振幅である。異なるレベルの冗長符号化(冗長符号化を用いない場合を含む)がPCM導出コンステレーション全体の対応する異なるサブコンステレーションに対して用いられる。冗長符号化は、実施例においてはトレリス符号化である。ますます小さくなる信号ポイント間の最小距離を有するサブコンステレーションと共に用いられるトレリス符号化は、そのますます小さくなっている最小距離を相殺するために対応する大きくなっているデシベル利得の量を提供し、これにより各サブコンステレーションに対して有効最小距離を適切な度合いまで増加させる。従って図2の実施例においては例えば、内側サブコンステレーションは、実最小距離「4」がより小さいので、外側サブコンステレーションよりも大きなデシベル利得を有する。

0029

上に述べたアプローチは全体として、PCM導出コンステレーションの信号ポイントの間の有効最小距離を全体として与えられたデータ速度及び平均パワー制約に対して減少させ、従って、同等のレベルの性能で以前達成できたものよりもデータ速度を上昇できた。

0030

従来技術の考えに例えば図2のコンステレーションを適用することにより、内側サブコンステレーションの最小距離「4」の全体によってお互いから分離された信号ポイントのみを内側コンステレーションに含有させることを試みさせる。この基準に基づいて距離が「8」である信号ポイント(次に大きな標準的なPCMボコーダーの間隔)を含有させるようには動機づけられない。なぜなら、内側サブコンステレーションの性能は最小距離「4」により支配され、従って、距離が「8」であるポイントを含有させることは実装上の複雑さを増加させ(少しかもしれないが)、性能を改善しないものでしかないと考えられる。図2では、内側サブコンステレーションは「115.5」と「147.5」の間のこのようなより高い距離のポイントの多数を含有したりはしない。このことは、全部で64の内側コンステレーション信号ポイントを与え、64は2の整数乗(26)なので351特許出願で示した「ステアリングビット」機構の単純な実装を可能にする。しかし、内側サブコンステレーションに含まれたこのようなより高い距離のポイントの数はその実装上の目的と整合させながら最小に抑えられる。

0031

しかし、本発明に従って、信号ポイントの最小距離よりも大きい距離を有する多数の信号ポイントを内側サブコンステレーションに含有させることが有利だということを本発明者は認識した。本発明の原理を用いるPCM導出コンステレーションを示す図3には、図2とは対照的に、内側サブコンステレーションは「115.5」〜「247.5」の量子化レベルの全てから得られた信号ポイントを含有する。本発明者は特に、内側及び外側サブコンステレーションをパワー制約、データ速度要件、及び符号の特性により起こる内側コンステレーションの大きさの制約(例えば、内側サブコンステレーションのいわゆるサブセットのそれぞれにおける等しい信号ポイントの数)に整合させながらなるべく高い振幅位置へと再配置することが優れていることを認識した。特に、内側及び外側サブコンステレーションの間の境界は現在「255.5」にある。

0032

本発明の利点は以下の説明によって理解できる。

0033

第1に、内側サブコンステレーションの信号ポイントの間の最小距離「4」は以前と同様にとどまる。なぜなら、内側サブコンステレーションに加えられた信号ポイントの間の距離はその最小距離よりも大きいからである。従って、内側サブコンステレーションにより表されるデータのエラーレート性能は、悪化しない。また、以前は信号ポイントとして用いられなかったが現在は内側サブコンステレーションに含有する外側サブコンステレーションにより範囲が広がる領域において量子化レベルがあることに留意すべきである。量子化レベルは、「155.5」、「171.5」、「187.5」、「203.5」、「219.5」、「235.5」にて存在する。内側サブコンステレーションの信号ポイントとしてこれらの量子化レベルのそれぞれを有し、外側サブコンステレーションにおいて信号ポイントとして用いられた次に高い対の隣接レベルを有することは、PCM導出コンステレーション全体の平均パワーを増加させない。実際に、これは微少に減少する。なぜなら、このような対それぞれの2つの信号ポイントは、外側コンステレーションの一部であった信号ポイントに関連づけられたものと同じ確率で対の両方が用いられるが、新しく加えられた信号ポイントの振幅は微少に低いからである。

0034

次に、内側及び外側サブコンステレーションはそれぞれ、88、84の信号ポイントからなる。これらの数字は、351特許出願にて示した種類の非常に単純な「ステアリングビット」の実装には結びつかない。ステアリング機能は非常に単純な方法で実装することができ、以下に図4を参照して説明する。

0035

他方、本発明は変調方式全体のエラーレート性能において画期的な改善をさせることができる。この性能の改善は原理的に発生する。なぜなら、本発明により内側サブコンステレーションの有効最小距離に対応するいわゆるエラー係数を相当に減少させることができるからである。

0036

特に、周知のように、変調符号化方式の性能は、その有効最小距離により主に決められ、二次的にはその有効最小距離に対応するエラー係数により決められる。後者のパラメーターは、与えられたシーケンスからの距離が有効最小距離に等しい信号ポイントの有効シーケンスのいずれかによるいわゆる「ネイバー近隣者)」の平均の数により与えられる。上述の方法により境界を移動することによって、他のいずれの有効シーケンスからの距離が有効最小距離よりも大きい有効信号シーケンスの数を増やした。このことは、新しく加えられた信号ポイントがより大きな間隔を有するという事実の結果として起こる。このように加えられた信号ポイントの数が大きいほど、有効最小距離にてネイバーの数が劇的に減少し、従って、符号化方式全体の性能が良くなる。

0037

本発明の原理に従って、内側及び外側サブコンステレーションの間の境界を、パワー制約、データ速度要件及び符号の特性により発生する内側コンステレーションの大きさの制約に整合させながら、可能な限り高い振幅位置へと再配置することが有利であると上の議論にて述べた。図3のPCM導出コンステレーションは、−9dBmのパワー制約、56kbpsのデータ速度を想定して設計し、内側サブコンステレーションが4つのサブセットに区分されることを要するトレリス符号を利用することを想定した。実際に、「255.5」において前記の要件を全て満足しながら、内側及び外側サブコンステレーションの間の境界は可能な限り高くなっている。

0038

このことを確かめるため、「255.5」から幾らか高いレベルへこの内側及び外側サブコンステレーションの間の境界を移動させることを試みる際について考えてみる。まず最初に、「247.5」と「263.5」の間には利用されていない量子化レベルはないので、境界を「263.5」と「279.5」の次に高い量子化レベルの間のポイントに移動させると、内側サブコンステレーションへと更なる2つの信号ポイントをもたらすのみとなる(正値の信号ポイントは全て負値を持った反対の値を持っていることに留意する。)。トレリス符号化のおかげで、内側サブコンステレーションの信号ポイントの対が、更なる1つの入力ビットパターンを表すことができるように必要とされる。この更なる2つの信号ポイントは、実際にその役割を果たす。しかし、もし境界が動かなければ、それら2つの信号ポイントは(非符号化)外側サブコンステレーションにおいて用いられて2つ(1つだけではない)の入力ビットパターンをサポートする。従って、所望のデータレートを維持するには、更なる正/負の信号ポイントの対が外側サブコンステレーションへと加えられなければならない。しかしこの実施例では、唯一の未使用の量子化レベルは現在最高の振幅の信号ポイントを超えるものである。このようなポイントを加えることは平均被送信パワーをかなり増加させ、この例では平均パワーの制約に違反してしまう。更に、信号ポイントは内側サブコンステレーションへと4のグループで加えられるべきである。なぜなら、用いるトレリス符号化は内側サブコンステレーションを4つのサブセットへと分割し、これらそれぞれは同じ数の信号ポイントからなるべきであるからである。従って、「263.5」の信号ポイントを内側サブコンステレーションへと移動する際、「279.5の信号ポイントをも移動する必要が生じ、ここにおいては更に大きくパワー制約に違反してしまうことになる。従ってこの例では、内側及び外側サブコンステレーションの間の境界は前記所定の制約のいずれかに違反することなしでは更に増加することはできない。

0039

下の付録Iは、図3に示したPCM導出コンステレーションに従う全体のPCM導出コンステレーションを示す。このコンステレーション及び下に説明する実施例の特定のトレリス符号化を用いて、エラー係数の減少は1/10を超え、変調方式全体のエラーレート性能は約0.7dBと相当に改善した。

0040

図4には、上に示した本発明の符号化変調方式を用いるモデム20の第1実施例を示す。そのスクランブラー19は56kbpsの線15上のシリアルストリームに従来のスクランブル操作を施し、得られた被スクランブルビット流は、シリアル・ツー・パラレルビット変換器21によりNビットワードのシーケンスへと変換される。この例では、N=7である。各ワードの7つのビットI1〜I7は毎秒1/Tの速度でリード22へと並列に供給される。ここで、Tは、PCMシグナリングフォーマットにより指定される値を有するいわゆるシグナリング間隔である。この例では、T=0.125msであり、いわゆる符号速度ボーレート)は、1/(0.125×10-3)=8×103[符号/s]、即ち、8kボーとなる。

0041

入力ビットパターンの多くの異なるものは、PCM導出コンステレーションの多くのサブコンステレーションに関連づけられた対応する変調器へと向けられる(ステアリングされる)。リード22上のビット群の一部又は全ての特定のビットパターンが現れるときに、内側サブコンステレーションが用いられる。この場合、リード22のビット群は、スイッチ24から符号化変調器37へと向けられ、この符号化変調器37は、トレリス符号化器26及び内側サブコンステレーションマッパー27を有し、マッパー27の出力にて内側サブコンステレーションの信号ポイントが識別される。マッパー27、28の出力は、PCM量子化レベルを表す8ビットワードであり、これにより対応する信号ポイントが導出される。これらは31へと供給され、そして、スイッチ29を通ってトランクへと供給される。このスイッチ29はスイッチ24とタンデムに制御される。31は選択された信号ポイント群を表す送信出力信号を生成する。その信号はトランク25へと供給される。その出力信号により搬送されるビット群は、64kbps(=8ビット×8kボー)の速度である。

0042

内側サブコンステレーションを用いて表されるリード22上のビットパターンは、所定の基準、即ち、入力ビットパターンI7、I6、..I1の十進数表現(ビットI7〜I1は最左ビットから最右ビットの順で並んでいる)がしきい値R=44よりも小さいという基準を満足するものである。この基準が満足したときは、比較器23は値「0」の出力ビットを供給し、これはスイッチ24がビットI1〜I7を符号化変調器37へと供給させ、ここで内側サブコンステレーションからの信号ポイントの究極の識別を提供する。符号化変調器37は標準的な設計でよく、最初のkビットのグループ(この場合、単一のビットI1からなる)がトレリス符号化器26の入力リード33へと供給される。リード34上への後者のビット出力は、p(>k)ビットからなる。例においては、p=2であり、リード34上のビットは、X0及びX1であり、これらはビットI2〜I7とともに内側サブコンステレーションマッパー27へと供給される。内側サブコンステレーションマッパー27の入力における可能性のあるM=88のビットパターンの異なるものそれぞれは、内側サブコンステレーションの88の信号ポイントの1つを識別する。付録Iには特定の例のマッピングを示してあり、以下に詳細に説明する。

0043

対照的に、外側サブコンステレーションを用いて表されるリード22上のビットパターンは上述の基準を満足しないものである。即ち、I7〜I1の十進数表現値はしきい値R以上である。この場合、比較器23は出力ビット値「1」を供給し、これはスイッチ24にビットI1〜I7が非符号化変調器38外側サブコンステレーションからの信号ポイントの究極の識別を提供する。コンステレーションマッパー28の入力にて84(=128−44)の可能性のあるビットパターンがあることを確認でき、これらパターンそれぞれは、付録Iに詳細に示したように外側サブコンステレーションのL=84の信号ポイントの1つを識別する。

0044

比較器23の出力ビットはトレリス符号化器26の動作を以下のように制御する。即ち、トレリス符号化器のいわゆる状態(この例では、有限状態装置)がスイッチが閉じた状態にいるときにその入力リード上の信号のみに応答して進行し、これにより、トレリス符号化器26の入力にて新しいビットI1の値を供給することができる。

0045

本発明のこの実施例で達成したPCM導出コンステレーションの全体に対しての有効最小距離「15」は、同じデータ速度56kbpsの従来技術で達成される有効最小距離と比べるべきである。トレリス符号化変調なしで56kbpsビット流をサポートするためにボー当たり7ビットの符号化をするには、27=128のポイントのPCM導出コンステレーションを必要とする。このようなコンステレーションの最良なものは、実際及び有効最小距離「8」を有する。351特許出願で教示したように図2のコンステレーションを用いると、このような従来技術の構成よりも相当に高いレベルのエラーレートの性能、56kbpsで5dB高いレベル、を確保できる。上述のように、本発明の原理に従った図3/付録Iのコンステレーションを用いると、更に0.7dB分のエラーレート性能を向上させることができる。

0046

図5には、トレリス符号化器26を実装させるための有限状態装置の実施例を示した。この方法は好ましい方法であり、351特許出願の図4に対応する。必要ならば、351特許出願の図5を参照するとよい。)図5のトレリス符号化器26は系統的(システマチック)符号化器であり、リード33上のその入力ビット流はリード34の1つの上の出力ビットX1の1つとして符号化器出力へと直接送られる。モデムの設計者はしばしば系統的符号化を好む。なぜなら、受信器においていかなる復号をもせずにトレリス符号化器に供給された被送信ビット回復できるからである(何らかの理由により所望されて)(しかし、最初の段階における符号の利用により提供される拡張した雑音環境直視せずに)。リードの他方は、冗長ビットX0を送り、これは図において6のT秒遅延素子及び4つの排他的論理和ゲートからなる論理回路として示してある。前述のように、トレリス符号化器26の動作は、その状態(その6つの遅延素子の内容により与えられる)が図4のスイッチ24が「閉じた」状態であるときにのみ入力リード33上の信号に応じて変化するようにリード32上の信号により制御される。

0047

付録Iには、コンステレーションマッパー27、28に供給されたビットがPCM導出コンステレーションの信号ポイントへとマッピングされる方法の例を示す。コンステレーションマッパー28により外側サブコンステレーションの信号ポイントへとマッピングされるときに、ビットI1〜I7の値の様々な組み合わせを任意の方法により信号ポイントへと割り当てることができる。本実施例では、信号ポイントエラーにより起こるビットエラーを最小化するためにグレー符号化を用いる。

0048

上述の符号化方式は、電話線における平均被送信信号パワー上への−9dBmの制約を想定している。しかし、より厳しいパワー制約、例えば、−12dBmを満足せねばならない場合がある。付録IIに示したPCM導出コンステレーションを用いる図6の実施例では、56kbpsより少しデータ速度が遅くなるが同等のエラーレートを達成してそのパワー制約を満足する。

0049

図6の実施例は、図4で示したものと類似しているが、幾分修正してある。本明細書において示した多くの実施例の間の類似点は、これらを1つのモデムに容易に、そして高コスト効果的に組み合わせることを可能にし、必要に応じて多くのフォールバックデータ速度を実装することができる。付録IIのコンステレーションでは、内側サブコンステレーションは未だM=88の信号ポイントを最小距離「4」で有する。外側サブコンステレーションは、L=76の信号ポイントを最小距離「16」で有する。このトレリス符号化は、内側サブコンステレーションに対する有効最小距離「15」を与える。同様に、ビットは少なくとも部分的にグレー符号化される。

0050

54kbpsの線15上のビット速度は、図4の実施例により提供されるシグナリング間隔当たり7ビットの全体のビット速度と比べて、シグナリング間隔当たり6.75ビットの小数実数ビットレートと等しい。この実数ビット速度を用いるために、図4の実施例は12を有し、その詳細は図7において示す。特に、12は4つの連続するシグナリング間隔にわたって27ビットを受信し、これらはシリアル・ツー・パラレルビット変換器211の出力にて並列の形態(リード131上に9ビット、リード161、171、174、175、176、177のそれぞれには3ビットで)で供給される。リード174〜177のそれぞれが3ビットではなく2ビットを受信するように図において示してあるがここではこれは無視する。)リード131上の9ビットは、9×12実数ビット符号化器13にて処理され、リード132〜135上にそれぞれ3ビットワードを生成する。リード161(171)上の3ビットは3×4実数ビット符号化器16(17)により処理され、リード162、163(172、173)上に2つの2ビットワードを生成する。4つの連続するシグナリング間隔にわたって、パラレル/シリアルワード変換器18は以下の方法によりリード221上にビットI1〜I8からなる8ビット出力ワードを供給する。

0051

即ち、シグナリング間隔の最初において、リード132上のビット(下から上へと読む)はビットI4、I5、I8として用いる。リード162上のビット(同様に下から上へと読む)はビットI6、I7として用いる。そして、リード174上のビットはビットI1、I2、I3として用いる。(図6においてI3の周囲におけるカッコは、ここでは無視する。)4つのシグナリング間隔の2番目においては、リード133、163、175上の信号はリード132、162、174の役割をそれぞれ置き換える。4つのシグナリング間隔の4番目においては、リード135、173、177上の信号はリード132、162、174上の信号の役割をそれぞれ置き換える。

0052

実数ビット符号化器13、16、17は対応するルックアップテーブルによりそれぞれ実装することができる。このようなテーブルは、3×4実数ビット符号化器16、17の場合には比較的小さいが、9×12実数ビット符号化器13の場合には比較的大きい。しかし、好ましい実施例において実際にそうであるように、これら符号化器の一方又は双方の機能は、1以上の適切にプログラミングされたシグナルプロセッサにより実装できる。この議論に基づき、これら2種類の実数ビット符号化器の動作は以下のように理解できる。

0053

まず、リード131上の符号化器13に供給された9の入力ビットに注目すると、これらのビットの1つ(例えば、最左ビット)の値は、リード132〜135のいずれの上のいずれの3ビットパターンが001であるかを判断するのに用いられる。代わりに、リード132〜135のぞれぞれの上のビットパターンは、xy0となる。ここで、x、yはリード131上の残りの8ビットのうちの2つに対応する。他方、もしそのビット値が1ならば、リード131上の他のビットの2つの値が出力リード132〜135の特定の1つをビットパターン001を搬送するものとして選択するのに用いられ、これら出力リードの他の3つのそれぞれの上のビットパターンはxy0となる。個々で、x、yはリード131上の残りの6ビットの対応する2つである。

0054

リード161上の符号化器16へと供給される3つの入力ビットに注目すると、これらのビットの1つ(例えば、最右ビット)の値は、リード162とリード163のいずれの上の2ビットパターンのいずれが01となるかを判断するのに用いられる。特に、そのビット値が0であれば、これらビットパターンのいずれも01とはならない。代わりに、リード162、163それぞれの上のビットパターンはx0となる。ここで、xはリード161上の残りの2ビットの対応する1つである。他方、もしそのビット値が1であれば、リード161上の他のビットのうちの1つの値は、出力リード162及び163の特定の1つをビットパターン01を搬送するのに用いるものとして選択するのに用いられ、これら出力リードの他方の上のビットパターンはx0となる。ここで、xはリード161上の残りのビットである。符号化器17の動作は、符号化器16の動作と同様である。

0055

図6の実施例は、比較器231を有する。この比較器231は比較器23と同様にその入力ビットパターンを十進数のしきい値R=44と比較するが、7ビットパターンではなく8ビットの入力パターンI1〜I8を受信する点で異なる。全部で120の異なるビットパターンがリードI1〜I8上の8ビットにより想定できる。これらのうち十進数表現で0〜43の値を有する44のビットパターンの全ては実際に現れ、符号化変調器371へ向けられ、この符号化変調器371はトレリス符号化器26と271を有する。これにより、十進数表現で44以上となる120のうち76のビットパターンが残る。結果として、変調器381は外側サブコンステレーションマッパー281を有し、これらの入力ビットパターンのそれぞれは外側サブコンステレーションの76信号ポイントのうちの対応する1つを識別する。リード221上のビットはスイッチ241を通って変調器371、381へと運ばれる。

0056

別の点として、上の実数ビット符号化方式は、他のビットパターンよりも大きな確率で現れるビットパターンが低いエネルギーの信号ポイントで表され、従って平均送信信号パワーを減らすことができるように設計される。従って例えば、十進数表現で44よりも小さく、内側サブコンステレーションの比較的低いエネルギー信号ポイントにされたそれぞれのビットパターンは、おおよそ0.01〜0.004の範囲の確率を有する。特定のビットパターンを外側サブコンステレーションの特定の信号ポイントへと割り当てる際、より大きな確率で発生するものはより低いエネルギー信号ポイントに割り当てられる。

0057

図6の実施例では、本発明の他の実施例と同様に、内側及び外側サブコンステレーションからの信号ポイントの符号化及び選択は、お互い独立である。即ち、Rより小さいリード221上の各ワードは、内側サブコンステレーションの信号ポイントの選択に排他的に影響を与え、R以上の値のリード221上の各ワードは、外側サブコンステレーションの信号ポイントの選択に排他的に影響を与える。12の動作のおかげでリード221上の多くのワードがお互い従属して生成されるという事実は、これらのワード(変調器の「入力データ」と考えることができる)が内側及び外側サブコンステレーションの信号ポイントを独立に選択するという事実を否定しない。

0058

PCMリンクの幾つかは、少なくともアメリカにおいていわゆるビット奪い取りを利用し、シグナリング及び保守のためにバンド内シグナリングチャネルを提供する。多くのPCM量子化レベルを表す毎8ビットワードのうちの6つのうちの1つに対して、そのワードの最右ビットは、電話網により先取りプリエンプト)され、そのバンド内チャネルを用いることができる。図8に示すように送信モデム20から通信される各8ビットワードは、ビットb0〜b7(最右ビットから最左ビットへ)からなる。このような6つが連続するワードのグループ毎に、(例として)4番目のワードのビットb0が電話網40により先取り、即ち、奪い取られ(rob)、ビットC0として遠端交換局50にて現れる。このことは実際に、送信されたワードとは異なるワードが遠端交換局において受信される可能性が50%あるということになる。8ビットパターンと多くのPCM量子化レベルの間のマッピングは、これが起こったときに修正された8ビットワードにより識別された量子化レベルが元の量子化レベルに隣接するようにされる。音声通信の観点から考えると、このようにある量子化レベルを他の量子化レベルへと置き換えたことは聞き手には気付かれない。しかし、データ通信に対しては相当に大きな衝撃をもたらす可能性がある。なぜならこの影響を相殺するために何らかの機構がないと、ビットエラーレートに多大な、惨事を招きかねない衝撃を与えてしまう。特定の接続に関与する異なるPCMリンクの間では実際に、ビット奪い取りは8ビットワードの他のものに対してもはたらき、これにより問題を更に悪化させてしまう。

0059

本発明のある特徴に従って、ビット奪い取り現象は、(a)異なるPCM導出コンステレーションの利用、かつ、(b)ビット奪い取りが起こったときに1だけ小さい入力ビット(例として、6.75ではなく5.75)を符号化すること、により取り入れることができる。(これらのシグナリング間隔は、例えば、受信モデムが初期トレーニング期に受信した信号ポイントを検査し、そして、受信信号ポイントが期待しないものとなった時に基づいてどのシグナリング間隔がビット奪い取りを被るかを推察することによって識別できる。)図8に示すように、ビット奪い取りが起こらないときのシグナリング間隔に対して、上述の原理に従って設計された第1のPCM導出コンステレーション(付録IIのコンステレーション)が用いられ、ビット奪い取りが起こるようなシグナリング間隔に対しては、本発明の原理に従って異なるPCM導出コンステレーション(付録IIIのコンステレーション)を用いる。好ましい実施例では、ビット奪い取りされるもの及びビット奪い取りされないものの両方のシグナリング間隔全てにわたってただ1つのトレリス符号化器が用いられる。即ち、ビット奪い取りシグナリング間隔が起こるとき、即ちトレリス符号化される1又は複数の入力ビットは、ビット奪い取りされないシグナリング間隔の間にこのようなビットを受信するトレリス符号化器と同じものに単純に供給される。代替法としては、2つの別々のトレリス符号化器を1つはビット奪い取りをされたシグナリング間隔に、他方はビット奪い取りをされないシグナリング間隔に用いる方法がある。しかしこのような方法は、受信器において相当に復号遅延を増してしまう。なぜなら、ビット奪い取りされたシグナリング間隔の間に送信された信号ポイントの特定の数(いわゆる復号深さに等しい)は、復号判断がされる前に受信されなければならないからであり、従って、例えばビット奪い取りが6シグナリング間隔毎に起こる場合では、6倍復号遅延を増加させてしまう。

0060

付録IIIでは、「x」で印を付けた量子化レベルは送信器コンステレーションの信号ポイントとして用いられる。「x」印を付けていない次に高い量子化レベルは、上に述べたように、送信レベルがビット奪い取りにより受信器において変換されるレベルである。特定のサブコンステレーションの中に全ての対にわたって取られたこのような2つの隣接する対の量子化レベルの間の最小距離は、サブコンステレーションの最小距離である。従って例えば、内側サブコンステレーションの量子化レベルの対の1つは、2及び3であり、対の他の1つは、−2及び−3である。これらの対の間の最小距離は、2と−2の間の距離、4である。内側サブコンステレーションは、48の対からなり、内側サブコンステレーション全体の最小距離は、実際に「4」である。外側サブコンステレーションの36の対の中で最小距離が「16」であることも同様に確認できる。

0061

付録IIIからわかるように、各量子化レベルの対は、特定の1ビットパターンを表す。従って、例えば、対2と3はパターン00010000を表す。従って、ビット奪い取りにより送信量子化レベルが受信器にてその対の他の量子化レベルへと変換されれば、正しいビットパターンは未だ回復できる。受信器において、送信信号ポイントのシーケンスを識別する復号プロセスが以下の例外を除いて従来の方法により進む。即ち、(a)内側サブコンステレーションに関して、「x」信号ポイントの送信が属するサブセットは受信器にて、送信信号ポイントが対になっている信号ポイントもまた含有すること、及び(b)外側サブコンステレーションは送信信号ポイント「x」とそれらの対になった信号ポイントの両方を含有すること、の例外を除いて従来の方法により進む。従って、例えば、2と3は内側サブコンステレーションの同じサブセットに属する。

0062

ビット奪い取りシグナリング間隔の間に図6の送信器20が構成する方法を理解するために、まず図7に戻ってみる。4つの連続するシグナリング間隔のそれぞれに対して、リード174〜177の1つの上のビットは、18へと供給される。ビット奪い取りされないシグナリング間隔に対して、これらのリードの適切な1つに3ビットが供給される。しかし、ビット奪い取りされないシグナリング間隔に対して、奪い取りされるシグナリング間隔の間ビットが利用されるリード174〜177の適切な1つへと2ビットのみが供給される。この2ビットは、図6のI1、I2であり、図においてI3を囲むようにカッコで示したように、ここにおいてはI3はない。従って、リード221上のバイナリワードは、ビットI8〜I4、I2、I1からなり、その十進値は比較器231により新しいしきい値R=24と比較される。付録IIIと整合させながら、コンステレーションマッパー271、281はそれぞれ、M=48、L=36を有する。

0063

言及すべき別の現象として、ローカルループ58へ供給される信号が所望のパワーレベルを超えないことを確実にするために遠端交換局において用いられるディジタル減衰がある。そのようなディジタル減衰が用いられるとき、PCMボコーダー量子化レベルを表す受信した各8ビットワードは、元のレベルよりも低い(例えば、3dBほど)別のPCMボコーダー量子化レベルを表す別の8ビットワードへとマッピングされる。この変換全体は、ローカルループ上を通信できるレベルの集合として、減少した集合である255の量子化レベル、即ち、送信レベルが接続されるレベルの集合を確立するという効果を生んだ。更に、近端モデムからのいかなる特定の8ビットワードの送信は、ディジタル減衰がなかった場合と比べて異なるレベルのローカルループにわたっての送信を生む

0064

本発明の原理を利用する符号化変調方式の設計においてこのディジタル減衰を明らかにするために、量子化レベルの減少した集合のみを用いて所望の距離特性を有するPCM導出コンステレーションを設計しなければならない。更に、送信器において8ビットパターンを選択された量子化レベルへと割り当てる割り当ては、以前のようではなく、上述のディジタル減衰マッピングを考慮に入れ、ディジタル減衰プロセスにおいて遠端交換局にて受信8ビットワードが変換された後に、その変換された8ビットワードが所望の量子化レベルに対応するようにされる。

0065

付録IVには、このようなコンステレーションとそのマッピングを示す。示したように、多くの7又は8ビット入力パターンに対応する実コンステレーションの信号ポイント(「3dBディジタル減衰の後の信号ポイントの振幅」として示した。)を量子化レベルの減少した集合から取っている。例えば、このようなレベルとして543.5があり、入力ビットパターンが1010101であるときにローカルループにわたって通信されることを所望する。しかし、このレベル543.5をローカルループへ供給するために、「3dBディジタル減衰の前の信号ポイントの振幅」として示した列に示すように量子化レベル767.5を表す8ビットワード(この場合、10100111)を送信することが必要となる。なぜなら、この8ビットワードはディジタル減衰プロセスにより量子化レベル543.5を表す8ビットワード(10101110)へと変換されることになるからである。

0066

−12dBmのパワー制約を引き続き満足させながら、この環境において同じ全体のエラーレート性能を有するためには、幾分データ速度を低くする必要がある。なぜなら、特定の有用な量子化レベルは減少した集合には含まれず、代替として利用可能な他の量子化レベルの利用はパワー制約を超えてしまう。従って、パワー制約を引き続き満足させる量子化レベルの集合は、より小さいPCM導出コンステレーションとなり、より低いデータ速度となる。付録IVのコンステレーションは実際に−12dBmの制約を満足し、付録IIのコンステレーションに匹敵する性能を示した。しかし、これは52kbpsの減少したデータ速度をサポートし、これはシグナリング間隔当たり6.5ビットのバンド幅効率に対応する。この方式を用いるため、図6の構成に以下の修正をすることができる。即ち、(a)351特許出願の図7に示した実数ビット符号化器を用い、(b)リード221上に7ビットワードを用い、(c)R=40、M=80、L=56とするような修正をすることができる。

0067

特定の環境においては、ビット奪い取り及びディジタル減衰の両方を用いてもよい。このような場合、ビット奪い取りされない間隔の間には付録IVのコンステレーションを用い、ビット奪い取りされる間隔の間には付録Vのコンステレーションを用いる。付録Vのコンステレーションは、ビット奪い取りとディジタル減衰両方を取り入れるために上述した方法論に従う。上述したように、特定の入力ビットパターンを表す信号ポイントの対は受信器において単一の信号ポイントのみへと減少することになる。例えば、入力ビットパターン101000の場合には単一の信号ポイント511.5により表される。付録Vのコンステレーションが用いられる場合、実数ビット符号化器は351特許出願の図7に示したものと同じであるが、ビットI3は除去してあり、図6では、R=22、M=44、L=26である。

0068

図9は、図1の受信モデム60の実施例のブロック図である。ローカルループ58上の音声バンドアナログ信号は、前置シグナルプロセッシングユニット61に供給され、ここでは、自動利得制御タイミング回復、A/D変換、等化のような従来技術の処理を行う。A/D変換、等化による動作は、米国特許5394437(1995年2月28日発行、発明者:Ayanoglu et at.)、米国特許5578625(1996年1月18日発行、発明者:Ayanoglu et at.)に記載されている。リード62上の前置シグナルプロセッシングユニット61の出力はチャネルが劣化した信号ポイントのシーケンスであり、これらそれぞれの振幅は、8よりも大きい適切な数のビット数で表される。これらの信号ポイントはサブコンステレーション判断ユニット63へと供給され、ここでは各受信信号ポイントに対して、どこのサブコンステレーションからその信号ポイントが生成したのかを判断する。内側及び外側サブコンステレーションの間の境界がビット奪い取りされたシグナリング間隔とされていないものとで異なるかもしれないので、サブコンステレーションの判断は信号ポイント振幅及びリード59に供給されるビット奪い取り指示信号によりされる。(上述のようにどのシグナリング間隔がビット奪い取りされたシグナリング間隔かを「学習」してある受信器の内部の回路(図示せず)により供給される。)この実施例におけるサブコンステレーションの間の最小距離がPCM導出コンステレーションのサブコンステレーションのそれぞれの有効最小距離以上であるので、このサブコンステレーションの判断は、特定のサブコンステレーションのどの信号ポイントがある時点において送信されたかを究極的に判断する判断と同等以上に信頼性がある。

0069

サブコンステレーションを識別するサブコンステレーション判断ユニット63の出力における制御リード64上の制御信号は、受信したチャネル劣化信号ポイントを復号器66、67の適切な1つへと向けるためにスイッチ65を制御する。復号器66は、いわゆる最大類似復号器(maximum-likelihood decoder)からなる。これはこの例ではビタビ復号器であり、送信モデムにおいて符号化変調器へと向けられた6、7又は8データビットI1、I2、(I3)、I4〜I7(I8)を回復しその出力において供給する。このように生成された連続する6、7又は8ビットワードはバッファ77へと入れられる。

0070

内側及び外側サブコンステレーションはビット奪い取りされた信号間隔とされていないものにおいて異なるので、リード59上のビット奪い取り指示信号はサブコンステレーション判断ユニット63だけではなく、復号器66、67へも供給され、復号プロセスにおいて適切な内側及び外側サブコンステレーションが用いられるようにする。

0071

もちろん、3以上のサブコンステレーションを用いることができ、受信モデムは2つだけではなく対応する数にすることができる。

0072

バッファ76、77でバッファリングされたワードは、後に述べる方法によりスイッチ68によりステアリングされることにより出力流へと組み立てられ、実数ビット復号器73へと供給され、パラレル・ツー・シリアルビット変換器74、デスクランブラー75を通ってリード69へと進む。送信モデムにおいて実数ビット符号化器を用いない実施例では、実数ビット復号器73は用いない。また、ビット奪い取りされた信号間隔が送信するビット数とされていないものは異なるので、ビット奪い取り指示信号をパラレル・ツー・シリアルビット変換器74へ供給する。

0073

スイッチ68が制御される方法のために以下の考察をする。ビタビ復号プロセスにおいて、連続する信号ポイントの特定の数が受信されたときに特定の受信信号ポイントのみの値が判断される。その信号ポイントの数は、復号深さ(decoding depth)と呼ばれる。実施例で用いるトレリス符号に対しては、43信号ポイントの復号深さを用いる。従って非常に小さい場合、リード62上の受信信号ポイントの登場からスイッチ68への対応する受信データビットの応用までの間に少なくとも43の信号ポイントの遅延を設けなければならない。実際にこのような遅延を設けるため、遅延Dを有する遅延素子71がサブコンステレーション判断ユニット63とスイッチ68の間に設けられ、スイッチ68の開と閉の位置の操作がスイッチ65の操作へと正確にミラーリングされる。しかし、受信信号ポイントの全てが内側サブコンステレーションから生成されるわけではない。従って、スイッチ68が閉位置にある確率が非常に高いように遅延Dは十分に大きい値にされねばならず、復号器66からの出力がバッファ76にあるようにする。この確率は例に示したコンステレーションとは幾分異なるが、値D=127を用いることができ満足する結果を得られる。本発明の原理を用いる符号化変調方式の設計は内側サブコンステレーションにおいて他の場合よりも信号ポイントの数が大きな数になるので、他の要素は同じだとすると、本発明は他の場合よりもDの値を少なくすることができる。例えば、351特許出願の図3の実施例では、D値は191にしている。351特許出願においては、D値に関する設計上の考察やバッファ76からのデータの利用を確実にするアプローチが記載されている。

0074

周知のように、遠端交換局50内のPCMボコーダー55に通常存在する帯域制限フィルタ(図示せず)は、ローカルループ58上の信号において符号間干渉ISI)を幾らか導入してしまう。このことは、リード25上の64kbpsのPCMディジタル信号へといわゆる詰め込みスタッフィング)ビットを導入して、その信号により搬送することができる利用可能な「ペイロード積荷)」を切り捨てることにより解決できる。このことは、サーバー10が供給するデータをサポートできるデータ速度を落としてしまう。例えば、もしスタッフィングビット速度が8kbpsならば、利用可能なペイロードは56kbpsである。個々で用いるPCM導出コンステレーションの各信号ポイントは8ビットで表すことができるので、31への入力は毎秒7k信号ポイントの速度に制限される。各信号ポイントは例えば図4の実施例においては7ユーザデータビットを表すので、線15上でサポート可能なデータ速度は56kbpsではなく49kbpsとなる。もちろんもし他のアプローチをこのISIを相殺するために用いれば、完全な64kbpsをペイロードに用いることができる。図6の実施例についても同様な考察をすることができる。

0075

上の議論は、コンピュータサーバーからエンドユーザ端末への「ダウンストリーム下り方向)」通信の関してされていた。このダウンストリーム方向で達成した高データ速度でPCM導出コンステレーションを逆の「アップストリーム」方向の通信で達成するのはより困難である。なぜなら、ローカルループ58は、損失や他の特性が分からないアナログ線であるからである。この問題についての更なる議論は、351特許出願に記載されている。

0076

以下は単に本発明の原理を例示したものである。従って、示したブロック図は本発明の原理を用いた回路を例示した概念図である。図において示した多くの素子の機能は、好ましい実施例においては、個別のハードウェア素子よりは、1又は複数のプログラム済みプロセッサ、ディジタルシグナルプロセッシング(DSP)チップ等により実装される。特許請求の範囲において特定の機能を実行する手段として表現した素子のいずれもその機能の実行方法を制限するように意図していない。例えば、(a)その機能を実行する回路素子の組み合わせ、又は(b)機能を実行させるために実行される適切な回路と組み合わせられたいかなる形態のソフトウェア(従って、ファームウェアマイクロコード等を含む)、をも包含する。

0077

開示した実施例において、ビット奪い取りされたシグナリング間隔とビット奪い取りされていないものに対して用いる実数ビット符号化器を同じものを用いているが、所望ならば、多くの制約を満足させて所望のエラーレート性能を得るために両方の種類のシグナリング間隔に対するデータ速度を最大化するために異なる実数ビット符号化器を用いてもよい。このような実施例では、実数ビット復号器73はリード59上にビット奪い取り支持信号を受信し、これに応答して2つの種類の間隔に対し適切な実数レート復号を適切なバッファリングとともに行う。

0078

図に示したスイッチは概念的であり、通常はプログラムロジックの操作によりこの機能は行われる。スイッチ68の操作をビス・ア・ビス(vis-a-vis)で行う1つの方法としては、(a)遅延素子71を除去し、かつ、(b)Dシグナリング間隔のデータを記憶することができるファーストインファーストアウト(FIFO:先入れ先出し)バッファとしてバッファ77を構成する方法がある。リード64上の信号が外側サブコンステレーションからの信号ポイントの受領を示すと必ず、無効なデータ(復号器67により生成されたことはない値を有するデータ)がバッファ77へと挿入される。データがバッファ77から読み出されると、そのデータが有効な値を持てば実数ビット復号器73(もし復号器73を用いていない場合はパラレル・ツー・シリアルビット変換器74)へ供給される。バッファ77の出力にて無効な値に遭遇すると必ず、代わりにバッファ76からデータが取られ、実数ビット復号器73(又はパラレル・ツー・シリアルビット変換器74)に供給されようとしているストリームにおいて無効データを置換する。

0079

示した実施例の全てにおいて、内側(外側)サブコンステレーションの実最小距離は、「4」(「16」)と、同じである。しかし、応用において予期されるチャネル状態に依存して、異なる最小距離のサブコンステレーションを伴う符号化方式は、所望のエラーレート性能基準を満足させながら異なるビットレートをサポートするように用いられる。

0080

図1の特定の信号パス(例えば、トランク25、35、45)は単一の64kbps流を搬送するものとして示してあるが、電話伝送設備は通常多くの異なる多重化されたデータ流をサポートする高容量信号パスを有するのでこれらであってもよく、例えば、送信モデム20から発信する特定の64kbpsの信号流を変更してもよい。

0081

バースト的雑音を含むいわゆる相関雑音に対してシステム全体を対応させる必要があれば、既知の信号ポイントインターリーバーを31の前に挿入し、対応する信号ポイントデインターリーバー(逆インターリーバー)を前置シグナルプロセッシングユニット61の出力にて挿入することができる。このようなインターリーバー/逆インターリーバーとしては、米国特許第5056112号(1991年10月8日発行)で示してあるような一般的なものでいい。

0082

実施例において用いたトレリス符号化変調は、特定の64状態の符号を用いた1次元トレリス符号化変調である。しかし、異なるトレリス符号や、多次元符号化変調を用いてもよい。周知のように、いわゆるチャネル符号を個別に送信される1又は2次元(例、QAM)の信号ポイントの連続として表すことにより多次元変調を用いることができる。後者は、振幅及び位相を有する複素数量として表すことができる。多次元符号化変調を用いる場合の問題点としては、特定の受信信号ポイントが内側又は外側のいずれのサブコンステレーションからのものかを受信器において間違えば、バッファ76に読み込まれた連続する信号ポイントのグループは、適切なチャネル符号グルーピングには現れず、何らかの再同期なしでは復号を進行させることはできなくなる。このことは好ましい実施例が1次元符号化変調を用いた主な理由である。

0083

送信モデム及び受信モデムは、多くの国で用いられると想定できる。ある遠隔通信網においてはμ則符号化を用い、別のものにはA則符号化を用いる場合がある。本発明を最適に用いることにより、チャネルの受信端にて用いられる符号化の種類に基づいたPCM導出コンステレーションを用いる必要性をなくすことができる。このような国際的な通信を想定したならば、送信モデムはμ則符号化又はA則符号化のいずれにも基づいたPCM導出コンステレーションを用いる送信データを符号化することができることが好ましい。例えば、もしエンドユーザー端末70が接続を開始したとすると、いわゆるANIとして運ばれた発信電話番号に含まれる国コードから発信国をモデム20にて識別することができる。また、受信モデムが位置する国を識別する別の方法も想定できる。このように、μ則符号化又はA則符号化のいずれを用いるべきかを判断することができる。

0084

以下に付録I〜Vをそれぞれ、表1〜3、表4〜6、表7〜9、表10〜12、表13〜15として添付する。

発明の効果

0085

以上述べたように、本発明により、遠隔通信網上のデータ伝送において、低エラー、高速伝送を達成するPCM導出コンステレーションを用いる確率的トレリス符号化変調の技術を提供できた。

図面の簡単な説明

0086

図1本発明を用いる遠隔通信システムのブロック図である。
図2本発明を用いるPCM導出信号コンステレーションの一部を示す図である。
図3本発明を用いるPCM導出信号コンステレーションの一部を示す図であって、完全なコンステレーションは、付録Iに示してある。
図4図3/付録Iのコンステレーションを用いる図1の遠隔通信システムの送信モデムの第1の実施例のブロック図である。
図5図4のモデムにて用いたトレリス符号化器の実施例を示すブロック図である。
図6付録II〜Vのコンステレーションのいずれを用いてもよい別のアプリケーションのための図1の遠隔通信システムの送信モデムの別の実施例である。
図7付録II、IIIのコンステレーションを用いた場合の図6の送信モデムにおいて用いる実数ビット符号化器のブロック図である。
図8図1の遠隔通信システムにおいて実装することができるビット奪い取り現象を示す説明図である。
図9図1の遠隔通信システムにおいて用いる受信モデムの一実施例のブロック図である。

--

0087

10コンピュータサーバー
12実数ビット符号化器
13 9×12実数ビット符号化器
15 線
16、17 3×4実数ビット符号化器
18パラレル・ツー・シリアルワード変換器
19スクランブラー
20PCM導出コンステレーションを用いる送信モデム
21 シリアル・ツー・パラレルビット変換器
22リード
23比較器
24、29 スイッチ
25、35、45トランク
26レート1/2トレリス符号化器
27 符号化88PAM内側サブコンステレーションマッパー
28 非符号化84PAM外側サブコンステレーションマッパー
30 近端交換局
31 パラレル・ツー・シリアルビット変換器
32 スイッチ及び符号化器制御信号
33、34 リード
37、371符号化変調器
38、381 非符号化変調器
40電話網
50遠端交換局
54ディジタル減衰器
55 PCMボコーダー
58ローカルループ
59ビット奪い取り指示信号
60受信モデム
61前置シグナルプロセッシングユニット
62 リード
63 サブコンステレーション判断ユニット
64復号深さ制御信号
65、68 スイッチ
66 内側サブコンステレーションの復号器
67 外側サブコンステレーションの復号器
69 リード
70エンドユーザー端末
71遅延素子
73 実数ビット復号器
74 パラレル・ツー・シリアルビット変換器
75デスクランブラー
76、77FIFOバッファ
78 復号深さ制御信号のリード
131〜177 リード
211 シリアル・ツー・パラレルビット変換器
221 リード
231 比較器
241 スイッチ
271 符号化M−PAM内側サブコンステレーションマッパー
281 非符号化L−PAM外側サブコンステレーションマッパー

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