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技術 コンポジット信号用同期分離回路

出願人 株式会社東芝
発明者 野中忠
出願日 1997年6月5日 (24年4ヶ月経過) 出願番号 1997-147845
公開日 1998年12月18日 (22年10ヶ月経過) 公開番号 1998-336484
状態 未査定
技術分野 TVの同期
主要キーワード 差分増幅回路 帰還ループ回路 CR遅延回路 入力増幅回路 放電電流源 サンプリングパルス生成回路 充電電流源 ホールド用容量
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この項目の情報は公開日時点(1998年12月18日)のものです。
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図面 (13)

課題

コンポジット信号直流レベル映像信号のレベルで振られないようにし、映像信号波形に依存しないで安定に水平同期信号を分離する。

解決手段

容量結合によりコンポジット信号が入力するLPF3と、LPF出力側のコンポジット信号を基準電圧二値化し、水平同期信号成分を分離する回路4と、LPF出力側のコンポジット信号のシンク信号レベルに応じた電流を流す第1電流源10と、水平同期信号成分に基づいてサンプリングパルスを生成する回路16と、LPF出力側のコンポジット信号のバックポーチペデスタルレベルをサンプリングパルスによりサンプルして保持する回路17と、保持されたペデスタルレベルに応じた電流を流す第2電流源13と、第1または第2電流源をコンポジット信号入力ノードに接続するスイッチ回路11、12とを具備する。

概要

背景

図9は、従来のテレビジョン受像機に使用されるコンポジット信号同期分離回路を示す回路図であり、図10は、図9の回路の動作例を示すタイミン波形図である。

図9において、90は半導体集積回路化された同期分離回路、1はコンポジット信号入力を前記同期分離回路90の入力ノード1aに容量結合するための入力結合容量(例えば0.1μF)である。

前記同期分離回路90において、容量結合により入力ノードに入力したコンポジット信号は入力増幅回路2により増幅され、雑音除去用の低域フィルタLPF)3を経て1つの電圧比較回路4および2つの電圧差分回路5、6に入力する。上記電圧比較回路4は、(+)入力端に入力する入力信号と(−)入力端に入力する基準電圧Vref とを電圧比較し、“0”または“1”の二値信号を出力する。この出力信号は、インバータ回路4aにより反転されて水平同期信号として出力される。

前記第1の電圧差分回路5は、(−)入力端に入力する入力信号と(+)入力端に入力する基準電圧Vref との電圧差分、つまり、コンポジット信号のシンク部分(同期信号)のアナログ量を検出して出力する。この出力は、第1の電流利得A1を有する第1の電流増幅回路7で電流増幅される。

前記第2の電圧差分回路6は、(+)入力端に入力する入力信号と(−)入力端に入力する基準電圧Vref との電圧差分、つまり、コンポジット信号の映像信号部分のアナログ量を検出して出力する。この出力は、第2の電流利得A2を有する第2の電流増幅回路8で電流増幅される。

一方、前記入ノード1aには、充放電回路9が接続されている。この充放電回路9は、前記入力ノード1aと電源ノードとの間に充電回路が挿入されており、前記入力ノード1aと接地ノードとの間に放電回路が挿入されている。

上記充電回路は、充電電流源10と充電スイッチ素子11が直列に接続されてなる。上記充電スイッチ素子11は、前記電圧比較回路4の出力信号によりスイッチ制御されるものであり、前記電圧比較回路4の入力信号レベルが基準電圧Vref レベルより小さい期間(シンク期間、t1〜t2)の比較出力“0”レベルによりオン状態に制御される。そして、前記充電スイッチ素子11がオン状態の時に、前記充電電流源10は前記第1の電流増幅回路7の出力に応じた充電電流を入力ノード1aを介して入力結合容量1に供給する。

また、前記放電回路は、放電スイッチ素子12と放電電流源13とが直列に接続されてなる。上記放電スイッチ素子12は、前記電圧比較回路4の出力信号によりスイッチ制御されるものであり、前記電圧比較回路4の入力信号レベルが基準電圧Vref レベルより大きい期間(映像信号期間、t2〜t3)の比較出力“1”レベルによりオン状態に制御される。そして、前記放電スイッチ素子12がオン状態の時に、前記放電電流源13は前記第2の電流増幅回路8の出力に応じた放電電流を入力結合容量1から接地ノードに流す。

上記構成の同期分離回路90においては、容量結合により入力したコンポジット信号の直流レベルを安定化するために帰還ループ回路を用いている。この帰還ループ回路において、前記コンポジット信号のシンク信号期間t1〜t2にはLPF出力信号(直流レベルが安定化されたコンポジット信号)のシンク信号レベルに応じた帰還信号により前記充放電回路9の充電電流量I1 を制御し、前記コンポジット信号のシンク信号期間以外の期間t2〜t3にはLPF出力信号の映像レベルに応じた帰還信号により前記充放電回路9の放電電流量I2 を制御し、前記充電電流源10あるいは放電電流源13と入力ノード1aとの接続を前記電圧比較回路4の出力信号(水平同期信号成分)によりスイッチ制御しているので、シンク信号期間の充電量I1 (t1〜t2)とシンク信号期間以外の映像信号期間の放電量I2 (t2〜t3)とが平衡した状態でコンポジット信号の直流レベルが決まる。

しかし、前記同期分離回路90においては、コンポジット信号の映像信号期間t1〜t2の波形(レベル)に依存してコンポジット信号の直流レベルが振られ、この影響が水平同期信号出力にジッタ成分として現われていた。

即ち、図11に示すようにコンポジット信号の映像信号期間t2〜t3のレベルが大きい場合と図12に示すようにコンポジット信号の映像信号期間t2〜t3のレベルが小さい場合とで第2の電圧差分回路6の電圧差分出力が変動し、第2の電流増幅回路8の出力電流および放電電流源13の放電電流が変動し、コンポジット信号の直流レベルが振られるので、コンポジット信号のクランプ位置が変動する。これにより、コンポジット信号入力の前縁タイミングt0から電圧比較回路4の出力信号の前縁タイミングt1までの時間が変動し、水平同期信号出力の立上がりタイミングが変動する。

従って、前記同期分離回路90の後段回路で水平同期信号に基づいて例えば映像表示装置画面上のチャネル番号表示開始タイミングを決定する場合には、チャネル番号の表示にちらつきが発生する原因となる。

なお、コンポジット信号の映像信号期間のレベルに依存してコンポジット信号の直流レベルが振られないようにするために、雑音除去用のLPF3の特性を変えて(帯域を高くして)その出力信号の立上がり立下がりを速くすればよいが、そうすると雑音除去特性が劣化し、テレビジョン受像機入力の弱電界時における同期分離特性の安定性が損なわれる。

概要

コンポジット信号の直流レベルが映像信号のレベルで振られないようにし、映像信号波形に依存しないで安定に水平同期信号を分離する。

容量結合によりコンポジット信号が入力するLPF3と、LPF出力側のコンポジット信号を基準電圧で二値化し、水平同期信号成分を分離する回路4と、LPF出力側のコンポジット信号のシンク信号レベルに応じた電流を流す第1電流源10と、水平同期信号成分に基づいてサンプリングパルスを生成する回路16と、LPF出力側のコンポジット信号のバックポーチペデスタルレベルをサンプリングパルスによりサンプルして保持する回路17と、保持されたペデスタルレベルに応じた電流を流す第2電流源13と、第1または第2電流源をコンポジット信号入力ノードに接続するスイッチ回路11、12とを具備する。

目的

本発明は上記の問題点を解決すべくなされたもので、コンポジット信号の直流レベルが映像信号期間のレベルで振られることを防止し、映像信号の波形に依存することなく安定して水平同期信号を分離でき、映像信号波形の影響が水平同期信号出力にジッタ成分として現われることを防止し得るコンポジット信号用同期分離回路を提供することを目的とする。

効果

実績

技術文献被引用数
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牽制数
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請求項1

容量結合により入力ノードに入力したコンポジット信号の低域成分を通過させるフィルタを含み、コンポジット信号の直流レベルを安定化する帰還ループ回路と、前記帰還ループ回路に設けられ、前記フィルタの出力側のコンポジット信号を所定の基準電圧二値化し、水平同期信号成分を分離する電圧比較回路と、前記帰還ループ回路に設けられ、前記フィルタの出力側のコンポジット信号のシンク信号期間のシンク信号レベルに応じた電流を流す第1の電流源と、前記帰還ループ回路に設けられ、前記フィルタの出力側のコンポジット信号のバックポーチペデスタルレベルサンプリングパルス信号によりサンプルして保持するサンプルホールド回路と、前記帰還ループ回路に設けられ、前記サンプルホールド回路により保持されたペデスタルレベルに応じた電流を流す第2の電流源と、前記水平同期信号成分によりスイッチ制御され、前記第1の電流源または前記第2の電流源を前記入ノードに接続するスイッチ回路と、前記電圧比較回路の水平同期信号成分出力に基づいて前記サンプリングパルス信号を生成するサンプリングパルス生成回路とを具備することを特徴とするコンポジット信号用同期分離回路

請求項2

請求項1記載のコンポジット信号用同期分離回路において、前記帰還ループ回路は、容量結合により入力ノードに入力したコンポジット信号の低域成分を通過させる雑音除去用の低域通過フィルタと、前記低域通過フィルタから出力するコンポジット信号のシンク部と基準電圧入力との電圧差分アナログ量を第1の電流利得電流増幅して出力する第1の差分増幅回路と、前記低域通過フィルタから出力するコンポジット信号の映像信号部と前記基準電圧入力との電圧差分アナログ量を第2の電流利得で電流増幅して出力する第2の差分増幅回路と、前記第2の差分増幅回路の前段あるいは中間段あるいは後段に挿入され、前記コンポジット信号のバックポーチのペデスタルレベルをサンプリングパルス信号によりサンプルして保持するサンプルホールド回路と、前記入力ノードと第1電位ノードとの間に挿入され、前記水平同期信号成分の第1の論理レベル期間にオン状態にスイッチ制御される第1のスイッチ素子およびこの第1のスイッチ素子がオン状態の期間に前記第1の差分増幅回路の出力電流に応じた第1の電流を前記入力ノードに対して第1の方向に流す第1の電流源が直列に接続された第1の電流回路と、前記入力ノードと第2電位ノードとの間に挿入され、前記水平同期信号成分の第2の論理レベル期間にオン状態にスイッチ制御される第2のスイッチ素子およびこの第2のスイッチ素子がオン状態の期間に前記第2の差分増幅回路の出力電流に応じた第2の電流を前記入力ノードに対して前記第1の方向とは逆向きの第2の方向に流す第2の電流源が直列に接続されてなる第2の電流回路とを具備することを特徴とするコンポジット信号用同期分離回路。

請求項3

請求項2記載のコンポジット信号用同期分離回路において、前記第1の差分増幅回路は、前記低域通過フィルタから出力するコンポジット信号が(−)入力端に入力し、前記基準電圧が(+)入力端に入力し、前記基準電圧と前記コンポジット信号のシンク部との電圧差分であるアナログ量を検出して出力する第1の電圧差分回路と、前記第1の電圧差分回路の出力信号を第1の電流利得で電流増幅する第1の電流増幅回路とからなり、前記第2の差分増幅回路は、前段回路からコンポジット信号が(+)入力端に入力し、前記基準電圧が(−)入力端に入力し、前記コンポジット信号の映像信号部との電圧差分であるアナログ量を検出して出力する第2の電圧差分回路と、前記第2の電圧差分回路の出力信号を第2の電流利得で電流増幅する第2の電流増幅回路とからなることを特徴とするコンポジット信号用同期分離回路。

請求項4

請求項3記載のコンポジット信号用同期分離回路において、前記サンプルホールド回路は、前記第2の電圧差分回路のコンポジット信号入力経路に挿入されることを特徴とするコンポジット信号用同期分離回路。

請求項5

請求項3記載のコンポジット信号用同期分離回路において、前記サンプルホールド回路は、前記第2の電流増幅回路の入力側に挿入されることを特徴とするコンポジット信号用同期分離回路。

請求項6

請求項3記載のコンポジット信号用同期分離回路において、前記サンプルホールド回路は、前記第2の電流増幅回路の出力側に挿入されることを特徴とするコンポジット信号用同期分離回路。

請求項7

請求項3乃至6のいずれか1項に記載のコンポジット信号用同期分離回路において、前記低域通過フィルタの前段あるいは後段に挿入される入力増幅回路をさらに具備することを特徴とするコンポジット信号用同期分離回路。

技術分野

0001

本発明は、映像信号同期信号複合されたコンポジット信号映像同期複合信号)用の同期分離回路係り、特にコンポジット信号の電位所定レベルクランプして水平同期信号を分離するための半導体集積回路化された同期分離回路に関するもので、例えばテレビジョン受像機ビデオテープ再生装置ビデオディスク再生装置などに使用されるものである。

背景技術

0002

図9は、従来のテレビジョン受像機に使用されるコンポジット信号用同期分離回路を示す回路図であり、図10は、図9の回路の動作例を示すタイミン波形図である。

0003

図9において、90は半導体集積回路化された同期分離回路、1はコンポジット信号入力を前記同期分離回路90の入力ノード1aに容量結合するための入力結合容量(例えば0.1μF)である。

0004

前記同期分離回路90において、容量結合により入力ノードに入力したコンポジット信号は入力増幅回路2により増幅され、雑音除去用の低域フィルタLPF)3を経て1つの電圧比較回路4および2つの電圧差分回路5、6に入力する。上記電圧比較回路4は、(+)入力端に入力する入力信号と(−)入力端に入力する基準電圧Vref とを電圧比較し、“0”または“1”の二値信号を出力する。この出力信号は、インバータ回路4aにより反転されて水平同期信号として出力される。

0005

前記第1の電圧差分回路5は、(−)入力端に入力する入力信号と(+)入力端に入力する基準電圧Vref との電圧差分、つまり、コンポジット信号のシンク部分(同期信号)のアナログ量を検出して出力する。この出力は、第1の電流利得A1を有する第1の電流増幅回路7で電流増幅される。

0006

前記第2の電圧差分回路6は、(+)入力端に入力する入力信号と(−)入力端に入力する基準電圧Vref との電圧差分、つまり、コンポジット信号の映像信号部分のアナログ量を検出して出力する。この出力は、第2の電流利得A2を有する第2の電流増幅回路8で電流増幅される。

0007

一方、前記入ノード1aには、充放電回路9が接続されている。この充放電回路9は、前記入力ノード1aと電源ノードとの間に充電回路が挿入されており、前記入力ノード1aと接地ノードとの間に放電回路が挿入されている。

0008

上記充電回路は、充電電流源10と充電スイッチ素子11が直列に接続されてなる。上記充電スイッチ素子11は、前記電圧比較回路4の出力信号によりスイッチ制御されるものであり、前記電圧比較回路4の入力信号レベルが基準電圧Vref レベルより小さい期間(シンク期間、t1〜t2)の比較出力“0”レベルによりオン状態に制御される。そして、前記充電スイッチ素子11がオン状態の時に、前記充電電流源10は前記第1の電流増幅回路7の出力に応じた充電電流を入力ノード1aを介して入力結合容量1に供給する。

0009

また、前記放電回路は、放電スイッチ素子12と放電電流源13とが直列に接続されてなる。上記放電スイッチ素子12は、前記電圧比較回路4の出力信号によりスイッチ制御されるものであり、前記電圧比較回路4の入力信号レベルが基準電圧Vref レベルより大きい期間(映像信号期間、t2〜t3)の比較出力“1”レベルによりオン状態に制御される。そして、前記放電スイッチ素子12がオン状態の時に、前記放電電流源13は前記第2の電流増幅回路8の出力に応じた放電電流を入力結合容量1から接地ノードに流す。

0010

上記構成の同期分離回路90においては、容量結合により入力したコンポジット信号の直流レベルを安定化するために帰還ループ回路を用いている。この帰還ループ回路において、前記コンポジット信号のシンク信号期間t1〜t2にはLPF出力信号(直流レベルが安定化されたコンポジット信号)のシンク信号レベルに応じた帰還信号により前記充放電回路9の充電電流量I1 を制御し、前記コンポジット信号のシンク信号期間以外の期間t2〜t3にはLPF出力信号の映像レベルに応じた帰還信号により前記充放電回路9の放電電流量I2 を制御し、前記充電電流源10あるいは放電電流源13と入力ノード1aとの接続を前記電圧比較回路4の出力信号(水平同期信号成分)によりスイッチ制御しているので、シンク信号期間の充電量I1 (t1〜t2)とシンク信号期間以外の映像信号期間の放電量I2 (t2〜t3)とが平衡した状態でコンポジット信号の直流レベルが決まる。

0011

しかし、前記同期分離回路90においては、コンポジット信号の映像信号期間t1〜t2の波形(レベル)に依存してコンポジット信号の直流レベルが振られ、この影響が水平同期信号出力にジッタ成分として現われていた。

0012

即ち、図11に示すようにコンポジット信号の映像信号期間t2〜t3のレベルが大きい場合と図12に示すようにコンポジット信号の映像信号期間t2〜t3のレベルが小さい場合とで第2の電圧差分回路6の電圧差分出力が変動し、第2の電流増幅回路8の出力電流および放電電流源13の放電電流が変動し、コンポジット信号の直流レベルが振られるので、コンポジット信号のクランプ位置が変動する。これにより、コンポジット信号入力の前縁タイミングt0から電圧比較回路4の出力信号の前縁タイミングt1までの時間が変動し、水平同期信号出力の立上がりタイミングが変動する。

0013

従って、前記同期分離回路90の後段回路で水平同期信号に基づいて例えば映像表示装置画面上のチャネル番号表示開始タイミングを決定する場合には、チャネル番号の表示にちらつきが発生する原因となる。

0014

なお、コンポジット信号の映像信号期間のレベルに依存してコンポジット信号の直流レベルが振られないようにするために、雑音除去用のLPF3の特性を変えて(帯域を高くして)その出力信号の立上がり立下がりを速くすればよいが、そうすると雑音除去特性が劣化し、テレビジョン受像機入力の弱電界時における同期分離特性の安定性が損なわれる。

発明が解決しようとする課題

0015

上記したように従来のコンポジット信号用同期分離回路は、雑音除去用のLPFの帯域をあまり高くできないので、コンポジット信号の直流レベルが映像信号期間のレベルで振られ、この影響が水平同期信号出力にジッタ成分として現われるという問題があった。

0016

本発明は上記の問題点を解決すべくなされたもので、コンポジット信号の直流レベルが映像信号期間のレベルで振られることを防止し、映像信号の波形に依存することなく安定して水平同期信号を分離でき、映像信号波形の影響が水平同期信号出力にジッタ成分として現われることを防止し得るコンポジット信号用同期分離回路を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

0017

本発明のコンポジット信号用同期分離回路は、容量結合により入力ノードに入力したコンポジット信号の低域成分を通過させるフィルタを含み、コンポジット信号の直流レベルを安定化する帰還ループ回路と、前記帰還ループ回路に設けられ、前記フィルタの出力側のコンポジット信号を所定の基準電圧で二値化し、水平同期信号成分を分離する電圧比較回路と、前記帰還ループ回路に設けられ、前記フィルタの出力側のコンポジット信号のシンク信号期間のシンク信号レベルに応じた電流を流す第1の電流源と、前記帰還ループ回路に設けられ、前記フィルタの出力側のコンポジット信号のバックポーチペデスタルレベルサンプリングパルス信号によりサンプルして保持するサンプルホールド回路と、前記帰還ループ回路に設けられ、前記サンプルホールド回路により保持されたペデスタルレベルに応じた電流を流す第2の電流源と、前記水平同期信号成分によりスイッチ制御され、前記第1の電流源または前記第2の電流源を前記入力ノードに接続するスイッチ回路と、前記電圧比較回路の水平同期信号成分出力に基づいて前記サンプリングパルス信号を生成するサンプリングパルス生成回路とを具備することを特徴とする。

発明を実施するための最良の形態

0018

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。図1は、本発明の第1の実施の形態に係るテレビジョン受像機に使用されるコンポジット信号用同期分離回路20および入力結合容量1を示している。

0019

において、同期分離回路20は、図9を参照して前述した従来例の同期分離回路90と比べて、サンプリングパルス生成回路16およびサンプルホールド回路17が付加されている点が異なり、その他は同じであるので同一符号を付している。

0020

即ち、同期分離回路20は、容量結合により入力ノード1aに入力したコンポジット信号を増幅する入力増幅回路2およびその出力信号の低域成分を通過させる雑音除去用の低域通過フィルタ(LPF)3を含み、前記フィルタの出力側のコンポジット信号の直流レベルを安定化する帰還ループ回路と、この帰還ループ回路内で直流レベルが安定化されたコンポジット信号(例えばLPF出力信号)を所定の基準電圧で二値化し、水平同期信号成分を分離する電圧比較回路4とを有する。

0021

前記電圧比較回路4は、前記LPF3の出力側のコンポジット信号が(+)入力端に入力し、この入力信号を(−)入力端に入力する基準電圧Vref と電圧比較し、“0”または“1”の二値信号を出力(水平同期信号成分を分離)する。この出力信号は、インバータ回路4aにより反転されて水平同期信号として出力される。

0022

前記帰還ループ回路においては、LPF出力側のコンポジット信号のシンク信号期間のシンク信号レベルに応じた電流を流す第1の電流源10と、LPF出力側のコンポジット信号のバックポーチのバースト信号期間外のペデスタルレベルをサンプリングパルス信号SPによりサンプルして保持するサンプルホールド回路17と、前記サンプルホールド回路17により保持されたペデスタルレベルに応じた電流を流す第2の電流源13と、前記水平同期信号成分によりスイッチ制御され、前記第1の電流源10または前記第2の電流源13を前記入力ノード1に接続するスイッチ素子11、12と、前記電圧比較回路4の水平同期信号成分出力に基づいて前記サンプリングパルス信号SPを生成するサンプリングパルス生成回路16とを有する。

0023

図2は、図1中のサンプリングパルス生成回路16の一例を示す。このサンプリングパルス生成回路16は、水平同期信号入力を遅延させる第1のCR遅延回路21と、前記第1のCR遅延回路21の出力信号を波形整形する第1の波形整形回路22と、前記第1の波形整形回路22の出力信号を遅延させる第2のCR遅延回路23と、前記第2のCR遅延回路23の出力信号を波形整形する第2の波形整形回路24と、前記第1の波形整形回路22の出力信号が入力するインバータ回路25と、このインバータ回路25の出力信号と前記第2の波形整形回路24の出力信号との論理積をとるアンド回路26とからなる。

0024

図3は、図1中のサンプルホールド回路17の一例を示す。このサンプルホールド回路17は、相補的なサンプリングパルス信号SP、/SPによりCMOSトランスファゲート31をオン状態に制御して入力信号をホールド用容量32に供給して保持させる。

0025

図4は、図1中の帰還ループ回路の一部の一具体例を示す。図4において、5は雑音除去用のLPF2の出力信号が(−)入力端に入力し、基準電圧Vref が(+)入力端に入力し、両入力の電圧差分であるコンポジット信号のシンク部分のアナログ量を検出して出力する第1の電圧差分回路である。

0026

6は前記LPF3の出力信号が(+)入力端に入力し、基準電圧Vref が(−)入力端に入力し、両入力の電圧差分であるコンポジット信号の映像信号部分のアナログ量を検出して出力する第2の電圧差分回路である。

0027

7は前記第1の電圧差分回路5の出力信号を第1の電流利得A1で電流増幅する第1の電流増幅回路であり、ゲートドレイン相互が接続されたPMOSトランジスタ71およびNMOSトランジスタ72が電源ノードと接地ノードとの間に直列に接続され、上記NMOSトランジスタ72のゲートに前記第1の電圧差分回路5の出力信号が入力する。

0028

8は前記第2の電圧差分回路6の出力信号を第2の電流利得A2で電流増幅する第2の電流増幅回路であり、PMOSトランジスタ81およびゲート・ドレインが接続されたNMOSトランジスタ82が電源ノードと接地ノードとの間に直列に接続され、かつゲート・ドレインが接続され、ゲートが上記PMOSトランジスタ81のゲートに共通に接続されたPMOSトランジスタ83およびNMOSトランジスタ84が電源ノードと接地ノードとの間に直列に接続され、上記PMOSトランジスタ84のゲートに前記第2の電圧差分回路6の出力信号が入力する。

0029

9は前記入力ノード1aに接続されている充放電回路である。この充放電回路9は、前記入力ノード1aと第1電位ノード(本例では電源ノード)との間に挿入された第1の電流源(本例では充電回路)と、前記入力ノード1aと第2電位ノード(本例では接地ノード)との間に挿入された第2の電流源(本例では放電回路)とを有する。

0030

上記充電回路は、充電電流源(例えばPMOSトランジスタ)10と充電スイッチ素子(例えばPMOSトランジスタ)11が直列に接続されてなる。上記充電スイッチ素子11は、前記電圧比較回路4の出力信号(水平同期信号成分)の第1の論理レベル期間(本例では“L”レベル期間)にオン状態にスイッチ制御されるものであり、前記電圧比較回路4の入力信号レベルが基準電圧Vref レベルより小さい期間(シンク期間、t1〜t2)の比較出力“0”レベルによりオン状態に制御される。そして、前記充電スイッチ素子11がオン状態の時に、前記充電電流源10は前記第1の電流増幅回路7の出力に応じた第1の電流を前記入力ノード1aに対して第1の方向に流す(本例では電源ノードから入力ノード1aおよび入力結合容量1に充電電流を流す)。

0031

また、前記放電回路は、放電スイッチ素子(例えばNMOSトランジスタ)12と放電電流源(例えばNMOSトランジスタ)13とが直列に接続されてなる。上記放電スイッチ素子12は、前記電圧比較回路4の出力信号(水平同期信号成分)の第2の論理レベル期間(本例では“H”レベル期間)にオン状態にスイッチ制御されるものであり、前記電圧比較回路4の入力信号レベルが基準電圧Vref レベルより大きい期間(映像信号期間、t2〜t3)の比較出力“1”レベルによりオン状態に制御される。そして、放電電流源(NMOSトランジスタ)13のゲートは前記第2の電流増幅回路8内のNMOSトランジスタ82のゲートに接続されており、前記放電スイッチ素子12がオン状態の時に、前記放電電流源13は前記第2の電流増幅回路8の出力に応じた第2の電流を前記入力ノード1aに対して前記第1の方向とは逆向きの第2の方向に流す(本例では入力ノードから接地ノードに放電電流を流す)。

0032

なお、前記第1の電流増幅回路5のPMOSトランジスタ71と充電電流源用のPMOSトランジスタ10とはサイズ比が例えば1:10に設定されており、前記第2の電流増幅回路8のNMOSトランジスタ82と放電電流源用のNMOSトランジスタ13とはサイズ比が例えば1:2に設定されている。

0033

なお、前記シンク信号期間(t1〜t2)は映像信号期間(t2〜t3)よりも長さが短いので、シンク期間t1〜t2の充電量と映像信号期間t2〜t3の放電量とを平衡させるために第1の電流増幅回路7の利得A1を第2の電流増幅回路8の利得A2よりも大きく設定している。また、第1の電流増幅回路7の利得A1の絶対値と第2の電流増幅回路8の利得A2の絶対値は、所望の充電速度放電速度が得られるように決定している。

0034

また、前記第1の電流増幅回路7を省略して第1の電圧差分回路5に第1の電流利得A1を持たせることにより第1の差分増幅回路を構成し、前記LPF3から出力するコンポジット信号のシンク部と基準電圧入力Vref との電圧差分アナログ量を第1の電流利得A1で電流増幅して出力するようにしてもよい。

0035

同様に、前記第2の電流増幅回路8を省略して第2の電圧差分回路6に第2の電流利得A2を持たせることにより第2の差分増幅回路を構成し、前記LPF3から出力するコンポジット信号の映像信号部と基準電圧入力Vref との電圧差分アナログ量を第2の電流利得A2で電流増幅して出力するようにしてもよい。

0036

図5および図6は、図1の同期分離回路20の動作例を示すタイミング波形図である。図1の同期分離回路20においては、容量結合により入力したコンポジット信号の直流レベルを安定化するための帰還ループ回路において、前記コンポジット信号のシンク信号期間t1〜t2にはLPF出力信号のシンク信号レベルに応じた帰還信号により前記充電回路の充電電流量I1 を制御し、前記コンポジット信号のシンク信号期間以外の期間t2〜t3にはLPF出力信号のバックポーチのペデスタルレベルに応じた帰還信号により前記放電回路の放電電流量I2 を制御し、この充電回路あるいは放電回路と入力ノード1aとの接続を前記電圧比較回路4の出力信号(水平同期信号成分)によりスイッチ制御している。

0037

これにより、シンク信号期間の充電量I1 (t1〜t2)とシンク信号期間以外の映像信号期間の放電量I2 (t2〜t3)とが平衡した状態でコンポジット信号の直流レベルが決まる。

0038

この場合、図6に示すように、映像信号期間のバックポーチ期間に生成されるサンプリングパルス信号によりペデスタルレベルをサンプルして保持しているので、コンポジット信号の映像信号期間の波形(レベル)に依存してコンポジット信号の直流レベルが振られなくなり、コンポジット信号のクランプ位置が変動しなくなる。

0039

これにより、コンポジット信号入力の前縁タイミングt0から電圧比較回路4の出力信号の前縁タイミングt1までの時間が変動しなくなり、水平同期信号出力の立上がりタイミングが変動しなくなるので、水平同期信号出力にジッタ成分が現われなくなる。

0040

従って、前記同期分離回路20の後段回路(例えばPLL回路)で高速クロック信号を発生させ、それに基づいて各種の映像処理のタイミングを決定する、例えば映像表示装置の画面上のチャネル番号表示の開始タイミングを決定する場合にチャネル番号の表示にちらつきが発生するおそれはなくなる。

0041

即ち、上記第1の実施の形態のコンポジット信号用同期分離回路によれば、電圧比較回路に供給される信号の直流レベルは映像信号期間のレベルに依存せずに一定となるので、水平同期信号出力のジッタ成分が小さくなる。

0042

なお、前記入力増幅回路2は、LPF3の後段に挿入してもよい。LPF3の後段に反転増幅回路を挿入した場合には、前記コンポジット信号のシンク期間、映像信号期間と充電動作放電動作の関係が逆になる。

0043

なお、前記サンプルホールド回路17は、第1の実施の形態では第2の電圧差分回路6のコンポジット信号入力経路に挿入しているが、第2の差分増幅回路6の前段あるいは中間段あるいは後段のいずれに挿入してもよい。

0044

図7は、本発明の第2の実施の形態に係るコンポジット信号用同期分離回路を示すブロック図である。第2の実施の形態は、前記第1の実施の形態と比べて、前記サンプルホールド回路の挿入位置が前記第2の電流増幅回路8の入力側に変更されており、その他は同じであるので図1中と同一符号を付している。

0045

図8は、本発明の第3の実施の形態に係るコンポジット信号用同期分離回路を示すブロック図である。第3の実施の形態は、前記第1の実施の形態と比べて、前記サンプルホールド回路の挿入位置が前記第2の電流増幅回路8の出力側に変更されており、その他は同じであるので図1中と同一符号を付している。

発明の効果

0046

上述したように本発明のコンポジット信号用同期分離回路によれば、コンポジット信号の直流レベルが映像信号のレベルで振られることを防止し、映像信号の波形に依存することなく安定して水平同期信号を分離でき、映像信号波形の影響が水平同期信号出力にジッタ成分として現われることを防止することができる。

図面の簡単な説明

0047

図1本発明の第1の実施の形態に係るコンポジット信号用同期分離回路を示すブロック図。
図2図1中のサンプリングパルス生成回路の一例を示す回路図。
図3図1中のサンプルホールド回路の一例を示す回路図。
図4図1中の帰還ループ回路の一部の一例を示す回路図。
図5図1の回路の動作例を示すタイミング波形図。
図6図1の回路のサンプルホールド動作を示すタイミング波形図。
図7本発明の第2の実施の形態に係るコンポジット信号用同期分離回路を示す回路図。
図8本発明の第3の実施の形態に係るコンポジット信号用同期分離回路を示す回路図。
図9従来のテレビジョン受像機に使用されるコンポジット信号用同期分離回路を示す回路図。
図10図9の回路の動作例を示すタイミング波形図。
図11図9のコンポジット信号用同期分離回路におけるコンポジット信号の映像信号期間t2〜t3のレベルが大きい場合の波形例を示す図。
図12図9のコンポジット信号用同期分離回路におけるコンポジット信号の映像信号期間t2〜t3のレベルが小さい場合の波形例を示す図。

--

0048

1…入力結合容量、
1a…入力ノード、
2…入力増幅回路、
3…LPF、
4…電圧比較回路、
4a…インバータ回路、
5…第1の電圧差分回路、
6…第2の電圧差分回路、
7…第1の電流増幅回路、
8…第2の電流増幅回路、
9…充放電回路、
10…充電電流源、
11…充電スイッチ素子、
12…放電スイッチ素子、
13…放電電流源、
16…サンプリングパルス生成回路、
17…サンプルホールド回路、
20…同期分離回路。

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